CN101893658A - 频率测量装置 - Google Patents

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    • G01R23/10—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into a train of pulses, which are then counted, i.e. converting the signal into a square wave

Abstract

本发明提供一种频率测量装置，其在短选通计数方式频率测量装置中尽可能简化滤波器部等电路、可实现电路动作的高速化和低耗电化。其中，频率测量装置具备：计数被测量信号的频率生成连续的二值的计数输出的短选通时间计数器部(10)和从连续的二值的计数输出中去除高频成分的由多级滤波器形成的低通滤波器部(20)，短选通时间计数器部的至少一部分(12)和低通滤波器部的第一级滤波器(21)一体式形成电路(13)，第一级滤波器是以连续的二值的计数输出作为输入且生成降低了高频成分后的连续的二值的输出的移动平均滤波器，第二级滤波器(22)对移动平均滤波器的连续的二值的输出串进行间歇性平均值运算来生成降低了高频成分后的输出。

Description

频率测量装置 
技术领域
本发明涉及频率测量装置等，尤其涉及使用在规定时间内计数被测量信号并从计数值串中去除高频成分从而检测出频率变动成分的频率测量装置，能够测量出绝对频率的频率测量装置的改进。 
背景技术
关于频率测量方式，已知有：对预定的选通时间内通过的脉冲进行计数的直接计数方式(例如参照专利文献1)、准确测量脉冲周期并通过该时间的倒数求出频率的倒数方式(例如参照专利文献2)和通过得到Δ∑调制信号而获知频率的方式(例如参照专利文献3)。 
【专利文献1】日本特开2001-119291号公报 
【专利文献2】日本特开平5-172861号公报 
【专利文献3】美国专利第7230458号 
申请人除上述方式之外作为一种新的方案，进行了基于短选通时间计数方式的频率测量装置的研究开发。 
该频率计数方式由于在短选通时间内不中断地反复对含有作为被测量信号的脉冲信号的信号进行计数(采样)，并从得到的计数值的串中去除高频成分后提取频率变化成分(滤波处理)，所以时间分辨率和频率分辨率都可大幅度改善。本方式的频率计数器由计数器电路和小规模运算电路构成，具有抑制电路规模的增大且容易多信道(channel)化的特点。另外，具有越提高采样频率(计数器电路的选通时间的倒数)分辨率越好等特点。 
为了去除上述高频成分，使用了低通滤波器。例如，在使用数字滤波器作为低通滤波器部的结构的情况下，需要存储器和运算装置。通过使用移动平均滤波器作为低通滤波器可大幅度削减运算量，能够进行高精度的实时测量。由于计数器电路(后述的短选通时间计数器)作为硬件是简单 的构成，所以适合高速动作，另一方面由于滤波器部的处理需要多位的加减运算，故决定实时测量的采样频率的上限的主要是滤波器部的处理能力。尤其是，在使用2级以上的移动平均滤波器的情况下，由于产生处理多位信息的需要，所以电路复杂化。只要这一部分所涉及的电路简化，就可实现高速动作化、实时处理、低耗电化。 
发明内容
本发明的一个方式的频率测量装置，提供了一种尽可能简化低通滤波器等电路且能实现电路动作的高速化和低耗电化的频率测量装置。 
另外，本发明的一个方式的频率测量装置，在被测量信号为作为二值电平的脉冲串信号(例如位流(bit stream)信号)时，可更简单地构成该频率测量装置。 
另外，本实施方式的一个方式的频率测量装置，在将输出位流化(串行数字输出化)后的频率测量装置中，尽可能简化由2级以上的滤波器构成的低通滤波器部等电路，能实现电路动作的高速化和低耗电化。 
在本发明的频率测量装置的一个实施方式中，该频率测量装置具备：计数器部，其在规定时间内计数含有脉冲信号的信号(被测量信号)，输出与含有上述脉冲信号的信号的频率对应的二值的计数值；和低通滤波器部，其对上述计数值进行滤波处理，上述低通滤波器部包括第一级滤波器及第二级滤波器，上述第一级滤波器是被输入上述计数值且生成降低了高频成分后的二值的输出的移动平均滤波器，上述第二级滤波器对上述二值的输出进行平均值运算，生成降低了高频成分后的输出。在此，滤波处理是从短选通时间计数器部的输出中去除不需要的成分(高频成分)提取目标成分(被测量信号的频率变化成分)的处理。 
通过采取这种构成，可从计数器的输入部到低通滤波器的第一级移动平均滤波器的输出部为止将信号流位流化，进一步减少低通滤波器部的平均值运算次数，并简化结构。由此，可谋求电路的简化、高速化、低耗电化。 
优选，上述第二级滤波器的动作频率比上述第一级滤波器的动作频率低。由于通过第一级移动平均滤波器减少高频成分，故即使降低该后级滤 波器的采样频率(或动作频率)也可降低滤波器特性的劣化。通过使第二级滤波器输出的动作降低得比第一级滤波器输出的动作还低，从而可实现电路的简化、低耗电化。 
优选，上述第二级滤波器为移动平均滤波器。 
