JPH03181232A

JPH03181232A - 可変レート符号化方式

Info

Publication number: JPH03181232A
Application number: JP1318762A
Authority: JP
Inventors: Masami Akamine; 政巳赤嶺; Hidetaka Yoshikawa; 英隆吉川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-12-11
Filing date: 1989-12-11
Publication date: 1991-08-07
Also published as: DE69024033D1; CA2031801A1; EP0433015B1; DE69024033T2; EP0433015A2; EP0433015A3; US5214741A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、パケット通信システムやＡＴＭ通信システム
に用いられる可変レート符号化方式に関する。

（従来の技術）音声信号を符号化した後、パケット化しパケット単位で
通信するパケット通信システムが、実現されつつある。

パケット通信システムは、音声や画像、データなどの各
種メディアの信号を一元的に扱える他に音声信号のバー
スト性を利用して有音区間のみを伝送することにより回
線の効率的利用ができるという利点を有する。このため
、パケット通信及びＡＴＭ通信は、ｒｓＤＮ、ＢＩＳＤ
Ｎの担手として注目され、研究開発が活発に行われてい
る。

しかし、パケット通信では、ネットワークでのふくそう
時やパケット遅延が大きい場合には、パケットの廃棄が
行われ、これにより音声の品質劣化が生じる。特に、適
応予測を用いるＡＤＰＣＭを符号化方式として用いる場
合には、パケット廃棄時の品質劣化が大きい、そこで、
パケット廃棄時の品質劣化が少ない符号化方式としてＥ
　＋ａｂｅｄｅｄＤＰＣＭ方式がｒＥｍｂｅｄｅｄ　Ｄ
　Ｐ　ＣＭ　ｆｏｒ　ｖａｒｉａｂｌｅｂｉｔ　ｒａｔ
ａ　ｔｒａｎｓｎ＋１ｓｓｉｏｎＪ、　（Ｉ　Ｅ　Ｅ　
Ｅ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃ０Ｍ−２８，７，ｐｐ、１０４０
−１０４６（Ｊｕｌｙ　１９８０））（文献ｌと呼ぶ）
で提案されている。また、ＣＣＩＴＴではＣＣＩ　Ｔ　
Ｔ　　Ｓ　Ｇ　ＸＶＩ［Ｉ　ｒＡｎｎｅｘ　ｔｏ　Ｑｕ
ｅｓｔｉｏｎＸ／ＸＶ　（Ｓｐｅｅｃｈ　Ｐａｃｋｅｔ
−ｉｚａｔｉｏｎ）Ａｌｇｏｒｉｔｈｍａｎｄ　Ｐｒｏ
ｔｏｃｏｌ　ｆｏｒ　５ｐｅｅｃｈＰ　ａｃｋｅｔｉｚ
ａｔｉｏｎＪ、（ＴＤ１３１．　Ｇｅｎｅｖａ　６−１
７　Ｊｕｎｅ１９８ｇ）　（文献２と呼ぶ）の中で、音
声パケット通信用符号化方式としてＥ　ｍｂｅｄｅｄ　
Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭをＧ。

ＥＭＢとして暫定勧告すると共に、音声パケットプロト
コルをＧ、ＰＶＮＰとして暫定勧告している。

第１４図と第１５図は、暫定勧告Ｇ、ＥＭＢ方式のエン
コーダ部とデコーダ部のブロック図である。

第４図において、エンコーダの入力は、μｍＰＣＭ又は
、Ａ−ＰＣＭコーデックによりディジタル化された音声
信号である。６１０は、μｍＰＣＭ又はＡ−ＰＣＭの符
号を線形のＰＣＭ符号に変換するＰＣＭフォーマット変
換器である。また、６３０は適応量子化器であり、６７
０は適応予測器である。

減算回路６２０は、入力信号と適応予測器６７０の出力
である予測信号との差分を計算し、適応量子化器６３０
へ送る。適応量子化器６３０は、入力した予測差分信号
を量子化し、ＡＤＰＣＭの符号として出力する。６４０
は、最大廃棄可能ビット数だけＡＤＰＣＭの出力符号の
下位ビットをマスクし、右にシフトするビットマスク回
路である。ビットマスク回路６４０の出力はコアビット
として適応逆量子化器６５０へ送られ、適応逆量子化器
６５０はコアピットの逆量子化を行う、適応逆量子化器
の出力は、適応予測器６７０と加算回路６６０へ送られ
る。加算回路６６０では、適応逆量子化器の出力信号と
適応予測器の出力信号を加算することにより、局部復号
信号も作成する。適応予測器６７０は、２次の極と６次
の零点をもつ適応フィルタであり、局部復号信号と逆量
子化された予測差分信号を入力し予測信号を作成する。

