JPH06511320A - 可変速度ボコーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 可変速度ボコーダ １０発明の分野 本発明はスピーチ処理に関する。特に、本発明は圧縮の量がダイナミックに変化 し、一方において再構成されたスピーチの品質に最小の影響を与えるスピーチを 圧縮する新しい改良された方法およびシステムに関する。さらに、圧縮されたス ピーチデータはエラーを導入する可能性があるチャンネル上を伝送されるように 意図されているため、本発明の方法およびシステムはまた音声品質に対するチャ ンネルエラーの影響を最小にする。

Ｉｌ、従来技術の説明 デジタル技術による音声の伝送は、特に長距離のデジタル無線電話の適用で広く 普及してきている。したがって、予測される再構成スピーチの品質を維持するチ ャンネル上を伝送されることができる情報の最少量を決定することが重要である 。スピーチがサンプルし、デジタル化するだけで伝送される場合、通常のアナロ グ電話のスピーチ品質を達成するために６４キロビット／秒（ｋｂｐｓ）程度の データ速度が要求される。しかしながら、適切なコード化、伝送および受信機に おける再合成によって後続されるスピーチ解析の使用により、データ速度の著し い減少が実現可能である。

人間のスピーチ発生のモデルに関連したパラメータを抽出することによって発声 されたスピーチを圧縮する技術を使用した装置は、典型的にボコーダと呼ばれて いる。このような装置は、適切なパラメータを抽出するために入来したスピーチ を解析するエンコーダおよびをそれが伝送チャンネル上で受信したパラメータを 使用してスピーチを再合成するデコーダから構成されている。正確であるために は、モデルが一定に変化していなければならない。したがって、スピーチはパラ メータが計算される時間のブロック、すなわち解析フレームに分割される。その 後、パラメータは新しい各フレームに対して更新される。

種々のクラスのスピーチデータのうち、コード励起直線子ａ［コード化（ＣＥＬ Ｐ）　、ストカスティック（Ｓｊｏｃｈａｓｌｉｃ　）コード化またはベクトル 励起スピーチコード化が１つのクラスである。この特定のクラスのコード化アル ゴリズムの一例はトーマスＥ、トレメイン氏他による文献（“Ａ　４，８ｋｂｐ ｓ　Ｃ。

ｄｅ　Ｅｘｃｅｅｄ　ｌｉｎ！ａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｊｉｖｅ　Ｃｏｄｅｒ”　、 　ＰｔｏｃｅｓｄｉＢ＠ｏ（ｔｈｅ　Ｍｏｂｉｌｅ　５ａｔｅｌｌｉｔｅ　Ｃｏ ｎｒｅｒｅｎｃｅ、　１９８８年）に記載されている。

ボコーダの機能は、スピーチに固有の本来の冗長性を全て除去することによって 低いビット速度の信号にデジタル化されたスピーチ信号を圧縮することである。

スピーチは典型的に主に音声域のフィルタ処理動作による短い期間の冗長性およ び音声コードによる音声域の励起のための長い期間の冗長性を有している。ＣＥ ＬＰコーダにおいて、これらの動作は短期間フォーマットのフィルタおよび長期 間ピッチのフィル夕の２つのフィルタによってモデル化される。これらの冗長性 が除去されると、結果的な残留信号は、エンコードされなければならない白色ガ ウス雑音としてモデル化されることができる。この技術のベースは、人間の音声 域のモデルを使用してスピーチ波形の短期間の予測を実行するＬＰＧフィルタと 呼ばれるフィルタのパラメータを計算することである。さらに、スピーチのピッ チに関連した長期間の効果は、人間の音声和音を本質的にモデル化するピッチフ ィルタのパラメータを計算することによってモデル化される。最後に、これらの フィルタは励起されなければならず、これは波形が上記の２つのフィルタを励起 したときに、結果として元のスピーチに最も近いコードブック中の多数のランダ ム励起波形の１つを決定することによって実行される。このように伝送パラメー タは（１）ＬＰＧフィルタ、（２）ピッチフィルタおよび（３）コードブック励 起の３つの項目に関連している。

ボコーダ技術の使用はさらにチャンネル上を伝送される情報量を減少し、一方に おいて再構成されたスピーチの品質を維持しようとすることを目的とするが、さ らに減少するために別の技術が使用される必要がある。伝送される情報量を減少 するために前に使用された１つの技術は音声活動のゲート化である。この技術に おいて、スピーチの休止（ｐａｕｓｅ）中に伝送される情報はない。この技術は データ減少の所望の結果を達成するが、いくつかの欠点がある。

多くの場合において、スピーチの品質はワードの最初の部分のクリッピングによ り低下される。非活動中のチャンネルをオフにゲート制御することに関する別の 問題は、システム利用者が通常スピーチに付随する背景雑音の欠如を知覚し、通 常の電話機の呼びより低くチャンネルの品質を評価することである。活動ゲート 制御に関する別の問題は、スピーチが生じないときに背景中の時々の突発的な雑 音が送信機をトリガーし、結果的に受信機における雑音のバーストを除去するこ とである。

音声活動ゲートシステム中で合成されたスピーチの品質を改良するしようとする 試みにおいて、合成された快適な雑音はデコード化プロセス中に付加される。品 質のある改良は快適な雑音を付加することによって達成されるが、それは快適な 雑音がエンコーダの実際の背景雑音をモデル化しないため全体的な品質を実質的 に改良しない。

伝送される必要がある情報を結果的に減少するようにデータ圧縮を実現するさら に好ましい技術は、可変速度ボコーダ技術を行うことである。スピーチは沈黙期 間すなわち休止の期間を本質的に含んでいるため、これらの期間を表すために要 求されるデータ量は減少されることかできる。可変速度ボコーダは、これらの沈 黙期間に対するデータ速度を減少することによってこの事実を非常に効果的に利 用する。沈黙期間に対するデータ伝送中の完全な停止と対照的に、データ速度の 減少は音声活動ゲート制御に関連した問題を克服し、一方において伝送された情 報の減少を促進する。

したがって、本発明の目的は可変速度ボコーダ技術を使用してスピーチを圧縮す る新しい改良された方法およびシステムを提供することである。

発明の要約 本発明は、前に述べられたスピーチ活動ダのクラス、コード励起直線予測コード 化（ＣＥＬＰ）　、ストカスティックコード化またはベクトル励起スピーチコー ド化のボコーダアルゴリズムを実行する。ＣＥＬＰ技術自身は、再合成時に高品 質のスピーチを結果的に生じさせるようにスピーチを表すために必要なデータの 量を著しく減少する。上記のように、ボコーダパラメータは各フレームに対して 更新される。本発明のボコーダは、モデルパラメータの周波数および正確さを変 化することによって可変出力データ速度を提供する。

本発明は、スピーチ活動に基づいて可変出力データ速度を生成することによって 基本的なＣＥＬＰ技術と最も顕著に異なっている。構造は、パラメータがスピー チの休止中に少数回または低い正確さで更新されるように定められる。この技術 は、伝送される情報の量をかなり大幅に減少することを可能にする。データ速度 を減少するために使用される現象は、所定の話し手が会話中に実際に話している 時間の平均パーセンテージである音声活動係数である。典型的な２方向型話会話 に対して、平均データ速度は２以上の係数だけ減少される。

スピーチの休止中、背景雑音だけがボコーダによってコード化される。これらの 期間において、人間の音声域モデルに関連したパラメータのいくつかは伝送され る必要がない。

上記のように、沈黙中に伝送される情報の量を制限する従来の方法は音声活動ゲ ートと呼ばれ、沈黙の瞬間に伝送される情報がない技術である。受信側において 、期間は合成された“快適な雑音”で満たされる。対照的に、可変速度ボコーダ は好ましい実施例においてほぼ８ｋｂｐｓ乃至１ｋ　ｂ　ｐ　ｓの範囲の速度で データを連続的に伝送する。データの連続伝送を行うボコーダは、合成された“ 快適な雑音”を不要にし、背景雑音のコード化は再合成されたスピーチにさらに 自然な性質を与える。したがって、本発明はスピーチと背景との間の滑らかな転 移を可能にすることによって音声活動ゲートのものに対して再合成スピーチ品質 を著しく改良する。

本発明はさらにエラーの発生をマスクする新しい技術を含む。データは例えば雑 音の多い無線リンクであるチャンネル上を伝送されるため、それはデータ中のエ ラーを適合しなければならない。生じるエラー数を減少するためにチャンネルコ ード化を使用する従来の技術は、成功的にエラーを減少することができる。しか しながら、チャンネルコード化だけでは再構成されたスピーチの高品質を確保す るのに必要なエラー保護のレベルに完全に達しない。ボコーダ技術が連続的に発 生する可変速度ボコーダにおいて、エラーはコードまたは音節の開始等の重要な スピーチ事象に関連したデータを破壊する。ボコーダに基づいた直線予測コード 化（Ｌ　Ｐ　Ｇ）に関する典型的な問題は、音声域モデルに関連したパラメータ 中のエラーが曖昧に人間の声のようであり、聞き手を困惑させるのに十分に元の ワードの音を変化させる音を生じさせることである。本発明において、聞き手に 対する知覚可能性を減少するようにエラーがマスクされる。したがって、本発明 において実行されるエラーマスキングはスピーチの明瞭さに対するエラーの影響 を著しく減少させる。

任意のパラメータが変化する可能な最大量は低速で小さい範囲に制限されている ため、これらの速度で伝送されるパラメータ中のエラーはスピーチ品質にほとん ど影響を与えない。

異なる速度のエラーはスピーチ品質に対して異なる知覚的影響を与えるため、伝 送システムは高速データをさらに保護するように最適化されることができる。し たがって、本発明は付加的な特徴としてチャンネルエラーに対する強さを提供す る。

ＣＥＬＰアルゴリズムの可変速度出力変形を行う時の本発明は、結果的に音声活 動に応じて８：ｌから６４：ｌにダイナミックに変化するスピーチ圧縮を実行さ せる。述べられた圧縮係数はμ法則入力を参照して引用され、圧縮係数は直線入 力に対して２の係数だけ高い。速度決定は、音声活動係数を完全に利用するよう にフレーム単位ベースで行われる。スピーチ中の休止に対して生成されるデータ が少なくても、再合成された背景雑音の知覚される劣化は最小にされる。本発明 の技術を使用すると、近い呼びの品質のスピーチが通常の会話において８ｋｂｐ ｓの最大データ速度および３．５ｋｂｐｓ程度の平均データ速度で達成されるこ とができる。

本発明はスピーチ中の短い休止が検出されることを可能にするため、実効音声活 動係数の減少が実現される。速度決定はハングオーバーなしにフレーム単位ベー スで実行されることが可能であり、好ましい実施例においてデータ速度は典型的 に２０ｍ秒のフレーム期間と同じ短さのスピーチ中の休止に対して低下される。

したがって、音節間にあるような休止が捕捉される。この技術は、語句の間の長 期間の休止だけでなく、短い休止もまた低速でエンコードされることができるた め従来考えられるもの以上に音声活動係数を減少する。

速度決定はフレームベースで行われるため、音声活動ゲートシステムのようにワ ードの開始部分のクリッピングは存在しない。この特性のクリッピングは、スピ ーチの検出とデータの伝送の再スタートとの間の遅延のために音声活動ゲート化 システムにおいて発生する。各フレームに基づいた速度決定の使用は、結果的に 全ての転移が自然の音を有するスピーチを生じさせる。

常に伝送しているボコーダにより、話し手の周囲の背景雑音は連続的に受信端で 聞取られ、それによってスピーチ休止中さらに自然な音を生成する。したがって 、本発明は背景雑音に滑らかな転移を与える。聞き手がスピーチ中の背景雑音に おいて聞取るものは、音声活動ゲートシステムのように休止中に合成された快適 な雑音に突然変化しない。

背景雑音は伝送のために連続的にボコード化されるため、背景の重要な事象は完 全に明瞭に送られることができる。ある場合には、重要な背景雑音は最高の速度 でコード化されてもよい。最大速度のコード化は、例えば大声で話している者が 背景にいる場合、または街路にいる利用者の側を救急車が通過した場合に発生す る。しかしながら、一定な、または遅く変化する背景雑音は低速でエンコードさ れる。

可変速度ボコード化の使用は、デジタルセル電話機システムに基づいたコード分 割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の能力を２以上の係数たけ高めることを約束する。

ＣＤＭＡによりチャンネル間の干渉は任意のチャンネル上のデータ伝送の速度が 減少すると自動的に低下するため、ＣＤＭＡおよび可変速度ボコードが特に整合 される。対照的に、ＴＤＭＡまたはＦＤＭＡのような伝送スロットが割当てられ るシステムを考慮すると、このようなシステムがデータ伝送速度の低下を利用す るために、別の利用者に未使用のスロットの再割当てを調整するために外部的な 介入が要求される。このような方式に固有の遅延はチャンネルが長いスピーチ休 止中だけ再度割当てられることを示唆している。したがって、十分な利点が音声 活動係数から得られることができない。しかしながら、外部調整により、可変速 度ボコードは示された別の理由からＣＤＭＡ以外のシステムで有効である。

ＣＤＭＡシステムにおいて、スピーチ品質は余分のシステム８墓が所望された時 に少し劣化される可能性がある。概略的に述べると、ボコーダは異なる結果的な スピーチ品質で異なる速度で全て動作する多数のボコーダと考えられる。したが って、スピーチ品質はデータ伝送の平均速度をさらに減少するために混合される ことができる。最初の実験は、全速度および半分の速度のボコード処理されたス ピーチを混合することによって例えば最大の許容可能なデータ速度が８ｋ　ｂ　 ｐＳと４ｋｂｐｓとの間でフレーム単位ベースで変化され、結果的にスピーチは 最大４ｋｂｐｓの半分の速度の変数より良好であるが、最大８ｋｂｐｓの全速度 変数はど良くない品質を有することを示している。

大部分の電話機会話において、１人の人間だけが一時に話すことが良く知られて いる。完全な二重電話リンク用の付加的な機能として、速度インターロックが設 けられてもよい。

リンクの１方向が最高の伝送速度で送信している場合、リンクの他の方向の送信 は強制的に最低速度にされる。リンクの２つ方向間のインターロックは、リンク の各方向の５０％以下の平均使用を保証することができる。しかしながら、活動 ゲート化時の速度インターロックの場合のように、チャンネルがゲート制御でオ フされる場合、聞き手が話し手を遮って会話における話し手の役割を引継ぐ方法 はない。本発明は、ボコード速度を設定する制御信号によって速度インターロッ クの能力を容易に提供する。

最後に、可変速度ボコード方式を使用することによって、信号情報はスピーチ品 質に対する非常に小さい影響を与えるだけでスピーチデータとチャンネルを共有 することができることに留意しなければならない。例えば、高速フレームは低速 音声データを送る半分および信号伝送データ用の別の半分との２つの部分に分割 される。好ましい実施例のボコーダにおいて、全速度および半分の速度のボコー ドされたスピーチ間のスピーチ品質における小さい劣化だけが実現される。した がって、別のデータと共有された伝送用の低速でのスピーチのボコードは結果的 に利用者に対してほとんど知覚不可能な差を生じるたけである。

図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的および利点は以下の詳細な説明および対応的に示す図面から 明らかになるであろう。図面において、同じ参照符号は同じ部分を示している。

図１ａ乃至図１ｅは、種々の速度に対するボコーダ解析フレームおよびサブフレ ームをグラフで示す。

図２ａ乃至図２ｄは、種々の速度に対するボコーダ出力ビツト分布を示した一連 のチャートである。

図３は、−例のエンコーダの一般化されたブロック図である。

図４はエンコーダフローチャートである。

図５は一例のデコーダの一般化されたブロック図である。

図６はデコーダのフローチャートである。

図７はエンコーダのさらに詳細な機能的なブロック図である。

図８はハミングウィンドウおよび自己相関サブシステムの一例のブロック図であ る。

図９は、速度決定サブシステムの一例のブロック図である。

図１０は、ＬＰＧ解析サブシステムの一例のブロック図である。

図１１は、ＬＰＣからＬＳＰ伝送サブシステムの一例のブロック図である。

図１２は、ＬＰＣ！子化サブシステムの一例のブロック図である。

図１３は、ＬＳＰ挿入およびＬＳＰからＬＰＧ伝送サブシステムの一例のブロッ ク図である。

図１４は、ピッチ探索用の適用コードブックのブロック図である。

図１５はエンコーダデコーダのブロック図である。

図１６はピッチ探索サブシステムのブロック図である。

図１７はコードブック探索サブシステムのブロック図である。

図１８はデータバッキングサブシステムのブロック図である。

図１９はデコーダのさらに詳細な機能的ブロック図である。

図２０ａ乃至図２０ｄは、種々の速度に対してデコーダの受信されたパラメータ およびサブフレームデコードデータを示したチャートである。

図２１ａ乃至図２１ｃは、特別な状態に対してデコーダの受信パラメータおよび サブフレームデコード化データをさらに示したチャートである。

図２２は、ＬＳＰ反転墓子化サブシステムのブロック図である。

図２３は、ポストフィルタ処理および自動利得制御を備えたデコーダのさらに詳 細なブロック図である。

図２４は適応輝度フィルタ特性を示すチャートである。

好ましい実施例の詳細な説明 本発明によると、スピーチおよび、または背景雑音のような音は、良く知られた 技術を使用してサンプルされ、デジタル化される。例えば、アナログ信号はμ法 則／均一コード変換によって後続される標準方式の８ビット／μ法則フォーマッ トによってデジタルフォーマットに変換される。その代わりとして、アナログ信 号は均一なパルスコード変調（ＰＣＭ）フォーマットでデジタル形態に直接変換 されてもよい。したがって、好ましい実施例における各サンプルはデータの１つ の１６ビツトワードによって表される。サンプルは、各フレームが予め定められ た数のサンプルから成る入力データのフレームに構成される。ここに示された実 施例において、８ｋＨ２のサンプリング速度が考慮される。各フレームは、８ｋ Ｈ２のサンプル速度で１６０個のサンプルまたは２０ｍ秒のスピーチから成る。

別のサンプリング速度およびフレーム寸法が使用されてもよいことが理解されな ければならない。

ボコードの分野はスピーチコード化用の多数の異なる技術を含み、そのうちの１ つはＣＥＬＰコード化技術である。ＣＥＬＰコード化技術の要約は、上記の文献 （“Ａ４．８ｋｂｐｓ　Ｃ。

ｄｅ　Ｅｘｃｉｔｅｄ　Ｌｉｎｅａｒ　０ｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　Ｃｏｄｅｒ”　 ）に記載されている。

本発明は、一定数のサンプルでＬＰＧ解析が実行され、ピッチおよびコードブッ ク探索が伝送速度に応じて変化している数のサンプルで実行されるコード化され たスピーチデータにおける可変速度を提供するようにＣＥＬＰコード化技術の形 態を実行する。概念において、本発明に適用されるＣＥＬＰコード化は図３およ び図５を参照して論じられる。

本発明の好ましい実施例において、スピーチ解析フレームは長さが２０ｍ秒であ り、抽出されたパラメータは１秒当たり５０回のバーストで伝送されることを意 味する。さらに、データ伝送速度はほぼ８ｋ　ｂ　ｐ　ｓから４ｋｂｐｓ、２ｋ ｂｐｓおよび１ｋｂｐｓに変化される。全速度（速度１と示す）で、データ伝送 は８．５５ｋｂｐｓの速度であり、パラメータは１１ビツトの内部ＣＲＣ（サイ クル冗長検査）を含む１７１ビツトを使用する各フレームに対してエンコードさ れる。ＣＲＣビットがない場合、速度は８ｋｂｐｓである。半分の速度（速度１ ／２と示す）において、データ伝送は４ｋｂｐｓの速度であり、パラメータは８ ０ビツトを使用する各フレームに対してエンコードされる。１／４速度（速度１ ／４と示す）において、データ伝送は２ｋｂｐｓであり、パラメータは４０ビツ トを使用する各フレームに対してエンコードされる。１／８速度（速度１／８と 示す）において、データ伝送はｌｋ　ｂ　ｐ　ｓであり、パラメータは１６ビツ トを使用する各フレームに対してエンコードされる。

図１は、スピーチデータ１０の一例の解析フレームおよびＬＰＣ解析で使用され るハミングウィンドウ１２の関係をグラフで示す。異なる速度に対するＬＰＧ解 析フレームおよびピッチおよびコードブックサブフレームは図２ａ７”を主因２ ｄにおいてグラフで示されている。全ての速度に対するＬＰＧ解析フレームは、 同じ大きさであることを理解しなければならない。

図面を参照すると、特に図１ａにおいて、ＬＰＧ解析はＩ＼ミングウインドウ１ ２を使用してウィンドウ化されるフレームｌＯの１６０個のスピーチデータサン プルを使用して行われる。

