CN105472867A - 高频信号线路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高频信号线路，该高频信号线路具备设置有与信号线重叠的开口的接地导体，该高频信号线路能减少不必要的辐射。电介质元件组装体(12)具有相对介电常数(ε1)且具有第1主面和第2主面。信号线(20)设置于所述电介质元件组装体(12)内。接地导体(24)在电介质元件组装体(12)内相对于信号线(20)设置于第1主面侧，且该接地导体(24)与信号线(20)相对，并且该接地导体(24)设置有与信号线(20)重叠的开口(30)。高介电常数层(15)具有比第1相对介电常数(ε1)更高的相对介电常数(ε2)，且将该高介电常数层(15)设置为在第1主面上与开口(30)重叠。

Description

高频信号线路

本发明申请是国际申请号为PCT/JP2011/077930，国际申请日为2011年12月02日，进入中国国家阶段的申请号为201180034225.3，名称为“高频信号线路”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及高频信号线路，特别涉及具有接地导体和信号线的高频信号线路。

背景技术

在具有用接地导体从上下两侧夹着信号线而构成的带状线结构的高频信号线路中，根据以下说明的理由，为了减小信号线的高频电阻值，使信号线的线路宽度变宽。更详细而言，高频信号在流过信号线时，由于趋肤效应而在信号线的表面附近集中地流过。另外，当高频信号流过信号线时，由于电磁感应，在接地导体中也流过与高频信号方向相反的高频信号。如果信号线的表面积和接地导体中与信号线相对的部分的面积增大，且信号线和接地导体中的导体损失减小，则这种高频信号的高频电阻值会变小。因此，在高频信号线路中，为了减小信号线的高频电阻值，使信号线的线路宽度变宽。

然而，若使信号线的线路宽度变宽，则信号线和接地导体相对的面积增大，信号线和接地导体之间所产生的静电容增大。从而，为了将高频信号线路设置成规定的阻抗，增大信号线和接地导体的距离，减小静电容。但是，若信号线和接地导体的距离增大，则高频信号线路的厚度变厚，难以弯曲并使用高频信号线路。

从而，考虑到不使信号线和接地导体相对。下面，参照附图以进行详细说明。图18是从层叠方向观察信号线502从接地导体504露出的高频信号线路500的俯视图。

高频信号线路500如图18所示，具备信号线502以及接地导体504，506。信号线502是线状的导体。接地导体506与信号线502相比设于层叠方向的更下方，且经由电介质层与信号线502相对。接地导体504与信号线相比设于层叠方向的更上方，且具有开口。当从层叠方向的上方俯视时，信号线502位于开口内。

在如图18所示的高频信号线路500中，当从层叠方向俯视时，信号线502与接地导体504不重叠。因此，在高频信号线路500中由信号线502和接地导体504之间所产生的静电容，比信号线与接地导体重叠的高频信号线路中由信号线和接地导体之间所产生的静电容更小。由此，在高频信号线路500中，能减小信号线502和接地导体504之间的距离。其结果是，在高频信号线路500中，能减小高频信号线路500的厚度，能弯曲并使用高频信号线路500。

然而，在高频信号线路500中存在着这样的问题，即会产生来自信号线502的不必要的辐射。信号线502与接地导体504不重叠。因此，由流过信号线502的电流所产生的电磁场不会被接地导体504吸收，从开口向高频信号线路500以外辐射，产生不必要的辐射。

作为能解决上述问题的高频信号线路，例如已知有专利文献1中记载的柔性基板。图19是从层叠方向俯视观察专利文献1中记载的柔性基板600的图。

柔性基板600具备信号线路602以及接地层604。信号线路602是线状的导体。接地层604经由电介质层被层叠在信号线路602的层叠方向的上方。另外，虽然未图示，但是在信号线路602的层叠方向的下方设有接地层。从而，在柔性基板600中，在接地层604设有多个开口606。开口606形成为长方形，且在信号线路602上排列成一列。由此，当从层叠方向的上方俯视时，信号线路602的一部分与接地层604重叠。其结果是，在柔性基板600中，通过使接地导体604的未开口的部分与信号线路602重叠，由此在该部分减少来自信号线路602的不必要的辐射。

然而，即使在专利文献1中记载的柔性基板600中，经由开口606也会产生不必要的辐射。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2007－123740号公报

发明内容

[发明所要解决的问题]

本发明的目的在于，在具备设有与信号线重叠的开口的接地导体的高频信号线路中，减少不必要的辐射。

[解决技术问题所采用的技术方案]

本发明的一种实施方式所涉及的高频信号线路的特征在于，具备：元件组装体，该元件组装体具有第1相对介电常数且具有第1主面和第2主面；线状的信号线，该信号线设于所述元件组装体内；第1接地导体，该第1接地导体在所述元件组装体内相对于所述信号线设于所述第1主面侧且与该信号线相对，而且该信号线设有与其重叠的第1开口；以及第1高介电常数层，该第1高介电常数层具有比所述第1相对介电常数更高的第2相对介电常数且以在所述第1主面上与所述第1开口重叠的方式进行设置。

[发明的效果]

根据本发明，在具备设有与信号线重叠的开口的接地导体的高频信号线路中，减少不必要的辐射。

附图说明

图1是本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路的外观立体图。

图2是图1中的高频信号线路的电介质元件组装体的分解图。

图3是图1中的高频信号线路的剖视结构图。

图4是高频信号线路的剖视结构图。

图5是高频信号线路的连接器的外观立体图和剖视结构图。

图6是从y轴方向和z轴方向俯视使用了高频信号线路的电子设备的图。

图7是第1变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图8是从z轴方向透视图7中的高频信号线路的图。

图9是取出了第1变形例所涉及的高频信号线路的一部分时的等效电路图。

图10是第2变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图11是第3变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图12是第4变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图13是第5变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图14是从z轴方向透视图13中的高频信号线路的图。

图15是第6变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图16是第7变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图17是第8变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。

图18是从层叠方向俯视信号线从接地导体露出的高频信号线路的图。

图19是从层叠方向俯视专利文献1中记载的柔性基板的图。

具体实施方式

以下，参照附图来对本发明的实施方式所涉及的高频信号线路进行说明。

(高频信号线路的结构)

