JP6483130B2 - 医療器具 - Google Patents

Description

本開示は、医療用器具、特に（排他的にではないが）、医療用焼灼及び切断器具の分野に関する。本開示はまた、このような医療用器具を駆動するための駆動回路及び方法に関する。

多くの外科手術で、血管又はその他の体内の組織を切断したり結紮したりする必要があり、多くの手術が、切断又は結紮するための手持ち式の焼灼器具で、可能な限り非侵襲的な技術を用いて実行されている。既存の手持ち式焼灼器具の中には、焼灼器具内に超音波トランスデューサを備えるものがあり、超音波エネルギーを切断又は結紮対象の組織にかけるようになっている。他の手持ち式の焼灼器具には、ＲＦエネルギーを、焼灼している組織／血管に、器具の鉗子を介して直接かけるものがある。

本発明は、焼灼対象の血管又は組織に超音波エネルギー又はＲＦエネルギーをかけることが可能な、既存のものに替わる外科手術用器具を提供することを目標とする。本発明の他の態様は、異なる運転モードから選択をするための制御回路を提供する方法に関する。本発明の他の態様は、例えばマイクロプロセッサのような制御部に報告するための回路設計中で、電圧及び電流の測定を実行する方法に関し、かつ過剰に多くの電流が電池から引き出されるのを確実に防ぐような制御回路を設ける方法にも関する。

１つの態様によれば、本発明は、医療用器具を提供するが、その器具は：血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；エンドエフェクタに連結された超音波トランスデューサ；エンドエフェクタと超音波トランスデューサとに連結された駆動回路であって、周期的な駆動信号を生成し、かつ駆動信号を超音波トランスデューサ又はエンドエフェクタのいずれかに提供するように動作可能な駆動回路；及び、駆動信号が、超音波トランスデューサとエンドエフェクタとのうちの所望の一方に印加されるように、駆動回路を制御するように動作可能な制御部、を備える。

１つの実施形態においては、駆動回路は、第１共振周波数を有する第１共振回路と、第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え、第１共振周波数は超音波トランスデューサの共振特性に対応し、超音波トランスデューサに駆動信号が印加される場合、第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を駆動回路が生成し、かつエンドエフェクタに駆動信号が印加される場合、第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を駆動回路が生成するように、制御部が駆動回路を制御するよう動作可能である。

周期的に変動する電圧を、制御部からの制御信号に基づいて直流電圧源から生成させるため、かつその周期的に変動する電圧を駆動回路の第１及び第２共振回路に供給するために、制御部と駆動回路との間に連結される信号生成器もまた設けられ得る。

制御部は駆動信号の周期を、およそ第１共振周波数又は第２共振周波数で変動させて、エンドエフェクタによって把持された血管又は組織に供給されるエネルギーを変動させるように構成され得る。制御部は、駆動信号の周期を変動させ、駆動信号の周波数を、およそ第１共振周波数に、第１共振周波数の０．１％〜１％の範囲内で変動させるか、又は、駆動信号の周波数を、およそ第２共振周波数に、第２共振周波数の４０％〜６０％の範囲内で変動させ得る。

典型的には、第１及び第２共振回路の共振特性は、鉗子により把持された組織又は血管にしたがって変動するが、１つの実施形態においては、制御部は、それぞれの共振特性における変化を追跡するように駆動信号の周期を変動させるように構成される。

超音波トランスデューサにより生成された超音波エネルギーを、エンドエフェクタに向けて導くため、超音波トランスデューサに連結されている超音波導波管が設けられ得る。エンドエフェクタは、第１及び第２顎部を備えていてよく、かつ第２共振回路は、エンドエフェクタの第１及び第２顎部に電気的に連結されていてよい。例えば、エンドエフェクタの第１顎部は、導波管に電気的に連結されてよく、かつ第２共振回路は、エンドエフェクタの第１顎部に、超音波導波管を介して電気的に連結されていてよい。一部の実施形態においては、第１共振回路は、超音波トランスデューサと導波管とに電気的に連結されている。

検出回路が、超音波トランスデューサ又はエンドエフェクタに印加された駆動信号を検出するために設けられ得る。１つの実施形態においては、第１及び第２共振回路のうちの一方又は両方は、インダクタコイル、キャパシタ、及び抵抗のうちの少なくとも１つを備え得るが、検出回路は、インダクタコイル、キャパシタ、又は抵抗の両側の電圧を検出し、かつ検出した電圧を制御部に入力するのに好適なセンサ信号に変換するためのオペアンプ回路を備え得る。１つの代替的な実施形態においては、第１及び第２共振回路のうちの一方又は両方が、共振回路と基準電位との間に接続されているインピーダンス要素を備え得るが、検出回路は、インピーダンス要素の両端の電圧の測定値を得るための分割器回路と、直流バイアス信号を、電圧測定に印加するためのバイアス信号生成器とを備える。この場合には、インピーダンス要素は、キャパシタ又は抵抗を備え得る。典型的には、検出回路は、バイアス信号生成器からの直流バイアス信号が駆動回路に連結されるのを防ぐための、直流ブロッキング回路を備える。バイアス信号生成器は、基準電圧と制御部の電源電圧部との間に接続されている電圧分割器回路を備え得る。

本器具は、好ましくは電池で動作する器具であり、器具に電力を供給するための１つ又は２つ以上の電池を備え、かつ、その１つ又は２つ以上の電池を保護するための能動的ヒューズ回路を更に備える。能動的ヒューズ回路は、１つ又は２つ以上の電池の端子と駆動回路との間に電気的に連結されているスイッチと、電源端子を駆動回路から絶縁させるためのスイッチを開くよう構成されている制御回路を備え得る。

本発明はまた、医療用器具を提供するが、その器具は：血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；血管／組織中にエネルギーを送り込むための周期的に変動する駆動信号を、生成するための駆動回路；駆動回路により生成された駆動信号を検出するための検出回路；及び検出回路に対して応答性であり、かつ血管／組織に送達されるエネルギーを制御するために、駆動回路を制御するように動作可能である制御部、を備え、駆動回路は、基準電位に連結されるインピーダンス要素を備え、検出回路は、インピーダンス要素の両側の電圧の測定値を得るための分割器回路と、直流バイアス信号を電圧測定に印加するためのバイアス信号生成器とを備える。

インピーダンス要素は、キャパシタ又は抵抗であり得る。検出回路はまた、バイアス信号生成器からの直流バイアス信号が駆動回路に連結されるのを防ぐための、直流ブロッキング回路を備え得る。バイアス信号生成器は、基準電圧と制御部の電源電圧部との間に接続されている分割器回路を備え得る。バイアス信号生成器の分割器回路は、制御部の電源電圧部に、スイッチを介して接続され得るが、制御部が検出回路からの信号を必要としない場合には、スイッチを開くように、制御部が構成されている。

また本発明は、医療用器具を提供するが、その器具は：血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；直流電圧源を提供するための１つ又は２つ以上の電池；１つ又は２つ以上の電池に連結され、血管／組織中にエネルギーを送り込むために、直流電圧源から周期的に変動する駆動信号を生成させるための信号生成器；血管／組織に送達されるエネルギーを制御するために、信号生成器を制御するように動作可能な制御部；及び、１つ又は２つ以上の電池と信号生成器との間に連結され、１つ又は２つ以上の電池を保護するための能動的ヒューズ回路、を備える。

能動的ヒューズ回路は、１つ又は２つ以上の電池の端子と信号生成器との間に電気的に連結されているスイッチ；及び、そのスイッチを切り替えるよう構成されている制御回路、を備え得る。スイッチは、１つ又は２つ以上の電池から信号生成器の接続を切るように構成され得るか、又は、信号生成器と１つ又は２つ以上の電池との間に大きなインピーダンスを接続し得る。

能動的ヒューズの制御回路は、１つ又は２つ以上の電池から引き出されている電流の測定値を検出するための回路を備え得るが、電流の測定値が閾値を超えると、スイッチを切り替えるよう構成されている。能動的ヒューズの制御回路は、電流の測定値を閾値と比較するための比較器を備え得るが、比較器の出力が、スイッチの開閉を制御する。

また本発明は、医療用器具を操作する方法も提供するが、その方法は、周期的な駆動信号を生成すること、駆動信号を医療用器具の超音波トランスデューサ又はエンドエフェクタに印加すること、及び、駆動信号が超音波トランスデューサとエンドエフェクタとのうちの所望の一方に印加されるように、駆動回路を制御すること、を含む。

また本発明は、血管又は組織を焼灼又は切断する方法をも提供するが、その方法は：血管又は組織を医療用器具のエンドエフェクタで把持すること；駆動回路を用いて、周期的な駆動信号を、超音波トランスデューサ又はエンドエフェクタのいずれかに印加すること；及び、駆動信号が、超音波トランスデューサとエンドエフェクタとのうちの所望の一方に印加されるように、駆動回路を制御すること、を含む。本方法は、上述の医療用器具を用いてもよい。

また本発明は、超音波トランスデューサとエンドエフェクタとを有する医療用器具に用いるための電子装置をも提供するが、その電子装置は：周期的な駆動信号を生成するための駆動回路；及び、駆動信号が、超音波トランスデューサとエンドエフェクタとのうちの所望の一方に印加されるように、駆動回路を制御するように動作可能な制御部、を備え、駆動回路は、第１共振周波数を有する第１共振回路と、第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え、超音波トランスデューサに駆動信号が印加される場合、第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を駆動回路が生成し、かつエンドエフェクタに駆動信号が印加される場合、第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を駆動回路が生成するように、制御部が駆動回路を制御するよう動作可能である。

また本発明は、医療用器具を提供するが、その器具は：血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；エンドエフェクタに連結されており、かつ駆動信号を生成し、駆動信号をエンドエフェクタに提供するように動作可能な駆動回路；及び、駆動回路により生成された駆動信号を制御するための制御信号を生成し、駆動回路に出力するように動作可能な制御部、を備え、駆動回路と、エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷とが共振回路を画定し、その共振回路の共振周波数は、エンドエフェクタにより把持された血管／組織の負荷のインピーダンスが変化するにつれて変動し、共振周波数が変化するにつれてその共振周波数を追跡する周波数を有する駆動信号を駆動回路に生成させる制御信号を生成するように、制御部が構成され、エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷に送達される電力、電流、又は電圧のうちの１つ又は２つ以上を減少させるように、制御部が更に構成される。

エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷に印加された信号を検出するためのセンサ回路と、センサ回路からの信号を処理して、エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷のインピーダンスの測定値を決定するための測定回路と、が設けられてもよい。この場合には、エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷のインピーダンスの測定値に基づいて、制御部が制御信号を生成することが可能である。

１つの実施形態においては、制御部は、パルスのシーケンスを有する制御信号を生成し、かつ、エンドエフェクタにより把持された血管／組織により形成された負荷に送達される電力、電流、又は電圧のうちの１つ又は２つ以上を減少させるために、制御部は、制御信号から１つ又は２つ以上のパルスをスキップする。

典型的には、この場合、制御部は、共振周波数に依存して変化する所望の周波数でパルスを生成するパルス信号生成器を備え、制御部は、パルス信号生成器により生成されるパルスを抑制することにより、パルス信号生成器により生成されるパルスをスキップする。

