JPH03191628A

JPH03191628A - 可変レート符号化方式

Info

Publication number: JPH03191628A
Application number: JP33187589A
Authority: JP
Inventors: Hidetaka Yoshikawa; 英隆吉川; Masami Akamine; 政巳赤嶺
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-12-21
Filing date: 1989-12-21
Publication date: 1991-08-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の１［１的〕（産業上の利用分野）この発明は、パケット通信システムやＡＴＭ通信システ
ムに用いられる可変レート符号化方式（従来の技術）ｇ点信号を符号化した後、パケット化しパケット中位で
通信するパケット通信システムが提案されている。パケ
ット通信システムは、音声や画像、データなどの各種メ
ディアの信号を一元的に扱える他に音声信号のバースト
性を利用して有音区間のみを伝送することにより回線の
効率的利用かできるという利点を有する。このため、パ
ケット通信及びＡＴＭ通信は、ｌ５ＤＮ、ＢＩＳＤＮの
担手として注目され、研究開発が活発に行われている。

しかし、パケット通信では、ネットワークでの輻轢時や
パケット遅延が大きい場合に、パケットの廃棄が行われ
、これにより音声の品質劣化が生じる。特に、適応予測
を用いるＡＤＰＣＭを符号化方式として用いる場合には
、パケット廃棄時の品質劣化が大きい。そこで、パケッ
ト廃棄時の品質劣化が少ない符号化方式としてエンベツ
デッドＤＰＣＭ方式（Ｅｍｂｅｄｅｄ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ方
式）が［ＥＩＩｌｂｅｄｅｄ　Ｄ　Ｐ　Ｃ，Ｍ　　ｆｏ
ｒ　ｖａｒｉａｂｌｅ　ｂｉｔ　ｒａｔｅ　ｔｒａｎｓ
ｍｌｓｓｉｏｎＪ　　　（ＩＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、、
Ｃ０Ｍ−２８，７ｐ１）、　１０４０−１０４８（Ｊｕ
ｌｙ　１９８０））　　（文献１）で提案されている。

マタ、ＣＣＩＴＴではＣＣＩＴＴ　　ＳＧＸＶｍｒＡｎ
ｎａｘ　Ｌｏ　ＱｕｅｓｔｉｏｎＸ／ＸＶ（Ｓｐｅｅｃ
ｈ　Ｐａｃｋｅｔｉｚａｔｉｏｎ）ＡＩｇｏｒｉＬｈｍ
　ａｎｄ　Ｐｒｏｔｏｃｏｌ　「ｏｒ　５Ｐｅｅｃｈ　
ＰａｃｋｃｔｉｚａｔｉｏｎＪ　、　（ＴＤ１３１．Ｇ
ｅｎｅｖａ　８−１７　Ｊｕｎｅ　１９８８）　　（文
献２）の中で、音声パケット通信用符号化方式としてエ
ンベッデッドＡＤＰＣＭ方式をＧ、ＥＭＢとして暫定勧
告すると共に、音声パケットプロトコルをＧ、ＰＶＮＰ
として暫定勧告している。

第１５図及び第１６図は、暫定勧告Ｇ、ＥＭＢ方式のニ
ーダ部とデコーダ部のブロック図である。

第１５図において、入力端子７００に加えられるコーグ
の入力信号は、μ−ＰＣＭ又は、Ａ−ＰＣＭコーデック
によりディジタル化された音声信号である。ＰＣＭフォ
ーマット変換器７１０は、人内端ｒ７００から人力され
たμｍＰＣＭ又はＡ−ＰＣＭの符号を線形のＰＣＭ符号
に変換する。減算回路７２０は、ＰＣＭフォーマット変
換器７１０の出力信号と後述する適応予Δ−１器７７０
の出力であるｙ　ｒａｐ＋信号との差分を計算し、適応
量子化器７３０へ送る。適応量子化器７３０は、入力し
たＴ−ａｐ＋差分信号を量子化し、ＡＤＰＣＭの符号と
して出力する。ビットマスク回路７４０は、最大廃棄可
能ビット数たけＡＤＰＣＭの出力符号の下位ビットをマ
スクし、右にシフトする。ビットマスク回路７４０の出
力はコアビットとして適応逆量子化器７５０へ送られ、
適応量子化器７５０はコアピットの逆量子化を行う。適
応逆量子化器７５０の出力は、適応予測器７７０及び加
算回路７６「）へ送られる。加算回路７６０は、適応逆
量子化器７５０の出力信号と適応予測器７７０の出力信
号を加算することにより、局部復号信号を作成する。適
応Ｆ７１ｐＩ器７７０は、２次の極と６次の零点をもつ
適応フィルタであり、加算回路７６０で作成された局部
復号信号と適応逆量子化器７５０で逆量子化された予測
差分信号を入力し予測信号を作成する。

適応量子化器７３０のビット数とフィードバックされれ
るコアピット数は、用いるアルゴリズムにより異なる。

例えば３２Ｋｂｐｓ　（４，２）アルゴリズムは、量子
化が４ビツトでコアピットが２ビツトである。第１５図
において、適応量子化器７３０はフィードフォワードパ
スを形成し、ビットマスク回路７４０と適応逆量子化器
７５０、適応Ｔ”　８１器７７０はフィードバックパス
を形成する。

次に第１６図に示すデコーダの動作について説明する。

第１６図のデコーダは、第１５図に示すコーグと同様に
ビットマスク回路７８０とフィードバック適応逆量子化
器７９０、適応予測器８１０から成るフィードバックパ
スとフィードフォワード適応逆量子化器８２０とＰＣＭ
フォーマット変換回路８４０を含むフィードフォワード
パスがら構成される。フィードバックパスは、第１５図
に示すコーグと第１６図に示すデコーダで全く同一であ
る。ビットマスク回路７８０は人力したＡＤＰＣＭ符号
の上位のコアピットを残して下位ビットをマスクし右シ
フトすることにより、コアピットのみをフィードバック
適応逆量子化器７９０へ送る。フィードバック適応逆量
子化器７９０はコアピットの逆量子化を行う。適応予測
器８１０は、フィードバック適応逆量子化器７９０の出
力である逆量子化された予測差分信号と加算回路８００
の出力である局部復号信号を入力として、予測信号を出
力する。ネットワーク上でのビット廃棄はＡＤＰＣＭ符
号の下位ビットから行われ、コアピットの伝送は保証さ
れる。このため、デコーダ側のビットマスク回路７８０
の出力は、コーグ側のビットマスク回路７４０の出力と
同一のものが得られる。

