JP3432822B2 - 可変速度ボコーダ - Google Patents

可変速度ボコーダ

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    • G10L2025/786—Adaptive threshold

Description

【発明の詳細な説明】 I.発明の分野 本発明はスピーチ処理に関する。特に、本発明は圧縮
の量がダイナミックに変化し、一方において再構成され
たスピーチの品質に最小の影響を与えるスピーチを圧縮
する新しい改良された方法およびシステムに関する。さ
らに、圧縮されたスピーチデータはエラーを導入する可
能性があるチャンネル上を伝送されるように意図されて
いるため、本発明の方法およびシステムはまた音声品質
に対するチャンネルエラーの影響を最小にする。
II.従来技術の説明 デジタル技術による音声の伝送は、特に長距離のデジ
タル無線電話の適用で広く普及してきている。したがっ
て、予測される再構成スピーチの品質を維持するチャン
ネル上を伝送されることができる情報の最少量を決定す
ることが重要である。スピーチがサンプルし、デジタル
化するだけで伝送される場合、通常のアナログ電話のス
ピーチ品質を達成するために64キロビット／秒（kbps）
程度のデータ速度が要求される。しかしながら、適切な
コード化、伝送および受信機における再合成によって後
続されるスピーチ解析の使用により、データ速度の著し
い減少が実現可能である。
人間のスピーチ発生のモデルに関連したパラメータを
抽出することによって発声されたスピーチを圧縮する技
術を使用した装置は、典型的にボコーダと呼ばれてい
る。このような装置は、適切なパラメータを抽出するた
めに入来したスピーチを解析するエンコーダおよびそれ
が伝送チャンネル上で受信したパラメータを使用してス
ピーチを再合成するデコーダから構成されている。正確
であるためには、モデルが一定に変化していなければな
らない。したがって、スピーチはパラメータが計算され
る時間のブロック、すなわち解析フレームに分割され
る。その後、パラメータは新しい各フレームに対して更
新される。
種々のクラスのスピーチコーダのうち、コード励起直
線予測コード化（CELP）、ストカスティック（Stochast
ic）コード化またはベクトル励起スピーチコード化が１
つのクラスである。この特定のクラスのコード化アルゴ
リズムの一例はトーマスE.トレメイン氏他による文献
（“A 4.8kbps Code Excited linear Predictive Code
r",Proceedings of the Mobile Satellite Conference,
1988年）に記載されている。
ボコーダの機能は、スピーチに固有の本来の冗長性を
全て除去することによって低いビット速度の信号にデジ
タル化されたスピーチ信号を圧縮することである。スピ
ーチは典型的に主に音声域のフィルタ処理動作による短
い期間の冗長性および音声コードによる音声域の励起の
ための長い期間の冗長性を有している。CELPコーダにお
いて、これらの動作は短期間フォーマットのフィルタお
よび長期間ピッチのフィルタの２つのフィルタによって
モデル化される。これらの冗長性が除去されると、結果
的な残留信号は、エンコードされなければならない白色
ガウス雑音としてモデル化されることができる。この技
術のベースは、人間の音声域のモデルを使用してスピー
チ波形の短期間の予測を実行するLPCフィルタと呼ばれ
るフィルタのパラメータを計算することである。さら
に、スピーチのピッチに関連した長期間の効果は、人間
の音声和音を本質的にモデル化するピッチフィルタのパ
ラメータを計算することによってモデル化される。最後
に、これらのフィルタは励起されなければならず、これ
は波形が上記の２つのフィルタを励起したときに、結果
として元のスピーチに最も近いコードブック中の多数の
ランダム励起波形の１つを決定することによって実行さ
れる。このように伝送パラメータは（１）LPCフィル
タ、（２）ピッチフィルタおよび（３）コードブック励
起の３つの項目に関連している。
ボコーダ技術の使用はさらにチャンネル上を伝送され
る情報量を減少し、一方において再構成されたスピーチ
の品質を維持しようとすることを目的とするが、さらに
減少するために別の技術が使用される必要がある。伝送
される情報量を減少するために前に使用された１つの技
術は音声活動のゲート化である。この技術において、ス
ピーチの休止（pause）中に伝送される情報はない。こ
の技術はデータ減少の所望の結果を達成するが、いくつ
かの欠点がある。
多くの場合において、スピーチの品質はワードの最初
の部分のクリッピングにより低下される。非活動中のチ
ャンネルをオフにゲート制御することに関する別の問題
は、システム利用者が通常スピーチに付随する背景雑音
の欠如を知覚し、通常の電話機の呼びより低くチャンネ
ルの品質を評価することである。活動ゲート制御に関す
る別の問題は、スピーチが生じないときに背景中の時々
の突発的な雑音が送信機をトリガーし、結果的に受信機
における雑音のバーストを除去することである。
音声活動ゲートシステム中で合成されたスピーチの品
質を改良するしようとする試みにおいて、合成された快
適な雑音はデコード化プロセス中に付加される。品質の
ある改良は快適な雑音を付加することによって達成され
るが、それは快適な雑音がエンコーダの実際の背景雑音
をモデル化しないため全体的な品質を実質的に改良しな
い。
伝送される必要がある情報を結果的に減少するように
データ圧縮を実現するさらに好ましい技術は、可変速度
ボコード処理を行うことである。スピーチは沈黙期間す
なわち休止の期間を本質的に含んでいるため、これらの
期間を表すために要求されるデータ量は減少されること
かできる。可変速度ボコーダは、これらの沈黙期間に対
するデータ速度を減少することによってこの事実を非常
に効果的に利用する。沈黙期間に対するデータ伝送中の
完全な停止と対照的に、データ速度の減少は音声活動ゲ
ート制御に関連した問題を克服し、一方において伝送さ
れた情報の減少を促進する。
したがって、本発明の目的は可変速度ボコード化技術
を使用してスピーチを圧縮する新しい改良された方法お
よびシステムを提供することである。
発明の要約 本発明は、前に述べられたスピーチコーダのクラス、
コード励起直線予測コード化（CELP）、ストカスティッ
クコード化またはベクトル励起スピーチコード化のボコ
ーダアルゴリズムを実行する。CELP技術自身は、再合成
時に高品質のスピーチを結果的に生じさせるようにスピ
ーチを表すために必要なデータの量を著しく減少する。
上記のように、ボコーダパラメータは各フレームに対し
て更新される。本発明のボコーダは、モデルパラメータ
の周波数および正確さを変化することによって可変出力
データ速度を提供する。
本発明は、スピーチ活動に基づいて可変出力データ速
度を生成することによって基本的なCELP技術と最も顕著
に異なっている。構造は、パラメータがスピーチの休止
中に少数回または低い正確さで更新されるように定めら
れる。この技術は、伝送される情報の量をかなり大幅に
減少することを可能にする。データ速度を減少するため
に使用される現象は、所定の話し手が会話中に実際に話
している時間の平均パーセンテージである音声活動係数
である。典型的な２方向電話会話に対して、平均データ
速度は２以上の係数だけ減少される。スピーチの休止
中、背景雑音だけがボコーダによってコード化される。
これらの期間において、人間の音声域モデルに関連した
パラメータのいくつかは伝送される必要がない。
上記のように、沈黙中に伝送される情報の量を制限す
る従来の方法は音声活動ゲートと呼ばれ、沈黙の瞬間に
伝送される情報がない技術である。受信側において、期
間は合成された“快適な雑音”で満たされる。対照的
に、可変速度ボコーダは好ましい実施例においてほぼ8k
bps乃至1kbpsの範囲の速度でデータを連続的に伝送す
る。データの連続伝送を行うボコーダは、合成された
“快適な雑音”を不要にし、背景雑音のコード化は再合
成されたスピーチにさらに自然な性質を与える。したが
って、本発明はスピーチと背景との間の滑らかな転移を
可能にすることによって音声活動ゲートのものに対して
再合成スピーチ品質を著しく改良する。
本発明はさらにエラーの発生をマスクする新しい技術
を含む。データは例えば雑音の多い無線リンクであるチ
ャンネル上を伝送されるため、それはデータ中のエラー
を適合しなければならない。生じるエラー数を減少する
ためにチャンネルコード化を使用する従来の技術は、成
功的にエラーを減少することができる。しかしながら、
チャンネルコード化だけでは再構成されたスピーチの高
品質を確保するのに必要なエラー保護のレベルに完全に
達しない。ボコード処理が連続的に発生する可変速度ボ
コーダにおいて、エラーはワードまたは音節の開始等の
重要なスピーチ事象に関連したデータを破壊する。ボコ
ーダに基づいた直線予測コード化（LPC）に関する典型
的な問題は、音声域モデルに関連したパラメータ中のエ
ラーが曖昧に人間の声のようであり、聞き手を困惑させ
るのに十分に元のワードの音を変化させる音を生じさせ
ることである。本発明において、聞き手に対する知覚可
能性を減少するようにエラーがマスクされる。したがっ
て、本発明において実行されるエラーマスキングはスピ
ーチの明瞭さに対するエラーの影響を著しく減少させ
る。
任意のパラメータが変化する可能な最大量は低速で小
さい範囲に制限されているため、これらの速度で伝送さ
れるパラメータ中のエラーはスピーチ品質にほとんど影
響を与えない。異なる速度のエラーはスピーチ品質に対
して異なる知覚的影響を与えるため、伝送システムは高
速データをさらに保護するように最適化されることがで
きる。したがって、本発明は付加的な特徴としてチャン
ネルエラーに対する強さを提供する。
CELPアルゴリズムの可変速度出力変形を行う時の本発
明は、結果的に音声活動に応じて8:1から64:1にダイナ
ミックに変化するスピーチ圧縮を実行させる。述べられ
た圧縮係数はμ法則入力を参照して引用され、圧縮係数
は直線入力に対して２の係数だけ高い。速度決定は、音
声活動係数を完全に利用するようにフレーム単位ベース
で行われる。スピーチ中の休止に対して生成されるデー
タが少なくても、再合成された背景雑音の知覚される劣
化は最小にされる。本発明の技術を使用すると、近い呼
びの品質のスピーチが通常の会話において8kbpsの最大
データ速度および3.5kbps程度の平均データ速度で達成
されることができる。
本発明はスピーチ中の短い休止が検出されることを可
能にするため、実効音声活動係数の減少が実現される。
速度決定はハングオーバーなしにフレーム単位ベースで
実行されることが可能であり、好ましい実施例において
データ速度は典型的に20m秒のフレーム期間と同じ短さ
のスピーチ中の休止に対して低下される。したがって、
音節間にあるような休止が捕捉される。この技術は、語
句の間の長期間の休止だけでなく、短い休止もまた低速
でエンコードされることができるため従来考えられるも
の以上に音声活動係数を減少する。
速度決定はフレームベースで行われるため、音声活動
ゲートシステムのようにワードの開始部分のクリッピン
グは存在しない。この特性のクリッピングは、スピーチ
の検出とデータの伝送の再スタートとの間の遅延のため
に音声活動ゲート化システムにおいて発生する。各フレ
ームに基づいた速度決定の使用は、結果的に全ての転移
が自然の音を有するスピーチを生じさせる。
常に伝送しているボコーダにより、話し手の周囲の背
景雑音は連続的に受信端で聞取られ、それによってスピ
ーチ休止中さらに自然な音を生成する。したがって、本
発明は背景雑音に滑らかな転移を与える。聞き手がスピ
ーチ中の背景雑音において聞取るものは、音声活動ゲー
トシステムのように休止中に合成された快適な雑音に突
然変化しない。
背景雑音は伝送のために連続的にボコード化されるた
め、背景の重要な事象は完全に明瞭に送られることがで
きる。ある場合には、重要な背景雑音は最高の速度でコ
ード化されてもよい。最大速度のコード化は、例えば大
声で話している者が背景にいる場合、または街路にいる
利用者の側を救急車が通過した場合に発生する。しかし
ながら、一定な、または遅く変化する背景雑音は低速で
エンコードされる。
可変速度ボコード化の使用は、デジタルセル電話機シ
ステムに基づいたコード分割多重アクセス（CDMA）の能
力を２以上の係数だけ高めることを約束する。CDMAによ
りチャンネル間の干渉は任意のチャンネル上のデータ伝
送の速度が減少すると自動的に低下するため、CDMAおよ
び可変速度ボコードが特に整合される。対照的に、TDMA
またはFDMAのような伝送スロットが割当てられるシステ
ムを考慮すると、このようなシステムがデータ伝送速度
の低下を利用するために、別の利用者に未使用のスロッ
トの再割当てを調整するために外部的な介入が要求され
る。このような方式に固有の遅延はチャンネルが長いス
ピーチ休止中だけ再度割当てられることを示唆してい
る。したがって、十分な利点が音声活動係数から得られ
ることができない。しかしながら、外部調整により、可
変速度ボコードは示された別の理由からCDMA以外のシス
テムで有効である。
CDMAシステムにおいて、スピーチ品質は余分のシステ
ム容量が所望された時に少し劣化される可能性がある。
概略的に述べると、ボコーダは異なる結果的なスピーチ
品質で異なる速度で全て動作する多数のボコーダと考え
られる。したがって、スピーチ品質はデータ伝送の平均
速度をさらに減少するために混合されることがてきる。
最初の実験は、全速度および半分の速度のボコード処理
されたスピーチを混合することによって例えば最大の許
容可能なデータ速度が8kbpsと4kbpsとの間でフレーム単
位ベースで変化され、結果的にスピーチは最大4kbpsの
半分の速度の変数より良好であるが、最大8kbpsの全速
度変数ほど良くない品質を有することを示している。
大部分の電話機会話において、１人の人間だけが一時
に話すことが良く知られている。完全な二重電話リンク
用の付加的な機能として、速度インターロックが設けら
れてもよい。リンクの１方向が最高の伝送速度で送信し
ている場合、リンクの他の方向の送信は強制的に最低速
度にされる。リンクの２つ方向間のインターロックは、
リンクの各方向の50％以下の平均使用を保証することが
できる。しかしながら、活動ゲート化時の速度インター
ロックの場合のように、チャンネルがゲート制御でオフ
される場合、聞き手が話し手を遮って会話における話し
手の役割を引継ぐ方法はない。本発明は、ボコード速度
を設定する制御信号によって速度インターロックの能力
を容易に提供する。
最後に、可変速度ボコード方式を利用することによっ
て、信号情報はスピーチ品質に対する非常に小さい影響
を与えるだけでスピーチデータとチャンネルを共有する
ことができることに留意しなければならない。例えば、
高速フレームは低速音声データを送る半分および信号伝
送データ用の別の半分との２つの部分に分割される。好
ましい実施例のボコーダにおいて、全速度および半分の
速度のボコードされたスピーチ間のスピーチ品質におけ
る小さい劣化だけが実現される。したがって、別のデー
タと共有された伝送用の低速でのスピーチのボコードは
結果的に利用者に対してほとんど知覚不可能な差を生じ
るだけである。
図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的および利点は以下の詳細な説明お
よび対応的に示す図面から明らかになるであろう。図面
において、同じ参照符号は同じ部分を示している。
図1a乃至図1eは、種々の速度に対するボコーダ解析フ
レームおよびサブフレームをグラフで示す。
図2a乃至図2dは、種々の速度に対するボコーダ出力ビ
ット分布を示した一連のチャートである。
図３は、一例のエンコーダの一般化されたブロック図
である。
図４はエンコーダフローチャートである。
図５は一例のデコーダの一般化されたブロック図であ
る。
図６はデコーダのフローチャートである。
図７はエンコーダのさらに詳細な機能的なブロック図
である。
図８はハミングウインドウおよび自己相関サブシステ
ムの一例のブロック図である。
図９は、速度決定サブシステムの一例のブロック図で
ある。
図10は、LPC解析サブシステムの一例のブロック図で
ある。
図11は、LPCからLSP伝送サブシステムの一例のブロッ
ク図である。
図12は、LPC量子化サブシステムの一例のブロック図
である。
図13は、LSP挿入およびLSPからLPC伝送サブシステム
の一例のブロック図である。
図14は、ピッチ探索用の適用コードブックのブロック
図である。
図15はエンコーダデコーダのブロック図である。
図16はピッチ探索サブシステムのブロック図である。
図17はコードブック探索サブシステムのブロック図で
ある。
図18はデータパッキングサブシステムのブロック図で
ある。
図19はデコーダのさらに詳細な機能的ブロック図であ
る。
図20a乃至図20dは、種々の速度に対してデコーダの受
信されたパラメータおよびサブフレームデコードデータ
を示したチャートである。
図21a乃至図21cは、特別な状態に対してデコーダの受
信パラメータおよびサブフレームデコード化データをさ
らに示したチャートである。
図22は、LSP反転量子化サブシステムのブロック図で
ある。
図23は、ポストフィルタ処理および自動利得制御を備
えたデコーダのさらに詳細なブロック図である。
図24は適応輝度フィルタ特性を示すチャートである。
好ましい実施例の詳細な説明 本発明によると、スピーチおよび、または背景雑音の
ような音は、良く知られた技術を使用してサンプルさ
れ、デジタル化される。例えば、アナログ信号はμ法則
／均一コード変換によって後続される標準方式の８ビッ
ト／μ法則フォーマットによってデジタルフォーマット
に変換される。その代わりとして、アナログ信号は均一
なパルスコード変調（PCM）フォーマットでデジタル形
態に直接変換されてもよい。したがって、好ましい実施
例における各サンプルはデータの１つの16ビットワード
によって表される。サンプルは、各フレームが予め定め
られた数のサンプルから成る入力データのフレームに構
成される。ここに示された実施例において、8kHzのサン
プリング速度が考慮される。各フレームは、8kHzのサン
プル速度で160個のサンプルまたは20m秒のスピーチから
成る。別のサンプリング速度およびフレーム寸法が使用
されてもよいことが理解されなければならない。
ボコードの分野はスピーチコード化用の多数の異なる
技術を含み、そのうちの１つはCELPコード化技術であ
る。CELPコード化技術の要約は、上記の文献（“A 4.8k
bps Code Excited Linear Oredictive Coder"）に記載
されている。本発明は、一定数のサンプルでLPC解析が
実行され、ピッチおよびコードブック探索が伝送速度に
応じて変化している数のサンプルで実行されるコード化
されたスピーチデータにおける可変速度を提供するよう
にCELPコード化技術の形態を実行する。概念において、
本発明に適用されるCELPコード化は図３および図５を参
照して論じられる。
本発明の好ましい実施例において、スピーチ解析フレ
ームは長さが20m秒であり、抽出されたパラメータは１
秒当たり50回のバーストで伝送されることを意味する。
さらに、データ伝送速度はほぼ8kbpsから4kbps、2kbps
および1kbpsに変化される。全速度（速度１と示す）
で、データ伝送は8.55kbpsの速度であり、パラメータは
11ビットの内部CRC（サイクル冗長検査）を含む171ビッ
トを使用する各フレームに対してエンコードされる。CR
Cビットがない場合、速度は8kbpsである。半分の速度
（速度1/2と示す）において、データ伝送は4kbpsの速度
であり、パラメータは80ビットを使用する各フレームに
対してエンコードされる。1/4速度（速度1/4と示す）に
おいて、データ伝送は2kbpsであり、パラメータは40ビ
ットを使用する各フレームに対してエンコードされる。
1/8速度（速度1/8と示す）において、データ伝送は1kbp
sであり、パラメータは16ビットを使用する各フレーム
に対してエンコードされる。
図１は、スピーチデータ10の一例の解析フレームおよ
びLPC解析で使用されるハミングウインドウ12の関係を
グラフで示す。異なる速度に対するLPC解析フレームお
よびピッチおよびコードブックサブフレームは図2a乃至
図2dにおいてグラフで示されている。全ての速度に対す
るLPC解析フレームは、同じ大きさであることを理解し
なければならない。
図面を参照すると、特に図1aにおいて、LPC解析はハ
ミングウインドウ12を使用してウインドウ化されるフレ
ーム10の160個のスピーチデータサンプルを使用して行
われる。図1aに示されているように、サンプルｓ（ｎ）
は各フレーム内において０乃至159の番号を付けられ
る。ハミングウインドウ12は、それが60個のサンプルに
よってフレーム10内においてオフセットされるように位
置される。したがって、ハミングウインドウ12は現在の
データフレム10の60番目のサンプル、ｓ（59）でスター
トして連続し、後続するデータフレーム14の59番目のサ
ンプル、ｓ（58）を含む。したがって、現在のフレーム
であるフレーム10に対して生成された加重されたデータ
はまた次のフレームであるフレーム14からのデータに基
づいたデータを含む。
データ伝送速度に応じて、図1b乃至図1eに示されてい
るようなデータフレーム10の異なるサブフレーム上で多
数回ピッチフィルタおよびコードブック励起パラメータ
を計算するために探索が実行される。好ましい実施例に
おいて、以下説明されるようにピッチおよびコードブッ
