SE506341C2 - Metod och anordning för rekonstruktion av en mottagen talsignal - Google Patents

Description

10 15 20 25 30 506 341 f kodning möjliggör för mottagaren av en talsignal, vilken exempelvis har överförts via radio, att korrigera vissa typer av fel som uppstått vid överföringen samt att dölja andra typer av fel. Som exempel på åtgärder av detta slag kan nämnas de metoder för ramersättning och felundertryckning som beskrivs i Draft GSM EFR 06.61, “Substitution and muting of lost frames for enhanched full rate speech traffic channels”, ETSI, 1996 och ITU Study Group 15 Contribution to question 5/15, “G.728 Decoder Modifications for Frame Erasure Concealment”, AT&T, February 1995, vilken baseras på standarden G.728, “Coding of speech at 16 kbps using Low Delay - Code Excited Linear Prediction (LD- CELP)", ITU, Génève, 1992. I exempelvis den amerikanska patentskriften US, A, 5233660 redogörs för en digital talkodare och talavkodare, vilka opererar enligt LD-CELP-principen.

Då talinformation kodas enligt alternativa kodningsalgoritmer, såsom exempelvis pulskodmodulation PCM (PCM = Pulse Code Modulation) är det känt att vid fel i ett visst dataord repetera det föregående dataordet. I artikeln “Waveform Substitution Techniques for Recovering Missing Speech Segments in Packet Voice Communications", IEEE 'Transactions on. Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. ASSP-34, No. 6, Dec. 1986, sid. 1440-1447 av David J. Goodman et al beskrivs hur talinformation, som förlorats vid PCM-överföring mellan en sändare och en information, vilken mottagare, på mottagarsidan ersätts med extraherats ur tidigare mottagen information.

För ~system där talinformationen är adaptivt differentiellt pulskodmodulerad ADPCM (ADPCM = Adaptive Differential Pulse Code Modulation) finns det flera kända metoder för felundertryckning samt begränsning av stora signalamplituder, varvid tillstànd i Suzuki och S. avkodningsfilter modifieras. M. Kubota redogör i 10 15 20 25 506 341 artikeln “A Vbice Transmission Quality Improvement Scheme for Personal Communication Systems - Super Mute Scheme", NTT Wireless Systems Laboratories, vol. 4, 1995, sid. 713-717 för en metod att vid ADPCM-överföring av talinformation dämpa den mottagna signalen då data överförts felaktigt. nEnosöRELss FÖR UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning presenterar en lösning på de problem som orsakas i analoga radiokommunikationssystem och i vissa digitala trådlösa telefonsystem, såsom exempelvis DECT (DECT = Digital European Cordless Telecommunications), då radiosignalen utsätts för störningar. Ett sådant problem är de sprakljud som uppstår då en mottagen analog radiosignal, exempelvis på grund av fädning, blir för svag och drânks i brus.

Ett annat problem âr de klick- och missljud som alstras då ett föregående dataord i en digitaliserad talsignal repeteras, på grund av att fel har registrerats i det dataord som senast mottogs.

Ytterligare ett problen1 är det avbrott som uppkommer då en mottagen digitaliserad talsignal undertrycks, på grund av att felhalten i de mottagna dataorden är allt för hög.

Ett ändamål med föreliggande uppfinning är' därför att ur en mottagen talsignal, vilken under överföring från en sändare till en uwttagare eventuellt har utsatts för störningar, skapa en talsignal hos vilken effekterna av dessa störningars inverkan minimeras. De störningar som avses kan exempelvis vara orsakade av brus, interferens eller fädning. 10 15 20 25 506 341 Detta ástadkommes enligt den föreslagna uppfinningen genom att ur den mottagna talsignalen bildas medelst signalmodellering en skattad signal, vilken är beroende av en kvalitetsparameter, som anger kvaliteten hos den mottagna talsignalen. Den mottagna och skattade den talsignalen kombineras därefter enligt ett variabelt förhållande, som likaledes beror av nämnda kvalitets- parameter, och bildar en rekonstruerad talsignal. Om mottagningsförhållandena gör att talkvaliteten hos den mottagna talsignalen förändras, ändras nämnda förhållande och kvaliteten hos den rekonstruerade talsignalen àterställs, varigenom en i huvudsak jämn eller konstant kvalitet uppnås. Metoden enligt uppfinningen är därvid kännetecknad så som det framgår av patentkrav 1.

En föreslagen anordning rekonstruerar en talsignal från en mottagen talsignal. Anordningen innefattar en signalmodel- leringsenhet, i vilken en skattad talsignal motsvarande förväntade framtida värden hos den mottagna talsignalen tas fram och en signalkombineringsenhet, i vilken den mottagna och den skattade talsignalen kombineras enligt ett variabelt förhållande, som bestäms av en kvalitetsparameter. Den föreslagna anordningen är därvid kännetecknad så som det framgår av patentkrav 20.

Genom rekonstruktion av en mottagen analog eller digitaliserad talsignal, varvid statistiska egenskaper hos talsignalen utnyttjas, kan den talkvalitet som mottagaren upplever förbättras avsevärt jämfört med den talkvalitet, som hittills har kunnat åstadkommas med hjälp av de förut kända lösningarna i analoga system respektive digitala system, vilka utnyttjar PCM- eller ADPCM-överföring. 10 15 20 25 506 341 Genom att vid rekonstruktionen av den mottagna talsignalen ta hänsyn till talsignalens statistiska egenskaper kan. man även undvika de klick- och missljud, som alstras vid exempelvis PCM- och ADPCM-överföring, dåd föregående dataord i talsignalen repeteras på grund av att fel har registrerats i det dataord som senast mottogs.

Dessutom kan de avbrott som uppkommer då en nmttagen digitaliserad talsignal undertrycks, på grund av att felhalten i de mottagna dataorden är allt för hög, undvikas om man vid dessa tillfällen istället endast utnyttjar den skattade talsignal som tillhandahálles genom den föreslagna metoden.

FIGURBESKRIVNING Figur 1 visar hur talinformation kodas och avkodas med hjälp av linjärt prediktiv kodning (LPC) på ett förut känt Sätt; Figur 2 visar principiellt hur talinformation sänds, mottages och rekonstrueras enligt den föreslagna metoden; Figur 3 illustrerar ett exempel på en kanalmodell som kan utnyttjas av den uppfinningsenliga metoden; Figur 4 visar ett blockschema över signalrekonstruktions- enheten i figur 2; Figur 5 visar ett blockschema över den föreslagna signal- modelleringsenheten i figur 4; Figur 6 visar ett blockschema över excitationsgenererings- enheten i figur 5; 10 15 20 25 506 341 Figur Figur Figur Figur Figur Figur Figur Figur Figur 10 ll 12 13 14 15 visar ett blockschema över den föreslagna signal- kombineringsenheten i figur 4; visar ett flödesdiagram över en första utföringsform av den uppfinningsenliga signalkombineringsmetoden, vilken tillämpas av signalkombineringsenheten i figur 7; illustrerar ett exempel pá ett resultat som kan erhållas då flödesdiagrammet i figur 8 genomlöpes; visar ett flödesdiagram över en andra utföringsform av den uppfinningsenliga signalkombineringsmetoden, vilken tillämpas av signalkombineringsenheten i figur 7; illustrerar ett exempel pà ett resultat som kan erhållas då flödesdiagrammet i figur 10 genomlöpes; visar i ett exempel pá hur en kvalitetsparameter för en mottagen talsignal varierar över en sekvens av mottagna talsampel; visar ett diagram över signalamplituden hos den mottagna talsignal, som avses i figur 12; visar ett diagram över signalamplituden hos den i figur 13 visade talsignalen, vilken rekonstruerats enligt den föreslagna metoden; visar ett blockschema över hur den uppfinningsenliga signalrekonstruktionsenheten. kan appliceras i en analog sändar/mottagarenhet; 10 15 20 25 506 341 Figur 16 visar ett blockschema över hur den uppfinningsenliga signalrekonstruktionsenheten kan appliceras i en sändar/mottagarenhet, vilken är ämnad att sända och mottaga digitaliserad talinformation; Uppfinningen kommer nu att beskrivas närmare med hjälp av föredragna utföringsformer och med hänvisning till bifogade ritningar.