以下，参照附图来对本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图1是本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路10的外观立体图。图2是图1中的高频信号线路10的电介质元件组装体12的分解图。图3是图1中的高频信号线路10的剖视结构图。图4是高频信号线路10的剖视结构图。图5是高频信号线路10的连接器100b的外观立体图和剖视结构图。在图1至图5中，将高频信号线路10的层叠方向定义为z轴方向。另外，将高频信号线路10的长边方向定义为x轴方向，将与x轴方向和z轴方向正交的方向定义为y轴方向。

高频信号线路10例如在移动电话等电子设备中用于连接两个高频电路。高频信号线路10如图1至图3所示，具备：电介质元件组装体12、保护层14、高介电常数层15、外部端子16(16a，16b)、信号线20、接地导体22，24、贯通孔导体b1～b4，B1～B3、以及连接器100a，100b。

电介质元件组装体12是具有2个主面的板状的挠性构件。当从z轴方向俯视时，电介质元件组装体12沿着x轴方向延伸，包括线路部12a及连接部12b，12c。电介质元件组装体12是按照如图2所示的电介质片(绝缘体层)18(18a～18c)的顺序从z轴方向的正方向侧到负方向侧以对它们进行层叠而构成的层叠体。构成电介质元件组装体12的电介质片18由液晶聚合物组成，具有3左右的相对介电常数ε1。此外，除了液晶聚合物以外，电介质片18还可以由聚酰亚胺等具有挠性的热塑性树脂来构成。以下，如图4所示，将电介质元件组装体12的z轴方向的负方向侧的主面称为表面(第1主面)，将电介质元件组装体12的z轴方向的正方向侧的主面称为背面(第2主面)。

线路部12a沿着x轴方向延伸。连接部12b，12c分别与线路部12a的x轴方向的负方向侧的端部及x轴方向的正方向侧的端部连接，形成为矩形。连接部12b，12c的y轴方向的宽度比线路部12a的y轴方向的宽度更宽。

当从z轴方向俯视时，电介质片18沿着x轴方向延伸，形成为与电介质元件组装体12相同的形状。电介质片18a，18b的总计厚度T1如图4所示，比电介质片18c的厚度T2更厚。例如，在对电介质片18a～18c进行层叠后，厚度T1为50～300μm。在本实施方式中，厚度T1为150μm。下面将电介质片18的z轴方向的负方向侧的主面称为表面，将电介质片18的z轴方向的正方向侧的主面称为背面。

另外，电介质片18a由线路部18a-a以及连接部18a-b，18a-c构成。电介质片18b由线路部18b-a以及连接部18b-b，18b-c构成。电介质片18c由线路部18c-a以及连接部18c-b，18c-c构成。线路部18a-a，线路部18b-a，线路部18c-a构成线路部12a。连接部18a-b，连接部18b-b，连接部18c-b构成连接部12b。连接部18a-c，连接部18b-c，连接部18c-c构成连接部12c。

外部端子16a如图1及图2所示，是设置在连接部18a-b的背面的中央附近的矩形导体。外部端子16b如图1及图2所示，是设置在连接部18a-c的表面的中央附近的矩形导体。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作外部端子16a，16b。另外，在外部端子16a，16b的表面实施镀金。

信号线20如图2所示，是设置在电介质元件组装体12内的线状导体，且在电介质片18的表面沿着x轴方向延伸。当从z轴方向俯视时，信号线20的两端分别与外部端子16a，16b重叠。信号线20的线宽例如为100～500μm。在本实施方式中，信号线20的线宽为240μm。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作信号线20。

接地导体24(第1接地导体)如图2所示，在电介质元件组装体12内相对于信号线20设置于第1主面侧(即，z轴方向的负方向侧)，更详细而言，设置于电介质片18c的表面。由此，接地导体24设置于电介质元件组装体12的第1表面上。接地导体24在电介质片18c的表面沿着x轴方向延伸，经由电介质片18c与信号线20相对。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作接地导体24。

另外，接地导体24由线路部24a、端子部24b，24c构成。线路部24a设置于线路部18c-a的表面且沿着x轴方向延伸。然后，通过沿着信号线20交替地设置未形成导体层的多个开口30和形成有导体层的部分即多个桥状部60，由此将线路部24a形成为梯子形。当从z轴方向俯视时，开口30如图2和图4所示，形成为长方形，且与信号线20重叠。由此，当从z轴方向俯视时，信号线20与开口30及桥状部60交替重叠。另外，等间隔地排列开口30。

端子部24b设置于线路部18c-b的表面，且形成为矩形的环。端子部24b与线路部24a的x轴方向的负方向侧的端部连接。端子部24c设置于线路部18c-c的表面，且形成为矩形的环。端子部24c与线路部24a的x轴方向的正方向侧的端部连接。

接地导体22(第2接地导体)如图2所示，在电介质元件组装体12内相对于信号线20设置于z轴方向的负方向侧，更详细而言，设置于最靠近电介质元件组装体12的背面的电介质片18a的背面。由此，接地导体22设置于电介质元件组装体12的第2表面上。接地导体22在电介质片18a的背面沿着x轴方向延伸，且经由电介质片18a，18b与信号线20相对。从而，接地导体22夹着信号线20与接地导体24相对。在接地导体22的与信号线20相对的部分上，实质并未设置开口。即，接地导体22是在线路部12a上沿着信号线20在x轴方向上连续延伸的电极，也就是所谓的紧贴状电极。但是，接地导体22无需完全覆盖线路部12a，例如，为了释放掉电介质片18的热塑性树脂在热压接时所产生的气体，也可以在接地导体22的规定位置设置微小的孔。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作接地导体22。

另外，接地导体22由线路部22a、端子部22b，22c构成。线路部22a设置于线路部18a-a的背面，且沿着x轴方向延伸。端子部22b设置于线路部18a-b的背面，且形成为包围外部端子16a的周围的矩形的环。端子部22b与线路部22a的x轴方向的负方向侧的端部连接。端子部22c设置于线路部18a-c的表面，且形成为矩形的环。端子部22c与线路部22a的x轴方向的正方向侧的端部连接。

