KR20060131985A - 전력 제어 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

적어도 몇 가지 유형의 부하로의 전력을 제공 및 제어하는 방법 및 장치. 일례에서, 부하로부터의 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고(즉, 부하 전압 및/또는 부하 전류를 모니터링하지 않고) 부하에 제어된 미리 정해진 전력이 제공된다. 다른 예에서, LED-기반 광원에 대한 "피드-포워드" 전력 구동기는 DC-DC 컨버터와 광원 제어기의 기능을 겸비하고 있으며, 광원에 제공되는 전압 또는 전류를 모니터링 및/또는 조절하지 않고 주어진 기간에 광원에 전달된 평균 전력을 변조하는 것에 기초하여 광원에 의해 발생되는 광의 세기를 제어하도록 구성되어 있다. 여러 가지 예에서, 보다 적은 구성요소, 보다 높은 전체 전력 효율, 및 보다 작은 공간 요건을 갖는 상당히 간소화된 회로가 실현된다. 여러 가지 전력 구동기 구성에 기초하여, 하나 이상의 LED-기반 부하에 대한 하나 이상의 전력 구동기를 포함하는 조명 장치가 구현될 수 있으며, 다수의 이러한 조명 장치는 조명 네트워크를 형성하기 위해 서로 연결될 수 있으며, 이 네트워크를 통해 동작 전력이 효율적으로 제공된다.
전력 제어, 역률 보정 장치, DC-DC 컨버터, 조명 장치

Description

전력 제어 방법 및 장치{POWER CONTROL METHODS AND APPARATUS}
본 발명은 일반적으로 부하에 전달되는 전력을 제어하는 것에 관한 것이다. 몇몇 예들에서, 부하로부터의 어떤 피드백도 필요로 하지 않고(예를 들어, 부하 전압 및 전류를 모니터링하지 않고) 및/또는 부하 전압 또는 부하 전류의 조절을 필요로 하지 않고 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공된다.
DC-DC 컨버터는 DC 입력 전압을 받아서 DC 출력 전압을 제공하는 공지의 전기 장치이다. DC-DC 컨버터는 일반적으로 어떤 경우에 조절된 출력 전압(regulated output voltage)과 다른 비조절된 DC 입력 전압(unregulated DC input voltage)에 기초하여 부하에 조절된 DC 출력 전압을 제공하도록 구성되어 있다. 예를 들어, 배터리가 대략 12 볼트의 비조절된 전압을 갖는 DC 전원을 제공하는 다수의 자동차 응용에서, DC-DC 컨버터는 차량 내의 여러 가지 전자 회로(계기, 부속품, 엔진 제어, 조명, 라디오/스테레오, 기타 등등)를 구동하기 위해 비조절된 12 볼트 DC를 입력으로서 받아서 조절된 DC 출력 전압을 제공하는 데 이용될 수 있다. 조절된 DC 출력 전압은 배터리로부터의 입력 전압보다 낮거나, 높거나 또는 그와 동일할 수 있다.
보다 일반적으로, DC-DC 컨버터는 배터리 등의 다양한 DC 전원 중 임의의 것 에 의해 제공된 비조절된 전압을 주어진 부하를 구동하기 위한 더욱 적절한 조절된 전압으로 변환하는 데 이용될 수 있다. 어떤 경우들에서, 비조절된 DC 입력 전압은 브리지 정류기/필터 회로 구성에 의해 정류되고 필터링되는 120 Vrms/ 60Hz AC 선로 전압 등의 AC 전원으로부터 도출될 수 있다. 이 경우에, 이하에 더 기술하는 바와 같이, 아마도 위험한 전압들이 포함되어 있는 경우 안전한 동작을 보장하기 위해 DC-DC 컨버터에서 보호 분리 요소(protective isolation component)가 일반적으로 이용된다.
도 1은 보다 높은 비조절된 DC 입력 전압(30)(Vin)에 기초하여 부하(40)에 조절된 DC 출력 전압(32)(Vout)을 제공하도록 구성된 종래의 스텝-다운 DC-DC 컨버터(50)의 회로도를 나타낸 것이다. 도 1의 스텝-다운 컨버터는 또한 통상적으로 "강압용" 컨버터(buck converter)라고 불리운다. 기능적인 관점에서 볼 때, 도 1의 강압용 컨버터는 일반적으로 다른 유형의 DC-DC 컨버터를 대표하며, 그의 몇몇 예들에 대해 이하에서 차례로 설명한다.
도 1의 강압용 컨버터와 같은 DC-DC 컨버터는 선택적으로 에너지가 에너지 저장 장치(예를 들어, 도 1의 트랜지스터 스위치(20) 및 인덕터(22)를 말함)에 저장될 수 있게 해주는 포화된 스위치로서 동작하도록 구성되어 있는 트랜지스터 또는 등가의 장치를 이용한다. 도 1이 이러한 트랜지스터 스위치를 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)로서 도시하고 있지만, 전계 효과 트랜지스터(FET)도 역시 여러 가지 DC-DC 컨버터 구현에서 스위치로서 이용될 수 있다. 이러한 트랜지스터 스위치 를 이용함으로써, DC-DC 컨버터는 또한 그의 일반적인 기능으로 인해 "스위칭 조절기(switching regulator)"라고도 불리운다.
상세하게는, 도 1의 회로에서의 트랜지스터 스위치(20)는 비교적 짧은 시간 구간 동안에 인덕터(22)(L) 양단에 비조절된 DC 입력 전압(30)(Vin)을 주기적으로 인가하도록 동작된다(도 1 및 후속 도면들에서, 달리 언급하지 않는 한, 원하는 인덕턴스를 제공하기 위해 다양한 직렬/병렬 구성 중 임의의 구성으로 배열된 하나 이상의 실제 인덕터를 개략적으로 나타내기 위해 단일의 인덕터가 도시되어 있다). 트랜지스터 스위치가 "온", 즉 닫혀 있는(즉, 입력 전압(Vin)을 인덕터에 전달하는) 구간 동안에, 전류는 인가된 전압에 기초하여 인덕터를 통해 흐르고, 인덕터는 그의 자계 내에 에너지를 저장한다. 스위치가 "오프", 즉 열리게 되면(즉, DC 입력 전압이 인덕터로부터 제거되면), 인덕터에 저장된 에너지는 비교적 평탄한 DC 출력 전압(Vout)을 부하(40)에 제공하는 기능을 하는 필터 커패시터(34)(즉, 이 커패시터는 인덕터 에너지 저장 사이클 간에 부하에 본질적으로 연속적인 에너지를 제공함)로 전송된다.
보다 구체적으로는, 도 1에서, 트랜지스터 스위치(20)가 온일 때, 전압 VL = Vout - Vin이 인덕터(22)의 양단에 인가된다. 이 인가 전압은 VL = L·dIL/dt의 관계에 기초하여 선형적으로 증가하는 전류(IL)가 인덕터를 통해 (부하 및 커패시터로) 흐르도록 한다. 트랜지스터 스위치(20)가 오프되면, 인덕터를 통한 전류(IL)는 동 일한 방향으로 계속 흐르고, 다이오드(24)(D1)는 이제 도통되어 회로를 완성하게 된다. 전류가 다이오드를 통해 흐르고 있는 한, 인덕터 양단의 전압(VL)은 Vout - Vdiode에 고정되고, 이는 인덕터 전류(IL)가 선형적으로 감소되도록 하는데, 그 이유는 에너지가 인덕터의 자계로부터 커패시터 및 부하로 제공되기 때문이다. 도 2는 바로 위에서 기술한 스위칭 동작 동안의 도 1의 회로에 대한 여러 가지 신호 파형을 나타낸 도면이다.
종래의 DC-DC 컨버터는 통상적으로 "연속" 모드와 "불연속" 모드라고 하는 서로 다른 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다. 연속 모드 동작에서, 인덕터 전류(IL)는 트랜지스터 스위치의 연속적인 스위칭 사이클 동안에 0 이상을 유지하는 반면, 불연속 모드에서는 인덕터 전류가 주어진 스위칭 사이클의 처음에서 0에서 시작하여 스위칭 사이클의 종료 이전에 0으로 되돌아간다. 도 1의 회로에 대한 얼마간 단순하지만 유익한 분석을 제공하기 위해, 이하의 설명은 연속 모드 동작을 고려하며, 당분간 스위치가 온(즉, 도통)될 때 트랜지스터 스위치 양단에 전압 강하가 없으며 다이오드가 전류를 도통하고 있을 때 다이오드(D1) 양단에 무시할만한 전압 강하가 있는 것으로 가정한다. 상기한 내용을 염두에 두고, 연속적인 스위칭 사이클에 걸쳐 인덕터 전류에서의 변화가 도 3의 도움을 받아 검사될 수 있다.
도 3은 트랜지스터 스위치(20)의 동작에 기초하여 도 1에 도시한 점 Vx에서의 전압(다시 말하지만, 다이오드(D1) 양단의 전압 강하를 무시함) 및 2개의 연속적인 스위칭 사이클에 대한 인덕터를 통한 전류(IL)가 중첩되어 있는 그래프이다. 도 3에서, 수평축은 시간(t)을 나타내고, 전체 스위칭 사이클은 시간 주기(T)로 나타내어져 있고, 트랜지스터 스위치 "온" 시간은 ton으로 표시되고 스위치 "오프" 시간은 toff로 표시되어 있다(즉, T = ton + toff).
안정된 상태 동작을 위해, 도 3에서 표시 I0로 나타낸 바와 같이, 스위칭 사이클의 시작 및 끝에서의 인덕터 전류(IL)가 본질적으로 동일하다는 것을 잘 알 것이다. 따라서, VL = L·dIL/dt의 관계로부터, 하나의 스위칭 사이클에 걸친 전류의 변화 dIL는 0이고, 다음과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00001
이를 간단히 하면,
Figure 112006073953401-PCT00002
또는,
Figure 112006073953401-PCT00003
가 되고, 여기서 D는 트랜지스터 스위치의 "듀티비", 즉 스위치가 온되어 에너지가 인덕터에 저장될 수 있게 해주는 스위칭 사이클마다의 시간의 비율로서 정의된다. 상기한 바로부터, 입력 전압에 대한 출력 전압의 비가 D에 비례함을 알 수 있다. 즉, 도 1의 회로에서 스위치의 듀티비(D)를 변화시킴으로써, 출력 전압(Vout)이 입력 전압(Vin)에 대해 변할 수 있지만 입력 전압을 초과할 수 없는데, 그 이유는 최 대 듀티비(D)가 1이기 때문이다.
따라서, 앞서 언급한 바와 같이, 도 1의 종래의 강압용 컨버터는 상세하게는 입력 전압(Vin)보다 낮은 조절된 출력 전압(Vout)을 부하(40)에 제공하도록 구성되어 있다. 도 1에 도시한 바와 같이 출력 전압(Vout)의 안정성을 보장하기 위해, 강압용 컨버터는 트랜지스터 스위치(20)의 동작을 제어하기 위해 피드백 제어 루프(46)를 이용한다. 일반적으로, 도 1에서 연결(47)로 나타낸 바와 같이, 피드백 제어 루프(46)의 여러 가지 구성요소에 대한 전력은 DC 입력 전압(Vin)으로부터 또는 다른 대안으로서 다른 독립적인 전원으로부터 도출될 수 있다.
도 1의 피드백 제어 루프(46)에서, DC 출력 전압(Vout)의 스케일링된 샘플 전압(Vsample)이 (예를 들어, 저항기(R2, R3)를 통해) 피드백 제어 루프(46)에 입력으로서 제공되고 오차 증폭기(28)에 의해 기준 전압(Vref)과 비교된다. 기준 전압(Vref)은 원하는 조절된 출력 전압(Vout)의 안정된 스케일링된 표현이다. 오차 증폭기(28)는 Vsample과 Vref의 비교에 기초하여 오차 신호(38)(이 예에서, 어떤 미리 정해진 범위에 걸쳐 있는 플러스 전압 신호)를 발생하고, 이 오차 신호의 크기는 궁극적으로 트랜지스터 스위치(20)의 동작을 제어하고, 이는 차례로 스위치의 듀티비에 대한 조정을 통해 출력 전압(Vout)을 조정한다. 이와 같이, 피드백 제어 루프는 안정된 조절된 출력 전압(Vout)을 유지한다.
보다 구체적으로는, 오차 신호(38)는 발진기(26)에 의해 제공되는 주파수 f = 1/T를 갖는 펄스 스트림(42)도 수신하는 펄스 폭 변조기(36)에 대한 제어 전압으로서 기능한다. 종래의 DC-DC 컨버터에서, 펄스 스트림(42)에 대한 예시적인 주파수(f)는 대략 50kHz 내지 100kHz의 범위를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 펄스 폭 변조기(36)는 트랜지스터 스위치(20)의 듀티비를 제어하는 온/오프 제어 신호(44)를 제공하기 위해 펄스 스트림(42) 및 오차 신호(38) 둘 다를 사용하도록 구성되어 있다. 본질적으로, 펄스 스트림(42)의 펄스는 펄스 폭 변조기가 트랜지스터 스위치(20)를 턴온시키도록 하는 "트리거"로서 역할하고, 오차 신호(38)는 트랜지스터 스위치가 얼마나 오래 온되어 있는지(즉, 기간(ton)의 길이 및 따라서 듀티비(D))를 결정한다.
예를 들어, 오차 신호(38)가 샘플링된 출력 전압(Vsample)이 Vref보다 높다고 나타내는 경우(즉, 오차 신호(38)가 상대적으로 더 낮은 값을 갖는 경우), 펄스 폭 변조기(36)는 상대적으로 더 짧은 지속 기간 "온" 펄스, 즉 더 낮은 듀티비를 갖는 제어 신호(44)를 제공함으로써 트랜지스터 스위치(20)가 온인 동안에 상대적으로 더 적은 에너지를 인덕터에 제공하도록 구성되어 있다. 이와 반대로, 오차 신호(38)가 Vsample이 Vref보다 더 낮다고 나타내는 경우(즉, 오차 신호가 상대적으로 더 높은 값을 갖는 경우), 펄스 폭 변조기는 상대적으로 더 긴 지속기간 "온" 펄스, 즉 더 높은 듀티비를 갖는 제어 신호를 제공함으로써 트랜지스터 스위치(20)가 온인 동안에 상대적으로 더 많은 에너지를 인덕터에 제공하도록 구성되어 있다. 따 라서, 오차 신호(38)를 통해 제어 신호(44)의 "온" 펄스의 지속기간을 변조함으로써, 출력 전압(Vout)이 Vref에 의해 나타내어진 원하는 출력 전압에 가깝게 되도록 피드백 제어 루프(46)에 의해 조절된다.
도 1과 관련하여 상기한 강압형 컨버터 이외의 다른 유형의 종래의 DC-DC 컨버터는 예를 들어 입력 전압보다 높은 조절된 DC 출력 전압을 제공하는 스텝-업, 즉 "승압형" 컨버터, 입력 전압보다 더 낮거나 더 높고 입력 전압의 극성과 반대인 극성을 갖는 조절된 DC 출력 전압을 제공하도록 구성될 수 있는 반전용, 즉 "승강압형" 컨버터, 및 용량성 에너지 전송 원리에 기초하는 "CUK" 컨버터를 포함한다. 강압형 컨버터와 같이, 이들 다른 유형의 컨버터 각각에서, 트랜지스터 스위치의 듀티비(D)는 입력 전압(Vin)에 대한 출력 전압(Vout)의 비를 결정한다.
도 4는 종래의 승압형 컨버터(52)를 나타낸 것이고, 도 5는 종래의 승강압형 컨버터 또는 반전형 조절기(54)를 나타낸 것이다. 이들 컨버터 둘 다는 듀티비(D)가 Vout/Vin의 비에 어떻게 영향을 미치는지를 결정하기 위해 도 1의 강압형 컨버터와 유사하게 분석될 수 있다. 도 6은 커패시터에서의 전류 평형에 기초하여 주로 유도성인 에너지 전송보다는 용량성인 에너지 전송을 이용하는 "CUK" 컨버터(56)의 예를 나타낸 것이다. 도 6의 회로는 도 5의 승강압형 컨버터에 기초하여 쌍대성 이론(duality principle)으로부터 도출된 것이다(즉, CUK 컨버터에서의 듀티비(D)와 Vout/Vin의 비 간의 관계는 승강압형 컨버터의 관계와 동일하다). CUK 컨버터의 한가지 주목할만한 특징은 도 6에 도시된 입력 및 출력 인덕터(L1, L2)가 컨버터의 입력 및 출력 둘 다에서 거의 평탄한 전류를 생성하는 반면, 강압형, 승압형 및 승강압형 컨버터는 펄스형 입력 전류를 갖는다(예를 들어, 도 2의 위에서 두 번째 도면 참조).