従って、適応逆量子化器７９０，７５０及び適応子ＪＦ
Ｊ器８１０，７７０の出力は、第１５図に示すコーグと
第１６図に示すデコーダで全く同一である。

フィードフォワード適応量子化器８２０は、ＡＤＰＣＭ
出力符号のコアピットと廃棄されずに残ったビットの逆
量子化を行う。加算回路８３０は、フィードフォワード
適応量子化器８２０の出力と適応予測器８１０の出力を
加算し、復号信号を作成する。得られた復号信号は、Ｐ
ＣＭフォーマット変換回路８４０へ出力され、そこで、
線形のＰＣＭ符号からμｍＰＣＭまたはＡ−ＰＣＭ符号
へ変換される。タンデム接続補正回路８５０はＡＤＰＣ
Ｍ−ＰＣＭ−ＡＤＰＣＭのように同期タンデム接続によ
る誤差を防止するためのものである。

エンベッデッドＡＤＰＣＭ方式ではない通常のＡＤＰＣ
Ｍで出力符号のビット廃棄が生じた場合、逆量子化され
た予測差分信号はコーグとデコーダで異なった値となる
。この結果、量子化器と予７ＩＩｌＩ器の適応処理がコ
ーグとデコーダで異なる非同期動作になると共に、廃棄
による誤差が、合成フィルタによりフィルタリングされ
るため、ビット廃棄による品質劣化が増大する。

一方、前述したエンベッデッドＡＤＰＣＭ方式では、コ
アピットのみを予測器にフィードバックしているので、
コアビットを除いた下位のビットがネットワーク上で廃
棄されても、コーグとデコーダの非同期動作は生じない
。また、コーグとデコーダで予ｎ１信号は同一となるの
で、廃棄されたビア）数に相当する量子化誤差が直接、
復号信号に加算されるだけであり、ビット廃棄による品
質劣化は少ない。

エンベッデッドＡＤＰＣＭ方式のこのような特性を生か
した音声パケットの構成法及びプロトコルが前掲の文献
２て述べられている。

第１７図は、文献２に記載のパケットフォーマットであ
る。第１７図においてビット１はＬＳＢ。

ビット８はＭＳＢを表わす。Ｐ　Ｄ　（Ｐｒｏｔｏｃｏ
ｌ　Ｄｉｓｃｒｌｍｌｎａｔｏｒ）は、音声パケットと
それ以外のパケットを区別するためのものである。Ｂ　
Ｄ　Ｉ　（Ｂｌｏｃｋ　Ｄｒｏｐｐｉｎｇ　Ｉｎｄｉｃ
ａｔｏｒ）は、パケット化した初期状態で廃棄てきるブ
ロック数を示す。ここで、ブロックは、符号化のフレー
ムを１６ｍ５　（１２８サンプル）として、音声の符号
化出力をビット単位で１フレーム分集めた１２８ビット
単位の情報である。　Ｔ　Ｓ　（Ｔｉｍｅ　５ｔａＩＩ
ｌｐ）は、ネットワークの各ノードで生じた遅延量の累
和を示す。ＣＴ　（ＣｏｄｉｎｇＴｙｐｅ）は、パケッ
ト作成の際に用いた音声符号化の方法を示すフィールド
である。ＳＥ　Ｑ　（Ｓｅｑｕｅｎｃｏ　Ｎｕｍｂｅｒ
）はパケットの続き順を示す番号であり、パケットが紛
失した時に用いられる。Ｎ　Ｓ　（ＮｏｉｓｅＰ　ｉ　
ｃ　ｌ　ｄ　）は、背景ノイズのレベルを示すフィール
ドである。ノンドロッパプルオクテツト（Ｎ０Ｎ−ＤＲ
ＯＰｒ’ＡｎＬＩＥ　０ＣＴＩＥＴＳ）はエンベッデッ
ドＡＤＰＣＭ出力のコアピットのブロックであり、ネッ
トワーク上で廃棄できない情報のフィールドである。オ
プショナルドロッパプルブロック（０ＰＴＩＯＮＡＩ、
　ＤＲＯＩ）Ｐ＾Ｂ１，１シＩＩ、０ＣＫＳ　）は、Ｅ
ｍｂｅｄｅｄ　Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭの下位ビットのブロッ
クであり、ネットワーク上でシステムから要求があった
場合に廃棄できる情報フィールドである。パケットの先
頭と後尾には、レイヤ２のヘッダとトレイラが付く。第
１７図のフォマットをもつパケットを用いたパケットネ
ットワークのプロトコルでは、パケット廃棄は、パケッ
ト内のオプショナルドロッパプルブロックを廃棄するこ
とにより行われる。

以上が従来のエンベ′ツデッドＡＤＰＣＭ方式とパケッ
トフォーマットを用いたパケット廃棄補償法である。こ
の方法は情報の廃棄がパケット内すなわち、ビットｌ１
１−位で行われる場合は前述したように品質劣化が少な
い方法である。しかし、パケット単位で廃棄が生じた場
合には、エンベツデッドＡＤＰＣＭ方式のコアピットも
廃棄されるので品質の劣化か生しる。パケット廃棄によ
って１フレ一ム分（１６ｍｓ）の信号が完全に欠落し元
の音声信号が再生できなくなる。この状態は、１フレー
ムで終わるわけてはなく、コーグとデコーダの非同期動
作のため、１フレーム以上続くことになる。パケット単
位の廃棄の補償法として、廃棄されたパケットの前後の
パケットの信号から補間再生する方法があるが、ＡＤＰ
ＣＭの出力である予測差分信号はＦｒｌ関が除去された
信号であるので、１フレーム（１２８サンプル）分離さ
れたサンプルを用いて補間しても補間の効果はほとんど
なく品質劣化は避けられない。