如上所述，从z轴方向的两侧经由电介质层18a～18c且利用接地导体22,24来夹住信号线20。即，信号线20和接地导体22,24形成为三层板型的带状线结构。另外，信号线20与接地导体22的间隔如图4所示，与电介质片18a，18b的总厚度T1大致相同，例如为50μm～300μm。在本实施方式中，信号线20和接地导体22的间隔为150μm。另一方面，信号线20与接地导体24的间隔如图4所示，与电介质片18c的厚度T2大致相同，例如为10μm～100μm。在本实施方式中，信号线20和接地导体24的间隔为50μm。即。设计为厚度T1大于厚度T2。

如上所述，通过使厚度T1大于厚度T2，接地导体22和信号线之间所产生的静电容变小，能使为了成为规定的阻抗(例如50Ω)的信号线20的线宽变宽。由此，由于能减少传输损耗，因此能谋求提高高频信号线路的电特性。在本实施方式中，阻抗设计的重点在于接地导体22和信号线20之间所产生的电容，在阻抗设计中将接地导体24设计为用于使信号的辐射减少的接地导体。即，以接地导体22和信号线20将特性阻抗设定得较高(例如70Ω)，且通过附加接地导体24以在高频信号线路的一部分上设置阻抗较低的区域(例如30Ω)，由此将高频信号线路整体的阻抗设计成规定的阻抗(例如50Ω)。

通过使贯通孔导体b1，b3分别沿着z轴方向贯通电介质片18a，18b的连接部18a-b，18b-b，由此构成一个贯通孔，且将外部端子16a与信号线20的x轴方向的负方向侧的端部连接起来。通过使贯通孔导体b2，b4分别沿着z轴方向贯通电介质片18a，18b的连接部18a-c，18b-c，由此构成一个贯通孔，且将外部端子16b与信号线20的x轴方向的正方向侧的端部连接起来。由此，信号线20连接在外部端子16a，16b之间。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作贯通孔导体b1～b4。

贯通孔导体B1～B3分别沿着z轴方向贯通电介质片18a～18c的线路部18a-a～18c-a，且对于线路部18a-a～18c-a中的每一个都设有多个该贯通孔导体B1～B3。然后，贯通孔导体B1～B3通过相互连接来构成一个贯通孔导体，且将接地导体22与接地导体24连接起来。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作贯通孔导体B1～B3。

保护层14大致覆盖了电介质片18a的整个背面。由此，保护层14覆盖了接地导体22。例如由抗蚀剂材料等挠性树脂来构成保护层14。

另外，保护层14如图2所示，由线路部14a和连接部14b，14c构成。通过使线路部14a覆盖线路部18a-a的整个背面来覆盖线路部22a。

连接部14b与线路部14a的x轴方向的负方向侧的端部连接，覆盖连接部18a-b的背面。但是，在连接部14b上设置有开口Ha～Hd。开口Ha是设置于连接部14b的中央的矩形开口。外部端子16a经由开口Ha露出到外部。另外，开口Hb是设置于开口Ha的y轴方向的正方向侧的矩形开口。开口Hc是设置于开口Ha的x轴方向的负方向侧的矩形开口。开口Hd是设置于开口Ha的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22b经由开口Hb～Hd露出到外部，由此起到了外部端子的作用。

连接部14c与线路部14a的x轴方向的正方向侧的端部连接，覆盖连接部18a-c的背面。但是，在连接部14c设置有开口He～Hh。开口He是设于连接部14c的中央的矩形开口。外部端子16b经由开口He露出到外部。另外，开口Hf是设置于开口He的y轴方向的正方向侧的矩形开口。开口Hg是设置于开口He的x轴方向的正方向侧的矩形开口。开口Hh是设置于开口He的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22c经由开口Hf～Hh露出到外部，由此起到了外部端子的作用。

高介电常数层15设置于电介质元件组装体12的第1主面上，大致覆盖了电介质片18c的整个表面。由此，高介电常数层15覆盖了接地导体24，且与开口30重叠。高介电常数层15例如使用在聚酰亚胺中混合了电介质填料后得到的材料，且具有比电介质元件组装体12的相对介电常数ε1更高的介电常数ε2。高介电常数层15的相对介电常数ε2例如为4。此外，虽然希望高介电常数层15的相对介电常数ε2较高，但是为了抑制在高频信号线路10内形成寄生电容，希望其在10以下。

另外，高介电常数层15如图2所示，由线路部15a和连接部15b，15c构成。通过使线路部15a大致覆盖线路部18c-a的整个表面，由此使该线路部15a覆盖了包括多个开口30的线路部24a。

连接部15b与线路部15a的x轴方向的负方向侧的端部连接，且大致覆盖了连接部18c-b的整个表面。连接部15c与线路部15a的x轴方向的正方向侧的端部连接，且大致覆盖了连接部18c-c的整个表面。

连接器100a，100b分别安装于连接部12b，12c的背面上。由于连接器100a，100b的结构相同，因此下面以连接器100b的结构为例进行说明。

连接器100b如图1和图5所示，由连接器本体102、外部端子104，106、中心导体108以及外部导体110构成。连接器本体102形成为在矩形的板上连结有圆筒的形状，且由树脂等绝缘材料制作而成。

在连接器本体102的板的z轴方向的负方向侧的面上，外部端子104设置在与外部端子16b相对的位置。在连接器本体102的板的z轴方向的负方向侧的面上，外部端子106设置在与经由开口Hf～Hh而露出的端子部22对应的位置。

中心导体108设置于连接器本体102的圆筒的中心，且与外部端子104连接。中心导体108是对高频信号进行输入或输出的信号端子。外部导体110设置于连接器本体102的圆筒的内周面，且与外部端子106连接。外部导体110是保持为接地电位的接地端子。

如上所述构成的连接器100b安装于连接部12c的表面上，以使得外部端子104与外部端子16b连接，且外部端子106与端子部22c连接。由此，信号线20与中心导体108电连接。另外，接地导体22，24与外部导体110电连接。