도 4 내지 도 6에 도시한 컨버터들 모두에 대해, 간단함을 위해 전압 조절 피드백 제어 루프의 상세가 생략되어 있지만, 도 1에 도시한 강압형 컨버터와 같이, 도 4 내지 도 6에 도시한 컨버터들 각각이 도 1과 관련하여 상기한 바와 같이 출력 전압 조절을 제공하기 위해 피드백 제어 루프를 갖는다는 것을 잘 알 것이다.
몇몇 종래의 DC-DC 컨버터 구성에서, 입력 전류 감지 및 제한 기술도 역시, 특히 연속 모드에서, 컨버터의 개선된 동작을 용이하게 해주는 데 이용될 수 있다. 이러한 컨버터는 통상적으로 "전류-모드" 조절기(current-mode regulator)라고 한다. 전류-모드 조절기에 의해 해결되는 문제점들 중 하나가 연속적인 스위칭 사이클 동안에 인덕터에서의 아마도 예측불가능한 에너지 증가라는 문제이다.
예를 들어, 다시 도 3을 참조하면, 인덕터 전류(IL)가 연속 모드에서 0 이상으로 유지되기 때문에, 임의의 주어진 때에 인덕터의 자계에 저장된 에너지는 가장 최근의 스위칭 사이클 동안에 저장된 에너지뿐만 아니라 하나 이상의 이전의 스위칭 사이클 동안에 저장되었던 잔류 에너지에도 의존할 수 있다. 이러한 상황의 결과 일반적으로 얼마간의 예측불가능한 양의 에너지가 임의의 주어진 스위칭 사이클에서 인덕터(또는 다른 에너지 전송 요소)를 통해 전송된다. 그렇지만, 시간에 걸 쳐 평균되면, 상기한 회로에서의 출력 커패시터(34)의 평활화 기능은, 피드백 제어 루프에 의해 제공되는 전압 조절 기능과 함께, 조절된 출력 전압(Vout)에 기초하여 부하로의 실질적으로 제어된 전력의 전달을 용이하게 해준다.
그렇지만, 상기한 회로에서의 피드백 제어 루프는 일반적으로 제한된 응답 시간을 가지며, 피드백 제어 루프의 안정성을 떨어뜨릴 수 있는 DC-DC 컨버터의 입력 조건(예를 들어, Vin) 및/또는 출력 전압 요건의 어떤 변화가 있을 수 있다. 이상의 것을 고려하면, 전류-모드 조절기는 일반적으로 트랜지스터 스위치가 온일 때 인덕터를 통해 피크 전류(IP)를 제한하도록 구성되어 있다(예를 들어, 도 3 참조). 이 입력 전류-제한 특징은 또한 피드백 루프의 안정성에 악영향을 줄 수 있는 및/또는 아마도 회로에 손상을 줄 수 있는 인덕터 전류를 가져오는 듀티비를 (전압 조절 피드백 제어 루프를 통해) 요구하는 입력 조건의 상당한 변화 및/또는 부하 요건의 상당한 변화의 경우에 과도한 인덕터 전류를 방지하는 데 도움이 된다.
도 7은 도 5에 도시한 승강압형 컨버터 구성에 기초한 전류-모드 조절기(58)의 예를 설명하는 회로도이다. 도 7의 도면에는, 입력 전류 제한의 설명을 용이하게 해주기 위해 전압 조절 피드백 제어 루프(46)의 부가의 상세가 도시되어 있다. 도 7의 회로의 입력 전류 감지 및 제한 특징과 관련하여 이하에 기술되는 개념이 본 명세서에 기술된 다른 유형의 종래의 DC-DC 컨버터에도 마찬가지로 적용될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.
도 7의 전류-모드 회로에서의 트랜지스터 스위치(20)의 동작을 제어하는 피 드백 제어 루프(46)는 도 7의 회로가 입력 전류 감지 장치(60)(즉, 저항기(Rsense)) 및 비교기(62)를 추가로 포함한다는 점에서 도 1에 도시한 것과 다르다. 또한, 도 7의 예에서의 피드백 제어 루프에 사용되는 펄스 폭 변조기(36)는 세트(set) 및 리셋(reset) 제어를 갖는 D-형 플립-플롭이다. 도 7에 도시한 바와 같이, 플립-플롭 펄스 폭 변조기는 그의 "D" 및 "Clk" 입력이 접지에 연결되도록 구성되어 있고, 발진기(26)는 플립-플롭의 "세트" 입력(로우 활성됨,
Figure 112006073953401-PCT00004
)에 펄스 스트림(42)을 제공하며, 비교기(62)는 플립-플롭의 "리셋" 입력(로우 활성됨,
Figure 112006073953401-PCT00005
)에 신호(64)를 제공하고, 플립-플롭의 "Q" 출력은 펄스 폭 변조된 제어 신호(44)를 제공한다.
이러한 구성에서, 트랜지스터 스위치(20)가 오프, 즉 열려 있는 경우, 저항기(Rsense)를 통하는 전류가 없으며, 따라서 비교기(62)의 반전 입력에서의 전압은 0이다. 샘플링된 출력 전압(Vsample)과 Vref 간의 차이를 나타내는 이 예에서의 오차 신호(38)가 어떤 미리 정해진 범위에 걸쳐 플러스 전압이라는 것을 다시 도 1로부터 상기해보자. 따라서, 트랜지스터 스위치(20)가 열려 있는 경우, 비교기에 의해 출력된 신호(64)는 논리 하이 신호이다(즉, 플립-플롭의 리셋 입력(
Figure 112006073953401-PCT00006
)이 활성화되지 않는다).
플립-플롭이 이 상태에 있는 경우, 펄스 스트림(42)의 그 다음의 로우로 되는 펄스는 플립-플롭의 세트 입력(
Figure 112006073953401-PCT00007
)을 활성화시키며, 그에 따라 플립-플롭의 Q 출력을 논리 하이 상태로 구동하고 트랜지스터 스위치(20)를 턴온시킨다. 상기한 바 와 같이, 이것은 인덕터 전류(IL)가 증가하게 하며, 스위치가 닫혀 있는 상태에서 이 인덕터 전류(IL(on))도 역시 저항기(Rsense)를 통과하며, 그에 따라 이 저항기 양단에 전압(Vsense)을 나타낸다. 전압(Vsense)이 오차 전압(38)을 초과하는 경우, 비교기(62)에 의해 출력되는 신호(64)는 논리 로우 상태로 전환되며, 그에 따라 플립-플롭의 리셋 입력(
Figure 112006073953401-PCT00008
)을 활성화시키고 Q 출력이 로우로 되게 한다(트랜지스터 스위치(20)를 턴오프시킨다). 트랜지스터가 턴오프되면, 전압(Vsense)은 0으로 복귀하고, 신호(64)는 논리 하이 상태로 복귀하며, 그에 따라 플립-플롭의 리셋 입력을 비활성화시킨다. 이 때, 펄스 스트림(42)의 로우로 되는 펄스의 그 다음 발생은 플립-플롭의 세트 입력(
Figure 112006073953401-PCT00009
)을 활성화시켜 사이클을 다시 시작한다.
따라서, 도 7의 회로에서, Vsense와 오차 전압(38) 간의 관계는 트랜지스터 스위치(20)의 듀티비(D)를 결정하며, 구체적으로는 전압(Vsense)이 오차 전압(38)을 초과하는 경우, 스위치는 열린다. 상기한 바에 기초하여, 인덕터(도 3 참조)를 통하는 피크 전류(IP)는 오차 전압(38)의 예상된 범위가 주어지는 경우 저항기(Rsense)에 대한 적절한 값을 선택함으로써 미리 정해질 수 있다. 비교기(62)의 동작은, 부하 요건의 변화가 Vsample을 Vref보다 상당히 낮게 되도록 하는 상황에서도(그 결과 상대적으로 더 높은 크기의 오차 신호 및 아마도 더 큰 듀티비가 되어도), 인덕터를 통한 전류(IL(on))는 인덕터 전류가 미리 정해진 피크 전류를 초과하지 않도록 궁극적 으로 듀티비를 제한할 수 있다. 다시 말하면, 이러한 유형의 "전류-모드" 동작은 일반적으로 피드백 제어 루프의 안정성을 향상시키고 DC-DC 컨버터 회로에서의 아마도 손상을 입히는 상황을 감소시킨다.
많은 전자 회로 응용에서, 전력 공급 장치는 AC 선로 전압(예를 들어, 120 Vrms, 60Hz)으로부터 조절된 DC 출력 전압을 제공하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 종래의 "선형" 전력 공급 장치는 일반적으로 대략 120 Vrms의 입력 AC 선로 전압을 어떤 보다 낮은(또한 덜 위험한) 2차 AC 전압으로 감소시키기 위해 거대한(비교적 크고 무거운) 60Hz 전력 변압기를 이용한다. 이 보다 낮은 2차 AC 전압은 이어서 비조절된 DC 전압을 제공하기 위해 (예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해) 정류되고 필터링된다. 종종, 이어서 비조절된 DC 전압에 기초하여 미리 정해진 조절된 DC 전압 출력을 제공하기 위해 선형 조절기가 이용된다.
그렇지만, DC-DC 컨버터의 독특한 스위칭 작용을 이용함으로써, 선형 전력 공급 장치를 대표하는 입력단에 있는 거대한 60Hz 전력 변압기를 필요로 하지 않는 전력 공급 장치를 설계하는 것이 가능하며, 그에 의해 많은 경우에 크기 및 중량을 상당히 감소시키고 전력 공급 장치의 효율을 향상시킨다. 예를 들어, 선형 조절기에 기초한 전력 공급 장치는 일반적으로 대략 50% 이하 정도의 전력 변환 효율을 갖는 반면, 스위칭 조절기에 기초한 전력 공급 장치는 대략 80% 이상 정도의 효율을 갖는다.
스위칭 조절기에 기초한 몇몇 전력 공급 장치에서, 비조절된 DC 전압은 정류 되고 필터링된 AC 선로 전압으로부터 직접 DC-DC 컨버터에 입력으로서 제공될 수 있다. 이러한 구성은 AC 선로 전압과 DC-DC 컨버터에의 DC 입력 전압 간에 보호 분리가 없음을 암시한다. 또한, 컨버터에의 비조절된 DC 입력 전압은 대략 160 볼트 DC(정류된 120 Vrms 선로 전압에 기초함) 또는 그 이상(도 9(a) 및 도 9(b)와 관련하여 이하에 기술되는 바와 같이, 역률 보정이 이용되는 경우 최대 대략 400 볼트)일 수 있으며, 이는 아마도 꽤 위험하다. 상기한 바를 고려하면, 이러한 전력 공급 장치 구성에 대한 DC-DC 컨버터는 일반적으로 적절한 안전 규격에 부합하도록 이러한 문제를 해소하는 분리 특징을 갖는 구성으로 되어 있는 것이 일반적이다.
도 8은 DC-DC 컨버터 또는 스위칭 조절기를 포함하는 이러한 전력 공급 장치(66)의 예를 나타낸 회로도이다. 상기한 바와 같이, 전력 공급 장치(66)는 브리지 정류기(68)에 의해 정류되고 커패시터(35)(Cfilter)에 의해 필터링되는 AC 선로 전압(67)을 입력으로 받아서 DC-DC 컨버터 부분(69)에의 입력(Vin)으로서 비조절된 DC 전압을 제공한다. DC-DC 컨버터 부분(69)은 도 5에 도시된 반전용 조절기(승강압형) 구성에 기초하고 있지만, 도 8에서 에너지 저장 인덕터는 비조절된 높은 DC 입력 전압(Vin)과 DC 출력 전압(Vout) 간의 분리를 제공하기 위해 고주파 변압기(72)로 대체되어 있다. 인덕터보다는 변압기를 포함하는 이러한 DC-DC 컨버터 구성은 통상적으로 "플라이백" 컨버터라고 불린다.
도 8의 회로에서, 컨버터 부분(69)의 "2차측"(즉, 다이오드(D1) 및 커패시터(C))은 컨버터가 DC 입력 전압과 동일한 극성을 갖는 DC 출력 전압을 제공하도록 구성되어 있다(1차 권선이 2차 변압기 권선과 반대 방향으로 감겨 있음을 나타내는, 변압기(72)의 권선의 반대쪽에 있는 "점" 표시에 유의한다). DC-DC 컨버터 부분(69)은 또한 오차 증폭기(28)로부터의 오차 신호를 변조기(36)에 연결시키는 전압 조절 피드백 제어 루프 내에 분리 요소(70)(예를 들어, 2차 고주파 변압기 또는 광 분리기(optoisolator))를 포함한다(분리 요소(70)으로 입력되는 그리고 그로부터 출력되는 오차 신호는 참조 번호(38A, 38B)로 표시되어 있음).
도 8의 회로에서의 여러 가지 분리 특징을 고려하면, 동 도면에 명시적으로 도시되어 있지는 않지만, 발진기/변조 회로에 대한 전력이 일반적으로 1차측 비조절된 보다 높은 DC 입력 전압(Vin)으로부터 도출될 수 있는 반면 피드백 제어 루프의 다른 요소들(예를 들어, 기준 전압(Vref), 오차 증폭기(28))에 대한 전력이 2차측 조절된 DC 출력 전압(Vout)으로부터 도출될 수 있음을 잘 알 것이다. 다른 대안으로서, 상기한 바와 같이, 피드백 루프의 구성요소에 대한 전력은 어떤 경우에 독립적인 전원에 의해 제공될 수 있다.
도 9는 입력-출력 분리를 제공하는 다른 유형의 DC-DC 컨버터를 포함하는 전력 공급 장치(74)의 또 다른 예를 나타낸 회로도이다. 도 9에 도시된 전력 공급 장치(74)의 DC-DC 컨버터 부분(75)은 통상적으로 "포워드" 컨버터라고 하며, 도 1과 관련하여 상기한 스텝-다운 또는 "강압형" 컨버터에 기초한다. 상세하게는, 컨버터 부분(75)은 다시 말하면 도 8의 회로와 같이 변압기(72)를 포함하지만, 도 8에 도시한 플라이백 컨버터에 존재하지 않는 2차측 인덕터(76) 및 부가의 다이오 드(77)(D2)도 포함한다(유의할 점은 다이오드(D2), 인덕터(76) 및 커패시터(34)가 도 1에 도시한 강압형 컨버터 구성과 비슷하다는 것이다). 포워드 컨버터에서, 다이오드(D1)는 플러스 변압기 2차 전압만이 출력 회로에 인가되도록 해주는 반면 다이오드(D2)는 변압기 전압이 0 또는 마이너스일 때 인덕터(76)에서의 전류에 대한 순환 경로를 제공한다.
2차 회로에서의 "전파" 전도(full-wave conduction)를 용이하게 해주기 위해 다른 공지의 수정이 도 9에 도시된 포워드 컨버터에 대해 행해질 수 있다. 또한, 첨부 도면에 명시적으로 나타내어져 있지는 않지만, 도 8 및 도 9에 도시된 예시적인 전력 공급 장치 둘 다는 도 7과 관련하여 상기한 바와 같은 전류-모드 특징을 포함하도록(즉, 변압기(72)의 1차 권선에서의 전류를 제한하도록) 수정될 수 있다.
도 8 및 도 9의 회로가 선형 전력 공급 장치에서와 같은 단일의 60Hz 전력 변압기와는 달리 2개의 분리 요소(예를 들어, 변압기(72) 및 분리 요소(70))를 포함하고 있지만, 스위칭 전력 공급 장치 및 선형 전력 공급 장치 간의 크기 및 중량의 차이는 상당하고, 변압기의 크기는 일반적으로 코어 크기에 의해 결정되며, 이 코어 크기는 선로 주파수(60Hz)와는 달리 스위칭 전력 공급 장치의 더 높은 스위칭 주파수(50kHz 내지 100kHz 정도)에서 극적으로 감소한다. 또한, 스위칭 전력 공급 장치는 선형 전력 공급 장치에 비해 그의 상승된 효율성 및 더 낮은 열 발산의 결과 상당히 더 차가운 온도에서 동작한다. 그 결과, 스위칭 전력 공급 장치는 통상적으로 많은 가전 제품(예를 들어, 컴퓨터 및 다른 전자 기기 및 장치)에서 이용된다.
상용 스위칭 전력 공급 장치 패키지의 예는 작은 모듈형 유닛, 벽 플러그인(wall plug-in), 개방-프레임형 유닛(open-framed unit) 또는 폐쇄형 유닛(enclosed unit)을 포함한다. 작은 모듈형 유닛은 일반적으로 대략 10 내지 24 와트의 꽤 낮은 전력의 응용에서 사용된다. 벽 플러그인 전원은 일반적으로 훨씬 더 낮은 전력을 제공하는 반면, 개방-프레임형 또는 폐쇄형 유닛은 상당히 더 많은 전력(예를 들어, 500 내지 1000 와트 이상)을 공급하도록 구성될 수 있다. 상용적으로 이용가능한 스위칭 전력 공급 장치로부터의 통상적인 조절된 DC 출력 전압의 예는 +5V, ±12V, ±15V, 및 24V를 포함한다.