优选，上述第二级滤波器包括用于计算区间平均值的向上计数器。由于向上计数器只进行加法运算，不会如向上向下计数器那样进行减法运算，故电路构成简单，可进行高速动作。 
优选，上述向上计数器包括非同步计数器或格雷码计数器。这些计数器与向上向下计数器相比，电路构成简单、动作快。另外，还存在降低了电路的耗电的优点。 
上述计数器部的一部分及上述第一级移动平均滤波器由锁存器、移位寄存器电路及异或逻辑电路构成。由此，能够以简单的电路构成得到1位计数器及移动平均滤波器。 
优选，上述频率测量装置还具备反相/非反相调整部，上述反相/非反相调整部设置在上述计数器部的输出端与上述低通滤波器部的输出端之间，根据被提供的反相/非反相指令使二值输出串反相或非反相。由此，由于在计数器的二值输出以补数方式输出的情况下进行校正，故适合。 
另外，本发明的频率测量装置还包括极性判断电路(判断部)，上述极性判断部使被测量信号的频率增加或减少并且根据该变化判断从上述计数器输出的计数值的增减方向，并基于该判断结果输出与该计数器的计数值的正反对应的反相/非反相指令。 
在被测量脉冲串信号的频率变化小的情况下可利用1位的计数器来以更简单的电路构成计数器部，但是由于此时不清楚计数的“0”和“1”的值是表示大小(真值)还是表示补数，故通过极性判断电路使脉冲串信号的频率在一个方向上变化，并根据该变化来判断计数值增加了还是减少了，从而可判断计数值所表示的含义(真值或补数值)。 
优选，在上述第二级滤波器的后级还设有一级或多级的移动平均滤波器。由此，可得到更好的低通滤波器特性。 
优选，在上述第二级移动平均滤波器的后级设有DA变换部。由此，可得到更好的低通滤波器特性。 
上述的频率测量装置通过使用利用了晶体振荡器的QCM(QuartzCrystal Microbalance)法，从而适用于将振荡器基板表面的微量的质量变化变换为频率变化的QCM器件，例如质量传感器、气味传感器、气体传感器及生物传感器等中。 
附图说明
图1是说明具备对1位输出的短选通时间计数器的输出的正反进行校正的电路的短选通时间计数方式的频率测量装置的例子的框图。 
图2是说明短选通时间计数器的电路简化的过程的说明图。 
图3是说明位流结构的1位计数器和移动平均滤波器的结构例的框图。 
图4是表示移动平均滤波器的结构例的框图。 
图5是说明1位短选通计数器+一级移动平均滤波器的等效电路化的框图。
图6是说明1位短选通计数器+一级移动平均滤波器的等效电路化的框图。 
图7是说明1位短选通计数器+一级移动平均滤波器的等效电路化的说明图。 
图8是说明1位短选通计数器+一级移动平均滤波器的等效电路化的说明图。 
图9是说明1位短选通计数器+一级移动平均滤波器的等效电路化的说明图。 
图10是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器的输出例(频率变化大的例子)的图表。 
图11是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器的输出例(频率变化小的例子)的图表。 
图12是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器的输出例(抽头数调整例)的图表。 
图13是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器的输出例(采样频率调整例)的图表。 
图14是说明模式噪声的说明图。 
图15是说明一级移动平均滤波器输出的动态范围的说明图。 
图16是说明一级移动平均滤波器的输出范围和计数值的对应的说明图。 
图17是说明一级移动平均滤波器的输出范围的偶数奇数的对应的说明图。 
图18是说明一级移动平均滤波器输出范围的计数值的正反的对应的说明图。 
图19是说明短选通计数器+一级移动平均滤波器+模拟滤波器结构的例子的框图。 
图20是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器+模拟滤波器的输出例(动作点参数0.336)的图表。 
图21是表示短选通计数器+一级移动平均滤波器+模拟滤波器的输出例(动作点参数调整例)的图表。 
图22是说明短选通计数器+二级移动平均滤波器结构的例子的框图。 
图23是说明短选通计数器+二级移动平均滤波器的输出例(动作点参数0.336)的图表。 
图24是说明短选通计数器+二级移动平均滤波器的输出例(动作点参数调整例)的图表。 
图25是表示使用向上向下计数器构成低通滤波器部20的第二级移动平均滤波器的例子的框图。 
图26是说明低通滤波器部20的二级移动平均滤波器的输出例的说明图。 
图27是说明有失效期间情况下的二级移动平均滤波器的输出例(区间平均值)的说明图。 
图28是说明无失效期间情况下的二级移动平均滤波器的输出例(区间平均值)的说明图。 
图29是表示使用向上计数器构成第二级移动平均滤波器的例子的框图。 
图30是说明图29的控制部的结构例的说明图。 
图31是表示使用格雷滤波器构成第二级移动平均滤波器的例子的框图。 
图32是表示在低通滤波器中使用了二级移动平均滤波器的输出例的图表。 