本発明の上記の及びさまざまなその他の特徴及び態様が、添付の図面を参照しながら説明される、以下の実施形態の詳細な説明から明白となるであろう。
そのハンドル部内に搭載された電池並びに駆動及び制御回路を有する、手持ち式の焼灼器具を図示している。 本発明の１つの実施形態において用いられる焼灼器具の主要な構成部品を図示している部分ブロック図である。 図２に示された焼灼器具の主要な構成電気部品を図示している回路図である。 超音波トランスデューサが、超音波エネルギーを鉗子に送達するための導波管に連結される方法を模式的に図示し、かつ図３に示される回路が電気エネルギーを鉗子に送達することが可能となる方法を図示している。 図２に示されているマイクロプロセッサの一部を形成する処理モジュールを、模式的に図示しているブロック図である。 第三次高調波成分を最小化しながら駆動回路を制御するために、マイクロプロセッサにより生成される制御信号の形状を図示している。 送達された電力対負荷抵抗及び駆動周波数の関係を図示している等高線図である。 負荷電流の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる１つの方法を図示している回路図である。 負荷電流の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる別の１つの方法を図示している回路図である。 負荷電圧の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる１つの方法を図示している回路図である。 オペアンプ回路を用いることなく、負荷電流の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる１つの方法を図示している回路図である。 オペアンプ回路を用いることなく、負荷電流の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる１つの方法を図示し、かつ、オペアンプ回路を用いることなく、負荷電圧の測定値を決定し、マイクロプロセッサに供給することが可能となる１つの方法を図示している回路図であり、 図２に示されている電池を過剰な電流需要から保護するために用いられる能動的ヒューズ回路を図示している回路図である。

医療用器具
多くの外科手術は、血管又は他の管状組織を切断又は結紮することを必要とする。低侵襲的手術により、外科医は、患者の身体の小さな切開部を通じて外科手術を行う。空間が制限されているため、横切された血管をクランピング及び／又は結合して出血を抑制するのに、外科医はしばしば困難を感じる。超音波式外科鉗子又は電気式外科鉗子を用いて、外科医は、焼灼し、出血を凝固／乾燥させ、かつ／又は、超音波トランスデューサによって組織／血管に印加される超音波エネルギーを制御することにより、若しくは、鉗子を介して組織／血管に印加されるＲＦエネルギーを制御することにより、単に出血を減らすことが可能である。

図１は、低侵襲的医療手術のために設計された、本発明の１つの実施形態による超音波／ＲＦ式外科医療用器具１の形状を図示している。図示されるように、器具１は、細長いシャフト３を有する自己完結型の器具であり、そのシャフト３は、その近位端に接続されたハンドル５と、シャフト３の遠位端に接続されたエンドエフェクタ７とを有する。本実施形態においては、エンドエフェクタ７は、医療用鉗子９を備え、その鉗子９は、ユーザーが、ハンドル５の制御レバー１１及び１３を操作することによって制御される。

外科手術の間、シャフト３は、患者の内側、及び手術対象部位にアクセスするために、トロカールを通って挿入される。外科医は、ハンドル５並びに制御レバー１１及び１３を用いて、鉗子９が切断又は焼灼対象の血管の周囲に位置するまで、鉗子９を操作する。次に電気エネルギーが、組織に対して直接鉗子９を介して（ＲＦエネルギーとして）制御されながら印加されるか、又は、超音波エネルギーを用いて所望の切断／焼灼を実行する場合には、ハンドル５に搭載されてシャフト３内の導波管（不図示）を介して鉗子９に連結される超音波トランスデューサ８に対して、電気エネルギーが制御されながら印加される。図１に示すように、本実施形態においては、ハンドル５は、電池１５と制御電子機器１７とをも収容し、焼灼実行に必要な電気エネルギーを生成し制御させる。このように器具１は、別体の制御ボックスも、電気エネルギーを鉗子９に供給するための電源ワイヤも必要としないという意味で自己完結式である。しかしながら、必要に応じて、別体の制御ボックスが提供されてもよい。

システム回路
図２は、本実施形態において、超音波トランスデューサ又は鉗子９に供給される電気エネルギーを生成し、制御するために用いられる焼灼／切断器具１の主要な電気回路を図示している模式的ブロック図である。以下により詳細に説明するように、本実施形態においては、回路は、その時に焼灼されている組織／血管に対して送達される電力の量を制御するために生成される電気的駆動波形の周期を制御するように設計されている。

図２に示すように、焼灼／切断器具１は、ユーザーインターフェイス２１を備え、そのユーザーインターフェイス２１を介して、ユーザーは情報（例えば、把持された組織／血管に、電気エネルギー又は超音波エネルギーにより印加されているエネルギーについて示す情報等）を得ることができ、かつ、超音波での動作又はＲＦでの動作の選択を含む、焼灼／切断器具１の動作を制御することができる。図示されているように、ユーザーインターフェイス２１はマイクロプロセッサ２３に連結され、そのマイクロプロセッサ２３は、制御信号を生成し、ゲート駆動回路２５に対して出力することにより、切断／焼灼作業を制御する。マイクロプロセッサ２３からの制御信号を受け取ると、ゲート駆動回路２５は、ゲート制御信号を生成し、同信号によりブリッジ信号生成器２７が、所望の駆動波形を発生させ、この駆動波形は、超音波トランスデューサ８又は鉗子９に、駆動回路２９を介して印加される。電圧検出回路３１及び電流検出回路３３は、超音波トランスデューサ８又は鉗子９に印加された電圧及び電流の測定値を生成し、制御目的で、その測定値をマイクロプロセッサ２３にフィードバックする。また図２は、図２に示されている電気回路に対して電源供給するための電力を提供する電池１５も示している。本実施形態においては、電池１５は、０Ｖと１４Ｖのレールを供給するように構成されている。

図３は、ゲート駆動回路２５、ブリッジ信号生成器２７、及び、駆動回路２９の構成部品をより詳細に図示している。また図３は、圧電超音波トランスデューサ８と、処理対象の組織／血管により形成される負荷（Ｒ_ｌｏａｄ）との電気的等価回路３０をも示している。図３に示すように、ゲート駆動回路２５は、２つのＦＥＴゲート駆動３７（ＦＥＴゲート駆動３７−１及びＦＥＴゲート駆動３７−２）を含む。マイクロプロセッサ２３からの第１のセットの制御信号（ＣＴＲＬ_１）が、ＦＥＴゲート駆動３７−１に供給され、マイクロプロセッサ２３第２のセットの制御信号（ＣＴＲＬ_２）が、ＦＥＴゲート駆動３７−２に供給される。ＦＥＴゲート駆動３７−１は、第１のセットの制御信号（ＣＴＲＬ_１）を用いて、２つの駆動信号（ブリッジ信号生成器２７の２つのＦＥＴ ４１−１及び４１−２のそれぞれを駆動するのに１つずつの駆動信号）を生成する。ＦＥＴゲート駆動３７−１は、下方のＦＥＴ（４１−２）がオフの時に上方のＦＥＴ（４１−１）をオンにする（及びその逆の働きをする）駆動信号を生成する。これによりノードＡが、１４Ｖのレール（ＦＥＴ ４１−１がスイッチオンの状態で）と、０Ｖのレール（ＦＥＴ ４１−２がスイッチオン状態で）とに交互に接続される。同様にＦＥＴゲート駆動３７−２は、第２のセットの制御信号（ＣＴＲＬ_２）を用いて、２つの駆動信号（ブリッジ信号生成器２７の２つのＦＥＴ ４１−３及び４１−４のそれぞれを駆動するのに１つずつの駆動信号）を生成する。ＦＥＴゲート駆動３７−２は、下方のＦＥＴ（４１−４）がオフの時に上方のＦＥＴ（４１−３）をオンにする（及びその逆の働きをする）駆動信号を生成する。これによりノードＢが、１４Ｖのレール（ＦＥＴ ４１−３がスイッチオンの状態で）と、０Ｖのレール（ＦＥＴ ４１−４がスイッチオン状態で）とに交互に接続される。このように、マイクロプロセッサ２３によって出力された２つのセットの制御信号（ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２）が、生成されてノードＡとノードＢとの間へ印加されるデジタル波形を制御する。それぞれのセットの制御信号（ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２）は、一対の信号ラインを含み、そのうちの一方は、上側のＦＥＴがオン状態である時を示し、他方は、下側のＦＥＴがオン状態である時を示す。このようにしてマイクロプロセッサ２３が、ソフトウェアの機能又は専用のハードウェアの機能を通じて、上側のＦＥＴと下側のＦＥＴとの両方が同時にオン状態になるという望ましくない状況が起こるのを確実に防ぐことが可能となっている。実際には、これは、たとえ変動式の切替遅延時間を可能とした場合にも、両側のＦＥＴがともに同時にオン状態になり得ることがないということを確実にするために、上側のＦＥＴと下側のＦＥＴとの両方がともにオフ状態となる一定のロス時間を残すことを要する。本実施形態においては、約１００ナノ秒のロス時間を用いた。

図３に示すように、ノードＡ及びノードＢは、駆動回路２９に接続されており、そのため、ブリッジ信号生成器２７により生成されたデジタル電圧が駆動回路２９に印加されるようになっている。この印加された電圧により、電流が駆動回路２９に流れるようになっている。図３に示すように、駆動回路２９は、２つの変圧器回路４２−１及び４２−２を含む。第１変圧器回路４２−１は、超音波トランスデューサ８を効率よく駆動するように設計されており、キャパシタ−インダクタ−インダクタ共振回路４３−１を含むが、このキャパシタ−インダクタ−インダクタ共振回路４３−１は、キャパシタＣ^ＵＳ _ｓ ４５、インダクタＬ^ＵＳ _ｓ ４７、及びインダクタＬ^ＵＳ _ｍ ４９により形成されている。超音波トランスデューサ８を駆動するには、マイクロプロセッサ２３は、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル電圧の基本周波数（ｆ_ｄ）が、およそ共振回路４３−１の共振周波数（本実施形態においては、約５０ｋＨｚ）になるように、ゲート駆動回路２５のための制御信号を生成するように構成されている。共振回路４３−１の共振特性の結果として、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル電圧により、基本周波数（ｆ_ｄ）で略正弦波状の電流が、共振回路４３−１内を流れるようになる。これは、駆動電圧の高調波成分が、共振回路４３−１と、変圧器の一次側を参照したインピーダンスＬ_ｔ及びＣ_ｔ１と、によって減衰されるようになっているためである。

図３に示すように、インダクタＬ^ＵＳ _ｍ ４９は、変圧器回路４２−１の一次側を形成し、変圧器回路４２−１の二次側は、インダクタＬ^ＵＳ _ｓｅｃ ５３によって形成されている。変圧器は、インダクタＬ_ｍ ４９の両側の駆動電圧（Ｖ^ＵＳ _ｄ）を昇圧変換して、超音波トランスデューサ８に印加される負荷電圧（Ｖ_Ｌ、典型的には約１２０Ｖ）にする。超音波トランスデューサ８の電気的特性は、鉗子９の顎部と、鉗子９により把持された任意の組織又は血管とのインピーダンスにより変化するが、図３は、超音波トランスデューサ８、及び、鉗子９の顎部と、鉗子９により把持された任意の組織又は血管とのインピーダンスを、インダクタＬ_ｔ ５７、パラレルキャパシタＣ_ｔ１ ５９及びＣ_ｔ２ ６１、並びに抵抗Ｒ_ｌｏａｄによりモデル化したものである。