FÖREDRAGNA Urrönmcsrommn Figur 1 illustrerar hur mänskligt tal i form av talinformation S kodas med hjälp av linjärt prediktiv kodning LPC pá förut känt sätt. Den linjärt prediktiva kodningen LPC utgår från att talsignalen S kan tänkas vara alstrad av en tongenerator 100, vilken placerats i ett resonansrör 110. Tongeneratorn 100 motsvaras av de mänskliga stämbanden och luftstrupen utgör tillsammans med munhålan resonansröret 110. Tongeneratorn 100 karakteriseras av parametrarna intensitet och frekvens och benämns i denna modell av talet excitering e och representeras av' en källsignal K. Resonansröret 110 karakteriseras av' sina resonansfrekvenser, de så kallade formanterna, vilka beskrivs av korttidsspektrum 1/A.

Vid den linjärt prediktiva kodningen LPC analyseras talsignalen S i en 'analysenhet 120 genom att dess bakomliggande korttidsspektrum 1/A uppskattas och elimineras samt att exciteringen e, det vill säga intensiteten och frekvensen, hos den resterande signalen beräknas. Eliminationen av korttidsspektrum 1/A utförs i ett så kallat inversfilter 140, med överföringsfunktion. A(z), vilket realiseras med hjälp av 10 15 20 25 30 506 341 koefficienter i en vektor a, som med utgängpunkt fràn talsignalen S framtagits i en LPC-analysenhet 180. Den resterande signalen, det vill säga utsignalen från inversfiltret 140, benämns residual R. Koefficienter e(n) och en sidosignal c som beskriver residualen R respektive korttidsspektrum 1/A överförs till en syntesenhet 130. Talsignalen S rekonstrueras i syntesenheten 130 genom en omvänd process mot den som utnyttjats vid kodningen. i analysenheten 120. Excitationen e(n), vilken erhållits vid analys i en excitationsanalysenhet 150, används för att i en exciteringsenhet 160, ê, alstra en estimerad kållsignal É. Korttidsspektrum 1/A, vilket beskrivs av koeffecienterna i vektorn a, tas fram i en LPC-syntesenhet 190 med hjälp av information ur sidosignalen c. Vektorn a används sedan för att skapa ett syntesfilter 170, med överförings- funktion 1/A(z), representerande resonansröret 110, genom vilket den estimerade källsignalen É sänds och varvid den rekonstruerade talsignalen S genereras. Eftersom talsignalens S karaktäristik varierar med tiden måste den ovan beskrivna processen repeteras mellan 30 och 50 gånger per sekund för att en acceptabel talkvalitet och en god kompression ska kunna uppnås.

Det grundläggande problemet i den linjärt prediktiva kodningen LPC är att bestämma korttidsspektrum 1/A, ur talsignalen S.

Problemet löses genom en differensekvation, som för varje sampel av talsignalen S, uttrycker det aktuella samplet som en linjärkombination av föregående sampel. Det är av denna anledning som metoden kallas just linjärt prediktiv kodning LPC.

Koefficienterna a i differensekvationen, vilka beskriver korttidsspektrum 1/A, måste estimeras vid den linjärt prediktiva analysen, vilken utförs LPC-analysenheten 180. Estimationen sker 10 15 20 25 30 506 341 genom att det kvadratiska medelvärdet av skillnaden 58 nællan verklig talsignal S och predikterad talsignal š minimeras.

Minimeringsproblemet löses genom följande två steg. Först beräknas en matris av koefficientvärden. Därefter löses en uppsättning linjära ekvationer, så kallade prediktorekvationer, enligt en metod som garanterar konvergens och en unik lösning.

Dä vokalljud alstras låter sig luftstrupen och. munhålan väl representeras av ett resonansrör 110, men vid nasala ljud bildar näsan en sidokavitet, vilken inte kan. modelleras in i detta resonansrör 110. Vissa delar av dessa ljud kan emellertid fångas upp av residualen R, övriga kan inte överföras korrekt med hjälp av enkel linjärt prediktiv kodning LPC.

Vissa konsonantljud produceras av ett turbulent luftflöde, vilket ger ett visslande ljud. Även detta ljud kan representeras i prediktorekvationenerna, men eftersom ljudet till skillnad från vokalljud inte är periodiskt blir representationen något annorlunda. Därför måste algoritmen LPC för varje talram avgöra huruvida ljudet är tonande, vilket det oftast är vid vokalljud, eller tonlöst, som för vissa konsonanter.

Cm1 ett givet ljud bedöms vara tonande estimeras dess frekvens och intensitet och om ljudet bedöms vara tonlöst estimeras endast intensiteten.

Normalt anges frekvensen av ett siffervärde, intensiteten av ett annat siffervärde och uppgift om tvp av ljud anges med hjälp av en informationsbit, vilken exempelvis sätts till ett om ljudet är tonande och noll om det är tonlöst. Dessa uppgifter inkluderas i sidosignalen c, vilken alstras av LPC-analysenheten 180. Andra uppgifter som kan tas fram i LPC-analysenheten 180 och inkluderas i sidosignalen c är koefficienter som anger korttidskorrelationen STP (STP = Short-Term Prediction) respektive lángtidskorrelationen LTP (LTP = Long-Term 10 15 20 25 30 506 341 10 Prediction) hos talsignalen S, förstärkningsvärden som relaterar till tidigare Överförd information, uppgift om talljud respektive ljud av icke-tal-typ och information beträffande lokal stationaritet eller lokala transienter.

Talljud som består av en kombination av tonande och tonlösa ljud kan inte representeras adekvat vid enkel linjärt prediktiv kodning LPC. Dessa ljud kommer därför att återges något felaktigt vid rekonstruktionen av talsignalen É.

De fel som oundvikligen alltid uppstår då korttidsspektrum 1/A bestäms ur talsignalen S föranleder att mer information än vad som är teoretiskt nödvändigt kodas in i residualen R. Exempelvis kommer de tidigare nämnda nasala ljuden att representeras av residualen R. Detta leder i sin tur till residualen R innehåller i högsta grad väsentlig information om hur talljudet ska låta.

Linjärt prediktiv talsyntes skulle utan dessa uppgifter ge ett otillfredsställande resultat. För uppnàende av hög talkvalitet måste således residualen R överföras. Vanligtvis sker detta med hjälp av en så kallad kodbok, vilken innefattar en tabell över de mest typiska residualsignalerna R. Vid kodningen jämförs varje erhållen residual R med alla de värden som förekommer i kodboken och det värde väljs, vilket ligger närmast det beräknade värdet. Mottagaren har en identisk kodbok med den som sändaren utnyttjar, varför endast den kod. VQ som anger den aktuella residualen R behöver överföras. Vid mottagningen hämtas ur mottagarens kodbok det residualvärde R som koden VQ anger och motsvarande syntesfilter 1/A(z) tas fram. Denna typ av talöverföring benämns kodexciterad linjär prediktion CELP (CELP = Code Excited Linear Prediction). Nämnda kodbok måste vara stor nog att omfatta alla väsentliga varianter av residualer R som den ska vara så liten eftersom samtidigt som möjligt, 10 15 20 25 30 11 506 341 söktiden i kodboken då minimeras och själva koderna blir korta.