图33是表示在实施例的第二级移动平均滤波器中进行了间隔提取情况下的输出例的图表。 
图34是表示在第二级移动平均滤波器中使用非同步计数器而构成的例子的框图。 
图35是表示图34所示的结构中的被测量频率和模拟输出例(无失效期间)的图表。 
图36是表示图34所示的结构中的被测量频率和模拟输出例(无失效期间、有失效期间)的图表。 
符号说明：10-短选通时间计数器部，13-计数/滤波器部，20-低通滤波器部，50-向上计数器部，70-判断部，80-反相/非反相部。 
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施例进行说明。 
在本发明的短选通时间计数方式的频率测量装置中，对从被测量信号的输入部到一级移动平均滤波器的输出部之间的信号流进行位流化(二值信号的输出串)。另外，为了在二值输出的电路中进行处理，按照在该位流部分不发生进位及借位的方式调整被测量信号频率、采样频率、动作点参数、一级移动平均滤波器的抽头数及动态范围等参数。 
如后述，动作点参数定义如下。 
动作点参数＝被测量频率÷采样频率-Int(被测量频率÷采样频率)。其中，Int(c)是返回c的整数部的函数。根据该定义式，动作点参数的值取0～1之间的值。动作点参数与模式噪声电平有关。 
动态范围定义为“采样频率÷移动平均滤波器的抽头数”。若被测量信号的频率变化在动态范围内，则移动平均滤波器的输出不产生进位(上溢)及借位(下溢)。 
(实施例1) 
首先，本申请中说明的短选通时间计数方式是下述方式，即：在短选通时间内连续计数所供给的脉冲串信号，得到与该脉冲串信号的频率对应的以脉冲串状动作的一系列计数值，从该一系列计数值中去除高频成分而得到与所供给的脉冲串信号的频率对应的一系列信号，从而提取频率变化。关于该短选通时间计数方式的基本情形，在已述的日本特愿2008-099721号中对电路构成和动作进行了详细说明。另外，用1位计数器构成短选通时间计数方式的频率测量装置的例子已经在日本特愿2008-099728号中进行了说明。 
图1是说明使用短选通时间计数方式并由1位(二值)输出的计数器构成频率测量装置的例子的框图。 
如该图1所示，由短选通时间计数器部10、低通滤波器部20及反相/非反相部80等构成了频率测量装置。 
短选通时间计数器部10使用1位输出的计数器在规定选通时间内连续计数由未图示的QCM器件的晶体振荡器等所提供的被测量信号(脉冲串信号)的频率，生成位流(一系列的二值输出)的计数输出。在信号源的频率变化范围已知的情况下，通过适当设定短选通计数器部10的采样频率，从而可进行在1位计数器中不产生进位的动作。在这种条件下，可由1位计数器得到测量结果。 
如后述，例如被简化的短选通时间计数器部10包括以采样频率fs动作的数据锁存器、1位输出的二进制计数器和抽头数为m的移动平均滤波器。 
低通滤波器部20从短选通时间计数器部10输出的位流信号的计数输出中去除(滤波处理)高频成分，输出与频率变化对应的计测值。滤波处理是去除其中含有的不需要的部分并提取作为目标的信息的处理。 
如后述，1位计数器的输出有以下两种情况：该“0”和“1”的串与计数值大小对应的情况(正输出的情况)和输出值串为逆(补数)的情况(补数输出)。这例如可通过以下方式判断，在手动地使被测量信号的频率增大或减小时与此对应地计数值增大或减小的情况下，判断出输出值与输入频率准确地对应，另外，在使被测量信号的频率增大或减小时计数值 减小或增大的情况下，判断出输出值为补数输出。 
反相/非反相部80基于上述极性的判断结果使短选通时间计数器部10的二值输出反相或非反相，并中继到低通滤波器部20中。由此，即使是使用了1位计数器的频率测量装置，也能得到准确的频率计数值。 
图1(B)是表示可自动进行上述的计数器输出的补数判断·校正的短选通时间计数方式的频率测量装置的例子。 
在该图中，对与图1(A)对应的部分附加同一符号，并省略相关部分的说明。 
如上述，在使用1位输出的二进制计数器进行采样并输出了计数值的情况下，在1位的信息的情况下，无法判断计数值的0和1的输出对应于计数值的大小还是与其成补数关系。因此，在本实施例中，还设置了位判断部70。其他的构成与图1(A)相同。 
判断部70例如构成为在计算机系统中由控制程序执行的功能。判断部70(更准确地说是计算机)根据规定事件的发生而动作。判断部70首先通过up/down信号使信号源10的振荡频率增减。在低通滤波器部20的输出与该变化对应地增减的情况下，判断出计数器部10的“0”和“1”的输出与计数值的大小对应。 
另外，在使信号源10的振荡频率增减而低通滤波器的输出与该变化对应地减增的情况下，判断出计数器部10的“0”和“1”的输出为补数关系(输出为逆)。在成补数关系的情况下，判断部70将补数判断信号提供给反相/非反相部80，使计数器部10的“0”和“1”的输出反相并将其中继到低通滤波器部20。 
此外，判断部70监控的输出除了低通滤波器部20的输出之外，也可以是计数器部10的输出或反相/非反相部80的输出。 
下面，对使用1位(二值)输出的计数器的短选通时间计数方式的频率测量装置的电路简化进行说明。 
