CN103781275B - 高频信号线路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能弯曲使用、能降低无用辐射、且能抑制信号线内的信号发生反射的高频信号线路。电介质主体(12)由具有挠性的电介质层(18)层叠而成。信号线(20)设置在电介质主体(12)中。接地导体(22)设置在电介质主体(12)中，且经由电介质层(18)与信号线(20)相对，沿着信号线(20)交替地设有多个开口(30)和桥接部(60)，从而构成梯子形。信号线(20)的特性阻抗在相邻的两个桥接部(60)之间进行如下变动：随着从一个桥接部(60)接近另一个桥接部(60)，信号线(20)的特性阻抗按照最小值(Z2)、中间值(Z3)、最大值(Z1)的顺序增加，然后，再按照最大值(Z1)、中间值(Z3)、最小值(Z2)的顺序减少。

Description

高频信号线路
本申请是发明名称为“高频信号线路”、国际申请日为2011年9月30日、申请号为201180005238.8(国际申请号为PCT/JP2011/072648)的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及高频信号线路，尤其涉及能弯曲使用的薄型高频信号线路。
背景技术
在具有信号线被接地导体从上下夹持而成的三层板型(tri-plate)的带状线结构的高频信号线路中，为了减小信号线的高频电阻值而扩大信号线的线宽。由此，信号线的表面积增大，而且，与信号线相对的接地导体部分的面积增大，因此，信号线在高频下的电阻值减小。
然而，若扩大信号线的线宽，则信号线与接地导体相对的面积增大，信号线与接地导体之间产生的静电电容增大。此外，若扩大信号线的线宽，则信号线的电感分量也减小，因此，为了将高频信号线路设为规定的阻抗(例如50Ω)，需要增大信号线与接地导体之间的距离，减小静电电容。但是，若增大信号线与接地导体之间的距离，则高频信号线路的厚度增大，难以将高频信号线路弯曲使用。
为此，可以考虑使信号线不与接地导体相对。以下，参照附图进行更详细的说明。图16(a)是从层叠方向对信号线502从接地导体504露出的高频信号线路500进行俯视所得到的图。图16(b)是高频信号线路500的剖面结构图。
如图16所示，高频信号线路500包括信号线502和接地导体504、506。信号线502为线状的导体。接地导体506设置在信号线502的层叠方向的下侧，经由电介质层与信号线502相对。接地导体504设置在信号线的层叠方向的上侧，且具有开口。从层叠方向的上侧俯视时，信号线502位于开口内。
图16所示的高频信号线路500中，从层叠方向俯视时，信号线502与接地导体504没有重叠。因此，在高频信号线路500中，信号线502与接地导体504之间产生的静电电容比信号线与接地导体重叠的高频信号线路中信号线与接地导体之间产生的静电电容要小。由此，在高频信号线路500中，能减小信号线502与接地导体504之间的距离。其结果是，高频信号线路500中，能减小高频信号线路500的厚度，能将高频信号线路500弯曲使用。
然而，高频信号线路500具有从信号线502产生无用辐射这样的问题。信号线502与接地导体504不重叠。因此，由流过信号线502的电流所产生的电磁场从开口向高频信号线路500外进行辐射，从而产生无用辐射。此外，还具有以下的问题：由于一部分信号电流作为无用辐射发生泄漏，因此，高频信号线路500中的信号电流的插入损耗增大。
作为能解决上述问题的高频信号线路，例如，已知有专利文献1记载的柔性基板。图17是从层叠方向俯视专利文献1记载的柔性基板600所得到的图。
柔性基板600包括信号线路602和接地层604。信号线路602是线状的导体。接地层604经由电介质层层叠在信号线路602的层叠方向的上侧。此外，虽未图示，但在信号线路602的层叠方向的下侧设有接地层。而且，在柔性基板600中，在接地层604上设有多个开口606。开口606的平面形状呈长方形，在信号线路602上，沿着信号线路602的延伸方向排列成一列。由此，从层叠方向的上侧俯视时，信号线路602局部与接地层604重叠。其结果是，柔性基板600中，接地导体604的未开口的部分与信号线路602重叠，从而可降低来自信号线路602的无用辐射。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2007－123740号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，柔性基板600具有以下的问题：即，难以一边维持柔性特性、一边设计整个信号线路602的特性阻抗，并降低无用辐射。更详细而言，在信号线路602中，沿着信号线路602的延伸方向，与接地层604重叠的部分(以下称为桥接部607)和与开口606重叠的部分交替排列。为了要降低来自信号线路602的无用辐射，需要减小开口606与信号线路602重叠的部分的长度X1和开口606的宽度Y的大小。但是，若减小该长度X1和宽度Y，则该部分的特性阻抗变得过小，作为整个线路的特性阻抗也减小。为此，这次若增大与开口606重叠的部分的长度X1、减小桥接部607的长度X2，则特性阻抗增大，但来自开口部的无用辐射增加。此外，即使仅增大信号线路602的宽度Y，由于接地层设置在信号线路602的层叠方向的下侧，因此，特性阻抗也会变得过小，从而不得不增加柔性基板的厚度。因此，高频信号线路中，需要同时设计长度X1、长度X2、及宽度Y。由此，能获得规定的特性阻抗并降低无用辐射。
作为工业上的设计方法，可以考虑以下的方法：通过层叠方向的堆叠错位来决定开口606不与信号线路602重叠的宽度Y(例如宽度Y＝信号线路宽度＋200μm)，然后决定长度X1、长度X2。但是，对于长度X2，存在工业上细线加工技术的界限(例如，长度X2＝200μm)，因此，自然而然地决定了用于得到规定的特性阻抗的长度X1的最小值。该长度X1的最小值与在信号线路上传输的高频信号的最大频率的波长相对应，若长度X1的最小值较大，则传输特性发生劣变。相反，若在决定了长度X2之后设计长度X1及宽度Y，则开口606的形状成为长度X1＞长度X2、且宽度Y例如为1mm左右的开口606，开口606的对角线的长度决定无用辐射的频率特性或信号线路的传输损耗的频率特性。