Genom att använda två små kodböcker, av vilka den ena är fix och den andra är adaptiv, kan man erhålla ^många koder som det dessutom går snabbt att genomsöka. Den fixa kodboken innehåller ett antal typiska residualvärden R och kan därmed göras relativt liten. Den adaptiva kodboken är ursprunligen tom och fylls under hand med kopior av tidigare residualer R, vilka fördröjs olika lång tid. Den adaptiva kodboken kommer sålunda att fungera som ett skiftregister och nämnda storlek fördröjnings avgör tonhöjden på det ljud som alstras.

Figur 2 visar hur talinformation S sänds, mottages och rekonstrueras rnc enligt den föreslagna metoden. En inkommande talsignal S nwduleras i en moduleringsenhet 210 i en sändare 200. Därefter sänds en modulerad signal &wd över exempelvis ett radiogrânssnitt till en mottagare 220. Den modulerade signalen gmâ kommer emellertid vid överföringen med stor sannolikhet att utsättas för olika slags störningar I) i form av bland annat brus, interferens och fädning. Därför kommer den signal S' som mottages vid mottagaren 220 att skilja sig från den signal fid, vilken sändes ut från sändaren 200. Den mottagna signalen Sflmd demoduleras i en demoduleringsenhet 230, varvid en mottagen talsignal r genereras. Demoduleringsenheten 230 alstrar även en kvalitetsparameter q, vilken anger kvaliteten hos den mottagna signalen Sflmd och därmed indirekt förväntad talkvalitet hos den mottagna talsignalen r. En signalrekonstruktionsenhet 240 bildar med utgångspunkt från den mottagna talsignalen r och kvalitetsparametern q en rekonstruerad talsignal rmc, vilken i huvudsak är av jämn eller konstant kvalitet.

Den modulerade signalen Smfi kan vara en radiofrekvensmodulerad signal, vilken antingen är helt analogt modulerad med exempelvis rmw 10 15 20 25 30 506 541 12 FM (FM = FrekvensModulering) eller är digitalt modulerad enligt någon av principerna FSK (FSK = Fïequency Shift Keying), PSK (PSK = Phase Shift Keying), MSK (MSK = Minimum Shift Keying) eller liknande. Vidare kan såväl sändaren som mottagaren utgöras av en mobil station som en basstation.

De störningar D som en radiokanal utsätts för har ofta sitt ursprung i så kallad flervägsutbredning av radiosignalen.

Flervägsutbredning leder till att signalstyrkan i en given punkt utgörs av summan av två eller flera radiostrålar, från vilka har färdats olika lång väg sändaren och därför är tidsförskjutna i förhållande till varandra. Radiostrålarna kan beroende pà tidsförskjutningen adderas destruktivt. konstruktivt eller Vid konstruktiv addition förstärks radiosignalen och vid destruktiv addition försvagas radiosignalen, varvid den i värsta fall släcks ut helt. Den kanalmodell son\ beskriver denna typ av radiomiljö kallas Rayleigh-modellen och illustreras i figur 3. Längs diagrammets vertikala axel anges signalstyrka y i en logaritmisk skala och längs den horisontella axeln anges tiden t i en linjär skala. Värdet 70 anger långtidsmedelvärdet av signalstyrkan. y och 'R anger den signalnivå, vid vilken signalstyrkan y är så låg att den överförda talsignalen kommer att vara störd. Under tidsintervall tA respektive tg befinner sig mottagaren i en. punkt där två eller flera radiostrålar adderas destruktivt och radiosignalen drabbas av en så kallad fädningssvacka. Det är bland annat under dessa tidsintervall som det är aktuellt att vid rekonstruktion av den mottagna talsignalen enligt den uppfinningsenliga metoden utnyttja en skattad version av den mottagna talsignalen. Om mottagaren rör sig med konstant hastighet genom en statisk radiomiljö kommer avståndet At mellan två närliggande fädningssvackor tA och tg 10 15 20 25 506 341 13 att vara ungefär konstant och tA kommer att vara av samma Såväl At storleksordning som ts. beror av som th och ta mottagarens hastighet och radiosignalens våglängd. Avståndet mellan två fädningssvackor är normalt en halv våglängd, det vill säga cirka 17 centimeter vid en bärfrekvens på 900 IVII-Iz. Om mottagaren rör sig med en hastighet av 1 m/s blir i detta fall At s 0,17 sekunder och en fädningssvacka blir sällan längre än 20 millisekunder.

I figur 4 visas generellt hur signalrekonstruktionsenheten 240 i figur 2 genererar en rekonstruerad talsignal rn: den föreslagna metoden. En mottagen talsignal r tas in i en signalmodel- leringsenhet S00, i vilken en skattad talsignal i' genereras.

Den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen f tas emot av en signalkombineringsenhet 700, där signalerna r och f kombineras enligt ett variabelt förhållande. Det förhållande enligt vilket kombinationen sker avgörs av en kvalitetsparameter också tas in i q, vilken signalkombineringsenheten 700.

Kvalitetsparametern q utnyttjas även av signalmodel- leringsenheten 500, där den styr det sätt pá vilket den skattade talsignalen r bildas. Kvalitetsparametern q kan vara baserad på uppmätt effektnivå RSS (RSS =_Received Signal Strength) hos den ett estimat av (C = mottagna radiosignalen, signalnivån hos den önskade radiosignalen C Carrier) i förhållande C/I till signalniván hos en störsignal I (I = Interferer) eller en bitfelshaltssignal alternativt ramfelssignal, vilken tagits fram ur den mottagna radiosignalen. Från signalkombineringsenheten 700 levereras den rekonstruerade talsignalen ræc som summan av ett viktat värde av den mottagna talsignalen r och ett viktat värde av den skattade talsignalen r, där vikterna för r 10 15 20 25 30 506 341 14 respektive r kan varieras så att den rekonstruerade talsignalen r¿u,helt kan utgöras av endera av signalerna r eller f.

I figur 5 visas ett blockschema över signalmodelleringsenheten 500 i figur 4. Den mottagna talsignalen r tas in i ett inversfilter 510, där signalen r inversfiltreras enligt en överföringsfunktion A(z), varvid korttidsspektrum 1/A elimineras och residualen R genereras. Filterkoefficienter a till inversfiltret 510 genereras med utgångspunkt fràn den mottagna talsignalen r i en LPC/LTP-analysenhet 520. Filter- koefficienterna a levereras även till ett syntesfilter 580 med överföringsfunktion 1/A(z). LPC/LTP-analysenheten 520 analyserar den Inottagna talsignalen r och alstrar en sidosignal c samt värden b och L, vilka anger karakteristika hos signalen r respektive utgör styrparametrar till en excitations- genereringsenhet 530. Sidosignalen c, vilken innefattar uppgift om korttids- STP respektive långtidsprediktion LTP av signalen r, lämpliga förstärkningsvärden för styrparametern b, uppgift om talljud respektive ljud av icke-tal-typ samt information huruvida signalen r är lokalt stationär eller transient, förs till en tillstàndsmaskin 540 och värdena b och L sänds till excitationsgenereringsenheten 530, där en estimerad källsignal Iz genereras .