（発明が解決しようとする課題）エンベツデッドＡＤＰＣＭ方式を用いた従来の符号化方
式は、パケット単位の廃棄が生じたエンベツブラドＡＤ
ＰＣＭのコアピットも廃棄されるので、元の音声信号が
再生できなくなると共に、コーグとデコーダが非同期動
作となるため、品質劣化が大きいという問題点を有する
。

また、従来のエンベツデッドＡＤＰＣＭ方式ではビット
レートを時間的に変化させることが積極的に考慮されて
おらず、ビットレートの制御法や固定長のセル化につい
て十分検討されていない。

音声信号のもつ情報量は時間的に変化しているので、固
定ビットレートのエンベッデッドＡＤＰＣＭ方式では、
符号化された音声の品質が変化し耳障りな音になると共
に、符号化効率も下がるという問題点を有する。

この発明はこのような問題点に鑑みて行われ、パケット
単位の廃棄に対しても品質劣化が少なく、品質が安定し
た符号化効率の高い可変レート符号化方式を提供するこ
とを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）この発明は、音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分
割する手段と、前記手段によって得られる帯域別の信号
を符号化する手段と帯域別の信号の電力を計算する手段
と、該電力に基づいて帯域別の信号を符号化する際のビ
ット数と帯域別の７１４３化ビツト数の総和を一定長ま
たは可変長のフレームク１−位で変化させる手段と、前
記符号化手段により符号化された帯域別の信号と前記の
帯域別の信号を符号化する際のビット数を表わす信号を
セルと呼ばれる一定長の情報単位又はパケットと呼ばれ
る可変長の情報単位に構成する手段とを送信側に有し、
受信側には、セル又はパケットを分解する手段と、廃棄
されたセル又はパケットを知る手段と、帯域別の信号を
復号化する手段と、復号化された帯域別の信号から全帯
域の信号に合成する手段と、廃棄されたセル又はパケッ
トの区間を再生する手段を有することにより構成される
。

また、この発明においては、送信側において、符号化す
べき信号がモデム信号と判定された場合、複数の周波数
帯域に分割するフィルタの特性を変える手段を有し、受
信側では、伝送されたセル中の情報がき声かモデム信号
かを判別する手段とモデム信号と判定された場合には、
帯域別の信号を全帯域の信号に合成するフィルタを、送
信側で用いたフィルタと同じものに変える手段とを有す
ることにより構成される。

（作用）この発明では、複数の帯域の信号に分割する手段により
人力信号を複数の周波数帯域の信号に分割し、符号化す
る手段により各々の帯域の信号がＩＪ’化され符号化さ
れる。その際に帯域別の信号電力を計算する手段により
求められた帯域別信号電力を基に量子化・符号化のビッ
ト数を変化させる下段により、各帯域の符号化ビット数
の配分がフレーム単位で行われる。このような手段によ
り人力信号の相関又は冗長性が除去され、人力信号を高
能率に符号化することができる。同時に、帯域別信号電
力を基に帯域別の符号化ビット数の総和を変化させる手
段により、受信側での復号信号のＳＮＲを推定し、それ
が一定になるようにピッＩ・レートを制御しているので
、復号信号の品質を一定のレベルに維持することができ
ると共に、ビットレートの制御により入力信号の性質の
時間変化に対応してビットレートが変化することになる
ので、符号化効果を更に高くすることができる。

次にセル又はパケットと呼ばれる情報単位に構成する手
段により、符号化された帯域別の信号と帯域別の信号の
符号化ビット数を表現する信号が多重化（セル化、パケ
ット化）され、伝送路に送出される。この時、各々のセ
ル又はパケットにプライオリティ−を付けても付けなく
てもよい。本発明では、従来のＡＤＰＣＭのように過去
の信号を用いたＴ−側やコーグとデコーダで量子化器を
同期的に適応制御することがなく、複数の周波数帯域の
信号をフレーム単位で独立に符号化しているため、どの
セル又はパケットが廃棄されても、廃棄の影響か次のセ
ル又はパケットに及ぶことがないという効果を有する。

その結果、セル廃棄に伴う品質劣化を極めて少なくする
ことができる。

さらにモデム信号を符号化する場合、フィルタの特性、
遮断特性、減衰特性の良いフィルタに変えて、複数の帯
域の信号に分割できるため、モデム信号を各帯域別の信
号に精度良く分割することができる。そのため効率の良
い符号化が行える。

（実施例）以下、この発明に係る一実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図は、この発明の一実施例に係る可変レート符号化
方式を適用した符号化装置のニーダ部のブロック図であ
る。

第１図において、入力端子１００にはディジタル化され
た信号系列が入力され、人力バッファ１０１に所定サン
プル数の系列が蓄積される。音声／モデム判定器１１４
は１１３の入力端子から人力された信号から、人力バッ
ファ１０１に蓄積されている信号が、音声信号かモデム
信号かを判定する。Ｑ　Ｍ　Ｆ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ旧ｒｒｏｒ　Ｆｉｌｔｅｒ）バンク１０２は、入力さ
れた信号系列を複数の周波数帯域に分割するものであり
、スペクトルの折返し歪を生じさせない優れた特性を有
している。この実施例ではこのＱＭＦバンク１０２を用
いて４ｋＨ２までの信号帯域を等間隔に８個の帯域に分
割している。

第２図にＱＭＦバンク１０２の一構成例をブロック図で
示す。第２図においてこのＱＭＦバンク１０２は、７こ
のバイパスフィルタ２０１．２０４−１．２０４−２．
２０７−１．２０７−２．２０７−３．２０７−４、ロ
ーパスフィルタ２０２．２０５−１．２０５−２．２０
８−１．２０８−２．２０８−３．２０８−４及びにの
ダウンサンプラ２０３−１．２０３−２．２０６−１．
２０６−２．２０６−３．２０６−４から構成されてい
る。