图2(A)到图2(G)表示频率测量装置的电路简化过程的各阶段。在各图中，对应的部分附加同一符号，并省略相关部分的说明。 
首先，如图2(A)所示，基本的短选通时间计数方式的频率测量装置具备：以规定采样频率对被测量信号(由QCM器件的晶体振荡器等所 提供的脉冲串信号)进行计数的k位输出的计数器部10、和从计数器部10输出的连续计数值串中去除高频成分后提取频率变化成分的低通滤波器部20。 
该图(B)的短选通时间计数器部10由1位输出计数器构成。被测量信号的频率变化范围已知，或假设具有余量的充分大的变化范围(在变化范围为a、范围宽度的偏差为b时，例如为a+3b等)。例如，在已述的QCM器件的晶体振荡器等中，有时能够预先判断出频率变化范围。因此，如后述，按照计数结果不产生进位及借位的方式预先选定采样频率(频率变化范围＜采样频率)。在该条件下，作为短选通时间计数器部10可使用1位计数器。在低通滤波器部20中对1位计数器10的连续的二值输出进行信号处理。 
如该图(C)所示，1位的计数器例如可由以采样频率动作的锁存器11和作为1位的计数器起作用的计数值计算部12构成。1位的计数器在保持值为“0”时若被输入“0”则输出为“0”，在保持值为“0”时若被输入“1”则输出为“1”，在保持值为“1”时若被输入“0”则输出为“1”，在保持值为“1”时若被输入“1”则输出为“0”。低通滤波器部20例如可由三级的移动平均滤波器21～23构成。 
如该图(D)所示，即使将低通滤波器部20的三级移动平均滤波器21～23中的第一级21移动到1位计数器部10侧，在电路上也是相同的。 
如该图(E)所示，剩余的低通滤波器部20只要可作为低通滤波器起作用就可以。如后述，可以是数字滤波器可以是模拟滤波器，只要能得到想要的特性就可以。 
图3是表示图2(C)～2(E)所示的锁存器部11、计数值计算部12及移动平均滤波器21的具体的结构例。1位计数器可由1个锁存器11、1个寄存器z-1和1个异或逻辑电路构成。移动平均滤波器21可由1位m抽头(m级)的移位寄存器z-m和向上向下计数器构成(参照后述的图4)。 
图2(F)表示由简化了上述的计数值计算部12和移动平均滤波器21后的后述计数/滤波器部13构成的例子。 
进而，如该图(G)所示，在使用1位输出的计数器部10的情况(或以二值信号的位流进行信号处理的情况)下，由于存在输出为补数状态的 情况，所以在计数/滤波器部13的后级(相当于第一级移动平均滤波器的输出)设置上述的反相/非反相部80，适当进行计数输出的反相/非反相。反相/非反相部80的动作通过判断部70进行控制(参照图1)。由此，可维持准确的计数值输出。 
该图(H)表示在计数值计算部12与移动平均滤波器部21之间设置了反相/非反相部80的例子。另外，虽然未图示，但是也可以在低通滤波器部20的后级设置反相/非反相部80。这样，可将反相/非反相部80配置在合适的位置。 
图4是表示移动平均滤波器21的结构例。移动平均滤波器21可由1位m抽头(m级)的移位寄存器z-m和向上向下计数器构成，该向上向下计数器在增加输入(+)端接受计数值计算部12的输出且在减少输入(-)端接受移位寄存器z-m的输出。 
图5(A)表示由m抽头的移位寄存器、异或逻辑电路、1抽头的移位寄存器及异或逻辑电路构成图4所示的移动平均滤波器(向上向下计数器形式)21的例子。在位流运算的情况下，由于增加和减少都为相同的结果，故向上向下计数器与异或等效。 
进而，该图(B)表示将该图(A)的计数值计算部12及移动平均滤波器21的部分替换为作为等效电路的m抽头的移位寄存器z-m和异或逻辑电路的例子。 
图6到图9是说明图5(A)的逻辑电路和该图(B)的逻辑电路等效的图。如图6(A)及该图6(B)所示，若设定各部的信号A(i)～J(i)，则如图9所示求出G(i)＝A(i)+A(i-n)＝J(i)。 
利用该结果，如图2(F)所示，可将计数值计算部12和移动平均滤波器21的功能替换为具有相同功能的被简化后的计数/滤波器电路13(图5(B))。 
其次，对在处理上述的位流(串行数字数据)信号的短选通时间计数方式的频率测量装置中应选定的参数(动态范围、动作点参数)进行说明。动态范围与短选通时间计数方式的计数器部10中是否发生进位·借位相关联。动作点参数与模式噪声的发生·噪声电平关联。 
首先，对在位流信号处理中不发生进位及借位的条件进行说明。 
图10是表示在图2(E)所示的短选通时间计数器部(1位计数器+一级移动平均滤波器)10中例如将采样频率设为1kHz、动作点参数设在0.283附近、第一级移动平均滤波器21的抽头数设为100的情况下的输出例(一级移动平均滤波器)。如图所示，若输入频率变化较大的被测量信号(图中用粗实线表示)则发生位变动，如图中细线所示输出涉及多值。 
发生这种位变动的条件是“被测量信号频率变化＞第一级移动平均滤波器的动态范围”。此时，动态范围用“采样频率÷移动平均滤波器的抽头数”表示。 
试着将其应用到图10的例子中，则频率变化约为25Hz，采样频率为1kHz，抽头数为100。动态范围为1kHz÷100＝10Hz。频率变化约25Hz＞动态范围10Hz，所以移动平均滤波器输出涉及多值。 