如下所述说明的那样使用高频信号线路10。图6是从y轴方向和z轴方向俯视使用了高频信号线路的电子设备的图。

电子设备200具备：高频信号线路10、电路基板202a，202b、插座204a，204b，电池组(金属体)206、以及框体210。

在电路基板202a上例如设置有包括天线的发送电路或接收电路。在电路基板202b上例如设置有供电电路。电池组206例如是锂离子充电电池，具有在其表面覆盖有金属壳的结构。从x轴方向的负方向侧向正方向侧按照电路基板202a、电池组206、电路基板202b的顺序对它们进行排列。

插座204a，204b分别设置于电路基板202a，202b的z轴方向的负方向侧的主面上。插座204a，204b分别与连接器100a，100b连接。由此，在电路基板202a，202b之间传输的具有例如2GHz的频率的高频信号经由插座204a，204b施加到连接器100a，100b的中心导体108。另外，连接器100a，100b的外部导体110经由电路基板202a，202b以及插座204a，204b保持为接地电位。由此，高频信号线路10在电路基板202a，202b之间电连接且物理连接。

此处，保护层14如图6所示，与电池组206进行接触。然后，利用粘合剂等对保护层14和电池组206进行固定。保护层14相对于信号线20位于接地导体22一侧。因此，紧贴状的(在x轴方向上连续地延伸)接地导体22位于信号线20和电池组206之间。

(高频信号线路的制造方法)

以下，参照图2来说明高频信号线路10的制造方法。下面虽然以制作一个高频信号线路10的情况为例进行说明，但是实际上通过对大块的电介质片进行层叠和切割来同时制作多个高频信号线路10。

首先，准备热塑性树脂构成的电介质片18，在该电介质片18的整个表面形成有铜箔。例如，实施用于防腐蚀的镀锌来使电介质片18的铜箔表面平滑。电介质片18是具有20μm～80μm的厚度的液晶聚合物。另外，铜箔的厚度为10μm～20μm。

接着，利用光刻工序，在电介质片18a的背面形成图2所示的外部端子16和接地导体22。具体而言，在电介质片18a的铜箔上，印刷与图2所示的外部端子16(16a，16b)和接地导体22具有相同形状的抗蚀剂。接着，通过对铜箔实施蚀刻处理，去除没有被抗蚀剂覆盖的部分的铜箔。然后，去除抗蚀剂。由此，如图2所示，在电介质片18a的表面形成外部端子16和接地导体22。

接着，利用光刻工序，在电介质片18b的表面形成图2所示的信号线20。另外，利用光刻工序，在电介质片18c的表面形成图2所示的接地导体24。此外，由于这些光刻工序与形成外部端子16及接地导体22时的光刻工序相同，因此省略其说明。

接着，对形成电介质片18a～18c的贯通孔b1～b4，B1～B3的位置照射激光光束，形成贯通孔。然后，向形成于电介质片18a，18b的贯通孔填充导电糊料。

接着，从z轴方向的正方向侧到负方向侧按照电介质片18a～18c的顺序对它们进行层叠，以使接地导体22、信号线20以及接地导体24形成为带状线结构。然后，通过从z轴方向的正方向侧和负方向侧对电介质片18a～18c施加热和压力，由此使电介质片18a～18c软化、进行压接并使它们形成为一体，同时使填充到贯通孔的导电糊料固化，形成图2所示的贯通孔b1～b4，B1～B3。此外，也可以使用环氧类树脂等粘合剂来代替热压接来将各电介质片18形成为一体。另外，也可以在将电介质片18形成为一体之后，形成贯通孔，通过向贯通孔填充导电糊料或形成镀膜来形成贯通孔b1～b4，B1～B3。

接着，通过涂布在聚酰亚胺中混合了填料后得到的糊料，在电介质片18c的表面上形成高介电常数层15。

最后，通过涂布树脂(抗蚀剂)糊料，在电极偏置18a的背面上形成保护层14。由此，得到图1所示的高频信号线路10。

(效果)

根据如上所述构成的高频信号线路10，能减少不必要的辐射。更详细而言，在高频信号线路10中，高介电常数层15具有比电介质元件组装体12的相对介电常数ε1更高的相对介电常数ε2，且将该高介电常数层15设置为在电介质元件组装体12的第1主面上与接地导体24的开口30重叠。由此，如下所述，在高介电常数层15与空气层的界面，从信号线20放射出的电磁场更多地被反射到高频信号线路10内。

在接地导体24上层叠由与电介质元件组装体具有相同材料构成的电介质片的比较例所涉及的高频信号线路中，该电介质片与空气层的界面上的相对介电常数之差为ε1－1。另一方面，在高频信号线路10中，高介电常数层15与空气层的界面上的相对介电常数之差为ε2－1。由于相对介电常数ε2大于相对介电常数ε1，因此，ε2－1大于ε1－1。此处，若界面上的相对介电常数之差增大，则在界面上电磁场的反射量也会增大。因此，在高频信号线路10的界面上电磁场的反射量会大于比较例所涉及的高频信号线路的界面上电磁场的反射量。即，在高频信号线路10中，如图4的电磁场F1所示，由于更多的电磁场在高介电常数层15与空气层的界面上被反射到高频信号线路10内，因此，抑制了作为不必要的辐射的电磁场泄漏到高频信号线路10之外。进一步的，在高频信号线路10中，即使在高介电常数层15和电介质片18c的界面上，也如图4的电磁场F2所示，发生与高介电常数层15与空气层的界面上相同的现象。因此，在高频信号线路10中能更有效地减少不必要的辐射。

另外，根据高频信号线路10，由于在接地导体24设置有多个开口30，因此，容易地弯曲高频信号线路10。

另外，根据高频信号线路10，能抑制信号线20的特性阻抗偏离规定的特性阻抗(例如50Ω)。更详细而言，在专利文献1所记载的柔性基板中，电磁场可能会从开口泄漏到柔性基板的外部。因此，若在柔性基板的周围设置有电介质或金属体等，则在柔性基板的信号线和电介质或金属体等之间会产生电磁场耦合。其结果是，柔性基板的信号线的特性阻抗可能会偏离规定的特性阻抗。