このＱＭＦバンクは、第１図に示す音声／モデム判定器
１１４て入力バッファ１０１に蓄積されている信号が音
声信号であると判定された場合は、２０１．２０２を３
２次のＦＩＲフィルタで構成し、２０４−１．２０４−
２．２０７−１．２０７−２、２０７−３　、２０７−
４　、２０５−１．２０５−２、２０８−１　、２０８
−２、２０８−３．２０８−４を１６次のＦＩＲフィル
タで構成する。また、第１図に示す音声／モデム判定器
１１４で人力バッファ１０１に蓄積されている信号がモ
デム信号であると判定された場合は、２０１．２０２．
２０４−１．２０４−２．２０５−１．２０５−２．２
０７−１．２０７−２．２０７−３．２０７−４．２０
８−１．２０８−２．２０８−３．２０８−４を６４次
のＦＩＲフィルタで構成する。人力バッファ１０１に蓄
積されている信号が音声信号の場合、このようにＱＭＦ
バンクの第手段目と第２、第３段目のフィルタの次数を
変えることは音声信号のスペクトルの傾きが低域と高域
で異なることを利用することにより、フィルタの性能を
劣化させることなくフィルタリング演算に起因する遅延
量を減少させる効果がある。

また、音声信号とモデム信号とでフィルタの次数を切り
換えるのは、モデム信号に対しては、許容できる遅延時
間が大きいため、フィルタの次数を上げて、複数の帯域
に分割するフィルタの性能を上げるためである。なお、
フィルタの係数はスペクトルの折返し歪が生じないよう
に設計されるが、この詳細についてはＮ、Ｓ、Ｊａｙａ
ｎｔ、Ｐ、Ｎｏ１ｌ：　”Ｄｉｇｌｔａｌ　Ｃｏｄｉｎ
ｇ　ｏｒＷａｖｅｌ’ｏｒｓｅｓ　　、ＰＲＥＮＴＩＣ
ＥＩＩＡＬＬ、ＩＮＣ（文献３）に記述されているので
、ここでは説明を省略する。

第１図において、正規化回路１０３−１．１０３−２−
１０３−　ｎは、ＱＭＦバンク１０２の出力である帯域
ごとの信号を量子化の前処理として正規化するためのも
のである。正規化回路１０３−１．１０３−２・・・１
０３−ｎの簡単な具体例は、帯域ごとの信号を帯域ごと
のＲＭ　Ｓ　（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｃ）て
除算する回路から構成することができる。

量子化器１０４−１．１０４−２・・・１０４−ｎは正
規化された各帯域の信号を所定のビット数で量子化する
ものであり、テーブルルックアップにより構成される。

帯域パワー計算回路１０５は各帯域の信号のパワーを計
算するものであり、第１番［１の帯域の信号系列をｘｉ
　　（ｎ）、ｉ＝１．２゜・・・、８とおくと次式によ
りＲＭＳ値σＩを計算し出力する。

但し、ＲＭＳを計算する区間長をＮとしている。

量子化器１０６は、帯域パワー計算回路から出力される
各帯域のＲＭＳ値σ１を所定のビット数でｆｆｉ子化し
、その符号をセル化部１１１及び逆量子化器１０７へ出
力する。逆量子化器１０７は上記σｌの符号を逆量子化
した値σ１を出力する。

正規化回路１０３−１．１０３−２・・・１０３−ｎや
ビットレート制御部１０８、ビット配分計算部１０９は
各帯域のＲＭＳ値としてデコーダで得られるσＩを用い
る。これによりコーグとデコーダで量子化ビット数や正
規化のパラメータが異なるミスマツチによって生じる特
性劣化を完全に防止できる。

ビットレート制御部１０８は、音声の場合各帯域信号の
パワーに基づいてデコーダで復号される信号の品質が一
定でかつコーグから出力される符号量が一定になるよう
にビットレートを制御する。

モデム信号の場合、符号化したときの品質が所望の品質
を満すように符号化レートを設定する。

ビット配分工１算部１０９は、各帯域信号のパワーとビ
ットレート制御部１０８から出力されるビットレートに
基づいて各帯域の量子化器１０４−１．１０４−２・・
・１０４−ｎに配分するビット量を計算する。

タイムスタンプ１バイト１１０は、セルで伝送されるフ
レームの先頭のサブフレーム番号を計算する。具体的に
は、ビットレート制御部１０８から出力される１セルで
伝送されるサブフレーム数を積りする。第１番１１のフ
レーム（セル）のタイムスタンプをＴｓ（ｉ）、第（ｉ
−１）番１１のフレーム（セル）のタイムスタンプをＴ
ｓ　　（ｉ−１）サブフレーム数をＮｓ　　（ｉ−１）
とおくとＴｓ（ｉ）は次式により計算される。

Ｔｓ　　（ｉ）−Ｔｓ　　（ｉ−１）＋Ｎｓ　　（ｉ−
１）・・・（２）セル化部１１１では、音声の場合各帯域信号の符号系列
と各帯域信号のＲＭＳ値の符号と１セル中のサブフレー
ム数とタイムスタンプを第３図（ａ）のフォーマットで
セル化する。第３図（ａ）のフォーマットにおいて、全
体のセル長は５２バイトであり、情報部が４８バイトで
ある。情報部の内訳はタイムスタンプ１バイト、サブフ
レーム数１バイト、帯域パワー４バイト、帯域信号４２
バイトである。

モデム信号の場合、第３図（ｂ）のフォーマットでセル
化する。第３図（ｂ）のフォーマットにおいて、情報部
の内訳はタイムスタンプ８ビツト、帯域パワー２６ビツ
ト、帯域信号３５０ビツトである。

ここで帯域パワーには、０〜５００Ｈｚと３０００〜３
５００　Ｈｚの帯域は３ビツト、５００〜１０００　、
　１０００　／　１５００　、　１５００〜２０００．
２０００〜２５００．２５００〜３０００の帯域は４ビ
ツト、３５００〜４０００　Ｈｚの帯域には０ビツトで
帯域のパワーを表示する。これはモデム信号では３５０
０〜４０００Ｈｚの帯域には信号は存在せず、又、０〜
５００．３０００〜３５００てはパワーが小さいために
表示ビ・ノド数を減らしたためである。