LPC/LTP-analysenheten 520 och excitationsgenereringsenheten 530 styrs via styrsignaler sl respektive sz, s3 och s, av tillstàndsmaskinen 540, vars utsignaler sl-se beror av kvalitetsparametern q och sidosignalen c. Generellt styr kvalitetsparametern q, via tillstàndsmaskinen 540 och styrsignalerna sl-s,, LPC/LTP-analysenheten 520 och excitations- genereringsenheten 530 så att lángtidsprediktionen LTP av signalen r inte uppdateras om kvaliteten hos den mottagna 10 15 20 25 506 341 15 signalen r understiger ett bestämt värde och att amplituden hos den estimerade källsignalen I^< är proportionell mot kvaliteten Tillståndsmaskinen 540 till hos signalen r. levererar även vikt faktorer ss och ss 560, i multipliceringsenheter 55 0 respektive vilka residualen R och den estimerade källsignalen få viktas innan de summeras i en summeringsenhet S70. tillståndsmaskinen 540 och förhållande Kvalitetsparametern q styr, via viktfaktorerna ss och ss, det enligt vilket residualen R och den estimerade källsignalen É kombineras i summeringsenheten 570 och bildar en summasignal C, så att ju högre kvalitet hos den mottagna talsignalen r desto större viktfaktor ss för residualen R och desto mindre viktfaktor ss för den estimerade källsignalen Iz. Vid sjunkande kvalitet hos den mottagna talsignalen r minskas viktfaktorn ss och viktfaktorn ss ökas i motsvarande grad, så att summan av ss och ss alltid är konstant. Summasignalen C, där C=ssR+ssÉ , filtreras i syntesfiltret 580, varvid den skattade talsignalen i* bildas.

Signalen C återföres även till excitationsgenereringsenheten 530, där den lagras för att representera historiska värden av exciteringen.

Då inversfiltret 510 och syntesfiltret 580 innehar vissa minnesegenskaper är det fördelaktigt om dessa filters koefficienter inte uppdateras i enlighet med egenskaper hos den mottagna talsignalen r under de perioder då kvaliteten hos denna signal är alltför låg. En sådan uppdatering leder sannolikt till en icke-optimal inställning av filterparametrarna a, vilket i sin tur resulterar i att den skattade talsignalen i* kommer att vara av låg kvalitet även en tid efter det att kvaliteten hos 10 15 20 25 30 506 341 16 den mottagna talsignalen r har antagit en. högre nivå. I en förfinad variant av därför uppfinningen skapar tillståndsmaskinen 540, via en sjunde och en åttonde styrsignal, viktade värden av den mottagna talsignalen r respektive den skattade talsignalen f, vilka summeras och utnyttjas för att då kvalitetsparametern q understiger ett förutbestämt värde qc i ökande grad låta LPC/LPT-analysen baseras på den skattade talsignalen r istället för på den mottagna talsignalen r och då q överstiger värdet qc åter låta LPC/LPT-analysen baseras på den mottagna talsignalen r. Då q ligger stabilt över qc sättes alltid den sjunde styrsignalen till ett och den åttonde till noll och då q ligger stabilt under qc sättes den sjunde styrsignalen till noll medan den åttonde får vara ett. Under övergångsperioder där emellan tilldelar tillståndsmaskinen 540 nämnda styrsignaler värden mellan noll och ett i förhållande till kvalitetsparameterns q aktuella värde. Summan av nämnda styrsignaler är dock alltid lika med ett. Överföringsfunktionerna hos inversfiltret 510 och syntesfiltret 580 utgör alltid varandras inverser, A(z) respektive 1/A(z). I en förenklad utföringsform av uppfinningen är inversfiltret 510 ett högpassfilter med fixa filterkoefficienter a och syntesfiltret 580 ett lågpassfilter baserat på samma fixa filterkoefficienter a. LPC/LTP-analysenheten 520 levererar i denna förenklade 'variant av' uppfinningen alltså alltid samma filterkoefficienter a, oavsett utseendet hos den mottagna talsignalen r.

Figur 6 visar ett blockschema över excitationsgenererings- enheten i figur 5. Värdena b och L tas in till en styrenhet 610, vilken styrs av signalen sz från tillståndsmaskinen 540. Värdet b anger en faktor, med vilken ett visst sampel ê(n+i) ur en 10 15 20 25 506 3-41 17 minnesbuffert 620 skall multipliceras och. värdet IJ anger en förskjutning motsvarande L sampelsteg bakåt i exciterings- historiken, från vilken en viss excitation ê(n) skall hämtas. I minnesbufferten 620 lagras exciteringshistorik ê(n+1), ê(n+2),..., ê(n+N) frán. signalen C. Minnesbufferten 620 har åtminstone en lagringskapacitet motsvarande 150 sampel, det vill säga N = 150 och information ur signalen C lagras enligt skiftregisterprincipen, varvid den äldsta informationen skiftas ut, det vill säga detta fall raderas, då ny information skiftas in.

Om ett aktuellt ljud vid LPC/LTP-analysen bedöms vara tonande ger styrsignalen sz styrenheten 610 klartecken att förmedla värdena b och L till minnesbufferten 620. Värdet L, som framtagits ur långtidsprediktionen LTP av talsignalen r, anger periodiciteten hos talsignalen r och värdet b utgör en viktfaktor, med vilken ett givet sampel ê(n+i) ur exciterings- historiken skall multipliceras för att ge en estimerad källsignal É, vilken via summasignalen C alstrar en optimal skattad talsignal f. Värdena b och L styr således hur information ur minnesbufferten 620 utläses och därigenom bildar en signal HV.

Om ett aktuellt ljud vid LPC/LTP-analysen bedöms vara tonlöst ger istället styrsignalen sz styrenheten 610 en impuls att sända en signal n till en slumpgenerator 630, varvid denna genererar en slumpsekvens Hu.

Signalen HV och slumpsekvensen Hu viktas i multiplicerings- enheter 640 och 650 med faktorer s3 respektive s4 och summeras i en summeringsenhet 660, varvid den estimerade källsignalen É bildas enligt uttrycket fi=s¿g+s¿g. Om det aktuella talljudet 10 15 20 25 SUG 341 ia är tonande sätts faktorn s, till ett och faktorn s4 till noll och om det aktuella talljudet är tonlöst sätts faktorn S3 till noll och faktorn s4 till ett.

Vid övergång från tonande till tonlöst ljud reduceras sa under ett antal pà varandra följande sampel och s4 ökas i motsvarande grad samt vid övergång frán tonlöst till tonande ljud sker på analogt sätt reduktion av så och stegring av sy Summasignalen C förs till minnesbufferten 620 och. uppdaterar härvid exciteringshistoriken ê(n) sampel för sampel.

Figur 7 visar signalkombineringsenheten 700 i figur 4, i vilken den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen i kombineras. Förutom dessa signaler tar signalkombineringsenheten 700 även emot kvalitetsparametern q. En processor 710 genererar med utgångspunkt från kvalitetsparametern q viktfaktorer a och ß, med vilka den mottagna talsignalen r respektive den skattade talsignalen r multipliceras i multipliceringsenheter 720 och 730 innan de adderas i summeringsenhet 740 och bildar den rekonstruerade talsignalen rmc. Viktfaktorerna a respektive B varieras från sampel till sampel beroende på värdet av kvalitetsparametern q. Vid ökande kvalitet hos den mottagna talsignalen 1: ökas viktfaktorn <1 och viktfaktorn ß ndnskas i motsvarande grad. Dá kvaliteten hos den mottagna talsignalen r sjunker gäller det omvända förhållandet. Summan av a och ß är dock alltid ett.

Flödesschemat i figur 8 visar hur den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen f kombineras i signalkombinerings- enheten 700 i figur' 7 enligt en första 'utföringsforvl av' den metoden. I uppfinningsenliga signalkombineringsenhetens 700 processor 710 finns en räknarvariabel n, som kan stegas mellan 10 15 20 25 30 talsignalen r . 506 341 19 värdena -1 och nt+1. anger det antal konsekutiva Värdet nt talsampel under vilka kvalitetsparametern q hos den mottagna radiosignalen kan understiga respektive överstiga _ en förutbestämd kvalitetsnivá ym innan den rekonstruerade signalen rm: kommer att vara identisk med den skattade talsignalen i' respektive den mottagna talsignalen r och under vilka talsampel som den rekonstruerade talsignalen rr” kommer att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade Ju större nt väljs, desto längre blir alltså övergángsperioden tt mellan de båda signalerna r och r.