図１ａに示されているように、サンプルｓ　（ｎ）は各フレーム内において０乃 至１５９の番号を付けられる。ハミングウィンドウ１２は、それが６０個のサン プルによってフレーム１０内においてオフセットされるように位置される。した がって、ハミングウィンドウ１２は現在のデータフレム１０の６０番目のサンプ ル、ｓ　（５９）でスタートして連続し、後続するデータフレーム１４の５９番 目のサンプル、ｓ　（５８）を含む。したがって、現在のフレームであるフレー ム１０に対して生成された加重されたデータはまた次のフレームであるフレーム １４がらのデータに基づいたデータを含む。

データ伝送速度に応じて、図１ｂ乃至図１ｅに示されているようなデータフレー ム１ｏの異なるサブフレーム上で多数回ピッチフィルタおよびコードブック励起 パラメータを計算するために探索が実行される。好ましい実施例において、以下 説明されるようにピッチおよびコードブック探索が選択された速度に対応した種 々の寸法のサブフレームにおいて実行されるように、１つの速度だけがフレーム １ｏに対して選択されることが理解されなければならない。しかしながら、説明 のために、フレーム１ｏの好ましい実施例の種々の許容された速度に対するピッ チおよびコードブックのサブフレーム構造探索は、図１ｂ乃至図１ｅに示されて いる。

全ての速度において、図１ａに示されているように１フレームＩＯ当り１つのＬ ＰＣ計算が存在する。図１ｂに示されているように、全速度において各ピッチサ ブフレーム１６に対して２つのコードブックサブフレーム１８が存在している。

全速度において４つの各ピッチサブフレーム１６に対して１つづつであり、それ ぞれ４０個のサンプル長（５ｍ秒）の４つのピッチ更新が存在する。さらに、全 速度において８つの各ピッチサブフレーム１６に対して１つづつであり、それぞ れ２０個のサンプル長（２，５ｍ秒）の８つのコードブック更新が存在している 。

１／２速度において、図１ｃに示されているように各ピッチサブフレーム２０に 対して２つのコードブックサブフレーム２２が存在する。ピッチは２つの各ピッ チフレーム２ｏのそれぞれに対して１度づつ２度更新され、一方コードブックは ４つの各コードブックサブフレーム２２に対して１度づつ４度更新される。１／ ４の速度において、図１ｄに示されているように、単一のピッチサブフレーム２ ０に対して２つのコードブックサブフレーム２６が存在する。ピッチはピッチサ ブフレーム２４に対して１度更新され、一方コードブックは２つの各コードブッ クサブフレーム２６に対して１度づつ２度更新される。

図１ｅに示されているように、１／８の速度においてピッチは決定されず、コー ドブックはフレーム１０に対応したフレーム２８において一度だけ更新される。

さらに、ＬＰＧ係数は１フレーム当り１度だけ計算されるが、それらは各サブフ レーム上に中心を持つハミングウィンドウによりＬＰＣ解析の結果を近似するよ うに前のフレームからの結果的なＬＳＰ周波数を使用して４度までラインスペク トル対（Ｌ　Ｓ　Ｐ）表示を使用して直線的に補間される。例外は、全速度にお いてＬＰＧ係数がコードブックサブフレームに対して補間されないことである。

さらに、ＬＳＰ周波数計算に関する詳細を以下説明する。

ピッチおよびコードブック探索を少ない頻度で実行することに加えて、少ないビ ットはまたＬＰＣ係数の伝送に割当てられる。種々の速度で割当てられたビット の数は図２ａ乃至図２ｄに示されている。図２ａ乃至図２ｄはそれぞれスピーチ の各１６０のサンプルフレームに割当てられるボコーダエンコードされたデータ ビットを表す。図２ａ乃至図２６において、各ＬＰＧブロック３０ａ乃至３０ｄ の数は、短期間ＬＰＧ係数をエンコードするために対応した速度で使用されるビ ットの数である。好ましい実施例において、全速度、１／２速度、１／４速度お よび１／８速度においてＬＰＣ係数をエンコードするために使用されたビットの 数はそれぞれ４ｏ、２０．１０および１０である。

可変速度コード化を実行するために、ＬＰＧは最初にラインスペクトル対（Ｌ　 Ｓ　Ｐ）に変換され、結果的なＬＳＰ周波数はＤＰＣＭコーダを使用して個々に エンコードされる。ＬＰＣのオーダは１０であるため、１０個のＬＳＰ周波数お よび１０個の独立したＤＰＣＭコーダが存在する。ＤＰＣＭコーダに対するビッ ト割当ては表Ｉに示されている。

表１ ＤＰＣＭコーダ数 速度１　４４４４４４４４４４ 速度１／２　２　２　２　２　２　２　２　２　２　２速度１／４　１　１　１ 　１　１　１　１　１　１　１速度１／８　１　１　１　１　１　１　１　１　 １　１エンコーダおよびデコーダの両方において、ＬＳＰ周波数はピッチおよび コードブック探索における使用の前にＬＰＧフィルタ係数に変換される。

ピッチ探索に関して、図２ａに示されているような全速度において、ピッチ更新 は各１７４のスピーチフレームに対して１度づつ４度計算される。全速度での各 ピッチ更新に対して、１０ビツトは新しいピッチパラメータをエンコードするた めに使用される。ピッチ更新は図２ｂ乃至図２ｄに示されているように別の速度 に対して変化する回で数実行される。速度が減少すると、ピッチ更新の数もまた 減少する。図２ｂは、スピーチフレームの各半分に対して１度づつ２度計算され る１／２速度に対するピッチ更新を示す。同様に、図２Ｃは全ての各スピーチフ レームで一度計算される１／４速度に対するピッチ更新を示す。全速度に対する ように、１０ビツトは１／２および１／４速度の各ピッチ更新に対して新しいピ ッチパラメータをエンコードするために使用される。しかしながら、図２ｄに示 されているように１／８速度に対して、この速度は少数のスピーチしかないか、 或はスピーチが存在せず、ピッチ冗長性が存在しないときにフレームをエンコー ドするために使用されるため、ピッチ更新は計算されない。

各ＩＯビットのピッチ更新に対して、７ビツトはピッチ遅延を表し、３ビツトは ピッチ利得を表す。ピッチ遅延は１７とｌ４３との間であるように限定される。

ピッチ利得は、３ビツト値による表示のために０と２の間に直線的に量子化され る。

コードブック探索に関して、図２ａに示されたように全速度において、コードブ ック更新はスピーチフレームの各１／８に対して１度づつ８度計算される。全速 度における各コードブック更新に対して、１０ビツトは新しいフードブックパラ メータをエンコードするために使用される。コードブック更新は、図２ｂ乃至図 ２ｄに示されているように他の速度において変化する回数行われる。しかしなが ら、速度が減少すると、コードブック更新の数も減少する。図２ｂは、スピーチ フレームの各１／４に対して１度づつ４度計算される１／２速度に対するコード ブック更新を示す。図２０は、スピーチフレームの各１／２に対して１度づつ２ 度計算される１／４に対するコードブック更新を示す。全速度に対するように、 ＩＯビットは１／２および１／４速度の各ピッチ更新に対して新しいコードブッ クパラメータをエンコードするために使用される。最後に、図２ｄは全ての各ス ピーチフレームに対して１度計算される１／８速度に対するコードブック更新を 示す。１／８速度で２ビツトがコードブック利得を表し、他の４ビツトがランダ ムビットである６ビツトが伝送されることに留意しなければならない。以下、コ ードブック更新用のビット割当てに関してさらに詳細に説明する。

データビットを表すコードブック更新のために割当てられるビットは、ピッチ予 測残留物をベクトル量子化することを必要とした。全速度、１／２および１／４ 速度に対して、各コードフック更新は、１０ビット全体に対してコードブックイ ンデクスの７ビツトプラスコードブツク利得の３ビツトからなる。コードブック 利得は、対数ドメインで動作する微分プラスコード変調（ＤＰＣＭ）コーグを使 用してエンコードされる。類似したビット構造が１／８速度に対して使用される ことができるが、別の方式が好ましい。１／８速度に対して、コードブック利得 は２ビツトによって表され、一方ランダムに発生された４ビツトはコードブック と置換する疑似ランダム数発生器に対するシードとして受信されたデータと共に 使用される。

図３に示されたエンコーダのブロック図を参照すると、開ループモードでＬＰＣ 解析が行われる。人力スピーチサンプルｓ　（ｎ）の各フレームから、係数（α ｌ乃至α１０）は、以下説明されるようにフォルマント合成フィルタ６０におけ る使用のためにＬＰＧ解析／′１に子化装置５０によって計算される。

しかしながら、ピッチ探索の計算は解析合成方法と呼ばれる閉ループモードで行 われる。しかしながら、構成において新しいハイブリッド閉ループ／開ループ技 術がピッチ探索を行うために使用される。ピッチ探索において、エンコード処理 は入力スピーチと合成スピーチとの間の２乗平均エラーを最小にするパラメータ を選択することによって実行される。

簡明化のために、この説明部分において速度の問題は考慮しない。しかしながら 、ピッチおよびコードブック探索における選択された速度の影響に関する説明を 以下さらに詳細に述べる。

図３に示された概念的な実施例において、知覚加重フィルタ５２は以下の式を特 徴とする： はフォルマント予測フィルタであり、μは知覚加重パラメータであり、実施例に おいてμｍ０．８である。ピッチ合成フィルタ５８は以下の式によって特徴付け られる：以下に説明される加重フィルタであるフォルマント合成フィルタ６０は 、以下の式を特徴とする： Ｈ（ｚ）＝　［１／Ａ　（ｚ）］　Ｗ　（ｚ）−１／Ａ　（Ｚ／μ）　（４） 人力スピーチサンプルｓ　（ｎ）は、加重されたスピーチサンプルｘ　（ｎ）が 加算器６２の相入力に供給されるように知覚加重フィルタ５２によって加重され る。知覚加重は、小さい信号パワーしかない周波数でエラーに加重するために使 用される。これらの低い信号パワー周波数において、雑音はさらに知覚的に顕著 である。合成スピーチサンプルｘ＝（ｎ）は、サンプルｘ　（ｎ）から減算され る加算器６２の差入力にフォルマント合成フィルタ６０から出力される。加算器 ６２から出力されたサンプルの差は、それらが２乗され、その後加算される２乗 平均エラー（ＭＳＥ）素子６４に入力される。ＭＳＥ素子６４の計算結果は、ピ ッチ遅延Ｌ、ピッチ利得ｂ１コードブツクインデクスＩおよびコードブック利得 に対する値を生成する最小化素子６６に供給される。

最小化素子６６において、Ｐ　（ｚ）中のピッチ遅延パラメータＬに対する全て の可能な値は、乗算器５６から値ｃ　（ｎ）と共にピッチ合成フィルタ５８に入 力される。ピッチ探索中、コードブックからの影響はない。すなわちｃ　（ｎ） ＝Ｏである。

入力スピーチと合成スピーチとの間の加重されたエラーを最小化するＬおよびｂ の値は最小化素子６６によって選択される。

ピッチ合成フィルタ５８は値ｐ　（ｎ）を生成し、フォルマント合成フィルタ６ ０に出力する。ピッチフィルタに対するピッチ遅延しおよびピッチ利得すが見出 だされると、コードブック探索は同じ方法で行われる。

図３は、本発明において行われた解析合成方法を概念的に表したものであること を理解すべきである。本発明の実施例において、フィルタは典型的な閉ループフ ィードバック構造において使用されない。本発明において、フィードバック接続 は探索中に破断され、開ループフォルマント残留物と置換され、以下においてこ の詳細を述べる。　−最小化素子６６は、コードブックインデクスＩおよびコー ドブック利得Ｇに対する値を生成する。コードブックインデクスｌにしたがって 複数のランダムガウスベクトル値から選択されたコードブック５４からの出力値 は、ピッチ合成フィルタ５８において使用された値ｃ　（ｎ）のシーケンスを生 成するためにコードブック利得Ｇによって乗算器５６において乗算される。２乗 平均エラーを最小化するコードブックインデクスＩおよびコードブック利得Ｇは 伝送のために選択される。

知覚的加重Ｗ（ｚ）は知覚加重フィルタ５２によって人力スピーチに、またフォ ルマント合成フィルタ６ｏ内に含まれる加重関数によって合成スピーチに供給さ れることに留意すべきである。したがって、フォルマント合成フィルタ６ｏは実 際に典型的なフォルマント予測フィルタ特性１／　［Ａ　（ｚ）］と式１の加重 関数を結合し、結果的に弐３の加重されたフォルマント合成関数を生じさせる加 重されたフォルマント合成フィルタである。

その代りに、知覚加重フィルタ５２は加算器６２とＭＳＥ素子６４との間に位置 されることが理解されるべきである。この場合、フォルマント合成フィルタ６０ は通常のフィルタ特性１／　［Ａ　（ｚ）］を有する。

図４は、図３のエンコーダによるスピーチのエンコード化に含まれるステップの フローチャートを示す。説明のために、速度決定を含むステップが図４のフロー チャートに含まれる。

デジタル化されたスピーチサンプルはブロック８ｏでサンプリング回路から得ら れ、その後ＬＰＧ係数がブロック８２でサンプリング回路から計算される。ＬＰ Ｇ係数計算の一部分としてハミングウィンドウおよび自己相関技術が使用される 。開始速度決定は、好ましい実施例においてブロック８４でフレームエネルギに 基づいた重要なフレームに対して行われる。

小さい数のビットでＬＰＧ係数を効率的にコード化するために、ＬＰＧ係数はブ ロック８６でラインスペクトル対（ＬＳＰ）周波数に変換され、その後ブロック ８８に伝送するために量子化される。選択として、付加的な速度決定はブロック ９゜で行われ、ブロック９２において最初の速度に対するＬＳＰの量子化が不十 分であると考えられた場合に速度の増加が行われる。

解析下のスピーチフレームの第１のピッチサブフレームに対して、ＬＳＰ周波数 はブロック９４でピッチ探索の実行に使用するために挿入され、ＬＰＧ係数に変 換される。ピッチ探索において、コードブック励起はゼロに設定される。ピッチ 探索において、可能な各ピッチ遅延りに対する前述のような合成方法による解析 であるブロック９６および９８において、合成スピーチは元のスピーチと比較さ れる。整数値であるしの６値に対して、最適なピッチ利得すが決定される。Ｌお よびｂの組のうち最適なＬおよびｂ値の組は、合成スピーチと元のスピーチとの 間に最小の知覚加重された２乗平均エラーを提供する。そのピッチサブフレーム に対して決定されたしおよびｂの最適値に対して、値すは対応したＬ値と共に伝 送するためにブロック１００で量子化される。ピッチ探索の別の実施例において 、値すはピッチ探索の一部分として量子化された値であり、これらの量子化され た値はピッチ探索を行う時に使用される。したがって、この構成において、ブロ ック１゜Ｏにおけるピッチ探索後に選択されたｂ値の量子化は不要である。

解析下のスピーチフレームの第１のコードブックサブフレームに対して、ブロッ ク１０２においてコードブック探索の実行時に使用するために、ＬＳＰ周波数が 補間され、ＬＰＧ係数に変換される。しかしながら、実施例において全速度でＬ ＳＰ周波数はピッチサブフレームレベルだけに補間される。

この補間および変換ステップは、ピッチデータが計算されないため結果が実質的 に意味のない速度１／８を除いて、各速度に対するピッチおよびコードブックサ ブフレーム寸法の差のためにピッチ探索のものに加えてコードブック探索のため に実行される。コードブック探索において、ブロック１０４および１０６で最適 ピッチ遅延しおよびピッチ利得すの値は、可能な各コードブックインデクスＩに 対して合成スピーチが元のスピーチと比較されるようにピッチ合成フィルタにお いて使用される。整数値である夏の６値に対して、最適なコードブック利得Ｇが 決定される。■およびＧの値の組のうち最適なＩおよびＧ値の組が合成スピーチ と元のスピーチとの間に最小エラーを提供する。そのコードブックサブフレーム に対して決定されたｌおよびＧの最適な値に対して、値Ｇは対応したＩ値と共に 伝送するためにブロック１０８で量子化される。

コードブック探索の別の実施例において、Ｇの値はコードブック探索の一部分と して量子化され、これらの量子化された値はフードブック探索の実行時に使用さ れる。−この別の実施例において、ブロック１０８におけるコードブック探索後 に選択されたＧ値の量子化は不要である。

コードブック探索後、エンコーダ内のデコーダはＩ、Ｇ。

Ｌおよびｂの最適値でランされる。エンコーダのデコーダのランは、将来のサブ フレームにおける使用のためにエンコーダフィルタメモリを再構成する。

ブロック１１０において、解析が終了されたコードブックサブフレームがピッチ 探索が行われたピッチサブフレームに対応したコードブックサブフレームの組の 最後のコードブックサブフレームであるか否かを決定するために検査が行われる 。

換言すると、ピッチサブフレームに対応したコードブックサブフレームがさらに 存在しているが否かに関する決定が行われる。実施例において、１ピッチサブフ レーム当り２つのコードブックサブフレームだけが存在している。ピッチサブフ レームに対応した別のコードブックサブフレームがあることが決定された場合、 ステップ１０２乃至ステップ１０８はそのコードブックサブフレームに対して反 復される。

ピッチサブフレームに対応したコードブックサブフレームがなければ、ブロック １１２においてその他のピッチサブフレームが解析下のスピーチフレーム内に存 在しているか否かを決定するために検査が行われ、各ピッチサブフレームおよび 対応したコードブックサブフレームに対してステップ９４乃至１１０が反復され る。解析下の現在のスピーチフレームに対する全ての計算が終了されたとき、ス ピーチフレームに対するＬＰＧ係数を表す値、各ピッチサブフレームに対するピ ッチ遅延りおよび利得ｂ１および各コードブックサブフレームに対するコードブ ックィンデクス■および利得Ｇはブロック１１４において伝送のためにパックさ れる。

図５を参照すると、ＬＰＧ係数（αｉ）に対して受信された値、ピッチ遅延およ び利得（Ｌ＆ｂ）およびコードブックインデクスおよび利得（Ｉ＆Ｇ）がスピー チを合成するために使用されるデコーダブロック図が示されている。図５におい て、図３のように速度情報は説明を簡単にするために考慮しない。データ速度情 報はサイド情報として送信されることが可能であり、場合によってはチャンネル 復調段で導出されることができる。

デコーダは、受信されたコードブックインデクスを備えた、すなわち１／８速度 のランダムシードを提供するコードブック１３０から構成されている。コードブ ック１３０からの出力は乗算器１３２の１つの入力に供給され、−万乗算器１３ ２の別の入力はコードブック利得Ｇを受信する。乗算器１３２の出力は、ピッチ 遅延しおよび利得すと共にピッチ合成フィルタ１３４に供給される。ピッチ合成 フィルタ１３４からの出力は、ＬＰＣ係数係数α共にフォルマント合成フィルタ １３６に供給される。

フォルマント合成フィルタ１３６からの出力は、再構成されたスピーチがフィル タ処理されて出力される適応ポストフィルタ１３８に供給される。以下説明する ように、デコーダの変形はエンコーダ内において行われる。エンコーダのデコー ダは適応ポストフィルタ１３８を含まないが、知覚加重フィルタを含んでいる。

図６は、図５のデコーダの動作に対応したフローチャートである。ブロック１５ ０で、デコーダにおいてスピーチは受信されたパラメータから再構成される。特 に、ブロック１５２においてコードブックインデクスの受信された値は、コード ベクトルまたはコードブック出力値を生成するコードブックに入力される。乗算 器は受信されたコードブック利得Ｇと共にコードベクトルを受信し、ブロック１ ５４でこれらの値を乗算し、結果的な信号がピッチ合成フィルタに供給される。

コードブック利得Ｇは、受信されたＤＰＣＭパラメータをデコード化し、逆量子 化することによって再構成されることに留意しなければならない。ピッチ合成フ ィルタは、ブロック１５６で乗算器出力をフィルタ処理するように乗算器の出力 信号と共に受信されたピッチ遅延しおよび利得す値を供給される。

ピッチ合成フィルタによってコードブックベクトルをフィルタ処理することから 結果的に生じた値は、フォルマント合成フィルタに入力される。ブロック１５８ において、ピッチ合成フィルタ出力信号のフィルタ処理に使用するためにＬＰＧ 係数αｉもまたフォルマント合成フィルタに供給される。ＬＰＣ係数は、量子化 されたＬＳＰ周波数に受信されたＤＰＣＭパラメータをデコード化し、ＬＳＰ周 波数を逆量子化し、ＬＰＧ係数αｉにＬＳＰ周波数を変換することによって補間 のためにデコーダで再構成される。ブロック１６０において、フォルマント合成 フィルタからの出力は量子化雑音がマスクされる適応ポストフィルタに供給され 、再構成されたスピーチが利得制御される。ブロック１６２において、再構成さ れたスピーチはアナログ形態への変換のために出力される。