此外，在接地层604中，若桥接部的宽度X2例如为较小的100μm，而且该部分的宽度Y为上述的1mm，则在桥接部产生电感分量。通过使信号线路602与接地层604尽可能地接近，能形成柔性较高的高频信号线路，因此，对于桥接部的长度X2，最好是例如，如100μm→50μm→30μm那样使其长度变窄，能使信号线路602与接地层604之间的厚度变薄。但是，随着该长度变窄，在桥接部X2产生的电感分量逐渐增大，因此，接地层604的接地电位发生浮动。即，桥接部X2与信号线路602的重叠部到接地层604的整块部(日文：ベタ部)之间产生不需要的电感分量，从而降低接地层604的接地效果。其结果是，无用辐射增加，或因接地电流集中于桥接部X2而使损耗增大。这是由于包含以下两个问题的缘故：即，由于桥接部X2呈细长的电极形状，因此，信号线路602与桥接部X2进行电磁耦合而在桥接部X2的大致中央部产生流过桥接部X2的高频电流，从而产生不需要的电感分量；该不需要的电感分量与因电流流过信号线路602而产生的电感分量进行磁场耦合，由此引起的互感使桥接部X2的不需要的电感分量进一步增大。
为此，本发明的目的在于提供能降低无用辐射、且能抑制高频下的传输损耗的薄型的高频信号线路。
解决技术问题所采用的技术手段
本发明的一方式所涉及的高频信号线路的特征在于，包括：电介质主体，该电介质主体由电介质层层叠而成；线状的信号线，该信号线设置在所述电介质主体中；以及第一接地导体，该第一接地导体是设置在所述电介质主体中、且经由所述电介质层与所述信号线相对的接地导体，沿着该信号线交替地设有多个开口和设于所述多个开口之间的接地导体形成部即桥接部，从而构成梯子形，所述信号线的特性阻抗在相邻的两个所述桥接部之间进行如下变动：随着从一个所述桥接部接近另一个所述桥接部，所述信号线的特性阻抗按照最小值、第一中间值、最大值的顺序增加，然后，再按照最大值、第二中间值、最小值的顺序减少。
发明效果
根据本发明的高频信号线路，尽管是薄型，但能降低无用辐射，并能减小规定的特性阻抗下的高频信号的传输损耗。
附图说明
图1是本发明的实施方式所涉及的高频信号线路的外观立体图。
图2是图1的高频信号线路的分解图。
图3是从层叠方向的上侧透视高频信号线路所得到的图。
图4是高频信号线路的剖面结构图。
图5是将高频信号线路的一部分取出时的等效电路图。
图6是实施方式2所涉及的高频信号线路的分解图。
图7是表示实施方式2所涉及的高频信号线路的信号线的阻抗的曲线图。
图8是实施方式3所涉及的高频信号线路的分解图。
图9是实施方式4所涉及的高频信号线路的分解图。
图10是实施方式5所涉及的高频信号线路的分解图。
图11是实施方式6所涉及的高频信号线路的分解图。
图12是实施方式7所涉及的高频信号线路的分解图。
图13是从层叠方向的上侧透视图12的高频信号线路所得到的图。
图14是实施方式8所涉及的高频信号线路的分解图。
图15从层叠方向的上侧透视图14的高频信号线路所得到的图。
图16(a)是从层叠方向对信号线从接地导体露出的高频信号线路进行俯视所得到的图。图16(b)是高频信号线路的剖面结构图。
图17是从层叠方向俯视专利文献1记载的柔性基板所得到的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式所涉及的高频信号线路进行说明。
(实施方式1)
(高频信号线路的结构)
以下，参照附图对本发明的实施方式1所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图1是本发明的实施方式所涉及的高频信号线路10的外观立体图。图2是图1的高频信号线路10的分解图。图3是从层叠方向的上侧透视高频信号线路10所得到的图。图4是高频信号线路10的剖面结构图。
图5是将高频信号线路10的一部分取出时的等效电路图。在图1至图4中，将高频信号线路10的层叠方向定义为z轴方向。此外，将高频信号线路10的长边方向定义为x轴方向，将与x轴方向及z轴方向正交的方向定义为y轴方向。
高频信号线路10例如在移动电话等电子设备内用于连接两个高频电路。如图1及图2所示，高频信号线路10包括电介质主体12、保护材料14、外部端子16(16a～16d)、信号线20、接地导体22、24、连接导体26(26a、26b)、及通孔导体b1～b6、B1、B2。
从z轴方向俯视时，电介质主体12呈在x轴方向上延伸的长方形，其通过将图2所示的电介质片材(电介质层)18(18a～18c)从z轴方向的正方向侧朝负方向侧按此顺序进行层叠而构成。
从z轴方向俯视时，电介质片材18呈在x轴方向上延伸的长方形，其由聚酰亚胺或液晶聚合物等具有挠性的热塑性树脂构成。如图4所示，电介质片材18a的厚度T1比电介质片材18b的厚度T2要薄。例如，在电介质片材18a～18c层叠之后，厚度T1为10～100μm。本实施方式中，厚度T1为50μm。此外，厚度T2为50～300μm。本实施方式中，厚度T2为150μm。以下，将电介质片材18的z轴方向的正方向侧的主面称为表面，将电介质片材18的z轴方向的负方向侧的主面称为背面。
如图1所示，外部端子16a是在电介质主体12的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的负方向侧的端部的长方形导体。即，如图2所示，外部端子16a设置在电介质片材18a的表面的x轴方向的负方向侧的端部上。
如图1所示，外部端子16b是在电介质主体12的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的正方向侧的端部的长方形导体。即，如图2所示，外部端子16b设置在电介质片材18a的表面的x轴方向的正方向侧的端部上。
如图1所示，外部端子16c是在电介质主体12的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的正方向侧的端部的长方形导体。即，如图2所示，外部端子16c设置在电介质片材18a的表面的x轴方向的正方向侧的端部上。如图1及图2所示，外部端子16c设置在外部端子16b的x轴方向的负方向侧。
如图1所示，外部端子16d是在电介质主体12的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的负方向侧的端部的长方形导体。即，如图2所示，外部端子16d设置在电介质片材18a的表面的x轴方向的负方向侧的端部上。如图1及图2所示，外部端子16d设置在外部端子16a的x轴方向的正方向侧。
外部端子16a～16d由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。另外，外部端子16(16a～16d)中的任一个端子也可以形成在电介质主体12的z轴方向的负方向侧的主面(背面)上。即，只要配置在需要获得外部连接的主面侧即可。