セル化されたモデム信号の符号化データを伝送する場合
、廃棄プライオリティ−の低いセルで伝送する。

以上が第１図の各部の機能の説明である。次に動作につ
いて説明する。

第４図は、音声／モデム判定器１１４で音声信号と判定
された場合のコーグ全体の動作を示すフローチャートで
ある。

まず、初期化として、入カバ・ソファ、ｇ　Ｍ　Ｆ　／
（ンク、タイムスタンプのクリアと１］標ＳＮＲ，最大
サブフレーム数、サブフレーム長、を設定する（ステッ
プ３０１）。次にサブフレーム単位で人力信号系列を切
出しくステップ３０２）　、ＱＭＦフィルタリング（ス
テップ３０３）、各帯域信号のパワー計算（ステップ３
０４）、ビ・ソトレート制御（ステップ３０５）を目標
ＳＮＲが達成できるまでくり返し行い、次に各帯域に割
当てるビット配分を計算しくステップ３０６）、そのビ
ット配分に基づいて各帯域の信号を量子化した（ステッ
プ３０７）後、セル化の処理を行う（ステ・ノブ３０８
　）。このような一連の処理を１フレーム（セル）単位
でくり返し行う。

ビットレートの制御は第５図に示すフローチャートに従
って行う。

まず、初期設定として、目標５ＮＲｄ、１セルの最大サ
ブフレーム数Ｎ　５ｌａＸ、サブフレーム長ＬＳを設定
する（ステップ３１１）。次にサブフレーム数１の初期
値としてＩ−２を設定する（ステップ３１２）。次にＱ
ＭＦへ入力する入力サンプル数をＩｘＬｓに設定し、そ
れを入力バッファ１０１へ指示する（ステップ３１３）
。次に帯域パワー計算部１０５で求められた各帯域のＲ
ＭＳ値σｉを読込むと共に、符号化すべき■×ＬＳサン
プルの信号系列を１セルで伝送するために必要な１サン
プル当りの平均ビット数Ｒを次式により計算する（ステ
ップ３１５）。

ここで、Ｂは、帯域信号の符号を伝送するために割当て
られた総ビット数であり、第３図のフォーマットではＢ
−４２ｘ８−３３６ビツトである。

次に、各帯域のＲＭＳｆｌｉσｉと平均ビット数Ｒを用
いてデコーダて復号される信号のＳＮＲを次式により推
定する。

Ｓ　Ｎ　Ｒ＝　１０１　ｏ　ｇ　１（＋・・・　（４）ここでＭｂは帯域の分割数でありこの実施例ではＭｂ　
−８である。

上記のＳＮＲの推定式はサブバンド符号化方式において
、最適ビット配分を行った場合の復号誤差の２乗平均値
を理論解析した結果に基づいている。第１表は、式（４
）で推定した値と計算機シミュレーションで求めたＳＮ
Ｈの値を比較したものである。

第１表この第１表から推定値は実際に符号化した場合のＳＮＲ
値と良く一致していることが分かる。但し、第１表１は
、ビットレートを１６ｋｂｐｓにした場合である。

ＳＮＲ推定後、ＳＮＲと目標５ＮＲｄを比較しくステッ
プ３１７）　、ＳＮＲが５ＮＲｄより大の時は、サブフ
レーム数Ｉが最大サブフレーム数Ｎ５Ｉｌａｘ以下であ
ることをチエツクした（ステップ３１９）後、サブフレ
ーム数をインクリメントしくステップ３２０）、ステッ
プ３１３へ戻る。ＳＮＲが５ＮＲｄ以下になるまで同様
の処理をくり返し、ＳＮＲ＞５ＮＲｄとなる直前のサン
プル当りビットレートとサブフレーム数（１−’１）を
出力する（ステップ３１８）。またサブフレーム数がＮ
　ｓｍａｘを超えた場合は、サンプル当りビットレート
とサブフレーム数１　＝　Ｎ　ｓｍａｘを出力する（ス
テップ３１８）。ここで述べたビットレート制御法は、
ＳＮＲを推定しながら、符号化する入゛カサンプル数を
増加させ、ビットレートを変化させるもので、０品質を常に一定に保つことができる。

■符号化データを固定長のセルに正確に入れることがで
きる。

■入力信号の性質の時間的変化に応じてビットレートを
変化させるので符号化高率が高い。

という（り点がある。

次にビット配分計算部１０９の動作について説明する。

第６図はビット配分計算部１０９の動作を示すフローチ
ャー１・である。初めに各帯域のパワーとしてＲＭＳ値
σｉとサンプル当りのビットレートＲを逆量子化器１０
７及びビットレート制御部１０８から読込んだ（ステッ
プ３３１）後、次式に従って各帯域のビット配分＠Ｒｋ
を計算する（ステップ３３４）。

Ｒｋ　−Ｒ＋１／２１０　ｇ２・・・　（５）；に−１，２，・・・、　　ＭｂＭｂ−８上式は復号誤差の２乗平均値を最小化する最適ビット配分の式
であり、Ｎ、Ｓ、ＪａｙａｎＬ　ａｎｄ　ｒ’、Ｎｏ１
ｌ　　：　　“旧ｇｉｔａｌ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ’　
Ｖａｖｅｒｏｒａ＋ｓ　　、　ＰＲＥＮＴＩＣＥ−１ｆ
＾Ｉ、Ｌ、ＮＪ（文献４）に記されている。

式（５）で工１算されるビット配分１：Ｒｋは実数値と
なるが、各帯域の信号を量子化する際にスカラｍＴ化器
を用いる場合には、Ｒｋを整数値にする必要があるため
、次にＲｋを補正する。