ク探索が選択された速度に対応した種々の寸法のサブフ
レームにおいて実行されるように、１つの速度だけがフ
レーム10に対して選択されることが理解されなければな
らない。しかしながら、説明のために、フレーム10の好
ましい実施例の種々の許容された速度に対するピッチお
よびコードブックのサブフレーム構造探索は、図1b乃至
図1eに示されている。
全ての速度において、図1aに示されているように１フ
レーム10当り１つのLPC計算が存在する。図1bに示され
ているように、全速度において各ピッチサブフレーム16
に対して２つのコードブックサブフレーム18が存在して
いる。全速度において４つの各ピッチサブフレーム16に
対して１つづつであり、それぞれ40個のサンプル長（5m
秒）の４つのピッチ更新が存在する。さらに、全速度に
おいて８つの各ピッチサブフレーム16に対して１つづつ
であり、それぞれ20個のサンプル長（2.5m秒）の８つの
コードブック更新が存在している。
1/2速度において、図1cに示されているように各ピッ
チサブフレーム20に対して２つのコードブックサブフレ
ーム22が存在する。ピッチは２つの各ピッチフレーム20
のそれぞれに対して１度づつ２度更新され、一方コード
ブックは４つの各コードブックサブフレーム22に対して
１度づつ４度更新される。1/4の速度において、図1dに
示されているように、単一のピッチサブフレーム20に対
して２つのコードブックサブフレーム26が存在する。ピ
ッチはピッチサブフレーム24に対して１度更新され、一
方コードブックは２つの各コードブックサブフレーム26
に対して１度づつ２度更新される。図1eに示されている
ように、1/8の速度においてピッチは決定されず、コー
ドブックはフレーム10に対応したフレーム28において一
度だけ更新される。
さらに、LPC係数は１フレーム当り１度だけ計算され
るが、それらは各サブフレーム上に中心を持つハミング
ウインドウによりLPC解析の結果を近似するように前の
フレームからの結果的なLSP周波数を使用して４度まで
ラインスペクトル対（LSP）表示を使用して直線的に補
間される。例外は、全速度においてLPC係数がコードブ
ックサブフレームに対して補間されないことである。さ
らに、LSP周波数計算に関する詳細を以下説明する。
ピッチおよびコードブック探索を少ない頻度で実行す
ることに加えて、少ないビットはまたLPC係数の伝送に
割当てられる。種々の速度で割当てられたビットの数は
図2a乃至図2dに示されている。図2a乃至図2dはそれぞれ
スピーチの各160のサンプルフレームに割当てられるボ
コーダエンコードされたデータビットを表す。図2a乃至
図2dにおいて、各LPCブロック30a乃至30dの数は、短期
間LPC係数をエンコードするために対応した速度で使用
されるビットの数である。好ましい実施例において、全
速度、1/2速度、1/4速度および1/8速度においてLPC係数
をエンコードするために使用されたビットの数はそれぞ
れ40、20、10および10である。
可変速度コード化を実行するために、LPCは最初にラ
インスペクトル対（LSP）に変換され、結果的なLSP周波
数はDPCMコーダを使用して個々にエンコードされる。LP
Cのオーダは10であるため、10個のLSP周波数および10個
の独立したDPCMコーダが存在する。DPCMコーダに対する
ビット割当ては表Ｉに示されている。
エンコーダおよびデコーダの両方において、LSP周波
数はピッチおよびコードブック探索における使用の前に
LPCフィルタ係数に変換される。
ピッチ探索に関して、図2aに示されているような全速
度において、ピッチ更新は各1/4のスピーチフレームに
対して１度づつ４度計算される。全速度での各ピッチ更
新に対して、10ビットは新しいピッチパラメータをエン
コードするために使用される。ピッチ更新は図2b乃至図
2dに示されているように別の速度に対して変化する回で
数実行される。速度が減少すると、ピッチ更新の数もま
た減少する。図2bは、スピーチフレームの各半分に対し
て１度づつ２度計算される1/2速度に対するピッチ更新
を示す。同様に、図2cは全ての各スピーチフレームで一
度計算される1/4速度に対するピッチ更新を示す。全速
度に対するように、10ビットは1/2および1/4速度の各ピ
ッチ更新に対して新しいピッチパラメータをエンコード
するために使用される。しかしながら、図2dに示されて
いるように1/8速度に対して、この速度は少数のスピー
チしかないか、或はスピーチが存在せず、ピッチ冗長性
が存在しないときにフレームをエンコードするために使
用されるため、ピッチ更新は計算されない。
各10ビットのピッチ更新に対して、７ビットはピッチ
遅延を表し、３ビットはピッチ利得を表す。ピッチ遅延
は17と143との間であるように限定される。ピッチ利得
は、３ビット値による表示のために０と２の間に直線的
に量子化される。
コードブック探索に関して、図2aに示されたように全
速度において、コードブック更新はスピーチフレームの
各1/8に対して１度づつ８度計算される。全速度におけ
る各コードブック更新に対して、10ビットは新しいコー
ドブックパラメータをエンコードするために使用され
る。コードブック更新は、図2b乃至図2dに示されている
ように他の速度において変化する回数行われる。しかし
ながら、速度が減少すると、コードブック更新の数も減
少する。図2bは、スピーチフレームの各1/4に対して１
度づつ４度計算される1/2速度に対するコードブック更
新を示す。図2cは、スピーチフレームの各1/2に対して
１度づつ２度計算される1/4に対するコードブック更新
を示す。全速度に対するように、10ビットは1/2および1
/4速度の各ピッチ更新に対して新しいコードブックパラ
メータをエンコードするために使用される。最後に、図
2dは全ての各スピーチフレームに対して１度計算される
1/8速度に対するコードブック更新を示す。1/8速度で２
ビットがコードブック利得を表し、他の４ビットがラン
ダムビットである６ビットが伝送されることに留意しな
ければならない。以下、コードブック更新用のビット割
当てに関してさらに詳細に説明する。
データビットを表すコードブック更新のために割当て
られるビットは、ピッチ予測残留物をベクトル量子化す
ることを必要とした。全速度、1/2および1/4速度に対し
て、各コードフック更新は、10ビット全体に対してコー
ドブックインデクスの７ビットプラスコードブック利得
の３ビットからなる。コードブック利得は、対数ドメイ
ンで動作する微分プラスコード変調（DPCM）コーダを使
用してエンコードされる。類似したビット構造が1/8速
度に対して使用されることができるが、別の方式が好ま
しい。1/8速度に対して、コードブック利得は２ビット
によって表され、一方ランダムに発生された４ビットは
コードブックと置換する疑似ランダム数発生器に対する
シードとして受信されたデータと共に使用される。
図３に示されたエンコーダのブロック図を参照する
と、開ループモードでLPC解析が行われる。入力スピー
チサンプルｓ（ｎ）の各フレームから、係数（α１乃至
α10）は、以下説明されるようにフォルマント合成フィ
ルタ60における使用のためにLPC解析／量子化装置50に
よって計算される。
しかしながら、ピッチ探索の計算は解析合成方法と呼
ばれる閉ループモードで行われる。しかしながら、構成
において新しいハイブリッド閉ループ／開ループ技術が
ピッチ探索を行うために使用される。ピッチ探索におい
て、エンコード処理は入力スピーチと合成スピーチとの
間の２乗平均エラーを最小にするパラメータを選択する
ことによって実行される。簡明化のために、この説明部
分において速度の問題は考慮しない。しかしながら、ピ
ッチおよびコードブック探索における選択された速度の
影響に関する説明を以下さらに詳細に述べる。
図３に示された概念的な実施例において、知覚加重フ
ィルタ52は以下の式を特徴とする： ここで、 はフォルマント予測フィルタであり、μは知覚加重パラ
メータであり、実施例においてμ＝0.8である。ピッチ
合成フィルタ58は以下の式によって特徴付けられる： 1/P（ｚ）＝1/（1/bz-L） （３） 以下に説明される加重フィルタであるフォルマント合成
フィルタ60は、以下の式を特徴とする： Ｈ（ｚ）＝［1/A（ｚ）］Ｗ（ｚ） ＝1/A（z/μ） （４） 入力スピーチサンプルｓ（ｎ）は、加重されたスピー
チサンプルｘ（ｎ）が加算器62の和入力に供給されるよ
うに知覚加重フィルタ52によって加重される。知覚加重
は、小さい信号パワーしかない周波数でエラーに加重す
るために使用される。これらの低い信号パワー周波数に
おいて、雑音はさらに知覚的に顕著である。合成スピー
チサンプルｘ′（ｎ）は、サンプルｘ（ｎ）から減算さ
れる加算器62の差入力にフォルマント合成フィルタ60か
ら出力される。加算器62から出力されたサンプルの差
は、それらが２乗され、その後加算される２乗平均エラ
ー（MSE）素子64に入力される。MSE素子64の計算結果
は、ピッチ遅延Ｌ、ピッチ利得ｂ、コードブックインデ
クスＩおよびコードブック利得に対する値を生成する最
小化素子66に供給される。
最小化素子66において、Ｐ（ｚ）中のピッチ遅延パラ
メータＬに対する全ての可能な値は、乗算器56から値ｃ
（ｎ）と共にピッチ合成フィルタ58に入力される。ピッ
チ探索中、コードブックからの影響はない。すなわちｃ
（ｎ）＝０である。入力スピーチと合成スピーチとの間
の加重されたエラーを最小化するＬおよびｂの値は最小
化素子66によって選択される。ピッチ合成フィルタ58は
値ｐ（ｎ）を生成し、フォルマント合成フィルタ60に出
力する。ピッチフィルタに対するピッチ遅延Ｌおよびピ
ッチ利得ｂが見出だされると、コードブック探索は同じ
方法で行われる。
図３は、本発明において行われた解析合成方法を概念
的に表したものであることを理解すべきである。本発明
の実施例において、フィルタは典型的な閉ループフィー
ドバック構造において使用されない。本発明において、
フィードバック接続は探索中に破断され、開ループフォ
ルマント残留物と置換され、以下においてこの詳細を述
べる。
最小化素子66は、コードブックインデクスＩおよびコ
ードブック利得Ｇに対する値を生成する。コードブック
インデクスＩにしたがって複数のランダムガウスベクト
ル値から選択されたコードブック54からの出力値は、ピ
ッチ合成フィルタ58において使用された値ｃ（ｎ）のシ
ーケンスを生成するためにコードブック利得Ｇによって
乗算器56において乗算される。２乗平均エラーを最小化
するコードブックインデクスＩおよびコードブック利得
Ｇは伝送のために選択される。
知覚的加重Ｗ（ｚ）は知覚加重フィルタ52によって入
力スピーチに、またフォルマント合成フィルタ60内に含
まれる加重関数によって合成スピーチに供給されること
に留意すべきである。したがって、フォルマント合成フ
ィルタ60は実際に典型的なフォルマント予測フィルタ特
性1/［Ａ（ｚ）］と式１の加重関数を結合し、結果的に
式３の加重されたフォルマント合成関数を生じさせる加
重されたフォルマント合成フィルタである。
その代りに、知覚加重フィルタ52は加算器62とMSE素
子64との間に位置されることが理解されるべきである。
この場合、フォルマント合成フィルタ60は通常のフィル
タ特性1/［Ａ（ｚ）］を有する。
図４は、図３のエンコーダによるスピーチのエンコー
ド化に含まれるステップのフローチャートを示す。説明
のために、速度決定を含むステップが図４のフローチャ
ートに含まれる。デジタル化されたスピーチサンプルは
ブロック80でサンプリング回路から得られ、その後LPC
係数がブロック82でサンプリング回路から計算される。
LPC係数計算の一部分としてハミングウインドウおよび
自己相関技術が使用される。開始速度決定は、好ましい
実施例においてブロック84でフレームエネルギに基づい
た重要なフレームに対して行われる。
小さい数のビットでLPC係数を効率的にコード化する
ために、LPC係数はブロック86でラインスペクトル対（L
SP）周波数に変換され、その後ブロック88に伝送するた
めに量子化される。選択として、付加的な速度決定はブ
ロック90で行われ、ブロック92において最初の速度に対
するLSPの量子化が不十分であると考えられた場合に速
度の増加が行われる。
解析下のスピーチフレームの第１のピッチサブフレー
ムに対して、LSP周波数はブロック94でピッチ探索の実
行に使用するために挿入され、LPC係数に変換される。
ピッチ探索において、コードブック励起はゼロに設定さ
れる。ピッチ探索において、可能な各ピッチ遅延Ｌに対
する前述のような合成方法による解析であるブロック96
および98において、合成スピーチは元のスピーチと比較
される。整数値であるＬの各値に対して、最適なピッチ
利得ｂが決定される。Ｌおよびｂの組のうち最適なＬお
よびｂ値の組は、合成スピーチと元のスピーチとの間に
最小の知覚加重された２乗平均エラーを提供する。その
ピッチサブフレームに対して決定されたＬおよびｂの最
適値に対して、値ｂは対応したＬ値と共に伝送するため
にブロック100で量子化される。ピッチ探索の別の実施
例において、値ｂはピッチ探索の一部分として量子化さ
れた値であり、これらの量子化された値はピッチ探索を
行う時に使用される。したがって、この構成において、
ブロック100におけるピッチ探索後に選択されたｂ値の
量子化は不要である。
解析下のスピーチフレームの第１のコードブックサブ
フレームに対して、ブロック102においてコードブック
探索の実行時に使用するために、LSP周波数が補間さ
れ、LPC係数に変換される。しかしながら、実施例にお
いて全速度でLSP周波数はピッチサブフレームレベルだ
けに補間される。この補間および変換ステップは、ピッ
チデータが計算されないため結果が実質的に意味のない
速度1/8を除いて、各速度に対するピッチおよびコード
ブックサブフレーム寸法の差のためにピッチ探索のもの
に加えてコードブック探索のために実行される。コード
ブック探索において、ブロック104および106で最適ピッ
チ遅延Ｌおよびピッチ利得ｂの値は、可能な各コードブ
ックインデクスＩに対して合成スピーチが元のスピーチ
と比較されるようにピッチ合成フィルタにおいて使用さ
れる。整数値であるＩの各値に対して、最適なコードブ
ック利得Ｇが決定される。ＩおよびＧの値の組のうち最
適なＩおよびＧ値の組が合成スピーチと元のスピーチと
の間に最小エラーを提供する。そのコードブックサブフ
レームに対して決定されたＩおよびＧの最適な値に対し
て、値Ｇは対応したＩ値と共に伝送するためにブロック
108で量子化される。コードブック探索の別の実施例に
おいて、Ｇの値はコードブック探索の一部分として量子
化され、これらの量子化された値はコードブック探索の
実行時に使用される。この別の実施例において、ブロッ
ク108におけるコードブック探索後に選択されたＧ値の
量子化は不要である。
コードブック探索後、エンコーダ内のデコーダはＩ、
Ｇ、Ｌおよびｂの最適値でランされる。エンコーダのデ
コーダのランは、将来のサブフレームにおける使用のた
めにエンコーダフィルタメモリを再構成する。
ブロック110において、解析が終了されたコードブッ
クサブフレームがピッチ探索が行われたピッチサブフレ
ームに対応したコードブックサブフレームの組の最後の
コードブックサブフレームであるか否かを決定するため
に検査が行われる。換言すると、ピッチサブフレームに
対応したコードブックサブフレームがさらに存在してい
るか否かに関する決定が行われる。実施例において、１
ピッチサブフレーム当り２つのコードブックサブフレー
ムだけが存在している。ピッチサブフレームに対応した
別のコードブックサブフレームがあることが決定された
場合、ステップ102乃至ステップ108はそのコードブック
サブフレームに対して反復される。
ピッチサブフレームに対応したコードブックサブフレ
ームがなければ、ブロック112においてその他のピッチ
サブフレームが解析下のスピーチフレーム内に存在して
いるか否かを決定するために検査が行われ、各ピッチサ
ブフレームおよび対応したコードブックサブフレームに
対してステップ94乃至110が反復される。解析下の現在
のスピーチフレームに対する全ての計算が終了されたと
き、スピーチフレームに対するLPC係数を表す値、各ピ
ッチサブフレームに対するピッチ遅延Ｌおよび利得ｂ、
および各コードブックサブフレームに対するコードブッ
クインデクスＩおよび利得Ｇはブロック114において伝
送のためにパックされる。
図５を参照すると、LPC係数（αｉ）に対して受信さ
れた値、ピッチ遅延および利得（Ｌ＆ｂ）およびコード
ブックインデクスおよび利得（Ｉ＆Ｇ）がスピーチを合
成するために使用されるデコーダブロック図が示されて
いる。図５において、図３のように速度情報は説明を簡
単にするために考慮しない。データ速度情報はサイド情
報として送信されることが可能であり、場合によっては
チャンネル復調段で導出されることができる。
デコーダは、受信されたコードブックインデクスを備
えた、すなわち1/8速度のランダムシードを提供するコ
ードブック130から構成されている。コードブック130か
らの出力は乗算器132の１つの入力に供給され、一方乗
算器132の別の入力はコードブック利得Ｇを受信する。
乗算器132の出力は、ピッチ遅延Ｌおよび利得ｂと共に
ピッチ合成フィルタ134に供給される。ピッチ合成フィ
ルタ134からの出力は、LPC係数αｉと共にフォルマント
合成フィルタ136に供給される。フォルマント合成フィ
ルタ136からの出力は、再構成されたスピーチがフィル
タ処理されて出力される適応ポストフィルタ138に供給
される。以下説明するように、デコーダの変形はエンコ
ーダ内において行われる。エンコーダのデコーダは適応
ポストフィルタ138を含まないが、知覚加重フィルタを
含んでいる。
図６は、図５のデコーダの動作に対応したフローチャ
ートである。ブロック150で、デコーダにおいてスピー
チは受信されたパラメータから再構成される。特に、ブ
ロック152においてコードブックインデクスの受信され
た値は、コードベクトルまたはコードブック出力値を生
成するコードブックに入力される。乗算器は受信された
コードブック利得Ｇと共にコードベクトルを受信し、ブ
ロック154でこれらの値を乗算し、結果的な信号がピッ
チ合成フィルタに供給される。コードブック利得Ｇは、
受信されたDPCMパラメータをデコード化し、逆量子化す
ることによって再構成されることに留意しなければなら
ない。ピッチ合成フィルタは、ブロック156で乗算器出
力をフィルタ処理するように乗算器の出力信号と共に受
信されたピッチ遅延Ｌおよび利得ｂ値を供給される。
ピッチ合成フィルタによってコードブックベクトルを
フィルタ処理することから結果的に生じた値は、フォル
マント合成フィルタに入力される。ブロック158におい
て、ピッチ合成フィルタ出力信号のフィルタ処理に使用
するためにLPC係数αｉもまたフォルマント合成フィル
タに供給される。LPC係数は、量子化されたLSP周波数に
受信されたDPCMパラメータをデコード化し、LSP周波数
を逆量子化し、LPC係数αｉにLSP周波数を変換すること
によって補間のためにデコーダで再構成される。ブロッ
ク160において、フォルマント合成フィルタからの出力
は量子化雑音がマスクされる適応ポストフィルタに供給
され、再構成されたスピーチが利得制御される。ブロッ
ク162において、再構成されたスピーチはアナログ形態
への変換のために出力される。
図7aおよび図7bのブロック図を参照すると、本発明の
スピーチエンコード技術がさらに詳細に示されている。
図7aにおいて、デジタル化されたスピーチサンプルの各
フレームは、自己相関サブシステム202における自己相
関係数の計算前に入力スピーチがウインドウ処理される
ハミングウインドウサブシステム200に供給される。
図８においてハミングウインドウサブシステム200お
よび自己相関サブシステム202の１実施例が示されてい
る。ハミングウインドウサブシステム200は検索表250、
典型的には80×16ビットの読取り専用メモリ（ROM）お
よび乗算器252から構成されている。各速度に対してス
ピーチのウインドウは、160サンプル長である各解析フ
レームの139番目と140番目のサンプル間に中心を有す
る。したがって、自己相関係数を計算するウインドウ
は、60サンプルだけ解析フレームからずらされる。
ウインドウ処理は、ハミングウインドウが中心に関し
て対称的であるため、160個のWH（ｎ）値の80個を含むR
OM表を使用して実行される。ハミングウインドウのオフ
セットは、解析フレームの第１のサンプルに関して60個
の位置だけROMのアドレスポインタを歪めることによっ
て行われる。これらの値は、乗算器252によって対応し
た入力スピーチサンプルと１度正確に乗算される。ｓ
（ｎ）を解析ウインドウ中の入力スピーチ信号とする。
ウインドウ処理されたスピーチ信号sw（ｎ）は次のよう
に定められる： ０≦ｎ≦79に対して、 sw（ｎ）＝ｓ（ｎ＋60）WH（ｎ） （５） 80≦ｎ≦159に対して、 sw（ｎ）＝ｓ（ｎ＋60）WH（159−ｎ） （６） 検索表250の内容の例示的な16進法の値は表IIに示さ
れている。これらの値は、14の分数ビットを有する２の
補数として表され、表は左から右、上から下の順序で読
取られる。
自己相関サブシステム202はレジスタ254、マルチプレ
クサ256、シフトレジスタ258、乗算器260、加算器262、
循環シフトジスタ264およびバッファ266から構成されて
いる。ウインドウ化されたスピーチサンプルsw（ｎ）は
20m秒ごとに計算され、レジスタ254にラッチされる。サ
ンプルsw（０）において、LPC解析フレームの第１のサ