図７８および図７ｂのブロック図を参照すると、本発明のスピーチエンコード技 術がさらに詳細に示されている。図７８において、デジタル化されたスピーチサ ンプルの各フレームは、自己相関サブシステム２０２における自己相関係数の計 算前に入力スピーチがウィンドウ処理されるノ＼ミングウインドウサブシステム ２００に供給される。

図８においてハミングウィンドウサブシステム２００および自己相関サブシステ ム２０２の１実施例が示されている。ハミングウィンドウサブシステム２００は 検索表２５０、典型的には８０Ｘ１６ビツトの読取り専用メモリ（ＲＯＭ）およ び乗算器２５２から構成されている。各速度に対してスピーチのウィンドウは、 １６０サンプル長である各解析フレームの１３９番目と１４０番目のサンプル間 に中心を有する。したがって、自己相関係数を計算するウィンドウは、６０サン プルだけ解析フレームからずらされる。

ウィンドウ処理は、ハミングウィンドウが中心に関して対称的であるため、１６ ０個のＷｎ　（ｎ）値の８０個を含むＲＯＭ表を使用して実行される。ハミング ウィンドウのオフセットは、解析フレームの第１のサンプルに関して６０個の位 置だけＲＯＭのアドレスポインタを歪めることによって行われる。

これらの値は、乗算器２５２によって対応した人力スピーチサンプルと１度正確 に乗算される。ｓ　（ｎ）を解析ウィンドウ中の人力スピーチ信号とする。ウィ ンドウ処理されたスピーチ信号ｓ　（ｎ）は次のように定められる：Ｏ≦ｎ≦７ ９に対して、 ｓ　（ｎ）＝ｓ　（ｎ＋６０）ＷＨ（ｎ）　（５）８０≦ｎ≦１５９に対して、 ｓ　（ｎ）　＝ｓ　（ｎ＋６０）　ＷＢ（１５９−ｎ　）　（６）検索表２５０ の内容の例示的な１６進法の値は表ＩＩに示されている。これらの値は、１４の 分数ビットを有する２の補数として表され、表は左から右、上から下の順序で読 取られる。

表ＩＩ 自己相関サブシステム２０２はレジスタ２５４、マルチプレクサ２５６、シフト レジスタ２５８、乗算器２６０、加算器２６２、循環シフトジスタ２６４および バッファ２６６から構成されている。

ウィンドウ化されたスピーチサンプルｓ　（ｎ）は２０ｍ秒ごとに計算され、レ ジスタ２５４にラッチされる。サンプル５Ｗ（０）において、ＬＰＧ解析フレー ムの第１のサンプル、シフトレジスタ２５８および２６４は０にリセットされる 。６新しいサンプルｓ　（ｎ）において、マルチプレクサ２５６はサンプルがレ ジスタ２５４から入力することを可能にする新しいサンプル選択信号を受信する 。新しいサンプルｓ　（ｎ）はまたシフトレジスタ２５８の最後の位置５ＲＩＯ にあるサンプルＳ、（ｎ−１０）によって乗算される乗算器２６０に供給される 。

結果的な値は循環シフトレジスタ２６４の最後の位置Ｃ３Ｒ１１にある値と加算 器２６２において加算される。

シフトレジスタ２５８および２６０が一度クロックされると、シフトレジスタ２ ５８の第１の位置ＳＲＩにおいてＳ　（ｎ）により５（ｎ−１）を置換し、位置 Ｃ３ＲＩＯにおける前の値を置換する。シフトレジスタ２５８のクロック時に、 新しいサンプル選択信号は、シフトレジスタ２６０の現在の位置５Ｒ１０におけ るサンプルＳ　（ｎ−９）がマルチプレクサ２５６に入力することが許容される ようにマルチプレクサ２５６への入力から除去される。循環シフトレジスタ２６ ４において、位置Ｃ３ＲＩＩにおける前の値は第１の位置Ｃ３ＲＩにシフトされ る。マルチプレクサから除去された新しいサンプル選択信号により、シフトレジ スタ２５８は循環シフトレジスタ２６４と同様にシフトレジスタにおいてデータ の循環シフトを行うように設定する。

シフトレジスタ２５８および２６４の両者は、１１回の乗算／累算動作が実行さ れるように全ての各サンプルにおいて１１回クロックされる。１６０個のサンプ ルがクロックされた後、循環シフトレジスタ２６４に含まれる自己相関結果は値 Ｒ（０）　−Ｒ（１０）としてバッファ２６６中にクロックされる。全てのシフ トレジスタはゼロにリセットされ、プロセスはウィンドウ化されたスピーチサン プルの次のフレームに対して反復する。

図７ａを参照すると、自己相関係数がスピーチフレームに対して一度計算される と、速度決定サブシステム２０４およびＬＰＧ解析サブシステム２０６はフレー ムデータ速度およびＬＰＣ係数をそれぞれ計算するためにこのデータを使用する 。

これらの動作は互いに独立しているため、それらは任意の順序で、または同時に 計算される。ここにおいて説明のために、速度決定を最初に説明する。

速度決定サブシステム２０４は（１）現在のフレームの速度を決定し、（２）背 景雑音レベルの新しい評価を計算する２つの機能を有する。現在の解析フレーム に対する速度は最初に現在のフレームエネルギ、背景雑音レベルの前の評価、前 の速度および制御マイクロプロセッサからの速度命令に基づいて決定される。新 しい背景雑音レベルは、背景雑音レベルの前の評価および現在のフレームエネル ギを使用して評価される。

本発明は、速度決定のために適用しきい値技術を使用する。

背景雑音が変化すると、速度を選択する時に使用されるしきい値はそのように変 化する。実施例において、３つのしきい値は速度選択ＲＴ　を予備的に決定する ために計算される。

しきい値は前の背景雑音評価の直角位相関数であり、以下のように示される： Ｔｌ（Ｂ）　−−５，５４４６１３（１０−６）　Ｂ２＋４．０４７１５２Ｂ　 ＋３６３．１２９３Ｔ２（Ｂ）　−−１，５２９７３３（１０’）　Ｂ２＋８． ７５００４５Ｂ　＋１１３６．２１４Ｔ３ｆＢ）　＝　−３，９５７０５０（１ ０−５）　Ｂ２＋１８．８９９６２Ｂ　＋３３４６．７８９ここで、Ｂは前の背 景雑音評価である。

フレームエネルギは、３つのしきい値Ｔｌ（ＢＬ　Ｔ２（Ｂ）およびＴ　３　（ Ｂ）に対して比較される。フレームエネルギが３つの全でのしきい値より下であ る場合、伝送の最低速度（ｌｋｂｐｓ）　、ＲＴ　−４である速度１／８が選択 される。フレームエネルギが２つのしきい値より下である場合、伝送の第２の速 度（２ｋｂｐｓ）　、ＲＴ　＝３である速度１／４が選択される。フレームエネ ルギがただ１つのしきい値より下である場合、伝送の第３の速度（４ｋｂｐｓ） 　、ＲＴ　＝２である速度１／２が選択される。フレームエネルギが全てのしき い値より上である場合、伝送の最高速度（８ｋｂｐｓ）、ＲＴ　＝１である速度 １が選択される。

予備速度ＲＴ　は前のフレームの最終速度ＲＴ　に基づいｒ て修正されてもよい。予備速度ＲＴ　が前のフレームの最終速度マイナス１（Ｒ Ｔ−１）より小さい場合、中間速度「 ＲＴ　が設定され、ここでＲＴ　−（ＲＴ　−１）である。

ｍ　ｍ　ｒ この修正プロセスは、高エネルギ信号から低エネルギ信号への転移が発生した場 合に速度をゆっくりとして傾斜で低下させる。しかしながら、開始速度選択が前 の速度マイナス１（ＲＴ　−１）に等しいか、またはそれより大きい場合、中間 速度ＲＴ　は予備速度ＲＴ　と同じに、すなわちｍ　ｐ ＲＴ　＝ＲＴ　に設定される。この状況において、低下ネルｍ　ｐ ギ信号から高エネルギ信号への転移が発生した−とき、速度は直に増加する。

最後に、中間速度ＲＴ　はさらにマイクロプロセッサからの速度制限命令によっ て修正される。速度ＲＴ　がマイクロプロセッサによって許容された最高速度よ り大きい場合、開始速度ＲＴ　は最高許容速度に設定される。同様に、中間速度 ＲＴ　がマイクロプロセッサによって許容された最低速度より小さい場合、開始 速度ＲＴ、は最低許容値に設定される。

！ ある場合、マイクロプロセッサによって決定された速度で全てのスピーチをコー ド化することが所望される。速度制限命令は、所望される速度に最大および最小 許容速度を設定することによって所望される速度でフレーム速度を設定するため に使用されることができる。速度制限命令は、速度インターロック並びにかすみ およびバースト伝送のような特別な速度制御状況に対して使用され、これら両者 については以下説明される。

図９は速度決定アルゴリズムの１実施例を提供する。計算をスタートするために 、レジスタ２７０は加算器２７２に供給される値１により予め負荷される。循環 シフトレジスタ２７４゜２７６および２７８はそれぞれ直角位相しきい値の式（ ７）乃至（９）の第１、第２および第３の係数により負荷される。例えば、循環 シフトレジスタ２７４の最後、中間および最初の位置はそれぞれＴＩ、Ｔ２およ びＴ３が計算される式の第１の係数により負荷される。同様に、循環シフトレジ スタ２７６の最後、中間および最初の位置はそれぞれＴＩ、Ｔ２およびＴ３が計 算される式の第２の係数により負荷される。最後に、循環シフトレジスタ２７８ の最後、中間および最初の位置はそれぞれＴ１．Ｔ２およびＴ３が計算される式 の定数の項により負荷される。各循環シフトレジスタ２７４　、２７６および２ ７８において、値は最後の位置から出力される。

第１のしきい値Ｔ１を計算する時、前のフレームの背景雑音評価Ｂは乗算器２８ ０においてそれ自身の値を乗算することによって平方される。結果的な値Ｂ２の 値は、循環シフトレジスタ２７４の最後の位置から出力された第１の係数−５， ５４４６１３（１０−６）により乗算される。この結果的な値は、乗算器２８４ からの背景雑音Ｂと循環シフトレジスタ２７６の最後の位置から出力された第２ の係数４．０４７１５２の積と加算器２８６において加算される。その後、加算 器２８６からの出力値は、循環シフトレジスタ２７８の最後の位置から出力され た定数項３６３．１２９３と加算器２８８において加算される。加算器２８８か らの出力はＴ１の計算された値である。

加算器２８８から出力されたＴＩの計算された値は、実施例では自己相関サブシ ステムから供給された直線ドメイン中の値Ｒ（０）であるフレームエネルギＥ、 から加算器２９０において減算される。

別の実施例において、フレームエネルギＥ、はそれが実効的なウィンドウ長によ り正規化された第１の自己相関係数Ｒ（０）の対数によって近似されるｄＢの対 数ドメインで表さここでＬＡは自己相関ウィンドウ長である。音声活動はまたピ ーチ予測利得またはフォルマント予測利得Ｇ　を含む種々の別のパラメータから 測定されてもよいことが理解されなければならない： ここでＥ（ｌＯ）は、１０番目の反復後の予測残留エネルギであり、Ｅ（０）は Ｒ（０）と同じであるＬＰＧ解析に関して以下説明するように最初のＬＰＧ予測 残留エネルギである。

加算器２９０の出力から、結果的な２の補数差の符号ビットの補数は比較器また はリミタ２９２によって抽出され、レジスタ２７０の出力と加算される加算器２ ７２に供給される。したがって、Ｒ（０）とＴ１との間の差が正ならば、レジス タ２７０は１だけインクレメントされる。差が負ならば、レジスタ２７０は同じ 状態である。

循環レジスタ２７４．２７６および２７８はその後循環され、Ｔ２に対する式で ある式（８）の係数がその出力に現れる。

しきい値Ｔ２を計算し、フレームエネルギとそれを比較するプロセスはしきい値 Ｔ１に対するプロセスに関して述べられたように反復される。循環レジスタ２７ ４．２７６および２７８は、Ｔ３に対する式である式（９）の係数がその出力に 現れるように循環。しきい値Ｔ３に対する計算およびフレームエネルギに対する 比較は上記のように行われる。３つのしきい値計算および比較の終了後、レジス タ２７０は開始速度評価ＲＴ。

を含む。予備速度評価ＲＴ　は速度ランプダウン論理回路２９４に供給される。

前のフレーム最終速度ＲＴ　はまたレジスタ２９８に蓄積されるＬＳＰ周波数量 子化サブシステムから論理回路２９４に供給される。論理回路２９６は値（ＲＴ 、−１）を計算し、予備速度評価ＲＴ　および値（ＲＴ、−１）の大きいほうを 出力として供給する。値ＲＴ　は速度リミタ論理回路２９６に供給される。

上記のように、マイクロプロセッサはボコーダ、特に論理回路２９６に速度制限 命令を供給する。デジタル信号プロセッサ構造において、この命令はエンコード 化プロセスのＬＰＣ解析部分が終了される前に論理回路２９６において受信され る。

論理回路２９６は速度が速度制限を越えず、それが制限を越えた場合には値ＲＴ 　を修正することを保証する。値ＲＴ　がｍ　ｍ 許容速度の範囲内にある場合、それは開始速度値ＲＴ、とじて論理回路２９６か ら出力される。開始速度値ＲＴ　は、図７ａのＬＳＰｆｆｉ子化サブシステム２ １０に論理回路２９６から出力される。

上記のような背景雑音評価は、適用速度しきい値を計算する時に使用される。現 在のフレームに対して、前のフレーム背景雑音評価Ｂは現在のフレームに対する 速度しきい値を設定する時に使用される。しかしながら、各フレームに対して背 景雑音評価は、次のフレームに対する速度しきい値の決定に使用するために更新 される。新しい背景雑音評価Ｂ′は、前のフレーム背景雑音評価Ｂおよび現在の フレームエネルギＥ、に基づいて現在のフレームにおいて決定される。

次のフレーム中に使用するための新しい背景雑音評価Ｂ′の決定（前のフレーム の背景雑音評価Ｂのように）において、２つの値が計算される。第１の値Ｖｌは 現在のフレームエネルギＥ　だけである。第２の値ｖ２はＢ＋１およびＫＢの大 きいほうであり、ここでＫ　＝　１．００５４７である。第２の値が大きくなり 過ぎることを阻止するために、それは強制的に太きい定数Ｍ　＝　１６０．００ ０より下にされる。２つの値ｖ１またはｖ２の小さいほうが新しい背景雑音評価 Ｂ′として選択される。数学的には、 ｖｌ−Ｒ（０）　（１２） Ｖｌ−最小［１６００００，最大（ＫＢ、Ｂ＋１）　］　（＋３）および新しい 背景雑音評価Ｂ′は： Ｂ　−−最小（Ｖｌ、Ｖｌ）　（１４）ここで最小（ｘ、ｙ）はＸおよびｙの最 小値であり、最大（ｘ、ｙ）はＸおよびｙの最大値である。

図９はさらに背景雑音評価アルゴリズムの実施例を示す。

第１の値■ｌは、マルチプレクサ３００の１つの入力に直接供給される現在のフ レームエネルギＥ、だけである。

第２の値Ｖ２は、最初に計算された値ＫＢおよびＢ＋１から計算される。値ＫＢ およびＢ＋１を計算する時に、レジスタ３０２に蓄積された前のフレーム背景雑 音評価Ｂは、加算器３０４および乗算器３０６に出力される。現在のフレームに おける使用のためにレジスタ３０２に蓄積された前のフレーム背景雑音評価Ｂは 、前のフレームにおいて計算された新しい背景雑音評価Ｂ′と同じであることを 留意しなければならない。

加算器３０４はまた項Ｂ＋１を生成するように値Ｂとの加算のために１の入力値 を供給される。乗算器３０６はまた項ＫＢを生成するように値Ｂとの乗算のため にＫの入力値を供給される。項Ｂ＋１およびＫＢはそれぞれ乗算器３０８および 加算器３１０の別々の両入力に加算器３０４および乗算器３０６から出力される 。

加算器３１０および比較器またはリミタ３１２は、項Ｂ＋１およびＫＢの大きい ほうの選択時に使用される。加算器３１０はＫＢから項Ｂ＋１を減算し、比較器 またはリミタ３１２に結果的な値を供給する。リミタ３１２は、項Ｂ＋１および ＫＢの大きいほうとして出力を選択するようにマルチプレクサ３０８に制御信号 を供給する。選択された項Ｂ＋１またはＫＢは、定数値Ｍより下の場合に選択さ れた項を、或いは値Ｍより上の場合には値Ｍを供給する飽和タイプのリミタであ るリミタ３１４にマルチプレクサ３０８から出力される。リミタ３１４からの出 力は第２の入力としてマルチプレクサ３００に、また１人力として加算器３１６ に供給される。

加算器３１６はまた別の人力においてフレームエネルギＥ１を受信する。加算器 ３１６および比較器またはリミタ３１８は、値Ｅ、およびリミタ３１４から出力 された項の小さい方を選択する時に使用される。加算器３１６は、リミタ３１４ から出力された値からフレームエネルギ値を減算し、比較器またはリミタ３１８ に結果的な値を供給する。リミタ３１８は、Ｅ、値およびリミタ３１４からの出 力の小さいほうを選択するためにマルチプレクサ３００に制御信号を供給する。

マルチプレクサ３００から出力された選択された値は、前のフレーム背景雑音評 価Ｂとして次のフレーム中に使用するために蓄積されるレジスタ３０２に新しい 背景雑音評価Ｂ′として供給される。

再び図７を参照すると、各自己相関係数Ｒ（０）乃至Ｒ（１０）は自己相関サブ システム２０２からＬＰＧ解析サブシステム２０６に出力される。ＬＰＧ係数は 、知覚加重フィルタ５２およびフォルマント合成フィルタ６０の両者においてＬ ＰＧ解析サブシステム２０６中で計算される。

ＬＰＧ係数は、文献（Ｒａｂｉｎｅｒおよび５ｃｈａｌｅｒ氏による“Ｄｉｇｉ ｔａｌ　Ｐｒｏｃｃｓｓｉｎｇ　ｏｆ　５ｐｅｔｃｈ　Ｓｉｇｎａｌｓ　”　、 Ｐｒｅｎｌｉｃｅ−Ｈａｌｌ、Ｉｎｃ、、１９７８年）において論じられるよう にダービンの循環を使用する自己相関方法によって得られる。この技術は、ＬＰ Ｇ係数を得るための効率的な計算方法である。アルゴリズムは以下の式で表され ることができる：Ｅ′Ｏ１＝　Ｒ（０）、　ｉ　＝　ｉ；　（１３）Ｅ（鵞）　 ＝　ｔｔ−に１２）　Ｅ＋＋−ｎ、　（１９）ｉく１０ならば、 ｉ＝ｉ＋ｌにより式（１６）になる。　（２０）（ｌＯ） １０個のＬＰＧ係数は、１≦ｊ≦１０に対してα　のラベルを付けられる。

ＬＰＣ係数をエンコードする前に、フィルタの安定性が保証されなければならな い。フィルタの安定性は、ピーク周波数応答の大きさを減少し、一方ピークの帯 域幅を拡大する少量たけ内側にフィルタ極を放射方向にスケールすることによっ て達成される。この技術は一般に帯域幅拡大として知られており、さらに文献（ Ｔｏｈｋｕ＋２氏他による“ＳｐｅｃｔｒａｌＳｍｏｏｔｈｉｎｇ　ｉｎ　ＰＡ ＲＣＯＲＳｐｇｅｃｈ　Ａｎａｌｙｓｉｓ−Ｓ　７ｎｌｈｅｓｉｓ”、　ＡＳＳ Ｐ　Ｔｒａｎｓａｃ目ｏｐｓ　、１９７８年１２月）に示されている。この場合 、帯域幅拡大は各ＬＰＧ係数にスケールすることによって効率的に実行されるこ とができる。したがって、表Ｉ１１に示されているように、結果的なＬＰＧ係数 はそれぞれＬＰＣ解析サブシステム２０６の最終的な出力ＬＰＧ係数α　乃至α １０を生成するように対応した６つの値によって乗算される。表ＩＩ＋に与えら れた値は２の補数表記で１５の小数ビットを持つヘキサデシマールで与えられる 。この形態において、値０ｘ８０００は値−１，０を表し、値０Ｘ７３３３　（ または２９４９１　）は０．８９９９９４　＝　２９４９１／３２７６８を表す 。

表Ｉｌｌ 動作は、二重正確度すなわち３２ビツト除算、乗算および加算で実行されること が好ましい。二重正確度の正確さは自己相関関数およびフィルタ係数のダイナミ ック範囲を維持するために好ましい。