駆動回路２９のインダクタＬ^ＵＳ _ｓ及びキャパシタＣ^ＵＳ _ｓは、超音波トランスデューサ８のインダクタＬ_ｔ及びキャパシタＣ_ｔ１の積ＬＣとマッチする積ＬＣを有するように設計されている。一連のＬＣネットワークのうちの積ＬＣをマッチングさせることにより、ネットワークの共振周波数の維持が確保される。同様に、インダクタＬ^ＵＳ _ｍの磁気リアクタンスは、共振周波数において、それが超音波トランスデューサ８のキャパシタＣ_ｔ２の容量性リアクタンスとマッチするように選択される。例えば、キャパシタＣ_ｔ２が約３．３ｎＦの静電容量を有しているように、トランスデューサ８が定義される場合には、インダクタＬ^ＵＳ _ｍは、（約５０ｋＨｚの共振周波数においては）約３ｍＨのインダクタンスを有する必要がある。このように駆動回路２９を設計すると、鉗子９により把持された組織／血管へのエネルギー送達という点で、最適な駆動効率性を提供することができる。効率性の改善が実現されるのは、変圧器の励磁電流がＣ_ｔ２を流れる電流を相殺するため、Ｃ^ＵＳ _ｓとその結果ＦＥＴブリッジ（２７）とを流れる電流が減少するからである。加えて、この電流の相殺により、Ｃ^ＵＳ _ｓを流れる電流は、Ｒ_ｌｏａｄを流れる電流に比例し、それゆえに、Ｃ^ＵＳ _ｓを流れる電流を測定することにより、負荷電流を決定することが可能となる。

第２変圧器回路４２−２は、電気的ＲＦエネルギーを鉗子９を介して組織／血管に直接、効率的に駆動するように設計されており、キャパシタＣ^Ｆ _ｓ ４６、インダクタＬ^Ｆ _ｓ ４８、及びインダクタＬ^Ｆ _ｍ ５０により形成される、キャパシタ−インダクタ−インダクタ共振回路４３−２を含む。鉗子９を電気エネルギーで直接駆動するには、マイクロプロセッサ２３は、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル電圧の基本周波数（ｆ_ｄ）が、およそ共振回路４３−２の共振周波数（本実施形態においては、約５００ｋＨｚ）になるように、ゲート駆動回路２５のための制御信号を生成するように構成されている。共振回路４３−２の共振特性の結果として、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル電圧により、基本周波数（ｆ_ｄ）で略正弦波状の電流が、共振回路４３−２内を流れるようになる。これは、駆動電圧の高調波成分が、共振回路４３−２により減衰されるためである。

図３に示すように、インダクタＬ^Ｆ _ｍ ５０は、変圧器回路４２−１の一次側を形成し、変圧器回路４２−１の二次側は、インダクタＬ^ＵＳ _ｓｅｃ ５４によって形成されている。変圧器は、インダクタＬ^Ｆ _ｍ ５０の両側の駆動電圧（Ｖ^Ｆ _ｄ）を昇圧変換して、鉗子９に印加される負荷電圧（Ｖ^Ｆ _Ｌ、典型的には約１２０Ｖ）にする。鉗子９の顎部により把持された組織又は血管は、図３においては、９番のボックス内の抵抗性負荷Ｒ_ｌｏａｄとして表されている。これは実際には、超音波トランスデューサ８の電気的等価回路３０に図示されている抵抗性負荷と同一のものとなる。

図４は、超音波トランスデューサ８が焼灼対象の組織／血管に連結される方法、及び図３に図示されている回路の構成部品が超音波トランスデューサ８と鉗子９とに接続される方法を図示している模式図である。特に、図４は、シャフト３、鉗子９、及び超音波トランスデューサ８を示している。また図４は、超音波トランスデューサ８が生成した超音波信号が、それに沿って導かれる導波管７２も示している。導波管７２は、図３に示されているノード「ＢＢ」に接続される一方で、超音波トランスデューサ８への入力供給は、図３に示されているノード「ＡＡ」に接続される。第２変圧器回路４２−２の出力ノード「ＣＣ」は、シース３の導電性の内壁に接続され、その内壁は、鉗子９の上側顎部７４に電気的に接続されている。戻りの経路は、焼灼対象の組織／血管と下側顎部７６を通るが、その下側顎部７６は、ノード「ＢＢ」に電気的に接続されている。

駆動信号が、約５０ｋＨｚの駆動周波数を有する場合、この駆動周波数が共振回路４３−２の共振周波数から遠く離れ、第２変圧器回路４２−２の入力インピーダンスが、この駆動信号に対して非常に高くなるため、第２変圧器回路４２−２内を、電流がほとんど流れないようになっている。そのため、電力はそのほぼ全量が、第１変圧器回路４２−１を介して送達されるようになる。同様に、駆動信号が約５００ｋＨｚの駆動周波数を有する場合、この駆動周波数が共振回路４３−１の共振周波数から遠く離れ、第１変圧器回路４２−１の入力インピーダンスが、この駆動信号に対して非常に高くなるため、第１変圧器回路４２−１内を、電流がほとんど流れないようになっている。そのため、電力はそのほぼ全量が、第２変圧器回路４２−２を介して送達されるようになる。このように、２つの変圧器回路４２−１及び４２−２を、１つの共通のブリッジ信号生成器２７によって駆動することが可能であるが、それぞれの変圧器回路を、別々のブリッジ信号生成器によって駆動することもまた実現可能である。

ところで、処理対象の組織／血管に対して、いつも最大の電力を印加するのが望ましいとは限らない。それゆえ、本実施形態においては、超音波運転モードでは、血管／組織に供給される超音波エネルギーの量は、駆動周波数（ｆ_ｄ）が、超音波トランスデューサ８の共振周波数から遠ざかるように、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル波形の周期を変動させることによって制御される。超音波トランスデューサ８が周波数依存性の（無損失）減衰器として動作するため、上の制御方法がうまくいくようになっている。駆動信号の周波数が超音波トランスデューサ８の共振周波数に近づけば近づくほど、より多くの超音波エネルギーが超音波トランスデューサ８によって生成されるようになっている。同様に、駆動信号の周波数が、超音波トランスデューサ８の共振周波数から遠ざかるにつれて、超音波トランスデューサ８によって生成される超音波エネルギーは少なくなっていくようになっている。それに加えて又はそれに代わって、駆動信号のパルスの持続時間を変動させて、組織／血管に送達される超音波エネルギーの量を制御してもよい。

同様に、電気運転モードでは、鉗子９に供給される電力の量は、駆動周波数（ｆ_ｄ）が、共振回路４３−２の共振周波数から遠ざかるように、ノードＡ及びノードＢの両側に印加されるデジタル波形の周期を変動させることによって制御される。共振回路４３−１が周波数依存性の（無損失）減衰器として動作するため、上の制御方法がうまくいくようになっている。駆動信号の周波数が共振回路４３−１の共振周波数に近づけば近づくほど、駆動信号が減衰されなくなるようになっている。逆に、駆動信号の周波数が、回路４３−１の共振周波数から遠ざかるにつれて、駆動信号がより減衰されるようになり、組織／血管に供給される電気エネルギーが減少するようになっている。所望の範囲の電力変動を実現するためには、駆動周波数を、共振周波数の約５０％分、共振周波数から遠ざける必要がある。電気運転モードの間に印加される電力、電流、又は電圧を制御する代替的な方法としては、駆動回路の共振周波数（この共振周波数は負荷インピーダンスの変化とともに変化するが、それにつれて）にマッチさせ続けるように、励起信号の周波数を継続的にチューニングして、それにより効率的な運転を維持し、更に、電力、電流、及び／又は電圧の平均が、関連する限界点を下回るまで、駆動制御信号のパルスのうちのいくつかをスキップすることがある。

更に別の代替的な方法としては、パルスをスキップする方法を採用している場合に最も効果のある方法であるが、図３に示されているインダクタ４８を省略し、それにより、電気運転モード用の駆動回路を、実質的にパラレルなＬＣ共振回路とする（なお、変圧器の漏れインダクタンスが、インダクタ４８と直列に現れてしまい、完全に取り除くことができないため、この回路は純粋にパラレルなＬＣ共振回路ではない）というものである。インダクタ４８を省略することのメリットは、インダクタ内でのロスがもはや存在しなくなるため、全般的な効率性の向上が見込めることである。更なるメリットとしては、インダクタは、ＦＥＴ、マイクロプロセッサ、キャパシタ、及びその他のシステム構成部品に対して、比較的物理的に大きな部品である場合が多いので、回路の物理的サイズを小さくできることがある。

マイクロプロセッサ２３は、回路３０（超音波トランスデューサ８と、鉗子９により把持された組織／血管とをモデル化したものである）又は鉗子９に送達されるべき所望の電力に基づいて、及び電圧検出回路３１と電流検出回路３３とから得られる負荷電圧（Ｖ_Ｌ）の測定値と負荷電流（ｉ_Ｌ）の測定値とに基づいて、電力の送達を制御する。またマイクロプロセッサ２３は、ユーザーインターフェイス２１を介して受け入れた、電気による運転と超音波による運転とのいずれかを選択するユーザーによる入力に基づいて、駆動信号の周波数の選択も行う（約５０ｋＨｚ又は約５００ｋＨｚ）。

マイクロプロセッサ
図５は、本実施形態において用いられるマイクロプロセッサ２３の主要な構成部品を図示しているブロック図である。図示されているように、マイクロプロセッサ２３は、検出回路３１及び３３から、検出した電圧信号及び電流信号を受信し、測定電流・電圧処理モジュール８３に引き渡される対応するサンプルを入手する、同期Ｉ／Ｑサンプリング回路８１を含む。測定電流・電圧処理モジュール８３は、受信したサンプルを用いて、超音波トランスデューサ８のインピーダンス、超音波トランスデューサ８に印加されるＲＭＳ電圧、及び超音波トランスデューサ８を通って流れるＲＭＳ電流、及び／又は直接鉗子９により把持された組織／血管のインピーダンス、それに印加されるＲＭＳ電圧、及びそれを通って流れるＲＭＳ電流を計算し、それらから、回路３０に、又は直接、鉗子９により把持された組織／血管に、現在供給されている電力を計算する。決定した値は、次に電力制御部８５に引き渡され、更に処理される。また測定電流・電圧処理モジュール８３は、受信したＩ及びＱのサンプルを処理して、負荷電圧（Ｖ_Ｌ）と負荷電流（ｉ_Ｌ）との間の位相差を計算することができる。超音波運転モードの間、共振周波数において、この位相差は、およそゼロであるべきであり、そのため、この位相の測定値を電力制御部８５に対するフィードバックのパラメータとして用いることが可能である。