ンプル、シフトレジスタ258および264は０にリセットさ
れる。各新しいサンプルsw（ｎ）において、マルチプレ
クサ256はサンプルがレジスタ254から入力することを可
能にする新しいサンプル選択信号を受信する。新しいサ
ンプルsw（ｎ）はまたシフトレジスタ258の最後の位置S
R10にあるサンプルSw（ｎ−10）によって乗算される乗
算器260に供給される。結果的な値は循環シフトレジス
タ264の最後の位置CSR11にある値と加算器262において
加算される。
シフトレジスタ258および260が一度クロックされる
と、シフトレジスタ258の第１の位置SR1においてS
w（ｎ）によりSw（ｎ−１）を置換し、位置CSR10におけ
る前の値を置換する。シフトレジスタ258のクロック時
に、新しいサンプル選択信号は、シフトレジスタ260の
現在の位置SR10におけるサンプルSw（ｎ−９）がマルチ
プレクサ256に入力することが許容されるようにマルチ
プレクサ256への入力から除去される。循環シフトレジ
スタ264において、位置CSR11における前の値は第１の位
置CSR1にシフトされる。マルチプレクサから除去された
新しいサンプメ選択信号により、シフトレジスタ258は
循環シフトレジスタ264と同様にシフトレジスタにおい
てデータの循環シフトを行うように設定する。
シフトレジスタ258および264の両者は、11回の乗算／
累算動作が実行されるように全ての各サンプルにおいて
11回クロックされる。160個のサンプルがクロックされ
た後、循環シフトレジスタ264に含まれる自己相関結果
はＲ（０）−Ｒ（10）としてバッファ266中にクロック
される。全てのシフトレジスタはゼロにリセットされ、
プロセスはウインドウ化されたスピーチサンプルの次の
フレームに対して反復する。
図7aを参照すると、自己相関係数がスピーチフレーム
に対して一度計算されると、速度決定サブシステム204
およびLPC解析サブシステム206はフレームデータ速度お
よびLPC係数をそれぞれ計算するためにこのデータを使
用する。これらの動作は互いに独立しているため、それ
らは任意の順序で、または同時に計算される。ここにお
いて説明のために、速度決定を最初に説明する。
速度決定サブシステム204は（１）現在のフレームの
速度を決定し、（２）背景雑音レベルの新しい評価を計
算する２つの機能を有する。現在の解析フレームに対す
る速度は最初に現在のフレームエネルギ、背景雑音レベ
ルの前の評価、前の速度および制御マイクロプロセッサ
からの速度命令に基づいて決定される。新しい背景雑音
レベルは、背景雑音レベルの前の評価および現在のフレ
ームエネルギを使用して評価される。
本発明は、速度決定のために適用しきい値技術を使用
する。背景雑音が変化すると、速度を選択する時に使用
されるしきい値はそのように変化する。実施例におい
て、３つのしきい値は速度選択RTpを予備的に決定する
ために計算される。しきい値は前の背景雑音評価の直角
位相関数であり、以下のように示される： T1（Ｂ）＝−5.544613（10-6）B2＋4.047152B＋363.129
3 （７） T2（Ｂ）＝−1.529733（10-5）B2＋8.750045B＋1136.21
4 （８） T3（Ｂ）＝−3.957050（10-5）B2＋18.89962B＋3346.78
9 （９） ここで、Ｂは前の背景雑音評価である。
フレームエネルギは、３つのしきい値T1（Ｂ）、T2
（Ｂ）およびT3（Ｂ）に対して比較される。フレームエ
ネルギが３つの全てのしきい値より下である場合、伝送
の最低速度（1kbps）、RTp＝４である速度1/8が選択さ
れる。フレームエネルギが２つのしきい値より下である
場合、伝送の第２の速度（2kbps）、RTp＝３である速度
1/4が選択される。フレームエネルギがただ１つのしき
い値より下である場合、伝送の第３の速度（4kbps）、R
Tp＝２である速度1/2が選択される。フレームエネルギ
が全てのしきい値より上である場合、伝送の最高速度
（8kbps）、RTp＝１である速度１が選択される。
予備速度RTpは前のフレームの最終速度RTrに基づいて
修正されてもよい。予備速度RTpが前のフレームの最終
速度マイナス１（RTr−１）より小さい場合、中間速度R
Tmが設定され、ここでRTm＝（RTr−１）である。この修
正プロセスは、高エネルギ信号から低エネルギ信号への
転移が発生した場合に速度をゆっくりとして傾斜で低下
させる。しかしながら、開始速度選択が前の速度マイナ
ス１（RTr−１）に等しいか、またはそれより大きい場
合、中間速度RTmは予備速度RTpと同じに、すなわちRTm
＝RTpに設定される。この状況において、低エネルギ信
号から高エネルギ信号への転移が発生したとき、速度は
直に増加する。
最後に、中間速度RTmはさらにマイクロプロセッサか
らの速度制限命令によって修正される。速度RTmがマイ
クロプロセッサによって許容された最高速度より大きい
場合、開始速度RTiは最高許容速度に設定される。同様
に、中間速度RTmがマイクロプロセッサによって許容さ
れた最低速度より小さい場合、開始速度RTiは最低許容
値に設定される。
ある場合、マイクロプロセッサによって決定された速
度で全てのスピーチをコード化することが所望される。
速度制限命令は、所望される速度に最大および最小許容
速度を設定することによって所望される速度でフレーム
速度を設定するために使用することができる。速度制限
命令は、速度インターロック並びにかすみおよびバース
ト伝送のような特別な速度制御状況に対して使用され、
これら両者については以下説明される。
図９は速度決定アルゴリズムの１実施例を提供する。
計算をスタートするために、レジスタ270は加算器272に
供給される値１により予め負荷される。循環シフトレジ
スタ274,276および278はそれぞれ直角位相しきい値の式
（７）乃至（９）の第１、第２および第３の係数により
負荷される。例えば、循環シフトレジスタ274の最後、
中間および最初の位置はそれぞれT1,T2およびT3が計算
される式の第１の係数により負荷される。同様に、循環
シフトレジスタ276の最後、中間および最初の位置はそ
れぞれT1,T2およびT3が計算される式の第２の係数によ
り負荷される。最後に、循環シフトレジスタ278の最
後、中間および最初の位置はそれぞれT1,T2およびT3が
計算される式の定数の項により負荷される。各循環シフ
トレジスタ274,276および278において、値は最後の位置
から出力される。
第１のしきい値T1を計算する時、前のフレームの背景
雑音評価Ｂは乗算器280においてそれ自身の値を乗算す
ることによって平方される。結果的な値B2の値は、循環
シフトレジスタ274の最後の位置から出力された第１の
係数−5.544613（10-6）により乗算される。この結果的
な値は、乗算器284からの背景雑音Ｂと循環シフトレジ
スタ276の最後の位置から出力された第２の係数4.04715
2の積と加算器286において加算される。その後、加算器
286からの出力値は、循環シフトレジスタ278の最後の位
置から出力された定数項363.1293と加算器288において
加算される。加算器288からの出力はT1の計算された値
である。
加算器288から出力されたT1の計算された値は、実施
例では自己相関サブシステムから供給された直線ドメイ
ン中の値Ｒ（０）であるフレームエネルギEfから加算器
290において減算される。
別の実施例において、フレームエネルギEfはそれが実
効的なウインドウ長により正規化された第１の自己相関
係数Ｒ（０）の対数によって近似されるdBの対数ドメイ
ンで表される： ここでLAは自己相関ウインドウ長である。音声活動はま
たピッチ予測利得またはフォルマント予測利得Gaを含む
種々の別のパラメータから測定されてもよいことが理解
されなければならない： ここでE(10)は、10番目の反復後の予測残留エネルギで
あり、E(0)はＲ（０）と同じであるLPC解析に関して以
下説明するように最初のLPC予測残留エネルギである。
加算器290の出力から、結果的な２の補数差の符号ビ
ットの補数は比較器またはリミタ292によって抽出さ
れ、レジスタ270の出力と加算される加算器272に供給さ
れる。したがって、Ｒ（０）とT1との間の差が正なら
ば、レジスタ270は１だけインクレメントされる。差が
負ならば、レジスタ270は同じ状態である。
循環レジスタ274、276および278はその後循環され、T
2に対する式である式（８）の係数がその出力に現れ
る。しきい値T2を計算し、フレームエネルギとそれを比
較するプロセスはしきい値T1に対するプロセスに関して
述べられたように反復される。循環レジスタ274、276お
よび278は、T3に対する式である式（９）の係数がその
出力に現れるように循環。しきい値T3に対する計算およ
びフレームエネルギに対する比較は上記のように行われ
る。３つのしきい値計算および比較の終了後、レジスタ
270は開始速度評価RTiを含む。予備速度評価RTpは速度
ランプダウン論理回路294に供給される。前のフレーム
最終速度RTrはまたレジスタ298に蓄積されるLSP周波数
量子化サブシステムから論理回路294に供給される。論
理回路296は値（RTr−１）を計算し、予備速度評価RTp
および値（RTr−１）の大きいほうを出力として供給す
る。値RTmは速度リミタ論理回路296に供給される。
上記のように、マイクロプロセッサはボコーダ、特に
論理回路296に速度制限命令を供給する。デジタル信号
プロセッサ構造において、この命令はエンコード化プロ
セスのLPC解析部分が終了される前に論理回路296におい
て受信される。論理回路296は速度が速度制限を越え
ず、それが制限を越えた場合には値RTmを修正すること
を保証する。値RTmが許容速度の範囲内にある場合、そ
れは開始速度値RTiとして論理回路296から出力される。
開始速度値RTiは、図7aのLSP量子化サブシステム210に
論理回路296から出力される。
上記のような背景雑音評価は、適用速度しきい値を計
算する時に使用される。現在のフレームに対して、前の
フレーム背景雑音評価Ｂは現在のフレームに対する速度
しきい値を設定する時に使用される。しかしながら、各
フレームに対して背景雑音評価は、次のフレームに対す
る速度しきい値の決定に使用するために更新される。新
しい背景雑音評価Ｂ′は、前のフレーム背景雑音評価Ｂ
および現在のフレームエネルギEfに基づいて現在のフレ
ームにおいて決定される。
次のフレーム中に使用するための新しい背景雑音評価
Ｂの決定（前のフレームの背景雑音評価Ｂのように）に
おいて、２つの値が計算される。第１の値V1は現在のフ
レームエネルギEfだけである。第２の値V2はＢ＋１およ
びKBの大きいほうであり、ここでＫ＝1.00547である。
第２の値が大きくなり過ぎることを阻止するために、そ
れは強制的に大きい定数Ｍ＝160,000より下にされる。
２つの値V1またはV2の小さいほうが新しい背景雑音評価
Ｂ′として選択される。数学的には、 V1＝Ｒ（０） （12） V2＝最小［160000,最大（KB,B＋１）］ （13） および新しい背景雑音評価Ｂ′は： Ｂ′＝最小（V1,V2） （14） ここで最小（x,y）はｘおよびｙの最小値であり、最大
（x,y）はｘおよびｙの最大値である。
図９はさらに背景雑音評価アルゴリズムの実施例を示
す。第１の値V1は、マルチプレクサ300の１つの入力に
直接供給される現在のフレームエネルギEfだけである。
第２の値V2は、最初に計算された値KBおよびＢ＋１か
ら計算される。値KBおよびＢ＋１を計算する時に、レジ
スタ302に蓄積された前のフレーム背景雑音評価Ｂは、
加算器304および乗算器306に出力される。現在のフレー
ムにおける使用のためにレジスタ302に蓄積された前の
フレーム背景雑音評価Ｂは、前のフレームにおいて計算
された新しい背景雑音評価Ｂ′と同じであることを留意
しなければならない。加算器304はまた項Ｂ＋１を生成
するように値Ｂとの加算のために１の入力値を供給され
る。乗算器306はまた項KBを生成するように値Ｂとの乗
算のためにＫの入力値を供給される。項Ｂ＋１およびKB
はそれぞれ乗算器308および加算器310の別々の両入力に
加算器304および乗算器306から出力される。
加算器310および比較器またはリミタ312は、項Ｂ＋１
およびKBの大きいほうの選択時に使用される。加算器31
0はKBから項Ｂ＋１を減算し、比較器またはリミタ312に
結果的な値を供給する。リミタ312は、項Ｂ＋１およびK
Bの大きいほうとして出力を選択するようにマルチプレ
クサ308に制御信号を供給する。選択された項Ｂ＋１ま
たはKBは、定数値Ｍより下の場合に選択された項を、或
いは値Ｍより上の場合には値Ｍを供給する飽和タイプの
リミタであるリミタ314にマルチプレクサ308から出力さ
れる。リミタ314からの出力は第２の入力としてマルチ
プレクサ300に、また１入力として加算器316に供給され
る。
加算器316はまた別の入力においてフレームエネルギE
fを受信する。加算器316および比較器またはリミタ318
は、値Efおよびリミタ314から出力された項の小さい方
を選択する時に使用される。加算器316は、リミタ314か
ら出力された値からフレームエネルギ値を減算し、比較
器またはリミタ318に結果的な値を供給する。リミタ318
は、Ef値およびリミタ314からの出力の小さいほうを選
択するためにマルチプレクサ300に制御信号を供給す
る。マルチプレクサ300から出力された選択された値
は、前のフレーム背景雑音評価Ｂとして次のフレーム中
に使用するために蓄積されるレジスタ302に新しい背景
雑音評価Ｂ′として供給される。
再び図７を参照すると、各自己相関係数Ｒ（０）乃至
Ｒ（10）は自己相関サブシステム202からLPC解析サブシ
ステム206に出力される。LPC係数は、知覚加重フィルタ
52およびフォルマント合成フィルタ60の両者においてLP
C解析サブシステム206中で計算される。
LPC係数は、文献（RabinerおよびSchafer氏による“D
igital Processing of Speech Signals",Prentice−Hal
l,Inc.,1978年）において論じられるようにダービンの
循環を使用する自己相関方法によって得られる。この技
術は、LPC係数を得るための効率的な計算方法である。
アルゴリズムは以下の式で表されることができる： E(0)＝Ｒ（０）,i＝l; （15） 10個のLPC係数は、１≦ｊ≦10に対してαj (10)のラベル
を付けられる。
LPC係数をエンコードする前に、フィルタの安定性が
保証されなければならない。フィルタの安定性は、ピー
ク周波数応答の大きさを減少し、一方ピークの帯域幅を
拡大する少量だけ内側にフィルタ極を放射方向にスケー
ルすることによって達成される。この技術は一般に帯域
幅拡大として知られており、さらに文献（Tohkura氏他
による“Spectral Smoothing in PARCOR Speech A
nalysis−Synthesis",ASSP Transactions,1978年12
月）に示されている。この場合、帯域幅拡大は各LPC係
数にスケールすることによって効率的に実行されること
ができる。したがって、表IIIに示されているように、
結果的なLPC係数はそれぞれLPC解析サブシステム206の
最終的な出力LPC係数α１乃至α10を生成するように対
応した６つの値によって乗算される。表IIIに与えられ
た値は２の補数表記で15の小数ビットを持つヘキサデシ
マールで与えられる。この形態において、値０×8000は
値−1.0を表し、値０×7333（または29491）は0.899994
＝29491/32768を表す。
動作は、二重正確度すなわち32ビット除算、乗算およ
び加算で実行されることが好ましい。二重正確度の正確
さは自己相関関数およびフィルタ係数のダイナミック範
囲を維持するために好ましい。
図10において、上記の式（15）乃至（20）を実行する
LPCサブシステム206の実施例のブロック図が示されてい
る。LPCサブシステム206は、主計算回路330および主計
算回路330のレジスタを更新するために使用される２つ
のバッファ更新回路332および334の３つの回路部分から
構成されている。計算はバッファ340に値Ｒ（１）乃至
Ｒ（10）を最初に負荷することによって開始される。計
算を開始するために、レジスタ348はマルチプレクサ344
を介して値Ｒ（１）により予め負荷される。レジスタは
マルチプレクサ350を介してＲ（０）により初期化さ
れ、バッファ352（10個のαj (i-1)値を保持する）はマ
ルチプレクサ354を介して全てゼロに初期化され、バッ
ファ356（10個のαj (i)値を保持する）はマルチプレク
サ358を介して全てゼロに初期化され、ｉは計算サイク
ルのために１に設定される。簡明化のために、ｉおよび
ｊに対するカウンタおよびその他の計算サイクル制御装
置は示されていないが、このタイプの論理回路の設計お
よび集積はデジタル論理回路設計で当業者の能力内にお
いて容易に実行される。
αj (i-1)値は、式（14）に示されているような項kjE
(i-1)を計算するためにバッファ356から出力される。各
値R(i-j)は、乗算器360におけるαj (i-1)値との乗算の
ためにバッファ340から出力される。各結果的な値は、
レジスタ346中の値から加算器362において減算される。
各減算の結果は、次の項が減算されるレジスタ346に蓄
積される。式（14）の合計項に示されているように、ｉ
番目のサイクルには（ｉ−１）の乗算および累算が存在
する。このサイクルの終りにおいて、レジスタ346中の
値は値kiを生成するようにレジスタ348からの値E(i-1)
により除算器364で除算される。
その後、値kiは、上記の式（19）のように値E(i)を計
算するためにバッファ更新回路332において使用され、
これはkiの次の計算サイクル中に値E(i-1)として使用さ
れる。現在のサイクル値kiは、値ki 2を得るためにそれ
自身乗算器366において乗算される。その後、値ki 2は加
算器368において１の値から減算される。この加算の結
果値は、乗算器370においてレジスタ348からの値E(i)と
乗算される。結果的な値E(i)は、次のサイクルのために
値E(i-1)として蓄積するためにマルチプレクサ350を介
してレジスタ348に入力される。
値kiは、式（15）のように値αi (i)を計算するために
使用される。この場合、値kiはマルチプレクサ358を介
してバッファ356に入力される。値kiはまた式（18）の
ように値αj (i-1)から値αj (i)を計算するためにバッフ
ァ更新回路334において使用される。バッファ352に現在
蓄積されている値は値αj (i)の計算時に使用される。式
（18）に示されているように、ｉ番目のサイクルには
（ｉ−１）の計算がある。ｉ＝１の反復において、この
ような計算は不要である。ｉ番目のサイクルに対するｊ
の各値に対して、αj (i)の値が計算される。αj (i)の各
値の計算時にαi-j (i-1)の各値は加算器374への出力の
ために乗算器374において値kiと乗算される。加算器374
において、値kiαi-j (i-1)は加算器374に入力される値
αj (i-1)から減算される。各乗算および加算の結果は、
αj (i)の値としてマルチプレクサ358を介してバッファ3
56に供給される。
現在のサイクルに対して値αi (i)およびαj (i)が計算
されると、計算されバッファ356に蓄積された値は、マ
ルチプレクサ354を介してバッファ352に出力される。バ
ッファ356に蓄積された値は、バッファ352中の対応した
位置に蓄積される。このようにしてバッファ352は、ｉ
＋１番目のサイクルに対して値kiを計算するために更新
される。
前のサイクルの終了時に生成されるデータα
j (i-1)は、次のサイクル用の更新αj (i)を生成するため
に現在のサイクル中に使用されることに注意することが
重要である。この前のサイクルデータは、次のサイクル
のために更新されたデータを完全に生成するために保存
されなければならない。したがって、２つのバッファ35
6および352は、更新されたデータが完全に生成されるま
でこの前のサイクルデータを保存するために使用され
る。
上記の説明は、更新された値の計算の終了時における
バッファ356からバッファ352へのデータの並列伝送に関
して示されている。この構造は、単一バッファ構造にお
いて発生するような完全な使用前に古いデータを損うこ
となく古いデータが新しいデータを計算するプロセス全
体中に保存されることを保証する。示された構造は、同
じ結果を得るために容易に利用できるいくつかの構造の
１つである。例えばバッファ352および356は、第１のバ
ッファに蓄積された値から現在のサイクルに対する値ki
を計算する時に、更新が使用前に次の計算サイクル中第
２のバッファに蓄積されるように多重化されてもよい。
この次の計算サイクルにおいて、値kiは第２のバッファ
に蓄積された値から計算される。第２のバッファ中の値
および値kiは、次の計算サイクルに対する更新を生成す
るために使用され、これらの更新は第１のバッファに蓄
積される。このバッファの交互動作は、更新が生成さ
れ、一方において更新を生成するために必要とされる進
行している値を重ね書きせずに、更新された値を蓄積す
る計算サイクルの進行の反復を可能にする。この技術の
使用が次のサイクルに対する値kiの計算に関連した遅延
を最小にする。したがって、kiの計算における乗算／累
算の更新はαj (i-1)の次の値が計算されるのと同時に実
行されてもよい。
最後の計算サイクル（ｉ＝10）の終了時にバッファ35
6に蓄積された10個のLPC係数αj (10)は、対応した最終