図１Ｏにおいて、上記の式（１５）乃至（２ｏ）を実行するＬＰＧサブシステム ２０６の実施例のブロック図が示されている。

ＬＰＧサブシステム２０６は、主計算回路３３０および主計算回路３３０のレジ スタを更新するために使用される２つのバッファ更新回路３３２および３３４の ３つの回路部分から構成されている。計算はバッファ３４０に値Ｒ（１）乃至Ｒ （１０）を最初に負荷することによって開始される。計算を開始するために、レ ジスタ３４８はマルチプレクサ３４４を介して値Ｒ（１）により予め負荷される 。レジスタはマルチプレクサ３５０を介して初期化され、バッファ３５６　（１ ０個のα　値を保持する）はマルチプレクサ３５８を介して全てゼロに初期化さ れ、ｉは計算サイクルのために１に設定される。簡明化のために、ｉおよびｊに 対するカウンタおよびその他の計算サイクル制御装置は示されていないが、この タイプの論理回路の設計および集積はデジタル論理回路設計で当業者の能力内に おいて容易に実行される。

めにバッファ３４０から出力される。各結果的な値は、レジスタ３４６中の値か ら加算器３６２において減算される。各減算の結果は、次の項が減算されるレジ スタ３４６に蓄積される。式（１４）の合計項に示されているように、ｉ番目の サイクルには（ｉ−１）の乗算および累算が存在する。このサイクルのその後、 値ｋ　は、上記の式（１９）のように値Ｅ　（１）を計算するためにバッファ更 新回路３３２において使用され、これ算器３６６において乗算される。その後、 値ｋ　２は加算器３６８において１の値から減算される。この加算の結果値は、 乗算器３７０においてレジスタ３４８からの値Ｅ（ｉ）と乗算される。

（ｉ） 結果的な値Ｅ　は、次のサイクルのために値Ｅ（１−１）として蓄積するために マルチプレクサ３５０を介してレジスタ３４８に入力される。

（ｉ） 値ｋ　は、式（１５）のように値α、を計算するために使用される。この場合、 値ｋ　はマルチプレクサ３５８を介し新回路３３４において使用される。バッフ ァ３５２に現在蓄積さくｉ） れている値は値α、の計算時に使用される。式（１８）に示されているように、 ｉ番目のサイクルには（ｉ−１）の計算がある。ｉ＝１の反復において、このよ うな計算は不要である。ｉ番目のサイクルに対するｊの６値に対して、としてマ ルチプレクサ３５８を介してバッファ３５６に供給される。

（ｉ）　（ｉ） 現在のサイクルに対しで値α　およびα、が計算Ｊ されると、計算されバッファ３５６に蓄積された値は、マルチプレクサ３５４を 介してバッファ３５２に出力される。バッファ３５６に蓄積された値は、バッフ ァ３５２中の対応した位置に蓄積される。このようにしてバッファ３５２は、ｉ ＋１番目のサクル中に使用されることに注意することが重要である。この前のサ イクルデータは、次のサイクルのために更新されたデータを完全に生成するため に保存されなければならない。したがって、２つのバッファ３５６および３５２ は、更新されたデータが完全に生成されるまでこの前のサイクルデータを保存す るために使用される。

上記の説明は、更新された値の計算の終了時におけるバッファ３５６からバッフ ァ３５２へのデータの並列伝送に関して示されている。この構造は、単一バッフ ァ構造において発生するような完全な使用前に古いデータを損うことなく古いデ ータが新しいデータを計算するプロセス全体中に保存されることを保証する。示 された構造は、同じ結果を得るために容易に利用できるいくつかの構造の１つで ある。例えばバッファ３５２および３５６は、第１のバッファに蓄積された値か ら現在のサイクルに対する値ｋ　を計算する時に、更新が使用前に次の計算サイ クル中箱２のバッファに蓄積されるように多重化されてもよい。この次の計算サ イクルにおいて、値に、は第２のバッファに蓄積された値から計算される。第２ のバッファ中の値および値ｋ　は、次の計算サイクルに対する更新を生成するた めに使用され、これらの更新は第１のバッファに蓄積される。このバッファの交 互動作は、更新が生成され、一方において更新を生成するために必要とされる進 行している値を重ね書きせずに、更新された値を蓄積する計算サイクルの進行の 反復を可能にする。この技術の使用が次のサイクルに対する値に、の計算に関連 した遅延を最小にする。したかって、ｋ、の計算における乗算／累算の更新＝は α　（ｉ−１）ｊ の次の値が計算されるのと同時に実行されてもよい。

最後の計算サイクル（ｉ＝ＩＯ）の終了時にバッファ３５６ニ蓄積された１０個 のＬＰＧ係数α、は、対応した最終のＬ」 ＰＣ係数α　に到達するようにスケールされる。スケール化は、表ＩＩ＋におけ るヘックス値である検索表３４２に蓄積されたスケール値がマルチプレクサ３４ ４を通過する出力に対して選択されるようにマルチプレクサ３４４　、３７６お よび３７８にスケール選択信号を供給することによって行われる。検索表３４２ に蓄積された値は連続的にクロックされ、乗算器３６０に入力される。乗算器３ ６０はまたレジスタ３５６から連続的に出力されたα　の値をマルチプレクサ３ ７６を介して受信する。

スケール化された値は、マルチプレクサ３７８を介して乗算器３６０からＬＰＣ −ＬＳＰ変換サブシステム２０８に出力として出力される（図７）。

１０個の各スケールされたＬＰＧ係数を小さい数のビットで効率的にエンコード するために、係数は文献（Ｓ　ｏｏｎｇおよびＪ　ｕｉｎｇ氏による”Ｌｉｎｔ 　５ｐｅｃｔ「ｕｍ　Ｐｚｉｔ　（ＬＳＰ）　ａｎｄＳｐｓｅｃｈ　Ｄａｔａ　 Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ”　、Ｉ　ＣＡＳ　Ｓ　Ｐ　−８４）に示されているよ うにラインスペクトル対周波数に変換される。

ＬＳＰパラメータの計算は表ＩＶと共に式（２１）および（２２）で以下に示さ れている。

ＬＳＰ周波数は、以下の式の０乃至πの間に存在する１０個の根である： Ｔ’（ＣＬ））　＝　ｃｏｓ　５Ｃ１ｌ　＋ｐ、　ｃｏｓ　４ω＋　、　、　、 　＋　ｐ４ｃ０５　（Ｌｌ　−１−Ｐ５／２；　（２１）Ｑ（ω）　＝　ｃｏｓ 　５ω＋ｑ、ｃｏｓ４ω十　〒ｃＬ４（Ｏ５Ｃ１）　−１−ｑ５／２；　ａｎｄ 　（２２）ここでｐ　およびｑ　値はｎ＝１．　２．　３．４に対するものｎ であり、表ＩＶにおいてそれぞれ定められている。

表ＩＶ 表ＩＶにおいて、α　、　、α　の値はＬＰＧ解析の結果１　”１０ 生じたスケールされた係数である。式（２１）および（２２）の１０個の根は、 簡明化のために０乃至０．５の間でスケールされる。ＬＳＰ周波数の特性は、Ｌ ＰＣフィルタが安定しているならば２つの関数の根は交互することである。すな わち最低の根ω　はＰ（ω）の最低の根であり、次に低い根ω２はＱｌ （ω）の最低の根である。１０個の周波数のうち、奇数周波数はＰ（ω）の根で あり、偶数周波数はＱ（ω）の根である。

根の探索は以下のようにして行われる。最初に、上記のようにＬＰＧ係数を加算 することによって二重正確度でｐおよびｑ係数か計算される。その後、Ｐ（ω） はπ／２５６ラジアンごとに評価され、これらの値は符号変化に対して評価され 、それはサブ領域中の根を識別する。根が見出された場合、この領域の２つの境 界の間の直線的な補間が根の位置を近似するために実行される。１つのＱの根は 、周波数の整列特性のためにＰの根の多対の間に存在する（第５のＱの根は第５ のＰの根とπとの間に存在する）ことが保証されている。２進法探索は、Ｑの根 の位置を決定するためにＰの根の多対の間で実行される。構造を容易にするため に、各Ｐの根は最も近いπ／２５６値によって近似され、２進法探索がこれらの 近似値間において実行される。根が見出されない場合、根が見出だされた最後の フレームからのＬＳＰ周波数の前の量子化されていない値が使用される。

図１１を参照すると、ＬＳＰ周波数を生成するために使用される回路の実施例が 示されている。上記の動作は、モード２５６でカウンタ４０２によってアドレス されるコサイン検索表４００に二重正確度で蓄積される０乃至πの間の全体で２ ５７個の可能なコサイン値を必要とする。検索表４００に入力されるｊの８値に 対して、 ＣＯ５ＣＩＪ、ｃｏｓ　２ω、ｃｏｓ　３（ＩＪ、ｃｏｓ　４ω、ｃｏｓ　５ω の出力が供給され、ここにおいて： ω＝ｊπ／２５６　（２３） ここでｊはカウント値である。

検索表４００から出力された値ｃｏｓω、ｃｏｓ２ω、ｃｏｓ３ω。

ｃｏｓ　４ωは、各乗算器４０４　、４０６　、４０８および４１０に入力され 、一方位ｃｏｓ　５ωは合計器４１２に直接入力される。これらの値は、マルチ プレクサ４１４　、４１６　、４１８および４２０を介してそれに人力された値 ｐ４．ｐ３．ｐ２およびｐｌのそれぞれと各乗算器４０４　、４０６　、４０８ および４１０において乗算される。この乗算の結果的な値は、また合計器４１２ に入力される。

さらに値ｐ５として、一定の値０．５、すなわち１／２が乗算器４２４にマルチ プレクサ４２２を通って供給され、この一定の値もまた乗算器４２４に供給され る。乗算器４２４から出力された結果的な値は別の入力として合計器４１２に供 給される。マルチプレクサ４１４乃至４２２は、Ｐ（ω）およびＱ（ω）の両値 の計算に対して同じ回路を使用するようにｐ／ｑ係数選択信号に応答して値ｐｌ 乃至ｐ５またはｑｌ乃至ｑ５の間で選択する。ｐｔ乃至ｐ５またはＱｌ乃至ｑ５ の値を生成する回路は示されていないが、ｐｌ乃至ｐ５またはｑｌ乃至ｑ５の値 を蓄積するレジスタと共にＬＰＧ係数およびｐｌ乃至ｐ５またはｑｌ乃至ｑ５の 値を加算および減算する一連の加算器を使用して容易に構成される。

合計器４１２は、場合に応じて出力Ｐ（ω）またはＱ（ω）を提供するために入 力値を合計する。以下の説明を容易にするために、Ｐ（ω）の値の場合を考える 。Ｑ（ω）の値は、Ｑｌ乃至ｑ５の値を使用して同様にして計算される。Ｐ（ω ）の現在の値は合計器４１２から出力され、レジスタ４２６に蓄積される。レジ スタ４２６に前に蓄積されたＰ（ω）の先行した値は、レジスタ４２８にシフト される。Ｐ（ω）の現在および前の値の符号ビットは、直線補間装置４３４に送 られるエネーブル信号の形態でゼロ交差または符号変化を示すために排他的オア ゲート４３０において排他的オアされる。Ｐ（ω）の現在および前の値はまたゼ ロ交差が発生するｐ　＜−ω）の２つの値の間の点を補間するためにエネーブル 信号に応答する直線補間装置４３４にレジスタ４２６および４２８から出力され る。値（ｊ−１）からの距離であるこの直線補間部分的値の結果は、カウンタ２ ５６からの値ｊと共にバッファ４３６に供給される。

ゲート４３０はまた値ｊおよび対応した部分的な値ＦＶ、の蓄積を可能にするバ ッファ４３６にエネーブル信号を供給する。

部分的な値は加算器４３８においてバッファ４３６からの出力として値Ｊから減 算されるか、或はその代りとしてバッファ４３６への入力としてそれから減算さ れる。別の実施例において、値ｊ−１がバッファ４３６に入力され、部分的な値 も人力されるように、バッファ４３６へのｊライン入力におけるレジスタが使用 されてもよい。部分的な値は、レジスタ４３６における蓄積の前またはその出力 時に値（ｊ−１）に加算される。

いずれの場合でも、ｊ　＋ＦＶ、または（ｊ−１）＋ＦＶ、のｊ 結合された値は入力定数値５１２によって除算される除算器４４０に出力される 。除算動作は、表記的な２進ワード中の２進法の少数点位置を単に変化するだけ で簡単に実行される。この除算動作は、０乃至０．５の間のＬＳＰ周波数に到達 するために必要なスケール処理を実行する。

Ｐ（ω）またはＱ（ω）の各関数評価には、５つのコサイン検索表、４つの二重 正確度乗算および４つの加算が必要とされる。計算された根は典型的に約１３ビ ツトまで正確であり、単一正確度で蓄積される。ＬＳＰ周波数は量子化のために ＬＳＰ量子化サブシステム２１０（図７）に供給される。

ＬＳＰ周波数が計算されると、それらは伝送のために量子化されなければならな い。１０個の各ＬＳＰ周波数はバイアス値を中心にほぼ囲んでいる。ＬＳＰ周波 数は、入力スピーチが平坦なスペクトル特性を有し、短期間予測が実行されるこ とができないときにバイアス値を近似することに留意しなければならない。バイ アスはエンコーダにおいて減算され、簡単なりＰＣＭｆｆ１子化器が使用される 。デコーダにおいて、バイアスは再び加算される。ＬＰＧからＬＳＰへの変換サ ブシステムに供給されたような各ＬＳＰ周波数ω１乃至ω１０に対する１６進法 の負のバイアス値は、表Ｖに示されている。表Ｖに示された値は、部分的な１５ ビツトを持つ２補数である。ヘックス値０Ｘ８０００　（または−３２７６８） は−１，０を表す。したがって、表■の第１の値である値Ｑｘ１２２ｒ（または −１４８９）は−０，０４５４４１＝−１４８９／３２７６８を表す。

表Ｖ サブシステムにおいて使用された予測装置は、サブシステム中のバッファに蓄積 された前のフレームからの量子化されたＬＳＰ周波数の０．９倍である。この０ ．９の減少定数は、チャンネルエラーが最終的になくなるように挿入される。

使用される量子化器は直線的であるが、速度と共にダイナミック範囲およびステ ップ寸法を変化させる。高速フレームにおいてもまたより多くのビットが各ＬＳ Ｐ周波数に対して伝送される。表ＶＩにおいて、量子化器のビット割当ておよび ダイナミック範囲が各速度で各周波数に対して示されている。例えば、速度１で あるωｌは４ビツト（すなわち１６レベルに）を使用して均一に量子化され、最 も高い量子化レベルは０．０２５であり、最も低いものは−０，０２５である。

速度決定アルゴリズムによって選択された速度に対する量子化範囲が十分に大き くなく、或は傾斜オーバーフローが発生した場合、速度は次に高い速度に高めら れる。速度はダイナミック範囲が適合されるか、或は全速度に達するまで連続的 に高められる。図１２において、任意選択速度増加技術の１実施例のブロック図 が与えられている。

図１２は、速度増加回路を含むＬＳＰｉ子化サブシステム２１０の一実施例をブ ロック図で示す。図１２において、現在のフレームのＬＳＰ周波数は除算器４４ ０（図１１）からレジスタ４４２に出力され、これにおいて次のフレームにおけ る速度増加決定中の出力のために蓄積される。前のフレームのＬＳＰ周波数およ び現在のフレームのＬＳＰ周波数は、現在のフレーム速度増加決定のためにそれ ぞれレジスタ４４２および除算器４４０から速度増加論理回路４４４に出力され る。速度増加論理回路４４４はまた速度決定サブシステム２０４から速度制限命 令と共に開始速度決定を受取る。速度増加が必要であるか否かを決定する時、論 理回路４４４は、現在および前のフレームのＬＳＰ周波数間の差の２乗の和に基 づいて現在のフレームのＬＳＰ周波数と前のフレームのＬＳＰ周波数を比較する 。その後、結果的な値はしきい値と比較され、しきい値が越された場合に、高品 質のＳＳのエンコード化を保証するために速度の増加が指示される。しきい値を 越えた時、論理回路４４４はエンコーダにおいて使用される最終速度の出力を供 給するように１速度レベルだけ開始速度をインクレメントする。

図１２において、各ＬＳＰ周波数の値ω　乃至ω１ｏは対応したバイアス値と共 に一度に１つづつ加算器４５０に人力される。バイアス値は入力ＬＳＰ値から減 算され、その結果的な値が加算器４５２に出力される。加算器４５２はま−た減 少定数と乗算された前のフレームの対応したＬＳＰ値である予測値を入力として 受信する。予測値は、加算器４５２によって加算器４５０の出力値から減算され る。加算器４５２の出力は量子化器４５４に人力として供給される。

量子化器４５４は、リミタ４５６、最小ダイナミック範囲検索表４５８、反転ス テップ寸法検索表４６０、加算器４６２、乗算器４６４およびビットマスク４６ ６から構成されている。量子化は、入力値が量子化器４５４のダイナミック範囲 内にあるか否かを最初に決定することによって量子化器４５４において実行され る。人力値は、人力が検索表４５８にって与えられた境界を越えた場合に、ダイ ナミック範囲の上限および下限に入力値を制限するリミタ４５６に供給される。

検索表４５８は速度入力およびそれに入力されたＬＳＰ周波数インデクスｉに応 答してリミタ４５６に対して表Ｖｌにしたがって蓄積された境界を与える。リミ タ４５６から出力された値は加算器４６２に入力され、検索表４５８によって与 えられた最小ダイナミック範囲の最小がそれから減算される。検索表４５８から 出力された値は、最小のダイナミック範囲の値にしたがって速度およびＬＳＰ周 波数インデクスｉによって決定され、表ＶＩに示されたように値の符号を無視す る。例えば（全速度、ωｌ）に対する検索表４５８中の値は０．０２５である。

加算器４６２からの出力は、検索表４６０から選択された値により乗算器４６４ において乗算される。検索表４６０は、表ＶＩに示された値にしたがって各速度 における各ＬＳＰ値に対するステップ寸法の逆数に対応した値を含む。検索表４ ６０から出力された値は、速度およびＬＳＰ周波数インデクスｉによって選択さ れる。各速度およびＬＳＰ周波数インデクスｉに対して、検索表４６０に蓄積さ れた値は量［（２ｒＩ−１）　／ダイナミック範囲コであり、ここにおいてｎは 量子化された値を表すビットの数である。例えば、（速度１．ωｌ）に対する検 索表４６０中の値は（１５１０，０５）または３００である。

乗算器４６４からの出力は、ビットマスク４６６に供給された０乃至２−１の間 の値である。速度およびＬＳＰ周波数インデクスｉに応答するビットマスク４６ ６は、表ＶＩにしたがって適切な数のビットを入力値から抽出する。抽出された ビットは、ビット制限出力Δω、を提供するように入力値のｎ整数値ビットであ る。値Δω、は、ＬＳＰ係数を表すチャンネル上を伝送される量子化された非バ イアス微分エンコード化ＬＳＰ周波数である。

値Δω　はまた反転量子化器４６８．加算器４７０．バッファ４７２および乗算 器４７４から構成される装置ードバックされる。反転量子化器４６８は、ステッ プ寸法検索表４７６，最小ダイナミック範囲検索表４７８，乗算器４８０および 加算器４８２から構成されている。

値Δω．は、検索表４７６から選択された値と共に乗算器４８０に人力される。

検索表４７６は、表ＶＩに示された値にしたがって各速度における各ＬＳＰ値に 対するステップ寸法に対応した値を含む。検索表４７６から出力された値は、速 度およびＬＳＰ周波数インデクスｉによって選択される。各速度およびＬＳＰ周 波数インデクスｉに対して、検索表４６０に蓄積された値は量［ダイナミック範 囲／　（２”−１）］であり、ここにおいてｎは量子化された値を表すビットの 数である。

乗算器４８０は入力値を乗算し、加算器４８２に出力を供給する。

加算器４８２は、検索表４７８から別の入力として値を受信する。検索表４７８ から出力された値は、最小ダイナミック範囲値にしたかって速度およびＬＳＰ周 波数インデクスｉによって決定され、表ＶＩに示されたように値の符号を無視す る。

加算器４８２は、検索表４７８によって与えられた最小ダイナミック範囲値に乗 算器４８０から出力された値を加算し、結果な値が加算器４７０に出力される。

加算器４７０は、乗算器４７４から出力された予測値を別の入力として受信する 。これらの値は加算器４７０において加算され、１０ワード蓄積バツフア４７２ に蓄積される。現在のフレーム中にバッファ４７２から出力された前のフレーム の各位は、乗算器４７４において定数０．９により乗算される。乗算器４７４か ら出力されたような予測値は上記のように両加算器４５２および４７０に供給さ れる。