如图2所示，连接导体26a是在电介质片材18b的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的正方向侧的端部的长方形导体。从z轴方向俯视时，连接导体26a与外部端子16c重叠。连接导体26a由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
如图2所示，连接导体26b是在电介质片材18b的z轴方向的正方向侧的主面上设于x轴方向的负方向侧的端部的长方形导体。从z轴方向俯视时，连接导体26b与外部端子16d重叠。连接导体26b由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
如图2所示，信号线20是设置在电介质主体12内的线状导体，其在电介质片材18b的表面上沿x轴方向延伸。其中，信号线20绕过连接导体26a、26b以不与连接导体26a、26b相接触。而且，从z轴方向俯视时，信号线20的两端分别与外部端子16a、16b重叠。信号线20的线宽例如为100～500μm。本实施方式中，信号线20的线宽为240μm。信号线20由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
如图2所示，接地导体22(第一接地导体)在电介质主体12内设置在信号线20的z轴方向的正方向侧，更详细而言，设置在电介质片材18a的表面上。接地导体22在电介质片材18a的表面上呈沿x轴方向延伸的长方形，并经由电介质片材18a与信号线20相对。此外，接地导体22与外部端子16c、16d相连接。接地导体22由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
此外，接地导体22中，沿着信号线20交替地设有未形成有导体层的多个开口30和形成有导体层的部分即多个桥接部60，从而构成梯子状。如图3所示，从z轴方向俯视时，开口30与信号线20重叠，并相对于信号线20呈线对称形状。即，信号线20横切开口30在y轴方向上的中央。
而且，相对于与信号线20正交的(即，沿y轴方向延伸的)直线A呈线对称形状，该直线A通过开口30在信号线20延伸的方向(x轴方向)上的中央。以下进行更详细的说明。
将包含开口30在x轴方向上的中央的区域定义为区域A1。此外，将与桥接部60相对应的区域定义为区域A2。此外，将位于区域A1与区域A2之间的区域定义为区域A3。区域A3位于区域A1的x轴方向的两侧，与区域A1和区域A2各自邻接。区域A2的x轴方向的长度(即，桥接部60的长度)例如为25～200μm。本实施方式中，区域A2的x轴方向的长度为100μm。
如图3所示，直线A通过区域A1在x轴方向上的中央。而且，区域A1中的开口30在与信号线20正交的方向(y轴方向)上的宽度W1比区域A3中的开口30在y轴方向上的宽度W2要宽。即，开口30具有开口30在x轴方向上的中央附近的宽度比开口30的其他部分的宽度要宽的形状，且相对于直线A呈线对称形状。而且，在开口30中，y轴方向的宽度成为宽度W1的区域为区域A1，y轴方向的宽度成为宽度W2的区域为区域A3。因此，开口30在区域A1和A3的边界存在阶梯差。宽度W1例如为500～1500μm。本实施方式中，宽度W1为900μm。此外，宽度W2例如为250～750μm。本实施方式中，宽度W2为480μm。
此外，开口30在x轴方向的长度G1例如为1～5mm。本实施方式中，长度G1为3mm。此处，长度G1比开口30中的最大宽度即宽度W1要长。而且，长度G1优选为宽度W1的两倍以上。
此外，接地导体22中，在相邻的开口30之间未设有开口。更详细而言，在由相邻的开口30夹住的区域A2内，导体层均匀地延伸，不存在开口。
如图2所示，接地导体24(第二接地导体)在电介质主体12内设置在信号线20的z轴方向的负方向侧，更详细而言，设置在电介质片材18c的表面上。接地导体24是形成为在电介质片材18a的表面上沿x轴方向连续延伸的长方形的、所谓整块状的导体，并经由电介质片材18b与信号线20相对。另外，接地导体22不必在其形成区域完全覆盖信号线20，例如，也可以在接地导体22的规定位置设置微小的孔等，以释放在热压接电介质片材18的热塑性树脂时所产生的气体。接地导体24由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
如上所述，信号线20被接地导体22、24从z轴方向的两侧夹着。即，信号线20及接地导体22、24构成三层板型的带状线结构。此外，如图4所示，信号线20与接地导体22之间的间隔与电介质片材18a的厚度T1基本相等，例如，为10～100μm。在本实施方式中，信号线20与接地导体22之间的间隔为50μm。另一方面，如图4所示，信号线20与接地导体24之间的间隔与电介质片材18b的厚度T2基本相等，例如，为50～300μm。在本实施方式中，信号线20与接地导体24之间的间隔为150μm。即，厚度T2设计得比厚度T1要大。即，信号线20配置在比接地导体24更靠近接地导体22的位置上。
通孔导体b1在z轴方向上贯通电介质片材18a，将外部端子16a和信号线20的在x轴方向的负方向侧的端部进行连接。通孔导体b2在z轴方向上贯通电介质片材18a，将外部端子16b和信号线20的在x轴方向的正方向侧的端部进行连接。由此，信号线20连接在外部端子16a和16b之间。
通孔导体b3在z轴方向上贯通电介质片材18a，将外部端子16c和连接导体26a进行连接。通孔导体b4在z轴方向上贯通电介质片材18b，将连接导体26a和接地导体24进行连接。由此，接地导体24经由通孔导体b3、b4及连接导体26a与外部端子16c相连接。
通孔导体b5在z轴方向上贯通电介质片材18a，将外部端子16d和连接导体26b进行连接。通孔导体b6在z轴方向上贯通电介质片材18b，将连接导体26b和接地导体24进行连接。由此，接地导体24经由通孔导体b5、b6及连接导体26b与外部端子16d相连接。通孔导体b1～b5由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
通孔导体B1、B2在z轴方向上分别贯通电介质片材18a、18b，在电介质片材18a、18b上各设置多个。而且，通孔导体B1、B2相互连接而构成一根通孔导体，从而接地导体22与接地导体24相连接。由此，接地导体22经由通孔导体B1、B2、接地导体24、通孔导体b3、b4及连接导体26与外部端子16c、16d相连接。