I steg 800 tilldelas râknarvariabeln n värdet nt/Z i syfte att säkerställa att râknarvariabeln n har ett rimligt värde om flödesschemat vid rekonstruktion av det första talsamplet skulle hamna i steg 840. I steg 805 tar signalkombineringsenheten 700 emot ett första talsampel av den mottagna talsignalen r. I steg 810 undersökes om en given kvalitetsparameter q överstiger ett förutbestämt värde. I detta exempel låter man mottagen signalkvalitet representeras av den mottagna radiosignalens effektnivå y. I steg 810 jämförs därför effektniván y med effektnivà en Yo, vilken utgörs av längtidsmedelvärdet av den mottagna radiosignalens effektnivá y. Om y är högre än yo, sättes i steg 815 den rekonstruerade talsignalen rm: lika med den mottagna talsignalen r, râknarvariabeln n sättes i steg 820 till ett och flödesschemat återföres till steg 805. I annat fall undersökes i steg 825 om effektniván y är högre än en förutbestämd nivå yt, vilken motsvarar undre gränsen för en acceptabel talkvalitet. Om y inte är högre än yt, sättes i steg 830 den rekonstruerade talsignalen rm, lika med den skattade talsignalen f, râknarvariabeln n sättes i steg 835 till nt och flödesschemat äterföres till steg 805. Om i steg 825 y skulle 10 15 20 25 506 341 20 visa sig vara högre än yt, beräknas i steg 840 den rekonstruerade talsignalen rue som summan av en första faktor a multiplicerad med den mottagna talsignalen r och en andra faktor ß multiplicerad med den skattade talsignalen r. I detta exempel är a=(nt-n)/nt och ß=n/nt, varför Ita: ges av uttrycket Ilt-'Il n I+_' Il: Il: rn== f. I steg 845 tas nästa talsampel av den mottagna talsignalen in och i steg 850 undersökes om motsvarande effektnivà 7 hos den mottagna radiosignalen är högre än nivån fiw vilken anger det aritmetiska medelvärdet av yo och yt, det vill säga nF(y@vh)/2, och om så är fallet räknas i räknarvariabeln steg 855 n ned ett steg och i steg 860 prövas om räknarvariabeln n är mindre än noll. Om räknarvariabeln n i steg 860 skulle visa sig vara mindre än noll indikerar det att effektnivàn 'y har överstigit värdet mn under rn konsekutiva sampel och den rekonstruerade talsignalen rue kan därför sättas lika med den mottagna talsignalen r. Flödesschemat föres således till steg 815. Om räknarvariabeln ri i steg 860 är större än eller lika med noll föres flödesschemat till steg 840, varvid en ny rekonstruerad talsignal rmc beräknas. Om i steg 850 effektnivàn y är lägre än eller lika med ym ökas i steg 865 räknarvariabeln 11 med ett. I steg' 870 undersökes därefter om räknarvariabeln n är större än värdet nt och om så är fallet indikerar det att signalnivån y har understigit värdet ym under nt konsekutiva sampel och den rekonstruerade talsignalen ræc bör därför sättas lika med den skattade talsignalen f.

Flödesschemat äterföres därför till steg 830. Annars föres flödesschemat till steg 840, varvid en ny rekonstruerad talsignal r¿fl,beräknas 10 15 20 25 21 sne s41 I figur 9 visas ett exempel pà ett resultat som kan erhållas då flödesschemat i figur 8 genomlöpes. I exemplet har nt satts till 10. Den mottagna radiosignalens effektnivá y överstiger lángtidsmedelvârdet yo under de fyra först mottagna talsamplen 1-4. Under sampeln 2-5 kommer därför räknarvariabeln n att vara lika med ett, eftersom flödesschemat i figur 8 endast genomlöper steg 800-820. Den rekonstruerade talsignalen rm, kommer således under sampel 1-4 att vara identisk med den mottagna talsignalen r. Under de tolv följande kommer den talsamplen 5-16 rekonstruerade talsignalen rn: att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen f, eftersom den mottagna radiosignalens effektnivà y för dessa talsampel ligger under lángtidsmedelvärdet yo av den mottagna radiosignalens effektnivå. Exempelvis kommer den rekonstruerade talsignalen rr” för talsampel 5 att ges av uttrycket r IBC = 0,9r + 0,1r, ty n=l och för talsampel 14 av rue = 0,2r + 0,82, ty n=8. För talsampel 17-23 kommer den rekonstruerade talsignalen rm: vara identisk med den skattade talsignalen f, eftersom den mottagna radiosignalens effektnivå 'y för de tio (nt=10) närmast föregående samplen 7-16 har understigit värdet 'ym och radiosignalens effektnivá y för sampel 17-22 är lägre än värdet yn. Under de avslutande tvâ samplen 24 och 25 kommer återigen den rekonstruerade talsignalen rm: att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen r, eftersom den mottagna radiosignalens effektnivå y för talsampel 23 och 24 överstiger effektnivàn Ym, men understiger làngtidsmedelvärdet yo. Som exempel kan nämnas att den rekonstruerade talsignalen rnc för talsampel 25 ges av uttrycket rn: = 0,1r + 0,9r, ty n=9. 10 15 20 25 30 506 341 22 Flödesschemat i figur 10 visar hur den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen r kombineras i signalkombinerings- enheten. 700 i figur 7 enligt en andra utföringsform av den uppfinningsenliga metoden. Även i denna utföringsform kan en i processorn 710 befintlig räknarvariabel n stegas mellan värdena -1 och nt+1. Likaledes anger här värdet nt det antal konsekutiva talsampel under vilka kvalitetsparametern. q[ hos den mottagna radiosignalen kan understiga respektive överstiga en förutbestämd kvalitetsnivá Bm innan den rekonstruerade signalen rrec kommer att vara identisk med den skattade talsignalen r respektive den mottagna talsignalen r och under vilka talsampel som den rekonstruerade talsignalen rnc kommer att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen r.