DC-DC 컨버터의 스위칭 특성으로 인해, 이들 장치는 일반적으로 짧은 펄스 형태로 전원으로부터 전류를 도출한다(예를 들어, 도 2의 Iin을 참조). 이 조건은 DC-DC 컨버터가 (예를 들어, 도 8 및 도 9의 구성에서와 같이) AC 전원으로부터 전력을 도출할 때 어떤 일반적으로 바람직하지 않은 효과를 가질 수 있다.
상세하게는, AC 전원으로부터의 최대 전력 효율을 위해, AC 선로 전압으로부터 궁극적으로 도출되는 입력 전류가 이상적으로는 사인파 형상을 가져야 하며 AC 선로 전압과 동위상이어야만 한다. 이 상황은 통상적으로 "단위 역률(unity power factor)"이라고 하며, 일반적으로 순수하게 저항성 부하의 경우에 발생한다. 그렇지만, DC-DC 컨버터의 스위칭 특성 및 그 결과 얻어지는 펄스형 전류 도출(pulsed current draw)(즉, 상당히 비사인파의 전류 도출)은 이들 장치가 1보다 작은 역률을 갖게 하며, 따라서 (종래의 선형 전원보다 개선된 효율임에도) 최적이 아닌 전 력 효율을 갖게 한다.
보다 구체적으로는, 순수하게 저항성 부하가 아닌 부하에 의해 AC 전원으로부터 도출된 "겉보기 전력(apparent power)"(즉, AC 선로 전압으로부터의 스위칭 전력 공급 장치 도출 전력)은 부하에 인가된 RMA 전압을 부하에 의해 도출되는 RMS 전류와 곱함으로써 주어진다. 이 겉보기 전력은 그 장치가 전원으로부터 얼마나 많은 전력을 도출하는 것으로 보이는지를 반영한다. 그렇지만, 부하에 의해 도출되는 실제 전력은 겉보기 전력보다 작을 수 있으며, 겉보기 전력에 대한 실제 전력의 비를 부하의 "역률"이라고 한다(이 역률은 전통적으로 인가 전압과 도출된 전류 간의 위상각의 코사인에 의해 주어진다). 예를 들어, 100 볼트-암페어의 겉보기 전력을 도출하고 0.5의 역률을 갖는 장치는 실제로는 100 와트가 아니라 50 와트의 전력을 소모하며, 달리 말하면, 이 예에서, 0.5 역률을 갖는 장치는 이 장치가 실제로 소모하는 것보다 2배 많은 전력을 전원에 요구하는 것처럼 보인다.
상기한 바와 같이, 종래의 DC-DC 컨버터는 그의 스위칭 특성 및 펄스형 전류 도출로 인해 1보다 상당히 작은 역률을 갖는 특징이 있다. 게다가, DC-DC 컨버터가 정류 및 필터링만을 사용하여 AC 선로 전압으로부터 전류를 도출하는 경우, DC-DC 컨버터에 의해 도출된 펄스형 비사인파 전류가 비정상적인 응력을 가하고 일반적으로 AC 선로 전압에 바람직하지 않은 노이즈 및 고조파를 유입시킨다(이는 AC 선로 전압으로부터 전력을 도출하는 다른 장치들의 동작에 악영향을 미칠 수 있다).
상기한 바를 고려하여, 어떤 종래의 스위칭 전력 공급 장치는 상기한 문제를 해결하여 AC 전원으로부터의 보다 효율적인 전력의 제공을 제공하도록 구성되어 있는 역률 보정 장치를 구비하거나 그와 함께 사용된다. 상세하게는, 이러한 역률 보정 장치는 일반적으로 DC-DC 컨버터에 의해 도출된 펄스형 전류를 "평활화"하는 동작을 하며, 그에 의해 그의 RMS 값을 떨어뜨리고, 바람직하지 않은 고조파를 감소시키며, 역률을 개선하고 피크 전류로 인해 AC 메인 회로 차단기가 트리핑할 가능성을 감소시킨다.
어떤 종래의 구성에서, 역률 보정 장치 자체는 상기한 여러 가지 DC-DC 컨버터와 구조가 유사한 일종의 스위치드 전력 변환기 장치이며, 예를 들어 AC 브리지 정류기와 궁극적으로 부하에 전력을 제공하는 DC-DC 컨버터 사이에 배치되어 있다. 이러한 유형의 역률 보정 장치는 그의 입력 전압(즉, 정류된 AC 선로 전압)의 파형 및 위상과 거의 일치시키기 위해 순간적으로 그의 입력 전류를 정밀하게 제어하는 동작을 한다. 상세하게는, 역률 보정 장치는 정류된 AC 선로 전압을 모니터링하고 입력 전류 파형의 진폭을 변화시켜 이를 정류된 선로 전압과 좀더 동위상이 되도록 하기 위해 스위칭 사이클을 이용하도록 구성되어 있다.
도 9(a)는 이러한 종래의 역률 보정 장치(520)를 개괄적으로 나타낸 회로도이다. 상기한 바와 같이, 역률 보정 장치는 브리지 정류기(68)로부터의 정류된 AC 선로 전압(VAC)을 입력(69)으로서 수신하고 전압(Vin)(이 전압은 이어서 전력 공급 장치의 DC-DC 컨버터 부분에 인가됨)을 출력으로서 제공하도록 구성되어 있다(예를 들어, 도 8 및 도 9를 참조하면, 역률 보정 장치(520)는 브리지 정류기(68)와 DC- DC 컨버터 부분(69, 75) 각각 사이에 배치되어 있다). 도 9(a)로부터 알 수 있는 바와 같이, 역률 보정 장치(520)의 통상의 예는 인덕터(LPFC), 스위치(SWPFC), 다이오드(DPFC) 및 필터 커패시터(35)(이 커패시터 양단에서 전압(Vin)이 발생됨)를 포함하는 승압형 컨버터 토폴로지(DC-DC 컨버터 승압형 구성의 예에 대해서는 도 4를 참조할 것)에 기초하고 있다.
도 9(a)의 역률 보정 장치(520)는 또한 정류된 전압(VAC), DC-DC 컨버터 부분에 출력으로서 제공되는 발생된 전압(Vin), 및 장치(520)에 의해 도출된 전류(IAC)를 나타내는 신호(71)(Isamp)를 모니터링하는 역률 보정(power factor correction, PFC) 제어기(522)를 포함한다. 도 9(a)에 도시한 바와 같이, 신호(Isamp)는 장치에 의해 도출된 전류(IAC)의 경로에 있는 전류 감지 요소(526)(예를 들어, 저항기 양단의 전압)로부터 도출될 수 있다. 이들 모니터링된 신호에 기초하여, PFC 제어기(522)는 전류(IAC)가 정류된 전압(VAC)과 거의 일치하고 그와 동위상인 파형을 갖도록 스위치(75)(SWPFC)를 제어하는 제어 신호(73)를 출력하도록 구성되어 있다.
도 9(b)는 PFC 제어기(522)의 기능을 개념적으로 나타낸 도면이다. 일반적으로 말하면, 전체로서의 역률 보정 장치(520)의 기능은 AC 전원에 대해 그 자신이 본질적으로 저항처럼 보이게 하는 것이며, 이와 같이 전원에 의해 제공된 전압 및 역률 보정 장치의 "가장된 저항(simulated resistance)"에 의해 전원으로부터 도출 된 전류가 본질적으로 동일한 파형을 가지며 동위상이고 그 결과 거의 단위 역률이 얻어짐을 상기하기 바란다. 따라서, 양(RPFC)은 역률 보정 장치의 개념적인 가장된 저항을 나타내는 것으로 생각될 수 있으며, 따라서 오옴의 법칙에 따라
Figure 112006073953401-PCT00010
또는
Figure 112006073953401-PCT00011
이며, 여기서
Figure 112006073953401-PCT00012
이고 역률 보정 장치(520)의 유효 컨덕턴스(effective conductance)를 나타낸다.
상기한 것을 염두에 두고, 도 9(b)에 도시된 PFC 제어기(522)는 2개의 피드백 루프, 즉 전압 피드백 루프 및 전류 피드백 루프에 기초한 제어 전략을 구현한다. 이들 피드백 루프는 함께 동작하여 역률 보정 장치에 대한 유도된 유효 컨덕턴스(GPFC)에 기초하여 역률 보정 장치에 의해 도출된 순간 전류(IAC)를 조종한다. 이를 위해, 전압 피드백 루프(524)는 전압(Vin)(필터 커패시터(35)의 양단에 출력으로서 제공됨)을 전압(Vin)에 대한 원하는 조절된 값을 나타내는 기준 전압(VrefPFC)과 비교함으로써 구현된다. 이들 값의 비교는 대략 10-20Hz의 차단 주파수를 갖는 적분기/저역 통과 필터에 인가되는 오차 전압 신호(Ve)를 발생한다. 이 적분기/저역 통과 필터는 전체적인 역률 제어 루프에 대해 비교적 느린 응답 시간을 갖게 하며, 이는 더 높은 역률을 용이하게 해준다, 즉 오차 전압 신호(Ve)가 선로 주파수(50 또는 60Hz임)에 비해 느리기 변하기 때문에, 전압(Vin)의 변화(예를 들어, 급작스런 및/또는 상당한 부하 요구에 의해 야기됨)로 인한 IAC에 대한 조정이 임의의 주어진 사이클 동안에 급격하게 행해지지 않고 선로 전압의 다수의 사이클에 걸쳐 행해진다.
도 9(b)에 도시된 제어기에서, 적분기/저역 통과 필터의 느리게 변하는 출력의 DC 성분은 본질적으로 역률 보정 장치의 유효 컨덕턴스(GPFC)를 나타내며, 따라서 전압 피드백 루프(524)의 출력은 유효 컨덕턴스(GPFC)를 나타내는 신호를 제공한다. 따라서, 상기한 관계에 기초하여, PFC 제어기(522)는 이 유효 컨덕턴스를 모니터링된 정류된 선로 전압(VAC)과 곱하여, 장치(520)의 가장된 저항성 부하에 기초하여, 선로 전압으로부터 도출되는 원하는 전류를 나타내는 기준 전류 신호(I* AC)를 발생하도록 구성되어 있다. 이 신호(I* AC)는 따라서 전류 제어 루프(528)에 기준 또는 "설정점(set-point)" 입력을 제공한다.
상세하게는, 도 9(b)에 도시한 바와 같이, 전류 제어 루프(528)에서, 신호(I* AC)는 장치(520)에 의해 도출되는 실제 전류(IAC)를 나타내는 신호(Isamp)와 비교된다. 이들 값의 비교는 펄스폭 변조(PWM) 스위치 제어기(예를 들어, 도 7과 관련 하여 상기한 것과 유사함)에 대한 제어 신호로서 역할하는 전류 오차 신호(Ie)를 발생한다. PWM 스위치 제어기는 이어서 도출되는 실제 전류(IAC)를 조종하기 위해 스위치(SWPFC)를 제어하는 신호(73)를 출력한다(도 9(a)를 다시 참조할 것). PWM 스위치 제어기에 의해 출력되는 제어 신호(73)에 대해(따라서 스위치(SWPFC)에 대해) 통상적으로 사용되는 예시적인 주파수는 대략 100kHz 정도이다. 상기한 것을 염두에 두면, 그것이 사인파 파형과 유사한 빠르게 변하는 IAC의 결과적인 평균값이며, 여기서 대략 100kHz의 리플은 스위칭 동작의 결과 얻어지는 것임을 잘 알 것이다. 일반적으로, 전류 피드백 루프 및 스위치 제어 요소는 전파 정류된 파형을 따라가도록 충분한 대역폭을 가져야만 하며, 따라서 적어도 몇 kHz의 대역폭이면 충분하다.
도 9(a) 및 도 9(b)와 관련하여 상기한 바는 주로 역률 보정 기능에 대한 일반적인 이해를 제공하기 위하여 사실상 개념적인 것임을 잘 알 것이다. 현재, 도 9(a) 및 도 9(b)에 도시된 PFC 제어기(522)로서 이용될 수 있는 집적 회로 역률 보정 제어기는 다양한 제조업체로부터 입수가능하다(예를 들어, Fairchild Semiconductor의 ML4821 PFC 제어기, Linear Technology의 LT1248 또는 LT1249 PFC 제어기, ST Microelectronics의 L6561 PFC 제어기, 기타 등등). 이러한 제어기는 일반적으로 연속 스위칭 모드 또는 불연속 스위칭 모드 중 어느 하나로(또는 연속 모드와 불연속 모드 사이의 경계 부근에서) 역률 보정 장치(520)를 동작시키도록 구성될 수 있다. 이러한 종래의 집적 회로 역률 보정 제어기의 회로 상세 및 동작 이론의 추가의 상세는, 예를 들어 Fairchild Semiconductor Application Note 42030, "Theory and Application of the ML4821 Average Current Mode PFC Controller(ML4821 평균 전류 모드 PFC 제어기의 이론 및 응용)"(1997년 8월)(2000년 10월 25일자로 개정됨)(http://www.fairchildsemi.com에서 입수가능함), LT1248/LT1249에 대한 Linear Technology 데이터시트(http://www.linear-tech.com에서 입수가능함), 및 Claudio Adragna의 ST Microelectronics Application Note AN966, "L6561 Enhanced Transition Mode Power Factor Corrector(L6561 향상된 천이 모드 역률 보정기)"(2003년 3월)(http://www.st.com에서 입수가능함)에 기술되어 있다.
따라서, 도 9(a) 및 도 9(b)와 관련하여 개략적으로 설명된 종래의 역률 보정 방식에서, 역률 보정 장치(520)는 커패시터(35) 양단의 조절된 전압(Vin)을 출력으로서 제공하며, 이 전압(Vin)으로부터 Vin에 연결된 부하(예를 들어, 전력 공급 장치의 후속하는 DC-DC 컨버터 부분)가 필요로 하는 전류가 도출될 수 있다. 부하 전력 요건의 갑작스런 및/또는 과도한 변화에 대해, 전압(Vin)의 순간값이 극적으로 변할 수 있으며, 예를 들어 갑작스런 높은 부하 전력 요건의 경우에, 커패시터 내의 에너지 비축량이 빠져나가고 Vin은 기준 VrefPFC 아래로 갑자기 떨어질 수 있다. 그 결과, 비교적 느린 응답 시간을 갖는 전압 피드백 루프(524)는 역률 보정 장치 로 하여금 선로 전압으로부터 더 많은 전류를 도출하도록 함으로써 Vin을 조정하려고 시도한다. 그렇지만, 비교적 느린 응답 시간으로 인해, 이 동작은 이어서 특히 Vin에 대한 조정이 행해질 때까지 부하로부터의 갑작스런/과도한 요구가 더 이상 존재하지 않는 경우에 Vin에 대한 과전압 조건을 유발할 수 있다. 그러면, 이 장치는 과전압 조건을 보상하려고 시도하며, 다시 말하면 전압 피드백 루프(54)의 느린 응답 시간을 가정할 때, 어느 정도의 잠재적인 불안정을 가져오게 된다. 선로 전압(67)에 대한 갑작스런/과도한 섭동으로 인해 Vin에 대한 유사한 갑작스런 변화(저전압 또는 과전압 조건 중 어느 하나)가 일어날 수 있으며, 장치(520)는 이에 대해 상기한 방식으로 대응하도록 시도한다. 상기한 바로부터, 한편으로 역률 보정을 용이하게 해주는 느린 응답 시간이 이와 동시에 최적보다는 못한 입력/출력 천이 응답 능력을 가져올 수 있음을 잘 알 것이다. 따라서, 종래의 역률 보정 장치에서의 전압 피드백 루프 응답 시간/대역폭은 일반적으로 타당한(그렇지만 최적보다는 못한) 역률 보정 및 타당한(그렇지만 최적보다는 못한) 천이 응답 간의 실용적인 균형을 제공하도록 선택된다.
어떤 스위칭 전력 공급 장치 응용에서, 역률 보정 장치가 필요하지 않거나 심지어 그 다지 효과적이지 않을 수 있음을 잘 알 것이다. 예를 들어, 전원으로부터 비교적 낮은 전력을 도출하는 소형 부하의 경우, 스위칭 전력 공급 장치의 역률이 종래에 고전력 응용에서만큼 중요하지 않은 것으로 생각되고 있으며, 아마도 소형 부하에 의해 도출된 전력은 특정의 AC 전원 회로에서 이용가능한 전체 전력의 비교적 적은 부분을 구성한다. 이와 반대로, 역률 보정은 비교적 더 높은 전력을 소비하는 대형 부하에 대해서는 중요할 수 있으며, 이 경우 스위칭 전력 공급 장치로의 입력 전력이 AC 전원으로부터 이용가능한 최대값에 가까울 수 있다.
본 발명의 여러 가지 실시예는 일반적으로 적어도 몇 가지 유형의 부하로의 전력을 제공 및 제어하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 전체적인 전력 효율이 일반적으로 개선되고 구성 요소의 기능상 중복이 종래의 구성에 비해 상당히 감소된다. 다른 양상에서, 본 발명의 여러 가지 실시예에 따른 방법 및 장치의 구현은 일반적으로 보다 적은 구성 요소, 더욱 높은 전체적인 전력 효율, 및 더욱 작은 공간 요건을 갖는 상당히 간소화된 회로를 포함한다.