電力制御部８５は、受信したインピーダンス値と送達した電力値を用いて、予め定めたアルゴリズムと、電力設定点値と、モード指示信号（医療用器具制御モジュール８９から受信する信号であって、超音波運転又は電気運転を示す信号）とにしたがって、ゲート駆動回路２５を制御するために用いられる制御信号（ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２）の所望の周期／周波数（Δｔ_ｎｅｗ）を決定する。この所望の周期／周波数は、電力制御部８５から制御信号生成器９５に引き渡され、波形周期を変化させて所望の周期にマッチさせるように、制御信号生成器９５が制御信号ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２を変化させる。制御信号ＣＴＲＬは、所望の周期を有する方形波信号を含むか、又は制御信号ＣＴＲＬは、所望の周期（Δｔ_ｎｅｗ）に対応する周期を有し、ブリッジ信号生成器２７によって生成される波形の高調波成分を最小化するように（例えば、第三次高調波を最小化するように）設定された制御信号のパルスの相対的タイミングを有する、周期的なパルスを含み得る。本実施形態においては、制御信号ＣＴＲＬ_１は、ＦＥＴゲート駆動３７−１（図２に示されている）に出力され、ＦＥＴゲート駆動３７−１は、制御信号を増幅し、次に増幅した信号をＦＥＴ ４１−１及び４１−２に印加し、また制御信号ＣＴＲＬ_２は、ＦＥＴゲート駆動３７−２（図２に示されている）に出力され、ＦＥＴゲート駆動３７−２は制御信号を増幅し、次に増幅した信号をＦＥＴ ４１−３及び４１−４に印加して、それにより、新しい周期（Δｔ_ｎｅｗ）を有する所望の波形を生成する。

最適なＲＭＳ波形により回路を駆動するために、ＭＯＳＦＥＴ ４１が、補完的な、対向するペアとして駆動される。ＭＯＳＦＥＴのペアが、１８０度の位相シフトで駆動されると、最大出力電圧が実現されるが、結果として生じる、そのような駆動波形の高調波成分、特に第三次高調波（これは出力フィルタによりあまり排除されない）はかなり高いものとなる。発明者は、第三次高調波を減少させるために最適な、２対のＭＯＳＦＥＴ ４１に印加される制御信号間の位相シフトは、およそ１２０°であるということを見出した。これは図６に図示されており、同図は、その上段のグラフにおいて、第１のＭＯＳＦＥＴペア４１−１及び４１−２からの出力を示し、中断のグラフにおいては、第２のＭＯＳＦＥＴペア４１−３及び４１−４（上段のグラフに対して１２０°だけシフトしている）からの出力を示し、下段のグラフにおいては、その結果生じる（正規化された）入力Ａ及びＢとの両側に印加される出力電圧を示す。この正規化された出力電圧の形状は、非常の低い第三次高調波成分を有する。

Ｉ ＆ Ｑ信号のサンプリング
負荷電圧と負荷電流との両方が、略正弦波状の波形であるが、それらは、トランスデューサ８及び／又は鉗子９により把持された血管／組織により代表される負荷のインピーダンスにより、位相がずれている場合がある。負荷電流及び負荷電圧は、現在定義された波形周期（Δｔ_ｎｅｗ）に対応する、同じ駆動周波数（ｆ_ｄ）である。通常、信号のサンプリングの際には、サンプリング回路は、サンプリングされている信号の周波数に対して非同期的に運転される。しかしながら、マイクロプロセッサ２３がスイッチング信号の周波数と位相とを把握しているので、同期性サンプリング回路８１は、測定された電圧／電流信号を、駆動期間中の予め定められた時点においてサンプリングすることができる。本実施形態においては、超音波運転モードの間には、同期性サンプリング回路８１は、測定された信号を１周期あたり８回、オーバーサンプリングして、４つのＩサンプルと４つのＱサンプルを得る。オーバーサンプリングは、高調波歪みによって引き起こされる誤差を減らすことを可能とし、それゆえ、測定された電流値及び電圧値をより正確に決定することが可能となる。しかしながら、オーバーサンプリングすることは必須ではなく、器具が電気運転モードで運転されている場合、及びサンプリング作業の同期性によってそれが可能である場合には、実際、アンダーサンプリング（１周期あたり２つのサンプル未満）が実行される。本実施形態においては、制御信号ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２により、同期性サンプリング回路８１がこれらのサンプルを作製するタイミングが制御される。したがって、これらの制御信号の周期を変化させると、サンプリング制御信号ＣＴＲＬ_１及びＣＴＲＬ_２の周期もまた変化する（ただし、それらの相対的位相は同じままである）。このように、駆動波形の周期内の同じ時点でいつもサンプルが採られるように、駆動波形の周期が変化させられると、サンプリング回路８１は、検出した電圧信号及び電流信号をサンプリングするタイミングを連続的に変化させる。それゆえ、単に、固定サンプリングクロックによって規定される固定サンプリングレートで入力信号をサンプリングする、より従来型のサンプリング作業に代わって、「同期性の」サンプリング作業をサンプリング回路８１は実行している。もちろん、そのような従来型のサンプリング作業を代わりに採用することも可能である。

測定
同期性サンプリング回路５１によって得られたサンプルは、測定電流・電圧処理モジュール８３に引き渡され、同モジュール８３は、負荷電流と負荷電圧とのわずか１つの「Ｉ」サンプルと１つの「Ｑ」サンプルとから、測定された信号の振幅と位相とを決定することが可能である。しかしながら、本実施形態においては、ある程度の平均化を実現するため、処理モジュール８３は、連続する複数の「Ｉ」サンプルの平均をとり、平均「Ｉ」値を得る一方で、連続する複数の「Ｑ」サンプルの平均をとり、平均「Ｑ」値を得て、次に、その平均Ｉ値と平均Ｑ値とを用いて、測定された信号の振幅と位相を決定する。もちろん、実際に測定されたＩサンプル及びＱサンプルを、負荷電圧又は負荷電流のＩサンプル及びＱサンプルに変換するための、何らかの前処理をデータに施すことが必要である場合があるということを認識すべきであり、例えば、サンプリングされた値を、負荷電圧（Ｖ_Ｌ）及び負荷電流（ｉ_Ｌ）の真のサンプルに変換するため、スケーリング、サンプル値の積分、又は微分が、実行され得るということを認識すべきである。積分又は微分が必要である場合には、これは単に、Ｉサンプル及びＱサンプルの次数を取り替える（サイン信号の積分／微分は、単に、スケーリングと、９０°の位相シフトとを要する）ことで実現可能である。

ＲＭＳ負荷電圧、ＲＭＳ負荷電流、及び送達される電力、Ｐ_{ｄｅｌｉｖｅｒｅｄ}、は、次の式から決定可能である：

超音波トランスデューサ８と、鉗子９により把持された血管／組織とにより代表される負荷のインピーダンスは、（又は、電気エネルギーが直接鉗子９に印加される場合には、単に、鉗子９と、鉗子９により把持された血管／組織とのインピーダンス）は、次の式から決定可能である：

また、Ｒ_ＬｏａｄとＸ_Ｌｏａｄとを計算する代替的な方法の１つは、次のようなものである：

更に、負荷電圧と負荷電流との間の位相差は、次の式から決定可能である：
位相_{ｍｅａｓｕｒｅｄ}＝ａｔａｎ２（Ｐ_{ｒｅａｃｔｉｖｅ}，Ｐ_{ｄｅｌｉｖｅｒｅｄ}）

計算的に効率的なａｔａｎ２関数の近似は、早見表と、固定小数点演算における補間とを用いて、又は「ＣＯＲＤＩＣ」のようなアルゴリズムを用いて実現され得る。

限界
どんなシステムであってもそうであるように、超音波トランスデューサ８又は鉗子９に送達可能な電力、電流、及び電圧に課すことができる一定の限界が存在する。本実施形態において用いられる限界と、そのような限界がどのように制御されるかを以下に説明する。

本実施形態においては、駆動回路２９は、以下のような要件の下で、超音波エネルギーを組織内に送達するように、又は電気エネルギーを組織内に送達するように設計されている：
１）名目上１４ＶのＤＣ電源により給電される。
２）超音波運転の場合に、約５０ｋＨｚの周波数で、略正弦波状の出力波形である。
３）ＲＦ電気運転の場合に、約５００ｋＨｚの周波数で、略正弦波状の出力波形である。
４）超音波運転の場合、電力の限界出力が９０Ｗである。
５）電気運転の場合、電力の限界出力が１００Ｗである。
６）超音波運転の場合、電流の限界が１．４Ａ_ｒｍｓであり、電圧の限界が１３０Ｖ_ｒｍｓである。
７）電気運転の場合、電流の限界が１．４Ａ_ｒｍｓであり、電圧の限界が１００Ｖ_ｒｍｓである。
８）超音波運転の場合、測定される位相が、システムにより定義される位相限界よりも大きい。

電力制御部８５は、これらの限界により定義されるデータを維持し、そのデータを用いて、波形周期を増加させるか若しくは減少させるか、又は最新の測定電力、負荷インピーダンス、及び／又は、測定された位相を所与とした場合に、制御信号のパルスをスキップするかどうかについての決定を制御する。本実施形態においては、超音波運転モードで運転されている場合、用いられる位相限界は、測定される負荷インピーダンスによって変動する。特に、電力制御部８５は、負荷インピーダンスを位相限界に関連付ける早見表（不図示）を保持しており、前記測定された負荷インピーダンスが低い（鉗子９の顎部が開放状態で、組織又は血管を把持していないことを示す）場合には、送達される電力は減少する（望ましくは、ゼロになる）ように、この表の中の値が位相に制限をする。

既に論じたように、（電気運転モードで運転されている場合には、）器具の運転を制御する方法の１つは、駆動効率を最大化することである。器具をこのように制御する場合、電力制御部８５は、負荷が変化するにつれて、最大電力送達条件を追跡する。これを実行する方法を以下に説明する。

最大電力送達追跡条件
図３に示されている回路（電気運転モードで運転され、インダクタ４８が省略されている場合）の複素数インピーダンスは、以下の式で近似可能である：

式中、
Ｒ_ｌｏａｄ＿_ｒｅｆは、一次側を参照した負荷抵抗である（巻数比の二乗による）；Ｒ_ｓは、インダクタ、変圧器のキャパシタ、及びスイッチング器具の、等価直列抵抗を意味する。複素数インピーダンスは、以下のように書き直すことができる：

したがって、この複素数インピーダンスの実数部分は：

かつ、この複素数インピーダンスの虚数部分は：

駆動周波数（ｆ）が、複素数インピーダンスの共振周波数に対応する場合、この虚数部分

である。したがって、電力制御部８５は、駆動周波数（ｆ）を変動させ、位相ロックしたループを用いて、虚数部分

を、およそ又はちょうどゼロに保つことができる。実際に、

である場合、最大電力（所与の電源電圧に対して）が負荷に送達されるということを示すことができる。

図７は、負荷に送達することが可能な電力対駆動周波数及び負荷抵抗（Ｒ_ｌｏａｄ）の等高線を示す等高線図である。図７に示すように、送達することが可能な電力は、負荷抵抗及び駆動周波数に応じて変動する。また図７は、負荷抵抗と駆動周波数とを変化させて実現し得る最大電力送達の線９２も示す。それゆえ、電力制御部８５は、Ｒ_ｌｏａｄの測定値を、図７（これは、早見表となり得るものである）に示されている線９２を定義している、保存されているデータとともに用いて、対応する、用いるべき駆動周波数を決定することができる。このように、マイクロプロセッサ２３は、切断／焼灼プロセスの間、負荷抵抗が変化するにつれて、図７に示されている線９２に沿って追跡するようになっている。