適応量子化器６３０のビット数とフィードバックされる
コアビット数は、用いるアルゴリズムに依る。例えば３
２Ｋｂｐｓ（４，２）アルゴリズムは、量子化が４ビツ
トでコアピットが２ビツトである。第１４図において、
適応量子化器６３０はフィードフォワードバスを形成し
、ビットマスク回路６４０と適応逆量子化器６５０、適
応予測器６７０はブイ−ドパツクパスを形成する。

次にデコーダの動作について説明する。第１５図のデコ
ーダは、コーグと同様にビットマスク回路６８０とフィ
ードバック適応逆量子化器６９０．適応予測器７１０か
ら成るフィードバックバスとフィードフォワード適応逆
量子化器７２０とＰＣＭフォーマット変換回路７４０を
含むフィードフォワードパスから構成される。フィード
バックバスは、コーグとデコーダで全く同一である。ビ
ットマスク回路６８０は入力したＡＤＰＣＭ符号の上位
のコアピットを残して下位ビットをマスクし右シフトす
ることにより、コアピットのみをフィードバック適応逆
量子化＠６９０へ送る。フィードバック適応量子化器６
９０はコアピットの逆量子化を行う、適応予測器７１０
は、６９０の出力である逆量子化された予測差分信号と
加算回路７００の出力である局部復号信号を入力として
、予測信号を出力する。ネットワーク上でのビット廃棄
はＡＤＰＣＭ符号の下位ビットから行われ、コアピット
の伝送は保証される。

このため、　デコーダ側のビットマスク回路６８０の出
力は、コーグ側のビットマスク回路６４０の出力と同一
のものが得られる。

従って、適応逆量子化器６９０．６５０及び適応予測器
７１０．６７０の出力は、コーグとデコーダで全く同一
である。

フィードフォワード適応量子化器７２０は、ＡＤＰＣＭ
出力符号のコアピットと廃棄されずに残ったビットの逆
量子化を行う、加算回路７３０は、フィードフォワード
適応量子化器７２０の出力と適応予測器７１０の出力を
加算し、復号信号を作成する。

得られた復号信号は、ＰＣＭフォーマット変換回路７４
０へ出力され、そこで、線形のＰＣＭ符号がらμ−ＰＣ
ＭまたはＡ−ＰＣＭ符号へ変換される。

７５０はＡＤＰＣＭ−ＰＣＭ−ＡＤＰＣＭ（７）ように
同期タンデム接続による誤差を防止するためのタンデム
接続補正回路である。

通常のＥ　ｍｂｅｄｅｄではないＡＤＰＣＭで出力符号
のビット廃棄が生じた場合、逆量子化された予測差分信
号はコーグとデコーダで異った値となる。

この結果、量子化器と予測器の適応処理がコーグとデコ
ーダで異なる非同期動作になると共に、廃棄による誤差
が、合成フィルタによるフィルタリングされるため、ビ
ット廃棄による品質劣化が増大する。

一方、前述したＥ　ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭで
は、コアビットのみを予測器にフィードバックしている
ので、コアピットを除いた下位のビットがネットワーク
上で廃棄されても、コーグとデコーダの非同期動作は生
じない、また、コーグとデコーダで予測信号は同一とな
るので、廃棄されたビット数に相当する量子化誤差が直
接、復号信号に加算されるだけで４あり、ビット廃棄に
よる品質劣化は少ない。

Ｅ　ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　のこのような特
性を活かした音声パケットの構成法及びプロトコルが文
献２で述べられている。

第１６図は、文献２に記載のパケットフォーマットであ
る。図においてビット１はＬＳＢ、ビット８はＭＳＢを
表す。Ｐ　Ｄ　（Ｐ　ｒｏｔｏｃｏｌ　Ｄ　ｉｓｃｒｉ
ｍｉ−ｎａｔｏｒ）は、音声パケットとそれ以外のパケ
ットを区別するためのものである。ＢＤＩ　　（Ｂｌｏ
ｃｋＤｒｏｐｐｉｎｇ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）は、パケ
ット化した初期状態で廃棄できるブロック数とネットワ
ークの各ノード上で廃棄できるブロック数を示す、ここ
で、ブロックは、符号化のフレームを１６ｍ５　（１２
８サンプル）として、音声の符号化出力をビット単位で
１フレーム分集めた１２８ビット単位の情報である。

Ｔ　Ｓ　（Ｔｉｍｅ　５ｔａｉ＋ｐ）は、ネットワーク
の各ノードで生じた遅延量の累卵を示す＊　ＣＴ　（Ｃ
ｏｄｉｎｇＴｙｐｅ）は、パケット作成の際に用いた音
声符号化の方法を示すフィールドである。