此外，如图3所示，通孔导体B1、B2在电介质片材18a、18b的各区域A2各自设置两个。另外，图3中，通孔导体B1、B2从区域A2朝区域A3有稍许伸出，但通孔导体B1、B2的中心位于区域A2内。此外，通孔导体B1、B2在x轴方向上未设于被开口30夹着的区域内。即，通孔导体B1、B2设置在开口30的y轴方向的正方向侧及负方向侧。通孔导体B1、B2由以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料、优选金属箔制成。
保护材料14设置在电介质片材18a的表面上，以覆盖接地导体22。保护材料14例如由抗蚀材料等挠性树脂构成。
在具有以上结构的高频信号线路10中，信号线20的特性阻抗在相邻的两个桥接部60之间进行如下变动：随着从一个桥接部60接近另一个桥接部60，信号线20的特性阻抗按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加，然后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。更详细而言，开口30在区域A1中具有宽度W1，在区域A3中具有比宽度W1要小的宽度W2。因此，在区域A1中的信号线20与接地导体22之间的距离比区域A3中的信号线20与接地导体22之间的距离要大。由此，区域A1中的信号线20所产生的磁场的强度比区域A3中的信号线20所产生的磁场的强度要大，区域A1中的电感分量增大。即，在区域A1中，以L性为主。
此外，在区域A2中设有桥接部60。因此，在区域A3中的信号线20与接地导体22之间的距离比区域A2中的信号线20与接地导体22之间的距离要大。由此，区域A2中的信号线20所产生的静电电容比区域A3中的信号线20所产生的静电电容要大，而且，信号线20在区域A2中的磁场强度比区域A3中的磁场强度要小。即，区域A2中，以C性为主。
如上所述，信号线20的特性阻抗在区域A1中成为最大值Z1。即，开口30在信号线20的特性阻抗成为最大值Z1的位置处具有宽度W1。此外，信号线20的特性阻抗在区域A3中成为中间值Z3。即，开口30在信号线20的特性阻抗成为中间值Z3的位置处具有宽度W2。此外，信号线20的特性阻抗在区域A2中成为最小值Z2。
由此，高频信号线路10具有图5所示的电路结构。更详细而言，在区域A1中，信号线20与接地导体22之间基本没有静电电容产生，因此，主要通过信号线20的电感L1产生特性阻抗Z1。此外，在区域A2中，信号线20与接地导体22之间产生较大的静电电容C3，因此，主要通过静电电容C3产生特性阻抗Z2。此外，在区域A3中，信号线20与接地导体22之间产生比静电电容C3要小的静电电容C2，因此，通过信号线20的电感L2及静电电容C2产生特性阻抗Z3。此外，特性阻抗Z3例如为55Ω。特性阻抗Z1比特性阻抗Z3要高，例如为70Ω。特性阻抗Z2比特性阻抗Z3要低，例如为30Ω。此外，整个高频信号线路10的特性阻抗为50Ω。
高频信号线路10如以下说明的那样进行使用。具体而言，高频信号线路10在图1所示的折弯状态下收纳在电子设备内，将内置于电子设备的第一高频电路和第二高频电路进行连接。例如，第一高频电路是天线元件，第二高频电路是供电电路。高频信号线路10的在x轴方向的负方向侧的端部与设有第一高频电路的基板(第一电路基板)的连接器相连接。此时，外部端子16a与第一电路基板的连接器内的信号端子接触，外部端子16d与第一电路基板的连接器内的接地端子接触。此外，高频信号线路10的在x轴方向的负方向侧的端部与设有第二高频电路的基板(第二电路基板)的连接器相连接。此时，外部端子16b与第二电路基板的连接器内的信号端子接触，外部端子16c与第二电路基板的连接器内的接地端子接触。由此，对外部端子16c、16d施加有接地电位，对外部端子16a、16b施加有高频信号(例如2GHz)。
(高频信号线路的制造方法)
以下，参照图2对高频信号线路10的制造方法进行说明。以下，以制作一个高频信号线路10的情况为例进行说明，但实际上，通过层叠和切割大尺寸的电介质片材，能同时制作多个高频信号线路10。
首先，准备在整个表面形成有铜箔的由热塑性树脂构成的电介质片材18(18a～18c)。对电介质片材18的铜箔的表面例如实施用于防锈的镀锌，从而实现平滑化。电介质片材18是具有20μm～80μm的厚度的液晶聚合物。此外，铜箔的厚度为10μm～20μm。
接下来，通过光刻工序，在电介质片材18a的表面上形成图2所示的外部端子16及接地导体22。具体而言，在电介质片材18a的铜箔上，印刷与图2所示的外部端子16及接地导体22形状相同的抗蚀剂。然后，对铜箔实施蚀刻处理，从而除去未被抗蚀剂覆盖的部分的铜箔。此后，除去抗蚀剂。由此，在电介质片材18a的表面上形成图2所示那样的外部端子16及接地导体22。
接下来，通过光刻工序，在电介质片材18b的表面上形成图2所示的信号线20及连接导体26。此外，通过光刻工序，在电介质片材18c的表面上形成图2所示的接地导体24。另外，这些光刻工序与形成外部端子16及接地导体22时的光刻工序相同，因此省略说明。
接下来，从背面侧对电介质片材18a、18b的形成通孔导体b1～b6、B1、B2的位置照射激光束，从而形成通孔。此后，将导电性糊料填充到形成于电介质片材18a、18b的通孔内。
接下来，将电介质片材18a～18c从z轴方向的正方向侧朝负方向侧按此顺序进行层叠，以将接地导体22、信号线20、及接地导体24构成带状线结构。而且，通过从z轴方向的正方向侧及负方向侧对电介质片材18a～18c加热并施加压力，使电介质片材18a～18c软化、压接而一体化，并使填充于通孔的导电性糊料固化，从而形成图2所示的通孔导体b1～b6、B1、B2。另外，也可使用环氧类树脂等粘接剂将各电介质片材18一体化，来代替利用热及压力所进行的压接。此外，对于通孔b1～b6、B1、B2，也可以通过在使电介质片材18一体化之后形成贯通孔，在贯通孔内填充导电性糊料或形成镀膜来形成。
最后，通过涂布树脂糊料，在电介质片材18a上形成保护材料14。由此，获得图1所示的高频信号线路10。
(效果)