몇몇 실시예들에서, 부하로부터의 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고(즉, 부하 전압 및/또는 전류를 모니터링하지 않고) 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공된다. 게다가, 이들 실시예의 일 양상에서, 부하 전압 및/또는 부하 전류의 조절이 필요하지 않다. 피드백이 필요하지 않은 이러한 실시예들의 다른 양상에서, DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압(예를 들어, 부하 공급 전압)과 AC 선로 전압으로부터 도출된 전원(즉, DC-DC 컨버터에 입력되는 높은 DC 전압) 사이에 일반적으로 이용되는 분리 구성요소가 어떤 경우에는 제거될 수 있으며, 그에 따라 필요한 회로 구성요소의 수를 감소시킨다. 또 다른 양상에서, 피드백 루프가 필요없게 하는 것은 일반적으로 회로 속도를 증가시키고 피드백 회로 안정성과 관계된 아마도 힘드는 문제를 방지해준다.
상기한 개념들에 기초하여, 본 발명의 일 실시예는 LED-기반 광원에 대한 "피드-포워드" 구동기에 관한 것이다. 이러한 피드-포워드 구동기(본 명세서에서 "전력 제어 장치"라고도 함)는 광원에 제공되어야 하는 원하는 전력에 관한 미리 알고 있는 정보를 이용하고, 광원에 제공되는 전압 또는 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 주어진 기간에 광원에 전달되는 평균 전력을 변조하는 것에 기초하여 광원에 의해 발생되는 방사의 세기를 제어하기 위해 DC-DC 컨버터와 광원 제어기의 기능을 겸비하고 있다. 이 실시예의 일 양상에서, 피드-포워드 구동기는 "불연속 모드(discontinuous mode)" 스위칭 동작을 사용하여 하나 이상의 에너지 전송 요소에 에너지를 저장하고 그로부터 에너지를 방출하도록 구성되어 있다. 이러한 유형의 스위칭 동작은 스위칭 사이클마다 예측가능한 양의 에너지의 전송을 용이하게 해주고, 따라서 광원으로의 예측가능한 제어된 전력 전달을 용이하게 해준다. 이 실시예에서 이용되는 불연속 모드 스위칭 동작은 LED-기반 광원 이외의 부하(예를 들어, 모터, 액추에이터, 릴레이, 가열 요소, 기타 등등)에 전력을 제공하기 위한 여러 가지 피드-포워드 구현에서 유사하게 사용될 수 있다.
다른 실시예에서, 원하는 부하 조건에 관한 알고 있는 정보를 "피드-포워드"하는 개념은 역률 보정을 용이하게 해주는 데 이용된다. 예를 들어, 일 실시예에서, 본 발명에 따른 수정된 역률 보정 장치는 DC-DC 컨버터 스위칭 아키텍처(예를 들어, 승압용 컨버터)에 기초하며, 여기서 이 장치의 스위칭 동작의 제어는 미리 정해진 원하는 부하 전력에 기초하고, 더욱 상세하게는 AC 전원으로부터의 총 예상 전력 도출(total anticipated power draw)에 기초한다. 원하는 부하 전력을 사전에 알고 있고 총 예상 전력 도출을 결정함으로써, 역률 보정 장치의 전체적인 제어 루프 응답이 상당히 개선될 수 있으며, 부하 전력이 단기간에 넓은 범위에 걸쳐 변하는 상황에서(예를 들어, 부하 완전 오프(load full off)에서 부하 완전 온(load full on)으로 또는 그 반대로 되는 상황에서) 특히 그렇다. 따라서, 신호값에 대한 보다 예측가능한 예상에 기초하여 보다 작은 회로 구성요소가 이용될 수 있고 그에 따라 구현된 회로의 비용 및/또는 크기를 감소시킬 수 있는 보다 안정된 역률 보정이 실현될 수 있다.
다른 실시예에서, 바로 이전에 기술된 바와 같은 역률 보정 장치는 AC 전원으로부터 LED-기반 광원을 비롯한 다양한 부하 중 하나 이상으로 전력을 효율적으로 제공하기 위해 하나 이상의 피드-포워드 구동기와 함께 사용될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 각각이 하나 이상의 부하, 하나 이상의 전력 제어 장치(즉, 피드-포워드 구동기), 및 선택적인 종래의 또는 수정된 역률 제어 장치를 포함하는 다수의 장치가 네트워크 구성으로 분산된 전원(예를 들어, 분산된 DC 전압 또는 AC 선로 전압)에 연결될 수 있다. 이 실시예의 일 양상에서, 분산된 전압에 연결된 다수의 장치는 네트워크 전체에 걸쳐 부하 제어 정보의 적절한 전달을 용이하게 해주기 위해 주소 지정가능 장치로서 구성될 수 있다. 본 발명의 다른 양상에서, DMX 프로토콜(그렇지만, 이에 한정되지 않음)을 비롯한 다양한 종래의 통신 프로토콜 중 임의의 것으로 네트워크 전체에 걸쳐 통신하기 위해 부하 제어 정보가 포맷될 수 있다.
요약하면, 본 발명에 따른 예시적인 실시예는 이하의 것을 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
일 실시예는 적어도 하나의 제1 LED 및 이 적어도 하나의 제1 LED와 연관된 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고 적어도 하나의 제1 LED에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하는 적어도 하나의 제1 전력 제어기를 포함하는 장치에 관한 것이다.
다른 실시예는 적어도 하나의 제1 LED와 연관된 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고 적어도 하나의 제1 LED에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 적어도 하나의 제1 LED, 및 적어도 하나의 제1 LED에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하도록 구성되는 적어도 하나의 제1 전력 제어기를 포함하는 장치에 관한 것이다. 이 실시예의 여러 가지 양상에서, 적어도 하나의 제1 전력 제어기는 제1 단일 스위치(single switch)를 포함하며, DC 공급 전압은 장치에 전원을 공급하며, 적어도 하나의 제1 전력 제어기는 제1 변환된 DC 전압을 적어도 하나의 제1 LED 양단에 인가하도록 구성되고, 적어도 하나의 제1 전력 제어기는 또한 DC 공급 전압의 제1 변환된 DC 전압으로의 제1 변환을 용이하게 해주고 이와 동시에 적어도 하나의 제1 LED에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하기 위해 제1 단일 스위치를 제어하도록 구성되어 있다.
다른 실시예는 적어도 하나의 제1 LED에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것으로서, DC 공급 전압은 전원을 제공하고, 제1 변환된 DC 전압은 적어도 하나의 제1 LED의 양단에 인가된다. 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 제공하는 단계는 DC 공급 전압의 제1의 변환된 DC 전압으로의 제1 변환을 용이하게 해주고 이와 동시에 제1의 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 적어도 하나의 제1 LED에 제공하도록 제1 단일 스위치를 제어하는 단계를 더 포함한다.
다른 실시예는 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하도록 구성된 적어도 하나의 제1 LED, 및 적어도 하나의 제1 LED에 연결되어 있고 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 제1 방사의 제1 세기를 제어가능하게 변경하도록 구성되는 제1 피드-포워드 구동기를 포함하는 장치에 관한 것이다.
다른 실시예는 적어도 하나의 제1 LED로부터 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하는 단계, 및 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 제1 방사의 제1 세기를 제어가능하게 변경하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 전원을 네트워크에 제공하는 분산된 DC 전압, 및 분산된 DC 전압에 연결된 적어도 제1 및 제2 장치를 포함하는 네트워크에 관한 것이다. 제1 및 제2 장치 각각은 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하도록 구성되는 적어도 하나의 제1 LED, 및 적어도 하나의 제1 LED에 연결되어 있고 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 제1 방사의 제1 세기를 제어하도록 구성되는 제1 피드-포워드 구동기를 포함한다. 이 네트워크는 제1 및 제2 장치 각각에 연결되어, 제1 및 제2 장치 각각에 의해 발생되는 제1 방사의 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 방사 제어 신호를 발생하는 적어도 하나의 네트워크 제어기를 더 포함한다.
다른 실시예는 전원을 제공하기 위해 DC 공급 전압을 적어도 제1 및 제2 장치에 분배하는 단계, 제1 및 제2 장치 각각에서, 적어도 하나의 제1 LED로부터 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하는 단계, 제1 및 제2 장치 각각에 의해 발생된 제1 방사의 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 방사 제어 신호를 제1 및 제2 장치 둘 다에 전송하는 단계, 및 제1 및 제2 장치 각각에서, 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 적어도 하나의 방사 제어 신호에 응답하여 제1 방사의 제1 세기를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 분산된 AC 선로 전압 및 이 분산된 AC 선로 전압에 연결된 적어도 제1 및 제2 장치를 포함하는 네트워크에 관한 것이다. 제1 및 제2 장치 각각은 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하도록 구성되는 적어도 하나의 제1 LED, 및 적어도 하나의 제1 LED에 연결되어 있고 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 제1 방사의 제1 세기를 제어하도록 구성되는 제1 피드-포워드 구동기를 포함한다. 이 네트워크는 제1 및 제2 장치 각각에 연결되어, 제1 및 제2 장치 각각에 의해 발생되는 제1 방사의 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 방사 제어 신호를 발생하는 적어도 하나의 네트워크 제어기를 더 포함한다.
다른 실시예는 AC 선로 전압을 적어도 제1 및 제2 장치에 분배하는 단계, 제1 및 제2 장치에서, 적어도 하나의 제1 LED로부터 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하는 단계, 제1 및 제2 장치 각각에 의해 발생된 제1 방사의 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 방사 제어 신호를 제1 및 제2 장치 둘 다로 전송하는 단계, 및 제1 및 제2 장치 각각에서, 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 적어도 하나의 방사 제어 신호에 응답하여 제1 방사의 제1 세기를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 저장하고 출력 에너지를 부하에 제공하는 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어 있고 이 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 적어도 하나의 스위치, 및 원하는 부하 전력을 나타내는 적어도 하나의 제어 신호를 수신하고 이 적어도 하나의 제어 신호에 응답하여 적어도 하나의 스위치를 제어하도록 구성되는 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함하는 장치에 관한 것으로서, 적어도 하나의 스위치 제어기는 적어도 하나의 스위치를 제어하기 위해 부하에 관한 어떤 피드백 정보도 수신하지 않는다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소로부터의 출력 에너지를 부하에 제공하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결된 적어도 하나의 스위치를 통해 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 단계, 원하는 부하 전력을 나타내는 적어도 하나의 제어 신호를 수신하는 단계, 및 부하에 관한 어떤 피드백 정보도 수신하지 않고 적어도 하나의 제어 신호에 응답하여 적어도 하나의 스위치를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 저장하고 부하에 출력 에너지를 제공하는 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장되는 적어도 입력 에너지를 제어하는 적어도 하나의 스위치, 및 적어도 하나의 스위치를 제어하도록 구성되는 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함하는 장치에 관한 것으로서, 적어도 하나의 스위치 제어기는 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 부하에 제공하기 위해 적어도 하나의 스위치의 다수의 스위칭 동작의 주파수 및 듀티비 중 적어도 하나를 제어하도록 구성되어 있다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소로부터의 출력 에너지를 부하에 제공하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결된 적어도 하나의 스위치를 통해 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 단계, 및 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 부하에 제공하기 위해 적어도 하나의 스위치의 다수의 스위칭 동작의 주파수 및 듀티비 중 적어도 하나를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 저장하고 출력 에너지를 부하에 제공하는 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어 이 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 적어도 하나의 스위치, 및 적어도 하나의 스위치를 제어하도록 구성된 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함하는 장치에 관한 것으로서, 적어도 하나의 스위치 제어기는 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 부하에 제공하기 위해, 전원에 의해 출력된 전압 및 전원으로부터 도출된 전류 중 적어도 하나 및 원하는 부하 전력을 나타내는 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 적어도 하나의 스위치를 제어하도록 구성되어 있다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소로부터의 출력 에너지를 부하에 제공하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결된 적어도 하나의 스위치를 통해 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 단계, 및 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 전력을 부하에 제공하기 위해, 전원에 의해 출력된 전압 및 전원으로부터 도출된 전류 중 적어도 하나 및 원하는 부하 전력을 나타내는 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 적어도 하나의 스위치를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 저장하고 출력 에너지를 부하에 제공하는 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어, 이 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 적어도 하나의 스위치, 및 적어도 하나의 기간에 다수의 스위칭 동작 - 각각의 스위칭 동작은 미리 정해진 입력 에너지 양자를 적어도 하나의 에너지 전송 요소로 전송함 - 을 수행하기 위해 적어도 하나의 스위치를 제어하도록 구성되는 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함하는 장치에 관한 것이다. 적어도 하나의 스위치 제어기는 제어가능하게 변경가능한 전력을 부하에 제공하기 위해, 적어도 하나의 기간에서의 적어도 2개의 스위칭 동작에 대한 미리 정해진 입력 에너지 양자 및 적어도 하나의 기간에서의 다수의 스위칭 동작의 수 중 적어도 하나를 변경하기 위해 다수의 스위칭 동작을 제어하도록 구성되어 있다.
다른 실시예는 전원으로부터 도출된 입력 에너지를 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소로부터의 출력 에너지를 부하에 제공하는 단계, 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결된 적어도 하나의 스위치를 통해 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장된 적어도 입력 에너지를 제어하는 단계, 및 적어도 하나의 기간에 다수의 스위칭 동작 - 각각의 스위칭 동작은 제어가능하게 변경가능한 미리 정해진 입력 에너지 양자를 적어도 하나의 에너지 전송 요소로 전송함 - 을 수행하기 위해 적어도 하나의 스위치를 제어하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다. 적어도 하나의 스위치를 제어하는 단계는 제어가능하게 변경가능한 전력을 부하에 제공하기 위해, 적어도 하나의 기간에서의 적어도 2개의 스위칭 동작에 대한 미리 정해진 입력 에너지 양자 및 적어도 하나의 기간에서의 다수의 스위칭 동작의 수 중 적어도 하나를 변경하기 위해 다수의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 더 포함한다.
다른 실시예는 역률 보정 장치에 관한 것으로서, 이 역률 보정 장치는 적어도 하나의 제1 스위치, 및 역률 보정 장치에 연결된 부하에 제공될 미리 정해진 원하는 전력에 적어도 기초하여 적어도 하나의 제1 스위치를 제어하는 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함한다.
다른 실시예는 부하에 실제 전력을 제공하는 것과 연관된 역률을 개선하기 위해 AC 전원으로부터 부하에 제공될 미리 정해진 원하는 전력에 적어도 기초하여 AC 전원으로부터 도출되는 전류를 제어하는 단계를 포함하는 역률 보정 방법에 관한 것이다.
다른 실시예는 적어도 하나의 역률 보정 스위치, 적어도 하나의 전력 제어 스위치, 및 장치에 연결된 부하에 제공될 미리 정해진 원하는 전력에 적어도 기초하여 적어도 하나의 역률 보정 스위치 및 적어도 하나의 전력 제어 스위치 둘 다를 제어하는 적어도 하나의 스위치 제어기를 포함하는 장치에 관한 것이다.
본 발명의 개시를 위해 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 용어 "LED"는 전기 신호에 응답하여 방사를 발생할 수 있는 임의의 전계 발광 다이오드 또는 다른 유형의 캐리어 주입/접합-기반 시스템을 포함하는 것으로 이해되어야만 한다. 따라서, 용어 LED는 전류에 응답하여 방사를 방출하는 여러 가지 반도체-기반 구조, 발광 폴리머, 전계 발광 스트립, 기타 등등을 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
상세하게는, 용어 LED는 적외선 스펙트럼, 자외선 스펙트럼, 및 가시 스펙트럼(일반적으로 대략 400 나노미터 내지 대략 700 나노미터의 방사 파장을 포함함) 중 여러 부분 중 하나 이상에서 방사를 발생하도록 구성될 수 있는 모든 유형의 발광 다이오드(반도체 및 유기 발광 다이오드를 포함함)를 말한다. LED의 어떤 예는 여러 가지 유형의 적외선 LED, 자외선 LED, 적색 LED, 청색 LED, 녹색 LED, 황색 LED, 호박색 LED, 오렌지색 LED 및 백색 LED(이하에서 더 상세히 기술함)를 포함하지만, 이에 한정되지 않는다. 또한, LED가 주어진 스펙트럼에 대한 여러 가지 대역폭(예를 들어, 협대역폭, 광대역폭)을 갖는 방사를 발생하도록 구성될 수 있음을 이해해야 한다.