この方法のメリットの１つは、低いＲ_ｌｏａｄの値で、特に、所望の電力水準よりは低いものの、最大の電力を送達できる臨界値未満のＲ_ｌｏａｄ値で（すなわち、

である場合）、有益な動作条件を可能とすることである。しかしながら、最大電力送達線９２に沿って運転すると、更なる制御行動がとられるまでは、上に述べたシステムの限界のうちのいくつかが破られた状態が結果として現れ得る。好ましい実施形態においては、この更なる制御行動は、平均の電力、電流、及び／又は電圧が、関連する限界を下回るまで、パルスをスキップする技法を用いることである。例えば、既に述べた測定値からわかるように、測定電流・電圧処理モジュール８３は、送達される電力、ＲＭＳ電圧、及びＲＭＳ電流を決定することが可能である。それゆえ電力制御部８５は、測定された電圧値及び電流値が、関連するシステム限界値を下回り、送達された電力が、医療用器具制御モジュール８９により定義される電力設定点以下になるまで、上の値を用いて、ＣＴＲＬ制御信号の１つ又は２つ以上のパルスをスキップすることが可能である。

例えば、制御信号生成器８７によって生成されるパルスを論理ゲート（不図示）に通すことによって、かつ当該論理ゲートへの別の入力の論理レベルを制御して制御信号生成器８７により生成されるパルスを選択的に抑制することによって、パルスはスキップされ得る。例えば、パルスがスキップされる又は抑制される場合、ＡＮＤゲートの他の入力が、電力制御部８５により生成され、論理値「１」である状態で、パルスが通常通り、ＦＥＴゲート駆動回路３７に出力され、論理値「０」であれば、制御信号生成器８７により生成されるそれぞれの制御信号のパルスは、ＡＮＤゲートを通してよい。もちろん、他のパルスをスキップする技法を用いることも可能である。

医療用器具制御モジュール
既に述べたように、医療用器具制御モジュール８９は、焼灼／切断器具１の全般的な運転を制御する。医療用器具制御モジュール８９は、ユーザー入力モジュール９１を介して、ユーザーからの入力を受け付ける。これらの入力は、鉗子９の顎部が現在血管又は組織を把持していることを特定し、ユーザーが切断／焼灼を開始していることを望んでいるかを特定し、超音波エネルギー又は電気エネルギーのいずれを、血管／組織に印加するかを特定する。それに対して、本実施形態においては、医療用器具制御モジュール８９が、切断／焼灼の制御手順を開始する。最初、医療用器具制御モジュール８９は、電力制御部８５に開始信号を送り、測定電流・電圧処理モジュール８３により決定された負荷インピーダンス測定値を入手する。医療用器具制御モジュール８９は次に、負荷インピーダンスをチェックし入手して、負荷が開放状態の回路又は短絡回路ではないということを確認する。負荷が開放状態の回路又は短絡回路ではない場合には、医療用器具制御モジュール８９は、所望の切断／焼灼を実行するために、電力設定点を変動させ始め、生成する駆動信号の初期周期／周波数を設定する。既に論じたように、超音波運転の場合には、駆動信号の初期周波数は、およそ５０ｋＨｚに設定され、ＲＦ電気運転の場合には、初期周波数は約５００ｋＨｚに設定される。

電圧／電流検出回路
図２に示すように、電圧検出回路３１は、負荷に印加される負荷電圧を検出するために提供され、電流検出回路３３は、負荷に印加される電流を検出するために提供される。検出された信号は、マイクロプロセッサ２３に供給され、医療用器具の運転を制御するのに使用される。負荷電圧と負荷電流とを検出する方法はさまざまあるが、そのうちのいくつかを以下に説明する。

図８ａは、第１変圧器回路４２−１の一次側と、電流検出回路３３が、負荷電流の測定値を獲得する１つの方法とを図示している。図示されるように、電流検出回路３３は、追加的なインダクタの巻回６７を含み、このインダクタの巻回６７は、インダクタ４７（又はインダクタ４９）に存在する流速と連結し、その結果、負荷電流の変化率によって変動するインダクタ６７の両側の電圧を出力する。インダクタ６７の両側の電圧は、バイポラー電圧であり、その振幅は、負荷電流の変化率と、インダクタ６７の巻回数とに正比例する。このバイポラー電圧は、電圧測定値（Ｖ^ｍｅａｓ）を出力するオペアンプ回路６９−１によって、マイクロプロセッサ２３への入力に好適なユニポラー電圧に、スケーリングされ変換される。この電圧測定値は、インダクタ４７を流れる電流に依存して変動し、その結果、変圧器回路４２−１の二次側を流れる電流と負荷を流れる電流とに依存して変動する。インダクタ４７対インダクタ６７の巻回数の比が既知であるので、測定電流・電圧処理モジュール８３は、電圧測定値Ｖ^ｍｅａｓを用いて、インダクタ４７の両側の電圧を決定することができる。インダクタ４７の両側の電圧は、インダクタ４７を流れる電流と、Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔという関係にある。インダクタ４７のインダクタンスが既知であるので、測定電流・電圧処理モジュール８３は、インダクタ４７の両側の電圧を積分することにより、かつその結果をインダクタ４７のインダクタンスを計算に入れるようにスケーリングすること（及びオペアンプ回路６９−１のスケーリング）により、変圧器回路４２−１の一次側を流れる電流を決定することができる。次にこの電流の測定値を、インダクタ４９とインダクタ５３との間の巻回数を計算に入れるための更なるスケーリングにより、負荷電流（ｉ_Ｌ）の好適な測定値に変換することができる。もちろん、測定電流・電圧処理モジュール８３は、インダクタ４７の両側の電圧を積分する必要はない（測定された信号は正弦波であり、積分は、適切なスケーリング係数を適用し、９０°の位相シフトをすることにより実現可能であるため）。したがって、測定電流・電圧処理モジュール８３は、適切な（予め保存されている）スケーリング係数を電圧測定値（Ｖ^ｍｅａｓ）に適用することにより、更に、適切な９０°位相シフト（既に述べたように、単にＩサンプルとＱサンプルの次数を取り替えることにより実現可能である）を適用することにより、負荷電流を決定することができる。

図８ｂは、第１変圧器回路４２−１の一次側と、電流検出回路３３が負荷電流の測定値を獲得する他の方法とを図示している。図示されているように、この場合には、電流検出回路３３は、キャパシタ４５の両側の電圧を測定する。キャパシタ４５の両側の電圧は、バイポラー電圧である。このバイポラー電圧は、電圧測定値（Ｖ^ｍｅａｓ）を出力するオペアンプ回路６９−２によって、マイクロプロセッサ２３への入力に好適なユニポラー電圧に、スケーリングされ、変換される。この電圧は、変圧器回路４２の一次側を流れる電流及び負荷を流れる電流と、Ｉ＝ＣｄＶ^ｍｅａｓ／ｄｔの関係にある。キャパシタ４５の静電容量が既知であるので、測定電流・電圧処理モジュール８３は、キャパシタ４５の両側の電圧を微分することにより、かつその結果をキャパシタ４５の静電容量を計算に入れるようにスケーリングすること（及びオペアンプ回路６９−２のスケーリング）により、変圧器回路４２−１の一次側を流れる電流を決定することができる。次にこの電流の測定値を、インダクタ４９とインダクタ５３との間の巻回数を計算に入れるための更なるスケーリングにより、負荷電流（ｉ_Ｌ）の好適な測定値に変換することができる。もちろん、測定電流・電圧処理モジュール８３は、キャパシタ４５の両側の電圧を微分する必要はない（測定された信号は正弦波であり、微分は、適切なスケーリング係数を適用し、９０°の位相シフトをすることにより実現可能であるため）。したがって、測定電流・電圧処理モジュール８３は、適切な（予め保存されている）スケーリング係数を電圧測定値（Ｖ^ｍｅａｓ）に適用することにより、更に、適切な９０°位相シフト（既に述べたように、単にＩサンプルとＱサンプルの次数を取り替えることにより実現可能である）を適用することにより、負荷電流を決定することができる。

図８ｃは、負荷電圧の測定値をどのように決定するのかを模式的に図示している。図８ｃは、第１変圧器回路４２の二次側を示し、かつ、抵抗Ｒ２の両側の電圧を、オペアンプ回路６９−３に入力して電圧分割器回路（この場合、抵抗Ｒ１及びＲ２により形成される）を使用する使用方法を図示している。それゆえ、オペアンプ回路６９−３からの測定電圧に、適切なスケーリングを適用することにより、測定電流・電圧処理モジュール８３は、負荷電圧を決定することができる。

既に説明した検出回路は、オペアンプ回路６９を用いて、バイポラー駆動信号を、マイクロプロセッサ２３に入力するのに好適なユニポラー電圧に変換する。このようなオペアンプ回路を用いることには、費用がかかる、電力を消費する、電子部品中でスペースを必要とする等の多くのデメリットがある。器具が電池で動くように設計され、かつ電子部品が器具のハンドル５内に収容される場合には、これらは重要な要因となる。図９は、オペアンプ回路なしで用いることが可能な、さまざまな検出回路を図示している。図９ａの回路は、交流駆動信号がユニポラーである場合に好適なものである。これは、フルブリッジ信号生成器２７をハーフブリッジ信号生成器で置き換えることにより実現し得る。これは、例えば、ＦＥＴ ４１−３及び４１−４を省略して、ノードＢを接地することを意味するものである。この場合には、マイクロプロセッサ２３は、ＦＥＴ ４１−１及び４１−２を制御するために、１つの制御信号（ＣＴＲＬ_１）を生成することを必要とするだけである。図９ｂの回路は、ユニポラー及びバイポラー駆動信号の両方に好適である。