I steg 1000 tilldelas räknarvariabeln n värdet nt/2 i syfte att säkerställa att räknarvariabeln n har ett rimligt värde om flödesschemat vid rekonstruktion av det första talsamplet skulle hamna i steg 1040. I steg 1005 tar signalkombineringsenheten 700 in ett första talsampel av den mottagna talsignalen r. I steg 1010 undersökes om kvalitetsparametern q, i detta exempel representerad av bitfelshalten BER (BER = Bit Error Rate) för ett dataord motsvarande ett visst talsampel, överstiger ett visst värde, det vill säga bitfelshalten BER understiger ett förutbestämt värde Bo. Bitfelshalten BER kan exempelvis beräknas genom paritetskontroll av det mottagna dataord, vilket representerar nämnda talsampel. Värdet Bo motsvarar en bitfelshalt BER upp till vilken alla fel kan antingen rättas eller döljas helt. I ett system, där felrättnig inte förekommer och där fel inte kan döljas är alltså B0=1. I steg 1010 jâmföres bitfelshalten BER med nivån Bo. Om bitfelshalten BER är lägre än 10 15 20 25 30 506 341 23 Bo, sättes i steg 1015 den rekonstruerade talsignalen rn: lika med den mottagna talsignalen r, räknarvariabeln n sättes i steg 1020 till ett och flödesschemat áterföres till steg 1005. I annat fall undersökes i steg 1025 om bitfelshalten BER är högre än en förutbestämd nivà Bt, vilken motsvarar övre gränsen för en acceptabel talkvalitet. Om bitfelshalten BER är högre än Bt, sättes i steg 1030 den rekonstruerade talsignalen rm, lika med den skattade talsignalen f, räknarvariabeln n sättes i steg 1035 till nt och flödesschemat âterföres till steg 1005. Om i steg 1025 bitfelshalten BER skulle visa sig vara lägre än eller lika med Bt, beräknas i steg 1040 den rekonstruerade talsignalen rnc som summan av en första faktor oc multiplicerad med den mottagna talsignalen r och en andra faktor ß multiplicerad med A den skattade talsignalen r. I detta exempel är a=(n,._-n)/nt och Ilt-Il HA B=n/nc, varför rnc ges av uttrycket rm: r+-r I steg Il: n: 1045 tas nästa talsampel av den mottagna talsignalen in och i steg 1050 undersökas om motsvarande bitfelshalt BER hos den mottagna datasignalen är lägre än en nivå Bm, vilken förslagsvis anger det aritmetiska medelvärdet av Bo och Bt, det vill såga Bm=(B°+B,,)/2, och om så är fallet räknas i steg 1055 räknarvariabeln n -ned ett steg och i steg 1060 prövas om räknarvariabeln n är mindre än noll. Om räknarvariabeln n i steg 960 är mindre än noll indikerar det att bitfelshalten BER har understigit värdet Bm under nt konsekutiva talsampel och den rekonstruerade talsignalen rm, kan därför sättas lika med den mottagna talsignalen r. Flödesschemat föres således till steg 1015. Om räknarvariabelnwn i steg 1060 är större än eller lika med noll föres flödesschemat till steg 1040, varvid en ny rekonstruerad talsignal rrec beräknas. Om i steg 1050 bitfelshalten BER är högre än eller lika med Bm ökas i steg 1065 10 15 20 25 30 506 341 24 räknarvariabeln n med ett. I steg 1070 undersökes därefter om räknarvariabeln n är större än värdet nt och om så är fallet indikerar det att bitfelshalten BER har överstigit värdet Bm under nt konsekutiva sampel och den rekonstruerade talsignalen rttt bör därför sättas lika med den skattade talsignalen i.

Flödesschemat återföres därför till steg 1030. Annars föres flödesschemat till steg 1040, varvid en ny rekonstruerad talsignal rtet beräknas.

Ett specialfall av det ovan beskrivna fallet erhålles om man istället för att låta kvalitetsparametern q ange bitfelshalten BER för varje dataord låter q utgöra en ramfelsindikator BFI (BFI = Bad Frame Indicator) , vilken kan antaga två olika värden.

Om antalet fel i ett givet dataord överstiger ett förutbestämt värde Bt indikeras detta genom att q sättes till ett första värde, exempelvis ett, och om antalet fel är lägre än eller lika med Bt sättes q till ett andra värde, exempelvis noll. En mjuk övergång mellan den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen r erhålles i detta fall genom signalerna r och i' viktas ihop med förutbestämda viktfaktorer, a respektive ß, under ett förutbestämt antal sampel nt. Exempelvis kan nt vara fyra sampel under vilka a och ß stegas genom värdena 0.75, 0.50, 0.50, 0.25 och 0.00 respektive 0.25, 0.75 och 1.00 eller tvärt Om.

I figur 11 visas ett exempel pà ett resultat som kan erhållas då flödesschemat i figur 10 genomlöpes. I exemplet har nt satts till lO. I figur 11 anges en mottagen datasignals bitfelshalt BER längs diagrammets vertikala axel och längs dess horisontella axel representeras sampel 1-25 av den mottagna datasignalen, vilken överförts via en radiokanal och vilken representerar talinformation. Bitfelshalten BER indelas i tre nivåer Bo, Bm 10 L5 20 25 30 506 341 25 och Bg. En första nivå Bo motsvarar en bitfelshalt BER, vilken resulterar i en perceptuellt sett felfri talsignal. Det vill säga systemet klarar av att antingen rätta och/eller dölja upp till Bo-l bitfel per mottaget dataord. En andra nivå B, anger en bitfelshalt BER som är så hög att motsvarande talsignal är av en oacceptabelt låg kvalitet. En tredje nivå Bm utgör det aritmetiska medelvärdet Bm=(Bt+B0)/2 av B: och Bo; Den mottagna datasignalens bitfelshalt BER understiger nivån BO under de fyra först mottagna talsamplen 1-4. Under sampeln 2-5 kommer därför räknarvariabeln n att vara lika med ett och den rekonstruerade talsignalen rrec är identisk med den mottagna talsignalen r. Under de tolv följande talsamplen 5-16 kommer den rekonstruerade talsignalen rnc att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen f, eftersom den mottagna datasignalens bitfelshalt BER för dessa talsampel ligger över Bo. För talsampel 17-23 kommer den rekonstruerade talsignalen rm, vara identisk med den skattade talsignalen f, eftersom den mottagna datasignalens bitfelshalt BER för de tio (nt=l0) närmast föregående samplen 7-16 har överstigit värdet Bm och bitfelshalten för sampel 17-22 är högre än värdet Bm. Under de avslutande två samplen 24 och 25 kommer återigen den rekonstruerade talsignalen rrec att utgöras av en kombination av den mottagna talsignalen r och den skattade talsignalen f, eftersom den mottagna datasignalens bitfelshalt BER för talsampel 23 och 24 understiger nivån Bm, men överstiger nivån Bo .

I en första och en andra utföringsform av uppfinningen har kvalitetsparametern q varit baserad på uppmätt effektnivå y hos den mottagna radiosignalen respektive en beräknad bitfelshalt BER hos en datasignal, vilken har överförts via en viss 10 15 20 25 506 541 26 radiokanal och vilken representerar den mottagna talsignalen r.

Kvalitetsparametern q kan givetvis i en tredje utföringsform av uppfinningen vara baserad på ett estimat av signalnivån hos den önskade radiosignalen C i förhållande C/I till signalnivån hos en störsignal I. Sambandet mellan förhållandet C/I och den rekonstruerade talsignalen run kommer då närmast att likna det samband som illustrerats i figur 8, det vill säga för sjunkande C/I ökas faktorn B och faktorn a minskas i motsvarande grad och vid ökande C/I ökas faktorn a pá bekostnad av faktorn ß.

Motsvarande flödesdiagram kommer principiellt att överensstämma med figur 8. I steg 810 skulle det istället stå C/I > Co, i steg 825 C/I > Cn och i steg 850 C/I > Cn, men i övrigt skulle samma villkor gälla.

Figur 12 åskådliggör i diagramform ett exempel på hur en kvalitetsparametar q för en mottagen talsignal r kan variera över en sekvens av mottagna talsampel rn. Längs diagrammets vertikala axel visas värdet av kvalitetsparametern q och längs diagrammets horisontella axel representeras talsampeln rn. För talsampel rn mottagna 'under ett tidsintervall tn understiger kvalitetsparametern q en förutbestämd nivå qn, vilken motsvarar undre gränsen för en acceptabel talkvalitet. Den mottagna talsignalen r kommer därför' under detta tidsintervall. tn att utsättas för en störning.

I figur 13 visas ett diagram över hur signalamplituden A hos den mottagna talsignal r, som avses i figur 12, varierar över en tid t motsvarande talsampeln rn. Signalamplituden A visas längs diagrammets vertikala axel och tiden t representeras längs diagrammets horisontella axel. Under tidsintervallet tn utsättes talsignalen r för en störning i form av ett kort brus- eller 10 15 20 25 30 506 341 27 sprakljud, vilket i diagrammet representeras av en förhöjd signalamplitud A av icke-periodisk karaktär.