另一方面，在高频信号线路10中，相对于信号线20位于接地导体22一侧的电介质元件组装体12的背面与电池组206接触。即，在信号线20和电池组206之间没有设置已设有开口30的接地导体24，而是实质上设置了未设有开口的接地导体22。由此，抑制了在信号线20和电池组206之间所发生的电磁场耦合。其结果是，在高频信号线路10中抑制了信号线20的特性阻抗偏离规定的特性阻抗的情况。

另外，根据高频信号线路10，根据以下理由也能容易地弯曲高频信号线路10。高频信号线路10的特性阻抗Z以来表示。L是高频信号线路10单位长度的电感值。C是高频信号线路单位长度的电容值。高频信号线路10设计为Z成为规定的特性阻抗(例如50Ω)。

此处，为了能容易地弯曲高频信号线路10，考虑使高频信号线路10的z轴方向的厚度(下面简称为厚度)变薄。但是，若高频信号线路10的厚度变薄，则会导致信号线20与接地导体22,24的距离缩小，且电容值C变大。其结果是，特性阻抗Z比规定的特性阻抗更小。

因此，考虑使信号线20的y轴方向的线宽(以下简称为线宽)变窄，增大信号线20的电感值L，并且减小信号线20与接地导体22,24的相对面积，且减小电容值C。

然而，很难高精度地形成线宽较窄的信号线20。

因此，在高频信号线路10中，在接地导体24上设置有开口30。由此，信号线20与接地导体24的相对面积减小，且使电容值C减小。其结果是，在高频信号线路10中，能将特性阻抗Z维持在规定的特性阻抗，且能够容易地进行弯曲。

另外，根据高频信号线路10，在接地导体24上设置有高介电常数层15。由此，在高频信号线路10中接地导体24不露出到外部。因此，即使在电介质元件组装体12的表面配置其他的物品，由于接地导体24不与其他的物品直接相对，因此，能抑制信号线20的特性阻抗的变动。

(第1变形例所涉及的高频信号线路)

下面参照附图来对第1变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图7是第1变形例所涉及的高频信号线路10a的层叠体12的分解图。图8是从z轴方向透视图7中的高频信号线路10a的图。图9是取出了第1变形例所涉及的高频信号线路10a的一部分时的等效电路图。

高频信号线路10与高频信号线路10a的区别在于开口30的形状。下面，以所涉及的区别为中心，对高频信号线路10a的结构进行说明。

通过沿着信号线20交替地设置多个开口30和多个桥状部60，由此将接地导体24形成为梯子形。如图8所示，当从z轴方向俯视时，开口30与信号线20重叠，且该开口30相对于信号线20形成为线对称的形状。即，信号线20横穿开口30的y轴方向的中央。

进一步地，直线A在信号线20延伸的方向(x轴方向)上通过开口30的中央、且与信号线20正交(即，沿着y轴方向延伸)，且该信号线20与直线A形成为线对称的形状。下面进行详细说明。

将包括x轴方向上的开口30的中央的区域定义为区域A1。另外，将与桥状部60对应的区域定义为区域A2。另外，位于区域A1和区域A2之间的区域称为区域A3。区域A3位于区域A1的x轴方向的两边，且与区域A1和区域A2分别邻接。区域A2的x轴方向上的长度(也就是桥状部60的长度)例如为25～200μm。在本实施方式中，区域A2的x轴方向上的长度为100μm。

直线A如图8所示，在x轴方向上通过区域A1的中央。然后，区域A1中开口30在与信号线20正交的方向(y轴方向)上的宽度W1大于区域A3中开口30在y轴方向上的宽度W2。即，开口30的形状为在x轴方向上在开口30的中央附近的宽度大于开口30的其他部分的宽度，相对于直线A形成为线对称的形状。然后，在开口30中，y轴方向上的宽度为宽度W1的区域是区域A1，y轴方向上的宽度为宽度W2的区域是区域A3。因此，在开口30的区域A1，A3的边界存在高低差。宽度W1例如为500～1500μm。在本实施方式中，宽度W1为900μm。另外，宽度W2例如为250～750μm。在本实施方式中，宽度W2为480μm。

另外，开口30的x轴方向上的长度G1例如为1～5mm。在本实施方式中，长度G1为3mm。此处，长度G1比作为开口30的最大宽度的宽度W1更长。然后，优选长度G1为宽度W1的2倍以上。

另外，在接地导体24的相邻的开口30之间未设置开口。更详细而言，在由相邻的开口30所夹的区域A2中，导体层(桥状部60)一致地扩展，不存在开口。

在如上所述构成的高频信号线路10a中，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。更详细而言，开口30在区域A1中具有宽度W1，在区域A3中具有比宽度W1要窄的宽度W2。因此，区域A1中信号线20与接地导体24的距离大于区域A3中信号线20与接地导体24的距离。由此，在区域A1中在信号线20上所产生的磁场强度大于在区域A3中在信号线20上所产生的磁场强度，在区域A1中的电感分量增加。即，在区域A1中以L因素(Lfactor)为主导。

进一步地，在区域A2中设置有桥状部60。因此，区域A3中信号线20与接地导体24的距离大于区域A2中信号线20与接地导体24的距离。由此，除了区域A2中在信号线20上所产生的静电容大于区域A3中在信号线20上所产生的静电容之外，区域A2中的磁场强度小于区域A3中的磁场强度。即，在区域A2中以C因素(Cfactor)为主导。

如上所述，信号线20的特性阻抗在区域A1中成为最大值Z1。即，在信号线20的特性阻抗成为最大值Z1的位置开口30具有宽度W1。另外，信号线20的特性阻抗在区域A3中成为中间值Z3。即，在信号线20的特性阻抗成为中间值Z3的位置开口30具有宽度W2。另外，信号线20的特性阻抗在区域A2中成为最小值Z2。