図９ａにおいては、キャパシタ４５は、変圧器回路４２−１の一次側を形成するインダクタ４９と接地（ＧＮＤ）との間に移動されている。電流検出回路３３は、キャパシタ４５の両側の電圧を抵抗Ｒ１／／Ｒ２及びＲ３によって形成される電位分割器を介して測定するように構成されている。抵抗Ｒ１は、直流ブロッキングキャパシタＣ_Ｂの出力を、マイクロプロセッサ２３の電源電圧部レール（この場合には、３．３Ｖである）に、スイッチ１２１を介して接続し、抵抗Ｒ２は、直流ブロッキングキャパシタＣ_Ｂの出力を、基準電位に接続する（この場合には接地する）。それゆえ、抵抗Ｒ１及びＲ２は、直流バイアスを測定された交流信号に印加する分割器回路を提供する。直流ブロッキングキャパシタは、この直流バイアスが、駆動回路に連結されるのを防ぐ。典型的には、抵抗Ｒ１及びＲ２は等価であり、そのため直流バイアスは１．６５Ｖになっている。したがって、検出回路３３から出力される電圧は、約１．６５Ｖ中間レール値を有する交流電圧となり、そのピーク電圧がキャパシタ４５の両側の電圧に比例するものとなる。抵抗Ｒ１／／Ｒ２及びＲ３により形成される電位分割器は、マイクロプロセッサ２３に引き渡される交流信号のピークどうしの間の振幅が、マイクロプロセッサ２３の、３．３Ｖの入力範囲未満とするものである。マイクロプロセッサ２３が、別の電圧レール（例えば５Ｖ）で動作している場合には、抵抗Ｒ１、Ｒ２、及びＲ３の値を、適宜調整することができる。３．３Ｖのレール又は変圧器回路４２−１から引き出される電流を最小化するために、抵抗Ｒ１、Ｒ２、及びＲ３は、比較的大きな値を有することができ、これらの抵抗の典型的な値は、Ｒ１＝Ｒ２＝２００Ωであり、Ｒ３＝１０００Ωである。Ｒ１及びＲ２の値は、信号をサンプリングするのに用いられるアナログからデジタルへの変換器の、入力インピーダンス要件を満たすように選択される必要がある。スイッチ１２１により、マイクロプロセッサ２３は、検出回路３３に、３．３Ｖのレールとの接続を解除させるのを可能にし、それにより、検出が必要でない場合には、回路３３は、全く電力を消費しない。

図９ｂは、変圧器回路４２−１の二次側に、同様の回路を提供することができる、その方法を図示している。特に、図９ｂは、負荷電圧Ｖ_Ｌの測定値を、キャパシタＣ１及びＣ２によって形成される電圧分割器を介して得るのに使われる、電圧検出回路３１を示している。キャパシタＣ１及びＣ２が抵抗で置き換えられる場合には、ブロッキングキャパシタＣ_Ｂを、図９ａに示されるような方法で抵抗Ｒ１及びＲ２により形成される分割器回路の前に設ける必要がある。また図９ｂは、電流検出回路３３を示しているが、同回路３３は、キャパシタＣ３の両側の電圧を、抵抗Ｒ４／／Ｒ５、及びＲ６により形成される電位分割器を介して検出することにより、負荷電流を検出する。図示されるように、直流ブロッキングキャパシタＣ_Ｂは、直流バイアス信号が、抵抗Ｒ４及びＲ５により形成される分割器回路を介して、マイクロプロセッサへの出力に添加されるのを可能とするように設けられる。前述したように、スイッチ１２１−１及び１２１−２により、センサ信号が必要でない場合に、マイクロプロセッサが、検出回路３１及び３３をオフ状態に切り替えることが可能になる。当業者には理解できるように、図９に図示されている「オペアンプのない」検出回路３１及び３３は、より安価に製造でき、より低電力消費型にでき、図８に図示されているオペアンプ回路よりも回路基板上のスペースをとらないものである。

図８及び９に図示されている回路は、駆動回路２９の第１変圧器回路４２−１から測定値を得るために用いられたものである。当業者には理解できるように、第２変圧器回路４２−２内に、信号を検出するための、同様及び類似の検出回路を設けることもできる。更に、図９に図示されている検出回路は、キャパシタの両側の電圧を検出するが、それらの回路は、例えば、変圧器回路４２の抵抗の両側の電圧等のような、他のインピーダンス要素の両側の電圧を検出することも可能である。

能動的バッテリー保護
典型的には、上述の医療用器具１のような電池で動作する器具には、ヒューズが電池と電気回路との間に設けられて、バッテリーを回路のショート等により引き起こされる損傷から保護している。しかしながら、標準的なヒューズは、約１０ｍΩの抵抗値を有している。そのような標準的なヒューズを用いた場合に１０Ａの電流が電池から引き出されると、約１Ｗがヒューズを介して浪費されてしまう。上記のような標準的なヒューズと関連する電力の浪費を減らすことができる、本実施形態において用いられる能動的ヒューズ回路１３０を、図１０を参照しながら以下に説明する。

図１０は、１４Ｖのレールと接地（ＧＮＤ）電位のレールとを図３に示されている回路に供給する電池１５を示している。能動的ヒューズ回路１３０は、差分増幅器１３１を含み、その差分増幅器１３１は、１４Ｖのレールと、電池の陽極端子（Ｖ_ｂａｔ＋）との間に接続される、ＰＣＢ導体トレース１３３の一部分の両側での電圧降下を測定する。導体トレース１３３は、約１〜２ｍΩの抵抗値を有し、それゆえ、電圧降下は、電池１５から引き出されている電流に比例する。測定された電圧降下は、ローパスフィルタ１３５によって、ローパスフィルタ処理され、一時的尖頭がヒューズ回路のトリガーとなるのを回避するが、それにより、フィルタ１３５を通過するものは、電池１５から引き出された直流電流に対応する電圧のみである。本実施形態においては、ローパスフィルタ１３５は、約１０Ｈｚのカットオフ周波数を有する。次に、ローパスフィルタ１３５からの出力を、基準電圧（Ｖ_ｒｅｆ）と、ラッチ型比較器１３７を用いて比較する。基準電圧を、電池から引き出される電流に対する所望の限界に対応するように予め設定する。本実施形態においては、Ｖ_ｒｅｆは、１５Ａの電流限界に対応するように設定される。トレース１３３の両側での電圧降下が、基準電圧未満である場合、比較器１３７の出力は、高い値にとどまり、そのことは、ＦＥＴスイッチ１３９をオン状態に維持し、その結果電流が、電池１５から、ブリッジ信号生成器２７により引き出され得る。しかしながら、トレース１３３の両側での電圧降下が基準電圧を上回る場合には、比較器１３７の出力が低下し、電池から引き出される電流が定義された限界を超えて降下しても、その出力は低いままにとどまる。比較器の主力が低い場合、ＦＥＴ １３９がオフ状態に切り替えられ、それにより電池１５は、少なくともブリッジ信号生成器２７との接続を解除される。

本実施形態においては、ＦＥＴ １３９は、わずか２ｍΩの抵抗値を有する、Ｎ−チャンネルのエンハンストモードスイッチである。これが意味するのは、スイッチ１３９がオン状態に切り替えられ、１０Ａの電流が電池から引き出されると、わずか０．２Ｗが、スイッチ１３９を通じて浪費されるということである。

本実施形態においては、比較器１３７のトリガーが引かれ、スイッチ１３９がオフ状態（開放状態の回路）に切り替えられると、能動的ヒューズ回路１３０をリセットするために電池１５を取り外さなければならない（スイッチ１３９を開くと、能動的ヒューズ１３０の回路構成要素を除くすべての電子部品の、電池との接続を解除してしまうためである）。代替的には、マイクロプロセッサ２３（又はその他のなんらかの制御回路）が、電池によって直接給電されている場合、ユーザーの入力に応じて（例えば、ユーザーがリセットボタン等を押すこと等に応じて）、又はその他のなんらかのトリガーイベントに応じて（例えば、所定のタイムアウト時間の経過後）、比較器１３７がリセットされるようにすることができる。

修正案及び代替案
医学用の焼灼／切断器具をこれまでに説明してきた。当業者には理解できるように、さまざまな修正を施すことが可能であり、その一部を以下に説明する。当業者には、その他の修正も可能であることは明らかであろう。

上の実施形態においては、さまざまな動作周波数、電流、電圧等が説明された。当業者には理解できるように、正確な電流、電圧、周波数、キャパシタ値、インダクタ値等はすべて、用途により変動させることが可能であり、上述の値はいずれも、決して、制限的なものとみなすべきではない。しかしながら、一般的な意味では、上述の回路は、医療用器具に駆動信号を提供するために設計されたものであり、送達される電力は、少なくとも１０Ｗが望ましく、好ましくは１０〜２００Ｗの間で；送達される電圧は、少なくとも２０ Ｖ_ＲＭＳが望ましく、好ましくは、３０〜１２０ Ｖ_ＲＭＳであり；送達される電流は、少なくとも０．５ Ａ_ＲＭＳが望ましく、好ましくは、１〜２ Ａ_ＲＭＳであり；また超音波運転の場合の駆動周波数は、少なくとも２０ｋＨｚが望ましく、好ましくは、３０〜８０ｋＨｚであり；また、ＲＦ運転の場合の駆動周波数は、少なくとも１００ｋＨｚが望ましく、好ましくは、２５０ｋＨｚ〜１ＭＨｚである。

上の実施形態においては、共振回路４３−１及び４３−２は、キャパシタ要素−インダクタ要素−インダクタ要素で形成されていた。当業者には理解できるように、さまざまな直列・並列の構成の多くのキャパシタ及びインダクタを有した他の設計の共振回路や、よりシンプルなＬＣ共振回路もまた用いることが可能である。また、一部の用途においては、ＦＥＴが、必要とされる駆動電圧を送達可能であるため、駆動電圧をステップアップするための変圧器を必要としない。

図１は、電池と制御用電子部品を、医療用器具のハンドル内に搭載可能とする１つの方法を図示している。当業者には理解できるように、ハンドルの形状のファクターは、多くの異なる設計となり得る。実際、器具が電池で給電されることは、一部の用途の場合には、給電コード等を必要としないので好まれるが、必須ではない。

上述の実施形態には、さまざまな新しい特徴の説明が含まれていたが、その新しい特徴には：選択的に超音波エネルギー又はＲＦエネルギーを、鉗子により把持された組織に印加する新しい能力；マイクロプロセッサが、電気運転モードでの器具の運転を制御する新しい方法；負荷電流／電圧が測定される方法；及び能動的ヒューズ回路を用いて電池を保護する方法；が含まれる。当業者には理解できるように、これらの新しい特徴については、一緒に用いる必要はない。例えば、上述の電流／電圧検出技術は、他の器具とともに用いることが可能であるが、能動的ヒューズ回路もそれが可能である。同様に、最大電力送達条件を追跡することにより、かつパルススキップの技法を用いることにより、電気運転モードを制御する方法は、超音波トランスデューサを有さない器具でも使用することが可能である。

上述の実施形態においては、鉗子により把持された血管又は組織の切断／焼灼を実行するための制御アルゴリズムの一例が説明された。当業者には理解できるように、さまざまな異なる手順が用いられ得るが、更に詳しく知りたい読者は、そのような切断／焼灼器具の運転について説明している文献を参照することができる。

上述の実施形態においては、電池により提供されたＤＣ電圧を、所望の周波数の交流信号に変換するため、４つのＦＥＴスイッチを用いた。当業者には理解できるように、４つのスイッチを用いることは必要ではなく、代わりに、２つのスイッチ（ハーフブリッジ回路を用いて）を用いてもよい。また、ＦＥＴスイッチが用いられていたが、その代わりに、例えば、バイポラートランジスタスイッチのような他のスイッチングデバイスを用いてもよい。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴは、上述の周波数及び電流水準で動作させた場合、損失が少ないという点で優れた性能を示すために好まれる。