图11是表示被测量信号的频率变化比较少的情况下的例子。其他与图10的情况为相同条件。移动平均滤波器部21的输出为二值。不产生这种位变动的条件为“被测量信号的频率变化＜一级移动平均滤波器的动态范围”。通过满足该条件，可作为位流(二值信号串)对信号进行处理。 
试着将其具体应用，频率变化约为7Hz。由于频率变化约7Hz＜动态范围10Hz，故可满足以上必要条件且移动平均滤波器21的输出值为二值。 
图12是表示在图10的被测量信号的频率变化测量中通过减少抽头数来应对位流化的例子。通过将移动平均滤波器的抽头数从100减少到25，从而作为1kHz÷25＝40Hz，将动态范围从10Hz提升到40Hz，满足了上述必要条件。 
图13是表示在图10的被测量信号的频率变化测量中通过增加采样频率来应对位流化的例子。将计数器及移动平均滤波器的动作从1kHz提升到3kHz，作为3kHz÷100＝30Hz，将动态范围从10Hz提升到30Hz，满足了上述必要条件。 
如以上说明，在短选通计数法中，通过适当选择与动态范围关联的参数，从而能够不产生位变化。使得被测量信号频率在动态范围内，计数值为二值，信息可由位流表现。 
作为与动态范围关联的参数，有被测量信号频率、采样频率fs、一级 移动平均滤波器21的抽头数m等。 
图14是表示短选通时间计数法中的模式噪声强度分布的动作点参数依存性的例子。 
如上述，动作点参数被定义为“被测量频率÷采样频率-Int(被测量频率÷采样频率)”。其中，Int(c)为返回c的整数部的函数。 
根据上述定义式可知，动作点参数取0～1间的值。在短选通时间计数方式中，在输出中发现模式噪声的发生。模式噪声的强度是动作点参数的复杂函数，动作点参数以0.5具有对称性。即，动作点参数0.5-d下的模式噪声强度具有与动作点参数0.5+d下的模式噪声强度相等的性质(0＜d≤0.5)。 
因此，图14在动作点参数为0～0.5的范围内表示1噪声强度与动作点参数的关系。 
由该图可判断出，在动作点参数(被测量频率与采样频率之比)接近简单的有理数值的情况下，发生大的模式噪声。在1次Δ∑调制中存在输出生成周期性序列这样的输入值，并且在施加了与该值接近的输入的情况下发生的模式噪声已知，是与其相同的类比(analogy)。 
但是，在Δ∑调制时的模式噪声的回避方法和短选通时间计数方式下的模式噪声的回避方法中，其思想不同。 
在Δ∑调制的情况下，为了抑制模式噪声本身而需要花费时间和劳力实现高阶结构或多级结构。这是由于在利用了Δ∑调制的AD变换器中，对与动态范围相同程度的输入信号变化进行处理。在短选通时间计数方式的情况下，由于可按照使输入信号变化的幅度相对于动态范围而言收敛于某一范围内的方式进行设计，故无需改变结构，能够通过适当选择动作点参数的范围来回避有害的模式噪声。 
在上述二值化的条件选择时，判断出按照动作点参数也变得适当的方式选择参数从而可改善SN比。 
接着，参照图15到图18，对上述的短选通时间计数器方式的短选通计数输出的反相进行补充说明。 
图15是说明将已述的短选通计数输出及一级移动平均滤波器输出作为位流处理的情况下的、采样频率、移动平均滤波器抽头数和动态范围的 关系的图表。 
图示的图表的横轴为时间(秒)，纵轴为频率移位(Hz)。在图表中示出将选通时间设为0.1秒(采样频率为10Hz)时的短选通计数器的输出(在采样频率的下限值与上限值之间用细线表示的脉冲状的输出)、移动平均滤波器(抽头数为5)的输出(用粗线表示的脉冲状的输出)、及低通滤波器的输出(脉冲串内的曲线所示的移动平均滤波器的输出)。在下面的图16到图18中都相同。 
如上述，动态范围被定义为“动态范围＝采样频率÷移动平均滤波器的抽头数”。在该例子中，动态范围为2(＝10÷5)。若被测量信号的频率变动在该动态范围内，则在计数器中不会产生进位或借位，计数器部输出(一级移动平均滤波器输出)为二值输出状态，成为位流的输出。这可通过针对被测量信号的频率选定采样频率和移动平均滤波器的抽头数来实现。通过使短选通时间计数器及一级移动平均滤波器的部分的信号成为位流，如上述可由逻辑门等来简化相同部分的电路构成。由于后述的电路也可利用数字(二值)电路进行处理，故可简化。 
图16到图18说明判断计数器的二值输出是否是补数的其他步骤。 
首先，图16表示了短选通计数值和移动平均滤波器输出值的例子(将计数值和移动平均值作为整数处理的情况)。 
例如，在选通时间0.1秒(采样频率为10Hz)内测量在120Hz～130Hz之间变化的被测量信号的情况下，短选通计数值为12或13。移动平均的计算是用区间内的计数值的和除以抽头数，但是在不考虑定标(scaling)的情况下也可以不用抽头数相除。在抽头数为5的情况下，作为移动平均值而输出60～65值中的任一个值。 
图17是表示短选通计数值和移动平均滤波器输出值的例子(将计数值和移动平均值作为位流处理的情况)。在作为位流处理的情况下，替换为二值。即，替换为图16的图表右侧所示的“13”→“1”、“12”→“0”、“65”→“1”、“64”→“0”、……、“60”→“0”。 