Ｓ　Ｅ　Ｑ　（Ｓ　ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｎｕｍｂｅｒ）は
パケットの続き順を示す番号であり、パケットが紛失し
た時に用いられる。Ｎ　Ｓ　（Ｎｏ１ｓｅ　Ｆ　１ｅｌ
ｄ）は、背景ノイズのレベルを示すフィールドである。

Ｎ０Ｎ−ＤＲＯＰＰＡＢＬＥ　０ＣＴＥＴＳはＥ　ｍｂ
ｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　ＰＣＭ出力のコアピットのブロック
であり、ネットワーク上で廃棄できない情報のフィール
ドである６０ＰＴＩＯＮＡＬ　　ＤＲＯＰＰＡＢＬＥ　
　ＢＬＯＣＫＳは、　Ｅｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　Ｃ
Ｍの下位ビットのブロックであり、ネットワーク上でシ
ステムから要求があった場合に廃棄できる情報フィール
ドである。パケットの先頭と後尾には、レイヤ２のヘッ
ダとトレイラが付く、第１６図のフォーマットをもつパ
ケットを用いたパケットネットワークのプロトコルでは
、パケット廃棄は、パケット内の０ＰＴＩ○ＮＡＬ　Ｄ
ＲＯＰＰＡＢＬＥ　　ＢＬＯＣＫを廃棄することにより
行われる。

以上が従来のＥ　＋ｗｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭと
パケットフォーマットを用いたパケット廃棄補償法であ
る。

この方法は情報の廃棄がパケット内すなわち、ビット単
位で行われる場合は前述したように品質劣化が少ない方
法である。しかし、パケット単位で廃棄が生じた場合に
は、Ｅ　ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭのコアピット
も廃棄されるので品質の劣化が生じる。

パケット廃棄によって１フレ一ム分（１６ｍｓ）の信号
が完全に欠落し元の音声信号が再生できなくなる。この
状態は、ｌフレームで終わるわけではなく、エンコーダ
とデコーダの非同期動作のため、１フレーム以上続くこ
とになる。パケット単位の廃棄の補償法として、廃棄さ
れたパケットの前後のパケットの信号から補間再生する
方法があるが、ＡＤＰＣＭの出力である予測差分信号は
相関が除去された信号であるので、１フレーム（１２８
サンプル）分離れたサンプルを用いて補間しても補間の
効果はほとんどなく品質劣化は避けられない。

（発明が解決しようとする課題）Ｅ　ｍｂｅｄａｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　を用いた従来の
符号化方式は、パケット単位の廃棄が生じた場合。

Ｅ　ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　のコアビットも
廃棄されるので、元の音声信号が再生できなくなると共
に。

エンコーダとデコーダが非同期動作となるため。

品質劣化が大きいという問題点を有する。

また、従来のＥｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭではビ
ットレートを時間的に変化させることが積極的に考慮さ
れておらず、ビットレートの制御法や固定長のセル化に
ついて十分検討されていない。音声信号のもつ情報量は
時間的に変化しているので、固定ビットレートのＥ　ｍ
ｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　では、符号化された音
声の品質が変化し耳障りな音になると共に、符号化効率
も下がるという問題点を有する。

本発明はこのような問題点に鑑みて行われ、パケット単
位の廃棄に対しても品質劣化が少なく、品質が安定した
符号化効率の高い可変レート符号化方式を提供すること
を目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）本発明は、音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割
する手段と、前記手段によって得られる帯域別の信号を
符号化する手段と帯域別の信号の電力を計算する手段と
、該電力に基づいて帯域別の信号を符号化する際のビッ
ト数と帯域別の符号化ビット数の総和を一定長又は可変
長のフレーム単位で変化させる手段と、前記符号化手段
により符号化された帯域別の信号と前記の帯域別の信号
を符号化する際のビット数を表わす信号をセルと呼ばれ
る一定長の情報単位又はパケットと呼ばれる可変長の情
報単位に構成する手段とを送信側に有し、受信側には、
セル又はパケットを分解する手段と、廃棄されたセル又
はパケットを知る手段と、帯域別の信号を復号化する手
段と、復号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合
成する手段と、廃棄されたセル又はパケットの区間を再
生する手段を有することにより構成される。