のLPC係数αｊに到達するようにスケールされる。スケ
ール化は、表IIIにおけるヘックス値である検索表342に
蓄積されたスケール値がマルチプレクサ344を通過する
出力に対して選択されるようにマルチプレクサ344,376
および378にスケール選択信号を供給することによって
行われる。検索表342に蓄積された値は連続的にクロッ
クされ、乗算器360に入力される。乗算器360はまたレジ
スタ356から連続的に出力されたαj (10)の値をマルチプ
レクサ376を介して受信する。スケール化された値は、
マルチプレクサ378を介して乗算器360からLPC・LSP変換
サブシステム208に出力として出力される（図７）。
10個の各スケールされたLPC係数を小さい数のビット
で効率的にエンコードするために、係数は文献（Soong
およびJuang氏による“Line Spectrum Pair（LSP）and
Speech Data Compression",ICASSP′84）に示されてい
るようにラインスペクトル対周波数に変換される。LSP
パラメータの計算は表IVと共に式（21）および（22）で
以下に示されている。
LSP周波数は、以下の式の０乃至πの間に存在する10個
の根である： Ｐ（ω）＝cos5ω＋p1cos4ω＋…＋p4cosω＋p5/2; （2
1） Ｑ（ω）＝cos5ω＋q1cos4ω＋…＋q4cosω＋q5/2;and
（22） ここでpnおよびqn値はｎ＝1,2,3,4に対するものであ
り、表IVにおいてそれぞれ定められている。
表IVにおいて、α1,…，α10の値はLPC解析の結果生
じたスケールされた係数である。式（21）および（22）
の10個の根は、簡明化のために０乃至0.5の間でスケー
ルされる。LSP周波数の特性は、LPCフィルタが安定して
いるならば２つの関数の根は交互することである。すな
わち最低の根ω１はＰ（ω）の最低の根であり、次に低
い根ω２はＱ（ω）の最低の根である。10個の周波数の
うち、奇数周波数はＰ（ω）の根であり、偶数周波数は
Ｑ（ω）の根である。
根の探索は以下のようにして行われる。最初に、上記
のようにLPC係数を加算することによって二重正確度で
ｐおよびｑ係数が計算される。その後、Ｐ（ω）はπ/2
56ラジアンごとに評価され、これらの値は符号変化に対
して評価され、それはサブ領域中の根を識別する。根が
見出された場合、この領域の２つの境界の間の直線的な
補間が根の位置を近似するために実行される。１つのＱ
の根は、周波数の整列特性のためにＰの根の各対の間に
存在する（第５のＱの根は第５のＰの根とπとの間に存
在する）ことが保証されている。２進法探索は、Ｑの根
の位置を決定するためにＰの根の各対の間で実行され
る。構造を容易にするために、各Ｐの根は最も近いπ/2
56値によって近似され、２進法探索がこれらの近似値間
において実行される。根が見出されない場合、根が見出
だされた最後のフレームからのLSP周波数の前の量子化
されていない値が使用される。
図11を参照すると、LSP周波数を生成するために使用
される回路の実施例が示されている。上記の動作は、モ
ード256でカウンタ402によってアドレスされるコサイン
検索表400に二重正確度で蓄積される０乃至πの間の全
体で257個の可能なコサイン値を必要とする。検索表400
に入力されるｊの各値に対して、 cosω,cos2ω,cos3ω,cos4ω,cos5ωの出力が供給さ
れ、ここにおいて： ω＝ｊπ/256 （23） ここでｊはカウント値である。
検索表400から出力された値cosω,cos2ω,cos3ω,cos
4ωは、各乗算器404,406,408および410に入力され、一
方値cos5ωは合計器412に直接入力される。これらの値
は、マルチプレクサ414,416,418および420を介してそれ
に入力された値p4,p3,p2およびp1のそれぞれと各乗算器
404,406,408および410において乗算される。この乗算の
結果的な値は、また合計器412に入力される。さらに値p
5として、一定の値0.5、すなわち1/2が乗算器424にマル
チプレクサ422を通って供給され、この一定の値もまた
乗算器424に供給される。乗算器424から出力された結果
的な値は別の入力として合計器412に供給される。マル
チプレクサ414乃至422は、Ｐ（ω）およびＱ（ω）の両
値の計算に対して同じ回路を使用するようにp/q係数選
択信号に応答して値p1乃至p5またはq1乃至q5の間で選択
する。p1乃至p5またはq1乃至q5の値を生成する回路は示
されていないが、p1乃至p5またはq1乃至q5の値を蓄積す
るレジスタと共にLPC係数およびp1乃至p5またはq1乃至q
5の値を加算および減算する一連の加算器を使用して容
易に構成される。
合計器412は、場合に応じて出力Ｐ（ω）またはＱ
（ω）を提供するために入力値を合計する。以下の説明
を容易にするために、Ｐ（ω）の値の場合を考える。Ｑ
（ω）の値は、q1乃至q5の値を使用して同様にして計算
される。Ｐ（ω）の現在の値は合計器412から出力さ
れ、レジスタ426に蓄積される。レジスタ426に前に蓄積
されたＰ（ω）の先行した値は、レジスタ428にシフト
される。Ｐ（ω）の現在および前の値の符号ビットは、
直線補間装置434に送られるエネーブル信号の形態でゼ
ロ交差または符号変化を示すために排他的オアゲート43
0において排他的オアされる。Ｐ（ω）の現在および前
の値はまたゼロ交差が発生するＰ（ω）の２つの値の間
の点を補間するためにエネーブル信号に応答する直線補
間装置434にレジスタ426および428から出力される。値
（ｊ−１）からの距離であるこの直線補間部分的値の結
果は、カウンタ256からの値ｊと共にバッファ436に供給
される。ゲート430はまた値ｊおよび対応した部分的な
値FVjの蓄積を可能にするバッファ436にエネーブル信号
を供給する。
部分的な値は加算器438においてバッファ436からの出
力として値ｊから減算されるか、或はその代りとしてバ
ッファ436への入力としてそれから減算される。別の実
施例において、値ｊ−１がバッファ436に入力され、部
分的な値も入力されるように、バッファ436へのｊライ
ン入力におけるレジスタが使用されてもよい。部分的な
値は、レジスタ436における蓄積の前またはその出力時
に値（ｊ−１）に加算される。いずれの場合でも、ｊ＋
FVjまたは（ｊ−１）＋FVjの結合された値は入力定数値
512によって除算される除算器440に出力される。除算動
作は、表記的な２進ワード中の２進法の少数点位置を単
に変化するだけで簡単に実行される。この除算動作は、
０乃至0.5の間のLSP周波数に到達するために必要なスケ
ール処理を実行する。
Ｐ（ω）またはＱ（ω）の各関数評価には、５つのコ
サイン検索表、４つの二重正確度乗算および４つの加算
が必要とされる。計算された根は典型的に約13ビットま
で正確であり、単一正確度で蓄積される。LSP周波数は
量子化のためにLSP量子化サブシステム210（図７）に供
給される。
LSP周波数が計算されると、それらは伝送のために量
子化されなければならない。10個の各LSP周波数はバイ
アス値を中心にほぼ囲んでいる。LSP周波数は、入力ス
ピーチが平坦なスペクトル特性を有し、短期間予測が実
行されることができないときにバイアス値を近似するこ
とに留意しなければならない。バイアスはエンコーダに
おいて減算され、簡単なDPCM量子化器が使用される。デ
コーダにおいて、バイアスは再び加算される。LPCからL
SPへの変換サブシステムに供給されたような各LSP周波
数ω１乃至ω10に対する16進法の負のバイアス値は、表
Ｖに示されている。表Ｖに示された値は、部分的な15ビ
ットを持つ２補数である。ヘックス値０×8000（または
−32768）は−1.0を表す。したがって、表Ｖの第１の値
である値０×fa2f（または−1489）は−0.045441＝−14
89/32768を表す。
サブシステムにおいて使用された予測装置は、サブシ
ステム中のバッファに蓄積された前のフレームからの量
子化されたLSP周波数の0.9倍である。この0.9の減少定
数は、チャンネルエラーが最終的になくなるように挿入
される。
使用される量子化器は直線的であるが、速度と共にダ
イナミック範囲およびステップ寸法を変化させる。高速
フレームにおいてもまたより多くのビットが各LSP周波
数に対して伝送される。表VIにおいて、量子化器のビッ
ト割当ておよびダイナミック範囲が各速度で各周波数に
対して示されている。例えば、速度１であるω１は４ビ
ット（すなわち16レベルに）を使用して均一に量子化さ
れ、最も高い量子化レベルは0.025であり、最も低いも
のは−0.025である。
速度決定アルゴリズムによって選択された速度に対す
る量子化範囲が十分に大きくなく、或は傾斜オーバーフ
ローが発生した場合、速度は次に高い速度に高められ
る。速度はダイナミック範囲が適合されるか、或は全速
度に達するまで連続的に高められる。図12において、任
意選択速度増加技術の１実施例のブロック図が与えられ
ている。
図12は、速度増加回路を含むLSP量子化サブシステム2
10の一実施例をブロック図で示す。図12において、現在
のフレームのLSP周波数は除算器440（図11）からレジス
タ442に出力され、これにおいて次のフレームにおける
速度増加決定中の出力のために蓄積される。前のフレー
ムのLSP周波数および現在のフレームのLSP周波数は、現
在のフレーム速度増加決定のためにそれぞれレジスタ44
2および除算器440から速度増加論理回路444に出力され
る。速度増加論理回路444はまた速度決定サブシステム2
04から速度制限命令と共に開始速度決定を受取る。速度
増加が必要であるか否かを決定する時、論理回路444
は、現在および前のフレームのLSP周波数間の差の２乗
の和に基づいて現在のフレームのLSP周波数と前のフレ
ームのLSP周波数を比較する。その後、結果的な値はし
きい値と比較され、しきい値が越された場合に、高品質
のSSのエンコード化を保証するために速度の増加が指示
される。しきい値を越えた時、論理回路444はエンコー
ダにおいて使用される最終速度の出力を供給するように
１速度レベルだけ開始速度をインクレメントする。
図12において、各LSP周波数の値ω１乃至ω10は対応
したバイアス値と共に一度に１つづつ加算器450に入力
される。バイアス値は入力LSP値から減算され、その結
果的な値が加算器452に出力される。加算器452はまた減
少定数と乗算された前のフレームの対応したLSP値であ
る予測値を入力として受信する。予測値は、加算器452
によって加算器450の出力値から減算される。加算器452
の出力は量子化器454に入力として供給される。
量子化器454は、リミタ456、最小ダイナミック範囲検
索表458、反転ステップ寸法検索表460、加算器462、乗
算器464およびビットマスク466から構成されている。量
子化は、入力値が量子化器454のダイナミック範囲内に
あるか否かを最初に決定することによって量子化器454
において実行される。入力値は、入力が検索表458にっ
て与えられた境界を越えた場合に、ダイナミック範囲の
上限および下限に入力値を制限するリミタ456に供給さ
れる。検索表458は速度入力およびそれに入力されたLSP
周波数インデクスｉに応答してリミタ456に対して表VI
にしたがって蓄積された境界を与える。リミタ456から
出力された値は加算器462に入力され、検索表458によっ
て与えられた最小ダイナミック範囲の最小がそれから減
算される。検索表458から出力された値は、最小のダイ
ナミック範囲の値にしたがって速度およびLSP周波数イ
ンデクスｉによって決定され、表VIに示されたように値
の符号を無視する。例えば（全速度，ω１）に対する検
索表458中の値は0.025である。
加算器462からの出力は、検索表460から選択された値
により乗算器464において乗算される。検索表460は、表
VIに示された値にしたがって各速度における各LSP値に
対するステップ寸法の逆数に対応した値を含む。検索表
460から出力された値は、速度およびLSP周波数インデク
スｉによって選択される。各速度およびLSP周波数イン
デクスｉに対して、検索表460に蓄積された値は量［（2
n−１）／ダイナミック範囲］であり、ここにおいてｎ
は量子化された値を表すビットの数である。例えば、
（速度1,ω１）に対する検索表460中の値は（15/0.05）
または300である。
乗算器464からの出力は、ビットマスク466に供給され
た０乃至2n−１の間の値である。速度およびLSP周波数
インデクスｉに応答するビットマスク466は、表VIにし
たがって適切な数のビットを入力値から抽出する。抽出
されたビットは、ビット制限出力Δωｉを提供するよう
に入力値のｎ整数値ビットである。値Δωｉは、LSP係
数を表すチャンネル上を伝送される量子化された非バイ
アス微分エンコード化LSP周波数である。
値Δωｉはまた反転量子化器468,加算器470,バッファ
472および乗算器474から構成された予測装置を通してフ
ィードバックされる。反転量子化器468は、ステップ寸
法検索表476,最小ダイナミック範囲検索表478,乗算器48
0および加算器482から構成されている。
値Δωｉは、検索表476から選択された値と共に乗算
器480に入力される。検索表476は、表VIに示された値に
したがって各速度における各LSP値に対するステップ寸
法に対応した値を含む。検索表476から出力された値
は、速度およびLSP周波数インデクスｉによって選択さ
れる。各速度およびLSP周波数インデクスｉに対して、
検索表460に蓄積された値は量［ダイナミック範囲／（2
n−１）］であり、ここにおいてｎは量子化された値を
表すビットの数である。乗算器480は入力値を乗算し、
加算器482に出力を供給する。
加算器482は、検索表478から別の入力として値を受信
する。検索表478から出力された値は、最小ダイナミッ
ク範囲値にしたがって速度およびLSP周波数インデクス
ｉによって決定され、表VIに示されたように値の符号を
無視する。加算器482は、検索表478によって与えられた
最小ダイナミック範囲値に乗算器480から出力された値
を加算し、結果な値が加算器470に出力される。
加算器470は、乗算器474から出力された予測値を別の
入力として受信する。これらの値は加算器470において
加算され、10ワード蓄積バッファ472に蓄積される。現
在のフレーム中にバッファ472から出力された前のフレ
ームの各値は、乗算器474において定数0.9により乗算さ
れる。乗算器474から出力されたような予測値は上記の
ように両加算器452および470に供給される。
現在のフレームにおいて、バッファ472に蓄積された
値は前のフレームの再構成されたLPS値マイナスバイア
ス値である。現在のフレームにおいて同様に、加算器47
0から出力された値はまたバイアス値のない現在のフレ
ームの再構成されたLPS値である。現在のフレームにお
いて、バッファ472および加算器470からの出力は、バイ
アスが値に加算される加算器484および486にそれぞれ供
給される。加算器484および486から出力された値はそれ
ぞれ前のフレームの再構成されたLSP周波数値および現
在のフレームの再構成されたLSP周波数値である。LSP平
滑化は式（24）にしたがって低速度で行われる 平滑化されたLSP＝ａ（現在のLSP）＋（１−ａ）（前のLSP） （24） ここにおいて、 ａ＝全速度に対して０ ａ＝1/2速度に対して0.1 ａ＝1/4速度に対して0.5 ａ＝1/8速度に対して0.85 前のフレーム（ｆ−１）の再構成されたLSP周波数
ω′i,f−１の値および現在のフレーム（ｆ）の再構成
されたLSP周波数ω′i,fの値は量子化サブシステム210
からピッチサブフレームLSP補間サブシステム216および
コードブックサブフレームLSP補間サブシステム226に出
力される。量子化されたLSP周波数値Δωｉは、伝送の
ためにLSP量子化サブシステム210からデータアセンブラ
サブシステム236に出力される。
以下説明するように加重フィルタおよびフォルマント
合成フィルタにおいて使用されたLPC係数は、エンコー
ドされるピッチサブフレームに適している。ピッチサブ
フレームに対して、LPC係数の補間は各ピッチサブフレ
ームに対して１度実行され、表VIIに示されている通り
である： ピッチサブフレームカウンタ224は、ピッチパラメー
タが計算されるピッチサブフレームの追跡を維持するた
めに使用され、カウンタ出力はピッチサブフレームLSP
補間時に使用するためにピッチサブフレームLSP補間サ
ブシステム216に供給される。ピッチサブフレームカウ
ンタ224はまた選択された速度に対するピッチサブフレ
ームの終了を示す出力をデータパッキングサブシステム
236に供給する。
図13は、適切なピッチサブフレームに対してLSP周波
数を補間するピッチサブフレームLSP補間サブシステム2
16の１実施例を示す。図13において、前および現在のLS
P周波数ω′i,f−１およびω′i,fは、それぞれLSP量子
化サブシステムから乗算器500および502に出力され、乗
算器500および502においてメモリ504から与えられた定
数によりそれぞれ乗算される。メモリ504は１組の定数
値を蓄積し、以下説明するようにピッチサブフレームカ
ウンタからのピッチサブフレーム数の入力にしたがっ
て、前および現在のフレームLSP値との乗算のために表V
IIに示されたように定数の出力を供給する。乗算器500
および502の出力は、表VIIの式にしたがってピッチサブ
フレームLSP周波数値を供給するために加算器506におい
て加算される。各ピッチサブフレームに対して、LSP周
波数の補間が行われると、逆LSP・LPC変換がＡ（ｚ）お
よび知覚加重フィルタの現在の係数を得るために実行さ
れる。したがって、補間されたLSP周波数値は図７のLSP
・LPC変換サブシステム218に供給される。
LSP・LPC変換サブシステム218は、スピーチを再合成
する時に使用するためにLPC係数に補間されたLSP周波数
を再度変換する。上記の参照文献（SoongおよびJuang氏
による“Line Spectrum Pair（LSP）and Speech Data C
ompression"）において、変換プロセスにおいて本発明
中で実行されたアルゴリズムが完全に説明され、また導
き出される。計算は、Ｐ（ｚ）およびＱ（ｚ）は式（2
5）によってLSP周波数に関して表されることができる： ここで、ωｉはＰの多項式（奇数周波数）の根であり、
また ここで、ωｉはＱの多項式（偶数周波数）の根であり、 Ａ（ｚ）＝［Ｐ（ｚ）＋Ｑ（ｚ）］/2 （27） 計算は最初に奇数周波数ｉの全てに対して値2cos（ω
ｉ）を計算することによって実行される。この計算は、
ゼロ（０）に関して第５のオーダーの単一正確度のコサ
インのテイラー級数拡張を使用して行われる。コサイン
表における最も近い点に関するテイラー拡張はより正確
であることが潜在的に可能であるが、０に関する拡張は
十分な正確さを達成し、過剰な量の計算を含まない。
次に、Ｐの多項式の係数が計算される。多項式の積の
係数は、個々の多項式の係数のシーケンスの畳み込みで
ある。その後、上記の式（25）におけるｚの公称的な係
数の６つのシーケンス： ［1,−2cos（ω１）,1］、［1,−2cos（ω３）,1］、
…、［1,−2cos（ω９）,1］および［1,1］の畳み込み
が計算される。
Ｐの多項式が計算されると、Ｑの多項式に対して同じ
過程が反復され、上記の式（26）におけるｚの公称的な
係数の６つのシーケンス： ［1,−2cos（ω２）,1］、［1,−2cos（ω４）,1］、
…、［1,−2cos（ω10）,1］および［1,−１］および適
切な係数が合計され、２により除算される。すなわちLP
C係数を生成するために１ビットだけシフトされる。
図13はさらにLSP・LPC変換サブシステムの一実施例を
詳細に示す。回路部分508は、ωｉの入力値から−2cos
（ωｉ）の値を計算する。回路部分508は、バッファ50
9;加算器510および515;乗算器511,512,514,516および51
8並びにレジスタ513および516から構成されている。−2
cos（ωｉ）に対して値を計算する時、レジスタ513およ
び516はゼロに初期化される。この回路はsin（ωｉ）を
計算するため、ωｉは加算器515において最初に入力定
数値π/2から減算される。この値は乗算器511で２乗さ
れ、その後値（π/2−ωｉ）2,（π/2−ωｉ）4,（π/2
−ωｉ）６および（π/2−ωｉ）８は、乗算器512およ
びレジスタ513を使用して連続的に計算される。
テイラー級数拡張係数ｃ［１］乃至ｃ［４］は、乗算
器512から出力された値と共に乗算器514に連続的に供給
される。乗算器514から出力された値は加算器515に入力
され、その加算器515において出力： ｃ［１］（π/2−ωｉ）２＋ｃ［２］（π/2−ωｉ）４ ＋ｃ［３］（π/2−ωｉ）６＋ｃ［４］（π/2−ωｉ）
８ を乗算器517に供給するように合計される。レジスタ516
から乗算器517への入力は加算器510からの出力（π/2−
ωｉ）と乗算器517において乗算される。乗算器517から
の出力すなわち値cos（ωｉ）は出力−2cos（ωｉ）を
供給するように乗算器518において定数−２と乗算され
る。値−2cos（ωｉ）は回路部分520に供給される。
回路部分520はｐの多項式の係数の計算に使用され
る。回路部分520は、メモリ521、乗算器522および加算
器523から構成されている。メモリ位置Ｐ（１）…Ｐ（1
1）のアレイは１に設定されるＰ（１）を除いて０に初
期化される。古いインデクスの−2cos（ωｉ）の値は、