根据高频信号线路10，信号线20的特性阻抗在相邻的两个桥接部60之间进行如下变动：随着从一个桥接部60接近另一个桥接部60，信号线20的特性阻抗按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加，然后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。由此，能实现高频信号线路10的薄型化，并且，尽管是薄型，但由于能扩大信号线20的电极宽度，因此，在信号线20及接地导体22、24中，能扩大流过高频电流的电极部分的表面积，减小高频信号的传输损耗。此外，如图3所示，一个周期(区域A1、两个区域A2、及两个区域A3)的长度C为较短的1～5mm，因此，能抑制更高频带的无用辐射，改善传输损耗。此外，通过在区域A1的两端设置区域A3，使由流过信号线的电流所产生的强磁场不直接传到区域A2，因此，能使区域A2的接地电位稳定，维持接地导体22的屏蔽效果。由此，能抑制无用辐射的产生。其结果是，在高频信号线路10中，即使减小信号线20与接地导体22、24之间的距离，也能扩大信号线20的电极宽度，在维持特性阻抗的情况下减小传输损耗，能实现无用辐射较小的高频信号线路10的薄型化。因此，能容易地折弯高频信号线路10，能将高频信号线路10弯曲使用。
此外，根据高频信号线路10，接地导体22中的接地电位稳定，从而能降低传输损耗，还能提高屏蔽特性。带状线结构的信号线路中，流过信号线的高频电流和流过接地的高频电流在某一瞬间彼此朝相反的方向流动。即，为了减小整个信号线路的传输损耗，必须同时减小信号线中的高频电阻及接地中的高频电阻。然而，如图17所示，若单纯地使接地层604中的桥接部607的宽度X2变窄，则桥接部602中的不需要的电感分量增大，不仅作为接地层604的高频电阻增大，而且由于桥接部607与信号线路602的磁场耦合所产生的互感(更严格地说，桥接部中的不需要的电感分量与信号线路的电感分量的磁耦合)，桥接部607中的不需要的电感分量进一步增大。
此外，图17的柔性基板600中，在信号线路602中，与接地层604重叠的部分和与开口606重叠的部分交替排列。在信号线路602中未与接地层604重叠的部分的磁场能量对在信号线路602中与开口606重叠的部分的接地导体引起涡电流。因此，和信号线路602与开口606的重叠部分相对的接地导体部分的接地电位随磁场而变动。因此，在信号线路602中未与开口602重叠的部分的屏蔽性发生劣变，从而产生无用辐射。其结果是，信号线路602发生传输损耗。
换言之，若只是单纯减小桥接部607的宽度，则桥接部607的不需要的电感分量增大，而且接地层604的接地电位发生浮动，其屏蔽效果消失，其结果是，会产生无用辐射。尤其在桥接部607的宽度X2变窄时其倾向更为显著。
另一方面，本实施方式的高频信号线路10中，区域A1中的开口30的宽度W1比区域A3中的开口30的宽度W2要宽。由此，高频信号线路10中，位于区域A1内的信号线20的磁场能量比位于区域A3内的信号线20的磁场能量要高。此外，位于区域A2内的信号线20的磁场能量比位于区域A3内的信号线20的磁场能量要低。因此，信号线20的特性阻抗按照Z2、Z3、Z1、Z3、Z2…的顺序重复变动。因此，在信号线20中，x轴方向上相邻的部分中的磁场能量的变动得到缓和。其结果是，在单位结构(区域A1～A3)的边界，磁场能量减小，从而抑制接地导体的接地电位的变动，抑制无用辐射的产生和高频信号的传输损耗。换言之，通过区域A3，能抑制桥接部中产生不需要的电感分量，其结果是，能减小桥接部与信号线之间的互感分量，还能使接地电位稳定。因此，尽管是薄型、在接地导体上具有较大的开口部，但仍然能降低无用辐射，且能减小高频信号的传输损耗。
此外，通过在桥接部的延伸方向上配置通孔导体B1，能进一步抑制桥接部中产生不需要的电感分量。尤其是，通过使开口30的在X轴方向上的长度G1(即，桥接部之间的长度)比区域A1中的开口部的宽度W1要长，能在尽量增大开口部面积以实现规定的特性阻抗的同时，抑制无用辐射的产生。
此外，开口30构成为在信号线20延伸的方向(x轴方向)上周期性配置的结构的单位结构。由此，能根据开口30的在x轴方向上的长度来决定开口30内的信号线20的特性阻抗的频率特性。即，开口30的长度G1越短，则越能将信号线20的特性阻抗的频率特性扩大到更高频带。开口30的长度G1越长，则越能使区域A1的W1变窄，使开口部变细。因此，能减小无用辐射，减小传输损耗，因此，能实现高频信号线路的阻抗特性的宽频带化、稳定化。
此外，基于以下的理由也能将高频信号线路10弯曲使用。高频信号线路10中，在区域A1，由于开口30的在y轴方向上的宽度最大，因此最容易弯曲。另一方面，在区域A2，由于未设有开口30，因此最不易弯曲。因此，在高频信号线路10被折弯使用的情况下，区域A1被折弯，而区域A2基本不被折弯。为此，高频信号线路10中，比电介质片材18要不易变形的通孔导体B1、B2设于区域A2。由此，能容易地弯曲区域A1。
另外，高频信号线路10中，通过调整信号线20与接地导体22之间的距离T1的大小、以及信号线20与接地导体24之间的距离T2的大小，也能获得所希望的特性阻抗。
此外，在高频信号线路10中，根据以下说明的理由，开口30在信号线20延伸的方向上的长度G1比宽度W1要长。即，高频信号线路10中的高频信号的传输模式是TEM模式。TEM模式中，电场及磁场与高频信号的传输方向(x轴方向)正交而形成。即，磁场以将信号线20作为中心来画圆的方式产生，电场从信号线20向接地导体22、24以呈发射状的方式产生。此处，若在接地导体22上设有开口30，则磁场画出圆形，因此，在开口30，仅以半径有稍许增大的方式膨胀，不会向高频信号线路10的外部较大地泄漏。另一方面，一部分电场朝高频信号线路10的外部发射。因此，高频信号线路10的无用辐射中，电场发射占有较大的比例。
此处，电场与高频信号的传输方向(x轴方向)正交，因此，若开口30的在y轴方向上的宽度W1增大，则从开口30发射出的电场的量增多(无用辐射增加)。另一方面，宽度W1越大，则越能提高高频传输线路10的特性阻抗，但对于高频传输线路10，在与高频信号的传输方向(x轴方向)正交的方向上，与信号线20相隔其线宽的大致三倍的距离处电场基本消失，因此，即使进一步扩大宽度W1，也无法进一步提高特性阻抗。因此，考虑到宽度W1越大、无用辐射就越增加的情况，过度扩大宽度W1不是优选的。而且，若宽度W1达到高频信号的波长的1／2附近，则会作为槽形天线而辐射出电磁波，进一步增加无用辐射。
另一方面，对于开口30的在x轴方向上的长度G1，由于其长度越长，越能减少信号线20的与接地导体22相对的相对面积，因此能扩大信号线20的线宽。由此，具有能减小信号线20中的高频电阻值的优点。
此外，在长度G1比宽度W1要大的情况下，接地导体22中的逆电流(涡电流)的高频电阻值减小。