由此，高频信号线路10具有如图9所示的电路结构。更详细而言，由于在区域A1中在信号线20和接地导体24之间几乎不产生静电容，因此，主要根据信号线20的电感L1来产生特性阻抗Z1。另外，由于在区域A2中在信号线20和接地导体24之间产生了较大的静电容C3，因此，主要根据静电容C3来产生特性阻抗Z2。另外，由于在区域A3中在信号线20和接地导体24之间产生了小于静电容C3的静电容C2，因此，主要根据信号线20的电感L2和静电容C2来产生特性阻抗Z3。另外，特性阻抗Z3例如为55Ω。特性阻抗Z1大于特性阻抗Z3，例如为70Ω。特性阻抗Z2小于特性阻抗Z3，例如为30Ω。另外，高频信号线路10整体的特性阻抗为50Ω。

根据高频信号线路10a，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。由此，实现了使高频信号线路10a变薄，且尽管使高频信号线路10a变薄，但由于使信号线20的电极宽度变宽，因此，能扩大信号线20和接地导体22，24中流过高频电流的电极部分的表面积，且减少高频信号的传输损耗。另外，如图8所示，由于1个周期(区域A1和2个区域A2及区域A3)的长度AL缩短至1～5mm，因此，能在更高的高频频段抑制不必要的辐射，且能改善传输损耗。另外，通过将区域A3置于区域A1的两端，使由流过信号线20的电流所产生的强磁场不直接传输到区域A2，从而使区域A2的接地电位稳定，确保了接地导体24的屏蔽效果。由此能抑制不必要的辐射的产生。其结果是，在高频信号线路10a中，即使信号线20与接地导体22，24的距离减小，也能使信号线20的线宽变宽，在确保特性阻抗不变的情况下减少传输损耗，能谋求使不必要的辐射较少的高频信号线路10a变薄。因此，能容易地弯曲高频信号线路10a，能使高频信号线路10a弯曲并使用。

另外，根据高频信号线路10a，随着接地导体24中接地电位的稳定，能减少传输损耗，还能提高屏蔽特性。更详细而言，在高频信号线路10a中，区域A1中开口30的宽度W1大于区域A3中开口30的宽度W2。由此，在高频信号线路10a中，位于区域A1内的信号线20的磁场能量高于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。另外，位于区域A2内的信号线20的磁场能量低于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。因此，信号线20的特性阻抗按照Z2、Z3、Z1、Z3、Z2……的顺序反复变化。因此，在信号线20中，在x轴方向上相邻部分中的磁场能量的变化变缓。其结果是，在单位结构(区域A1～A3)的边界上磁场能量变小，抑制了接地导体的接地电位的变化，抑制了不必要的辐射的产生和高频信号的传输损耗。换而言之，利用区域A3能抑制桥状部60中不必要的电感分量的产生，其结果是，能减小桥状部60和信号线20之间的互感分量，还能使接地电位稳定。因此，尽管变薄且在接地导体上具有相对较大的开口30，却仍然能减少不必要的辐射，并且能减少高频信号的传输损耗。

另外，通过在桥状部60的延伸方向上配置贯通孔导体B1～B3，能进一步地抑制在桥状部60中产生不必要的电感分量。特别地，通过使开口30的x轴方向上的长度G1(即桥状部60之间的长度)大于区域A1中开口部的宽度W1，能尽可能地增大开口30的面积以达成规定的阻抗，并且能抑制不必要的辐射的产生。

另外，开口30形成为周期性地配置在信号线20延伸的方向(x轴方向)上的结构的单位结构。由此，在开口30内能以开口30的x轴方向上的长度来确定信号线20的特性阻抗的频率特性。即，开口30的长度G1越短，则信号线20的特性阻抗的频率特性越能扩大到高频段。开口30的长度G1越长，则能使区域A1的宽度W1越窄且使开口30变细。因此，由于能减少不必要的辐射，且能减少传输损耗，因此，能谋求高频信号线路10a的阻抗特性的宽带化和安定化。

另外，根据以下理由也能弯曲并使用高频信号线路10a。在高频信号线路10中，由于开口30的y轴方向上的宽度最大，因此，区域A1最容易弯曲。另一方面，由于区域A2中未设置开口30，因此，区域A2最难弯曲。因此，在弯曲并使用高频信号线路10a的情况下，弯曲区域A1，而几乎不弯曲区域A2。因此，在高频信号线路10a中，在区域A2中设置有比电介质片18更难变形的贯通孔导体B1～B3。由此，能容易地弯曲区域A1。

此外，通过对信号线20和接地导体22的距离T1的大小、以及信号线20和接地导体24的距离T2的大小进行调整，也能得到规定的特性阻抗。

另外，在高频信号线路10a中，根据以下说明的理由，在信号线20延伸方向上开口30的长度G1比宽度W1更长。更详细而言，高频信号线路10中高频信号的传输模式是TEM模式。在TEM模式中，与高频信号的传输方向(x轴方向)正交地形成电场和磁场。即，利用以信号线20为中心描绘出圆的方式来产生磁场，从信号线20朝向接地导体22,24且放射状地产生电场。此处，若在接地导体22设置有开口30，则由于磁场描绘出圆形，因此，仅仅由于磁场膨胀而使半径在开口30上略有增大，不会使磁场大量泄漏到高频信号线路10a之外。另一方面，电场的一部分放射到高频信号线路10a之外。因此，示出了在高频信号线路10a的不必要的辐射中，电场放射占了较大的比例。

此处，由于电场与高频信号的传输方向(x轴方向)正交，因此，若开口30的y轴方向的宽度W1增大，则从开口30放射出的电场的量也会增大(不必要的辐射会增加)。另一方面，虽然使宽度W1越大则高频传输线路10a的特性阻抗会越高，但是，由于在高频传输线路10a中，在与高频信号的传输方向(x轴方向)正交的方向上，从信号线20起到距离其线宽大约3倍的距离处基本不存在电场，因此，即使进一步增大宽度W1也无法进一步提高特性阻抗。因此，考虑到宽度W1越大则不必要的辐射就越会增加，优选为不将宽度W1增大到必要的宽度以上。进一步地，若宽度W1到达接近高频信号的波长的1/2，则电磁波会作为缝隙天线进行辐射，导致不必要的辐射进一步增加。