图18是表示移动平均滤波器输出值的例子(将计数值和移动平均值作为位流处理的情况)。在该图的图表的右侧，对应于图17中的“1”、“0”、……、“0”，在移动平均滤波器输出值的各范围中记载了“OK”、 “补数”、“OK”、……、“OK”。 
比较图16和图18，根据被测量频率(图16的右侧栏)在哪个范围内，来判断移动平均滤波器输出值的大小关系与被测量频率的增减关系对应还是与被测量频率的增减关系相反(图18的右侧栏)。 
(实施例2) 
图19是表示低通滤波器部20的其他结构例。在该例子中，通过将公知的模拟低通滤波器连接在计数滤波器计算部(1位计数器+移动平均滤波器的功能)13的后级，从而得到模拟的电平输出。 
图20是按照采样频率为3kHz、动作点参数在0.336附近来设定参数的情况下的上述模拟滤波器的输出例。与被测量信号相比，其发生变形。 
图21表示将动作点参数设在0.283附近、其他参数设为与图20情况相同条件的情况下的上述模拟滤波器的输出例。能得到与被测量信号大致相同的输出。比较图20及图21可知，根据动作点参数的不同而SN比不同。 
对使用上述图19所示的数字滤波器(例如移动平均滤波器21)和模拟滤波器的混合滤波器的优点进行研究。 
在以数字的方式处理滤波处理的情况下，虽然无信息劣化、可确保高SN，但是却需要用于保持计算所需的信息的存储器。 
在模拟滤波器的情况下，可省略数字滤波器中所需的存储器部，因此具有可简化电路的优点，但是由于在使用高的采样频率时要处理相对于被测量信号的变化量较大变化的信号，故需要在非线性失真对策上花费时间和劳力，因此用于校正该失真的电路复杂化。另外，在相对于动态范围而言信号变化小时，实质上难以确保高SN比。 
在混合滤波器中采用如下构成：将数字滤波器的输出输入到模拟滤波器中。此时，由于以2电平的方式将变化大的信号通过数字滤波器(在此为移动平均滤波器)变换为小的步幅尺寸，因此具有下述优点：模拟滤波器的设计容易、可确保高SN比、由于数字滤波器无需高的性能故数字滤波器部的构成容易等。 
(实施例3) 
图22是表示在上述一级移动平均滤波器21(计数/滤波器电路13)的后级设置使用了m抽头的移位寄存器z-m和向上向下计数器的第二级移动平均滤波器22，利用二级移动平均滤波器结构得到数字输出的例子。到向上向下计数器为止信号以位流的方式传送，在向上向下计数器中成为多位的输出。数字输出为Int(log2m+1)位。 
图23是表示将采样频率设为3kHz、动作点参数设为0.336、二级移动平均滤波器的抽头数设为200的情况下的数字滤波器的输出例。可判断出与被测量信号相比噪声大。 
图24是表示将动作点参数设为0.283、其他条件设为相同的情况下的数字滤波器的输出例。可判断出噪声减少了。由此可知，通过动作点参数的选择而SN比不同。 
图25是表示在图22的构成中想要得到模拟输出的情况下的电路结构例。如该图所示，通过将DA变换器30连接在第二级移动平均滤波器的向上向下计数器22a的输出侧，从而得到了模拟输出的频率位移。 
(实施例4) 
在上述的实施例中，组合1位计数器12(短选通时间计数器部10)和移动平均滤波器21(低通滤波器部20)，构成简化电路构成后的计数/滤波器部13。若能够进一步将上述的低通滤波器部的第二级以后的移动平均滤波器22、23也简化则更佳(参照图2)。 
在实施例中，由于频率位移的检测频带与采样频率相比为低频，故不一定需要第二级移动平均滤波器的全部输出值。即，根据要求的规格有时间歇性利用第二级移动平均滤波器的输出值就足以。 
在此，由于计数某一期间(n时钟期间)中的第一级移动平均滤波器输出而得到的值与第二级移动平均滤波器(n抽头)的输出瞬时值等效，故在间歇性输出足以的情况下可采用向上计数器。如后述，由于此时的计数中可产生失效期间，故作为计数器可采用最简单的非同步向上计数器，在优先低耗电化的情况下采用格雷计数器即可，任一种结构都比图25的向上向下计数器22a的电路结构简单，实现了简化。 
另一方面，若采用在向上计数器中不设置失效期间的构成，则由于可使噪声修整(noise shaping)起作用，故可改善第三级移动平均滤波器输出值的精度。这在将这里得到的二级移动平均滤波器输出进一步在后级进行滤波处理的情况下等尤其有效。 
图26到图28是用于简化第二级移动平均滤波器22的构成的说明图。在短选通时间计数法中，短选通时间计数器10使用无失效期间的计数器。所谓失效期间是指如计数器的复位期间那样不能测量输入信号的期间。无失效期间的计数器例如可通过使计数期间和复位期间错开的两个计数器交替动作来实现(参照已述的日本特愿2008-099721号公报)。 
各种研究的结果，虽然在短选通时间计数器及第一级移动平均滤波器中需要无失效期间的动作，但是在第二级以后的移动平均滤波器中却判断出即使有失效期间其对输出特性影响也较小。这被认为：由第一级(前级)移动平均滤波器减少了输出中的高频成分，在第二级(后级)移动平均滤波器中即使降低采样频率的情况下影响也较小。若利用这种趋势，则可更简单地形成低通滤波器电路。 
图26是概略说明构成低通滤波器部20的多级(二级)移动平均滤波器的输出关系的说明图。此外，在该图中，为了说明的方便，用十进制数进行表示。 