上述の実施形態においては、Ｉ ＆ Ｑサンプリング回路８１は、超音波運転モードにおいては検出した電圧／電流信号をオーバーサンプリングし、電気運転モードにおいては、検出した電圧／電流信号をアンダーサンプリングする。当業者には理解できるように、これは必須ではない。サンプリングの同期性により、サンプルは、１周期あたり１回よりも多くとられる場合があり、又は、必要に応じて、何回かの周期毎に１回取られる場合がある。上述の実施形態において用いられたサンプリングレートは、測定値が電力制御部８５と医療用器具制御モジュール８９とに利用可能とされるレートを最大化するように選択されたが、それにより、焼灼プロセスの間に、印加される電力をより良く制御することが可能となる。

上述の実施形態においては、１４Ｖの直流電源が設けられた。他の実施形態においては、より低い（又はより高い）電圧の直流電源を設けることが可能である。この場合には、より大きい（又はより小さい）変圧器の巻回率が提供され、負荷電圧を、所望の水準に昇圧させるか、又は、より低い運転電圧が用いられる。

上述の実施形態においては、医療用器具は、鉗子により把持された組織／血管に、所望の電力を（超音波エネルギー又は電気エネルギーの形で）送達するように構成された。１つの代替的な実施形態においては、器具は、所望の電流水準又は所望の電圧水準を、超音波トランスデューサ又は鉗子に送達するように構成され得る。

上述の実施形態においては、電池は、医療用器具と一体になるように示されている。１つの代替的な実施形態においては、電池を、外科医のベルトに挟めるように又は単にメイヨースタンドに載せておけるようにパッケージ化することも可能である。本実施形態においては、比較的小さい２本の導体ケーブルにより、バッテリーパックを医療用器具に接続するようになる。

上述の実施形態においては、マイクロプロセッサに基づく制御回路が提供された。適切なコンピュータのソフトウェアを用いて上記の制御アクションを実行するように、マイクロプロセッサが容易にプログラムされ得るので、上記のような制御回路は好ましい。そのようなソフトウェアは、例えばＣＤ−ＲＯＭ等のような有形の担体上に提供されることが可能である。代替的には、ハードウェアの制御回路を、上述のマイクロプロセッサに基づく回路の代わりに用いることが可能である。

上述の実施形態においては、血管／組織に送達されるエネルギーが、超音波エネルギーであるか又はＲＦ電気エネルギーであるかを、ユーザーが制御した。代替的な実施形態においては、内部的に生成された制御信号に基づいて、又は他の器具から受信した制御信号に反応して、マイクロプロセッサがその選択を制御し得る。

上述の実施形態においては、能動的ヒューズ回路がスイッチを開き、それにより、ブリッジ信号生成器と電池との接続が解除された。１つの代替的な実施形態においては、上のようにする代わりに、能動的ヒューズ回路が、大きなインピーダンスで、電池とブリッジ信号生成器とを切り替えて、電池から引き出される電流を制限する。また、スイッチを用いて、能動的電圧源の、電池の負極側端子との接続を解除する代わりに、信号生成器との接続を解除する。

〔実施の態様〕
（１） 血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；
前記エンドエフェクタに連結される超音波トランスデューサ；
前記エンドエフェクタと前記超音波トランスデューサとに連結され、周期的な駆動信号を生成し、前記駆動信号を、前記超音波トランスデューサ又は前記エンドエフェクタのうちの一方に提供するように動作可能な駆動回路；及び、
前記駆動信号が、前記超音波トランスデューサと前記エンドエフェクタのうちの望ましい一方に印加されるように、前記駆動回路を制御するように動作可能である制御部、を備える、医療用器具。
（２） 前記駆動回路が、第１共振周波数を有する第１共振回路と、前記第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え、前記第１共振周波数が前記超音波トランスデューサの共振特性に対応し、前記超音波トランスデューサに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成し、かつ前記エンドエフェクタに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成するように、前記制御部が前記駆動回路を制御するように動作可能である、実施態様１に記載の器具。
（３） 前記制御部と前記駆動回路との間に連結され、前記制御部からの制御信号に基づいて直流電圧源から周期的に変動する電圧を生成し、該周期的に変動する電圧を、前記駆動回路の前記第１共振回路及び前記第２共振回路に供給するための信号生成器を備える、実施態様２に記載の器具。
（４） 前記エンドエフェクタにより把持された前記血管又は前記組織に供給されるエネルギーを変動させるために、前記制御部が、前記駆動信号の前記周期を、前記第１共振周波数又は前記第２共振周波数の近くで変動させるように構成されている、実施態様２又は３に記載の器具。
（５） 前記駆動信号の前記周波数が、前記第１共振周波数の近くで、前記第１共振周波数の０．１％〜１％の範囲で変動するか、又は前記駆動信号の前記周波数が、前記第２共振周波数の近くで、前記第２共振周波数の４０％〜６０％の範囲で変動するように、前記制御部が、前記駆動信号の前記周期を変動させるように構成されている、実施態様４に記載の器具。

（６） 前記第１共振回路の共振特性及び第２共振回路の共振特性が、前記鉗子により把持された前記組織又は前記血管にしたがって変動し、前記制御部が、前記共振特性それぞれにおける変化を追跡するように前記駆動信号の前記周期を変動させるように構成されている、実施態様４又は５に記載の器具。
（７） 前記超音波トランスデューサに連結され、前記超音波トランスデューサによって生成された超音波エネルギーを前記エンドエフェクタに向かって導くための超音波導波管を更に備え、前記エンドエフェクタが、第１顎部及び第２顎部を備え、前記第２共振回路が、前記エンドエフェクタの前記第１顎部及び前記第２顎部に電気的に連結されている、実施態様１〜６のいずれかに記載の器具。
（８） 前記エンドエフェクタの前記第１顎部が、前記導波管に電気的に連結され、前記第２共振回路が、前記エンドエフェクタの前記第１顎部に、前記超音波導波管を介して電気的に連結されている、実施態様７に記載の器具。
（９） 前記第１共振回路が、前記超音波トランスデューサと前記導波管とに電気的に連結されている、実施態様７又は８に記載の器具。
（１０） 前記超音波トランスデューサ又は前記エンドエフェクタに印加された駆動信号を検出するための検出回路を備える、実施態様１〜９のいずれかに記載の器具。

（１１） 前記第１共振回路及び前記第２共振回路のうちの一方又は両方が、インダクタコイル、キャパシタ、及び抵抗のうちの少なくとも１つを備え、前記検出回路が、前記インダクタコイル、又は前記キャパシタ、又は前記抵抗の両側の電圧を検出し、前記検出した電圧を、前記制御部に入力するのに好適なセンサ信号に変換するためのオペアンプ回路を備える、実施態様１０に記載の器具。
（１２） 前記第１共振回路及び前記第２共振回路のうちの一方又は両方が、前記共振回路と基準電位との間に接続されるインピーダンス要素を備え、前記検出回路が、前記インピーダンス要素の両側の電圧の測定値を得るための分割器回路と、直流バイアス信号を前記電圧測定値に印加するためのバイアス信号生成器とを備える、実施態様１０に記載の器具。
（１３） 前記インピーダンス要素が、キャパシタ又は抵抗を含む、実施態様１２に記載の器具。
（１４） 前記バイアス信号生成器からの前記直流バイアス信号が、前記駆動回路に連結されるのを防ぐための直流ブロッキング回路を、前記検出回路が備える、実施態様１２又は１３に記載の器具。
（１５） 前記バイアス信号生成器が、基準電圧と、前記制御部の電源電圧部との間に接続されている電圧分割器回路を備える、実施態様１２〜１４のいずれかに記載の器具。

（１６） 前記器具に給電するための１つ又は２つ以上の電池を備え、かつ前記１つ又は２つ以上の電池を保護するための能動的ヒューズ回路を更に備える、実施態様１〜１５のいずれかに記載の器具。
（１７） 前記能動的ヒューズ回路が、前記１つ又は２つ以上の電池の端子と前記駆動回路との間に電気的に連結されているスイッチと、前記電源端子を前記駆動回路から絶縁させるために前記スイッチを開くよう構成されている制御回路とを備える、実施態様１６に記載の器具。
（１８） 血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；
前記血管／前記組織中にエネルギーを送り込むための周期的に変動する駆動信号を生成するための駆動回路；
前記駆動回路により生成された駆動信号を検出するための検出回路；及び、
前記検出回路に対して応答性であり、かつ前記血管／前記組織に送達される前記エネルギーを制御するために、前記駆動回路を制御するように動作可能である制御部、を備え、
前記駆動回路は、基準電位に連結されるインピーダンス要素を備え、前記検出回路は、前記インピーダンス要素の両側の電圧の測定値を得るための分割器回路と、直流バイアス信号を前記電圧測定値に印加するためのバイアス信号生成器とを備える、医療用器具。
（１９） 前記インピーダンス要素が、キャパシタ又は抵抗を含む、実施態様１８に記載の器具。
（２０） 前記バイアス信号生成器からの前記直流バイアス信号が、前記駆動回路に連結されるのを防ぐための直流ブロッキング回路を、前記検出回路が備える、実施態様１８又は１９に記載の器具。

（２１） 前記バイアス信号生成器が、基準電圧と、前記制御部の電源電圧部との間に接続されている分割器回路を備える、実施態様１８〜２０のいずれかに記載の器具。
（２２） 前記バイアス信号生成器の前記分割器回路は、前記制御部の前記電源電圧部に、スイッチを介して接続され、前記制御部が前記検出回路からの信号を必要としない場合には、前記スイッチを開くように前記制御部が構成されている、実施態様２１に記載の器具。
（２３） 血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；
直流電圧源を提供するための１つ又は２つ以上の電池；
前記１つ又は２つ以上の電池に連結され、前記血管／前記組織にエネルギーを送り込むために、前記直流電圧源から周期的に変動する駆動信号を生成させるための信号生成器；
前記血管／前記組織に送達されるエネルギーを制御するために、前記信号生成器を制御するように動作可能な制御部；及び、
前記１つ又は２つ以上の電池と前記信号生成器との間に連結され、前記１つ又は２つ以上の電池を保護するための能動的ヒューズ回路、を備える、医療用器具。
（２４） 前記能動的ヒューズ回路は、前記１つ又は２つ以上の電池の端子と前記信号生成器との間に電気的に連結されているスイッチ；及び前記スイッチを切り替えるよう構成されている制御回路、を備える、実施態様２３に記載の器具。
（２５） 前記スイッチが、前記１つ又は２つ以上の電池から前記信号生成器の接続を解除するように構成されているか、又は、前記信号生成器と前記１つ又は２つ以上の電池との間に大きなインピーダンスを接続するよう構成されている、実施態様２４に記載の器具。