第７図は、Ｒｋの補正法の一実施例を示すフロチャート
である。まず、Ｒｋを小数点以下の切捨てにより整数化
した（ステップ３４１）後、整数化によって生じた余り
ビット数Ｒ「をにより計算しくステップ３４１）、次に
、余りビットＲｒをパワーの大きい帯域の順に１ビツト
づつ再配分していく（ステップ３４３．３４６．３４７
．３４８）。このようにパワーの大きい順にビットを再
配分することは、復号誤差を減少させる効果がある。

第８図は、音声／モデム判定器で１１４モデム信号と判
定された場合のコーグの全体の動作を示すフローチャー
１・である。

まず、初期化として符号化レートＲの設定、１フレーム
のサンプル数Ｍの設定、入カハッファ、ＱＭＦバンク、
タイムスタンプのクリアをする（ステップ３５１）。

ここで、符号化レートＲは、モデム信号を符号化したこ
とによるエラーレートが１０−６以下になるようなＲを
実験によって求め、その値を設定値として用いる。

また、設定されたビットレートをＲとすると、１フレー
ムのサンプル数Ｍは・・・　（７）式（７）式で表わされる。

次に、人力信号系列を、１フレ一ムＭサンプル単位で切
り出しくステップ３５２）、切り出された信号は、ＱＭ
Ｆフィルタリングされ各帯域の信号に分割される（ステ
ップ３５３）。分割された信号から、各帯域のパワーを
計算しくステップ３５４）、音声の場合と同じように、
各帯域に割り当てるビット配分を計算する（ステップ３
５５）。

各帯域の割り当てビット数が計算されたら、そのビット
配分に基づき、各帯域の信号を量子化しくステップ３５
６）、その後セル化の処理を行う（ステップ３５７）。

このような一連の処理を１フレーム（セル）単位でくり
返し行う。

以上がニーダ部の説明である。

第８図は、この発明の一実施例に係る可変レート符号化
方式を適用した符号化装置のデコーダ部のブロック図で
ある。

第９図において、セル分解部４０１は、第３図のフォー
マットのセルをタイムスタンプ、帯域パワー、帯域信号
のデータに分解するものである。

また、逆量子化器４０２−１．４０２−２、・・・４０
２−ｎは各帯域の信号を逆量子化するものであり、第１
図の量子化器１０４−１．１０２−２、・・・１０２−
　ｎと同様にテーブルルックアップにより実現される。

逆Ｉ丁、現化回路４０３−１．４０３−２、・・・４０
３−ｎは、逆量子化器４０２−１．４０２−２、・・・
４０２−　ｎの出力と各帯域のＲＭＳ値σにの乗算を行
う。

音声／モデム判定器３１１は、伝送されたセルが音声信
号の符号化データが入っているか、モデム符号の符号化
データが入っているかを判定する。

判定の方法は廃棄プライオリティの低いセルで伝送され
たときは、モデムと判定し、それ以外のときは音声と判
定する。ＱＭＦバンク４０８では、音声／モデム判定器
４１１で、判定された信号合わせて、送信側の符号化に
用いた複数の周波数帯域に分割するフィルタと同じフィ
ルタに切り換える。

ビット配分計算部４０５は、音声／モデム判定器４１１
で音声と判定された場合各帯域のＲＭＳ値σｋ　　（ｋ
−１，２，・・・、Ｍｂ）と１セル中のサブフレーム数
Ｎｓを用いて第１図の１０９と同様に各帯域に配分され
るビット量を計算する。まず、式（３）に従って１サン
プル当りの平均ビット数Ｒを計算し、次に式（５）に従
って各帯域のビット配分子ｆｉＲｋ　　（ｋ−１，２，
・・・、Ｍｂ）を計算する。

音声／モデム判定器４１１でモデム符号と判定された場
合符号化レートがＲと決っているため、各帯域のビット
配分は設定されたＲから音声の場合と同しように計算で
きる。

セル廃棄検出回路４０６は、伝送されたタイムスタンプ
Ｔｓとサブフレーム数Ｎｓを用いてセルの廃棄の有無を
検出する。

第１０図はセル廃棄検出回路４０６の検出法を示すフロ
ーチャー１・である。第１１図も併用しながらこの検出
法を説明する。まず、タイムスタンプＴｓとサブフレー
ム数Ｎｓを読み込み（ステップ５０１）、これらを常に
２セル分保持しておく（ステップ５０２）。次に、現在
（時刻ｎ）到着したセルの１時刻前のセルのタイムスタ
ンプＴｓ（ｎ−１）とサブフレーム数Ｎ５（ｎ−１）を
用いて次式のように現在のタイムスタンプの予定値Ｔを
計算する（ステップ５０３）。

Ｔ−Ｔｓ　　（ｎ−１）　＋Ｎｓ　　（ｎ−１）次にこ
の予定値Ｔと現在のタイムスタンプＴｓ（ｎ）を比較し
くステップ５０４）、一致していれば廃棄はなしくステ
ップ５０５）、一致していなければ現在のセルの直前で
廃棄があった（ステップ５０６）と判定する。例えば、
第１１図の場合Ｔｓ（ｎ−１，）＝１Ｎｓ（ｎ−１）＝ｍＴ−Ｔｓ　　（ｎ−１）＋Ｎｓ　　（ｎ−１）−ｍ＋　
　１ −Ｔｓ　　　（ｎ）・・・　（８）であるので、廃棄はなしである。

また、モデム信号のときは、符号化レートが一定である
ため、Ｎｓ　　（ｎ）が常に一定として、同じように考
えれば良い。

第９図において、補間前処理回路４０７は、廃棄がない
場合には各帯域の信号をＱＭＦバンク４０８にバイパス
させ、廃棄があった場合には各帯域信号の代わりに“０
″をＱＭＦバンク４０８に人力する。