Figur 14 visar ett diagram över hur signalamplituden A varierar över en tid t motsvarande talsampeln r¿, hos en enligt den föreslagna metoden rekonstruerad version rn: av den i figur 13 .visade talsignalen r. Signalamplituden A visas längs diagrammets vertikala axel och tiden t representeras längs diagrammets horisontella axel. Under det tidsintervall tå då kvalitets- Aparametern q understiger nivån qt, kommer den rekonstruerade talsignalen helt eller delvis att bestå av en skattad talsignal r, vilken erhållits genom linjär prediktion av en tidigare mottagen talsignal r, vars kvalitetsparameter q har överstigit q¿. Därför år den skattade talsignalen i sannolikt av högre kvalitet än den aktuella mottagna talsignalen r. Den rekonstruerade talsignalen rn, vilken består av en 'variabel kombination av den mottagna talsignalen r och en skattad version r av denna talsignal, kommer således att ha i. huvudsak jämn eller konstant kvalitet, oavsett kvaliteten. hos den mottagna talsignalen r.

I figur 15 visas hur den föreslagna signalrekonstruktionsenheten 240 utnyttjas i en analog sändar/mottagarenhet 1500, benämnd TRX, i en basstaion eller en mobil station. En radiosignal RFR tas från en antennenhet emot i en radiomottagare 1510, vilken levererar en mottagen mellanfrekvenssignal IFR. Den mellanfrekventa signalen IF; demoduleras i en demodulator 1520, varvid en analog mottagen talsignal r¿ och en analog kvalitetsparameter qA genereras. Dessa signaler, I; och qà, samplas och kvantiseras i en samplings- och kvantiseringsenhet 1530, vilken levererar motsvarande digitala signaler r respektive q, som utnyttjas av signalrekonstruktionsenheten 240 10 15 20 25 506 341 28 för att enligt den föreslagna metoden generera en rekonstruerad talsignal ræc.

Vid sändning av en talsignal S moduleras denna i en modulator 1540, i. vilken en nællanfrekvent signal IFT alstras. Signalen IFT radiofrekvensmoduleras och förstärks i en radiosändare 1550 och en radiosignal RFT levereras för sändning till en antenn- enhet.

Figur 16 illustrerar hur den föreslagna signalrekonstruktions- enheten 240 utnyttjas i en sändar/mottagarenhet 1600, benämnd TRX, i en basstation eller en mobil station, vilken kommunicerar ADPCM-kodad talinformation. En radiosignal RFR tas från en antennenhet emot i en radiomottagare 1610, vilken levererar en mottagen mellanfrekvenssignal IFR. Den mellanfrekventa signalen IFR demoduleras i en demodulator 1620, vilken levererar en ADPCM-kodad basbandssignal BR och en kvalitetsparameter q.

Signalen BR avkodas i en ADPCM-avkodare 1630, varvid en mottagen talsignal r genereras. Kvalitetsparametern q tas in till ADPCM- avkodaren 1630 för att möjliggöra återställning av avkodarens tillstànd vid alltför låg kvalitet hos den mottagna radiosignalen. RFR. Signalerna. r och. q utnyttjas slutligen av signalrekonstruktionsenheten 240 för att enligt den föreslagna metoden generera en rekonstruerad talsignal LHC.

Vid sändning av en talsignal S kodas denna i en ADPCM-kodare 1640, vars utsignal är en ADPCM-kodad basbandssignal BT. Denna signal BT moduleras sedan i en modulator 1650, varvid .en mellanfrekvent signal IFT alstras. Signalen IFT radiofrekvensmoduleras och förstärks i en radiosändare 1660, från vilken en radiosignal RFT levereras för sändning till en antennenhet. 506 341 29 ADPCM-avkodaren 1630 och. ADPCM-kodaren 1640 kan naturligtvis lika gärna 'utgöras av en logaritmisk PCM-avkodare respektive logaritmisk PCM-kodare om det system, i vilket sändar/ mottagarenheten 1600 opererar, istället tillämpar denna talkodningsform.

Claims (44)

10 15 20 25 5Û6 541 30 PATENTKRAV

1. Metod för rekonstruktion av en talsignal från en mottagen signal (r), varvid en signalmodell (500) och en kvalitets- parameter (q) utnyttjas, k ä n n e t e c k n a d av att en skattad signal (f) motsvarande förväntade framtida värden hos den mottagna signalen (r) tas fram genonx nämnda signalmodell (500), att nämnda mottagna signal (r) och nämnda skattade signal (r) kombineras och bildar en rekonstruerad talsignal (rmc) samt att nämnda kvalitetsparameter (q) bestämmer det förhållande (a, ß) enligt vilket kombinationen sker.

2. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kvalitetsparameter (q) baseras på en uppmätt effektnivà (RSS, 7) hos nämnda mottagna signal (r).

3. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kvalitetsparameter (q) baseras på ett estimat av mottagen signalnivà (C) hos nämnda mottagna signal (r) i förhållande (C/I) till signalnivàn hos en störsignal (I).

4. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kvalitetsparameter (q) baseras pá en bitfelshalt (BER), vilken beräknats ur en digital representation av nämnda signal (r).

5. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kvalitetsparameter (q) baseras pà en ramfelsindikator (BFI), vilken beräknats ur en digital representation av nämnda signal (r).

6. Metod enligt något av kraven 1 - 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalmodell (500) baseras på linjär prediktion (LPC/LTP) av nämnda mottagna signal (r). 10 15 20 25 506 341 31

7. Metod enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda linjära prediktion (LPC/LTP) genererar koefficienter, (STP) vilka anger en korttidsprediktion av nämnda mottagna signal (r).

8. Metod enligt krav 6 eller 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda linjära prediktion (LPC/LTP) genererar koefficienter, (LTP) vilka anger en lángtidsprediktion av nämnda mottagna signal (r).

9. Metod enligt något av kraven 6 - 8, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda linjära prediktion (LPC/LTP) genererar förstärkningsvärden (b), vilka relaterar till en historik (ê(n+1), ê(n+2),..., ê(n+N)) av nämnda skattade signal (r).

10. Metod enligt något av kraven 6 - 9, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda linjära prediktion (LPC/LTP) innefattar information (c) om huruvida nämnda mottagna signal (r) antas representera talinformation eller information av icke-tal-typ. k ä n n e t e c k n a d (LPC/LTP)

ll. Metod enligt något av kraven 6 - 10, av att nämnda linjära prediktion innefattar information (c) om huruvida nämnda mottagna signal (r) antas representera ett tonande eller ett tonlöst ljud. k ä n n e t e c k n a d (LPC/LTP)

12. Metod enligt något av kraven 6 - 11, av att nämnda linjära prediktion innefattar information (c) om huruvida nämnda mottagna signal (r) antas vara lokalt stationär eller lokalt transient.

13. Metod enligt något av kraven 1 - 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är en samplad och kvantiserad analogt modulerad och Överförd talsignal. 10 1.5 20 25 506 341 32

14. Metod enligt något av kraven 1 - 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är en digitalt modulerad och överförd kodad signal.

15. Metod enligt något av kraven 1 - 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är bildad genom avkodning av en adaptivt differentiellt pulskodmodulerad (ADPCM) signal.

16. Metod enligt något av kraven 1 - 12, k ä n n e t e c k n a d (r) en logaritmisk pulskodmodulerad (PCM) signal. av att nämnda mottagna signal är bildad genom avkodning av

17. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda (a, B) mottagna signal (r) förhållande är' variabelt från. att endast ange nämnda till endast att endast ange nämnda skattade signal (r).