（作用）本発明では、複数の帯域の信号に分割する手段により入
力信号を複数の周波数帯域の信号に分割し、符号化する
手段により各々の帯域の信号が量子化され符号化される
。その際に帯域別の信号を計算する手段により求められ
た帯域別信号電力を基に量子化・符号化のビット数を変
化させる手段により各帯域の符号化ビット数の配分がフ
レーム単位で行われる。このような手段により入力信号
の相関又は冗長性が除去され、入力信号を高能率に符号
化することができる。同時に、帯域別信号電力を基に帯
域別の符号化ビット数の総和を変化させる手段により、
受信側での復号信号のＳＮＲを推定し、それが一定にな
るようにビットレートを制御しているので、復号信号の
品質を一定のレベルに維持することができると共に、ビ
ットレートの制御により入力信号の性質の時間変化に対
応してビットレートが変化することになるので。

符号化効率を更に高くすることができる。

次に、セル又はパケットと呼ばれる情報単位に構成する
手段により、符号化された帯域別の信号と帯域別の信号
の符号化ビット数を表現する信号が多重化（セル化、パ
ケット化）され、伝送路に送出される。この時、各々の
セル又はパケットにプライオリティ−を付けても付けな
くてもよい。

本発明では、従来のＡＤＰＣＭのように過去の信号を用
いた予測やコーグとデコーダで量子化器を同期的に適応
制御することがなく、複数の周波数帯域の信号をフレー
ム単位で独立に符号化しているため、どのセル又はパケ
ットが廃棄されても、廃棄の影響が次のセル又はパケッ
トに及ぶことがないという効果を有する。その結果、セ
ル廃棄に伴う品質劣化を極めて少なくすることができる
。

（実施例）以下、本発明に係る一実施例を図面を参照して説明する
。第１図は、本発明の一実施例に係る可変レート符号化
方式を適用した符号化装置のコーダ部のブロック図であ
る。

第１図において、１は入力端子であり、ディジタル化さ
れた信号系列が入力され、１０１の入力バッファに所定
サンプル数の系列が蓄積される。

１０２は、入力された信号系列を複数の周波数帯域に分
割するフィルタバンクであり、スペクトルの折返し歪を
生じさせない優れたフィルタバンクとして、ＱＭＦ　（
Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｍｉｎｏｒ　Ｆｉｌｔｅｒ）バ
ンクが知られており、本実施例ではこれを用いて４ＫＨ
２までの信号帯域を等間隔に８個の帯域に分割している
。第２図にＱＭＦバンクの一構成例を示すブロック図を
示す。　この図において、２０１はバイパスフィルタで
あり、　２０２はローパスフィルタである。これらのフ
ィルタは３２次のＦＩＲフィルタにより構成している。

　また、２０４のバイパスフィルタと２０５のローパス
フィルタは１６次のＦＩＲフィルタにより構成している
。このようにＱＭＦバンクの第１段目と第２段目、第３
段目のフィルタの次数を変えることは音声信号のスペク
トルの傾きが低域と高域で異なることを利用することに
より、フィルタの性能を劣化させることなくフィルタリ
ング演算に起因する遅延量を減少させる効果がある。な
お、フィルタの係数はスペクトルの折返し歪が生じない
ように設計されるが、この詳細については、　Ｎ、　Ｓ
　、　Ｊ　ａｙａｎｔ　ｐ、　Ｎ（１１に”Ｄｉｇｉｅ
ａｔ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ　Ｗａｖｅｆｏｒｍｅｓ”、
ＰＲＥＮＴＩＣＥ−ＨＡＬＬ、ＩＮＣ（文献３）に記述
されているので、ここでは説明を省略する。

第１図において、１０３は、ＱＭＦバンク１０２の出力
である帯域ごとの信号を量子化の前処理として正規化す
るための正規化回路である。正規化回路の簡単な具体例
は、帯域ごとの信号を帯域ごとのＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍ
ｅａｎ　５ｑｕａｒｅ）で除算する回路である。１０４
は正規化された各帯域の信号を所定のビット数で量子化
する量子化器であり、テーブルルックアップにより構成
される。１０５は各帯域の信号のパワーを計算する帯域
パワー計算回路であり、第ｉ番目の帯域の信号系列をｘ
ｉ（ｎ）、　ｉ　＝　１　。

２、・・・、８とおくと、　次式によりＲＭＳ値σ、を
計算し出力する。

但し、ＲＭＳを計算する区間長をＮとしている。

量子化器１０６は、帯域パワー計算回路から出力される
各帯域のＲＭＳ値σ工を所定のビット数で量子化しその
符号をセル化部１１１及び逆量子化器１０７へ出力する
。逆量子化器１０７は上記σ１の符号を逆量子化した値
σｉを出力する。正規化回路１０３やビットレート制御
部１０８．ビット配分計算部１０９は各帯域のＲＭＳ値
としてデコーダで得られるσ□を用いる。　これにより
コーグとデコーダで量子化ビット数や正規化のパラメー
タが異なるミスマツチによって生じる特性劣化を完全に
防止できる。