現在のフレームにおいて、バッファ４７２に蓄積された値は前のフレームの再構 成されたＬＰＳ値マイナスバイアス値である。現在のフレームにおいて同様に、 加算器４７０から出力された値はまたバイアス値のない現在のフレームの再構成 されたＬＰＳ値である。現在のフレームにおいて、バッファ４７２および加算器 ４７０からの出力は、バイアスが値に加算される加算器４８４および４８６にそ れぞれ供給される。加算器４８４および４８６から出力された値はそれぞれ前の フレームの再構成されたＬＳＰ周波数値および現在のフレームの再構成されたＬ ＳＰ周波数値である。ＬＳＰ平滑化は式（２４）にしたがって低速度で行われる 平滑化されたＬＳＰ＝ａ　（現在のＬＳＰ）＋（１−ａ）（前のＬＳＰ）　（２ ４）ここにおいて、 ａ＝全速度に対して０ ａ　−　１　／　２速度に対して０．１ａ−１／４速度に対して０．５ ａ−１／８速度に対して０．８５ 前のフレーム（ｆ−１）の再構成されたＬＳＰ周波数ω−　ｉ，　ｆ−１の値お よび現在のフレーム（ｆ）の再構成されたＬＳＰ周波数ω′，　の値は量子化サ ブシステム２１０がらビ＋，ｆ ッチサブフレームＬＳＰ補間サブシステム２１６およびコードブックサブフレー ムＬＳＰ補間サブシステム２２６に出力される。量子化されたＬＳＰ周波数値Δ ω，は、伝送のためにＬｓｐｔ子化サブシステム２１０からデータアセンブラサ ブシステム２３６に出力される。

以下説明するように加重フィルタおよびフォルマント合成フィルタにおいて使用 されたＬＰＧ係数は、エンコードされるピッチサブフレームに適している。ピッ チサブフレームに対して、ＬＰＧ係数の補間は各ピッチサブフレームに対して１ 度実行され、表Ｖｌ＋に示されている通りである：ピッチサブフレーム１（こ対 しテω１＝　０．７５ｃｕ’１，（−１　＋〇．２５ω’Ｈ．ｆピッチサブフレ ーム２に対して　ωｂ　＝　０．５ω’４．１４　−＋−　０．５ω’Ｈ，（ピ ッチサブフレーム３に対して　ω＋　＝　０．２５゜ＣＬｌｉ，ｆー＋　’−　 ０．７５ω’Ｈ，１ビツチサブフレーム４に対して　ω，＝ω’ｉ．ｆ速度１／ ２： ピッチサブフレーム１に対し”’Ｃω、＝　０．６２５ω’Ｈ，「−１４，０− ３７５ｃｏ’Ｈ，ｆ速度１／８： ピッチ探索は実行されない ピッチサブフレームカウンタ２２４は、ピッチパラメータが計算されるピッチサ ブフレームの追跡を維持するために使用され、カウンタ出力はピッチサブフレー ムＬＳＰ補間時に使用するためにピッチサブフレームＬＳＰ補間サブシステム２ １６に供給される。ピッチサブフレームカウンタ２２４はまた選択された速度に 対するピッチサブフレームの終了を示す出力をデータバッキングサブシステム２ ３６に供給する。

図１３は、適切なピッチサブフレームに対してＬＳＰ周波数を補間するピッチサ ブフレームＬＳＰ補間サブシステム２１６の１実施例を示す。図１３において、 前および現在のＬ算器５００および５０２においてメモリ５０４から与えられた 定数によりそれぞれ乗算される。メモリ５０４は１組の定数値を蓄積し、以下説 明するようにピッチサブフレームカウンタがらのピッチサブフレーム数の入力に したがって、前および現在のフレームＬＳＰ値との乗算のために表Ｖｌｌに示さ れたように定数の出力を供給する。乗算器５００および５０２の出力は、表Ｖｌ ｌの式にしたがってピッチサブフレームにＬＳＰ周波数値を供給するために加算 器５０６において加算される。各ピッチサブフレームに対して、ＬＳＰ周波数の 補間が行われると、逆ＬＳＰ−ＬＰＧ変換がＡ　（ｚ）および知覚加重フィルタ の現在の係数を得るために実行される。したがって、補間されたＬＳＰ周波数値 は図７のＬＳＰ−ＬＰＧ変換サブシステム２１８に供給される。

ＬＳＰ−ＬＰＧ変換サブシステム２１８は、スピーチを再合成する時に使用する ためにＬＰＧ係数に補間されたＬＳＰ周波数を再度変換する。上記の参照文献（ Ｓ　ｏｏｎｇおよびＪ　ｕｉＢ氏による“ＬｉｎｅＳｐｅｃ＋ｔｕｍ　Ｐａ１ｔ 　（ＬＳＰ　）　ｘｎｄ　Ｓｐｅ！ｃｈ　ＤｉｊｘＣｏｍｐｒｅｓｓ　ｉｏｎ” ）において、変換プロセスにおいて本発明中で実行されたアルゴリズムが完全に 説明され、また導き出される。計算は、Ｐ　（ｚ）およびＱ　（ｚ）は式（２５ ）によってＬＳＰ周波周波間して表されることができる：ここで、ω、はＰの多 項式（奇数周波数）の根であり、またここで、ω　はＱの多項式（偶数周波数） の根であり、Ａ　（ｚ）　＝　［Ｐ　（ｚ）　＋Ｑ　（ｚ）　］　／２　（２７ ）を計算することによって実行される。この計算は、ゼロ（０）に関して第５の オーダーの単一正確度のコサインのティラー級数拡張を使用して行われる。コサ イン表における最も近い点に関するティラー拡張はより正確であることが潜在的 に可能であるが、０に関する拡張は十分な正確さを達成し、過剰な量の計算を含 まない。

次に、Ｐの多項式の係数が計算される。多項式の積の係数は、個々の多項式の係 数のシーケンスの畳み込みである。その後、上記の式（２５）における２の公称 的な係数の６つのシーケンス； ［１，−２ｃｏｓ　（ω　）、１］、［１，−２ｃｏｓ　（ω３）、１］、・・ ・、［１，−２ｃｏｓ　（ω（＋　）　、１コおよび［１，１］の畳み込みが計 算される。

Ｐの多項式が計算されると、Ｑの多項式に対して同じ過程が反復され、上記の式 （２６）における２の公称的な係数の６つのシーケンス： ［１，−２ｃｏｓ　（ω２）、１１、［１，−２ｃｏｓ　（ω４）、１１、・・ ・、［１，−２ＣＯ８（ωｌｏ）、１］および［１，−１］および適切な係数が 合計され、２により除算される。すなわちＬＰＣ係数を生成するために１ビツト だけシフトされる。

図１３はさらにＬＳＰ−ＬＰＧ変換サブシステムの一実施例を詳細に示す。回路 部分５０８は、ω、の入力値から一２ＣＯ８（ω　）の値を計算する。回路部分 ５０８は、バッファ５０９；加算器５１０および５１５；乗算器５１１　、５１ ２　、５１４　、５１６および５１８並びにレジスタ５１３および５１６から構 成されている。

−２ｃｏｓ　（ω　）に対して値を計算する時、レジスタ５１３および５１６は ゼロに初期化される。この回路は５ｉｎ（ω、）を計算するため、ω、は加算器 ５］５において最初に入力定数値π／２から減算される。この値は乗算器５１１ で２乗され、よびレジスタ５１３を使用して連続的に計算される。

ティラー級数拡張係数ｃ［１］乃至ｃ［４］は、乗算器５１２から出力された値 と共に乗算器５１４に連続的に供給される。

乗算器５１４から出力された値は加算器５１５に入力され、その加算器５１５に おいて出カニ を乗算器５１７に供給するように合計される。レジスタ５１６から乗算器５１７ への入力は加算器５１０からの出力（π／２−ω、）と乗算器５１７において乗 算される。乗算器５１７からの出力すなわち値ｃｏｓ　（ω　）は出力−２ｃｏ ｓ　（ω、）を供給するように乗算器５１８において定数−２と乗算される。値 −２ｃｏｓ　（ω、）【 は回路部分５２０に供給される。

回路部分５２０はｐの多項式の係数の計算に使用される。回路部分５２０は、メ モリ５２１、乗算器５２２および加算器５２３から構成されている。メモリ位置 Ｐ（１）・・・Ｐ　（１１）のアレイは１に設定されるＰ（１）を除いて０に初 期化される。古いインデクスの一２ｃｏｓ　（ω　）の値は、ｌ≦ｉ≦５゜１≦ ｊ≦２ｉ＋１．ｊ＜１１．：’対してＰ　（ｊ）＝Ｏである［１．　−２ｃｏｓ 　（ω、）、１］の畳み込みを実行するために乗算器５２４に供給される。回路 部分５２０はＱの多項式の係数を計算する時に複製される（示されていない）。

結果的なＰ（１）・・・Ｐ　（＋１）およびＱ（１）・・・Ｑ　（１１）の最終 の新しい値は回路部分５２４に供給される。

回路部分５２４は、ｉ＝ｌ乃至１＝ＩＯに対するピッチサブフレームの１０個の ＬＰＣ係数α　の計算を完了するために設けられている。回路部分５２４は、バ ッファ５２５および５２６、加算器５２８　、５２８および５２９、除算器また はビットシフタ５３０から構成されている。最終のＰ　（ｉ）およびＱ　（ｉ） 値は、バッファ５２５および５２６に蓄積される。Ｐ　（ｉ）およびＰ（ｉ　＋ ｌ）の値は加算器５２７において加算され、−力対応するＱ　（ｉ）およびＱ　 （ｉ＋１）の値は１≦ｉ≦１０に対して加算器５２８において減算される。加算 器５２７および５２８の各出力Ｐ　（ｚ）およびＱ　（ｚ）は加算器５２９に入 力されてそこで合計される。加算器の出力は１位置だけビットをシフトすること によって２で除算される。値［Ｐ　（ｚ）　＋Ｑ　（ｚ）　］　／２として出力 されるる。値［Ｐ　（ｚ）＋Ｑ　（ｚ）］　／２の各ビットシフトされた値は出 力ＬＰＣ係数α、である。ピッチサブフレームＬＰＧ係数は、図７のピッチ探索 サブシステム２２０に供給される。

ＬＳＰ周波数はまた全速度を除いて選択された速度によって決定されるように各 コードブックサブフレームに対して補間される。補間は、ピッチサブフレームＬ ＳＰ補間と同様に計算される。コードブックサブフレームＬＳＰ補間は、コード ブックサブフレームＬＳＰ補間サブシステム２２６において計算され、ＬＳＰ− ＬＰＧ変換サブシステム２２８に供給され、そこにおける変換はＬＳＰ−ＬＰＣ 変換サブシステム２１８の場合と同様に行われる。

図３を参照して示されているように、ピッチ探索はパラメータを使用して入力ス ピーチと合成スピーチとの間のエラーを最小にするこれらのパラメータを選択す ることによってエンコード処理が行われる合成技術による解析である。ピッチ探 索において、スピーチは、応答が式（２）で表されるピッチ合成フィルタを使用 して合成される。各２０ｍ秒のスピーチフレームは、上記に示されたようにフレ ームに対して選択されたデータ速度に依存する多数のピッチサブフレームにさら に分割される。１ピッチサブフレーム当り一度ピッチパラメータｂと０１すなわ ちピッチ利得および遅延がそれぞれ計算される。実施例において、ピッチ遅延り は伝送のために１７乃至１４３を範囲とし、Ｌｉ２はｂ＝ｏの場合に反転される 。

スピーチコーダは、式（１）で示された形態の知覚雑音加重フィルタを使用する 。上記のように、知覚加重フィルタの目的はエラー関連雑音の影響を減少するよ うに小さいパワーの周波数のエラーを加重することである。知覚加重フィルタは 、前に見出だされた短期間予測フィルタから得られる。加重フィルタおよび以下 説明されるフォルマント合成フィルタにおいて使用されるＬＰＧ係数は、エンコ ード処理されているサブフレームに適した補間値である。

解析合成動作の実行時、スピーチデコーダ／シンセサイザの複写がエンコーダに おいて使用される。スピーチエンコーダにおいて使用される合成フィルタの形態 は式（３）および（４）によって与えられる。式（３）および（４）は、知覚加 重フィルタによって後続されるデコーダスピーチ合成フィルタに対応し、したが って加重された合成フィルタと呼ぶ。

ピッチ探索は、現在のフレームにおけるコードブックからのゼロ供給すなわちＧ −０を仮定して実行される。各可能なピッチ遅延しに対して、スピーチは合成さ れ、元のスピーチと比較される。入力スピーチと合成されたスピーチとの間のエ ラーは、その２乗平均エラー（ＭＳＥ）が計算される前に知覚加重フィルタによ って加重される。その目的は知覚加重スピーチと知覚加重合成スピーチとの間の エラーを最小にする、Ｌおよびｂの全ての可能な値からＬおよびｂの値を得るこ とである。エラーの最小化は次の式によって表される：る。ＭＳＥを最小にする ピッチ利得すが計算される。これらの計算はＬの全ての許容値に対して繰返され 、最小ＭＳＥを生成するしおよびｂはピッチフィルタに対して選択される。

最適ピッチ遅延の計算は、ｎ＝−Ｌ　乃至ｎ＝（Ｌ　−ｍａｘ　ｐ Ｌｍｌｌｌ）−１の間の全ての時間中フォルマント残留サンプル［図３中のｐ（ ｎ）］を含み、ここにおいてＬ　は最大ピａｘ ッチ遅延値であり、Ｌ　、は最小ピッチ遅延値であり、Ｌ。

１ｎ は選択された速度に対するピッチサブフレーム長であり、ここでｎ＝０がピッチ サブフレームのスタートである。実施例において、Ｌｍａ、　＝１４３および” ｍｉｎ　＝１７である。図１４に示された符号付は方式を使用すると、速度１／ ４に対してｎ＝−１４３乃至ｎ＝１４２であり、速度１／２に対してｎ＝−１４ ３乃至ｎ＝６２であり、速度１に対してｎ＝−１４３乃至ｎ＝２２である。ｎく Ｏに対して、フォルマント残留サンプルはピッチフィルタメモリに保持された前 のピッチサブフレームからのピッチフィルタの出力だけであり、閉ループフォル マント残留サンプルと呼ばれる。ｎ≧０に対して、フォルマント残留サンプルは 入力が現在の解析フレーム−スピーチサンフルであるＡ　（ｚ）のフィルタ特性 を有するフォルマント解析フィルタの出力である。ｎ≧０に対して、フォルマン ト残留サンプルは開ループフォルマント残留サンプルと呼ばれ、ピッチフィルタ およびコードブックがこのサブフレームで完全な予測を行った場合、正確にｐ　 （ｎ）である。関連したフォルマント残留サンプル値からの最適ピッチ遅延の計 算の説明は、さらに図１４乃至図１７を参照して行われる。

ピッチ探索は１４３個の再構成された閉ループフォルマント残留サンプルに対し て行われ、すなわちｎｅｏに対しｐ　（ｎ）およびｎ≧０に対してｐ　（ｎ）で あるＬ−Ｌ、非量子ｏ　ｐ　ｍａｎ 化開小開ループフォルマント残留サンプルしてピッチ探索が実行される。探索は Ｌが小さく、したがって使用される残留サンプルの大部分がｎｅｏであるほぼ開 ループ探索から、Ｌが大きく、シたがって使用される全ての残留サンプルがｎ＜ ０であるほぼ閉ルータ探索に漸次的に実効的に変化する。

例えば、全速度で図１４に与えられた符号骨は方式を使用すると、ピッチサブフ レームは４０個のスピーチサンプルから構成され、ピッチ探索はｎ＝−１７乃至 ｎ−２２と番号付けされたフォルマント残留サンプルの組を使用して始まる。ｎ −１７乃至ｎ−−１のこの方式において、サンプルは閉ループフォルマント残留 サンプルであり、一方ｎ＝ｏ乃至ｎ＝２２においてサンプルは開ループフォルマ ント残留サンプルである。最適ピッチ遅延を決定する時に使用される次の組のフ ォルマント残留サンプルは、ｎ＝−１８乃至ｎ＝２１と番号付けされたサンプル である。ｎ＝−１８乃至ｎ＝−１において、サンプルは閉ループフォルマント残 留サンプルであり、一方ｎ＝ｏ乃至ｎ−２１においてサンプルは開ループフォル マント残留サンプルである。このプロセスは、ピッチ遅延がフォルマント残留サ ンプルの最後の組ｎ−−１４３乃至ｎ＝−１０４に対して計算されるまでサンプ ル組を通して連続される。

式（２８）に関して上記に示されたように、その目的は、知覚加重スピーチマイ ナス加重フォルマントフィルタのゼロ入力応答（Ｚ　Ｉ　Ｐ）であるｘ　（ｎ） と、Ｌおよびｂの全ての可能な値に対するフィルタ中のメモリを与えられない、 コードブックからのゼロ供給（Ｇ　−０）を行われた知覚加重合成スピーチであ るＸ（ｎ）との間のエラーを最小にすることである。式（２８）はｂに関して次 のように書き直すことができる： ｙ（ｎ）　＝　ｎ（ｎ）’ｐ（ｎ−Ｌ）　（３０）ここでｙ　（ｎ）はｎ＝１の ときピッチ遅延りを持つ加重合成スピーチであり、およびｈ　（ｎ）は式（３） によるフィルタ特性を有する加重フォルマント合成フィルタのインパルス応答で ある。

この最小化プロセスは、値ＥＬを最大化することに等しく、所定のＬに対する最 適すは、 ｂ、　＝Ｅｘ、／Ｅ７．　０４） であることが認められる。

この探索は、Ｌの全ての許容可能な値に対して繰返される。

最適すは正に限定され、したがって結果的に任意の負であるＥ　により生じるＬ は探索において無視される。最後に、！！ Ｅ、を最大化する遅延しおよびピッチ遅延すが伝送のために選択される。

上記のように、以下の式（３５）乃至（３８）において示された循環的な畳み込 みに対して、フィルタＡ　（ｚ）がフィルタメモリにおいて常に０でスタートす ると仮定するため、ｘ　（ｎ）は実際に入力スピーチと加重フォルマントフィル タのＺＩＲとの間の知覚加重された差である。しかしながら、フィルタメモリに おいて０でスタートするフィルタは実際にはない。合成において、フィルタは前 のサブフレームから残っている状態を有する。実行時に、最初の状態の効果はス タート時に知覚加重スピーチから減算される。このようにして、ｐ（ｎ）に対し て最初に全てのメモリ＝０の定常状態のフィルタＡ　（ｚ）の応答だけが各りに 対して計算される必要があり、循環的な畳み込みが使用されることができる。ｘ 　（ｎ）のこの値はＹ　（ｎ）以外一度だけ計算される必要があり、ピッチフィ ルタの出力に対するフォルマントフィルタのゼロ状態応答は、各遅延しに対して 計算される必要がある。

各ｙ　（ｎ）の計算は、各遅延を計算される必要がない多数の冗長な乗算を含む 。以下説明する循環的な畳み込みの方法は、要求される計算を最小にするために 使用される。

循環的な畳み込みに関して値ｙ（、（ｎ）は値ｙ　（ｎ）によって定められる： ｙＬ（ｎ）　＝　ｈ（ｎ）’ｐ（ｎ−Ｌ）　１７≦Ｌ、≦１４３　（３５）また は ｙｔ（ｎ）＝Σｈ（ｉ）　ｐ（ｎ−Ｌ−ｉ）　１７　ＳＬ≦１４３　（３６）式 （３２）および（３３）から、 ＹＬ（０）　＝　ｐ（−Ｌ）ｈ（０）　（３７）ｙＬ（ｎ）＝ｙし−１（ｎ−１ ）＋ｐ（−Ｌ）ｈ（ｎ）　１≦ｎ≦Ｌｐ、　１７　＜　Ｌ　≦１４３　（３８） が認められることができる。

このようにして、ｙ１７（ｎ）に対する最初の循環的な畳み込みが実行されると 、要求される計算数が大幅に減少される。

上記の速度１に対して与えられた例に対して、値ｙ１７（ｎ）は番号付けされた フォルマント残留サンプルの組ｎ−−１７乃至ｎ−２２を使用して式（３６）に よって計算される。

図１５を参照すると、エンコーダは図５のデコーダの複製である図７のデコーダ サブシステム２３５を含み、適応ポストフィルタは存在しない。図１５において 、ピッーチ合成フィルタ５５０への入力はコードブック値ｃ＋（ｎ）とコードブ ック利得Ｇの積である。出力フォルマント残留サンプルｐ　（ｎ）は、再構成さ れたスピーチサンプル５＝（ｎ）としてフィルタ処理され、出力されるフォルマ ント合成フィルタ５５２に入力される。再構成されたスピーチサンプル５−（ｎ ）は、加算器５５４において対応した入力スピーチサンプルｓ　（ｎ）から減算 される。サンプル５−（ｎ）とｓ　（ｎ）との間の差は、知覚加重フィルタ５５ ６に入力される。ピッチ合成フィルタ５５０に関して、フォルマント合成フィル タ５５２および知覚加重フィルタ５５６の各フィルタは、Ｍ　がピッチ合成フィ ルタ５５０中のメモリであり、Ｍ　がフォルマント合成フィルタ５５２中のメモ リであり、Ｍ　が知覚加重フィルタ５５６中のメモリであるフィルタ状態のメモ リを含む。