18. Metod enligt krav 17, k ä n n e t e c k n a d av att övergång från endast nämnda mottagna signal (r) till endast nämnda skattade signal (r) sker under en övergångsperiod (tt) av åtminstone ett antal (nt) konsekutiva sampel av nämnda mottagna (r) mottagna signal signal under vilken kvalitetsparametern (q) för nämnda (r) understiger ett förutbestämt kvalitetsvärde (Ye) -

19. Metod enligt krav 17, k ä n n e t e c k n a d av att övergång från endast nämnda skattade signal (r) till endast nämnda mottagna signal (r) sker under en övergångsperiod (tg) av åtminstone ett antal (nt) konsekutiva sampel av nämnda mottagna (r) (q) för nämnda överskrider ett förutbestämt kvalitetsvärde signal under vilken kvalitetsparametern mottagna signal (r) (vt). 10 15 20 25 506 341 33

20. Metod enligt krav 17, k ä n n e t e c k n a d av att längden av nämnda övergångsperiod (tt) avgörs av ett förutbestämt, men varierbart övergàngsvärde (nt).

21. Anordning för rekonstruktion av en talsignal frán en mottagen signal (r), vilken innefattar' en signalmodellerings- enhet (500) k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signal- modelleringsenhet (500) tar fram en skattad signal (r) motsvarande förväntade framtida värden hos nämnda mottagna signal '(r), att en signalkombineringsenhet (700) kombinerar (f), bildas samt att en nämnda mottagna signal (r) och nämnda skattade signal varvid en rekonstruerad talsignal (rue) kvalitetsparameter (q) bestämmer det förhållande (a, ß) enligt vilket kombinationen sker.

22. Anordning enligt krav 21, k ä n n e t e c k n a d av att en processor (710) i nämnda signalkombineringsenhet (700) utifrån värdet av nämnda kvalitetsparameter (q) för varje sampel av nämnda mottagna signal (r) anger en första viktfaktor (a) och en andra viktfaktor (ß).

23. Anordning enligt krav 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalkombineringsenhet (700) bildar* ett första viktat värde (ar) av nämnda mottagna signal (r) genom att i en första multipliceringsenhet (720) multiplicera nämnda mottagna signal (r) med nämnda första viktfaktor (a) och ett andra viktat värde (Br) multipliceringsenhet av nämnda skattade (730) signal (r) genom att i en andra multiplicera nämnda skattade signal (r) med nämnda andra viktfaktor (B) samt att nämnda första (ar) och andra (Br) viktade värde enligt nämnda förhållande (a, B) 10 15 20 25 506 341 34 kombineras i en första summeringsenhet (740), varvid nämnda rekonstruerade signal (rnc) bildas som en första summasignal.

24. Anordning enligt krav 23, k ä n n e t e c k n a d av att ett i. nämnda processor (710) lagrat övergàngsvärde (nt) anger ett minsta antal konsekutiva sampel av nämnda mottagna signal (r) under vilka nämnda första viktfaktor (a) stegvis kan minskas från ett högsta värde till ett lägsta värde och nämnda andra viktfaktor (B) stegvis kan ökas från ett lägsta värde till ett högsta värde.

25. Anordning enligt krav 23, k ä n n e t e c k n a d av att ett i. nämnda processor (710) lagrat övergångsvärde (nt) anger ett minsta antal konsekutiva sampel av nämnda mottagna signal (r) under vilka nämnda första viktfaktor (a) stegvis kan ökas fràn ett lägsta värde till ett högsta värde och nämnda andra viktfaktor (B) stegvis kan minskas från ett högsta värde till ett lägsta värde.

26. Anordning enligt krav 24 eller 25, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda högsta värde är lika med ett och att nämnda lägsta värde är lika med noll samt att summan (a+ß) av nämnda första (a) och andra (ß) viktfaktor är lika med ett.

27. Anordning enligt något av kraven 21 - 26, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalmodelleringsenhet (500) innefattar en analysenhet (520), vilken enligt en linjärt prediktiv signalmodell (LPC/LTP) tar fram parametrar (a, b, c, L), (r). som beror av vissa egenskaper hos nämnda mottagna signal 10 15 20 25 506 341 35

28. Anordning enligt krav 27, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parametrar (a, b, c, L) innefattar filter- koefficienter' (a) till ett första (510) och. ett andra (580) digitalt filter, vars respektive överföringsfunktioner (A(z), 1/A(z)) utgör varandras inverser.

29. Anordning enligt krav 28, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första digitala filter (510) är ett inversfilter (A(z)) och att nämnda andra digitala filter (580) är ett syntesfilter (1/A(z)).

30. Anordning enligt något av kraven 21 - 26, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalmodelleringsenhet (500) innefattar ett första (510) och ett andra (580) digitalt filter, vars respektive överföringsfunktioner (A(z), 1/A(z)) utgör varandras inverser.

31. Anordning enligt krav 30, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första digitala filter (510) har högpassfiltrerande karaktär och nämnda andra digitala filter (580) har làgpassfiltrerande karaktär.

32. Anordning enligt något av kraven 28 - 31, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första digitala filter (510) filtrerar nämnda mottagna signal (r), varvid en residualsignal (R) genereras.

33. Anordning enligt krav 32, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalmodelleringsenhet (530), (500) innefattar en excitationsgenererande enhet vilken genererar en estimerad signal (É), som baseras pà tre av nämnda parametrar (b, c, L) samt en andra summasignal (C) och en tillstándsmaskin 10 15 20 25 506 341 36 (540), vilken genererar styrsignaler (sl - ss), som baseras på nämnda kvalitetsparameter (q) och en av nämnda parametrar (c).

34. Anordning enligt krav 33, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signalmodelleringsenhet (500) innefattar en andra summeringsenhet (570), vilken kombinerar ett tredje viktat värde (s5R) av nämnda residualsignal (R) med ett fjärde viktat värde (ssfi) av nämnda estimerade signal (É), varvid nämnda andra summasignal (C) bildas.

35. Anordning enligt krav 34, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda andra digitala filter (580) filtrerar nämnda andra summasignal (C), varvid nämnda skattade signal (E) genereras.

36. Anordning enligt något av kraven 34 - 35, k ä n n e t e c k n a d av nämnda excitationsgenererande enhet (530) innefattar en minnesbuffert (620) och en slumpgenerator (630).

37. Anordning enligt krav 36, k ä n n e t e c k n a d av nämnda. minnesbuffert (620) lagrar historiska värden (ê(n+1), ê(n+2),..., ê(n+N)) av nämnda andra summasignal (C).

38. Anordning enligt krav 37, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda minnesbuffert (620) utifrån två av nämnda parametrar (b, L) genererar en första signal (HV), vilken representerar ett tonande talljud.

39. Anordning enligt krav 38, k ä n n e t e c k n a d av (630) utifrân en av nämnda styrsignaler (Hu), nämnda slumpgenerator (sz) genererar en andra signal vilken representerar ett tonlöst talljud. 10 15 37 sne 341

40. Anordning enligt krav 39, k ä n n e t e c k n a d av att en tredje summeringsenhet (660) kombinerar ett tredje viktat värde (sfig) av nämnda första signal (HV) med ett fjärde viktat värde (sgg) av nämnda andra signal (Hg), varvid nämnda estimerade signal (É) bildas.

41. Anordning enligt något av kraven 21 - 40, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är en samplad och kvantiserad analogt överförd talsignal.

42. Anordning enligt något av kraven 21 - 40, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är en digitalt modulerad och Överförd kodad signal.

43. Anordning enligt krav 42, k ä n n e t e c k n a d avg att nämnda mottagna signal (r) är bildad genom avkodning av en adaptivt differentiellt pulskodmodulerad (ADPCM) signal.

44. Anordning enligt krav 42, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal (r) är bildad genom avkodning av en logaritmisk pulskodmodulerad (PCM) signal.