综上所述，优选长度G1比宽度W1要长，更优选为两倍以上。但是，若长度G1接近高频信号的波长的1／2，则会作为槽形天线而从开口30辐射出电磁波，因此，应该考虑长度G1需要相对于波长足够短。
(实施方式2)
以下参照附图对实施方式2所涉及的高频信号线路进行说明。图6是实施方式2所涉及的高频信号线路10a的分解图。图7是表示实施方式2所涉及的高频信号线路10a的信号线20的阻抗的曲线图。
高频信号线路10a与高频信号线路10的不同点在于：开口30的形状与开口30a的形状不同。更详细而言，如图2所示，开口30的在y轴方向上的宽度阶段性变化。与之不同的是，开口30a的在y轴方向上的宽度连续地变化。更详细而言，开口30a的在y轴方向上的宽度在x轴方向上随着离开开口30a的中央而连续地减小。由此，如图7所示，信号线20的磁场能量及特性阻抗周期性地、连续地发生变化。
另外，如图6所示，高频信号线路10a中，区域A1设置成以直线A为中心，其是包含开口30a的在y轴方向上的宽度成为宽度W1的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A1内成为最大值Z1。此外，区域A2设置在开口30a之间，其是设有桥接部60的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A2内成为最小值Z2。此外，区域A3夹在区域A1和区域A2之间，其是包含开口30a的在y轴方向上的宽度成为宽度W2的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A3内成为中间值Z3。
此处，区域A1只要包含开口30a的在y轴方向上的宽度成为宽度W1的部分即可，区域A3只要包含开口30a的在y轴方向上的宽度成为W2的部分即可。因此，本实施方式中，区域A1与区域A3的边界无法特别明确地确定。为此，作为区域A1与区域A3的边界，例如，可以列举出开口30a的在y轴方向上的宽度成为(W1＋W2)／2的位置。
即使在具有以上结构的高频信号线路10a中，也能与高频信号线路10同样地弯曲使用，能降低无用辐射，还能抑制信号线20内的传输损耗。
(实施方式3)
以下，参照附图对实施方式3所涉及的高频信号线路进行说明。图8是实施方式3所涉及的高频信号线路10b的分解图。
高频信号线路10b与高频信号线路10的不同点在于：有无接地导体40、42。更详细而言，在高频信号线路10b中，在电介质片材18b的表面上、即与设有信号线的层相同的层上设有接地导体40、42。接地导体40是在信号线20的y轴方向的正方向侧沿x轴方向延伸的长方形导体。接地导体40经由通孔导体B1、B2与接地导体22、24相连接。此外，接地导体42是在信号线20的y轴方向的负方向侧沿x轴方向延伸的长方形导体。接地导体42经由通孔导体B1、B2与接地导体22、24相连接。
在上述的高频信号线路10b中，在信号线20的y轴方向的两侧也设有接地导体40、42，因此，能抑制无用辐射从信号线20朝y轴方向的两侧泄漏。
(实施方式4)
以下，参照附图对实施方式4所涉及的高频信号线路进行说明。图9是实施方式4所涉及的高频信号线路10c的分解图。
高频信号线路10c与高频信号线路10的不同点在于：在接地导体24上设有与开口30相同形状的开口31。从z轴方向俯视时，开口31与开口30以一致的状态重叠，但本发明中，开口30与开口31也可以是不同的周期、错开的配置、或错开的形状。
在具有以上结构的高频信号线路10c中，也能与高频信号线路10同样地弯曲使用，能降低无用辐射，还能抑制信号线20内的信号发生反射。
(实施方式5)
以下，参照附图对实施方式5所涉及的高频信号线路进行说明。图10是实施方式5所涉及的高频信号线路10d的分解图。
高频信号线路10d与高频信号线路10b的不同点在于：在x轴方向上存在未设有接地导体22、24的区域A4。具体而言，如图10所示，在高频信号线路10d中，在区域A4中未设有接地导体22、24。因此，接地导体22、24分别被一分为二。由此，区域A4容易弯曲，能容易地折弯高频信号线路10d。
由于未设有接地导体22、24的区域A4的特性阻抗增大，因此，在接地导体22中，优选使区域A4附近的桥接部的宽度比其他部分的桥接部的宽度要宽，以降低阻抗，从而调整区域A4附近的特性阻抗。
(实施方式6)
以下，参照附图对实施方式6所涉及的高频信号线路进行说明。图11是实施方式6所涉及的高频信号线路10e的分解图。
高频信号线路10e与高频信号线路10的不同点在于：开口30的形状与开口44a、44b的形状不同。更详细而言，开口44a、44b具有将开口30一分为二成y轴方向的正方向侧和负方向侧的形状。在高频信号线路10e中，在开口44a和44b之间设有沿x轴方向延伸的线状导体46。线状导体46构成接地导体22的一部分，从z轴方向俯视时，与信号线20重叠。
上述的高频信号线路10e中，多个开口44a沿着信号线20排列设置，且多个开口44b沿着信号线20排列设置。由此，区域A1中的信号线20的特性阻抗成为最大值Z1。此外，区域A3中的信号线20的特性阻抗成为中间值Z3。此外，区域A2中的信号线20的特性阻抗成为最小值Z2。
另外，在高频信号线路10e中，如图11所示，线状导体46的线宽设为比信号线20的线宽要细。因此，在z轴方向俯视时，信号线20从线状导体46伸出。然而，线状导体46的线宽也可以比信号线20要宽。而且，信号线20也可以不从线状导体46伸出。即，开口44a、44b并非必须与信号线20重叠。同样，开口30、30a、31也可以不与信号线20重叠。高频信号线路10e中，流过线状导体46及接地导体22、24的高频电流的方向与流过信号线20的高频电流的方向相反，因此，即使信号线20从线状导体46伸出，无用辐射的抑制效果也比高频信号线路10要大。
(实施方式7)
以下，参照附图对实施方式7所涉及的高频信号线路进行说明。图12是实施方式7所涉及的高频信号线路10f的分解图。图13是从层叠方向的上侧透视图12的高频信号线路10f所得到的图。
高频信号线路10f与高频信号线路10的第一不同点在于：桥接部60处的信号线20的线宽比信号线20的特性阻抗成为最大值Z1的位置处的信号线20的线宽要细。高频信号线路10f与高频信号线路10的第二不同点在于：在信号线20的特性阻抗成为中间值Z3的位置(即，开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)、与信号线20的特性阻抗成为最大值Z1的位置(即，开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W1的位置)之间，开口30呈锥形。高频信号线路10f与高频信号线路10的第三不同点在于：在信号线20的特性阻抗成为中间值Z3的位置(即，开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与桥接部60之间，开口30呈锥形。