另一方面，开口30的x轴方向上的长度G1的长度越长则越能减少信号线20与接地导体22的相对面积，因此，能增大信号线20的线宽。由此，具有能减小信号线20中的高频电阻值的优点。

另外，在长度G1大于宽度W1的情况下，接地导体22中的反向电流(涡流)的高频电阻值会变小。

如上所述，优选长度G1大于宽度W1，更加优选长度G1为宽度W1的2倍以上。但是，若开口30的x轴方向上的长度G1接近高频信号的波长的1/2，则电磁波作为缝隙天线从开口30进行辐射，据此来考虑，长度G1相对于波长必须足够的短。

(第2变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第2变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图10是第2变形例所涉及的高频信号线路10b的层叠体12的分解图。

高频信号线路10b和高频信号线路10a的区别在于开口30的形状。更详细而言，高频信号线路10a的开口30的y轴方向上的宽度如图7所示，阶梯状且不连续地进行变化。与此相对地，高频信号线路10b的开口30的y轴方向上的宽度连续地变化。更详细而言，随着在x轴方向上远离开口30的中央，开口30的y轴方向上的宽度连续减小。由此，信号线20的磁场能量和特性阻抗连续地变化。

此外，在高频信号线路10b中，如图10所示，区域A1是以直线A为中心进行设置、且包括开口30的y轴方向上的宽度为宽度W1的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A1内成为最大值Z1。另外，区域A2是设置于开口30之间、且设置有桥状部60的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A2内成为最小值Z2。另外，区域A3是被区域A1和区域A2夹住、且包括开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A3内成为中间值Z3。

此处，区域A1只要包括开口30的y轴方向上的宽度为宽度W1的部分即可，区域A3只要包括开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分即可。因此，在本实施方式中，并不特别明确地规定区域A1和区域A3的边界。因此，作为区域A1和区域A3的边界，列举例如是开口30的y轴方向上的宽度为(W1+W2)/2的位置。

具有上述结构的高频信号线路10b也与高频信号线路10相同，能弯曲并使用，能减少不必要的辐射，还能抑制信号线20内的传输损耗。

(第3变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第3变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图11是第3变形例所涉及的高频信号线路10c的层叠体12的分解图。

高频信号线路10c和高频信号线路10a的区别在于有无接地导体40,42。更详细而言，在高频信号线路10c中，在电介质片18b的表面上设置有接地导体40,42。接地导体40是相对于信号线20位于y轴方向的正方向侧、且沿着x轴方向延伸的长方形导体。接地导体40经由贯通孔B1～B3与接地导体22,24连接。另外，接地导体42是相对于信号线20位于y轴方向的负方向侧、且沿着x轴方向延伸的长方形导体。接地导体42经由贯通孔B1～B3与接地导体22,24连接。

在如上所述的高频信号线路10c中，由于在信号线20的y轴方向上的两侧都设置有接地导体40,42，因此，能抑制不必要的辐射从信号线20向y轴两侧泄漏。

(第4变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第4变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图12是第4变形例所涉及的高频信号线路10d的层叠体12的分解图。

高频信号线路10d和高频信号线路10a的区别在于开口30的形状、以及开口44a，44b的形状不同。更详细而言，开口44a，44b形成为将开口30分割为y轴方向的正方向侧和负方向侧的2个部分的形状。在高频信号线路10d中，在开口44a和44b之间设置有沿着x轴方向延伸的线状导体46。线状导体46构成接地导体24的一部分，当从z轴方向俯视时，该线状导体46与信号线20重叠。但是，在高频信号线路10d中，线状导体46的线宽如图12所示，比信号线20的线宽更细。因此，当从z轴方向俯视时，信号线20从线状导体46露出。因此，信号线20与开口44a，44b重叠。

在如上所述的高频信号线路10d中，沿着信号线20并排地设置有多个开口44a，并且沿着信号线20并排地设置有多个开口44b。由此，区域A1中信号线20的特性阻抗成为最大值Z1。另外，区域A3中信号线20的特性阻抗成为中间值Z3。另外，区域A2中信号线20的特性阻抗成为最小值Z2。

(第5变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第5变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图13是第5变形例所涉及的高频信号线路10e的层叠体12的分解图。图14是从z轴方向透视图13中的高频信号线路10e的图。

高频信号线路10e与高频信号线路10a的第1个区别在于，桥状部60中的信号线20的线宽小于信号线20的特性阻抗为最大值Z1的位置上的信号线20的线宽这一点。高频信号线路10e与高频信号线路10a的第2个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值Z3的位置(即、开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与信号线20的特性阻抗为最大值Z1的位置(即、开口30的y轴方向上的宽度为宽度W1的位置)之间开口30形成为圆锥形这一点。高频信号线路10e与高频信号线路10a的第3个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值Z3的位置(即、开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与桥状部60之间开口30形成为圆锥形这一点。

首先，参照图14对高频信号线路10e中的区域A1～A3的定义进行说明。区域A1是开口30中在y轴方向上的宽度为宽度W1的区域。区域A2是与桥状部60对应的区域。区域A3是被区域A1和区域A2夹住、且包括开口30中在y轴方向上的宽度为宽度W2的区域的区域。

对第1个区别进行说明。如图13和图14所示，信号线20的区域A2的线宽为线宽Wb。另一方面，信号线20的区域A1中信号线20的线宽是比线宽Wb更宽的线宽Wa。线宽Wa例如为100～500μm。在本实施方式中，线宽Wa为350μm。线宽Wb例如为250～250μm。在本实施方式中，线宽Wb为100μm。如此，通过使区域A2中信号线20的线宽比区域A1中信号线20的线路宽度更细，由此减小信号线20和桥状部60的重叠面积。其结果是，减少了信号线20和桥状部60之间所产生的寄生电容。进一步地，由于与开口30重叠的部分的信号线20的线宽为线宽Wa，因此，抑制了所涉及的部分的信号线20的电感值的增加。进一步地，由于不是信号线20整体的线宽变细，而是信号线20的线宽部分变细，因此，抑制了信号线20的电阻值的增加。