デコーダサブシステムのフォルマント合成フィルタ５５２がらのフィルタ状態Ｍ 　は、図７のピッチ探索サブシステム２２０に供給される。図１６において、フ ィルタ状態Ｍ　は、フォルマント合成フィルタ５５２のＺＩＲを計算するフィル タ５６０のゼロ入力応答（ＺＩＲ）を計算するために設けられる。

計算されたＺＩＲ値は、加算器５６２において入力スピーチサンプルｓ　（ｎ） から減算され、結果が知覚加重フィルタ５６４によって加重される。知覚加重フ ィルタ５６４がらの出力Ｘ（ｎ）は式（２８）乃至（３４）において加重された 入力スピーチとして使用され、ここでｘ　（ｎ）　＝ｘ　（ｎ）である。

図１４および図１５を参照すると、図１４に示されているようなピッチ合成フィ ルタ５５０は、本質的に上記のように計算された開および閉ループフォルマント 残留サンプルを蓄積するメモリである適応コードブック５６８に供給する。閉ル ープフォルマント残留サンプルはメモリ部分５７０に蓄積され、一方間ループフ ォルマント残留サンプルはメモリ部分５７２に蓄積される。サンプルは、上記の 例示的な番号付は方式にしたがって蓄積される。閉ループフォルマント残留サン プルは各ピッチ遅延り探索に対する使用に関して上記のように構成される。開ル ープフォルマント残留サンプルは、ｐ　（ｎ）値の計算時にデコーダサブシステ ムフォルマント合成フィルタ５５２のメモリＭａを使用するフォルマント解析フ ィルタ５７４を使用して各ピッチサブフレームに対して入力スピーチサンプルｓ 　（ｎ）から計算される。現在のピッチサブフレームに対するｐ。（ｎ）の値は 、適応コードブック５６８のメモリ部分５７２を提供するために一連の遅延素子 ５７６を通してシフトされる。開ループフォルマント残留サンプルは、生成され てＯとして番号付けされ、最後の符号が１４２である第１の残留サンプルと共に 蓄積される。

図１６を参照すると、フォルマントフィルタのインパルス応答ｈ　（ｎ）はフィ ルタ５６６において計算され、シフトレジスタ５８０に出力される。フォルマン トフィルタのインパルス応答ｈ　（ｎ）に関して式（２９）および（３ｏ）並び に（３５）乃至（３８）で上記に示されたように、これらの値はフィルタにおい て各ピッチサブフレームに対して計算される。ピッチフィルタサブシステムの計 算要求をさらに減少するために、フォルマントフィルタのインパルス応答ｈ　（ ｎ）は頭部を切られて２０個のサンプルにされる。

乗算器５８２、加算器５８４およびシフトレジスタ５８６と共にシフトレジスタ ５８０は、上記のようにシフトレジスタ５８０がらの値ｈ　（ｎ）と適応コード ブック５６８からの値ｃ　（ｍ）との間において循環的な畳み込みを行なうよう に構成されている。畳み込み動作は、ピッチ利得が１に設定されると仮定して、 ピッチフィルタメモリからの入力に対するフォルマントフィルタのゼロ状態応答 （ＺＳＲ）を見出すために実行される。畳み込み回路の動作において、各ｍに対 してｎ個のサイクルはし　から１までであり、一方ｍ個のサイクルは（Ｌ　−１ ７）−１から−１４３までである。レジスタ５８６において、データはｎ＝１の とき進められず、ｎ＝Ｌ　のときにはデータはラッチされない。データは、ｍ≦ −１７のときに畳み込み回路から出力として供給される。

畳み込み回路に続いて、相関および比較回路が最適ピッチ遅延りおよびピッチ利 得すを見出すために探索を行う。２乗平均エラー（ＭＳＥ）回路とも呼ばれる相 関回路は、フォルマントフィルタのＺＩＲと入力スピーチとの間の知覚加重差す なわちｘ　（ｎ）によりＺＳＲの自己および交差相関を計算する。これらの値を 使用して、相関回路はピッチ遅延の各位に対して最適ピッチ利得すの値を計算す る。相関回路はシフトレジスタ５８８、乗算器５９０および５９２、加算器５９ ４および５９６、レジスタ５邦および６００並びに除算器６０２から構成されて いる。相関回路において、計算はｎ個のサイクルがり。

から１までであり、一方ｍ個のサイクルは（Ｌ　−１７）−１から−１４３まで であるように行われる。

相関回路は、比較を実行し、ピッチ遅延りおよびピッチ利得すの最適値を決定す るためにデータを蓄積する比較回路によって後続される。比較回路は乗算器６０ ４、比較器６０６、レジスタ６０８　、６１０および６１２並びに量子化器６１ ４から構成されている。比較回路は、合成スピーチと入力スピーチとの間のエラ ーを最小にするＬおよびｂに対する値を各ピッチサブフレームに対して出力する 。ｂの値は、量子化器６１４によって８レベルに量子化され、３ビツト値によっ て表され、付加的なレベルであるｂ＝ＱレベルはＬ＝１６のときに示される。

Ｌおよびｂのこれらの値は、コードブック探索サブシステム２３０およびデータ バッファ２２２に供給される。これらの値は、ピッチ探索に使用するためにデー タバッキングサブシステム２３８またはデータバッファ２２２を介してデコーダ ２３４に供給される。

ピッチ探索と同様に、コードブック探索は、パラメータを使用して人力スピーチ と合成されたスピーチとの間のエラーを最小にするパラメータを選択することに よってエンコード処理が実行される合成コード処理システムによる解析である。

速度１／８に対して、ピッチ利得はゼロに設定される。

上記のように、各２０ｍ秒は上述べられたようにフレームに対して選択されたデ ータ速度に依存する多数のコードブックサブフレームにサブ分割される。パラメ ータＧおよび１１コードブツク利得およびインデクスは１コードブックサブフレ ーム当り１度それぞれ計算される。これらのパラメータの計算時、ＬＳＰ周波数 はピッチサブフレームＬＳＰ補間サブシステム２１６を参照して示されたものと 同様にしてフードブックサブフレームＬＳＰ補間サブシステム２２６において全 速度を除いてサブフレームに対して補間される。コードブックサブフレームの補 間されたＬＳＰ周波数はまた各コードブックサブフレームに対してＬＳＰ−ＬＰ Ｇ変換サブシステム２２８によってＬＰＣ係数に変換される。コードブックサブ フレームカウンタは２３２は、コードブックパラメータが計算されるコードブッ クサブフレームの追跡を維持するために使用され、カウンタの出力はコードブッ クサブフレームＬＳＰ補間において使用するためにコードブックサブフレームＬ ＳＰ補間サブシステム２２６に供給される。コードブックサブフレームカウンタ は２３２はまた選択された速度に対するコードブックサブフレームの終了を表す 出力をピッチサブフレームカウンタ２２４に供給する。

励起コードブックは、変数でないホワイトガウスランダムシーケンスから構成さ れた２Ｍのコードベクトルがら成る。

これらは、Ｍ−７に対してコードブック中の１２８個のエントリイがある。コー ドブックは、各コードベクトルが１サンプルだけ隣接したコードベクトルと異な るように循環的に構成される。すなわちコードベクトル中のサンプルは、新しい サンプルが一方の端部でシフトされ、他方の端部においてサンプルが落とされる ように１位置だけシフトされる。したがって、循環的なコードブックは、２’＋ （Ｌ　−１）長である直線アレイとして蓄積されることが可能であり、ここでり 。

はコードブックサブフレーム長である。しかしながら、構成を簡単にし、メモリ 間隔を保存するために、循環的なコードブックの２Ｍサンプル長（１２８個のサ ンプル）が使用される。

計算を減少するために、コードブック中のガウス値は中心クリップされる。値は 始めに変数１のホワイトガウスプロセスから選択される。その後、大きさが１． ２より小さい任意の値がゼロに設定される。これは効果的に約７５％の値をゼロ に設定し、インパルスのコードブックを生成する。このコードブックの中心クリ ップは、ゼロによる乗算が不要であるため４の係数だけコードブック探索におけ る循環的な畳み込みを実行するために必要される乗算数を減少する。以下、現在 の動作において使用されるコードブックを表Ｖ１１１に示す。

スピーチコーダは、式（３）で示された形態の加重合成フィルタを含む式（１） で示された形態の知覚雑音加重フィルタを使用する。各コードブックインデクス Ｉに対して、スピーチは合成され、元のスピーチと比較される。エラーは、その ＭＳＥが計算される前に知覚加重フィルタによって加重される。

上記のように、目的はＩおよびＧの全ての可能な値に対するｘ　（ｎ）とｘ−（ ｎ）との間のエラーを最小にすることである。エラーの最小化は以下の式によっ て表されてもよい：ここにおいてＬｃはフードブックサブフレーム中のサンプル の数である。式（３８）はＧに関して書き直される：ここにおいてｙは、Ｇ−１ と仮定して１番目のコードベクトルを持つフォルマントフィルタのインパルス応 答を回旋することによって得られる。したがって、ＭＳＨの最小化は：を最大化 することに等しい。ここで、 所定の■に対する最適Ｇは、以下の式にしたがって見出される： Ｇ、　＝Ｅ　／Ｅ　（４４） この探索はＩの全ての許容可能な値に対して繰返される。

ピッチ探索と対照的に、最適利得Ｇは正または負のいずれであることも可能であ る。最後に、Ｅｌを最大化するインデクスＩおよびコードブック利得Ｇが伝送の ために選択される。

入力スピーチと加重ピッチおよびフォルマントフィルタのＺＩＲとの間の知覚的 に加重された差であるｘ　（ｎ）は、一度だけ計算される必要があることに留意 しなければならない。

しかしながら、各コードベクトルに対するピッチおよびフォルマントフィルタの ゼロ状態応答であるｙ　（ｎ）は各インデクスＩに対して計算される必要がある 。循環的なコードブックが使用されるため、ピッチ探索に対して説明された循環 的な回旋が要求される計算を最小にするために使用されることができる。

再び図１５を参照すると、エンコーダは、フィルタ状態が計算される図５のデコ ーダの複製の図７のデコーダサブシステム２３５を含み、ここにおいてＭ　はピ ッチ合成フィルタ５５０中のメモリであり、Ｍ　はフォルマント合成フィルタ５ ５２中のメモリであり、Ｍ　は知覚加重フィルタ５５６中のメモリである デコーダサブシステムのピッチおよびフォルマント合成フィルタ５５０および５ ５２（図１５）からの各フィルタ状態Ｍ。

およびＭ　は、図７のコードブック探索サブシステム２３０に供給される。図１ ７において、フィルタ状態Ｍ−およびＭ。

は、ピッチおよびフォルマント合成フィルタ５５０および５５２のＺＩＲを計算 するゼロインパルス応答（ＺＩＲ）フィルタ６２０に供給される。ピッチおよび フォルマント合成フィルタの計算されたＺＩＲは加算器６２２において入力スピ ーチサンプルｓ　（ｎ）から減算され、結果が知覚加重フィルタ６２４によって 加重される。知覚加重フィルタ５６４からの出力ｘ　（ｎンは上記のＭＳＥ式（ ３９）乃至（４４）において加重人力スピーチとして使用され、ここでｘ　（ｎ ）　＝ｘ　（ｎ）Ｃ である。

図１７において、フォルマントフィルタのインパルス応答ｈ　（ｎ）はフィルタ ６２６において計算され、シフトレジスタ６２８に出力される。フォルマントフ ィルタ応答のインパルス応答ｈ　（ｎ）は、各コードブックサブフレームに対し て計算される。計算要求をさらに減少するために、フォルマントフィルタのイン パルス応答ｈ　（ｎ）は頭部を切られて２０個のサンプルにされる。

乗算器６３０、加算器６３２およびシフトレジスタ６３４と共にシフトレジスタ ６２８は、シフトレジスタ６２８からの値ｈ　（ｎ）と上記のようにコードブッ クベクトルを含むコードブック６３６からの値ｃ　（ｍ）との間において循環的 な回旋を実行するように構成されている。この回旋動作は、コードブック利得が １に設定されると仮定して、各コードベクトルのフォルマントフィルタのゼロ状 態応答（ＺＳＲ）を見出すために実行される。回旋回路の動作において、各ｍに 対してｎ個のサイクルはＬｃから１までであり、一方ｍ個のサイクルは１から２ ５６までである。レジスタ５８６において、データはｎ＝１のとき進められず、 ｎ＝Ｌｃのときデータはラッチされない。

データは、ｎ＝１のときに回旋回路から出力として供給される。したがって、回 旋回路に後続する相関および比較回路をスタートする前に、回旋回路はｍ個のサ ブフレーム寸法時間を循環することによって循環的な回旋動作を導くために初期 化されなければならないことに留意すべきである。

相関および比較回路は、コードブックインデクス■およびコードブック利得Ｇの 値を生成するように実際のコードブック探索を導く。２乗平均エラー（ＭＳＥ） 回路とも呼ばれる相関回路は、ピッチおよびフォルマントフィルタのＺＩＲと入 力スピーチｘ（ｎ）との間の知覚加重された差によりＺＳＲの自己および交差相 関を計算する。換言すると、相関回路はコードブックインデクスＩの各位に対し てコードブック利得Ｇの値を計算する。相関回路はシフトレジスタ６３８、乗算 回路６４０および６４２、加算器６４４および６４６、レジスタ６４８および６ ５０並びに除算器６５２から構成されている。相関回路において、計算はｎ個の サイクルはＬｃから１までであり、一方ｍ個のサイクルは１乃至２５６までであ るように行われる。

相関回路は、コードブックインデクスＩおよび利得Ｇの最適値を決定するために 比較およびデータの蓄積を実行する比較回路によって後続される。比較回路は、 乗算器６５４、比較器６５６、レジスタ６５８　、６６０および６６２並びに量 子化器６６４から構成されている。比較回路は、合成スピーチと入力スピーチと の間のエラーを最小にする！およびＧに対する値を各コードブックサブフレーム に供給する。コードブック利得Ｇは、図１２を参照して示されたようにバイアス の除去されたＬＳＰ周波数量子化およびコード処理と同様にしてＤＰＣＭが量子 化中に値をコード化する量子化器６１４において量子化される。その後、■およ びＧに対するこれらの値はデータバッファ２２２に供給される。

コードブック利得Ｇの量子化およびＤＰＣＭエンコード処理は、以下の式にした がって計算される：量子化されたＧＨ＝　２０　ｌｏｇ　Ｑ　−０，４５（２０ ｌｏｇ　Ｇ１−１　＋２０　ｌｏｇ　Ｃ；ｔ−２）　（４５）ここにおいて、２ ０１　ｏ　ｇ　Ｇ　＋−１および２０１　ｏ　ｇ　Ｇ　ｒ−２は直前のフレーム （ｉ−１）および直前のフレームに先行するフレーム（ｉ−２）に対して計算さ れた各位である。

速度と共にＬＳＰＳ　ＩＳＧ、Ｌおよびｂの値は、データが伝送のために配列さ れるデータバッキングサブシステム２３６に供給される。１つの構成において、 速度と共にＬＳＰＳ　Ｉ。

Ｇ、Ｌおよびｂの値は、データバッキングサブシステム２３６を介してデコーダ ２３４に供給される。別の構成において、これらの値はピッチ探索において使用 するためにデータバッファ２２２を介してデコーダ２３４に供給される。しかし ながら、好ましい実施例において、コードブック符号ビットの保護はコードブッ クインデクスに影響を与えるデータバッキングサブシステム２３６内において使 用される。したがって、この保護は、■およびＧデータがデータバッファ２２２ から直接供給された場合を考慮しなければならない。

データバッキングサブシステム２３６において、データは伝送のために種々のフ ォルマントにしたがってパックされる。

図１８は、データバッキングサブシステム２３６の機能素子の一実施例を示す。

データバッキングサブシステム２３６は、疑似ランダム発生器（ＰＮ）　６７０ 　、サイクル冗長検査・（ＣＲＣ）計算素子６７２、データ保護論理回路６７４ およびデータ結合器６７６から構成されている。ＰＮ発生器６７０は速度情報を 受信し、１／８速度に対してデータ結合器６７６に供給される４ビツトランダム 数を発生する。ＣＲＣ素子６７２は、速度と共にコードブック利得およびＬＳＰ 値を受信し、全速度に対してデータ結合器６７６に供給される１１ビツトの内部 ＣＲＣコードを発生する。

データ結合器６７６は速度と共にランダム数、ｃＲｃコードを受信し、データバ ッファ２２２からのＬＳＰ、Ｉ、　Ｇ、　Ｌおよびｂの値（図７ｂ）は伝送チャ ンネルデータプロセッササブシステム２３４に出力を供給する。データが最小で データバッファ２２２からデコーダ２３４に直接供給される構造において、ＰＮ 発生器の４ビツト数はＰＮ発生器６７０からデータ結合器６７６を介してデコー ダ２３４に供給される。全速度において、ＣＲＣビットはデータ結合器６７４か らの出力としてフレームデータと共に含まれ、一方１／８速度においてコードブ ックインデクスの値は落とされ、ランダム４ビツト数によって置換される。

実施例において、コードブック利得符号ビットに対して保護が与えられることが 好ましい。このビットの保護は、このビット中の単一のビットエラーに対するベ クトルデコーダの感度を低くすることである。符号ビットが検出されないエラー のために変化された場合、コードブックインデクスは最適に関連していないベク トルを示す。保護なしのエラー状況において、最適ベクトルの負のものが選択さ れ、このベクトルは本質的に使用される最悪の可能なベクトルである。ここにお いて使用される保護方式は、利得符号ビット中の単一のビットエラーが最適ベク トルの負のものをエラー状況において選択させないことを保証する。データ保護 論理回路６７４はコードブックインデクスおよび利得を受信し、利得値の符号ビ ットを試験する。利得値符号ビットが負であると決定された場合、値８９は関連 したコードブックインデクスにモード１２８で加算される。修正された、または 修正されないコードブックインデクスは、データ保護論理回路６７４からデータ 結合器６７６に出力される。

実施例において、全速度で圧縮された音声パケットデータの最も知覚的に感度の 高いビットは、内部ＣＲＣ（サイクル冗長検査）等によって保護されることが好 ましい。１１個の余分なビットは、保護されたブロック中の任意の単一のエラー を補正することができるこのエラー検出および補正機能を実行するために使用さ れる。保護されたブロックは、１０個のし５２周波数の最大桁ビットおよび８個 のコードブック利得値の最大桁ビットから構成されている。補正不可能なエラー がこのブロックにおいて発生した場合、パケットは廃棄され、以下説明されるよ うな削除が通知される。そうでなければ、ピッチ利得はゼロに設定されるが、し かし残りのパラメータは受信されたときに使用される。実施例において、サイク ルコードは（３１，２１）サイクルコードを生じる発生器多項式を有するように 選択される： ｇ（ｘ）　＝　１　＋　ｘ３＋χ”　＋Ｘ６　＋　ｘｓ÷χ９＋χｔｏ　（４６ ）しかしながら、別の発生器多項式が使用されてもよいことを理解しなければな らない。全体的なパリティビットは、それを０２．２１）コードにするように添 付される。１８情報ビツトだけが存在しているため、コードワード中の最初の３ デジツトはゼロに設定され、伝送されない。この技術は、シンドロームがこれら の位置においてエラーを示した場合、それが補正不可能なエラーがあることを意 味するように付加的な保護を提供する。システム形態のサイクルコードのエンコ ード処理は、ｘｌＯｕ　（ｘ）モジュロｇ　（ｘ）としてパリティピットの計算 を含み、ここでＵ　（Ｘ）はメツセージ多項式である。

デコード処理終了時に、シンドロームは受信されたベクトルのｇ　（ｘ）による 除算から余りとして計算される。シンドロームがエラーを示さない場合、パケッ トは全体的なパリティピットの状態にかかわらず受容される。シンドロームが単 一のエラーを示した場合、エラーは全体的なパリティピットの状態が検査しない 場合に補正される。シンドロームが１以上のエラーを示した場合、パケットは廃 棄される。このようなエラー保護方式に関する詳細は、シンドローム計算の詳細 に対するＬｉｎおよびＣｏ５１ｅｌｌｏ氏による文献（”Ｅｒｒｏｒ　Ｃｏｎ− １ｒｏｌ　ｃｏｄｉｎｇ＋Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａ ｔｉｏｎｓ　”　）において認められることができる。