１≦ｉ≦5,1≦ｊ≦2i＋1,j＜１に対してＰ（ｊ）＝０で
ある［1,−2cos（ωｉ）,1］の畳み込みを実行するため
に乗算器524に供給される。回路部分520はＱの多項式の
係数を計算する時に複製される（示されていない）。結
果的なＰ（１）…Ｐ（11）およびＱ（１）…Ｑ（11）の
最終の新しい値は回路部分524に供給される。
回路部分524は、ｉ＝１乃至ｉ＝10に対するピッチサ
ブフレームの10個のLPC係数αｉの計算を完了するため
に設けられている。回路部分524は、バッファ525および
526、加算器528,528及び529、除算器またはビットシフ
タ530から構成されている。最終のＰ（ｉ）およびＱ
（ｉ）値は、バッファ525および526に蓄積される。Ｐ
（ｉ）およびＰ（ｉ＋１）の値は加算器527において加
算され、一方対応するＱ（ｉ）およびＱ（ｉ＋１）の値
は１≦ｉ≦10に対して加算器528において減算される。
加算器527および528の各出力Ｐ（ｚ）およびＱ（ｚ）は
加算器529に入力されてそこで合計される。加算器の出
力は１位置だけビットをシフトすることによって２で除
算される。値［Ｐ（ｚ）＋Ｑ（ｚ）］/2として出力され
るる。値［Ｐ（ｚ）＋Ｑ（ｚ）］/2の各ビットシフトさ
れた値は出力LPC係数αｉである。ピッチサブフレームL
PC係数は、図７のピッチ探索サブシステム220に供給さ
れる。
LSP周波数はまた全速度を除いて選択された速度によ
って決定されるように各コードブックサブフレームに対
して補間される。補間は、ピッチサブフレームLSP補間
と同様に計算される。コードブックサブフレームLSP補
間は、コードブックサブフレームLSP補間サブシステム2
26において計算され、LSP・LPC変換サブシステム228に
供給され、そこにおける変換はLSP・LPC変換サブシステ
ム218の場合と同様に行われる。
図３を参照して示されているように、ピッチ探索はパ
ラメータを使用して入力スピーチと合成スピーチとの間
のエラーを最小にするこれらのパラメータを選択するこ
とによってエンコード処理が行われる合成技術による解
析である。ピッチ探索において、スピーチは、応答が式
（２）で表されるピッチ合成フィルタを使用して合成さ
れる。各20m秒のスピーチフレームは、上記に示された
ようにフレームに対して選択されたデータ速度に依存す
る多数のピッチサブフレームにさらに分割される。１ピ
ッチサブフレーム当り一度ピッチパラメータｂとＧ、す
なわちピッチ利得および遅延がそれぞれ計算される。実
施例において、ピッチ遅延Ｌは伝送のために17乃至143
を範囲とし、L16はｂ＝０の場合に反転される。
スピーチコーダは、式（１）で示された形態の知覚雑
音加重フィルタを使用する。上記のように、知覚加重フ
ィルタの目的はエラー関連雑音の影響を減少するように
小さいパワーの周波数のエラーを加重することである。
知覚加重フィルタは、前に見出された短期間予測フィル
タから得られる。加重フィルタおよび以下説明されるフ
ォルマント合成フィルタにおいて使用されるLPC係数
は、エンコード処理されているサブフレームに適した補
間値である。
解析合成動作の実行時、スピーチデコーダ／シンセサ
イザの複写がエンコーダにおいて使用される。スピーチ
エンコーダにおいて使用される合成フィルタの形態は式
（３）および（４）によって与えられる。式（３）およ
び（４）は、知覚加重フィルタによって後続されるデコ
ーダスピーチ合成フィルタに対応し、したがって加重さ
れた合成フィルタと呼ぶ。
ピッチ探索は、現在のフレームにおけるコードブック
からのゼロ供給すなわちＧ＝０を仮定して実行される。
各可能なピッチ遅延Ｌに対して、スピーチは合成され、
元のスピーチと比較される。入力スピーチと合成された
スピーチとの間のエラーは、その２乗平均エラー（MS
E）が計算される前に知覚加重フィルタによって加重さ
れる。その目的は知覚加重スピーチと知覚加重合成スピ
ーチとの間のエラーを最小にする、Ｌおよびｂの全ての
可能な値からＬおよびｂの値を得ることである。エラー
の最小化は次の式によって表される： ここにおいてLpは、実施例では全速度ピッチサブフレー
ムに対して40であるピッチサブフレーム中のサンプルの
数である。MSEを最小にするピッチ利得ｂが計算され
る。これらの計算はＬの全ての許容値に対して繰返さ
れ、最小MSEを生成するＬおよびｂはピッチフィルタに
対して選択される。
最適ピッチ遅延の計算は、ｎ＝−Lmax乃至ｎ＝（Lp−
Lmin）−１の間の全ての時間中フォルマント残留サンプ
ル［図３中のｐ（ｎ）］を含み、ここにおいてLmaxは最
大ピッチ遅延値であり、Lminは最小ピッチ遅延値であ
り、Lpは選択された速度に対するピッチサブフレーム長
であり、ここでｎ＝０がピッチサブフレームのスタート
である。実施例において、Lmax＝143およびLmin＝17で
ある。図14に示された符号付け方式を使用すると、速度
1/4に対してｎ＝−143乃至ｎ＝142であり、速度1/2に対
してｎ＝−143乃至ｎ＝62であり、速度１に対してｎ＝
−143乃至ｎ＝22である。ｎ＜０に対して、フォルマン
ト残留サンプルはピッチフィルタメモリに保持された前
のピッチサブフレームからのピッチフィルタの出力だけ
であり、閉ループフォルマント残留サンプルと呼ばれ
る。ｎ≧０に対して、フォルマント残留サンプルは入力
が現在の解析フレームスピーチサンプルであるＡ（ｚ）
のフィルタ特性を有するフォルマント解析フィルタの出
力である。ｎ≧０に対して、フォルマント残留サンプル
は開ループフォルマント残留サンプルと呼ばれ、ピッチ
フィルタおよびコードブックがこのサブフレームで完全
な予測を行った場合、正確にｐ（ｎ）である。関連した
フォルマント残留サンプル値からの最適ピッチ遅延の計
算の説明は、さらに図14乃至図17を参照して行われる。
ピッチ探索は143個の再構成された閉ループフォルマ
ント残留サンプルに対して行われ、すなわちｎ＜０に対
しｐ（ｎ）およびｎ≧０に対してp0（ｎ）であるLp−L
min非量子化開ループフォルマント残留サンプルに対し
てピッチ探索が実行される。探索はＬが小さく、したが
って使用される残留サンプルの大部分がｎ＞０であるほ
ぼ開ループ探索から、Ｌが大きく、したがって使用され
る全ての残留サンプルがｎ＜０であるほぼ閉ルータ探索
に漸次的に実効的に変化する。例えば、全速度で図14に
与えられた符号付け方式を使用すると、ピッチサブフレ
ームは40個のスピーチサンプルから構成され、ピッチ探
索はｎ＝−17乃至ｎ＝22と番号付けされたフォルマント
残留サンプルの組を使用して始まる。ｎ−17乃至ｎ＝−
１のこの方式において、サンプルは閉ループフォルマン
ト残留サンプルであり、一方ｎ＝０乃至ｎ＝22において
サンプルは開ループフォルマント残留サンプルである。
最適ピッチ遅延を決定する時に使用される次の組のフォ
ルマント残留サンプルは、ｎ＝−18乃至ｎ＝21と番号付
けされたサンプルである。ｎ＝−18乃至ｎ＝−１におい
て、サンプルは閉ループフォルマント残留サンプルであ
り、一方ｎ＝０乃至ｎ＝21においてサンプルは開ループ
フォルマント残留サンプルである。このプロセスは、ピ
ッチ遅延がフォルマント残留サンプルの最後の組ｎ＝−
143乃至ｎ＝−104に対して計算されるまでサンプル組を
通して連続される。
式（28）に関して上記に示されたように、その目的
は、知覚加重スピーチマイナス加重フォルマントフィル
タのゼロ入力応答（ZIP）であるｘ（ｎ）と、Ｌおよび
ｂの全ての可能な値に対するフィルタ中のメモリを与え
られない、コードブックからのゼロ供給（Ｇ＝０）を行
われた知覚加重合成スピーチであるｘ′（ｎ）との間の
エラーを最小にすることである。式（28）はｂに関して
次のように書き直すことができる： ここにおいて、 ０≦ｎ≦Lp−１に対して、 ｙ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｐ（ｎ−Ｌ） （30） ここでｙ（ｎ）はｂ＝１のときピッチ遅延Ｌを持つ加重
合成スピーチであり、およびｈ（ｎ）は式（３）による
フィルタ特性を有する加重フォルマント合成フィルタの
インパルス応答である。
この最小化プロセスは、値ELを最大化することに等し
く、ここにおいて： ここで、 および 所定のＬに対する最適ｂは、 bL＝Exy/Eyy （34） であることが認められる。
この探索は、Ｌの全ての許容可能な値に対して繰返さ
れる。最適ｂは正に限定され、したがって結果的に任意
の負であるExyにより生じるＬは探索において無視され
る。最後に、ELを最大化する遅延Ｌおよびピッチ遅延ｂ
が伝送のために選択される。
上記のように、以下の式（35）乃至（38）において示
された循環的な畳み込みに対して、フィルタＡ（ｚ）が
フィルタメモリにおいて常に０でスタートすると仮定す
るため、ｘ（ｎ）は実際に入力スピーチと加重フォルマ
ントフィルタのZIRとの間の知覚加重された差である。
しかしながら、フィルタメモリにおいて０でスタートす
るフィルタは実際にはない。合成において、フィルタは
前のサブフレームから残っている状態を有する。実行時
に、最初の状態の効果はスタート時に知覚加重スピーチ
から減算される。このようにして、ｐ（ｎ）に対して最
初に全てのメモリ＝０の定常状態のフィルタＡ（ｚ）の
応答だけが各Ｌに対して計算される必要があり、循環的
な畳み込みが使用されることができる。ｘ（ｎ）のこの
値はｙ（ｎ）以外一度だけ計算される必要があり、ピッ
チフィルタの出力に対するフォルマントフィルタのゼロ
状態応答は、各遅延Ｌに対して計算される必要がある。
各ｙ（ｎ）の計算は、各遅延を計算される必要がない多
数の冗長な乗算を含む。以下説明する循環的な畳み込み
の方法は、要求される計算を最小にするために使用され
る。
循環的な畳み込みに関して値yL（ｎ）は値ｙ（ｎ）に
よって定められる： yL（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｐ（ｎ−Ｌ） 17Ｌ143（3
5） または yL（ｎ）＝Σｈ（ｉ）ｐ（ｎ−Ｌ−ｉ） 17Ｌ14
3 （36） 式（32）および（33）から、 yL（０）＝ｐ（−Ｌ）ｈ（０） （37） yL（ｎ）＝yL-1（ｎ−１）＋ｐ（−Ｌ）ｈ（ｎ） １ｎLp,17Ｌ143
（38） が認められることができる。
このようにして、y17（ｎ）に対する最初の循環的な
畳み込みが実行されると、要求される計算数が大幅に減
少される。上記の速度１に対して与えられた例に対し
て、値y17（ｎ）は番号付けされたフォルマント残留サ
ンプルの組ｎ＝−17乃至ｎ＝22を使用して式（36）によ
って計算される。
図15を参照すると、エンコーダは図５のデコーダの複
製である図７のデコーダサブシステム235を含み、適応
ポストフィルタは存在しない。図15において、ピッチ合
成フィルタ550への入力はコードブック値cI（ｎ）とコ
ードブック利得Ｇの積である。出力フォルマント残留サ
ンプルｐ（ｎ）は、再構成されたスピーチサンプルｓ′
（ｎ）としてフィルタ処理され、出力されるフォルマン
ト合成フィルタ552に入力される。再構成されたスピー
チサンプルｓ′（ｎ）は、加算器554において対応した
入力スピーチサンプルｓ（ｎ）から減算される。サンプ
ルｓ′（ｎ）とｓ（ｎ）との間の差は、知覚加重フィル
タ556に入力される。ピッチ合成フィルタ550に関して、
フォルマント合成フィルタ552および知覚加重フィルタ5
56の各フィルタは、Mpがピッチ合成フィルタ550中のメ
モリであり、Maがフォルマント合成フィルタ552中のメ
モリであり、Mwが知覚加重フィルタ556中のメモリであ
るフィルタ状態のメモリを含む。
デコーダサブシステムのフォルマント合成フィルタ55
2からのフィルタ状態Maは、図７のピッチ探索サブシス
テム220に供給される。図16において、フィルタ状態Ma
は、フォルマント合成フィルタ552のZIRを計算するフィ
ルタ560のゼロ入力応答（ZIR）を計算するために設けら
れる。計算されたZIR値は、加算器562において入力スピ
ーチサンプルｓ（ｎ）から減算され、結果が知覚加重フ
ィルタ564によって加重される。知覚加重フィルタ564か
らの出力xp（ｎ）は式（28）乃至（34）において加重さ
れた入力スピーチとして使用され、ここでｘ（ｎ）＝xp
（ｎ）である。
図14および図15を参照すると、図14に示されているよ
うなピッチ合成フィルタ550は、本質的に上記のように
計算された開および閉ループフォルマント残留サンプル
を蓄積するメモリである適応コードブック568に供給す
る。閉ループフォルマント残留サンプルはメモリ部分57
0に蓄積され、一方開ループフォルマント残留サンプル
はメモリ部分572に蓄積される。サンプルは、上記の例
示的な番号付け方式にしたがって蓄積される。閉ループ
フォルマント残留サンプルは各ピッチ遅延Ｌ探索に対す
る使用に関して上記のように構成される。開ループフォ
ルマント残留サンプルは、p0（ｎ）値の計算時にデコー
ダサブシステムフォルマント合成フィルタ552のメモリM
aを使用するフォルマント解析フィルタ574を使用して各
ピッチサブフレームに対して入力スピーチサンプルｓ
（ｎ）から計算される。現在のピッチサブフレームに対
するp0（ｎ）の値は、適応コードブック568のメモリ部
分572を提供するために一連の遅延素子576を通してシフ
トされる。開ループフォルマント残留サンプルは、生成
されて０として番号付けされ、最後の符号が142である
第１の残留サンプルと共に蓄積される。
図16を参照すると、フォルマントフィルタのインパル
ス応答ｈ（ｎ）はフィルタ566において計算され、シフ
トレジスタ580に出力される。フォルマントフィルタの
インパルス応答ｈ（ｎ）に関して式（29）および（30）
並びに（35）乃至（38）で上記に示されたように、これ
らの値はフィルタにおいて各ピッチサブフレームに対し
て計算される。ピッチフィルタサブシステムの計算要求
をさらに減少するために、フォルマントフィルタのイン
パルス応答ｈ（ｎ）は頭部を切られて20個のサンプルに
される。
乗算器582、加算器584およびシフトレジスタ586と共
にシフトレジスタ580は、上記のようにシウトレジスタ5
80からの値ｈ（ｎ）と適応コードブック568からの値ｃ
（ｍ）との間において循環的な畳み込みを行なうように
構成されている。畳み込み動作は、ピッチ利得が１に設
定されると仮定して、ピッチフィルタメモリからの入力
に対するフォルマントフィルタのゼロ状態応答（ZSR）
を見出すために実行される。畳み込み回路の動作におい
て、各ｍに対してｎ個のサイクルはLpから１までであ
り、一方ｍ個のサイクルは（Lp−17）−１から−143ま
でである。レジスタ586において、データはｎ＝１のと
き進められず、ｎ＝Lpのときにはデータはラッチされな
い。テータは、Ｍ≦−17のときに畳み込み回路から出力
として供給される。
畳み込み回路に続いて、相関および比較回路が最適ピ
ッチ遅延Ｌおよびピッチ利得ｂを見出すために探索を行
う。２乗平均エラー（MSE）回路とも呼ばれる相関回路
は、フォルマントフィルタのZIRと入力スピーチとの間
の知覚加重差すなわちｘ（ｎ）によりZSRの自己および
交差相関を計算する。これらの値を使用して、相関回路
はピッチ遅延の各値に対して最適ピッチ利得ｂの値を計
算する。相関回路はシフトレジスタ588、乗算器590およ
び592、加算器594および596、レジスタ598および600並
びに除算器602から構成されている。相関回路におい
て、計算はｎ個のサイクルがLpから１までであり、一方
ｍ個のサイクルは（Lp−17）−１から−143までである
ように行われる。
相関回路は、比較を実行し、ピッチ遅延Ｌおよびピッ
チ利得ｂの最適値を決定するためにデータを蓄積する比
較回路によって後続される。比較回路は乗算器604、比
較器606、レジスタ608,610および612並びに量子化器614
から構成されている。比較回路は、合成スピーチと入力
スピーチとの間のエラーを最小にするＬおよびｂに対す
る値を各ピッチサブフレームに対して出力する。ｂの値
は、量子化器614によって８レベルに量子化され、３ビ
ット値によって表され、付加的なレベルであるｂ＝０レ
ベルはＬ＝16のときに示される。Ｌおよびｂのこれらの
値は、コードブック探索サブシステム230およびデータ
バッファ222に供給される。これらの値は、ピッチ探索
に使用するためにデータパッキングサブシステム238ま
たはデータバッファ222を介してデコーダ234に供給され
る。
ピッチ探索と同様に、コードブック探索は、パラメー
タを使用して入力スピーチと合成されたスピーチとの間
のエラーを最小にするパラメータを選択することによっ
てエンコード処理が実行される合成コード処理システム
による解析である。速度1/8に対して、ピッチ利得はゼ
ロに設定される。
上記のように、各20m秒は上述べられたようにフレー
ムに対して選択されたデータ速度に依存する多数のコー
ドブックサブフレームにサブ分割される。パラメータＧ
およびＩ、コードブック利得およびインデクスは１コー
ドブックサブフレーム当り１度それぞれ計算される。こ
れらのパラメータの計算時、LSP周波数はピッチサブフ
レームLSP補間サブシステム216を参照して示されたもの
と同様にしてコードブックサブフレームLSP補間サブシ
ステム226において全速度を除いてサブフレームに対し
て補間される。コードブックサブフレームの補間された
LSP周波数はまた各コードブックサブフレームに対してL
SP・LPC変換サブシステム228によってLPC係数に変換さ
れる。コードブックサブフレームカウンタは232は、コ
ードブックパラメータが計算されるコードブックサブフ
レームの追跡を維持するために使用され、カウンタの出
力はコードブックサブフレームLSP補間において使用す
るためにコードブックサブフレームLSP補間サブシステ
ム226に供給される。コードブックサブフレームカウン
タは232はまた選択された速度に対するコードブックサ
ブフレームの終了を表す出力をピッチサブフレームカウ
ンタ224に供給する。
励起コードブックは、変数でないホワイトガウスラン
ダムシーケンスから構成された2Mのコードベクトルから
成る。これらは、Ｍ＝７に対してコードブック中の128
個のエントリィがある。コードブックは、各コードベク
トルが１サンプルだけ隣接したコードベクトルと異なる
ように循環的に構成される。すなわちコードベクトル中
のサンプルは、新しいサンプルが一方の端部でシフトさ
れ、他方の端部においてサンプルが落とされるように１
位置だけシフトされる。したがって、循環的なコードブ
ックは、2M＋（LC−１）長である直線アレイとして蓄積
されることが可能であり、ここでLCはコードブックサブ
フレーム長である。しかしながら、構成を簡単にし、メ
モリ間隔を保存するために、循環的なコードブックの2M
サンプル長（128個のサンプル）が使用される。
計算を減少するために、コードブック中のガウス値は
中心クリップされる。値は始めに変数１のホワイトガウ
スプロセスから選択される。その後、大きさが1.2より
小さい任意の値がゼロに設定される。これは効果的に約
75％の値をゼロに設定し、インパルスのコードブックを
生成する。このコードブックの中心クリップは、ゼロに
よる乗算が不要であるため４の係数だけコードブック探
索における循環的な畳み込みを実行するために必要され
る乗算数を減少する。以下、現在の動作において使用さ
れるコードブックを表VIIIに示す。
スピーチコーダは、式（３）で示された形態の加重合
成フィルタを含む式（１）で示された形態の知覚雑音加
重フィルタを使用する。各コードブックインデクスＩに
対して、スピーチは合成され、元のスピーチと比較され
る。エラーは、そのMSEが計算される前に知覚加重フィ
ルタによって加重される。
上記のように、目的はＩおよびＧの全ての可能な値に
対するｘ（ｎ）とｘ′（ｎ）との間のエラーを最小にす
ることである。エラーの最小化は以下の式によって表さ
れてもよい： ここにおいてLCはコードブックサブフレーム中のサンプ
ルの数である。式（38）はＧに関して書き直される： ここにおいてｙは、Ｇ＝１と仮定してＩ番目のコードベ
クトルを持つフォルマントフィルタのインパルス応答を
回旋することによって得られる。したがって、MSEの最
小化は： を最大化することに等しい。ここで、 および 所定のＩに対する最適Ｇは、以下の式にしたがって見出
される： GI＝Exy/Eyy （44） この探索はＩの全ての許容可能な値に対して繰返され
る。ピッチ探索と対照的に、最適利得Ｇは正または負の
いずれであることも可能である。最後に、EIを最大化す
るインデクスＩおよびコードブック利得Ｇが伝送のため
に選択される。
入力スピーチと加重ピッチおよびフォルマントフィル
タのZIRとの間の知覚的に加重された差であるｘ（ｎ）
は、一度だけ計算される必要があることに留意しなけれ
ばならない。しかしながら、各コードベクトルに対する
ピッチおよびフォルマントフィルタのゼロ状態応答であ
るｙ（ｎ）は各インデクスＩに対して計算される必要が
ある。循環的なコードブックが使用されるため、ピッチ
探索に対して説明された循環的な回旋が要求される計算
を最小にするために使用されることができる。
再び図15を参照すると、エンコーダは、フィルタ状態
が計算される図５のデコーダの複製の図７のデコーダサ
ブシステム235を含み、ここにおいてMpはピッチ合成フ
ィルタ550中のメモリであり、Maはフォルマント合成フ
ィルタ552中のメモリであり、Mwは知覚加重フィルタ556
中のメモリである デコーダサブシステムのピッチおよびフォルマント合
成フィルタ550および552（図15）からの各フィルタ状態
MpおよびMaは、図７のコードブック探索サブシステム23
0に供給される。図17において、フィルタ状態MpおよびM
aは、ピッチおよびフォルマント合成フィルタ550および