예를 들어, 본질적으로 백색광을 발생하도록 구성된 LED(예를 들어, 백색 LED)의 한 구현은 함께 혼합되어 본질적으로 백색광을 형성하는 서로 다른 스펙트럼의 전계 발광을 각각 방출하는 다수의 다이(die)를 포함할 수 있다. 다른 구현에서, 백색광 LED는 제1 스펙트럼을 갖는 전계 발광을 다른 제2 스펙트럼으로 변환하는 인광체(phosphor) 물질과 연관될 수 있다. 이 구현의 한 예에서, 비교적 짧은 파장 및 협대역폭 스펙트럼을 갖는 전계 발광은 인광체 물질을 "펌핑(pump)"하고, 이는 이어서 얼마간 더 넓은 스펙트럼을 갖는 보다 긴 파장의 방사를 방사한다.
또한, 용어 LED가 LED의 물리적 및/또는 전기적 패키지 유형을 제한하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 상기한 바와 같이, LED는 서로 다른 스펙트럼의 방사를 각각 방출하도록 구성되는(예를 들어, 개별적으로 제어가능하거나 그렇지 않은) 다수의 다이를 갖는 단일의 발광 장치를 말할 수 있다. 또한, LED는 LED(예를 들어, 어떤 유형의 백색 LED)의 필수적인 부분인 것으로 생각되는 인광체와 연관될 수 있다. 일반적으로, 용어 LED는 패키지화된 LED, 비패키지화된 LED, 표면 실장(surface mount) LED, 칩-온-보드(chip-on-board) LED, T-패키지 실장 LED, 방사상 패키지(radial package) LED, 전력 패키지 LED, 어떤 유형의 케이스(encasement) 및/또는 광학 요소(예를 들어, 확산 렌즈)를 포함하는 LED, 기타 등등을 말할 수 있다.
LED를 비롯한 주어진 광원은 가시 스펙트럼 내의, 가시 스펙트럼 밖의 전자기 방사, 또는 이 양자의 조합을 발생하도록 구성될 수 있다. 따라서, 용어 "광" 및 "방사"는 본 명세서에서 상호교환가능하게 사용된다. 용어 "스펙트럼"은 하나 이상의 광원에 의해 생성되는 방사의 임의의 하나 이상의 주파수를 말하는 것으로 이해되어야만 한다. 따라서, 용어 "스펙트럼"은 가시 영역 내의 주파수(또는 파장)뿐만 아니라 적외선, 자외선 및 전체 전자기 스펙트럼의 다른 영역 내의 주파수(또는 파장)도 지칭한다. 또한, 주어진 스펙트럼은 비교적 좁은 대역폭(본질적으로 단지 몇 개의 주파수 또는 파장 성분) 또는 비교적 넓은 대역폭(여러 가지 상대 세기를 갖는 여러 개의 주파수 또는 파장 성분)을 가질 수 있다. 또한, 주어진 스펙트럼이 2개 이상의 다른 스펙트럼의 혼합(예를 들어, 다수의 광원으로부터 각각 방출된 방사를 혼합하는 것)의 결과일 수 있음도 잘 알아야 한다.
본 발명의 개시의 목적상, 용어 "컬러"는 용어 "스펙트럼"과 상호교환가능하게 사용된다. 그렇지만, 용어 "컬러"는 일반적으로 관찰자에 의해 인식가능한 방사의 특성을 말하는 데 주로 사용된다(그렇지만, 이러한 사용은 이 용어의 범위를 제한하기 위한 것이 아니다). 따라서, 용어 "서로 다른 컬러"는 암시적으로 서로 다른 파장 성분 및/또는 대역폭을 갖는 다수의 스펙트럼을 말한다. 또한, 용어 "컬러"가 백색 및 비백색 광 둘 다와 관련하여 사용될 수 있다는 것도 잘 알아야 한다.
본 명세서에 기술된 여러 가지 구현에서, LED-기반 광원을 비롯한 하나 이상의 광원은 이 광원에 의해 발생된 방사가 관찰자가 직접 볼 수 있게(예를 들어, 디스플레이), 간접적으로 볼 수 있게(예를 들어, 조명), 또는 관찰자가 반드시 방사를 보는 것은 아닌 다른 응용(예를 들어, 기계 시각(machine vision))을 위해 사용될 수 있게 구성될 수 있다.
용어 "제어기"는 본 명세서에서 하나 이상의 다른 장치의 동작에 관한 여러 가지 장치를 기술하는 데 사용된다. 제어기는 여러 가지 아날로그 및/또는 디지털 회로를 포함하는 전용 하드웨어로, 본 명세서에서 기술되는 여러 가지 기능을 수행하기 위해 미리 정해진 알고리즘(예를 들어, 소프트웨어 또는 마이크로코드를 사용하여 프로그램됨)을 실행하도록 구성된 하나 이상의 마이크로프로세서 또는 다른 프로그램가능 장치를 이용함으로써, 또는 어떤 기능을 수행하는 전용 하드웨어 및 다른 기능을 수행하는 프로그램된 마이크로프로세서 및 관련 회로의 조합으로서 등의 여러 가지 방식으로 구현될 수 있다. 용어 "프로세서"는 일반적으로 하나 이상의 마이크로프로세서 또는 다른 프로그램가능 장치를 포함하는 제어기를 말한다.
여러 가지 구현에서, 제어기 또는 프로세서는 하나 이상의 저장 매체(일반적으로, 본 명세서에서 "메모리", 예를 들어 RAM, PROM, EPROM 및 EEPROM 등의 휘발성 및 비휘발성 컴퓨터 메모리, 플로피 디스크, 콤팩트 디스크, 광학 디스크, 자기 테이프, 기타 등등 이라고 지칭함)와 연관될 수 있다. 몇몇 구현들에서, 저장 매체는 하나 이상의 프로세서/제어기 상에서 실행될 때 본 명세서에 기술된 기능들 중 적어도 몇 가지를 수행하는 하나 이상의 프로그램으로 인코딩될 수 있다. 여러 가지 저장 매체가 프로세서/제어기 내에 고정될 수 있거나 운반가능할 수 있으며, 따라서 그에 저장된 하나 이상의 프로그램은 본 명세서에 기술된 본 발명의 여러 가지 양상을 구현하기 위해 프로세서/제어기에 로드될 수 있다. 용어 "프로그램" 또는 "컴퓨터 프로그램"은 본 명세서에서 일반적인 의미에서 하나 이상의 프로세서/제어기를 프로그램하는 데 이용될 수 있는 임의의 유형의 컴퓨터 코드(예를 들어, 소프트웨어 또는 마이크로코드)를 지칭하는 데 사용된다.
용어 "주소 지정가능(addressable)"은 본 명세서에서 그 자신을 비롯한 다수의 장치로 보내진 정보(예를 들어, 데이터)를 수신하고 그에게 보내진 특정의 정보에 선택적으로 응답하도록 구성되는 장치(예를 들어, 조명 장치 등의 하나 이상의 부하와 연관될 수 있는 제어기 또는 프로세서)를 지칭하는 데 사용된다. 용어 "주소 지정가능"은 종종 다수의 장치가 어떤 통신 매체 또는 매체들을 통해 서로 연결되어 있는 네트워크화된 환경(또는 이하에서 더 기술되는 "네트워크")과 관련하여 사용된다.
한 네트워크 구현에서, 네트워크에 연결된 하나 이상의 장치는 네트워크에 연결된 하나 이상의 다른 장치에 대한 제어기로서 기능할 수 있다(예를 들어, 마스터/슬레이브 관계에서). 다른 구현에서, 네트워크화된 환경은 네트워크에 연결된 장치들 중 하나 이상을 제어하도록 구성되는 하나 이상의 전용 제어기를 포함할 수 있다. 일반적으로, 네트워크에 연결된 다수의 장치 각각은 통신 매체 또는 매체들 상에 존재하는 데이터에 액세스할 수 있지만, 주어진 장치는 예를 들어 그에 할당된 하나 이상의 특정의 식별자(예를 들어, "주소")에 기초하여, 네트워크와 데이터를 선택적으로 교환(즉, 네트워크로부터 데이터를 수신 및/또는 네트워크로 데이터를 전송)하도록 구성되어 있다는 점에서 "주소 지정가능"일 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이 용어 "네트워크"는 임의의 2개 이상의 장치 간에 및/또는 네트워크에 연결된 다수의 장치 간의 (예를 들어, 장치 제어, 데이터 저장, 데이터 교환, 기타 등등을 위한) 정보의 전송을 용이하게 해주는 2개 이상의 장치(제어기 또는 프로세서를 포함함)의 임의의 상호연결을 말한다. 용이하게 알 수 있는 바와 같이, 다수의 장치를 상호 연결하기에 적합한 네트워크의 여러 가지 구현은 다양한 네트워크 기술 중 임의의 것을 포함할 수 있고 다양한 통신 프로토콜 중 임의의 것을 사용할 수 있다. 게다가, 본 발명에 따른 여러 가지 네트워크에서, 2개의 장치 간의 임의의 한 연결은 2개의 시스템 간의 전용 연결 또는 다른 대안으로서 비전용 연결을 나타낼 수 있다. 2개의 장치로 보내지는 정보를 전달하는 것 이외에, 이러한 비전용 연결은 2개의 장치 중 어느 하나로 꼭 보내야 하는 것은 아닌 정보를 전달할 수 있다(예를 들어, 개방형 네트워크 연결). 게다가, 본 명세서에 기술된 여러 가지 장치들의 네트워크가 네트워크 전체에 걸친 정보 전송을 용이하게 해주기 위해 하나 이상의 무선, 유선/케이블, 및/또는 광 파이버 링크를 이용할 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있을 것이다.
이하에서 보다 상세히 기술되는 상기한 개념 및 부가의 개념의 모든 조합이 본 명세서에 기술된 본 발명의 대상의 일부인 것으로 보아야 한다는 것을 잘 알 것이다. 상세하게는, 본 명세서의 끝에 있는 청구된 발명 대상의 모든 조합은 본 명세서에 개시된 본 발명의 대상의 일부인 것으로 보아야 한다.
도 1은 종래의 스텝-다운(step-down), 즉 "강압형"(buck type) DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 DC-DC 컨버터와 연관된 여러 가지 동작 신호를 나타낸 도면이다.
도 3은 도 1의 컨버터에서의 2개의 연속적인 스위칭 동작 동안에 인덕터 전류 대 인가 전압을 상세히 나타낸 도면이다.
도 4는 종래의 스텝-업(step-up), 즉 "승압형"(boost type) DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 5는 종래의 반전용(inverting), 즉 "승강압형"(buck-boost type) DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 6은 종래의 "CUK"형 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 7은 전류-모드 동작을 위해 구성된, 도 1에 도시된 것과 유사한 승강압형 컨버터의 회로도이다.
도 8은 종래의 "플라이백형"(flyback type) DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 9는 종래의 "포워드형"(forward type) DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 9(a)는 승압형 컨버터 토폴로지에 기초한 종래의 역률 보정 장치의 회로도이다.
도 9(b)는 도 9(a)에 도시된 역률 보정 장치의 역률 보정 제어기의 기능을 개념적으로 나타낸 도면이다.
도 10은 부하의 하나 이상의 기능 요소에 전달되는 전력을 변조하도록 구성되는 부하에 연결된 DC-DC 컨버터의 예시적인 종래의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 11은 부하의 하나 이상의 기능 요소에 전달되는 전력을 변조하도록 구성되는 부하에 연결된 DC-DC 컨버터의 다른 예시적인 종래의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른, 스위칭 전력 공급 장치 구성에 적어도 부분적으로 기초한 "피드-포워드" 전력 제어 장치를 나타낸 블록도이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 12의 전력 제어 장치의 몇몇 부가적인 상세를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 12 및 도 13의 장치의 예시적인 타이밍도이다.
도 15는 장치가 전원으로부터 도출된 인덕터 전류를 모니터링하는 것 및 스위칭 동작의 듀티비를 조정하는 것에 부분적으로 기초하여 제어되는, 본 발명의 일 실시예에 따른 도 12 및 도 13의 전력 제어 장치의 일부분을 나타낸 회로도이다.
도 16은 장치가 장치에의 입력 전압을 모니터링하는 것 및 스위칭 동작의 듀티비를 조정하는 것에 부분적으로 기초하여 제어되는, 본 발명의 다른 실시예에 따른 도 12 및 도 13의 전력 제어 장치의 일부분을 나타낸 회로도이다.
도 17은 장치가 스위칭 동작의 유효 주파수를 조정하는 것에 기초하여 제어되는, 본 발명의 다른 실시예에 따른 도 12 및 도 13의 전력 제어 장치의 스위치 제어기의 일부분을 나타낸 회로도이다.
도 18은 부하로의 전력을 제어하기 위해 스위칭 동작의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 둘 다가 제어될 수 있는, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 제어 장치를 나타낸 도면이다.
도 19는 부하로의 전력을 제어하기 위해 스위칭 동작의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 둘 다가 제어될 수 있는, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력 제어 장치를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른, 탭드 인덕터(tapped inductor)를 포함하는 전력 제어 장치의 일부분을 나타낸 회로도이다.
도 20(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 잔류 저장 에너지를 감소시키기 위한 부가의 구성요소를 갖는, 도 20에 도시된 전력 제어 장치의 일부분을 나타낸 회로도이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른, 다수의 전력 제어 장치에 기초한 조명 네트워크를 나타낸 블록도이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 전력 제어 장치를 포함하는 조명 장치를 나타낸 도면이다.
도 22(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 수정된 역률 보정 제어를 갖는 도 22에 도시된 것과 유사한 조명 장치를 나타낸 도면이다.
도 22(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22(a)의 역률 보정 장치의 회로 일반 및 역률 보정 장치의 제어에 전용된 프로세서의 일부분의 개념적 기능 블록도를 나타낸 도면이다.
도 22(c)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22(a) 및 도 22(b)에 도시된 역률 보정 장치의 추가의 회로 상세를 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22에 도시한 것과 유사한 다수의 조명 장치에 기초한 조명 네트워크를 나타낸 블록도이다.
도 23(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22에 도시한 것과 유사한 다수의 조명 장치에 기초한 대안적인 조명 네트워크를 나타낸 블록도이다.
도 24(a) 및 도 24(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22의 조명 장치에 대한 하우징 구성을 여러 측면에서 본 것을 나타낸 도면이다.
도 25 내지 도 34는 본 발명의 다른 실시예들에 따른 다양한 전력 제어 장치 구성을 나타낸 회로도이다.
출원인은 어떤 전력 공급 장치 응용 및 어떤 유형의 부하에 대해, DC-DC 컨버터에 기초한 상업적으로 이용가능한 종래의 스위칭 전력 공급 장치가 부하에의 전력의 유연성있고 및/또는 효율적인 제공을 용이하게 해주도록 최상으로 구성되어 있지 않을 수 있음을 인식하고 잘 알고 있었다. 예를 들어, (AC 선로 전압에서 조절된 DC 전압 출력으로의) 많은 종래의 스위칭 전원의 전력 변환 효율이 대략 80% 정도이지만, 서로 다른 부하의 특정의 구성 및/또는 제어 요건은 DC-DC 컨버터 및 부하를 포함하는 시스템의 전체적인 전력 변환 효율을 상당히 감소시킬 수 있으며, 여기서 부하 자체는 여러 가지 제어 회로를 포함할 수 있다.
게다가, 출원인은 어떤 응용 및 어떤 유형의 부하에 대해, 부하에 적절한 전력을 제공하는 기능 및 부하와 연관된 어떤 기능을 제어하는 기능이 상당히 간소화될 수 있으며, 그 결과 더 적은 구성요소, 더 높은 전체적인 전력 효율, 및 더 적은 공간 요건을 갖는 회로 구현이 얻어진다.
상기한 바를 고려하여, 본 발명은 일반적으로 적어도 어떤 유형의 부하에 전력을 제공하고 이를 제어하는 여러 가지 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다. 이하에 상세히 기술하는 몇몇 실시예들에서, 부하로부터의 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고(예를 들어, 부하 전압 및 전류를 모니터링 및/또는 조절하지 않고) 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공되며, 그에 의해 회로 복잡성, 구성요소의 수, 크기 및 효율성을 상당히 감소시킨다.
본 명세서에 개시된 다른 실시예들에서, 특히 관심을 끄는 것은 부하의 하나 이상의 기능 요소가 그 기능 요소에의 전력을 변조함으로써 제어되는 부하이다. 이러한 기능 요소의 예는 모터 또는 다른 액추에이터 및 모터 장착된/움직이는 구성요소(예를 들어, 릴레이, 솔레노이드), 온도 제어 요소(예를 들어, 가열/냉각 요소) 및 적어도 몇몇 유형의 광원을 포함할 수 있지만, 이에 한정되지 않는다. 기능 요소를 제어하기 위해 부하에서 이용될 수 있는 전력 변조 제어 기술의 예는 펄스 주파수 변조, 펄스 폭 변조, 및 펄스 수 변조(예를 들어, 1비트 D/A 변환)를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
보다 구체적으로는, 본 발명의 여러 가지 실시예들에 따른 간소화된 전력 공급 장치/제어 구성에 대한 한 유형의 관심의 부하는 변조된 펄스형 전력 전달에 기초하여 인지되는 밝기가 변할 수 있는 하나 이상의 발광 다이오드(LED) 광원을 포함하는 조명 장치이다. 예시적인 부하로서 LED-기반 조명 장치를 사용하는 본 발명의 여러 가지 실시예들에 따른 개선된 전력 제어 방법 및 장치에 대한 설명을 용이하게 해주기 위해, 먼저 DC-DC 컨버터를 포함하는 스위칭 전력 공급 장치가 조절된 DC 출력 전압을 통해 전력을 LED-기반 조명 장치에 제공하는 한가지 종래의 구성을 설명하는 것이 도움이 된다.