ＣＤＭＡセル電話機システムにおいて、データは２０ｍ秒のデータ伝送フレーム での伝送用のデータバッキングのためにデータ結合器６７４から伝送チャンネル データブロセ・ノササブシステム２３８に供給される。ボコーダが全速度に対し て設定される伝送フレームにおいて、１９２ビツトは９，６ｋｂｐｓの実効ビッ ト速度に対して伝送される。この場合の伝送フレームは、混合フレームタイプ（ ０＝音声のみ、１＝音声およびデータ／信号送信）を示すために使用される１つ の混合モードビット、１１内部ＣＲＣビットと共に１６０のボコーダデータビッ ト、１２外部またはフレームＣＲＣビットおよび８テールまたはフラッシュビッ トから構成されている。１／２速度において、８０のボコーダデータビットは、 ４．３ｋｂｐｓの実効ビット速度に対して８フレームＣＲＣビツトおよび８テー ルピツトと共に伝送される。１／４速度において、４０のボコーダデータビット は、２．４ｋｂｐｓの実効ビット速度に対して８テールピツトと共に伝送される 。最後に、１／８速度に対して１６のボコーダデータビットは、１．２ｋｂｐｓ の実効ビット速度に対して８テールピツトと共に伝送される。

本発明のボコーダが使用されるＣＤＭＡシステムにおいて使用された変調に関す る詳細は、本出願人の別出願の米国特許出願０７１５４３．４９６号明細書（１ ９９０年６月２５日出願、’ＳＹＳＴＥＭＡＮＤ　ＭＥＴＨＯＤ　ＦＯＲＧＥＮ ＥＲＡＴＩＮＧ　５ＩＧＮＡＬ　ＷＡＶＥＦＯＲＭＳ　ＩＮ　Ａ　ＣＤＭＡＣＥ ＬＬＵＬＡＲ置ＥＰＢＯＮＥ　ＳＹＳＴＥＭ”）に記載されている。このシステ ムにおいて、全速度以外の速度でデータビットが２０ｍ秒のデータ伝送フレーム 内に疑似ランダム的に位置されたビットグループを持つグループに組織化される 方式が使用される。

別のフレーム速度およびビット表記は、ここにおいて説明のためにボコーダおよ びＣＤＭＡシステム構造に関して示されたちの以外に容易に使用されてもよいた め、別の構造がボコーダおよびその他のシステム適用に利用できることが理解さ れるべきである。

ＣＤＭＡシステムおよび別のシステムにも適用可能なフレーム単位ベースのプロ セッササブシステム２３８は、信号送信データまたはその他の非スピーチ情報デ ータ等の別のデータを伝送するためにボコーダデータの伝送を中断する可能性が ある。この特定のタイプの伝送状況は“ブランクおよびバースト”と呼ばれる。

プロセッササブシステム２３８は、本質的にフレームに対して所望の伝送データ とボコーダデータを置換する。

同じデータ伝送フレーム中にボコーダデータおよび別の伝送データの両方を伝送 することが所望される別の状況が生じる。この特定のタイプの伝送状況は、“デ ィムおよびバースト″と呼ばれる。“ディムおよびバースト”伝送において、ボ コーダは１／２速度のような所望の速度でボコーダ最終速度を設定する速度制限 命令を与えられる。１／２速度のエンコーダボコーダデータは、データ伝送フレ ーム用のボコーダデータと共に付加的なデータを挿入するプロセッササブシステ ム２３８に供給される。

全二重電話機リンクに与えられる付加的な機能は速度インターロックである。１ つの方向のリンクが最高伝送速度で伝送している場合、別の方向のリンクは強制 的に最低速度で伝送させられる。最低速度でも、話し手が中断されていると実感 して話しを止めるのに十分な理解度が活動的な話し手に対して有効であり、それ によって別の方向のリンクに活動的な話し手の役割を行なわせる。さらに、活動 的な話し手が試みられた中断にかかわらず話を続ける場合、話し手自身のスピー チが品質を知覚する能力を“妨害する”ため、彼は恐らく品質の劣化を知覚しな い。速度制限命令を使用することによって、ボコーダは通常の速度より低い速度 でスピーチをデコード処理するように設定されることができる。

速度制限命令は、ＣＤＭＡシステム中の付加的な容量が必要とされたとき、全速 度より低いボコーダ最大速度を設定するために使用されることができることを理 解すべきである。

共通の周波数スペクトルが伝送に使用されるＣＤＭＡシステムにおいて、１つの 利用者信号はシステム中に別の利用者信号に対する干渉として現れる。したがっ て、システム利用者容量はシステム利用者によって生じた全体的な干渉によって 制限される。通常システム内における利用者の増加のために干渉のレベルが増加 すると、品質の劣化は干渉の増加のために利用者によって経験される。

各利用者のＣＤＭＡシステム中の干渉に対する影響は、利用者伝送データ速度の 関数である。通常の速度より低い速度でスピーチをエンコード処理するようにボ コーダを設定することによって、エンコード処理されたデータは対応した減少し た伝送データ速度で伝送され、その利用者によって発生させられた干渉のレベル を低下させる。したがって、システム容量は低速度でスピーチをデコード処理す ることによって実質的に増加される。システム要求が増加すると、利用者ボコー ダはシステム制御装置またはセルベースステーションによってエンコード処理速 度を低下するように命令される。本発明のボコーダは、全速度および１／２速度 でエンコード処理されたスピーチ間の知覚可能な差があっても、非常に小さい品 質のものである。したがって、スピーチが１／２速度のような低速度でデコード 処理されるシステム利用者間の通信の品質における影響は、システムにおける利 用者数の増加により生じた干渉のレベルの増加によって生じたものより重要では ない。

したがって、通常のデコード処理速度より低い速度に対して個々のボコーダ速度 制限を設定する種々の方式が使用されてもよい。例えば、セル中の全ての利用者 は１／２速度でスピーチをエンコード処理するように命令されてもよい。このよ うな動作は利用者間の通信の品質に対してほとんど影響を与えずに実質的にシス テム干渉を減少し、一方付加的な利用者に対して容量を実質的に増加する。シス テムにおける全体的な干渉は付加的な利用者によって劣化のレベルに増加される まで、利用者間の通信の品質における影響はない。

上Ｓ己のよう１こ、エンコーダはスピーチサンプルのフレームをエンコード処理 する時に解析・合成技術を行なうためにデコーダの複製を含む。図７に示されて いるように、デコーダ２３４はいるスピーチとの比較のために合成されたスピー チを再構成するためにデータバッキングサブシステム２３８またはデータバッフ ァ２２２のいずれを介して値り、ｂ、１およびＩを受信する。デコーダからの出 力は上記のように値Ｍ　。

〜１　およびＭ　である。エンコーダにおいて、および伝送チａ　Ｗ ヤンネルの別の端部て合成されたスピーチを再構成する時に使用されるようなデ コーダ２３４に関する詳細は、図１９乃至図２４を参照して説明される。

図１９は、本発明のデコーダの一実施例のフロー図である。

エンコーダ内および受信機において構成されているようなデコーダの共通の構造 のために、これらの構造は一緒に説明する。図１９に関する説明は、そこで受信 されたデータがデコーダにおいて予め処理されなければならず、またエンコーダ のデコーダにおいて適切なデータ（速度、Ｉ、　Ｇ、　Ｌおよびｂ）がデータバ ッキングサブシステム２３８またはデータバッファ２２２から直接受信されるた め、主に伝送チャンネルの端部におけるデコーダに関連している。しかしながら 、デコーダの基本的な機能はエンコーダおよびデコーダ動作に対して同じである 。

図５を参照して説明されたように、各コードブックサブフレームに対してコード ブックインデクスＩによって定められたコードブックベクトルは、蓄積されたコ ードブックから検索される。ベクトルはコードブック利得Ｇによって乗算され、 その後フォルマント残留を生成するように各ピッチサブフレーム用のピッチフィ ルタによってフィルタ処理される。このフォルマント残留はフォルマントフィル タによってフィルタ処理され、その後出カスピーチ信号を生成するために自動利 得制御装置（ＡＧＣ）と共に適用フォルマントポストフィルタおよび輝度ポスト フィルタを通過させられる。

コードブックおよびピッチサブフレームの長さは変化するが、デコード処理は実 行を容易にするためにの４０個のサンプルブロックで実行される。受信された圧 縮データは、最初にコードブック利得、コードブックィンデクス、ピッチ利得、 ピッチ遅延およびＬＳＰ周波数にパック解除される。ＬＳＰ周波数は、図２２を 参照して説明されるようにそれらの各反転量子化器およびＤＰＣＭデコーダを通 して処理されなければならない。同様に、コードブック利得値はバイアスアスペ クトがないことを除いてＬＳＰ周波数と同じ方法で処理されなければならない。

また、ピッチ利得値は反転量子化される。

その後、これらのパラメータは各デコード処理サブフレームに与えられる。各デ コード処理サブフレームにおいて、２組のコードブックパラメータ（Ｇ＆Ｉ）、 １組のピッチパラメータ（ｂ＆Ｌ）および１組のＬＰＣ係数が４０個の出力サン プルを生成するために必要とされる。図２０および２１は種々の速度および別の フレーム条件に対する例示的なサブフレームデコード処理パラメータを示す。

全速度フレームに対して、８組の受信されたコードブックパラメータおよび４組 の受信されたピッチパラメータが存在する。ＬＳＰ周波数は、４組のＬＳＰ周波 数を生成するために４度補間される。受信されたパラメータおよび対応したサブ フレーム情報は図２０ａに示されている。

１／２速度フレームに対して、各組の４つの受信コードブックパラメータは一度 反復され、各組の２つの受信ピッチパラメータは一度反復される。ＬＳＰ周波数 は、４組のＬＳＰ周波数を生成するために３度補間される。受信されたパラメー タおよび対応したサブフレーム情報は図２０ｂに示されている。

１／４速度フレームに対して、各組の２つの受信コードブックパラメータは４度 反復され、ピッチパラメータの組はまた４度反復される。ＬＳＰ周波数は２組の ＬＳＰ周波数を生成するために一度補間される。受信されたパラメータおよび対 応したサブフレーム情報は図２０ｃに示されている。

１／８速度フレームに対して、受信コードブックパラメータの組はフレーム全体 に対して使用される。ピッチパラメータは１／８速度フレームに対して存在せず 、ピッチ利得は単にゼロに設定される。ＬＳＰ周波数は１組のＬＳＰ周波数を生 成するために一度補間される。受信されたパラメータおよび対応したサブフレー ム情報は図２０６に示されている。

音声パケットは、ＣＤＭＡセルまたは自動車ステーションが信号情報を伝送する ためにためにしばしば無効にされる。

ボコーダが無効フレームを受信したとき、それは前のフレームのパラメータを少 し修正して連続する。コードブック利得はゼロに設定される。前のフレームのピ ッチ遅延および利得は、利得が１以下に限定されることを除いて現在のフレーム ピッチ遅延および利得として使用される。前のフレームのＬＳＰ周波数は、補間 のないものとして使用される。エンコード端およびデコード端は依然として同期 され、ボコーダは無効フレームから非常に速く回復できることに留意されたい。

受信されたパラメータおよび対応したサブフレーム情報は図２１ａに示されてい る。

フレームがチャンネルエラーのために失われた場合、ボコーダは前のフレームの エネルギの一部分を維持し、背景雑音に滑らかに転移することによってこのエラ ーをマスクすることを試みる。この場合、ピッチ利得はゼロに設定される。ラン ダムコードブックは前のサブフレームのコードブックインデクスプラス８９を使 用することによって選択される。コードブック利得は前のサブフレームのコード ブック利得の０．７倍である。数８９に関して特別なことは何もなく、これは疑 似ランダムコードブックベクトルを選択する単なる便利な方法である。前のフレ ームのＬＳＰ周波数は、それらのバイアス値：ω　＝０．９（前のω　−ω、の バイアス値）＋ω　のバイアス値　（４７） に向かって強制的に減衰させられる。ＬＳＰ周波数バイアス値は表５に示されて いる。受信されたパラメータおよび対応したサブフレーム情報は図２１ｂに示さ れている。

速度は受信機において決定されることができない場合、パケットは廃棄され、削 除が通知される。しかしながら、受信機が決定する場合、エラーに関して以下の ことが実行されるが、フレームは全速度で伝送された可能性が強い。上記に説明 されたように全速度において、圧縮された音声パケットデータの最も知覚的に感 度の高いビットは、内部ＣＲＣによって保護される。デコード端において、シン ドロームは受信されたベクトルをｇ　（ｘ）で除算した余りとして式（４６）か ら計算される。シンドロームが無エラーを示した場合、パケットは全体的なパリ ティピットの状態に関係なく受容される。

シンドロームが単一エラーを示した場合、エラーは全体的なパリティビットの状 態が検査しない場合に補正される。シンドロームが１以上のエラーを示した場合 、パケットは廃棄される。補正不可能なエラーがこのブロック中で発生した場合 、パケットは廃棄され、削除が通知される。そうでなければ、図２１ｃに示され ているように、ピッチ利得はゼロに設定されるが、しかし残りのパラメータは補 正されて受信されたときに使用される。

この構造において使用されたポストフィルタは最初にＪ。

Ｈ，Ｃｈｉｎ氏他による文献（“Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ　Ｖｅｃｔｏｒ　ＡＰＣ５ ｐｅｅｃｈ　Ｃｏｄｉｎｇ　Ａｔ　４８００　ＢＰＳ　ｗｉｔｈ　Ａｄａｐｔｉ ｖｒ　ｐｏｔｔｆｉｌｊｅｔｉｎｇ”　。

Ｐｒｏｃ、　ＩＣＡＳＳＰ　、　１９８７年）において説明された。スピーチフ ォルマントはスペクトルの谷より知覚的に重要であるため、ポストフィルタはコ ード化されたスピーチの知覚的品質を改良するためにフォルマントを少し支援す る。これは、フォルマント合成フィルタの極を原点に向って半径方向にスケール 処理することによって実行される。しかしながら、全極ポストフィルタは一般に 結果的にフィルタ処理されたスピーチの消音を生じさせるスペクトル傾斜を導入 する。この全極ポストフィルタのスペクトル傾斜は、極と同じ位相角度を有する が、半径が小さいゼロを付加し、結果的に形態：Ｈ（ｚ）　＝Ａ　（ｚ／ρ）　 ／Ａ　（ｚ／ｃｙ）０くρくσ＜　１　（４８） のポストフィルタを生じさせることによって減少される。ここにおいて、Ａ　（ ｚ）はフォルマント予測フィルタであり、値ｐおよびσはポストフィルタスケー ル処理係数であり、ここにおいてρは０．５に設定され、σは０．８に設定され る。

適応輝度フィルタは、フォルマント合成フィルタによって導入されたスペクトル 傾斜をさらに補償するために付加される。輝度フィルタは形態： Ｂ　（ｚ）　＝　（１−ｔｃ　ｚ−’）　／　（１＋ｔｃ　ｚ−１）　（４９） であり、ここにおいてに（この１タツプフイルタの係数）の値はＡ　（ｚ）のス ペクトル傾斜の変化を近似するＬＳＰ周波数の平均値によって決定される。

ポストフィルタ処理の結果生じる任意の大きい利得変動を避けるために、ＡＧＣ ループはそれが非ポストフィルタ処理されたスピーチとほぼ同じエネルギを有す るようにスピーチ出力をスケール処理するように構成されている。利得制御は、 反転フィルタ利得を得るために４０個のフィルタ出力サンプルの２乗の和で４０ 個のフィルタ入力サンプルの２乗の和を除算することによって実行される。その 後、この利得係数の平方根は滑らかにされる： 滑らかなβ＝０．２現在のβ十０．９８前のβ　（５０）また、フィルタ出力は 出力スピーチを生成するようにこの滑らかな反転利得と乗算される。

図１９において、データと共に伝送された、或いは別の手段によって導出された 速度と共にチャンネルからのデータは、データパック解除サブシステム７００に 供給される。ＣＤＭＡシステムに対する一実施例において、速度決定は、それが ８異なる速度でデコード処理されたときに受信されたデータであるエラー速度か ら導出されることができる。データアンパックサブシステム７００において、全 速度でＣＲＣの検査がエラーに対して行われ、この検査の結果がサブフレームデ ータアンパックサブシステム７０２に供給される。サブシステム７００は、有効 なデータを持つ無効フレーム、削除フレームまたはエラーフレーム等の異常フレ ーム状態の指示をサブシステム７０２に与える。サブシステム７００はフレーム に対するパラメータＩ、Ｇ、Ｌおよびｂと共に速度をサブシステム７０２に与え る。コードブックインデクス■および利得Ｇの供給時に、利得値の符号ビットは サブシステム７０２において検査される。符号ビットが負である場合、値８９は モード１２８で関連したコードブックインデクスから減算される。さらに、サブ システムにおいてコードブック利得は反転量子化され、ＤＰＣＭデコード処理さ れ、一方ピッチ利得が反転量子化される。

サブシステム７００はまたＬＳＰ反転量子化／補間サブすステム７０４に速度お よびＬＳＰ周波数を供給する。サブシステム７００は、さらに有効なデータを持 つブランクフレーム、削除フレームまたはエラーフレームの指示をサブシステム ７０４に与える。デコードサブフレームカウンタ７０６はサブフレームカウント 値ｉおよびＪの指示を両サブシステム７０２および７０４に与える。

サブシステム７０４において、ＬＳＰ周波数は反転量子化され、補間される。図 ２２は、サブシステム７０４の反転量子化部分の構造を示し、一方補間部分は実 質的に図１２を参照して説明されたものと同じである。図２２において、サブシ ステムフロ４０反転量子化部分は、図１２の反転量子化器４６８と同一に構成さ れ、同様に動作する反転量子化器７５０から構成されている。反転量子化器７５ ０の出力は乗算器７５４の出力として供給される。加算器７５２の出力は、蓄積 されて乗算器７５４における定数０．９との乗算のために出力されるレジスタ７ ５６に供給される。加算器７５２の出力はまたバイアス値がＬＳＰ周波数に加算 される加算器７５８に供給される。ＬＳＰ周波数の順序は、ＬＳＰ周波数を強制 的に最小に分離させる論理回路７６０によって保証される。一般に、エラーが伝 送時に発生しなければ、分離を強制する必要性が生じない。ＬＳＰ周波数は、図 １３、図２０ａ乃至２０ｄおよび図２１ａ乃至２１ｃを参照して説明されたよう に補間される。

図１９を参照すると、メモリ７０８は前のフレームＬＳＰ。

ωｉ、ｆ−１を蓄積するサブシステム７０４に結合され、またバイアス値ｂω　 を蓄積するために使用されてもよい。これらの前のフレーム値は、全ての速度に 対する補間時に使用される。

有効なデータを持つブランク、削除またはエラーフレームの状態に対して、前の フレームＬＳＰωｉ、ｆ−１は図２１ａ乃至２１ｃのチャートにしたがって使用 される。サブシステム７００からのブランクフレーム指示に応答して、サブシス テム７０４は現在のフレームにおいて使用するためにメモリ７０８に蓄積された 前のフレームのＬＳＰ周波数を検索する。削除フレーム指示に応答して、サブシ ステム７０４は上記のように現在のフレームのＬＳＰ周波数を計算するようにバ イアス値と共にメモリ７０８からの前のフレームのＬＳＰ周波数を検索する。こ の計算の実行時に、蓄積されたバイアス値は加算器において前のフレームのＬＳ Ｐ周波数から減算され、結果が乗算器において０．９の定数により乗算され、こ の結果が加算器において蓄積されたバイアス値に加算される。有用なデータ指示 を持つエラーフレームに応答して、ＬＳＰ周波数はＣＲＣが成功した場合に全速 度に対して行われたように補間される。

ＬＳＰは、ＬＳＰ周波数かＬＰＣ値に変換されるＬＳＰ・ＬＰＧ変換サブすステ ム７１０に供給される。サブシステム７１０は、図１３を参照して説明された図 ７のＬＳＰ−ＬＰＧ変換サブシステム２１８および２２８と実質的に同じである 。その後、ＬＰＧ係数α　はフォルマントフィルタ７１４およびフオルマントポ ストフィルタ７１６の両方に供給される。ＬＳＰ周波数はまたＬＳＰ平均サブす ステム７１２中のサブフレームに対して平均され、適応輝度フィルタ７１８に値 にとして供給される。

サブシステム７０２は、速度および異常フレーム状態指示と共にサブシステム７ ００からフレームに対するパラメーター。

Ｇ、Ｌおよびｂを受信する。サブシステム７０２はまたサブフレームカウンタ７ ０６から各デコードサブフレーム１乃至４中の各ｉカウントに対するＪカウント を受信する。サブシステム７０２はまた異常フレーム状態で使用するためにＧ、 Ｉ、Ｌおよびｂに対して前のフレーム値を蓄積するメモリ７２０に結合される。