ビットレート制御部１０８は、各帯域信号のパワーに基
づいてデコーダで復号される信号の品質が一定でかつコ
ーグから出力される符号量が一定になるようにビットレ
ートを制御する。ビットレート制御部の詳細については
後述する。

ビット配分計算部１０９は、各帯域信号のパワーとビッ
トレート制御部から出力されるビットレートに基づいて
各帯域の量子化器に配分するビット量を計算する。詳細
は後で述べる。

１１０はタイムスタンプ計算回路であり、　セルで伝送
されるフレームの先頭のサブフレーム番号を計算する。

具体的には、ビットレート制御部１０８から出力される
ｌセルで伝送されるサブフレーム数を積算する。第ｉ番
目のフレーム（セル）のタイムスタンプをＴｓ（ＩＬ第
（ｉ−１）番目のフレーム（セル）のタイムスタンプを
Ｔ４．（ｉ−１）、サブフレーム数をＮ５（ｉ−１）と
おくとＴｓ（ｉ）は次式により計算される。

Ｔｓ（ｉ）＝Ｔｓ（ｉ−１）十Ｎ５（ｉ−１）■ セル化部１１１では、各帯域信号の符号系列と各帯域信
号のＲＭＳ値の符号と１セル中のサブフレーム数とタイ
ムスタンプを第３図のフォーマントでセル化する。第３
図のフォーマットにおいて。

全体のセル長は５２バイトであり、情報部が４８バイト
である。情報部の内訳はタイムスタンプ１バイト、サブ
フレーム数１バイト、ｆ域パワー４バイト、帯域信号４
２バイトである。

以上が第１図の各部の機能の説明である。次に動作につ
いて説明する。

第４図は、コーグの全体の動作を示すフローチャートで
ある。

まず、初期化として、入カバッファ、ＱＭＦバンク、タ
イムスタンプのクリアと目標ＳＮＲ，最大サブフレーム
数、サブフレーム長、を設定する次にサブフレーム単位
で入力信号系列の切出し、ＱＭＦフィルタリング、各帯
域信号のパワー計算ビットレート制御を目標ＳＮＲが達
成できるまでくり返し行い、次に各帯域に割当てるビッ
ト配分を計算し、そのビット配分に基づいて各帯域の信
号を量子化した後、セル化の処理を行うにのような一連
の処理を１フレーム（セル）単位でくり返し行う。

ビットレートの制御は第５図で示すフローチャートに従
って行う。

まず、初期設定として、目標Ｓ　Ｎ　Ｒｄ＋　１セルの
最大サブフレーム数ＮＳ□８．サブフレーム長Ｌｓサン
プルを設定する。次にサブフレーム数工の初期値として
Ｉ＝ａを設定する。次にＱＭＦへ入力する入力サンプル
数をＩｘＬｓサンプルに設定し、それを入力バッファへ
指示する。次に帯域パワー計算部で求められた各帯域の
ＲＭＳ値σ、を読込むと共に、符号化すべきＩＸＬ５サ
ンプルの信号系列を１セルで伝送するために必要な１サ
ンプル当りの平均ビット数Ｒを次式により計算する。

Ｒ＝ＩｘＬ５ ■ ここで、Ｂは帯域信号の符号を伝送するために割当てら
れた総ビット数であり、第３図のフォーマットではＢ　
＝４２Ｘ　８　＝３３６ビツトである。

次に、各帯域のＲＭＳ値σ工と平均ビット数Ｒを用いて
デコーダで復号される信号のＳＮＲを次式により推定す
る。

ここでＭｂは帯域の分割数であり本実施例ではＭｂ＝８
である。

上記のＳＮＲの推定式はサブバンド符号化方式において
、最適ビット配分を行った場合の復号誤差の２乗平均値
を理論解析した結果に基づいている０表工は、弐〇で推
定した値と計算機シミュレーションで求めたＳＮＲの値
を比較したものである。この表から推定値は実際に符号
化した場合のＳＮＲ値と良く一致していることが分かる
。但し。

表１は、ビットレートを１６Ｋｂｐｓにした場合である
。

表０丈下乗色）ＳＮＲの推定後、ＳＮＲと目標５ＮＲｄを比較し、ＳＮ
Ｒが５ＮＲｄより大の時は、サブフレーム数工が最大サ
ブフレーム数ＮＳｍａＸ以下であることをチエツクした
後、サブフレーム数をインクリメントし、フローチャー
トの■へ戻る。ＳＮＲが５ＮＲｄ以下になるまで同様の
処理をくり返し、ＳＮＲ＞５ＮＲｄとなる直前のサンプ
ル当りビットレートとサブフレーム数（Ｉ−１）を出力
する。