도 10은 DC-DC 컨버터(69) 및 부하(40)로서 기능하는 LED-기반 조명 장치의 이러한 예시적인 종래의 구성을 나타낸 도면이다. 도 10에 나타낸 바와 같이, 조명 장치는 하나 이상의 LED(100) 및 LED(들)에 의해 발생되는 방사의 세기를 제어하도록 구성된 여러 가지 다른 구성요소를 포함한다. 이러한 장치의 한 예는 2000년 1월 18일자로 특허된 발명의 명칭이 "다중 컬러 LED 조명 방법 및 장치(Multicolored LED Lighting Method and Apparatus)"인 미국 특허 제6,016,038호에 기술되어 있다.
여기서의 설명의 목적상, 도 10의 DC-DC 컨버터(69)는 플라이백 조절기(flyback regulator)(도 8과 관련하여 앞서 먼저 기술되었음)로서 도시되어 있으며, AC 전원(즉, 120 Vrms/60Hz 등의 AC 선로 전압)으로부터 전력을 도출하는 전력 공급 장치의 일부분으로서 역할한다. 따라서, DC-DC 컨버터(69)는 AC 선로 전압으 로부터 도출되는 비조절된 DC 입력 전압(30)(Vin)과 조절된 DC 출력 전압(32)(Vout) 간의 적절한 분리를 제공하기 위해 변압기(72) 및 다른 구성요소를 포함한다. 도 9의 포워드 컨버터는 물론, 입력/출력 분리 특징 및/또는 역률 보정 구성요소를 포함하는 다른 DC-DC 컨버터 구성도 마찬가지로 도 10에 도시된 것과 유사한 종래의 구성에서 이용될 수 있음을 잘 알 것이다.
도 10에서, DC-DC 컨버터(69)의 스위치(20)는 스위치(20)의 기능을 구현하기 위해 여러 가지 구성요소(예를 들어, BJT, FET는 물론 필요할 수 있는 다른 신호 증폭기/스위치 구동기 회로)가 이용될 수 있음을 나타내기 위해 일반적으로 제어가능한 "연결-차단(make-brake)" 회로 접속으로서 도시되어 있다. 게다가, 컨버터의 전압 조절 피드백 루프의 구성요소(도 1 및 도 7 참조)는 도 10에서 한데 모아서 전력 공급 장치 제어기(80)로서 나타내어져 있으며, 이 전력 공급 장치 제어기(80)는 DC 출력 전압(Vout)의 샘플을 입력으로서 받고 스위치(20)를 동작시키는 제어 신호(44)를 출력으로서 제공한다. 도 1 및 도 7과 관련하여 상기한 바와 같이, 전력 공급 장치 제어기(80)의 구성요소는 주어진 기간에 변압기를 통해 전송되는 에너지의 양을 조정함으로써 Vout이 본질적으로 일정한 미리 정해진 출력 전압 레벨로 조절되도록 Vout을 조정하기 위해 제어 신호(44)의 듀티비(및 따라서 스위치(20)의 온-오프 동작)를 변화시키도록 구성되어 있다.
도 10의 예시적인 구성에서 부하(40)로서 역할하는 조명 장치는 LED 제어기(82)에 의해 제어되는 하나 이상의 LED(100)를 포함한다. 단지 하나의 LED(100) 만이 간단함을 위해 도 10에 도시되어 있지만, 컨버터의 조절된 공급 전압(Vout)이 LED를 구동하기에 적절한 전압을 제공하도록 이 장치가 다양한 직렬, 병렬 또는 직렬-병렬 구성 중 임의의 구성으로 상호 연결될 수 있는 다수의 LED를 포함할 수 있음을 잘 알 것이다(LED는 일반적으로 2 내지 4 볼트 정도의 낮은 포워드 전압을 가지며, 12 볼트 또는 24 볼트 등의 보다 통상적으로 이용가능한 전력 공급 장치 출력 전압(Vout)이 LED를 손상시키지 않고 LED 구성에 인가될 수 있도록 다수의 LED가 직렬/병렬 구성으로 연결될 수 있다). 도 10의 구성에서, DC-DC 컨버터(69)에 제공되는 비조절된 DC 입력 전압(Vin)은 대략 160 볼트 정도이거나 또는 심지어 상당히 더 높을 수 있으며, 이 컨버터는 예를 들어 12 볼트 또는 24 볼트의 조절된 DC 출력 또는 공급 전압(Vout)을 제공하도록 구성될 수 있다. 도 10에 나타낸 바와 같이, 하나 이상의 LED(100)의 공통 애노드는 조절된 공급 전압(Vout)의 플러스 단자에 연결될 수 있다. 부하(40)는 또한 공급 전압(Vout) 상의 임의의 잔류 리플을 필터링하기 위해 하나 이상의 필터 커패시터(88)를 포함할 수 있다.
도 10에 도시된 조명 장치/부하(40)에서, 하나 이상의 LED(100)에 의해 발생된 방사의 세기는 주어진 기간에 걸쳐 LED(들)에 전달되는 평균 전력에 비례한다. 따라서, 하나 이상의 LED에 의해 발생되는 방사의 세기를 변화시키기 위한 한가지 기술은 LED(들)에 전달되는 전력을 변조하는 것을 포함한다. 이를 위해, 조명 장치는 또한 +Vout과 접지 사이의 LED들의 전류 경로에 있는 전류 조절기(84) 및 스위 치(90)는 물론, LED 제어기(82)(이 LED 제어기(82)도 역시 조절된 공급 전압(Vout)을 통해 전원을 공급받을 수 있음)도 포함한다.
도 10에 도시된 조명 장치/부하(40)의 조절기(84)는 일반적으로 전류 경로를 완성하기 위해 스위치(90)가 닫혀 있을 때 하나 이상의 LED(100)를 통하는 최대 전류(ILED)를 한정하도록 구성되어 있다. 따라서, 고정된 공급 전압(Vout)(따라서 전원이 공급될 때의 LED(들)의 양단의 고정된 전압(VLED))이 주어지는 경우, 조절된 전류(ILED)는 또한 LED(들)에 전원이 공급될 때 LED(들)에 전달되는 순간 전력(PLED)의 양을 결정한다(PLED = VLED·ILED).
도 10의 예시적인 구성에서, LED 제어기(82)는 시간에 따라 LED(들)에 전달되는 평균 전력을 변조하기 위해 펄스폭 변조 기술을 사용하여 스위치(90)를 제어하도록 구성될 수 있다. 상세하게는, LED 제어기는 스위치를 반복하여 열고 닫음으로써 하나 이상의 LED에 펄스 방식으로, 양호하게는 사람의 눈으로 검출될 수 있는 주파수보다 큰(예를 들어, 대략 100Hz보다 큰) 주파수로 전원을 공급하도록 구성되어 있다. 이와 같이, LED(들)에 의해 발생된 광의 관찰자는 불연속적인 온 및 오프 사이클(통상적으로 "플리커 효과(flicker effect)"라고 함)을 인지하지 않지만, 그 대신에 눈의 적분 기능이 본질적으로 연속적인 발광을 인지한다. 임의의 주어진 기간에 LED(들)에 전원이 공급되는 평균 시간량을 조정함으로써(즉, LED(들)에 전달되는 평균 전력을 조정함으로써), 발생된 광의 인지된 밝기가 변화 될 수 있다. LED 제어기(82)는 스위치(90)의 듀티비를 조정함으로써(즉, 연속적인 스위칭 사이클 동안에 스위치가 온으로 되는, 즉 닫히는 시간을 증가 또는 감소시킴으로써) 이것을 달성할 수 있다. 도 10에 도시한 바와 같이, LED 제어기(82)는 주어진 시간에서의 스위치의 듀티비, 및 따라서 관찰된 광의 인지된 밝기를 지정하는 제어 신호 또는 제어 데이터(86)를 수신할 수 있다.
도 11에 나타낸 또 다른 예시적인 구성에서, 하나 이상의 LED(100) 이외에, 조명 장치/부하(40)는 LED(들)(100)의 컬러와 다른 컬러를 갖는 하나 이상의 부가의 LED(100A)를 포함할 수 있다. 도 11에 나타낸 바와 같이, LED(들)(100A)의 회로 구성은 LED(들)(100)의 회로 구성과 유사하며, 즉 LED(들)(100A)의 공통 애노드는 Vout의 플러스 단자에 연결되어 있고, 조절기(84A)는 스위치(90A)가 전류 경로를 완성하기 위해 닫혀 있을 때 LED(들)(100A)를 통하는 최대 전류(ILED(A))를 한정하도록 구성되어 있다. 도 11에서, LED 제어기(82)는 또한, 도 10과 관련하여 상기한 바와 같이, 시간에 따라 LED(들)(100A)에 전달되는 평균 전력(따라서 LED들(100A)에 의해 발생되는 광의 인지된 밝기)을 제어하기 위해 펄스폭 변조 기술을 사용하여 스위치(90A)를 제어하도록 구성되어 있다.
도 11에 도시된 LED 제어기(82)는 또한 LED(들)(100) 및 LED(들)(100A)에 의해 각각 발생되는 서로 다른 컬러의 광의 인지된 밝기를 독립적으로 조정하기 위해 스위치(90, 90A)를 (예를 들어, 하나 이상의 제어 신호 또는 제어 데이터(86)에 기초하여) 독립적으로 제어하도록 구성될 수 있다. 이와 같이, 잘 알려진 컬러 혼합 원리에 기초하여 조명 장치에 의해 다양한 서로 다른 인지가능한 컬러가 발생될 수 있다. 다른 구성에서, 도 10 및 도 11에 도시한 것과 유사한 조명 장치가 3개 이상의 컬러를 갖는 LED들을 포함할 수 있으며, 여기서 서로 다른 컬러의 LED에 의해 발생되는 방사의 각자의 세기가 광범위한 가변-컬러 광을 발생하기 위해 상기한 바와 유사한 방식으로 독립적으로 제어된다는 것을 잘 알 것이다.
출원인은 도 10 및 도 11에 나타낸 예시적인 종래의 DC-DC 컨버터/부하 구성에 의해 비효율성 및 기능 중복에 관한 몇 가지 문제점이 나타남을 인식하고 잘 알고 있었다.
첫째, 상업적으로 이용가능한 스위칭 전력 공급 장치의 현실적인 한계로 인해 야기되는 주목할만한 비효율성 문제가 있다. 예를 들어, 단지 몇 개의 미리 정해진 전압 출력 레벨(예를 들어, 일반적으로 5V, ±12V, ±15V, 24V 기타 등등) 및 선택된 범위의 전력 출력 능력(대부분 다양한 산업 규약에 의해 결정됨)을 갖는 종래의 스위칭 전력 공급 장치가 일반적으로 상업적으로 이용가능하다는 것을 잘 알 것이다. 상업적으로 이용가능한 스위칭 전력 공급 장치의 출력 전압 및 출력 전력 정격의 선택이 제한되어 있는 결과, 공급 전압/전력 정격과 주어진 부하의 특정의 전압/전력 요건 간의 최적보다는 못한 일치가 일어날 수 있다.
전압에 관해서는, 상용 전력 공급 장치(도 10 및 도 11에 컨버터(69)로 예시되어 있음)에서 일반적으로 이용가능한 조절된 DC 출력 전압은 문제의 특정 부하에 대해 이상적으로 적합하지 않을 수 있으며, 그에 따라 부하의 하나 이상의 기능 요소를 적절히 구동하기 위해 어떤 전압 또는 전류 조정/조절 회로를 필요로 할 수 있다. 도 10 및 도 11의 예시적인 구성과 관련하여 상기한 바와 같이, LED-기반 조명 장치를 구동하는 12 볼트 또는 24 볼트의 통상적으로 이용가능한 조절된 DC 공급 전압(Vout)이 주어지면, 손상없이 LED(들)의 적절한 동작을 보장하기 위해 전류 조절기와 함께 상당히 더 낮은 전압 LED가 상호 연결되어 조명 장치에 배치될 필요가 있다. 최적보다는 못한 공급 전압(Vout)에 기초한 조절기 또는 유사한 조정 회로가 필요하게 되면 불가피하게 전력 및 공간을 낭비한다.
이와 유사하게, 조명 장치/부하(40)의 전력 요건과 주어진 스위칭 전력 공급 장치의 전력 제공 능력 간의 잠재적인 불일치는 비효율성 및 낭비를 초래할 수 있다. 예를 들어, (예를 들어, 임의의 주어진 시간에 전원을 공급받을 수 있는 LED의 수 및 유형과 조명 장치/부하에 존재하는 여러 가지 제어 및 다른 지원 회로에 기초하여) 주어진 조명 장치/부하(40)의 특정의 전력 요건(PLOAD)을 생각해보자. 상업적으로 이용가능한 전력 공급 장치에 대한 출력 전력 정격의 미리 정해진 선택이 주어지면, 주어진 부하의 전력 요건보다 높은 것이 안전하지만 그에 가까운 것이 적당한 출력 전력 정격을 갖는 전력 공급 장치가 즉시 이용가능하지 않을 수 있다. 따라서, 상당히 과도한 규격의(즉, PLOAD보다 상당히 더 큰 전력 출력을 제공할 수 있는) 전력 공급 장치가 이 상황에서 유일한 타당한 선택일 수 있다. 다시 말하면, 이러한 전력 불일치는 적어도 전력 공급 장치 내의 과도한 크기의 구성요소에 관해 비효율성 및 낭비를 수반한다.
게다가, 상당한 조명을 제공하기 위해 많은 수의 LED 및/또는 고전력 LED을 갖는 조명 장치/부하(40)에서, DC-DC 컨버터와 부하 간의 임의의 상당한 거리에 걸쳐 요구된 전력을 전송하는 것은 또 하나의 비효율성 문제를 제기할 수 있다. 예를 들어, 컨버터의 고정된 조절된 DC 출력 전압(예를 들어, 12 볼트 또는 24 볼트임)이 주어지면, 조명 장치/부하 내의 많은 수의 LED 및/또는 고전력 LED는 전원을 공급받을 때 상당한 전류를 도출할 수 있으며, 그 결과 (특히 조명 장치/부하가 임의의 상당한 거리만큼 DC-DC 컨버터로부터 떨어져 있는 경우에) 부하를 DC-DC 컨버터에 연결하는 임의의 케이블/도체에서 아마도 상당한 저항성 손실을 발생할 수 있다.
요약하면, 상기한 비효율성 문제는 컨버터와 부하 간의 잠재적인 전압 및/또는 전력 불일치는 물론 컨버터와 부하 간의 잠재적인 전력 전송 손실에 관련하여 DC-DC 컨버터의 어느 정도의 비유연성에 적어도 부분적으로 관계되어 있다.
둘째, 도 10 및 도 11에 도시된 예시적인 종래의 구성에서 특히 주목할만한 것은 일반적으로 말하면 조절된 전압 출력을 제공하는 DC-DC 컨버터의 동작 및 제어가능한 광 출력을 제공하는 조명 장치의 동작이 적어도 이들 양쪽에 존재하는 스위칭 동작과 관련하여 상당히 유사하다는 것이다. 구체적으로는, 유사한 변조된 스위칭 동작이 DC-DC 컨버터 및 조명 장치 둘 다에 대한 원하는 출력을 결정한다.
상기한 바를 고려하면, 본 발명의 여러 가지 실시예들은 일반적으로 적어도 어떤 유형의 부하에 전력을 제공하고 이를 제어하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 여기에서 전체적인 전력 효율이 일반적으로 개선되고 구성요소의 기능 중복이 종래의 구성과 비교하여 상당히 감소한다. 다른 양상에서, 본 명세서에 개시된 여 러 가지 실시예에 따른 방법 및 장치의 구현은 일반적으로 더 적은 구성요소, 더 높은 전체적인 전력 효율, 및 더 적은 공간 요건을 갖는 상당히 간소화된 회로를 포함한다.
이하에서 더 설명되는 어떤 실시예들에서, 부하 전압 및/또는 부하 전류의 어떤 모니터링도 필요로 하지 않고(즉, 부하로부터의 어떤 피드백도 없이) 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공된다. 피드백이 필요로 하지 않는 이러한 실시예들의 일 양상에서, 더 낮은 DC 부하 공급 전압과 AC 선로 전압으로부터 도출되는 전원(예를 들어, DC-DC 컨버터에 입력되는 높은 DC 전압) 간에 일반적으로 이용되는 분리 구성요소가 어떤 경우에 필요하지 않을 수 있으며, 그에 따라 필요한 회로 구성요소의 수를 감소시킬 수 있다. 다른 양상에서, 피드백 루프가 필요없게 되면 일반적으로 회로 속도를 증가시키고 피드백 회로 안정성에 관계된 잠재적으로 곤란한 문제를 피하게 된다.