552のZIRを計算するゼロインパルス応答（ZIR）フィル
タ620に供給される。ピッチおよびフォルマント合成フ
ィルタの計算されたZIRは加算器622において入力スピー
チサンプルｓ（ｎ）から減算され、結果が知覚加重フィ
ルタ624によって加重される。知覚加重フィルタ564から
の出力xc（ｎ）は上記のMSE式（39）乃至（44）におい
て加重入力スピーチとして使用され、ここでｘ（ｎ）＝
xc（ｎ）である。
図17において、フォルマントフィルタのインパルス応
答ｈ（ｎ）はフィルタ626において計算され、シフトレ
ジスタ628に出力される。フォルマントフィルタ応答の
インパルス応答ｈ（ｎ）は、各コードブックサブフレー
ムに対して計算される。計算要求をさらに減少するため
に、フォルマントフィルタのインパルス応答ｈ（ｎ）は
頭部を切られて20個のサンプルにされる。
乗算器630、加算器632およびシフトレジスタ634と共
にシフトレジスタ628は、シフトレジスタ628からの値ｈ
（ｎ）と上記のようにコードブックベクトルを含むコー
ドブック636からの値ｃ（ｍ）との間において循環的な
回旋を実行するように構成されている。この回旋動作
は、コードブック利得が１に設定されると仮定して、各
コードベクトルのフォルマントフィルタのゼロ状態応答
（ZSR）を見出すために実行される。回旋回路の動作に
おいて、各ｍに対してｎ個のサイクルはLCから１までで
あり、一方ｍ個のサイクルは１から256までである。レ
ジスタ586において、データはｎ＝１のとき進められ
ず、ｎ＝LCのときデータはラッチされない。テータは、
ｍ≦１のときに回旋回路から出力として供給される。し
たがって、回旋回路に後続する相関および比較回路をス
タートする前に、回旋回路はｍ個のサブフレーム寸法時
間を循環することによって循環的な回旋動作を導くため
に初期化されなければならないことに留意すべきであ
る。
相関および比較回路は、コードブックインデクスＩお
よびコードブック利得Ｇの値を生成するように実際のコ
ードブック探索を導く。２乗平均エラー（MSE）回路と
も呼ばれる相関回路は、ピッチおよびフォルマントフィ
ルタのZIRと入力スピーチｘ′（ｎ）との間の知覚加重
された差によりZSRの自己および交差相関を計算する。
換言すると、相関回路はコードブックインデクスＩの各
値に対してコードブック利得Ｇの値を計算する。相関回
路はシフトレジスタ638、乗算回路640および642、加算
器644および646、レジスタ648および650並びに除算器65
2から構成されている。相関回路において、計算はｎ個
のサイクルはLCから１までであり、一方ｍ個のサイクル
は１乃至256までであるように行われる。
相関回路は、コードブックインデクスＩおよび利得Ｇ
の最適値を決定するために比較およびデータの蓄積を実
行する比較回路によって後続される。比較回路は、乗算
器654、比較器656、レジスタ658,660および662並びに量
子化器664から構成されている。比較回路は、合成スピ
ーチと入力スピーチとの間のエラーを最小にするＩおよ
びＧに対する値を各コードブックサブフレームに供給す
る。コードブック利得Ｇは、図12を参照して示されたよ
うにバイアスの除去されたLSP周波数量子化およびコー
ド処理と同様にしてDPCMが量子化中に値をコード化する
量子化器614において量子化される。その後、Ｉおよび
Ｇに対するこれらの値はデータバッファ222に供給され
る。
コードブック利得Ｇの量子化およびDPCMエンコード処
理は、以下の式にしたがって計算される： 量子化されたGi＝20logGi−0.45（20logGi-1＋20logGi-2） （45） ここにおいて、20logGi-1および20logGi-2は直前のフレ
ーム（ｉ−１）および直前のフレームに先行するフレー
ム（ｉ−２）に対して計算された各値である。
速度と共にLSP、Ｉ、Ｇ、Ｌおよびｂの値は、データ
が伝送のために配列されるデータパッキングサブシステ
ム236に供給される。１つの構成において、速度と共にL
SP、Ｉ、Ｇ、Ｌおよびｂの値は、データパッキングサブ
システム236を介してデコーダ234に供給される。別の構
成において、これらの値はピッチ探索において使用する
ためにデータバッファ222を介してデコーダ234に供給さ
れる。しかしながら、好ましい実施例において、コード
ブック符号ビットの保護はコードブックインデクスに影
響を与えるデータパッキングサブシステム236内におい
て使用される。したがって、この保護は、ＩおよびＧデ
ータがデータバッファ222から直接供給された場合を考
慮しなければならない。
データパッキングサブシステム236において、データ
は伝送のために種々のフォルマントにしたがってパック
される。図18は、データパッキングサブシステム236の
機能素子の一実施例を示す。データパッキングサブシス
テム236は、疑似ランダム発生器（PN）670、サイクル冗
長検査（CRC）計算素子672、データ保護論理回路674お
よびデータ結合器676から構成されている。PN発生器670
は速度情報を受信し、1/8速度に対してデータ結合器676
に供給される４ビットランダム数を発生する。CRC素子6
72は、速度と共にコードブック利得およびLSP値を受信
し、全速度に対してデータ結合器676に供給される11ビ
ットの内部CRCコードを発生する。
データ結合器676は速度と共にランダム数、CRCコード
を受信し、データバッファ222からのLSP,I,G,Lおよびｂ
の値（図7b）は伝送チャンネルデータプロセッササブシ
ステム234に出力を供給する。データが最小でデータバ
ッファ222からデコーダ234に直接供給される構造におい
て、PN発生器の４ビット数はPN発生器670からデータ結
合器676を介してデコーダ234に供給される。全速度にお
いて、CRCビットはデータ結合器674からの出力としてフ
レームデータと共に含まれ、一方1/8速度においてコー
ドブックインデクスの値は落とされ、ランダム４ビット
数によって置換される。
実施例において、コードブック利得符号ビットに対し
て保護が与えられることが好ましい。このビットの保護
は、このビット中の単一のビットエラーに対するベクト
ルデコーダの感度を低くすることである。符号ビットが
検出されないエラーのために変化された場合、コードブ
ックインデクスは最適に関連していないベクトルを示
す。保護なしのエラー状況において、最適ベクトルの負
のものが選択され、このベクトルは本質的に使用される
最悪の可能なベクトルである。ここにおいて使用される
保護方式は、利得符号ビット中の単一のビットエラーが
最適ベクトルの負のものをエラー状況において選択させ
ないことを保証する。データ保護論理回路674はコード
ブックインデクスおよび利得を受信し、利得値の符号ビ
ットを試験する。利得値符号ビットが負であると決定さ
れた場合、値89は関連したコードブックインデクスにモ
ード128で加算される。修正された、または修正されな
いコードブックインデクスは、データ保護論理回路674
からデータ結合器676に出力される。
実施例において、全速度で圧縮された音声パケットデ
ータの最も知覚的に感度の高いビットは、内部CRC（サ
イクル冗長検査）等によって保護されることが好まし
い。11個の余分なビットは、保護されたブロック中の任
意の単一のエラーを補正することができるこのエラー検
出および補正機能を実行するために使用される。保護さ
れたブロックは、10個のLSP周波数の最大桁ビットおよ
び８個のコードブック利得値の最大桁ビットから構成さ
れている。補正不可能なエラーがこのブロックにおいて
発生した場合、パケットは廃棄され、以下説明されるよ
うな削除が通知される。そうでなければ、ピッチ利得は
ゼロに設定されるが、しかし残りのパラメータは受信さ
れたときに使用される。実施例において、サイクルコー
ドは（31,21）サイクルコードを生じる発生器多項式を
有するように選択される： ｇ（ｘ）＝１＋x3＋x5＋x6＋x8＋x9＋x10 （46） しかしながら、別の発生器多項式が使用されてもよいこ
とを理解しなければならない。全体的なパリティビット
は、それを（32,21）コードにするように添付される。1
8情報ビットだけが存在しているため、コードワード中
の最初の３デジットはゼロに設定され、伝送されない。
この技術は、シンドロームがこれらの位置においてエラ
ーを示した場合、それが補正不可能なエラーがあること
を意味するように付加的な保護を提供する。システム形
態のサイクルコードのエンコード処理は、×10u（ｘ）
モジュロｇ（ｘ）としてパリティビットの計算を含み、
ここでｕ（ｘ）はメッセージ多項式である。
デコード処理終了時に、シンドロームは受信されたベ
クトルのｇ（ｘ）による除算から余りとして計算され
る。シンドロームがエラーを示さない場合、パケットは
全体的なパリティビットの状態にかかわらず受容され
る。シンドロームが単一のエラーを示した場合、エラー
は全体的なパリティビットの状態が検査しない場合に補
正される。シンドロームが１以上のエラーを示した場
合、パケットは廃棄される。このようなエラー保護方式
に関する詳細は、シンドローム計算の詳細に対するLin
およびCostello氏による文献（“Error Control codin
g:Fundamentals and Applications"）において認められ
ることができる。
CDMAセル電話機システムにおいて、データは20m秒の
データ伝送フレームでの伝送用のデータパッキングのた
めにデータ結合器674から伝送チャンネルデータプロセ
ッササブシステム238に供給される。ボコーダが全速度
に対して設定される伝送フレームにおいて、192ビット
は9.6kbpsの実効ビット速度に対して伝送される。この
場合の伝送フレームは、混合フレームタイプ（０＝音声
のみ,1＝音声およびデータ／信号送信）を示すために使
用される１つの混合モードビット、11内部CRCビットと
共に160のボコーダデータビット、12外部またはフレー
ムCRCビットおよび８テールまたはフラッシュビットか
ら構成されている。1/2速度において、80のボコーダデ
ータビットは、4.8kbpsの実効ビット速度に対して８フ
レームCRCビットおよび８テールビットと共に伝送され
る。1/4速度において、40のボコーダデータビットは、
2.4kbpsの実効ビット速度に対して８テールビットと共
に伝送される。最後に、1/8速度に対して16のボコーダ
データビットは、1.2kbpsの実効ビット速度に対して８
テールビットと共に伝送される。
本発明のボコーダが使用されるCDMAシステムにおいて
使用された変調に関する詳細は、本出願人の別出願の米
国特許出願07/543,496号明細書（1990年６月25日出願，
“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORM
S IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"）に記載され
ている。このシステムにおいて、全速度以外の速度でデ
ータビットが20m秒のデータ伝送フレーム内に疑似ラン
ダム的に位置されたビットグループを持つグループに組
織化される方式が使用される。別のフレーム速度および
ビット表記は、ここにおいて説明のためにボコーダおよ
びCDMAシステム構造に関して示されたもの以外に容易に
使用されてもよいため、別の構造がボコーダおよびその
他のシステム適用に利用できることが理解されるべきで
ある。
CDMAシステムおよび別のシステムにも適用可能なフレ
ーム単位ベースのプロセッササブシステム238は、信号
送信データまたはその他の非スピーチ情報データ等の別
のデータを伝送するためにボコーダデータの伝送を中断
する可能性がある。この特定のタイプの伝送状況は“ブ
ランクおよびバースト”と呼ばれる。プロセッササブシ
ステム238は、本質的にフレームに対して所望の伝送デ
ータとボコーダデータを置換する。
同じデータ伝送フレーム中にボコーダデータおよび別
の伝送データの両方を伝送することが所望される別の状
況が生じる。この特定のタイプの伝送状況は、“ディム
およびバースト”と呼ばれる。“ディムおよびバース
ト”伝送において、ボコーダは1/2速度のような所望の
速度でボコーダ最終速度を設定する速度制限命令を与え
られる。1/2速度のエンコーダボコーダデータは、デー
タ伝送フレーム用のボコーダデータと共に付加的なデー
タを挿入するプロセッササブシステム238に供給され
る。
全二重電話機リンクに与えられる付加的な機能は速度
インターロックである。１つの方向のリンクが最高伝送
速度で伝送している場合、別の方向のリンクは強制的に
最低速度で伝送させられる。最低速度でも、話し手が中
断されていると実感して話しを止めるのに十分な理解度
が活動的な話し手に対して有効であり、それによって別
の方向のリンクに活動的な話し手の役割を行なわせる。
さらに、活動的な話し手が試みられた中断にかかわらず
話を続ける場合、話し手自身のスピーチが品質を知覚す
る能力を“妨害する”ため、彼は恐らく品質の劣化を知
覚しない。速度制限命令を使用することによって、ボコ
ーダは通常の速度より低い速度でスピーチをボコード処
理するように設定されることができる。
速度制限命令は、CDMAシステム中の付加的な容量が必
要とされたとき、全速度より低いボコーダ最大速度を設
定するために使用されることができることを理解すべき
である。共通の周波数スペクトルが伝送に使用されるCD
MAシステムにおいて、１つの利用者信号はシステム中に
別の利用者信号に対する干渉として現れる。したがっ
て、システム利用者容量はシステム利用者によって生じ
た全体的な干渉によって制限される。通常システム内に
おける利用者の増加のために干渉のレベルが増加する
と、品質の劣化は干渉の増加のために利用者によって経
験される。
各利用者のCDMAシステム中の干渉に対する影響は、利
用者伝送データ速度の関数である。通常の速度より低い
速度でスピーチをエンコード処理するようにボコーダを
設定することによって、エンコード処理されたデータは
対応した減少した伝送データで伝送され、その利用者に
よって発生させられた干渉のレベルを低下させる。した
がって、システム容量は低速度でスピーチをボコード処
理することによって実質的に増加される。システム要求
が増加すると、利用者ボコーダはシステム制御装置また
はセルベースステーションによってエンコード処理速度
を低下するように命令される。本発明のボコーダは、全
速度および1/2速度でエンコード処理されたスピーチ間
の知覚可能な差があっても、非常に小さい品質のもので
ある。したがって、スピーチが1/2速度のような低速度
でボコード処理されるシステム利用者間の通信の品質に
おける影響は、システムにおける利用者数の増加により
生じた干渉のレベルの増加によって生じたものより重要
ではない。
したがって、通常のボコード処理速度より低い速度に
対して個々のボコーダ速度制限を設定する種々の方式が
使用されてもよい。例えば、セル中の全ての利用者は1/
2速度でスピーチをエンコード処理するように命令され
てもよい。このような動作は利用者間の通信の品質に対
してほとんど影響を与えずに実質的にシステム干渉を減
少し、一方付加的な利用者に対して容量を実質的に増加
する。システムにおける全体的な干渉は付加的な利用者
によって劣化のレベルに増加されるまで、利用者間の通
信の品質における影響はない。
上記のように、エンコーダはスピーチサンプルのフレ
ームをエンコード処理する時に解析・合成技術を行なう
ためにデコーダの複製を含む。図７に示されているよう
に、デコーダ234はいるスピーチとの比較のために合成
されたスピーチを再構成するためにデータパッキングサ
ブシステム238またはデータバッファ222のいずれを介し
て値L,b,lおよびＩを受信する。デコーダからの出力は
上記のように値MP,MaおよびMwである。エンコーダにお
いて、および伝送チャンネルの別の端部で合成されたス
ピーチを再構成する時に使用されるようなデコーダ234
に関する詳細は、図19乃至図24を参照して説明される。
図19は、本発明のデコーダの一実施例のフロー図であ
る。エンコーダ内および受信機において構成されている
ようなデコーダの共通の構造のために、これらの構造は
一緒に説明する。図19に関する説明は、そこで受信され
たデータがデコーダにおいて予め処理されなければなら
ず。またエンコーダのデコーダにおいて適切なデータ
（速度,I,G,Lおよびｂ）がデータパッキングサブシステ
ム238またはデータバッファ222から直接受信されるた
め、主に伝送チャンネルの端部におけるデコーダに関連
している。しかしながら、デコーダの基本的な機能はエ
ンコーダおよびデコーダ動作に対して同じである。
図５を参照して説明されたように、各コードブックサ
ブフレームに対してコードブックインデクスＩによって
定められたコードブックベクトルは、蓄積されたコード
ブックから検索される。ベクトルはコードブック利得Ｇ
によって乗算され、その後フォルマント残留を生成する
ように各ピッチサブフレーム用のピッチフィルタによっ
てフィルタ処理される。このフォルマント残留はフォル
マントフィルタによってフィルタ処理され、その後出力
スピーチ信号を生成するために自動利得制御装置（AG
C）と共に適用フォルマントポストフィルタおよび輝度
ポストフィルタを通過させられる。
コードブックおよびピッチサブフレームの長さは変化
するが、デコード処理は実行を容易にするためにの40個
のサンプルブロックで実行される。受信された圧縮デー
タは、最初にコードブック利得、コードブックインデク
ス、ピッチ利得、ピッチ遅延およびLSP周波数にパック
解除される。LSP周波数は、図22を参照して説明される
ようにそれらの各反転量子化器およびDPCMデコーダを通
して処理されなければならない。同様に、コードブック
利得値はバイアスアスペクトがないことを除いてLSP周
波数と同じ方法で処理されなければならない。また、ピ
ッチ利得値は反転量子化される。その後、これらのパラ
メータは各デコード処理サブフレームに与えられる。各
デコード処理サブフレームにおいて、２組のコードブッ
クパラメータ（Ｇ＆Ｉ）、１組のピッチパラメータ（ｂ
＆Ｌ）および１組のLPC係数が40個の出力サンプルを生
成するために必要とされる。図20および21は種々の速度
および別のフレーム条件に対する例示的なサブフレーム
デコード処理パラメータを示す。
全速度フレームに対して、８組の受信されたコードブ
ックパラメータおよび４組の受信されたピッチパラメー
タが存在する。LSP周波数は、４組のLSP周波数を生成す
るために４度補間される。受信されたパラメータおよび
対応したサブフレーム情報は図20aに示されている。
1/2速度フレームに対して、各組の４つの受信コード
ブックパラメータは一度反復され、各組の２つの受信ピ
ッチパラメータは一度反復される。LSP周波数は、４組
のLSP周波数を生成するために３度補間される。受信さ
れたパラメータおよび対応したサブフレーム情報は図20
bに示されている。
1/4速度フレームに対して、各組の２つの受信コード
ブックパラメータは４度反復され、ピッチパラメータの
組はまた４度反復される。LSP周波数は２組のLSP周波数
を生成するために一度補間される。受信されたパラメー
タおよび対応したサブフレーム情報は図20cに示されて
いる。
1/8速度フレームに対して、受信コードブックパラメ
ータの組はフレーム全体に対して使用される。ピッチパ
ラメータは1/8速度フレームに対して存在せず、ピッチ
利得は単にゼロに設定される。LSP周波数は１組のLSP周
波数を生成するために一度補間される。受信されたパラ
メータおよび対応したサブフレーム情報は図20dに示さ
れている。
音声パケットは、CDMAセルまたは自動車ステーション
が信号情報を伝送するためにしばしば無効にされる。ボ
コーダが無効フレームを受信したとき、それは前のフレ
ームのパラメータを少し修正して連続する。コードブッ
ク利得はゼロに設定される。前のフレームのピッチ遅延
および利得は、利得が１以下に限定されることを除いて
現在のフレームピッチ遅延および利得として使用され
る。前のフレームのLSP周波数は、補間のないものとし
て使用される。エンコード端およびデコード端は依然と
して同期され、ボコーダは無効フレームから非常に速く
回復できることに留意されたい。受信されたパラメータ
および対応したサブフレーム情報は図21aに示されてい
る。
フレームがチャンネルエラーのために失われた場合、
ボコーダは前のフレームのエネルギの一部分を維持し、
背景雑音に滑らかに転移することによってこのエラーを
マスクすることを試みる。この場合、ピッチ利得はゼロ
に設定される。ランダムコードブックは前のサブフレー
ムのコードブックインデクスプラス89を使用することに
よって選択される。コードブック利得は前のサブフレー
ムのコードブック利得の0.7倍である。数89に関して特
別なことは何もなく、これは疑似ランダムコードブック
ベクトルを選択する単なる便利な方法である。前のフレ
ームのLSP周波数は、それらのバイアス値： ωｉ＝0.9（前のωｉ−ωｉのバイアス値）＋ωｉのバイアス値 （47） に向かって強制的に減衰させられる。LSP周波数バイア
ス値は表５に示されている。受信されたパラメータおよ
び対応したサブフレーム情報は図21bに示されている。
速度は受信機において決定されることができない場
合、パケットは廃棄され、削除が通知される。しかしな
がら、受信機が決定する場合、エラーに関して以下のこ
とが実行されるが、フレームは全速度で伝送された可能
性が強い。上記に説明されたように全速度において、圧
縮された音声パケットデータの最も知覚的に感度の高い
ビットは、内部CRCによって保護される。デコード端に