またサブフレーム数がＮｓｍａｘを超えた場合は、サン
プル当りビットレートとサブフレーム数Ｉ＝Ｎ８□えを
出力する。ここで述べたビットレート制御法は、ＳＮＲ
を推定しながら、符号化する入力サンプル数を増加させ
、ビットレートを変化させるもので、■品質を常に一定
に保つことができる。■符号化データを固定長のセルに
正確に入れることができる。■入力信号の性質の時間的
変化に応じてビットレートを変化させるので符号化０丈
下＃、色）効率が高い。という利点がある。

次にビット配分計算部１０９の動作について説明する。

第６図はビット配分計算部１０９のフローチャートであ
る。初めに各帯域のパワーとしてＲＭＳ値７□とサンプ
ル当りのビットレートＲを逆量子化器１０７及びビット
レート制御部１０８から読込んだ後、　次式に従って各
帯域のビット配分量ＲＫを計算する。

上式は復号誤差の２乗平均値を最小化する最適ビット配
分の式であり、Ｎ、　Ｓ、　Ｊａｙａｎｔ　ａｎｄ　Ｐ
。

Ｎａ１ｌ：“Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ　Ｗ
ａｖｅｆｏｒｍｓ”、　Ｐ　ＲＥＮＴＩＣＥ−ＨＡＬＬ
、ＮＪ　（文献４）に記されている。

式■で計算されるビット配分量ＲＫは実数値となるが、
各帯域の信号を量子化する際にスカラ量子化器を用いる
場合には、　　Ｒｋを整数値にする必要があるため、次
にＲＫを補正する。第７図は、ＲＫの補正法の一実施例
を示すフローチャートである。まず、ＲＫを小数点以下
の切捨てにより整数化した後、整数化によって生じた余
りビット数ＲｒをｂＲｒ＝Σ（ＲＫ　　ＲＫ’）Ｋ＝１により計算し、次に余りビットＲｒをパワーの大きい帯
域の順に↓ビットづつ再配分していく。このようにパワ
ーの大きい順にビットを再配分することは、復号誤差を
減少させる効果がある。

以上がコーダ部の説明である。

第８図は、本発明の一実施例に係る可変レート符号化方
式を適用した符号化装置のデコーダ部のブロック図であ
る。

第８図において、３０１は、第３図のフォーマットのセ
ルをタイムスタンプ、帯域パワー、帯域信号の各々のデ
ータに分解するセル分解部である。

また、３０２は各帯域の信号を逆量子化する逆量子化器
であり、第１図の１０４と同様にテーブルルックアップ
により実現される。

３０３は逆正規化回路であり、逆量子化器３０２の出力
と各帯域のＲＭＳ値；、の乗算を行う。

３０５はビット配分計算部であり、各帯域のＲＭＳ値σ
Ｋ（Ｋ＝１，２．・・・＋Ｍｂ）、と１セル中のサブフ
レーム数Ｎ５を用いて第工図の１０９と同様に各帯域に
配分されるビット量を計算する。まず、式■に従って１
サンプル当りの平均ビット数Ｒを計算し、次に式■に従
って各帯域のビット配分量ＲＫ（Ｋ＝１．２．・・ｒ　
Ｍ　ｂ　）を計算する。

セル廃棄検出回路３０６は、伝送されたタイムスタンプ
Ｔ５とサブフレーム数Ｎ５を用いてセルの廃棄の有無を
検出する。第９図は検出法を示すフローチャートである
。第１０図も併用しながら検出法を説明する。　まず、
タイムスタンプＴｓとサブフレーム数Ｎｓを読み込み、
これらを常に２セル分保持しておく。次に、現在（時刻
ｎ）到着したセルの１時間前のセルのタイムスタンプＴ
ｓ（ｎ−１）とサブフレーム数Ｎｓ（ｎ−ｇを用いて次
式のように現在のタイムスタンプの予定値下を計算する
。

Ｔ　＝　Ｔｓ（ｎ−１）＋　Ｎ５（ｎ−１）次にＴと現
在のタイムスタンプＴｓ（ｎ）を比較し、一致していれ
ば廃棄し、一致していなければ現在のセルの直前で廃棄
があったと判定する。例えば、第１Ｏ図の場合であるので、廃棄なしである。

第８図において３０７は補間前処理回路であり、廃棄が
ない場合には各帯域の信号をＱＭＦバンク３０８にバイ
パスさせ、廃棄があった場合には各帯域信号の代りにｒ
ｔ　Ｏ”をＱＭＦバンク３０８に入力する。