본 명세서에 개시된 일 실시예는 상세하게는 LED-기반 광원에 대한 "피드-포워드" 구동기에 관한 것이다. 이 실시예에 따른 피드-포워드 구동기는 DC-DC 컨버터 및 광원 제어기의 기능을 겸비하고 있으며, 광원에 제공되는 전압 또는 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 주어진 기간에 광원에 전달되는 평균 전력을 변조하는 것에 기초하여 광원에 의해 발생되는 광의 세기를 제어하도록 구성되어 있다. 이 실시예의 일 양상에서, 피드-포워드 구동기는 "불연속 모드" 스위칭 동작을 사용하여 하나 이상의 에너지 전달 요소에 에너지를 저장하고 그로부터 에너지를 방출하도록 구성되어 있다. 이하에 더 기술하는 바와 같이, 이러한 유형의 스위칭 동작은 스위칭 사이클마다 예측가능한 양의 에너지의 전달, 및 따라서 광원으로의 예측가능한 제어된 전력 전달을 용이하게 해준다.
이하에서 본 발명에 따른 전력 제어 방법 및 장치에 관계된 여러 가지 개념 및 그의 실시예에 대한 보다 상세한 설명을 한다. 이상에서 소개되고 이하에서 보다 상세히 기술되는 여러 가지 개념이 여러 가지 방식 중 임의의 방식으로 구현될 수 있으며 그 이유는 개시된 개념들이 임의의 특정의 구현 방식으로 제한되지 않기 때문임을 잘 알 것이다. 특정의 구현 및 응용의 예는 단지 예시적인 목적으로 제공되어 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 전력 공급 장치 구성에 적어도 부분적으로 기초한 "피드-포워드" 전력 제어 장치(200)를 나타낸 블록도이다. 도 12의 실시예는 물론 이하에 기술되는 다른 실시예들과 관련하여 사용되는 용어 "피드-포워드"는 부하와 연관된 정보(예를 들어, 부하에 의해 도출되는 원하는 전력, 부하 양단에 인가되는 원하는 전압, 기타 등등)가 사전에 알려져 있고 회로 동작을 용이하게 해주는 데 사용되는 회로 구성을 말한다. 예를 들어, 본 명세서에 개시된 피드-포워드 전력 제어 장치의 여러 가지 예들에서, 부하로부터의 어떤 피드백 정보도 필요로 하지 않고 스위치드 에너지 전송 방법을 통해 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공된다, 즉 부하 전압 및/또는 부하 전류를 모니터링할 필요가 없다. 오히려, 전력 제어 장치에 제공되는 전원에 관한 하나 이상의 파라미터(예를 들어, 전압 입력 또는 전원으로부터 도출된 전류)는 물론, 원하는 부하 파라미터에 관하여 사전에 알고 있는 다른 제어 정보 또는 데이터를 모니터링하는 것에 기초하 여 제어된 미리 정해진 전력이 부하에 제공된다.
도 12에 도시된 바와 같이, 전력 제어 장치(200)는 전원으로부터 DC 입력 전압(212)(Vin)을 받아서 입력 전류(210)(Iin)를 도출한다. 이전의 도면들에 도시된 DC 입력 전압(30)과 관련하여 상기한 바와 같이, DC 입력 전압(212)은 조절된 또는 비조절된 DC 전압일 수 있으며 예를 들어 정류되고 필터링된 AC 선로 전압 또는 다른 DC 전원으로부터 도출될 수 있다. 도 12는 또한 입력 전류(Iin)가 스위치(214)의 동작을 통해 에너지 전송 장치(202)를 통과하도록 전력 제어 장치(200)가 구성되어 있는 것을 나타내고 있다. 스위치(214)는 이어서 하나 이상의 모니터링된 전원 파라미터(206)(예를 들어, Vin 및/또는 Iin)는 물론 장치(200)에 제공되는 다른 제어 정보 또는 데이터(208)에 응답하여 발생되는 제어 신호(216)를 통해 스위치(214)를 제어하도록 구성되어 있는 스위치 제어기(204)에 의해 제어된다. 도 12에 명시적으로 도시되어 있지는 않지만, 이하에서 더 상세히 기술되는 여러 가지 구현에 따르면, 스위치 제어기(204)에 대한 동작 전력은 DC 입력 전압(Vin) 또는 다른 전원으로부터 도출될 수 있다.
도 12에서, 스위치(214)는 이전의 도면들에 도시되어 있는 트랜지스터 스위치(20)의 역할과 거의 유사한 역할을 수행한다. 따라서, 스위치(214)의 한 예시적인 구현은, 트랜지스터를 적절히 동작시키는 데 필요할 수 있는 다른 신호 증폭기/스위치 구동기 회로와 함께, 포화된 스위치로서 동작하도록 구성되어 있는 하나 이상의 트랜지스터(예를 들어, BJT, FET)를 포함한다. 도 12에 도시된 에너지 전송 장치(202)는 일반적으로 부하에 전력을 제공하는 DC-DC 컨버터의 일반적인 기능을 구현하도록 구성되어 있는 몇 가지 가능한 회로 구성 중 하나를 나타낸다. 보다 구체적으로는, 본 실시예의 다른 양상에 따르면, 에너지 전송 장치(202)는 강압형 컨버터, 승압형 컨버터, 승강압형 컨버터, CUK 컨버터, 플라이백 컨버터, 및 포워드 컨버터(이들 모두는 도 1 및 도 4 내지 도 9와 관련하여 앞서 기술하였음) 중 하나는 물론 본 명세서에 구체적으로 기술되지 않은 다른 DC-DC 컨버터 구성의 일반적인 기능을 구현하도록 구성된 여러 가지 구성요소를 포함할 수 있다.
도 12에 도시한 바와 같이, 에너지 전송 장치(202)는 부하(218)에 DC 출력 전압(216)(Vout)을 제공하도록 구성되어 있다. 그렇지만, 앞서 언급하였고 이하에 보다 상세히 기술되는 바와 같이, 이전의 도면들에 도시된 종래의 구성과는 달리, 도 12의 실시예에서의 에너지 전송 장치(202)는 스위치(214)의 제어에 영향을 미치는 피드백으로서 부하에 관한 어떤 정보(예를 들어, 부하 전압 및/또는 부하 전류)도 제공하도록 구성되어 있지 않다.
에너지 전송 장치(202)의 전력 제어 장치(200)의 다른 구성요소에의 상호연결은 전력 제어 장치의 동작에 대한 서론적인 설명을 용이하게 해주기 위해 도 12에 개괄적으로 도시되어 있다. 그렇지만, 전력 제어 장치(200)의 주어진 구현에서의 구성요소들의 특정의 상호 연결이 에너지 전송 장치(202)에서 이용되는 DC-DC 컨버터의 유형에 의해 좌우될 수 있음을 잘 알 것이다. 특정의 구성의 어떤 예에 대해 도 13 및 도 15 내지 도 19와 관련하여 이하에 보다 상세히 기술된다.
도 12의 실시예의 다른 양상에서, 피드-포워드 전력 제어 장치(200)는 스위치 제어기(204) 및 스위치(214)에 의해 구현되는 "불연속 모드" 스위칭 동작을 사용하여 에너지 전송 장치(202)의 하나 이상의 에너지 전송 요소에 에너지를 저장하고 그로부터 에너지를 방출하도록 구성될 수 있다. 이러한 유형의 스위칭 동작은 스위칭 사이클마다 예측가능한 양의 에너지의 전송 및 따라서 부하(218)에의 예측가능한 제어된 전력 전달을 용이하게 해준다. 이제부터, 불연속 모드 스위칭 동작에 대해 먼저 도 13 및 도 14를 참조하여 보다 상세히 기술한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 제어 장치(200)의 예시적인 에너지 전송 장치(202)의 부가적인 상세를 개략적으로 나타낸 도 12와 유사한 도면이다. 도 13의 예에서, 에너지 전송 장치는 인덕턴스(L)를 갖는 에너지 전송 요소인 인덕터(220)는 물론, DC 출력 전압(216)을 부하(218)에 제공하도록 구성되어 있는 다른 DC-DC 컨버터 회로를 포함하는 승강압형 또는 반전형 컨버터로서 도시되어 있다. 도 12와 관련하여 상기한 바와 같이, 주로 불연속 모드 동작에 관계된 여러 가지 개념을 설명하기 위해 도 13에 도시된 예시적인 승강압형 구성이 제공되어 있지만, 본 발명에 따른 전력 제어 장치가 이 특정의 구성에 한정되지 않고 다른 구성이 다른 실시예에 따른 불연속 모드에서 동작될 수 있음을 잘 알 것이다. 도 13에서, 전류(210)(Iin)는 인덕터에 인가되는 전압(212)(Vin)에 기초하여 스위치(214)의 동작으로 인덕터(220)를 통해 흐른다. 전력 제어 장치(200)의 동작의 근간을 이루는 보다 두드러진 일반적인 개념 중 몇 가지를 강조하기 위해, 이하의 설명에 서 이상적인 구성요소 및 거의 무손실인 에너지 전송을 가정한다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 12 및 도 13에 도시된 스위치(214)의 2개의 연속적인 스위칭 사이클(213)을 나타낸 예시적인 타이밍도이다. 도 14는 스위치(214)의 연속적인 온/오프 스위칭 사이클 동안에 입력 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(220)의 양단에 인가되는 펄스형 전압(225)(VL)을 나타내고 있다. 도 3에 나타낸 바와 같이, 스위치(214)가 온되어, 즉 닫혀 있는 시간이 도 14에서 ton으로 표시되어 있고, 스위치가 오프되어 있는, 즉 열려 있는 시간이 toff로 표시되어 있다. 따라서, 상기한 바와 같이, 주어진 스위칭 사이클(213)의 주기(T)는 ton+toff로 주어지고, 다수의 스위칭 사이클의 주파수(f)는 1/T로 주어진다.
도 14에서, 인덕터 양단에 인가된 펄스형 전압(225)에 인덕터(220)를 통하는 전류(224)(IL)가 중첩되어 있다. 도 3과 관련하여 상기한 바와 같이, 스위치(214)가 기간(ton) 동안 닫혀 있는 경우, 인덕터에 인가되는 전압(VL)은 관계식 VL = L·dIL/dt에 기초하여 선형적으로 증가하는 전류(Iin = IL)가 인덕터를 통해 흐르도록 하며, 그 동안에 에너지가 인덕터의 자계에 저장된다. 기간(ton)의 끝에서, 도 14는 인덕터 전류(IL)가 최대 피크값(IP)에 도달하는 것으로 나타내고 있다. 이 동일한 관계식 VL = L·dIL/dt은 스위치(214)가 오프되는, 즉 열리는 때에 인덕터 전 류(IL)가 기간(toff) 동안에 선형적으로 감소하도록 하는데, 그 이유는 저장된 에너지가 다른 DC-DC 컨버터 회로를 통해 부하에 제공되기 때문이다.
도 14의 타이밍도는 도 3에 앞서 도시되어 있는 것과 유사하지만, 도 14에 도시된 인덕터 전류(IL)가 연속 모드 스위칭 동작보다는 "불연속 모드" 스위칭 동작을 반영하고 있다는 점에서 도 3과 다르다. 구체적으로는, 각각의 스위칭 사이클의 시작 및 끝에서, 전력 제어 장치는 인덕터 전류(IL)가 0이 되도록 구성되어 있으며, 구체적으로는 인덕터의 인덕턴스(L) 및 스위치(214)의 듀티비는 물론 장치의 다른 구성요소는 시간(ton) 동안에 인덕터에 저장된 에너지 전부가 toff보다 작은 시간(t2)에 부하로 전송되고, 그에 따라 각각의 스위칭 사이클의 시작 및 끝에서 인덕터를 통해 흐르는 전류가 없도록(또한 인덕터의 자계에 잔류 저장 에너지가 없도록) 구성되어 있다. 도 14에 도시되어 있는 바와 같이, t2의 끝과 toff의 끝 사이의 기간은 인덕터 전류(IL)의 불연속성을 나타내며, 따라서 용어 "불연속" 모드가 된다.
불연속 모드 스위칭 동작을 이용하고 각각의 스위칭 사이클의 시작 및 끝에서 인덕터 전류가 본질적으로 0이 되도록 함으로써, 스위칭 사이클마다 예측가능한 양의 에너지의 전송이 용이하게 되며, 따라서 부하에의 예측가능한 제어된 전력 전달이 용이하게 된다. 예를 들어, 도 14를 참조하면, 기간(ton)의 끝에서 인덕터의 자계에 저장된 에너지 양자(Win)(단위: 주울)는, 초기 인덕터 전류를 0이라고 가정할 때,
Figure 112006073953401-PCT00013
에 의해 주어진다. 무손실 에너지 전송이라고 가정하면, Win과 같은 에너지 양자(Wout)가 기간(t2<toff) 동안에 인덕터의 자계로부터 부하로 전송되는 반면, 스위치(214)는 기간(toff) 동안 열려 있다. 각각의 연속적인 스위칭 사이클에서, 예측가능한 에너지 양자가 이와 같이 전송된다.
전력이 주어진 기간에 전송된 에너지량으로서 정의되기 때문에(즉, P = dW/dt임), 부하로 전송되는 전력은 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00014
여기서, f = 1/T는 스위치(214)의 스위칭 주파수이다. 상기한 바로부터, 인덕터의 인덕턴스(L)가 주어진 경우, 부하에의 전력이 스위칭 주파수(f) 및 피크 인덕터 전류(IP) 중 하나 또는 둘 다를 변화시킴으로써 변조될 수 있다는 것을 잘 알 수 있다. 상기한 바와 같이, 피크 인덕터 전류(IP)는 스위치(214)의 듀티비(상세하게는, 기간(ton))에 의해 결정된다. 따라서, 도 12 내지 도 14의 실시예들에서, 주파수 및 스위치(214)의 듀티비 중 하나 또는 그 둘 다는 부하에 관한 어떤 피드백 정보도 없이 부하에 예측가능한 가변 전력을 제공하도록 제어될 수 있다.
도 12 내지 도 14의 실시예들에서 부하에의 전력을 제어하는 다른 방법은 다 수의 스위칭 동작을 포함하는 기간에 걸쳐 다수의 에너지 양자를 전송하는 것을 고려하는 것이다.
P = (전송마다의 에너지 양자) X (기간마다의 전송 횟수)
이 측면에서 볼 때, 부하에의 전력이 1) 전송마다의 에너지 양자를 조정하는 것 및 2) 각각이 동일한 에너지 양자를 갖는 전송의 횟수를 시간에 따라 변화시키는 것 중 하나 또는 그 둘 다에 의해 조정될 수 있다는 것을 잘 알 수 있다.
도 12 내지 도 14의 실시예들에서의 부하에의 전력의 제어를 더 살펴보기 위해, 시간에 따른 에너지 전송의 횟수(예를 들어, 스위칭 주파수(f))를 일정하기 유지하는 것 및 기간(toff)을 변화시킴으로써 스위칭 동작의 듀티비를 변화시키는 것을 포함하는 예시적인 구현에 대해 도 15와 관련하여 이제부터 설명한다. 상세하게는, 도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 13에 도시한 피드-포워드 전력 제어 장치(200)의 일부분을 나타낸 것으로서, 여기에서 스위치(214)의 듀티비는 스위치(214)가 온되어, 즉 닫혀 있을 때 인덕터 전류(IL)를 모니터링하는 것(즉, 전력 제어 장치에 의해 도출되는 전류(Iin)를 모니터링하는 것)에 부분적으로 기초하여 제어된다.
도 15의 실시예는 종래의 "전류-모드" 스위칭 조절기에 관하여 도 7과 관련하여 상기한 몇몇 특징들을 포함한다. 예를 들어, 도 15에서, 저항기(Rsense)로서 도시된 입력 전류 감지 장치(60)는 스위치(214)가 온되어, 즉 닫혀 있을 때 인덕터 전류(IL)를 샘플링하는 데 이용된다(이것은 본질적으로 입력 전류(Iin)를 감지하는 것에 해당한다). 게다가, 스위치 제어기(204)는 비교기(62), 펄스폭 변조기(36), 및 주파수(f)를 갖는 펄스 스트림(42)을 펄스폭 변조기에 제공하는 발진기(26)를 포함한다. 도 7에서와 같이, 펄스폭 변조기(36)의 한 예시적인 구현은 세트(set) 및 리셋(reset) 제어를 갖는 D-형 플립-플롭이며, 여기서 발진기(26)는 플립-플롭의 "세트" 입력(로우 활성됨,
Figure 112006073953401-PCT00015
)에 펄스 스트림(42)을 제공하고, 비교기(62)는 플립-플롭의 "리셋" 입력(로우 활성됨,
Figure 112006073953401-PCT00016
)에 신호(64)를 제공하며, 플립-플롭의 "Q" 출력은 펄스폭 변조된 제어 신호(216)를 스위치(214)에 제공한다.