おいて、シンドロームは受信されたベクトルをｇ（ｘ）
で除算したり余りとして式（46）から計算される。シン
ドロームが無エラーを示した場合、パケットは全体的な
パリティビットの状態に関係なく受容される。シンドロ
ームが単一エラーを示した場合、エラーは全体的なパリ
ティビットの状態が検査しない場合に補正される。シン
ドロームが１以上のエラーを示した場合、パケットは廃
棄される。補正不可能なエラーがこのブロック中で発生
した場合、パケットは廃棄され、削除が通知される。そ
うでなければ、図21cに示されているように、ピッチ利
得はゼロに設定されるが、しかし残りのパラメータは補
正されて受信されたときに使用される。
この構造において使用されたポストフィルタは最初に
J.H.Chen氏他による文献（“Real−Time Vector APC Sp
eech Coding At 4800 BPS with Adaptive postfilterin
g",Proc.ICASSP,1987年）において説明された。スピー
チフォルマントはスペクトルの谷より知覚的に重要であ
るため、ポストフィルタはコード化されたスピーチの知
覚的品質を改良するためにフォルマントを少し支援す
る。これは、フォルマント合成フィルタの極を原点に向
って半径方向にスケール処理することによって実行され
る。しかしながら、全極ポストフィルタは一般に結果的
にフィルタ処理されたスピーチの消音を生じさせるスペ
クトル傾斜を導入する。この全極ポストフィルタのスペ
クトル傾斜は、極と同じ位相角度を有するが、半径が小
さいゼロを付加し、結果的に形態： Ｈ（ｚ）＝Ａ（z/ρ）/A（z/ρ） ０＜ρ＜σ＜１ （48） のポストフィルタを生じさせることによって減少され
る。ここにおいて、Ａ（ｚ）はフォルマント予測フィル
タであり、値ρおよびσはポストフィルタスケール処理
係数であり、ここにおいてρは0.5に設定され、σは0.8
に設定される。
適応輝度フィルタは、フォルマントポストフィルタに
よって導入されたスペクトル傾斜をさらに補償するため
に付加される。輝度フィルタは形態： Ｂ（ｚ）＝（１−κz-1）／（１＋κz-1） （49） であり、ここにおいてκ（この１タップフィルタの係
数）の値はＡ（ｚ）のスペクトル傾斜の変化を近似する
LSP周波数の平均値によって決定される。
ポストフィルタ処理の結果生じる任意の大きい利得変
動を避けるために、AGCループはそれが非ポストフィル
タ処理されたスピーチとほぼ同じエネルギを有するよう
にスピーチ出力をスケール処理するように構成されてい
る。利得制御は、反転フィルタ利得を得るために40個の
フィルタ出力サンプルの２乗の和で40個のフィルタ入力
サンプルの２乗の和を除算することによって実行され
る。その後、この利得係数の平方根は滑らかにされる： 滑らかなβ＝0.2現在のβ＋0.98前のβ （50） また、フィルタ出力は出力スピーチを生成するようにこ
の滑らかな反転利得と乗算される。
図19において、データと共に伝送された、或いは別の
手段によって導出された速度と共にチャンネルからのデ
ータは、データパック解除サブシステム700に供給され
る。CDMAシステムに対する一実施例において、速度決定
は、それが各異なる速度でデコード処理されたときに受
信されたデータであるエラー速度から導出されることが
できる。データアンパックサブシステム700において、
全速度でCRCの検査がエラーに対して行われ、この検査
の結果がサブフレームデータアンパックサブシステム70
2に供給される。サブシステム700は、有効なデータを持
つ無効フレーム、削除フレームまたはエラーフレーム等
の異常フレーム状態の指示をサブシステム702に与え
る。サブシステム700はフレームに対するパラメータI,
G,Lおよびｂと共に速度をサブシステム702に与える。コ
ードブックインデクスＩおよび利得Ｇの供給時に、利得
値の符号ビットはサブシステム702において検査され
る。符号ビットが負である場合、値89はモード128で関
連したコードブックインデクスから減算される。さら
に、サブシステムにおいてコードブック利得は反転量子
化され、DPCMデコード処理され、一方ピッチ利得が反転
量子化される。
サブシステム700はまたLSP反転量子化／補間サブシス
テム704に速度およびLSP周波数を供給する。サブシステ
ム700は、さらに有効なデータを持つブランクフレー
ム、削除フレームまたはエラーフレームの指示をサブシ
ステム704に与える。デコードサブフレームカウンタ706
はサブフレームカウント値ｉおよびｊの指示を両サブシ
ステム702および704に与える。
サブシステム704において、LSP周波数は反転量子化さ
れ、補間される。図22は、サブシステム704の反転量子
化部分の構造を示し、一方補間部分は実質的に図12を参
照して説明されたものと同じである。図22において、サ
ブシステム704の反転量子化部分は、図12の反転量子化
器468と同一に構成され、同様に動作する反転量子化器7
50から構成されている。反転量子化器750の出力は乗算
器754の出力として供給される。加算機752の出力は、蓄
積されて乗算器754における定数0.9との乗算のために出
力されるレジスタ756に供給される。加算機752の出力は
またバイアス値がLSP周波数に加算される加算機758に供
給される。LSP周波数の順序は、LSP周波数を強制的に最
小に分離させる論理回路760によって保証される。一般
に、エラーが伝送時に発生しなければ、分離を強制する
必要性が生じない。LSP周波数は、図13、図20a乃至20d
および図21a乃至21cを参照して説明されたように補間さ
れる。
図19を参照すると、メモリ708は前のフレームLSP,ω
i,f−１を蓄積するサブシステム704に結合され、またバ
イアス値ｂωｉを蓄積するために使用されてもよい。こ
れらの前のフレーム値は、全ての速度に対する補間時に
使用される。有効なデータを持つブランク、削除または
エラーフレームの状態に対して、前のフレームLSPω
i,f−１は図21a乃至21cのチャートにしたがって使用さ
れる。サブシステム700からのブランクフレーム指示に
応答して、サブシステム704は現在のフレームにおいて
使用するためにメモリ708に蓄積された前のフレームのL
SP周波数を検索する。削除フレーム指示に応答して、サ
ブシステム704は上記のように現在のフレームのLSP周波
数を計算するようにバイアス値と共にメモリ708からの
前のフレームのLSP周波数を検索する。この計算の実行
時に、蓄積されたバイアス値は加算器において前のフレ
ームのLSP周波数から減算され、結果が乗算器において
0.9の定数により乗算され、この結果が加算器において
蓄積されたバイアス値に加算される。有用なデータ指示
を持つエラーフレームに応答して、LSP周波数はCRCが成
功した場合に全速度に対して行われたように補間され
る。
LSPは、LSP周波数がLPC値に変換されるLSP・LPC変換
サブシステム710に供給される。サブシステム710は、図
13を参照して説明された図７のLSP・LPC変換サブシステ
ム218および228と実質的に同じである。その後、LPC係
数αｉはフォルマントフィルタ714およびフォルマント
ポストフィルタ716の両方に供給される。LSP周波数はま
たLSP平均サブシステム712中のサブフレームに対して平
均され、適応輝度フィルタ718に値κとして供給され
る。
サブシステム702は、速度および異常フレーム状態指
示と共にサブシステム700からフレームに対するパラメ
ータI,G,Lおよびｂを受信する。サブシステム702はまた
サブフレームカウンタ706から各デコードサブフレーム
１乃至４中の各ｉカウントに対するｊカウントを受信す
る。サブシステム702はまた異常フレーム状態で使用す
るためにG,I,Lおよびｂに対して前のフレーム値を蓄積
するメモリ720に結合される。1/8速度以外の通常フレー
ム状態下のサブシステム702は、図20a乃至20dにしたが
ってコードブック722にコードブックインデクス値Ijを
供給し、乗算器724にコードブック利得値Gjを供給し、
またピッチフィルタ726にピッチ遅延Ｌおよび利得ｂ値
を供給する。1/8速度に対して、送信されるコードブッ
クインデクスに対する値がないため、1/8速度に対して1
6ビットパラメータ値（図20d）であるパケットシード
は、速度指示と共にコードブック722に供給される。異
常フレーム状態に対して、値は図21a乃至21cにしたがっ
てサブシステム702から供給される。さらに1/8速度に対
して、図23を参照して説明されるようにコードブック72
2に指示が与えられる。
サブシステム700からのブランクフレーム指示に応答
して、サブシステム702は、利得が１以下に制限され、
現在のフレームデコードサブフレームにおいて使用する
ために蓄積されることを除いて、前のフレームピッチ遅
延Ｌおよび利得ｂを検索する。さらに、コードブックイ
ンデクスＩは供給されず、コードブック利得Ｇはゼロに
設定される。削除フレーム指示に応答して、サブシステ
ム702はメモリ720からの前のフレームのサブフレームコ
ードブックインデクスを検索し、加算器において89の値
を加算する。前のフレームのサブフレームコードブック
利得は、Ｇの各サブフレーム値を生成するように乗算器
において0.7の定数により乗算される。ピッチ遅延値は
供給されず、一方ピッチ利得はゼロに設定される。有用
データ指示を持つエラーフレームに応答して、コードブ
ックインデクスおよび利得は、CRCが成功した場合に全
速度フレームにおける場合のように使用され、一方ピッ
チ遅延値は供給され、ピッチ利得はゼロに設定される。
解析・合成技術におけるエンコーダ・デコーダを参照
して説明されたように、コードブックインデクスＩは乗
算器724への出力のためにコードブック値に対する開始
アドレスとして使用される。コードブック利得値はコー
ドブック722からの出力値と乗算器724において乗算さ
れ、その結果はピッチフィルタ726に供給される。ピッ
チフィルタ726は、フォルマントフィルタ714に出力され
るフォルマント残留を生成するために入力ピッチ遅延Ｌ
および利得ｂ値を使用する。フォルマントフィルタ714
において、LPC係数はスピーチを再構成するようにフォ
ルマント残留をフィルタ処理する時に使用される。受信
機デコーダにおいて、再構成スピーチはさらにフォルマ
ントポストフィルタ716および適応輝度フィルタ718によ
ってフィルタ処理される。AGCループ728はフォルマント
フィルタ714およびフォルマントポストフィルタ716の出
力において使用され、その出力は適応輝度フィルタ718
の出力と乗算器730において乗算される。乗算器730の出
力は、既知の技術を使用してアナログ形態に変換され、
聞き手に提供される再構成されたスピーチである。エン
コーダのデコーダにおいて、そのメモリを更新するため
に出力に知覚加重フィルタが配置されている。
図22を参照すると、デコーダ自身の構造の詳細が示さ
れている。図22において、コードブック722は、図17を
参照して説明されたものと同じメモリ750から構成され
ている。しかしながら、説明のためにメモリ750に対し
て少し異なる方法が示され、図22にはそのアドレス処理
が示されている。コードブック722はさらにスイッチ75
2,マルチプレクサ753および疑似ランダム数（PN）発生
器754から構成されている。スイッチ752は、図17を参照
して説明されたようにメモリ750のインデクスアドレス
位置を示すコードブックインデクスに応答する。メモリ
750は、出力のためにメモリを通してシフトされた値で
開始メモリ位置を示すスイッチ752を備えた回路メモリ
である。コードブック値は、マルチプレクサ753への１
入力としてメモリ750からスイッチ752を通って出力され
る。マルチプレクサ753は、コードブック利得増幅器、
乗算器724にスイッチ752を通って供給された値の出力を
供給するために全、1/2および1/4の速度に応答する。マ
ルチプレクサ753はまたコードブック722の乗算器724へ
の出力に対してPN発生器754の出力を選択するために1/8
速度指示に応答する。
CELPコード処理の高い音声品質を維持するために、エ
ンコーダおよびデコーダはそれらの内部フィルタメモリ
に蓄積された同じ値を有していなければならない。これ
は、デコーダおよびエンコーダのフィルタが同じシーケ
ンスの値によって励起されるようにコードブックインデ
クスを伝送することによって行われる。しかしながら、
高いスピーチ品質に対して、これらのシーケンスはそれ
らの中に分布されたいくつかのスパイクを持つほぼゼロ
から構成される。このタイプの励起は、背景雑音をコー
ド処理するのに最適ではない。
最低のデータ速度で実行される背景雑音のコード処理
時に、疑似ランダムシーケンスはフィルタを励起するよ
うに構成されてもよい。フィルタメモリがエンコーダお
よびデコーダにおいて同じであることを保証するため
に、２つの疑似ランダムシーケンスは同じでなければな
らない。シードは受信機デコーダに何とか伝送されなけ
ればならない。シードを送信するために使用されること
ができる付加的なビットは存在しないため、伝送された
パケットビットは、数を形成するかのようにシードとし
て使用されることができる。この技術は、低速度でコー
ドブック利得およびインデクスを決定するために全く同
じCELP解析・合成構造が使用されるため実行されること
ができる。相違は、コードブックインデクスが廃棄さ
れ、その代わりにエンコーダフィルタメモリが疑似ラン
ダムシーケンスを使用して更新されることである。した
がって、励起用のシードは解析が行われた後、決定され
ることができる。パケット自身が１組のビットパターン
の間で周期的にサイクル化しないことを保証するため
に、４ランダムビットはコードブックインデクス値の代
わりに1/8速度のパケットに挿入される。したがって、
パケットシードは図2dに示されたように16ビット値であ
る。
PN発生器754は、良く知られた技術を使用して構成さ
れ、種々のアルゴリズムによって実行されてもよい。実
施例において、使用されたアルゴリズムは、Paul Menne
n氏による文献（“DPS chip can produce random numbe
rs using proven algorithm",EDN,1991年１月21日）に
おいて説明された性質のものである。伝送されたビット
パケットは、シーケンスを生成するためにシード（図18
のサブシステム700から）として使用される。１構造に
おいて、シードは値521により乗算され、それに値259を
加算される。この結果的な値から、最小桁ビットが符号
を付けられた16ビット数として使用される。その後、こ
の値は次のコードブック値を生成する時にシードとして
使用される。PN発生器によって生成されたシーケンス
は、１の変数を有するように定常化される。
コードブック722から出力された各値は、デコードサ
ブフレーム中に供給されるとコードブック利得Ｇにより
乗算器724において乗算される。この値はピッチフィル
タ726の加算器756への１入力として供給される。ピッチ
フィルタ726はさらに乗算器758およびメモリ760から構
成されている。ピッチ遅延Ｌは、乗算器758に出力され
るメモリ760の分岐の位置を決定する。メモリ760の出力
はピッチ利得値ｂと乗算器758において乗算され、その
結果が加算器756に出力される。加算器756の出力は、シ
フトレジスタのような一連の遅延素子であるメモリ760
の入力に供給される。値はメモリ760を通してシフトさ
れ（矢印によって示されているような方向に）、選択さ
れた分岐出力においてＬの値によって決定されたように
供給される。値はメモリ760を通してシフトされるた
め、143シフトより古い値は廃棄される。加算器756の出
力はまたフォルマントフィルタ714に入力として供給さ
れる。
加算器756の出力はフォルマントフィルタ714の加算器
762の１入力に供給される。フォルマントフィルタ714は
さらに乗算器764a乃至764jおよびメモリ766のバンクか
ら構成されている。加算器762の出力は、シフトレジス
タのような一連の分岐された遅延素子として構成された
メモリ766への入力として供給される。値はメモリ766を
通してシフトされ（矢印によって示されているような方
向に）、端部において廃棄される。各素子は、乗算器76
4a乃至764jの対応したものへの出力としてそこに蓄積さ
れた値を供給する分岐を有する。乗算器764a乃至764jは
またそれぞれメモリ766からの出力との乗算のために各L
PC係数α１乃至α10を受取る。加算器762からの出力
は、フォルマントフィルタ714の出力として供給され
る。
フォルマントフィルタ714の出力は、フォルマントポ
ストフィルタ716およびAGCサブシステム728への入力と
して供給される。フォルマントポストフィルタ716は、
メモリ772並びに乗算器774a乃至774j;776a乃至776jおよ
び782a乃至782jと共に加算器768および770から構成され
ている。値がメモリ772を通してシフトされると、それ
らは加算器768および770における和に対してスケール処
理されたLPC計数値との乗算のために対応した分岐にお
いて出力される。フォルマントポストフィルタ716から
の出力は、適応輝度フィルタ718への入力として供給さ
れる。
適応輝度フィルタ718は、加算器加算器784および78
6、レジスタ788および790並びに乗算器792および794か
ら構成されている。図24は、適応輝度フィルタの特性を
示したチャートである。フォルマントポストフィルタ71
6の出力は加算器784に１入力として供給され、一方別の
入力は乗算器792の出力から供給される。加算器784の出
力はレジスタ788に供給され、１サイクルの間蓄積さ
れ、次のサイクル中に図19のLSP平均サブシステム712か
ら供給された値−κと共に乗算器792および794に出力さ
れる。乗算器792および794からの両出力は、加算器784
および786に供給される。加算器786からの出力はAGCサ
ブシステム728およびシフトレジスタ790に供給される。
シフトレジスタ790は、フォルマントフィルタ714からAG
Cサブシステム728へおよびフォルマントポストフィルタ
716を介して適応輝度フィルタ718に供給されたデータ出
力の調整を保証するために遅延ラインとして使用され
る。
AGCサブシステム728は、フォルマントポストフィルタ
716および適応輝度フィルタ718へのスピーチ入力エネル
ギに関してスピーチ出力エネルギをスケール処理するよ
うにフォルマントポストフィルタ716および適応輝度フ
ィルタ718からデータを受信する。AGCサブシステム728
は乗算器798,800,802および804;加算器806,808および81
0;レジスタ812,814および816;除算器818並びに平方根素
子820から構成されている。フォルマントポストフィル
タ716から出力された40サンプルは、値“x"を生成する
ように乗算器798において２乗され、加算器806およびレ
ジスタ812から構成された累算器において合計される。
同様に、レジスタ790の前に行われる、適応輝度フィル
タ718から出力された40サンプルは値“y"を生成するよ
うに乗算器800において２乗され、加算器808およびレジ
スタ814から構成された累算器において合計される。値
“y"は、除算器816において値“x"によって除算され、
結果的にフィルタの反転利得を生じさせる。反転利得係
数の平方根は素子818において取られ、その結果が平滑
にされる。平滑動作は、乗算器802において定数値0.02
により現在の値利得を乗算することによって行なわれ、
この結果はレジスタ820および乗算器804を使用して計算
されたときに前の利得の0.98倍の結果に加算器810で加
算される。その後、フィルタ718の出力は出力再構成ス
ピーチを提供するように乗算器730において平滑にされ
た反転利得と乗算される。出力スピーチは、利用者に出
力するために種々の良く知られた変換技術を使用してア
ナログ形態に変換される。
ここに示された本発明の実施例は単なる一例に過ぎ
ず、機能的に等価である実施例の変更が行なわれてもよ
いことを理解すべきである。本発明は、スピーチサンプ
ルをエンコードし、エンコードされたスピーチをデコー
ドするためにここに示されているような機能動作を提供
するように適切なプログラム制御下においてデジタル信
号プロセッサで実行されてもよい。別の態様において、
本発明は良く知られた非常に大きいスケールインテグレ
ーション（VLSI）技術を使用する適用限定集積回路（AS
IC）に内蔵されてもよい。
上記の好ましい実施例の説明は、当業者が本発明を形
成または使用できるように与えられている。当業者はこ
れらの実施例に対する種々の修正を容易に認識し、ここ
に限定された一般的な原理は発明能力を必要とせずに別
の実施例に対して適用されてもよい。以上、本発明はこ
こに示された実施例に限定されるものではなく、ここに
記載された原理および新しい特徴と適合した非常に広い