首先，对高频信号线路10f中的区域A1～A3的定义进行说明。在开口30中，区域A1是y轴方向的宽度成为宽度W1的区域。区域A2是与桥接部60相对应的区域。区域A3夹在区域A1和区域A2之间，是在开口30中，将y轴方向的宽度成为宽度W2的区域包含在内的区域。
对第一不同点进行说明。如图12及图13所示，信号线20在区域A1中的线宽为线宽Wb。另一方面，信号线20在区域A1中的信号线20的线宽为比线宽Wb要粗的线宽Wa。线宽Wa例如为100～500μm。本实施方式中，线宽Wa为350μm。线宽Wb例如为25～250μm。本实施方式中，线宽Wb为100μm。这样，区域A2中的信号线20的线宽比区域A1中的信号线20的线宽要细，从而信号线20与桥接部60重叠的面积减小。其结果是，能降低信号线20与桥接部60之间产生的寄生电容。而且，由于与开口部30重叠的部分的信号线20的线宽为线宽Wa，因此，能抑制上述部分的信号线20的电感值的增加。而且，由于不是整个信号线20的线宽变细，而是信号线20的线宽局部变细，因此，能抑制信号线20的电阻值的增加。
此外，信号线20在线宽发生变化的部分呈锥形。由此，信号线20的线宽发生变化的部分的电阻值的变动变得缓和，能抑制在信号线20的线宽发生变化的部分发生高频信号的反射。
对第二不同点进行说明。在开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W1的位置之间，开口30呈锥形。即，区域A3的在x轴方向上的两端呈锥形。由此，能降低流过接地导体22的电流的损耗。
对第三不同点进行说明。对于开口30，在开口30的在y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与桥接部60之间，开口30呈锥形。由此，桥接部60的在y轴方向上的两端呈锥形。因此，桥接部60的在x轴方向上的线宽在与信号线20重叠的部分比其他部分要细。其结果是，能降低桥接部60与信号线20之间产生的寄生电容。此外，由于不是整个桥接部60的线宽变细，而是桥接部60的线宽局部变细，因此，能抑制桥接部60的电阻值及电感值的增加。
(实施方式8)
以下，参照附图对实施方式8所涉及的高频信号线路进行说明。图14是实施方式8所涉及的高频信号线路10g的分解图。图15是从层叠方向的上侧透视图14的高频信号线路10g所得到的图。
高频信号线路10g与高频信号线路10c的不同点在于：设有浮动导体50、52。更详细而言，高频信号线路10g还包括电介质片材18d、18e及浮动导体50、52。电介质片材18d层叠在电介质片材18a的z轴方向的正方向侧。电介质片材18e层叠在电介质片材18c的z轴方向的负方向侧。
如图14及图15所示，浮动导体50是呈长方形的导体层，其设置在电介质片材18d的表面上。由此，浮动导体50相对于接地导体22设置在信号线20的相反侧。
此外，从z轴方向俯视时，浮动导体50与信号线20及接地导体22相对。如图15所示，浮动导体50的在y轴方向上的宽度W3比区域A1中的开口30的宽度W1要细，比区域A3中的开口30的宽度W2要粗。由此，桥接部60被浮动导体50覆盖。
此外，浮动导体50没有与信号线20、接地导体22等导体层进行电连接，成为浮动电位。浮动电位是信号线20与接地导体22之间的电位。
此外，浮动导体50的在z轴方向的正方向侧的面被保护材料14覆盖。
如图14及图15所示，浮动导体52是呈长方形的导体层，其设置在电介质片材18e的表面上。由此，浮动导体52相对于接地导体24设置在信号线20的相反侧。
此外，从z轴方向俯视时，浮动导体52与信号线20及接地导体24相对。浮动导体52的在y轴方向上的宽度W3比区域A1中的开口31的宽度W1要细，比区域A3中的开口31的宽度W2要粗。由此，桥接部60被浮动导体52覆盖。
此外，浮动导体52没有与信号线20、接地导体24等导体层进行电连接，成为浮动电位。浮动电位是信号线20与接地导体24之间的电位。
通过设置浮动导体50、52，能抑制信号线20的特性阻抗发生变动。更详细而言，高频信号线路10g例如在移动电话的内部使用。在此情况下，在高频信号线路10g附近配置有电介质或金属等。因此，信号线20的特性阻抗有可能发生变动。尤其是，若电介质或金属等经由开口30、31与信号线20相对，则信号线20的特性阻抗发生较大地变动。
为此，在高频信号线路10g中设有浮动导体50、52。由此，能防止信号线20与电介质或金属等直接相对。其结果是，能抑制信号线20的特性阻抗的变动。
此外，高频信号线路10g中，即使因浮动导体50、52与信号线20相对而在信号线20与浮动导体50、52之间产生浮动电容，信号线20的特性阻抗也不易变动。更详细而言，浮动导体50、52由于未与信号线20、接地导体22、24进行电连接，因此，成为浮动电位。因此，信号线20与浮动导体50之间的浮动电容、以及浮动导体50、52与接地导体22、24之间的浮动电容串联连接。
此处，浮动导体50、52的宽度W3比区域A1中的开口30、31的宽度W1要细，比区域A3中的开口30、31的宽度W2要粗。因此，接地导体22、24与浮动导体50、52相对的面积较小，接地导体22、24与浮动导体50、52之间的浮动电容也较小。因此，串联连接的信号线20与浮动导体50之间的浮动电容、以及浮动导体50、52与接地导体22、24之间的浮动电容的合成电容减小。因此，通过设置浮动导体50、52，信号线20的特性阻抗产生的变动也较小。
(其他实施方式)
本发明所涉及的高频信号线路并不限于上述实施方式所涉及的高频信号线路10、10a～10g，能在其要点的范围内进行变更。另外，高频信号线路10、10a～10g中，多个开口30、31、44a、44b具有相同形状。然而，多个开口30、31、44a、44b中的一部分的形状也可以与其他多个开口30、31、44a、44b的形状不同。例如，多个开口30、31、44a、44b中的规定的开口30、31、44a、44b以外的开口30、31、44a、44b的在x轴方向上的长度也可以比该规定的开口30、31、44a、44b的在x轴方向上的长度要长。由此，在设有规定的开口30、31、44a、44b的区域，能容易地弯曲高频信号线路10、10a～10g。