在该例中，设成为测量对象的脉冲串信号的频率从维持123.34Hz的状态逐渐变化为124.7Hz。首先，若以选通时间0.1秒采样，则以某一比例从计数器10送出12或13的计数值。10个数据合计的三个组为124、123、125、……，值朝着124.7Hz的方向移动。在此，将12或13的计数值的10个(抽头数10)设为移动平均计算的对象(第一级移动平均)。根据第一级移动平均值可知，随着向右方向移动，数值增加的数据的出现增加了。进而，若将第一级移动平均值作为输入进行第二级移动平均(抽头数10)的计算，则该倾向变强，精度也提高。采用多级移动平均滤波器相当于使作为低通滤波器特性的衰减倾斜度变得陡峭，同时相当于从由12或13构成的脉冲串的频谱中除去高频成分。 
图27是表示利用第二级移动平均滤波器计数第一级移动平均滤波器的输出时在某一区间的平均值运算阶段存在失效期间的情况下的例子。对 比图26和图27可判断出某一区间的计数值与间隔提取移动平均滤波器的输出值后的值(减少平均值输出次数的情况下的平均输出值)等效。 
图28是表示在利用第二级移动平均滤波器计数第一级移动平均滤波器的输出(区间平均值运算)时无失效期间的情况下的例子。与图27同样，与间隔提取移动平均滤波器输出值后的值等效。由此可知，在以间歇性取得第二级移动平均滤波器输出值为目的的情况下，用于得到该值的计数器的失效期间的有无与所得到的值的精度无关(只是间隔提取时刻的移位)。因此，可使用存在失效期间的计数器。如后述，可使用电路构成简单且能够高速动作但存在复位期间的向上计数器。向上计数器也可以是非同步计数器。另外，向上计数器也可以是格雷计数器等。 
此外，存在间歇性得到二级移动平均滤波器输出值之后实施更进一步的信号处理(第三级移动平均滤波器等)的情况、失效期间的有无对结果有影响的情况。另外，由于存在失效期间时无法得到噪声修整效果(通过以高的频率采样(量化)被测量信号使低频带的噪声分散在宽频带中从而SN提高的效果)，故根据用途适当选择输出值的间隔提取。 
图29是表示着眼于上述情况而构成的第二级移动平均滤波器22的变形例。在该例子中，图25所示的移动平均滤波器22的n级移位寄存器z -n及向上向下计数器22a由向上计数器22b及控制部22c构成。另外，DA变换器30的动作时刻通过控制部22c进行调整。控制部22c使向上计数器22b保持n时钟区间内输入的计数值，使DA变换器30输出该值。然后，复位向上计数器22b。 
图30是说明控制部22c的动作的图，如该图(A)所示，控制部22c的功能由定时发生器210和定时调整器212构成。此外，可由微型计算机进行同样的控制。该图(B)是从定时发生器210和定时调整器212输出的各种控制信号的时序图。 
向上计数器22b在Enable信号为High的情况下，如果输入信号为High，则配合时钟来向上计数。在Enable信号为Low的情况下，保持计数值。若被输入Reset信号，则复位计数值。DA变换器30若被输入Trigger信号则使Busy信号为High然后读取计数值。输出与计数值相应的模拟值，使Busy信号为Low。定时发生器210生成规定向上计数器22c的计 数期间的信号(Enable信号)。只在相当于n计数区间的时间输出High。定时发生器210例如可由时钟分频电路构成。在定时发生器的Enable信号成为Low时，定时调整器212在某一设定时间(对于确定计数值而言充分的时间)以后输出Trigger信号。接受来自DA变换器30的Busy信号从High切换为Low这一情况，输出Reset信号(也可省略Busy线，从Trigger输出一定时间之后输出Reset的构成)。重复这种动作，进行基于向上计数器22b的计算。 
(实施例5) 
图31是表示代替上述的移动平均滤波器22使用格雷计数器22d的例子。格雷计数器是输出信号的位变化始终为1位的计数器。因此，有消耗功率少的优点。格雷码计数器的保持值通过解调器22e返回到计数值。格雷码计数器22d以及解调器22e通过控制部22c控制动作。 
图32表示使用二级移动平均滤波器(第一级抽头数为100，第二级抽头数为64)的短选通时间计数器的比较例(图24)。采样频率被设定为1kHz，动作点参数被设定为0.290。 
图33表示作为第二级移动平均滤波器而使用格雷计数器22d的例子。采样频率被设定为1kHz，动作点参数被设定为0.290。该图中的细虚线表示被测量信号，粗实线表示已述的“无失效期间”的例子，粗虚线表示已述的“有失效期间”的例子。与二级移动平均滤波器的比较例(图22)相比耗电降低。SN比与失效期间的有无无关，与比较例相同。 
此外，比较格雷计数器和后续的非同步计数器，关于计数器部的耗电而言，格雷计数器的耗电小，被抑制到1/3左右。 
(实施例6) 
图34表示代替上述的第二级移动平均滤波器的向上向下计数器22a而使用非同步计数器22f的例子。另外，使DA变换器30的输出通过模拟低通滤波器22g，从而输出模拟的频率位移。同步计数器各位的输出与时钟信号同步地同时输出，而非同步计数器22f的输出根据输入变化。非同步计数器22f具有比同步计数器的电路构成还简单的优点。 