Ｑ　Ｍ　Ｆ　／＜ンク４０８は、分割された帯域の信号
を人力し、フルパントの信号を出力するもので、構成は
第２図において入出力を逆にしたものとなる。

ＱＭＦバンク４０８を通過して得られた復号信号は、補
間処理部４０９に送られ、そこでセル廃棄による信号の
脱落の補間が行われる。

第１２図は、補間処理部４０９の一実施例をブロック図
で示したものである。また、第１３図は、補間処理を示
す信号波形例である。第１２図において入力端子６００
から人力された復号信号（第１３図（ａ）参照）は、端
子６０９から供給されるセル廃棄信号に従って、セル廃
棄がなかった場合に出力端子４１０にバイパスされ、セ
ル廃棄があった場合には、以下のように補間処理が行わ
れる。

まず、廃棄直前のセル復号信号をバッファ６０１から読
ろ出しＬＰＣ分析部６０２へ人力する。

ＬＰＣ分析部６０２ては、自己相関法又は共分散法によ
るＬＰＧ分析を行い予測係数α１、α２゜・・・、αｐ
　　（ｐは予静１係数であり、ここでは８とした）とＴ
−１１ＦＪ残差信号ｅ　（ｎ）を求める。ＬＰＧ分析法
ニツイてはＩ、、Ｒ，Ｒａｂｉｎｅｒ、Ｒ，Ｗ、５ｈａ
ｔｅｒ著、鈴木訳“音声のディジタル信号処理”　コロ
ナ社（文献５）で詳述されているので説明を省略する。

なお、子Ｊｅｔフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）はである。

次に、子１１ＦＪ残差信号ｅ　（ｎ）にピッチ分析を行
い、ピッチ周期Ｔｐとゲインｇ１及び予測残差信号ｅｐ
　　（ｎ）を求める。ピッチ分析法についても文献５で
述べられているが、ここでは、次のようにしてピッチ周
期Ｔｐとゲインｇを求める。

廃棄のあったセルの直前のセル（フレーム）の復号信号
において、フレーム最後のサンプル点をｎｍＮとおき、
次の誤差関数Ｅ（Ｔｐ）を定義する。

Ｅ（Ｔｐ）鱈Σ　ｌ　　ｘ　　（ｎ）　　−ｘ　　（ｎ−Ｔｐ　　
）ｎ　−Ｎ　−Ｌ・・・　（９）；　２０≦Ｔｐ　≦　１４０但し、Ｌは誤差を評価する区間長であり、ここではＬ−
７０とする。

ピッチ周期Ｔｐは、上式のＥ（Ｔｐ）を最小とするＴｐ
として求める。ピッチゲインｇは、Ｔｐを求めた後、次
式により計算する。

・・・　（１０）また、７’　１ｌＦＩ残差信号ｅ　（ｎ）、ｅｐ　　（
ｎ）は次式により工１算され、ｅｐ　　（ｎ）バッファ
６０４に蓄積される。

（１１）ｅｐ（ｎ）　　−ｅ（ｎ）　　−ｇ　　番　ｅ（ｎＴｐ）・・・　（１２）但し、ｘ　（ｎ）はバッファ６０１から出力される信号
である。

次に、駆動信号生成回路６０５において、前のセル予測
残差信号ｅｐ　　（ｎ）（第１３図（ｂ）参照）の最後
からＴｐサンプル分をバッファ６０４から読み出し、そ
の残差信号にピッチゲインｇを乗じた信号をくり返し接
続し、第１３図（ｃ）のような駆動信号を生成する。次
に、この駆動信号を式（９）の予測フィルタの逆フィル
タである合成フィルタ６０６に人力し、廃棄されたセル
の信号を合成する（第１３図（ｄ）参照）。合成された
信号は、廃棄セルの前のセル、又は前後のセルの復号信
号との間で６０７においてスムージングが行われる（第
１３図（ｅ）参照）。

スムージングは、前セルの復号信号をｘ　（ｎ）、合成
された信号をｘ（ｎ）、スムージング出力をｙ　（ｎ）
とおくと次式に従って行われる。

ｙ　（ｎ）　−（１−Ｗ　（ｎ）　ｌ　　ｘ　（ｎ）＋
Ｗ　（ｎ）　ｘ　（ｎ）二こで、Ｗ（ｎ）は、スムージングの窓関数であり、第
１４図に示すものが代表的である。

以上述べた実施例での補間処理は、駆動信号レベルでの
補間ということができるが、この方法は、駆動信号のレ
ベルで前後のセルと波形の不連続点があっても、合成フ
ィルタを通過することにより不連続点が平滑化され、音
声のレベルではほとんど分からなくなるという効果があ
る。さらに、スムージング回路により前後のセルとの連
続性をより高めているのでセル廃棄に伴う復号信号の劣
化がほとんど知覚されないという効果がある。

以上の実施例において、帯域数８、サブフレーム長２４
サンプル、最大サブフレーム数１２、目標５ＮＲ２２ｄ
Ｂという条件のもとて計算機シミュレーションを行った
結果、平均ビットレート２１ｋｂｐｓで３２ｋｂｐｓ　
　ＡＤＰＣＭ以上の品質を達成すると共に、セル廃棄率
５％で品質劣化がほとんど知覚されないという優れた性
質をもつことが確認された。

〔発明の効果〕

以上、説明したように、この発明によれば、フレーム単
位で符号化ビットレートを制御しているので、復号信号
の品質を一定に保つことができる効果があると共に、入
力信号のエントロピー（情報量）に応じて符号化レート
が変化するので高い符号化効率が得られる効果がある。

さらに、各々の周波数帯域別の信号電力を基に各帯域の
符号化ビット数の配分を行っているので復号信号のＳＮ
Ｒを向上させ、高い復号品質が得られる効果がある。し
かも、符号化データの総和は固定長のセルに納まるよう
制御しているので、符号化データの過不足による効率の
低下を防ぐことができる。

また、本発明によれば、複数の周波数帯域の信号をフレ
ーム単位で独立に符号化しているので、過去の信号を用
いて予測や量子化の制御を行っているＡＤＰＣＭやエン
ベツブラドＡＤＰＣＭのようにセル廃棄による品質劣化
が継続することはなく、廃棄セル内のみに留めることが
できる効果があると共に、どのセルが廃棄されても影響
は小さいのでセルの優先制御を行う必要がなくシステム
が簡単になる効果がある。