（２６） 前記能動的ヒューズの前記制御回路が、前記１つ又は２つ以上の電池から引き出されている電流の測定値を検出するための回路を備え、前記電流の測定値が閾値を超えた場合に、前記スイッチを切り替えるよう構成されている、実施態様２４又は２５に記載の器具。
（２７） 前記能動的ヒューズの前記制御回路が、前記電流の測定値を前記閾値と比較するための比較器を備え、前記比較器の出力が、前記スイッチの開閉を制御する、実施態様２６に記載の器具。
（２８） 血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；
前記エンドエフェクタに連結されており、かつ駆動信号を生成し、該駆動信号を前記エンドエフェクタに提供するように動作可能な駆動回路；
前記駆動回路により生成された前記駆動信号を制御するための制御信号を生成し、前記制御信号を前記駆動回路に出力するように動作可能な制御部、を備え、
前記駆動回路と、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成される負荷とが共振回路を画定し、該共振回路の共振周波数は、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷のインピーダンスが変化するにつれて変動し、
共振周波数が変化するにつれて、該共振周波数を追跡する周波数を有する駆動信号を前記駆動回路に生成させる制御信号を生成するように、前記制御部が構成され、かつ、
前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に送達される電力、電流、又は電圧のうちの１つ又は２つ以上を減少させるように、前記制御部が更に構成されている、医療用器具。
（２９） 前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に印加された信号を検出するためのセンサ回路と、該センサ回路からの前記信号を処理して、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷の前記インピーダンスの測定値を決定するための測定回路と、を更に備え、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷の前記インピーダンスの前記測定値に基づいて、前記制御信号を生成するように、前記制御部が構成されている、実施態様２８に記載の器具。
（３０） 前記制御部が、パルスのシーケンスを有する制御信号を生成するように構成されており、かつ前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に送達される電力、電流、又は電圧のうちの１つ又は２つ以上を減少させるために、前記制御部が、前記制御信号からのパルスをスキップするように構成されている、実施態様２８又は２９に記載の器具。

（３１） 前記制御部が、前記共振周波数に依存して変化する所望の周波数でパルスを生成するパルス信号生成器を備え、前記制御部は、前記パルス信号生成器により生成されたパルスを抑制することにより、前記パルス信号生成器により生成されたパルスをスキップするように構成されている、実施態様３０に記載の器具。
（３２） 前記制御部が、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に送達される平均電力水準を低下させ、電力限界又は電力設定点を下回らせるように構成されている、実施態様２８〜３１のいずれかに記載の器具。
（３３） 前記制御部が、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷の両側に印加されるＲＭＳ電圧水準を低下させ、電圧限界を下回らせるように構成されている、実施態様２８〜３２のいずれかに記載の器具。
（３４） 前記制御部が、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に印加されるＲＭＳ電流水準を低下させ、電流限界を下回らせるように構成されている、実施態様２８〜３３のいずれかに記載の器具。
（３５） 前記制御部が、方形波の制御信号を生成するように構成されている、実施態様２８〜３４のいずれかに記載の器具。

（３６） 医療用器具を操作する方法であって、周期的な駆動信号を生成することと、該駆動信号を、前記医療用器具の超音波トランスデューサ又はエンドエフェクタに印加することと、前記超音波トランスデューサと前記エンドエフェクタとのうちの所望の一方に前記駆動信号が印加されるように、前記駆動回路を制御することと、を含む方法。
（３７） 血管又は組織を焼灼又は切断する方法であって、
前記血管又は前記組織を、医療用器具のエンドエフェクタで把持することと、
駆動回路を用いて、周期的な駆動信号を、超音波トランスデューサ又は前記エンドエフェクタに印加することと、
前記超音波トランスデューサ及び前記エンドエフェクタのうちの所望の一方に前記駆動信号が印加されるように、前記駆動回路を制御することと、を含む方法。
（３８） 血管又は組織を焼灼又は切断する方法であって、
前記血管又は前記組織を、医療用器具のエンドエフェクタで把持することと、
前記エンドエフェクタに連結されている駆動回路を用いて、駆動信号を生成し、前記駆動信号を前記エンドエフェクタに印加することと；
前記駆動回路により生成される前記駆動信号を制御するために、制御信号を生成し、前記制御信号を前記駆動回路に出力することと、を含み、
前記駆動回路と前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された負荷とが共振回路を画定し、前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷のインピーダンスが変化するにつれて、前記共振回路の共振周波数が変動し、
前記制御信号を生成することは、前記共振周波数が変化するにつれて、前記共振周波数を追跡する周波数を有する駆動信号を、前記駆動回路に生成させる制御信号を生成し、かつ、
前記エンドエフェクタにより把持された前記血管／前記組織により形成された前記負荷に送達される電力、電流、又は電圧のうちの１つ又は２つ以上を減少させるように、前記駆動信号を制御することを更に含む、方法。
（３９） 実施態様１〜３５のいずれかに記載の医療用器具を用いる、実施態様３７又は３８に記載の方法。
（４０） 超音波トランスデューサとエンドエフェクタとを有する医療用器具に用いるための電子装置であって：
周期的な駆動信号を生成するための駆動回路；及び、
前記駆動信号が、前記超音波トランスデューサ及び前記エンドエフェクタのうちの所望の一方に印加されるように、前記駆動回路を制御するよう動作可能である制御部、を備え、
前記駆動回路は、第１共振周波数を有する第１共振回路と、前記第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え；前記超音波トランスデューサに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成し、かつ前記エンドエフェクタに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成するように、前記駆動回路を制御するように前記制御部が動作可能である、装置。

（４１） 実質的に、添付図面を参照しながら本明細書にこれまでに説明した通りであり、又は添付図面に示した通りである、医療用器具又は制御回路。
（４２） 実質的に、添付図面を参照しながら本明細書にこれまでに説明した通りであり、又は添付図面に示した通りである、医療用器具を操作する方法。

Claims (18)

1. 血管／組織を把持するためのエンドエフェクタ；
   前記エンドエフェクタに連結される超音波トランスデューサ；
   前記エンドエフェクタと前記超音波トランスデューサとに連結され、周期を持つ駆動信号を生成し、前記駆動信号を、前記超音波トランスデューサ又は前記エンドエフェクタのうちの一方に提供するように動作可能な駆動回路；及び、
   前記駆動信号が、前記超音波トランスデューサと前記エンドエフェクタのうちの望ましい一方に印加されるように、前記駆動回路を制御するように動作可能である制御部、を備え、
   前記駆動回路が、第１共振周波数を有する第１共振回路と、前記第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え、前記第１共振周波数が前記超音波トランスデューサの共振特性に対応し、前記超音波トランスデューサに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成し、かつ前記エンドエフェクタに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成するように、前記制御部が前記駆動回路を制御するように動作可能である、医療用器具。
2. 前記制御部と前記駆動回路との間に連結され、前記制御部からの制御信号に基づいて直流電圧源から周期的に変動する電圧を生成し、該周期的に変動する電圧を、前記駆動回路の前記第１共振回路及び前記第２共振回路に供給するための信号生成器を備える、請求項１に記載の器具。
3. 前記エンドエフェクタにより把持された前記血管又は前記組織に供給されるエネルギーを変動させるために、前記制御部が、前記駆動信号の前記周期を、前記第１共振周波数又は前記第２共振周波数の近くで変動させるように構成されている、請求項１又は２に記載の器具。
4. 前記駆動信号の前記周波数が、前記第１共振周波数の近くで、前記第１共振周波数の０．１％〜１％の範囲で変動するか、又は前記駆動信号の前記周波数が、前記第２共振周波数の近くで、前記第２共振周波数の４０％〜６０％の範囲で変動するように、前記制御部が、前記駆動信号の前記周期を変動させるように構成されている、請求項３に記載の器具。
5. 前記第１共振回路の共振特性及び前記第２共振回路の共振特性が、前記エンドエフェクタにより把持された前記組織又は前記血管にしたがって変動し、前記制御部が、前記共振特性それぞれにおける変化を追跡するように前記駆動信号の前記周期を変動させるように構成されている、請求項３又は４に記載の器具。
6. 前記超音波トランスデューサに連結され、前記超音波トランスデューサによって生成された超音波エネルギーを前記エンドエフェクタに向かって導くための超音波導波管を更に備え、前記エンドエフェクタが、第１顎部及び第２顎部を備え、前記第２共振回路が、前記エンドエフェクタの前記第１顎部及び前記第２顎部に電気的に連結されている、請求項１〜５のいずれか一項に記載の器具。
7. 前記エンドエフェクタの前記第１顎部が、前記超音波導波管に電気的に連結され、前記第２共振回路が、前記エンドエフェクタの前記第１顎部に、前記超音波導波管を介して電気的に連結されている、請求項６に記載の器具。
8. 前記第１共振回路が、前記超音波トランスデューサと前記超音波導波管とに電気的に連結されている、請求項６又は７に記載の器具。
9. 前記超音波トランスデューサ又は前記エンドエフェクタに印加された駆動信号を検出するための検出回路を備える、請求項１〜８のいずれか一項に記載の器具。
10. 前記第１共振回路及び前記第２共振回路のうちの一方又は両方が、インダクタコイル、キャパシタ、及び抵抗のうちの少なくとも１つを備え、前記検出回路が、前記インダクタコイル、又は前記キャパシタ、又は前記抵抗の両側の電圧を検出し、前記検出した電圧を、前記制御部に入力するのに好適なセンサ信号に変換するためのオペアンプ回路を備える、請求項９に記載の器具。
11. 前記第１共振回路及び前記第２共振回路のうちの一方又は両方が、前記共振回路と基準電位との間に接続されるインピーダンス要素を備え、前記検出回路が、前記インピーダンス要素の両側の電圧の測定値を得るための分割器回路と、直流バイアス信号を前記電圧の測定値に印加するためのバイアス信号生成器とを備える、請求項９に記載の器具。
12. 前記インピーダンス要素が、キャパシタ又は抵抗を含む、請求項１１に記載の器具。
13. 前記バイアス信号生成器からの前記直流バイアス信号が、前記駆動回路に連結されるのを防ぐための直流ブロッキング回路を、前記検出回路が備える、請求項１１又は１２に記載の器具。
14. 前記バイアス信号生成器が、基準電圧と、前記制御部の電源電圧部との間に接続されている電圧分割器回路を備える、請求項１１〜１３のいずれか一項に記載の器具。
15. 前記器具に給電するための１つ又は２つ以上の電池を備え、かつ前記１つ又は２つ以上の電池を保護するための能動的ヒューズ回路を更に備える、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の器具。
16. 前記能動的ヒューズ回路が、前記１つ又は２つ以上の電池の端子と前記駆動回路との間に電気的に連結されているスイッチと、前記端子を前記駆動回路から絶縁させるために前記スイッチを開くよう構成されている制御回路とを備える、請求項１５に記載の器具。
17. 超音波トランスデューサとエンドエフェクタとを有する医療用器具に用いるための電子装置であって：
    周期的な駆動信号を生成するための駆動回路；及び、
    前記駆動信号が、前記超音波トランスデューサ及び前記エンドエフェクタのうちの所望の一方に印加されるように、前記駆動回路を制御するよう動作可能である制御部、を備え、
    前記駆動回路は、第１共振周波数を有する第１共振回路と、前記第１共振周波数とは異なる第２共振周波数を有する第２共振回路とを備え；前記超音波トランスデューサに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第１共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成し、かつ前記エンドエフェクタに前記駆動信号が印加される場合、前記駆動回路が前記第２共振周波数に対応する周波数を有する駆動信号を生成するように、前記駆動回路を制御するように前記制御部が動作可能である、装置。
18. 前記制御部と前記駆動回路との間に連結され、前記制御部からの制御信号に基づいて直流電圧源から周期的に変動する電圧を生成し、該周期的に変動する電圧を、前記駆動回路の前記第１共振回路及び前記第２共振回路に供給するための信号生成器を備える、請求項１７に記載の装置。

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