技術的範囲が提供される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェイコブス、ポール・イー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92103、サン・ディエゴ、トーランス・ ストリート 1684 (72)発明者 ガードナー、ウイリアム・アール アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92024、エンシニタス、サンタ・フェ・ ドライブ 1006 (72)発明者 リー、チョン・ユー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92124、サン・ディエゴ、カミノ・プラ ヤ・マラガ 5238 (72)発明者 ギルハウセン、クライン・エス アメリカ合衆国、モンタナ州 59715、 ボゼマン、ジャクソン・クリーク・ロー ド 6474 (72)発明者 ラム、エス・キャサリン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92131、サン・ディエゴ、カミニト・ケ ラー 9858 (72)発明者 ツァイ、ミン−チャン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92130、サン・ディエゴ、ミストラル・ プレイス 4427 (56)参考文献 特開 昭61−84700（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−233500（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−271400（ＪＰ，Ａ)

Claims (50)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】デジタル化されたスピーチサンプルのフレ
    ームの可変速度コード化によるスピーチ信号圧縮方法に
    おいて、 デジタル化されたスピーチサンプルのフレームに対して
    スピーチ活動のレベルを決定するステップと、 前記フレームに対する前記決定されたスピーチ活動のレ
    ベルに基づいて種々の速度からコード化速度を選択する
    ステップと、 前記選択されたコード化速度に対応するコード化フォー
    マットにしたがって前記フレームをコード化するステッ
    プであって、前記種々の速度の内の各速度は異なるコー
    ド化フォーマットを有していて、各コード化フォーマッ
    トがスピーチモデルにしたがって前記デジタル化された
    スピーチサンプルを表す異なる複数のパラメータ信号を
    提供する、コード化するステップと、 前記パラメータ信号のデータパケットを前記フレームに
    対して生成するステップとを含んでいるスピーチ信号圧
    縮方法。
  2. 【請求項２】前記スピーチ活動のレベルを決定するステ
    ップは、 前記デジタル化されたスピーチサンプルのフレームにお
    けるスピーチ活動を測定し、 活動しきい値レベルの予め定められた組の少なくとも１
    つのスピーチ活動しきい値レベルと前記測定されたスピ
    ーチ活動を比較し、 デジタル化されたスピーチサンプルの前のフレームの活
    動のレベルに関して、前記少なくとも１つのスピーチ活
    動しきい値レベルを前記比較に応答して適合的に調節す
    るステップを含んでいる請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】前記フレームに対して予め選択されたコー
    ド化速度を示す速度指令を与え、 前記予め選択されたコード化速度で前記フレームをコー
    ド化するために前記予め選択されたコード化速度を提供
    するように前記選択されたコード化速度を修正するステ
    ップをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
  4. 【請求項４】前記予め選択されたコード化速度は予め定
    められた最大速度より小さく、前記方法は、 付加的なデータパケットを提供し、 伝送のために伝送フレーム内において前記データパケッ
    トを前記付加的なデータパケットと組合せるステップを
    さらに含んでいる請求項３記載の方法。
  5. 【請求項５】前記パラメータ信号の前記データパケット
    を生成するステップは、 前記デジタル化されたスピーチサンプルのフレームの線
    形予測係数（LPC）ベクトル信号を表す可変数のビット
    を生成し、前記LPCベクトル信号を表す前記可変数のビ
    ットは、前記測定されたスピーチ活動レベルに応答し、 前記デジタル化されたスピーチサンプルのフレームのピ
    ッチベクトル信号を表す可変数のビットを生成し、前記
    ピッチベクトル信号を表す前記可変数のビットは、前記
    測定されたスピーチ活動レベルに応答し、 前記デジタル化されたスピーチサンプルのフレームのコ
    ードブック励起ベクトル信号を表す可変数のビットを生
    成し、前記コードブック励起ベクトル信号を表す前記可
    変数のビットは、前記測定されたスピーチ活動レベルに
    応答している請求項１記載の方法。
  6. 【請求項６】前記フレームをコード化するステップは、 前記フレームに対して可変数の線形予測係数を生成し、
    前記可変数の前記線形予測係数は前記選択されたコード
    化速度に応答し、 前記フレームに対して可変数のピッチ係数を生成し、前
    記可変数の前記ピッチ係数は前記選択されたコード化速
    度に応答し、 前記フレームに対して可変数のコードブック励起値を生
    成し、前記可変数の前記コードブック励起値は前記選択
    されたコード化速度に応答している請求項１記載の方
    法。
  7. 【請求項７】前記スピーチ活動のレベルを決定するステ
    ップは、前記デジタル化されたスピーチサンプルの値の
    ２乗を加算する請求項１記載の方法。
  8. 【請求項８】前記データパケットのためのエラー保護ビ
    ットを生成するステップをさらに含んでいる請求項７記
    載の方法。
  9. 【請求項９】前記データパケットのためのエラー保護ビ
    ットを生成する前記ステップにおいて、前記保護ビット
    の数は前記スピーチ活動レベルのフレームに応答してい
    る請求項８記載の方法。
  10. 【請求項１０】前記調節するステップは、 前記スピーチ活動しきい値の少なくとも１つと前記測定
    されたスピーチ活動を比較して、前記フレームスピーチ
    活動が前記スピーチ活動しきい値の前記少なくとも１つ
    を越えた場合に、前記スピーチ活動しきい値の少なくと
    も１つを前記フレームスピーチ活動のレベルに向けて順
    次高めるように増加し、 前記スピーチ活動しきい値の少なくとも１つと前記測定
    されたスピーチ活動を比較して、前記フレームスピーチ
    活動が前記スピーチ活動しきい値の少なくとも１つより
    低い場合に、前記スピーチ活動しきい値の少なくとも１
    つを前記フレームスピーチ活動のレベルまで減少するス
    テップを含んでいる請求項２記載の方法。
  11. 【請求項１１】前記コード化速度を選択するステップ
    は、外部速度信号に応答している請求項10記載の方法。
  12. 【請求項１２】前記データパケットのためのエラー保護
    ビットを生成する前記ステップは、循環ブロックコード
    にしたがって前記エラー保護ビットの値を決定するステ
    ップを含んでいる請求項８記載の方法。
  13. 【請求項１３】予め定められたウインドウ処理機能によ
    って前記デジタル化されたスピーチサンプルを予め乗算
    するステップをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
  14. 【請求項１４】前記LPC係数をラインスペクトルペア（L
    SP）値に変換するステップをさらに含んでいる請求項１
    記載の方法。
  15. 【請求項１５】前記デジタル化されたサンプルの入力フ
    レームは、約20ミリ秒のスピーチに対するデジタル化さ
    れた値を含んでいる請求項１記載の方法。
  16. 【請求項１６】前記デジタル化されたサンプルの入力フ
    レームは、約160個のデジタル化されたサンプルを含ん
    でいる請求項１記載の方法。
  17. 【請求項１７】前記出力データパケットは、 前記出力データ速度が全速度である場合、LPCデータの
    ための40ビットと、ピッチデータのための40ビットと、
    励起ベクトルデータのための80ビットと、およびエラー
    保護のための11ビットとからなる171ビットを、 前記出力データ速度が1/2速度である場合、LPC情報のた
    めの20ビットと、ピッチ情報のための20ビットと、およ
    び励起ベクトルデータのための40ビットとからなる80ビ
    ットを、 前記出力データ速度が1/4速度である場合、LPC情報のた
    めの10ビットと、ピッチ情報のための10ビットと、およ
    び励起ベクトルデータのための20ビットとからなる40ビ
    ットを、 前記出力データ速度が1/8速度である場合、LPC情報のた
    めの10ビット、および励起ベクトル情報のための６ビッ
    トからなる16ビットを含んでいる請求項１記載の方法。
  18. 【請求項１８】可変速度データに音響信号を圧縮する装
    置において、 前記音響信号のデジタル化されたサンプルの入力フレー
    ムに対して音響活動のレベルを決定する手段と、 前記フレーム内の音響活動の前記決定されたレベルに基
    づいて予め定められた種々の速度から出力データ速度を
    選択する手段と、 前記選択された速度に対する１組のコード化フォーマッ
    トの内のあるコード化フォーマットにしたがって前記フ
    レームをコード化して複数のパラメータ信号を提供する
    手段であって、各速度が対応した異なるコード化フォー
    マットを有し、各コード化フォーマットがスピーチモデ
    ルにしたがって前記デジタル化されたスピーチサンプル
    を表す異なった複数のパラメータ信号を提供する手段
    と、 前記選択された速度に対応したデータ速度で、対応出力
    データパケットを前記フレームに与える手段と、 を具備している装置。
  19. 【請求項１９】前記出力データパケットは、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのLP
    Cベクトル信号を表す可変数のビットと、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのピ
    ッチベクトル信号を表す可変数のビットと、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのコ
    ードブック励起ベクトル信号を表す可変数のビットとを
    含み、 前記LPCベクトル信号を表す前記可変数のビットが前記
    音響活動のレベルに応答し、 前記ピッチベクトル信号を表す前記可変数のビットが前
    記音響活動のレベルに応答し、 前記コードブック励起ベクトル信号を表す前記可変数の
    ビットが前記音響活動のレベルに応答している請求項18
    記載の音響信号圧縮装置。
  20. 【請求項２０】前記音響活動のレベルを決定する手段
    は、 前記入力フレームのエネルギ値を決定する手段と、 前記入力フレームエネルギを前記少なくとも１つの音響
    活動しきい値と比較する手段と、 前記入力フレーム活動が前記少なくとも１つの音響活動
    しきい値のそれぞれ対応するものを越えたときに指示を
    与える手段とを具備している請求項18記載の音響信号圧
    縮装置。
  21. 【請求項２１】前記少なくとも１つの音響活動しきい値
    を適合的に調節する手段をさらに具備している請求項20
    記載の装置。
  22. 【請求項２２】前記入力フレームの前記エネルギ値を決
    定する手段は、前記フレームのデジタル化された音響サ
    ンプルを２乗する２乗手段と、 前記フレームのデジタル化された音響サンプルの２乗し
    たものを合計する合計手段とを具備している請求項20記
    載の装置。
  23. 【請求項２３】前記音響活動のレベルを決定する手段
    は、 前記音響信号のデジタル化されたサンプルの前記入力フ
    レームに対して１組の線形予測係数を計算する手段と、 前記線形予測係数の少なくとも１つにしたがって前記音
    響活動のレベルを決定する手段とを具備している請求項
    18記載の装置。
  24. 【請求項２４】前記選択された出力データ速度に応答し
    て前記データパケットに対するエラー保護ビットを供給
    する手段をさらに具備している請求項18記載の装置。
  25. 【請求項２５】前記エラー保護ビットを供給する手段
    は、循環ブロックコードにしたがって前記エラー保護ビ
    ットの値を供給する請求項24記載の装置。
  26. 【請求項２６】ラインスペクトルペア（LSP）値にLPC係
    数を変換する手段をさらに具備している請求項18記載の
    装置。
  27. 【請求項２７】前記種々の速度は、全速度、1/2速度、1
    /4速度および1/8速度を含んでいる請求項18記載の装
    置。
  28. 【請求項２８】前記種々の速度は、16Kbps,8Kbps,4Kbps
    および2Kbpsを含んでいる請求項18記載の装置。
  29. 【請求項２９】前記種々の速度は、8Kbps,4Kbps,2Kbps
    および1Kbpsを含んでいる請求項18記載の装置。
  30. 【請求項３０】可変速度データに音響信号を圧縮する回
    路において、 前記音響信号のデジタル化されたサンプルの入力フレー
    ムに対して音響活動のレベルを決定する回路と、 前記フレーム内の前記決定された音響活動のレベルに基
    づいて予め定められた種々の速度から出力データ速度を
    選択する回路と、 複数のパラメータ信号を供給するために前記選択された
    速度に対して１組のコード化フォーマットの内のあるコ
    ード化フォーマットにしたがって前記フレームをコード
    化する回路であって、各速度は対応した異なるコード化
    フォーマットを有し、各コード化フォーマットがスピー
    チモデルにしたがって前記デジタル化されたスピーチサ
    ンプルを表す複数の異なるパラメータ信号を供給する回
    路と、 前記選択された速度に対応したデータ速度で、前記フレ
    ームに、対応データパケットを供給する回路と、 を具備している音響信号圧縮回路。
  31. 【請求項３１】前記音響活動のレベルを決定する回路
    は、 前記入力フレームに対してエネルギ値を決定する回路
    と、 前記入力フレームエネルギ値を前記少なくとも１つの音
    響活動しきい値と比較する回路と、 前記入力フレーム活動が前記少なくとも１つの音響活動
    しきい値のそれぞれ対応するものを越えたときに指示を
    与える回路とを具備している請求項30記載の回路。
  32. 【請求項３２】前記音響活動のレベルを決定する回路
    は、前記少なくとも１つの音響活動しきい値を適合的に
    調節する回路をさらに具備している請求項31記載の回
    路。
  33. 【請求項３３】前記入力フレームの前記エネルギ値を決
    定する回路は、前記デジタル化されたサンプルの値の２
    乗したものを合計することによって前記エネルギ値を決
    定する請求項31記載の回路。
  34. 【請求項３４】前記音響活動のレベルを決定する回路
    は、前記入力フレームに対する１組の線形予測係数を計
    算し、前記線形予測係数の少なくとも１つにしたがって
    前記音響活動のレベルを決定することによって前記エネ
    ルギ値を決定する請求項31記載の回路。
  35. 【請求項３５】前記デジタル化されたサンプルの入力フ
    レームは、約20ミリ秒の持続期間に対するデジタル化さ
    れたスピーチを含んでいる請求項30記載の回路。
  36. 【請求項３６】前記デジタル化されたサンプルの入力フ
    レームは、160個のデジタル化されたサンプルを含んで
    いる請求項30記載の回路。
  37. 【請求項３７】前記選択された出力データ速度に応答し
    て前記データパケットに対してエラー保護ビットを供給
    する手段をさらに具備している請求項30記載の回路。
  38. 【請求項３８】循環ブロックコードにしたがって前記エ
    ラー保護ビットの値を決定する手段をさらに具備してい
    る請求項37記載の回路。
  39. 【請求項３９】前記循環ブロックコードは、 １＋x3＋x5＋x6＋x8＋x9＋x10の発生器の多項式にした
    がって動作する請求項38記載の回路。
  40. 【請求項４０】予め定められたウインドウ処理機能によ
    って前記デジタル化されたサンプルを予め乗算する手段
    をさらに具備している請求項30記載の回路。
  41. 【請求項４１】予め定められたウインドウ処理機能は、
    ハミングウインドウである請求項40記載の回路。
  42. 【請求項４２】前記種々の速度は、全速度、1/2速度、1
    /4速度および1/8速度を含んでいる請求項30記載の回
    路。
  43. 【請求項４３】前記種々の速度は、16Kbps,8Kbps,4Kbps
    および2Kbpsを含んでいる請求項30記載の回路。
  44. 【請求項４４】前記種々の速度は、8Kbps,4Kbps,2Kbps
    および1Kbpsを含んでいる請求項30記載の装置。
  45. 【請求項４５】前記出力データパケットは、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのLP
    Cベクトル信号を表す可変数のビットと、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのピ
    ッチベクトル信号を表す可変数のビットと、 デジタル化されたスピーチサンプルの前記フレームのコ
    ードブック励起ベクトル信号を表す可変数のビットとを
    含み、 前記LPCベクトル信号を表す前記可変数のビットが前記
    音響活動のレベルに応答し、 前記ピッチベクトル信号を表す前記可変数のビットが前
    記音響活動のレベルに応答し、 前記コードブック励起ベクトル信号を表す前記可変数の
    ビットが前記音響活動のレベルに応答している請求項30
    記載の回路。
  46. 【請求項４６】前記出力データパケットはエラー保護の
    ための可変数のビットをさらに含み、前記エラー保護の
    ための可変数のビットは前記音響活動のレベルに応答し
    ている請求項45記載の回路。
  47. 【請求項４７】前記出力データパケットは、 前記出力データ速度が全速度である場合、LPCデータの
    ための40ビットと、ピッチデータのための40ビットと、
    励起ベクトルデータのための80ビットと、およびエラー
    保護のための11ビットとからなる171ビットを、 前記出力データ速度が1/2速度である場合、LPC情報のた
    めの20ビットと、ピッチ情報のための20ビットと、およ
    び励起ベクトルデータのための40ビットとからなる80ビ
    ットを、 前記出力データ速度が1/4速度である場合、LPC情報のた
    めの10ビットと、ピッチ情報のための10ビットと、およ
    び励起ベクトルデータのための20ビットとからなる40ビ
    ットを、 前記出力データ速度が1/8速度である場合、LPC情報のた
    めの10ビット、および励起ベクトル情報のための６ビッ
    トからなる16ビットを含んでいる請求項30記載の回路。
  48. 【請求項４８】前記データ速度を選択する回路は、外部
    速度信号に応答している請求項30記載の回路。
  49. 【請求項４９】LPC係数をラインスペクトルペア（LSP）
    値に変換する手段をさらに含んでいる請求項30記載の回
    路。
  50. 【請求項５０】デジタル化されたスピーチサンプルのフ
    レームの可変速度コード化によるスピーチ信号圧縮方法
    において、 ウインドウ処理機能によってデジタル化されたスピーチ
    サンプルのフレームのシーケンス中の前記デジタル化さ
    れたスピーチサンプルのあるフレームを乗算して、スピ
    ーチデータのウインドウ処理されたフレームを提供する
    ステップと、 前記スピーチデータのウインドウ処理されたフレームか
    ら１組の自己相関係数を計算するステップと、 前記１組の自己相関係数からコード化速度を決定するス
    テップと、 １組の線形予測コード化（LPC）係数を前記１組の自己
    相関係数から計算するステップと、 前記１組のLPC係数を１組のラインスペクトルペア値に
    変換するステップと、速度指令および前記コード化速度
    にしたがって前記１組のラインスペクトルペア（LSP）
    係数を量子化するステップと、 予め定められた１組のピッチ値からピッチ値を選択し
    て、デジタル化されたスピーチサンプルの各フレーム中
    の各ピッチサブフレームに選択されたピッチ値を与える
    ステップと、 前記コード化速度および前記速度指令にしたがって前記
    選択されたピッチ値を量子化するステップと、 予め定められた１組のピッチ値からコードブック値を選
    択して、ピッチフレームに選択されたピッチ値を与える
    ステップと、 前記コード化速度および前記速度指令にしたがって前記
    選択されたコードブック値を量子化するステップと、 前記量子化されたラインスペクトルペア値と、量子化さ
    れ選択されたピッチ値と、および量子化され選択された
    コードブック値とを含む出力データパケットを生成する
    ステップと、 を含んでいるスピーチ信号圧縮方法。
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