また、補間処理によって、品質の劣化がほとんど知覚さ
れることなく廃棄セルを再生することができる効果があ
る。

更に、モデム信号を符号化する場合、高い次数のフィル
タを用いて、複数の帯域に分割しているので、正確に各
帯域別の信号に分けることができる。そのため、周波数
帯域別の信号電力を基に各帯域の符号化ビット数の配分
を行うときに、モデム信号で存在しない周波数帯域の符
号化ビットは０となり、全体として、少ないビット数す
なわち低いレートで所望の品質を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係る符号化装置のニーダ
部のブロック図、第２図は、第１図の実施例で使用する
ＱＭＦバンクの一構成例を示すブロック図、第３図はセ
ルのフォーマットを示す図、第４図は音声信号の場合の
コーグの動作を説明するためのフローチャート、第５図
は第１図に示すビットレート制御部の動作を示すフロー
チャート、第６図は第１図に示すビット配分計算部の動
作を示すフローチャート、第７図はビット割当ての補正
法を説明するフローチャート、第８図はモデム信号の場
合のコーグの動作を説明するためのフローチャート、第
９図はデコーダ部のブロック図、第１０図は、第９図に
示すセル廃棄検出回路の動作を示すフローチャート、第
１１図はセル廃棄検出法を説明するための波形図、第１
２図は、第９図に示す補間処理部の一構成例を示すブロ
ック図、第１３図は第１２図に示す補間処理部の動作を
説明する波形図、第１４図はスムージングの窓関数を示
す図、第１５図は従来のエンベツブラドＡＤＰＣＭのニ
ーダ部のブロック図、第１６図は従来のエンベツブラド
ＡＤＰＣＭのデコーダ部のブロック図、第１７図は従来
のパケットフォーマットを示す図である。１００．１１３，２００，４００，６００，７００・・
・入力端子、１０１・・・人力バッファ、１０２．４０
８・・・ＱＭＦバンク、１０３−１．１０３−２．〜１
０３−ｎ・・・正規化回路、１０４−１．１０４−２〜
１０４−ｎ、１０６・・・量子化器、１０５・・・帯域
パワー計算回路、１０７．．４０２−１．４０２−２．
〜４０２−ｎ、４０４−＝逆量子化器、１０８・・・ビ
ットレート制御部、１０９．４０５・・・ビット配分計
算部、１１０・・・タイムスタンプ計算回路、１１１・
・・セル化部、１１２．４１０・−・出力端子、１１４
，４１１・・・音声／モデム判定器、４０１・・・セル
分解部、４０３−１，４０３−２、〜４０３−ｎ・・・
逆正規化回路、４０６・・・セル廃棄検出回路、４０７
・・・補間前処理回路、４０９・・補間処理部、６０１
，６０４・・・バッファ、６０２・・・ＬＰＧ分析部、
６０３・・・ピッチ分析部、６０５・・・駆動信号生成
回路、６０６・・・合成フィルタ、６０７・・・スムー
ジング回路、６０８・・・スイッチ、７１０．８４０・
・・ＰＣＭフォーマット変換回路、７２Ｆ’）・・・減
算回路、７３０・・・適応量子化器、７４０．７８０・
・・ビットマスク回路、７５０・・・適応逆１７”化器
、７６０，８００，８３０−・・加算回路、７９０・・
・フィードバック適応量子化器、８２０・・・フィード
フォワード適応逆量子化器、５０・・・タンデム接続補正回路。１１報鮮第３図第４図第５図第８図第１５図第１６図５０第１７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割する
手段と、前記手段によって得られる帯域別の信号を符号化する手
段と、帯域別の信号の電力を計算する手段と、該電力に基づいて帯域別の信号を符号化する際のビット
数と帯域別の符号化ビット数の総和を一定長のフレーム
単位で変化させる手段と、前記符号化手段により符号化された帯域別の信号と前記
の帯域別の信号を符号化する際のビット数を表わす信号
を一定長の情報単位に構成する手段とを送信側に備え、前記一定長の情報単位を分解する手段と、廃棄された一定長の情報単位を知る手段と、帯域別の信
号を復号化する手段と、復号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する
手段と、廃棄された一定長の情報単位の区間を再生する手段とを受信側に備えることを特徴とする可変レート符号化方
式。
（２）符号化すべき信号がモデム信号と判定された場合
、前記複数の帯域の信号に分割する手段の特性を変える
手段を送信側に更に備え、伝送された一定長の情報単位中の情報が音声かモデム信
号かを判別する手段と、モデム信号と判定された場合には、帯域別の信号を前記
全帯域の信号に合成、する手段の特性を送信側の前記複
数の帯域の信号に分割する手段の特性と同じものに変え
る手段とを受信側に更に備えたことを特徴とする請求項（１）記
載の可変レート符号化方式。
（３）音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割する
手段と、前記手段によって得られる帯域別の信号を符号化する手
段と、帯域別の信号の電力を計算する手段と、該電力に基づいて帯域別の信号を符号化する際のビット
数と帯域別の符号化ビット数の総和を可変長のフレーム
単位で変化させる手段と、前記符号化手段により符号化された帯域別の信号と前記
の帯域別の信号を符号化する際のビット数を表わす信号
を可変長の情報単位に構成する手段とを送信側に備え、前記可変長の情報単位を分解する手段と、廃棄された可変長の情報単位を知る手段と、帯域別の信
号を復号化する手段と、復号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する
手段と、廃棄された可変長の情報単位の区間を再生する手段とを受信側に備えたことを特徴とする可変レート符号化方
式。
（４）符号化すべき信号がモデム信号と判定された場合
、前記複数の帯域の信号に分割する手段の特性を変える
手段を送信側に更に備え、伝送された一定長の情報単位中の情報が音声かモデム信
号かを判別する手段と、モデム信号と判定された場合には、帯域別の信号を前記
全帯域の信号に合成する手段の特性を送信側の前記複数
の帯域の信号に分割する手段の特性と同じものに変える
手段とを受信側に更に備えたことを特徴とする請求項（３）記
載の可変レート符号化方式。