另外，信号线20在线宽发生变化的部分形成为圆锥形。由此，信号线20的线宽发生变化的部分的电阻值的变化变缓，抑制了在信号线20的线宽发生变化的部分中发生高频信号的反射。

对第2个区别进行说明。在开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与开口30的y轴方向上的宽度为宽度W1的位置之间将开口30形成为圆锥形。即，区域A3的x轴方向上的端部形成为圆锥形。由此，降低流过接地导体24的电流的损耗。

对第3个区别进行说明。在开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与桥状部60之间将开口30形成为圆锥形。由此，将桥状部60的y轴方向上的两端形成为圆锥形。因此，桥状部60的x轴方向上的线宽比与信号线20重叠的部分中的其他部分更细。其结果是，减少了在桥状部60和信号线20之间所产生的寄生电容。另外，由于不是桥状部60整体的线宽变细，而是桥状部60的线宽部分变细，因此，抑制了桥状部60的电阻值和电抗值的增加。

(第6变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第6变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图15是第6变形例所涉及的高频信号线路10f的层叠体12的分解图。

高频信号线路10f与高频信号线路10a的区别在于，在高频信号线路10f中未设置有桥状部60这一点。即，高频信号线路10f的开口30是沿着x轴方向延伸的槽。上述的高频信号线路10f也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。另外，由于不存在桥状部60，因此，能更容易弯曲。

(第7变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第7变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图16是第7变形例所涉及的高频信号线路10g的层叠体12的分解图。

高频信号线路10g与高频信号线路10的区别在于，在接地导体22设置有开口70和桥状部72这一点，以及设置有高介电常数层64这一点。

在高频信号线路10g中，接地导体22具有与接地导体24相同的形状。即，在接地导体22中，与信号线20重叠的多个开口70和桥状部72沿着信号线20而交替排列。

进一步地，在高频信号线路10g中，设置有高介电常数层64来代替保护层14。高介电常数层64具有与保护层14相同的形状，具有比电介质元件组装体12的相对介电常数ε1更高的相对介电常数ε3。高介电常数层64具有与保护层14相同的形状，且将其设置为与开口70重叠。高介电常数层64例如以与高介电常数层15具有相同的材料来构成。

在如上所述构成的高频信号线路10g中，也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。

(第8变形例所涉及的高频信号线路)

下面，参照附图对第8变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图17是第8变形例所涉及的高频信号线路10h的层叠体12的分解图。

高频信号线路10h与高频信号线路10的区别在于，电介质片18d层叠于电介质片18c上这一点。更详细而言，电介质片18d层叠于电介质片18c的z轴方向的负方向侧。然后，高介电常数层15层叠于电介质片18d的z轴方向的负方向侧。由此，利用电介质片18c，18d来夹住接地导体24。即，接地导体24也可以不设置于电介质元件组装体12的第1主面上。

在如上所述构成的高频信号线路10h中，也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。

(其他实施方式)

本发明所涉及的高频信号线路并不限于上述实施方式中所涉及的高频信号线路10，10a～10h，在其要点的范围内能进行改变。

此外，在高频信号线路10，10a～10e，10g，10h中，多个开口30具有相同的形状。然而，多个开口30的一部分的形状也可以与其他的多个开口30的形状不同。例如，在多个开口30之中也可以使规定的开口30之外的开口30的x轴方向上的长度比规定的开口30的x轴方向上的长度更长。由此，在设置有规定的开口30的区域中，能容易地弯曲高频信号线路10，10a～10e，10g，10h。

此外，也可以组合高频信号线路10，10a～10h所示出的结构。

另外，在高频信号线路10a～10e，10g，10h中，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。然而，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化也可以是在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z4、最小值Z2的顺序减少。即，中间值Z3和中间值Z4也可以不同。例如，开口30，44a，44b也可以是不相对于直线A线对称的形状。但是，中间值Z4必须大于最小值Z2，且小于最大值Z1。

另外，在相邻的两个桥状部60之间，最小值Z2的值也可以不同。即，若使高频信号线路10a～10f作为整体而与规定的特性阻抗相适应，则所有的最小值Z2不需要相同。但是，一个桥状部60一侧的最小值Z2必须低于中间值Z3，另一个桥状部60一侧的最小值Z2必须低于中间值Z4。

另外，连接器100a，100b也可以设置于电介质元件组装体12的第1主面侧(表面侧)。

工业中的应用

如上所述，本发明对于高频信号线路是有用的，特别在能减少不必要的辐射这一点上尤为突出。

标号说明

10，10a～10h：高频信号线路

12：电介质元件组装体

14：保护层

15，64：高介电常数层

16a，16b：外部端子

18a～18d：电介质片

20：信号线

22,24,40,42：接地导体

30,70：开口

100a,100b：连接器

102：连接器本体

104,106：外部端子

108：中心导体

110：外部导体

200：电子设备

202a,202b：电路基板

204a,204b：插座

206：电池组

Claims (5)

1.一种高频信号线路，其特征在于，具备：

元件组装体，该元件组装体具有第1相对介电常数且具有第1主面和第2主面；

线状的信号线，该信号线设置于所述元件组装体内；

第1接地导体，该第1接地导体设置于所述第1主面，且该第1接地导体与该信号线相对，并且该第1接地导体设置有与该信号线重叠的第1开口；

第2接地导体，该第2接地导体在所述元件组装体上夹着所述信号线与所述第1接地导体相对，且该第2接地导体是沿着所述信号线连续延伸的紧贴状电极，以及

第1高介电常数层，该第1高介电常数层具有比所述第1相对介电常数更高的第2相对介电常数，且将该第1高介电常数层设置为在所述第1主面上覆盖所述第1接地导体和所述第1开口，

将所述信号线配置在所述第1接地导体附近而非所述第2接地导体附近。

2.如权利要求1所述的高频信号线路，其特征在于，

所述元件组装体通过对多个绝缘体层进行层叠而构成。

3.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，

所述元件组装体具有挠性。

4.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，

所述第1高介电常数层的相对介电常数在10以下。

5.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，

所述第1高介电常数层的厚度小于所述元件组装体的厚度。