ＱＭＦバンク３０８は１分割された帯域の信号を入力し
、フルパントの信号を出力するもので、構成は第２図に
おいて入出力を逆にしたものである。

ＱＭＦバンクを通過して得られた復号信号は。

補間処理部３０９に送られ、　そこでセル廃棄による信
号の脱落の補間が行われる。第１１図は、補間処理部の
一実施例を示すブロック図である。また、第１２図は、
補間処理を示す信号波形例である。第１１図において入
力端子４００から入力された復号信号は端子４０９から
供給されるセル廃棄信号に従って、セル廃棄がなかった
場合には出力端子３０１にバイパスされ、セル廃棄があ
った場合には、以下のように補間処理が行われる。

まず、廃棄直前のセルの復号信号をバッファ４０１から
読み出しＬＰＧ分析部４０２へ入力する。ＬＰＧ分析部
では、自己相関法又は共分散法によるＬＰＧ分析を行い
予測係数α１．α２・、αｐ（Ｐは予測次数であり、こ
こでは８とした）と予測残差信号ｅ　（ｎ）を求める。

ＬＰＧ分析法についてはり、Ｒ。

Ｒａｂｉｎｅｒ、Ｒ，Ｗ、５ｈａｆｅｒ著、鈴木訳″音
声のディジタル信号処理″、コロナ社（文献５）で詳述
されているので説明を省略する。なお予測フィルタの伝
達関数Ｈ（ｚ）は、である。次に、予測残差信号ｅ（ｎ）にピッチ周期ＴＰ
とゲインｇ、及び予測残差信号ｅｐ（ｎ）を求める。

ピッチ分析法についても文献５で述べられているが、こ
こでは、次のようにしてＴＰとｇを求める。

廃棄のあったセルの直前のセル（フレーム）の復号信号
において、フレーム最後のサンプル点をｎ＝Ｎとおき１
次の誤差関数Ｅ（Ｔｐ）を定義する。

；２０≦ＴＰ≦１４０但し、Ｌは誤差を評価する区間長であり、：こではＬ＝
７０とする。

ピッチ周期ＴＰは、上式のＥ（Ｔｐ）を最小とするＴＰ
として求める。ピッチゲインｇは、ＴＰを求めた後、次
式により計算する。

また、予測残差信号ｅ　（ｎ）　、　ｅ　ｐ（ｎ）は次式によ
り計算され、ｅｐ（ｎ）がバッファ４０４に蓄積される
。

ｅ　（ｎ）　＝　ｘ　（ｎ）−Σα、ｘ　（ｎ−ｉ）　
　　　　　　　０１）ｅ　ｐ（ｎ）　＝　ｅ　（ｎ）　
−ｇ−ｅ　（ｎ　−Ｔｐ）　　　　　　　　（１２）但
し、ｘ　（ｎ）はバッファ４０１から出力される信号で
ある。

次に、駆動信号生成回路４０５において、前のセルの予
測残差信号ｅｐ（ｎ）の最後からＴＰサンプル分をバッ
ファ４０４から読み出し、　その残差信号にピッチゲイ
ンｇを乗した信号をくり返し接続し、第１２図（ｃ）の
ような駆動信号を生成する。次に、この駆動信号を式（
８）の予測フィルタの逆フィルタである合成フィルタ４
０６に入力し、廃棄されたセルの信号を合成する。合成
された信号は、廃棄セルの前のセル、又は前後のセルの
復号信号との間で４０７においてスムージングが行われ
る。スムージングは、前セルの復号信号をｘ（ｎ）、合
成された信号をｘ（ｎ）、スムージング出力をｙ　（ｎ
）とおくと次式に従って行われる。

ｙ　（ｎ）＝　（１−Ｗ（ｎ））ｘ　（ｎ）＋Ｗ（ｎ）
　ｘ　（ｎ）　　　　（１３）ここで、Ｗ（ｎ）はスム
ージングの窓関数であり、第１３図に示すものが代表的
である。

以上述べた本実施例での補間処理は、駆動信号レベルの
補間と言うことができるが、この方法は、駆動信号のレ
ベルで前後のセルと波形の不連続点があっても、合成フ
ィルタを通過することにより不連続点が平滑化され、音
声のレベルではほとんど分からなくなるという効果があ
る。さらに、スムージング回路により前後のセルとの連
続性をより高めているのでセル廃棄に伴う復号信号の劣
化がほとんど知覚されないという効果がある。

以上の実施例において、帯域数８．サブフレーム長２４
サンプル、最大サブフレーム数１２．目標ＳＮ　Ｒ２２
ｄＢという条件のもとで計算機シミュレーションを行っ
た結果、平均ビットレート２１Ｋｂｐｓで３２Ｋｂｐｓ
Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ以上の品質を達成すると共に、セル廃
棄率５％で品質劣化がほとんど知覚されないという優れ
た性質をもつことが確認された。