１／８速度以外の通常フレーム状態下のサブシステム７０２は、図２０ａ乃至２ ０ｄにしたがってコードブック７２２にコードブックインデクス値１．を供給し 、乗算器７２４にコードブック利得値Ｇ、を供給し、またピッチフィルタ７２６ にピッチ遅延りおよび利得す値を供給するｂ１／８速度に対して、送信されるコ ードブックインデクスに対する値がないため、１／８速度に対して１６ビツトパ ラメータ値（図２０ｄ）であるパケットシードは、速度指示と共にコードブック ７２２に供給される。異常フレーム状態に対して、値は図２１ａ乃至２１ｃにし たがってサブシステム７０２から供給される。さらに１／８速度に対して、図２ ３を参照して説明されるようにコードブック７２２に指示が与えられる。

サブシステム７００からのブランクフレーム指示に応答して、サブシステム７０ ２は、利得が１以下に制限され、現在のフレームデコードサブフレームにおいて 使用するために蓄積されることを除いて、前のフレームピッチ遅延しおよび利得 すを検索する。さらに、コードブックィンデクスｌは供給されず、コードブック 利得Ｇはゼロに設定される。削除フレーム指示に応答して、サブシステム７０２ はメモリ７２０からの前のフレームのサブフレームコードブックィンデクスを検 索し、加算器において８９の値を加算する。前のフレームのサブフレームコード ブック利得は、Ｇの各サブフレーム値を生成するように乗算器において０．７の 定数により乗算される。ピッチ遅延値は供給されず、一方ピッチ利得はゼロに設 定される。有用データ指示を持つエラーフレームに応答して、コードブックイン デクスおよび利得は、ＣＲＣが成功した場合に全速度フレームにおける場合のよ うに使用され、一方ピッチ遅延値は供給され、ピッチ利得はゼロに設定される。

解析・合成技術におけるエンコーダ・デコーダを参照して説明されたように、コ ードブックインデクスＩは乗算器７２４への出力のためにコードブック値に対す る開始アドレスとして使用される。コードブック利得値はコードブック７２２か らの出力値と乗算器７２４において乗算され、その結果はピッチフィルタ７２６ に供給される。ピッチフィルタ７２６は、フォルマントフィルタ７１４に出力さ れるフォルマント残留を生成するために入力ピッチ遅延しおよび利得す値を使用 する。フォルマントフィルタ７１４において、ＬＰＣ係数はスピーチを再構成す るようにフォルマント残留をフィルタ処理する時に使用される。受信機デコーダ において、再構成スピーチはさらにフォルマントポストフィルタ７１６および適 応輝度フィルタ７１８によってフィルタ処理される。ＡＧＣループ７２８はフォ ルマントフィルタ７１４およびフォルマントポストフィルタ７１６の出力におい て使用され、その出力は適応輝度フィルタ７１８の出力と乗算器７３０において 乗算される。乗算器７３０の出力は、既知の技術を使用してアナログ形態に変換 され、聞き手に提供される再構成されたスピーチである。エンコーダのデコーダ において、そのメモリを更新するために出力に知覚加重フィルタが配置されてい る。

図２２を参照すると、デコーダ自身の構造の詳細が示されている。図２２におい て、コードブック７２２は、図１７を参照して説明されたものと同じメモリ７５ ０から構成されている。

しかしながら、説明のためにメモリ７５０に対して少し異なる方法が示され、図 ２２にはそのアドレス処理が示されている。

コードブック７２２はさらにスイッチ７５２．マルチプレクサ７５３および疑似 ランダム数（ＰＮ）発生器７５４から構成されている。スイッチ７５２は、図１ ７を参照して説明されたようにメモリ７５０のインデクスアドレス位置を示すコ ードブックインデクスに応答する。メモリ７５０は、出力のためにメモリを通し てシフトされた値で開始メモリ位置を示すスイッチ７５２を備えた回路メモリで ある。コードブック値は、マルチプレクサ７５３への１人力としてメモリ７５０ からスイッチ７５２を通って出力される。マルチプレクサ７５３は、コードブッ ク利得増幅器、乗算器７２４にスイッチ７５２を通って供給された値の出力を供 給するために全、１／２および１／４の速度に応答する。マルチプレクサ７５３ はまたコードブック７２２の乗算器７２４への出力に対してＰＮ発生器７５４の 出力を選択するために１／８速度指示に応答する。

ＣＥＬＰコード処理の高い音声品質を維持するために、エンコーダおよびデコー ダはそれらの内部フィルタメモリに蓄積された同じ値を有していなければならな い。これは、デコーダおよびエンコーダのフィルタが同じシーケンスの値によっ て励起されるようにコードブックインデクスを伝送することによって行われる。

しかしながら、高いスピーチ品質に対して、これらのシーケンスはそれらの中に 分布されたいくつかのスパイクを持つほぼゼロから構成される。このタイプの励 起は、背景雑音をコード処理するのに最適ではない。

最低のデータ速度で実行される背景雑音のコード処理時に、疑似ランダムシーケ ンスはフィルタを励起するように構成されてもよい。フィルタメモリがエンコー ダおよびデコーダにおいて同じであることを保証するために、２つの疑似ランダ ムシーケンスは同じでなければならない。シードは受信機デコーダに何とか伝送 されなければならない。シードを送信するために使用されることができる付加的 なビットは存在しないため、伝送されたパケットビットは、数を形成するかのよ うにシードとして使用されることができる。この技術は、低速度でコードブック 利得およびインデクスを決定するために全く同じＣＥＬＰ解析・合成構造が使用 されるため実行されることかできる。相違は、コードブックインデクスが廃棄さ れ、その代わりにエンコーダフィルタメモリが疑似ランダムシーケンスを使用し て更新されることである。したがって、励起用のシードは解析が行われた後、決 定されることができる。パケット自身が１組のビットパターンの間で周期的にサ イクル化しないことを保証するために、４ランダムビツトはコードブックインデ クス値の代わりに１／８速度のパケットに挿入される。したがって、パケットシ ードは図２ｄに示されたように１６ビツト値である。

ＰＮ発生器７５４は、良く知られた技術を使用して構成され、種々のアルゴリズ ムによって実行されてもよい。実施例において、使用されたアルゴリズムは、Ｐ ａｕｌ　Ｍｅｎｎｅｎ氏による文献（“ＤＰＳ　ｃｈｉｐ　ｃａｎ　ｐｒｏｄｕ ｃｅ　ｒａｎｄｏｍ　ｎｕｍｂｅｒｓ　ｕｓｉｎｇｐｒｏｖｅｎ　ａ１ｇｏｒｉ ｌｔ＋ｍ”　、　ＥＤＮ　、　１９９１年１月２１日）において説明された性質 のものである。伝送されたビットパケットは、シーケンスを生成するためにシー ド（図１８のサブシステム７００から）として使用される。１構造において、シ ードは値５２１により乗算され、それに値２５９を加算され−る。この結果的な 値から、最小桁ビットが符号を付けられた１６ビツト数として使用される。その 後、この値は次のコードブック値を生成する時にシードとして使用される。ＰＮ 発生器によって生成されたシーケンスは、１の変数を有するように定常化される 。

コードブック７２２から出力された各位は、デコードサブフレーム中に供給され るとコードブック利得Ｇにより乗算器７２４において乗算される。この値はピッ チフィルタ７２６の加算器７５６への１人力として供給される。ピッチフィルタ ７２６はさらに乗算器７５８およびメモリ７６０から構成されている。

ピッチ遅延しは、乗算器７５８に出力されるメモリ７６０の分岐の位置を決定す る。メモリ７６０の出力はピッチ利得値すと乗算器７５８において乗算され、そ の結果が加算器７５６に出力される。加算器７５６の出力は、シフトレジスタの ような一連の遅延素子であるメモリ７６０の人力に供給される。値はメモリ７６ ０を通してシフトされ（矢印によって示されているような方向に）、選択された 分岐出力においてＬの値によって決定されたように供給される。値はメモリ７６ ０を通してシフトされるため、１４３シフトより古い値は廃棄される。加算器７ ５６の出力はまたフォルマントフィルタ７１４に入力として供給される。

加算器７５６の出力はフォルマントフィルタ７１４の加算器７６２の１人力に供 給される。フォルマントフィルタ７１４はさらに乗算器７６４ａ乃至７６４ｊお よびメモリ７６６のバンクから構成されている。加算器７６２の出力は、シフト レジスタのような一連の分岐された遅延素子として構成されたメモリ７６６への 人力として供給される。値はメモリ７６６を通してシフトされ（矢印によって示 されているような方向に）、端部において廃棄される。各素子は、乗算器７６４ ａ乃至７６４ｊの対応したものへの出力としてそこに蓄積された値を供給する分 岐を有する。

乗算器７６４ａ乃至７６４ｊはまたそれぞれメモリ７６６からの出力との乗算の ために各ＬＰＧ係数α　乃至α１０を受取る。加算器７６２からの出力は、フォ ルマントフィルタ７１４の出力とじて供給される。

フォルマントフィルタ７１４の出力は、フォルマントポストフィルタ７１６およ びＡＧＣサブシステム７２８への入力として供給される。フォルマントポストフ ィルタ７１６は、メモリ７７２並びに乗算器７７４ａ乃至７７４ｊ；　７７６ａ 乃至７７６Ｊおよび７８２ａ乃至７８２ｊと共に加算器７６８および７７０がら 構成されている。値がメモリ７７２を通してシフトされると、それらは加算器７ ６８および７７０における和に対してスケール処理されたＬＰＧ係数値との乗算 のために対応した分岐において出力される。フォルマントポストフィルタ７１６ からの出力は、適応輝度フィルタ７１８への入力として供給される。

適応輝度フィルタ７１８は、加算器加算器７８４および７８６、レジスタ７８８ および７９０並びに乗算器７９２および７９４がら構成されている。図２４は、 適応輝度フィルタの特性を示したチャートである。フォルマントポストフィルタ ７１６の出力は加算器７８４に１人力として供給され、一方別の入力は乗算器７ ９２の出力から供給される。加算器７８４の出力はレジスタ７８８に供給され、 １サイクルの間蓄積され、次のサイクル中に図１９のＬＳＰ平均サブすステム７ １２から供給された値−にと共に乗算器７９２および７９４に出力される。乗算 器７９２および７９４からの両出力は、加算器７８４および７８６に供給される 。加算器７８６からの出力はＡＧＣサブシステム７２８およびシフトレジスタ７ ９０に供給される。シフトレジスタ７９０は、フォルマントフィルタ７１４から ＡＧＣサブシステム７２８へおよびフォルマントポストフィルタ７１６を介して 適応輝度フィルタ７１８に供給されたデータ出力の調整を保証するために遅延ラ インとして使用される。

ＡＧＣサブシステム７２８は、フォルマントポストフィルタ７１６および適応輝 度フィルタ７１８へのスピーチ入力エネルギに関してスピーチ出力エネルギをス ケール処理するようにフォルマントポストフィルタ７１６および適応輝度フィル タ７１８からデータを受信する。ＡＧＣサブシステム７２８は乗算器７９８　、 ８００　、８０２および８０４；加算器８０６　、８０８および８１Ｏ；レジス タ８１２　、８１４および８１６；除算器８１８並びに平方根素子８２０から構 成されている。フォルマントポストフィルタ７１６から出力された４０サンプル は、値“Ｘ″を生成するように乗算器７９８において２乗され、加算器８０６お よびレジスタ８１２から構成された累算器において合計される。同様に、レジス タ７９０の前に行われる、適応輝度フィルタ７１８から出力された４０サンプル は値“ｙ”を生成するように乗算器８００において２乗され、加算器８０８およ びレジスタ８１４から構成された累算器において合計される。値“ｙ”は、除算 器８１６において値″Ｘ”によって除算され、結果的にフィルタの反転利得を生 じさせる。反転利得係数の平方根は素子８１８において取られ、その結果が平滑 にされる。平滑動作は、乗算器８０２において定数値０．０２により現在の値利 得を乗算することによって行なわれ、この結果はレジスタ８２０および乗算器８ ０４を使用して計算されたときに前の利得の０．９８倍の結果に加算器８１０で 加算される。その後、フィルタ７１８の出力は出力再構成スピーチを提供するよ うに乗算器７３０において平滑にされた反転利得と乗算される。出力スピーチは 、利用者に出力するために種々の良く知られた変換技術を使用してアナログ形態 に変換される。

ここに示された本発明の実施例は単なる一例に過ぎず、機能的に等価である実施 例の変更が行なわれてもよいことを理解すべきである。本発明は、スピーチサン プルをエンコードし、エンコードされたスピーチをデコードするためにここに示 されているような機能動作を提供するように適切なプログラム制御下においてデ ジタル信号プロセッサで実行されてもよい。別の態様において、本発明は良く知 られた非常に大きいスケールインテグレーション（ＶＬＳＩ）技術を使用する適 用限定集積回路（ＡＳＩＣ）に内蔵されてもよい。

上記の好ましい実施例の説明は、当業者が本発明を形成または使用できるように 与えられている。当業者はこれらの実施例に対する種々の修正を容易に認識し、 ここに限定された一般的な原理は発明能力を必要とせずに別の実施例に対して適 用されてもよい。以上、本発明はここに示された実施例に限定されるものではな く、ここに記載された原理および新しい特徴と適合した非常に広い技術的範囲が 提供される。

全速度 ＦＩＧ、　２ａ ＦＩＧ、　２ｂ ＦＩＧ、　２ｃ ＦＩＧ、　２ｄ ＦＩＧ、　６ 図７ｂ 図７８ Ｍａ ＦＴｏ、１５ フードブック チャノネルがらの ＦＩＧ、１９ インデックス 国際調査報告 国際調査報告 フロントページの続き （７２）発明者　リ−、チョン・ニー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 ９２１２４、サン・ディエゴ、カミノ・プラヤ・マラガ　５２３８ （７２）発明者　ギルハウセン、クライン・ニスアメリカ合衆国、モンタナ州　 ５９７１５、ポゼマン、ジャクソン・クリーン・ロード（７２）発明者　ラム、 ニス・キャサリンアメリカ合衆国、カリフォルニア州 ９２１３１、サン・ディエゴ、カミニド・ケラ（７２）発明者　ツァイ、ミンー チャンアメリカ合衆国、カリフォルニア州 ９２１３０、サン・ディエゴ、ミストラル・ブレイス　４４２７

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．デジタル化されたスピーチサンプルのフレームの可変速度コード化によるス ピーチ信号圧縮方法において、デジタル化されたスピーチサンプルのフレームに 対するスピーチ活動のレベルを決定し、 前記フレーム内のスピーチ活動の前記決定されたレベルに基づいて１組の速度か らエンコード化速度を選択し、前記選択された速度に対して予め定められたコー ド化フォーマットにしたがって前記フレームをコード化し、各速度が対応した異 なるコード化フォーマットを有し、前記選択された速度で対応した出力データパ ケットを前記フレームに与えるステップを含んでいる方法。
2. ２．フレームスピーチ活動の前記レベルを決定する前記ステップは、 少なくとも１つのスピーチ活動しきい値を供給し、前記少なくとも１つのスピー チ活動しきい値レベルと少なくとも１つのスピーチ活動を比較し、 前記フレームスピーチ活動が前記少なくとも１つのスピーチ活動しきい値レベル の各対応した１つを越えたときに指示を与え、 デジタル化されたスピーチサンプルの前のフレームの活動のレベルに関して前記 少なくとも１つのスピーチ活動しきい値レベルの少なくとも１つを適合的に調節 するステップを含んでいる請求項１記載の方法。
3. ３．前記フレームに対して所望のエンコード化速度を示す速度命令を提供し、 前記所望のエンコード化速度で前記フレームをコード化するために前記所望のエ ンコード化速度を提供するように前記選択されたエンコード化速度を修正するス テップを含んでいる請求項１記載の方法。
4. ４．前記所望の速度は最大速度より小さく、前記方法はさらに、 付加的なデータパケットを提供し、 伝送のために伝送フレーム内で前記付加的なデータパケットと前記出力データパ ケットを組合せるステップを含んでいる請求項３記載の方法。
5. ５．コード励起直線予測（ＣＥＬＰ）コーダにおいて主にスピーチおよび背景雑 音からなる音響信号のデジタル化されたスピーチサンプルの入力フレームの可変 速度エンコード化方法において、 デジタル化されたスピーチサンプルの一連の入力フレームの各フレームに対して 直線予測コード化係数（ＬＰＣ）を計算し、 少なくとも１つの前記ＬＰＣ係数に基づいた１組のデータパケット速度から出力 データパケット速度を各フレームに対して選択し、 前記選択された速度によって決定されたような予め定められた数に前記ＬＰＣ係 数を表すビットの数を限定し、各フレームの１組の構成ピッチ解析サブフレーム の各ピッチサブフレームに対してピッチパラメータを決定し、各フレームに対す るピッチサブフレームの数は前記選択された速度によって決定され、各ピッチサ ブフレームに対する前記ピッチパラメータは前記選択された速度によって決定さ れたビットの数によって表され、 各フレームの１組の構成コードブック解析サブフレームの各コードブックサブフ レームに対してコードブックパラメータを決定し、各フレームに対するコードブ ック解析サブフレームの数は前記選択された速度によって決定され、各コードブ ックサブフレームに対する前記コードブックパラメータは前記選択された速度に よって決定されたビットの数によって表され、 前記ＬＰＣ係数を表しているビットの対応した出力データパケットを各フレーム に与え、各ピッチおよびコードブックサブフレームに前記ピッチパラメータおよ びコードブックパラメータをそれぞれ与えるステップを含む方法。
6. ６．可変速度データに音響信号を圧縮する装置において、前記音響信号のデジタ ル化されたサンプルの入力フレームに対して音響活動のレベルを決定する手段と 、前記フレーム内の音響活動の前記決定されたレベルに基づいて１組の速度から 出力データ速度を決定する手段と、前記選択された速度に対して予め定められた コード化フォーマットにしたがって前記フレームをコード化し、各速度が対応し た異なるコード化フォーマットを有する手段と、前記選択された速度に対応した データ速度で対応した出力データパケットを前記フレームに与える手段とを具備 している装置。
7. ７．主としてスピーチおよび背景雑音からなる音響信号のデジタル化されたサン プルの入力フレームを可変速度エンコード化する可変速度コード励起直線予測（ ＣＥＬＰ）コーダにおいて、 音響信号のデジタル化されたサンプルの一連の入力フレームの各フレームに対し て直線予測コード化係数（ＬＰＣ）を計算する手段と、 少なくとも１つの前記ＬＰＣ係数に基づいた１組のデータパケット速度から出力 データパケット速度を各フレームに対して選択する手段と、 前記選択された速度によって決定されたような予め定められた数に前記ＬＰＣ係 数を表すビットの数を限定する手段と、各フレームの１組の構成ピッチ解析サブ フレームの各ピッチサブフレームに対してピッチパラメータを決定し、各フレー ムに対するピッチサブフレームの数は前記選択された速度によって決定され、各 ピッチサブフレームに対する前記ピッチパラメータは前記選択された速度によっ て決定されたビットの数によって表される手段と、 各フレームの１組の構成コードブック解析サブフレームの各コードブックサブフ レームに対してコードブックパラメータを決定し、各フレームに対するコードブ ック解析サブフレームの数は前記選択された速度によって決定され、各コードブ ックサブフレームに対する前記コードブックパラメータは前記選択された速度に よって決定されたビットの数によって表される手段とを具備し、 各フレームに対して前記ＬＰＣ係数を表したビットの対応した出力データパケッ トと、各ピッチおよびコードブックサブフレームに対して前記ピッチパラメータ およびコードブックパラメータが前記選択された速度でそれぞれ与えられる可変 速度コード励起直線予測（ＣＥＬＰ）コーダ。
8. ８．再構成されたサンプルの対応したフレームを提供するように主としてスピー チおよび背景雑音からなる音響信号のデジタル化されたサンプルのフレームをエ ンコードされた可変速度コード励起直線予測（ＣＥＬＰ）コーダをデコードする デコーダにおいて、 受信されたコードブックインデクスパラメータから対応したコードブック励起ベ クトルを提供する手段と、前記コードブック励起ベクトルに応答し、ピッチ残留 物を提供するように受信されたコードブック利得パラメータにしたがって前記コ ードブック励起ベクトルを増幅する手段と、フォルマント残留物を提供するよう に受信されたピッチ遅延および利得値にしたがって前記ピッチ残留物をピッチ合 成フィルタ処理する手段と、 毎構成されたスピーチサンプルを前記フレームに提供するように前記フォルマン ト残留物をフォルマント合成フィルタ処理する手段とを具備しているデコーダ。
9. ９．さらに、前記再構成されたスピーチサンプル中の聞取り可能な雑音を減少す るように前記再構成されたスピーチサンプルを適応的にフィルタ処理する手段と 、前記再構成されたスピーチサンプルと前記適応的にフィルタ処理された再構成 されたスピーチサンプルとの間に単位利得を与える手段とを具備している請求項 ８記載のデコーダ。
10. １０．前記受信されたパラメータ中のエラーが前記スピーチの前記再構成に関し てマスクされる請求項８記載のデコーダ。