另外，也可以将高频信号线路10、10a～10g所示的结构进行组合。
此外，各实施方式中，使用带状线结构的高频传输线路进行了说明，但第二接地导体并不是必须的，也可以是不包括第二接地导体的微带线结构的高频传输线路。此外，电介质主体也可以是在单层的基板的一个主面具有信号线，在另一个主面具有第一接地导体的结构。
此外，高频信号线路10、10a～10g中，信号线20的特性阻抗在相邻的两个桥接部60之间进行如下变动：随着从一个桥接部60接近另一个桥接部60，信号线20的特性阻抗按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加，然后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。然而，信号线20的特性阻抗在相邻的两个桥接部60之间也可以进行如下变动：随着从一个桥接部60接近另一个桥接部60，信号线20的特性阻抗按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Z1的顺序增加，然后，再按照最大值Z1、中间值Z4、最小值Z2的顺序减少。即，中间值Z3与中间值Z4也可以不同。例如，开口30、31、44a、44b也可以不是相对于直线A线对称的形状。但是，需要中间值Z4比最小值Z2要大，且比最大值Z1要小。
此外，相邻的两个桥接部60之间，最小值Z2的值也可以不同。即，只要将高频信号线路10、10a～10g作为整体而调整为规定的特性阻抗，则不必使所有的最小值Z2的值都相同。但是，需要使一个桥接部60一侧的最小值Z2比中间值Z3要低，另一个桥接部60一侧的最小值Z2比中间值Z4要低。
工业上的实用性
如上所述，本发明适用于高频信号线路，尤其在能弯曲使用、能降低无用辐射、还能抑制信号线内的信号发生反射和抑制传输损耗方面有优势。
标号说明
A1～A4区域
B1、B2通孔导体
10、10a～10g高频信号线路
12电介质主体
14保护材料
16a～16d外部端子
18a～18e电介质片材
20信号线
22、24、40、42接地导体
26连接导体
30、30a、31、44a、44b开口
46线状导体
50、52浮动导体
60桥接部

Claims (16)

1.一种高频信号线路，其特征在于，包括：
电介质主体，由多个电介质层层叠而构成；
线状的信号线，该信号线设置在所述电介质主体中；
第一接地导体，该第一接地导体设置在所述电介质主体中，且与所述信号线相对；以及
第二接地导体，该第二接地导体设置在所述电介质主体中，且以和所述第一接地导体之间夹着所述信号线的方式与所述第一接地导体相对，
所述第一接地导体中，沿着所述信号线交替地设有多个开口和设于所述多个开口之间的桥接部，
所述信号线设置在比所述第二接地导体更靠近所述第一接地导体的位置上，
在从层叠方向俯视时，所述开口的宽度以在相邻的两个所述桥接部间，随着从一个所述桥接部接近另一个所述桥接部而连续增加之后又连续减少的方式，发生变动，
在从层叠方向俯视时，所述桥接部在与所述信号线相重叠的部分中，在该信号线的延伸方向及与该信号线的延伸方向相正交的方向上具有相同的宽度，
所述信号线的特性阻抗在相邻的两个所述桥接部之间进行如下变动：随着从一个所述桥接部接近另一个所述桥接部，所述信号线的特性阻抗按照最小值、第一中间值、最大值的顺序连续地增加，然后，再按照最大值、第二中间值、最小值的顺序连续地减少。
2.如权利要求1所述的高频信号线路，其特征在于，
所述电介质主体具有挠性。
3.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
在所述信号线的特性阻抗成为所述最大值的位置，所述开口在与该信号线延伸的方向正交的方向上具有第一宽度，且在该信号线的特性阻抗成为所述第一中间值的位置，所述开口在与该信号线延伸的方向正交的方向上具有比该第一宽度要小的第二宽度。
4.如权利要求3所述的高频信号线路，其特征在于，
所述开口在所述信号线延伸的方向上的长度比所述第一宽度要长。
5.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述开口相对于所述信号线呈线对称形状。
6.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
在所述第一接地导体上，在相邻的所述开口之间未设置开口。
7.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述开口在与所述信号线延伸的方向正交的方向上的宽度随着在该信号线延伸的方向上远离该开口的中央而连续地减小。
8.如权利要求7所述的高频信号线路，其特征在于，
所述电介质主体由多个电介质层层叠而成，
所述高频信号线路还包括通孔导体，该通孔导体贯通所述电介质层，且将所述第一接地导体和所述第二接地导体进行连接。
9.如权利要求7所述的高频信号线路，其特征在于，
所述电介质主体由多个电介质层层叠而成，
在所述电介质层的厚度方向上，将所述信号线配置成比所述第二接地导体更靠近所述第一接地导体。
10.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述第一接地导体还包括沿着所述信号线而延伸的线状导体。
11.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述桥接部处的所述信号线的线宽比该信号线的特性阻抗成为最大的位置处的该信号线的线宽要细。
12.如权利要求11所述的高频信号线路，其特征在于，
所述信号线在线宽发生变化的部分呈锥形。
13.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
在所述信号线的特性阻抗成为所述第一中间值的位置与该信号线的特性阻抗成为所述最大值的位置之间，所述开口呈锥形。
14.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
在所述信号线的特性阻抗成为所述第一中间值的位置与所述桥接部之间，所述开口呈锥形。
15.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述信号线与所述开口重叠。
16.如权利要求1或2所述的高频信号线路，其特征在于，
所述信号线的特性阻抗成为最小值的位置是所述桥接部。
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