〔発明の効果〕

以上、説明したように、本発明によれば、フレーム単位
で符号化ビットレートを制御しているので、復号信号の
品質を一定に保つことができる効果があると共に、入力
信号のエントロピー（情報量）に応じて符号化レートが
変化するので高い符号化効率が得られる効果がある。さ
らに、各々の周波数帯域別の信号電力を基に各帯域の符
号化ビット数の配分を行っているので復号信号のＳＮＲ
を向上させ、高い復号品質が得られる効果がある。

しかも、符号化データの総和は固定長のセルに納まるよ
う制御しているので、符号化データの過不足による効率
の低下もない。

また、本発明によれば、複数の周波数帯域の信号をフレ
ーム単位で独立に符号化しているので、過去の信号を用
いて予測や量子化の制御を行っているＡＤＰＣＭやＥ　
ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭのようにセル廃棄によ
る品質劣化が継続することはなく、廃棄セル内のみに留
めることができる効果があると共に、どのセルが廃棄さ
れても影響は小さいのでセルの優先制御を行う必要がな
くシステムが簡単になる効果がある。

また、補間処理によって１品質の劣化がほとんど知覚さ
れることなく廃棄セルを再生することができる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る符号化装置のコーダ部
のブロック図、第２図は第１図のＱＭＦバンクの一構成
例を示すブロック図、第３図はセルのフォーマットを示
す図、第４図はコーグの動作を説明するためのフローチ
ャート、第５図は第１図のビットレート制御部の動作を
示すフロチャート、第６図は第１図のビットレート配分
計算部の動作を示すフローチャート、第７図はビット割
当ての補正法を説明するフローチャート、第８図はデコ
ーダ部のブロック図、第９図は第８図のセル廃棄検出回
路の動作を示すフローチャート、第１０図はセル廃棄検
出法を説明するための図、第１１図は第８図の補間処理
部の一構成例を示すブロック図、第１２図は補間処理を
説明する波形例、第１３図はスムージングの窓関数を示
す図、第１４図は従来のＥ　ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ
　ＣＭのコーダ部のブロック図、第１５図は従来のＥｍ
ｂｅｄｅｄＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭのデコーダ部のブロック図
、第１６図は従来のパケットフォーマットを示す図で・
する。１００、２００．３００．４００．６００・−入力端子
１０１・・入力バッファ、１０２．３０８・・・ＱＭＦ
バンク１０３・・正規化回路、　　１０４．１０６・・
・量子化器１０５・・帯域パワー計算回路１０７、３０４・・・逆量子化器１０８・・・ビットレート制御部１０９、３０５・・・ビット配分計算部１１０・・・タ
イムスタンプ計算回路１１１・・・セル化部、　　　１１２山出力端子２０１
、２０４・・・バイパスフィルタ２０２、２０５・・・
ローパスフィルタ２０３・・・ダウンサンプラ、３０１
・・・セル分解部３０３・逆正規化回路、３０６・・・
セル廃棄検出回路３０７・・補間前処理回路、３０９・
・・補間処理部３１０・・・出力端子、　　　４０１．
４０４・・バッファ４０２・・・ＬＰＧ分析部、４０３
・・・ピッチ分析部４０５・・駆動信号生成回路、４０
６・・・合成フィルタ４０７・・スムージング回路、４
０８・・・スイッチ６１０、７４０・・・ＰＣＭフォー
マット変換回路６２０・・・減算回路、　　　６３０・
・・適応量子化器６４０、６８０・・ピントマスク回路６５０・・・適応逆量子化器、６６０、７００．７３０・・・加算回路６９０・・フィ
ードバック適応量子化器７２０・−・フィードフォワー
ド適応量子化器７５０・タンデム接続補正回路

Claims

【特許請求の範囲】

音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割する手段と
、前記手段によって得られる帯域別の信号を符号化する
手段と帯域別の信号の電力を計算する手段と、該電力に
基づいて帯域別の信号を符号化する際のビット数と帯域
別の符号化ビット数の総和を一定長又は可変長のフレー
ム単位で変化させる手段と、前記符号化手段により符号
化された帯域別の信号と前記の帯域別の信号を符号化す
る際のビット数を表わす信号をセルと呼ばれる一定長の
情報単位、又はパケットと呼ばれる可変長の情報単位に
構成する手段とを送信側に有し、受信側には、セル又は
パケットを分解する手段と、廃棄されたセル又はパケッ
トを知る手段と、帯域別の信号を復号化する手段と、復
号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する手
段と、廃棄されたセル又はパケットの区間を再生する手
段とを有することを特徴とする可変レート符号化方式。