图35表示从图34所示的结构的低通滤波器22g输出的模拟输出和被测定频率的例子(无失效期间)。采样频率为1kHz，动作点参数为0.290，向上计数器的计数期间为64区间。 
图36表示在图35所示的无失效期间的例子(粗实线)设置6区间(10％)的失效期间的例子(粗虚线)。在无失效期间的条件下的输出结果中可确认噪声修整效果。 
在上述的各实施例的频率测量装置中，通过判断已述的输入信号频率的增减和输出电平的增减的对应等，适当校正频率测量输出的极性。 
如上述的说明，在本发明的实施例中，由于使用了被位流化(二值信号化)的短选通计数部和一级移动平均滤波器部的构成，故与未位流化的情况相比可简化电路构成，可高速动作。另外，通过高速动作可提高测量分辨率，通过电路构成的简化可抑制耗电。 
另外，被位流化的短选通计数部+一级移动平均滤波器部的构成可由等效电路简化，从而削减电路面积，谋求了耗电的抑制。 
另外，在短选通计数部+一级移动平均滤波器部的构成中，通过适当选择采样频率和抽头数(适当选定动态范围)可将输出设为二值输出，可对该构成中的信号进行位流化。另外，通过适当进行动作点参数的选择，可降低位流化时的模式噪声的影响。 
另外，通过采用短选通计数部+一级移动平均滤波器部+模拟滤波器部的构成，可利用简单结构得到高分辨率的模拟输出。 
另外，通过采用短选通计数部+一级移动平均滤波器部+向上向下计数器的构成，可利用简单结构得到二值移动平均滤波器输出(数字输出)。 
另外，通过采用被位流化的短选通计数部+一级移动平均滤波器部+向上计数器的构成，与“短选通计数+二级移动平均年滤波器”的结构相比，结构变得简单。 
作为上述向上计数器，可使用非同步计数器和格雷计数器。非同步计数器在向上计数器中为最简单的电路。由于格雷计数器一次计数至多只有1位变化，故谋求了低耗电化。 
可采用基于上述构成+DA变换器的模拟输出。由此，可利用简单构成得到高分辨率的模拟输出。由于也可以是低采样速率，故可降低对DA 变换电路要求的性能。 
输入脉冲串信号的计数中也可以存在失效期间。在设置失效期间的情况下，可复位计数器电路，电路构成被简化。 
在输入脉冲串信号的计数中不设置失效期间的情况下，由于可使短选通时间计数的噪声修整起作用，故可改进第二级移动平均滤波器输出值的精度。这在将这里得到的二级移动平均滤波器输出进一步在后级进行滤波处理的情况等下尤其有效。 
上述的频率测量装置由于电路规模小且安装容易，故可使装置小型化、高精度化、轻量化、低成本化。例如，适用于使用晶体的各种传感器的小型化、高分辨率化。适用于使用晶体的各种传感器的集成化、平台化。适用于气味传感器、气体传感器、生物传感器用换能器阵列、QCM器件等中。 
根据本发明的具备测量脉冲串信号的频率的短选通时间计数器部和低通滤波器部的频率测量装置，使低通滤波器部为多级构成的移动平均滤波器，第二级(后级)滤波器的动作频率比第一级(前级)移动平均滤波器的动作频率低(间歇性动作)。由于通过第一级移动平均滤波器减少了滤波器输出中的高频成分，即使降低该后级滤波器的采样频率(动作频率)也会减小滤波器特性的劣化。通过使第二级(后级)滤波器输出的动作降低得比第一级(前级)滤波器输出的动作频率还低，可简化电路实现低耗电化。 

Claims (9)

1.一种频率测量装置，其特征在于，具备：
计数器部，其在规定时间内计数含有脉冲信号的信号，输出与含有所述脉冲信号的信号的频率对应的二值的计数值；和
低通滤波器部，其对所述计数值进行滤波处理；
所述低通滤波器部包括第一级滤波器及第二级滤波器，
所述第一级滤波器是被输入所述计数值且生成降低了高频成分后的二值的输出的移动平均滤波器，
所述第二级滤波器对所述二值的输出进行平均值运算，生成降低了高频成分后的输出。
2.根据权利要求1所述的频率测量装置，其特征在于，所述第二级滤波器的输出动作频率比所述第一级滤波器的动作频率低。
3.根据权利要求1或2所述的频率测量装置，其特征在于，
所述第二级滤波器是移动平均滤波器。
4.根据权利要求1～3中任意一项所述的频率测量装置，其特征在于，
所述第二级滤波器包括用于计算区间平均值的向上计数器。
5.根据权利要求4所述的频率测量装置，其特征在于，
所述向上计数器包括非同步计数器或格雷码计数器。
6.根据权利要求1～5中任意一项所述的频率测量装置，其特征在于，
所述计数器部的一部分及所述第一级移动平均滤波器由锁存器电路、移位寄存器电路以及异或逻辑电路构成。
7.根据权利要求1～3中任意一项所述的频率测量装置，其特征在于，
还具备反相/非反相调整部，所述反相/非反相调整部设置在所述计数器部的输出端与所述低通滤波器部的输出端之间，根据被供给的反相指令而使二值输出串反相或非反相。
8.根据权利要求1～7中任意一项所述的频率测量装置，其特征在于，
在所述第二级滤波器的后级还设有一级或多级的移动平均滤波器。
9.根据权利要求1～7中任意一项所述的频率测量装置，其特征在于，
在所述第二级移动平均滤波器的后级设有DA变换部。
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