도 15의 실시예에서, 펄스폭 변조기(36) 및 스위치 제어기(204)의 관련 회로의 기능은 도 7과 관련하여 상기한 바와 유사하다. 그렇지만, 도 7과는 달리, 도 15에는, 스위치(214)의 제어에 영향을 미치기 위해 사용되는 부하에 관한 피드백 정보가 없다. 오히려, 도 15의 실시예에서의 스위치 제어기(204)는 부하에 전송되어야 하는 원하는 전력량을 나타내는 입력 정보(208) 및 전력 제어 장치(200)에 제공되는 전력에 관한 모니터링된 파라미터(206)(즉, 인덕터 전류(IL)/입력 전류(Iin))에만 기초하여 스위치(214)를 제어하도록 구성되어 있다.
상세하게는, 이 실시예의 일 양상에 따르면, 부하로 전송되어야 하는 원하는 전력량을 나타내는 입력 정보(208)는 전압 설정점(Vsp)의 형태일 수 있다. 다른 양상에 따르면, 모니터링된 파라미터(206)는 저항기(Rsense)를 통해 샘플링되는 인덕터 전류(IL)에 관한 감지된 전압(Vsense)일 수 있다(이 예에서의 샘플링된 인덕터 전류(IL)가 입력 전류(Iin)와 같다는 것을 상기할 것). 도 15에서, 펄스폭 변조기(36)는 전압(Vsp)과 전압(Vsense)의 비교에 기초하여 제어 신호(216)의 듀티비, 및 따라서 스위치(214)가 닫혀 있는 기간(ton)을 조정한다. 따라서, 전압(Vsp)은 본질적으로 주어진 스위칭 동작 동안에 스위치(214)가 열리는 피크 인덕터 전류(IP)를 결정하며, 그에 따라 스위칭 동작 동안에 전송되는 에너지 양자를 결정한다. 따라서, 전압(Vsp)을 변화시킴으로써, 주어진 스위칭 동작에서의 전송된 에너지 양자, 및 따라서 부하에의 전력이 이와 유사하게 변화될 수 있다.
도 16은 또 다른 실시예에 따른 도 13의 구성에 기초한 피드-포워드 전력 제어 장치(200)의 일부분을 나타낸 것으로서, 여기에서 부하에의 전력은 다시 말하면 스위칭 동작의 듀티비를 변화시키는 것 및 스위칭 주파수(f)를 일정하게 유지하는 것에 의해 조정될 수 있다. 도 16의 실시예에서, 기간(ton), 및 따라서 스위치(214)의 듀티비는 도 15에서와 같이 (인덕터 전류(IL)를 통해) 입력 전류(Iin)를 샘플링하는 것에 의해서보다는 전력 제어 장치(200)에의 입력 전압(Vin)을 모니터링하는 것에 기초하여 제어된다.
도 14의 타이밍도를 다시 참조하면, 관계식 VL = L·dIL/dt에 기초하여, 피크 인덕터 전류(IP)는 도 16의 실시예에서 스위치(214)가 온되어, 즉 닫혀 있을 때 인덕터 양단에 나타나는 입력 전압(Vin)으로서 표현될 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00017
Figure 112006073953401-PCT00018
상기 관계식 및 상기 수학식 1에 주어진 부하에 전송되는 전력(P)에 대한 관계식을 사용하여, 부하에 전송되는 전력(P)은 또한 IP를 대입함으로써 입력 전압(Vin)의 항으로 표현될 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00019
상기한 관계식은 부하에 전송되는 전력이 피크 인덕터 전류(IP) 또는 장치(200)에 입력되는 전압(Vin) 중 어느 하나의 항으로 표현될 수 있다. 따라서, 도 16의 실시예에서, 스위치 제어기(204)는 수학식 3의 관계식에 기초하여 스위치(214)의 듀티비를 결정하기 위해 모니터링된 파라미터(206)인 (인덕터 전류를 샘플링하는 것보다는) 전압(Vin)을 모니터링하고 원하는 부하 전력의 어떤 표현을 입력 정보(208)로서 수신하도록 구성되어 있다.
Figure 112006073953401-PCT00020
이를 위해, 일 실시예에 따르면, 도 16은 스위치 제어기(204)가 전압(Vin)을 모니터링하고 이 전압의 적당한 디지털화된 표현을 프로세서(250)에 제공하기 위해 아날로그-디지털 변환기(226)를 포함할 수 있음을 나타내고 있다. 프로세서(250)는 또한 원하는 부하 전력을 나타내는 입력 정보(208)를 수신한다. 도 15에서와 같이, 스위치 제어기(204)는 또한 주파수(f)로 펄스열(42)을 제공하는 발진기(26)를 포함한다. 프로세서(250)는 L 및 f에 대한 기지의 회로값을 사용하고, Vin을 측정하며 원하는 부하 전력(P)과 관계된 입력 정보(208)를 사용함으로써 상기 수학식 3으로부터의 원하는 ton에 기초한 듀티비를 갖는 제어 신호(216)를 발생하도록 구성되어 있다.
도 15 및 도 16의 실시예들에서 시간에 따른 에너지 전송의 횟수(예를 들어, 스위칭 주파수(f))를 일정하게 유지하면서 스위칭 동작의 듀티비를 변화시키는 것에 기초한 부하 전력의 제어에 대해 기술하였으며, 이제부터는 스위칭 동작의 듀티비를 일정하게 유지하면서 시간에 따른 에너지 전송의 횟수를 변화시키는 것에 기초한 부하 전력에 대한 효과에 대해 기술한다. 상기한 수학식 1 및 수학식 2로부터, 부하에의 전력이 1) 도 15 및 도 15의 실시예들에서와 같이 전송마다 에너지 양자를 조정하는 것, 및 2) 각각이 동일한 에너지 양자를 갖는 전송의 횟수를 시간에 따라 변화시키는 것 중 어느 하나 또는 그 둘 다에 의해 조정될 수 있는 것을 상기하기 바란다.
이 후자의 점에 대한 설명을 시작하기 위해, 도 15 및 도 16에 도시된 회로 가 전송마다 미리 설정된 고정된 에너지 양자를 설정하기 위해 수정될 수 있음을 잘 알 것이다. 예를 들어, 이것은 도 15에서의 전압 설정점(Vsp) 또는 도 16에서의 원하는 전력 입력(P)을 가변 입력 정보(208)로서 수신하기보다는 이들 파라미터를 어떤 본질적으로 일정한 값에 고정함으로써 달성될 수 있다(파라미터(Vsp, P)가 본질적으로 고정되어 있는 어떤 구현에서, 이들 파라미터의 어느 정도의 공칭 조정은 그럼에도 불구하고 예를 들어 트림 전위차계(trim potentiometer) 및 관련 회로를 통해 용이하게 될 수 있다). 따라서, 스위칭 동작의 주파수를 변조하는 것에 기초하여 부하 전력을 조정하는 것에 관하여 이하에 기술하는 몇몇 실시예들에서, 입력 정보(208)는 그 대신에 스위치(214)의 원하는 온-시간 또는 듀티비보다는 오히려 스위치(214)에 대한 원하는 스위칭 주파수를 나타낼 수 있다.
상기 수학식 1에 주어진 전력 관계식이 부하에의 전력이 스위칭 주파수(f)에 선형적으로 조정될 수 있음을 암시하지만, 일반적으로 부하에의 전력의 공급에 관한 대응하는 제약을 가하는 스위칭 주파수의 범위에 대한 현실적인 제한이 있다. 예를 들어, 스위치(214)를 구현하는 데 사용되는 구성요소(들)는 물론 다른 회로 구성요소로 인해 스위칭 주파수의 범위에 주어지는 현실적인 제한이 있을 수 있다. 충분히 높은 주파수에서, 스위칭 손실(이는 일반적으로 주파수의 증가에 따라 증가함)은 주어진 응용에서 가장 높은 사용가능 주파수(f)에 관한 현실적인 제한을 제공할 수 있다. 또한, 고주파 스위칭 동작으로부터 발생되는 방사 노이즈도 규제 제약으로 인한 가장 높은 사용가능 주파수(f)에 관한 현실적인 제한을 제공할 수 있다(현재, 많은 유형의 DC-DC 컨버터에서 종래에 이용되는 스위칭 주파수(f)의 일반적인 범위는 대략 50kHz 내지 100kHz의 주파수를 포함하지만 이에 한정되는 것은 아니다).
또한, 제어될 부하의 유형도 역시 부하에의 전력을 제어하는 데 실제로 이용될 수 있는 스위칭 주파수(f)의 범위에 영향을 미칠 수 있다. 예를 들어, 상기한 바와 같이, 본 발명의 몇몇 실시예들에 따른 관심의 한 부하는 하나 이상의 LED를 포함하며, 여기서 LED(들)에 의해 발생된 광의 인지된 밝기는 펄스형 전력 전달에 기초하여 제어된다. 이러한 유형의 부하와 관련하여, 도 13에 도시한 커패시터(34)(이는 출력 전압(Vout)을 평활화하기 위해 몇몇 부하에서 사용될 수 있음)는 적절한 크기의 커패시턴스를 가질 수 있거나, 선택적으로 에너지 전송 장치(202)로부터 제거될 수 있는데, 그 이유는 LED(들)가 전압(Vout)의 순간적인 변화에 응답할 수 있기 때문이다. 상기한 바와 같이, 이러한 부하의 LED(들)는 "플리커" 효과를 피하기 위해 사람의 눈이 검출할 수 있는 것보다 큰(예를 들어, 대략 100Hz보다 큰) 주파수에서 펄스 방식으로 전원을 공급받는다. 따라서, 이 응용에서, 사람의 눈의 "플리커 주파수"는 스위칭 주파수에 대한 하한을 나타낼 수 있다.
스위칭 주파수(f)가 수학식 1에 따라 부하에의 전력을 변화시키기 위해 직접 변조될 수 있지만, 전력을 변화시키는 다른 가능한 방법은 아마도 수학식 2로부터 가장 잘 관찰될 수 있고, 주파수(f)를 갖는 기준 펄스 스트림을 발생하는 발진기의 다수의 주기(T)를 포함하는 기간에 걸쳐 고정된 양자 에너지 전송의 횟수를 변화시 키는 것에 관계되어 있다. 이 방법은 본질적으로 1-비트 D/A 변환의 개념에 기초한 "펄스 누락(pulse dropping)" 또는 "펄스 수 변조" 기술을 나타내며, 부하에의 전력을 변화시키기 위해 (기준 펄스 스트림 주파수(f)에 기초하여) 어떤 최소값과 최대값 간의 스위칭 동작의 유효 주파수(feff)를 변화시키는 것에 대응한다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른, 전력 제어 장치(200)의 스위치 제어기(204)의 일부로서 포함될 수 있는 펄스 발생 제어기(230)를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 도 17의 실시예에 기초한 스위치 제어기의 한 예시적인 구현에서, 펄스 발생 제어기(230)는 도 15 또는 도 16에 도시한 스위치 제어기(204)의 발진기(26)를 대체시키는 데 사용될 수 있으며, 입력 정보(208)는 입력 전압(Vin) 또는 입력 전류(Iin) 중 하나를 나타내는 값과 비교되는 것보다는 펄스 발생 제어기(230)를 제어하는 데 사용될 수 있다.
상세하게는, 도 17의 펄스 발생 제어기(230)는 (도 15 및 도 16에 도시한 실시예들에서와 같이) 스위치(214)의 듀티비를 통해 전송마다 에너지 양자를 제어하는 것보다는 펄스 누락 또는 펄스 수 변조 기술을 통해 부하에의 전력의 제어를 용이하게 해주도록 구성되어 있다. 이를 위해, 펄스 발생 제어기(230)는 기준 발진기 주파수(f)에 대하여 변화될 수 있는 유효 주파수(feff)를 갖는 수정된 펄스 스트림(42')을 출력한다. 이 수정된 펄스 스트림(42')은 이어서 스위치(214)를 제어하는 제어 신호(216)의 듀티비보다는 유효 주파수를 제어하기 위해 스위치 제어기에 의해 사용된다(예를 들어, 수정된 펄스 스트림(42')은, 펄스 스트림(42) 대신에, 도 15에 도시한 변조기(36)와 유사한 펄스폭 변조기에 또는 도 16에 도시한 프로세서(228)와 유사한 프로세서에 입력으로서 제공될 수 있다).
상기한 바와 같이, 도 17의 펄스 발생 제어기(230)에 기초한 스위치 제어기의 몇몇 실시예들에서, 스위치 제어기는 스위칭 사이클마다 미리 설정된 고정된 전송 에너지 양자를 설정하도록 구성될 수 있다. 다시 도 15 및 도 16을 참조하면, 이것은 예를 들어 도 15에서의 전압 설정점(Vsp) 또는 도 16에서의 원하는 전력 입력(P)을 가변 입력 정보(208)로서 수신하는 것보다는 이들 파라미터를 어떤 일정한 값에 고정함으로써 달성될 수 있다. 이러한 스위치 제어기의 일 양상에서, 입력 정보(208)는 그 대신에 스위치(214)에 대한 원하는 유효 스위칭 주파수(feff)를 나타낼 수 있고, 여기서 Vsp 또는 P에 대한 미리 설정된 고정된 값은 입력 정보(208)가 최대 유효 주파수(feff)를 요구할 때 부하에의 최대 전력(Pmax)을 나타낸다.
도 17에 도시한 바와 같이, 일 실시예에 따르면, 펄스 발생 제어기(230)는 입력 정보(208)에 기초하여 0과 (2N-1) 사이의 디지털 값을 저장하기 위해 N-비트 레지스터(238)를 포함한다(입력 정보(208)는 먼저 이하에서 더 기술되는 선택적인 시프트 레지스터(239)를 통해 전달될 수 있다). 이 실시예의 일 양상에 따르면, N-비트 레지스터(238)에 저장된 디지털 값은 기준 주파수(f)의 퍼센트의 형태인 원하는 유효 스위칭 주파수(feff)를 나타내며, 따라서 도 17에서 %f로 나타내어져 있다. 펄스 발생 제어기(230)는 또한 기준 주파수(f)로 펄스 스트림(42)을 제공하는 발진기(26)를 포함한다.
도 17에서, N-비트 누산기(accumulator)(232)는 펄스 스트림(42)을 "클록" 입력으로서 수신하고, 펄스 스트림(42)의 매 펄스마다 N-비트 디지털 입력값(240)을 누산기(232)에 로드하도록 구성되어 있다. 누산기에 로드된 N-비트 입력값(240)은 (입력 정보(208)에 기초하여) 누산기에 저장된 이전값(234)을 N-비트 레지스터(238)에 저장된 디지털 값(%f)과 더한 합산이며, 이는 가산기(236)로 나타내어져 있다. 레지스터(238)와 같이, N-비트 누산기는 (2N-1)의 최대 디지털 값을 가지며, 따라서 입력값(240)이 (2N-1)을 초과하면, 누산기는 입력값(240)과 (2N-1) 간의 차이를 저장하고 오버플로우 조건을 나타내는 캐리 신호(carry signal)(242)를 출력하도록 구성되어 있다. 펄스 스트림(42)의 그 다음 펄스가 오버플로우 조건을 제거하는 경우(즉, 누산기에 로드되는 그 다음 입력값(240)이 (2N-1)보다 작은 경우) 캐리 신호는 0으로 복귀된다.
따라서, N-비트 누산기(232)의 캐리 신호(242)는 수정된 펄스 스트림(42')을 나타내며, 여기서 주어진 기간에 누산기에 의해 출력된 수정된 펄스 스트림에서의 펄스의 수(출력 펄스의 수)는 수학식 4에 의해 동일한 기간에 대한 펄스 스트림(42)의 펄스의 수(입력 펄스의 수)에 관계되어 있다.
Figure 112006073953401-PCT00021
여기서, 다시 말하면 %f는 N-비트 레지스터(238)에 저장된 디지털 값(0 내지 2N-1의 범위에 있음)을 나타낸다. 상기한 바와 같이, 일 실시예에 따르면, 이 수정된 펄스 스트림(42')은 전력 제어 장치의 스위치(214)의 유효 스위칭 주파수(feff)를 결정하기 위해 스위치 제어기에 의해 사용된다. 상기한 관계식으로부터, 주파수를 획득하기 위해 분자 및 분모를 시간의 단위로 나누면(즉, 주파수 = 펄스 수/단위 시간), 이 유효 스위칭 주파수(feff)는 수학식 5에 따라 기준 주파수(f)와 관계되어 있다.
Figure 112006073953401-PCT00022
그러므로, 0과 (2N-1) 사이에서 파라미터(%f)를 변화시킴으로써, 부하에의 전력이 이와 유사하게 상기 수학식 1에 따라 변화될 수 있다(여기에서는, feff가 f 대신에 사용됨).
상기한 바와 같이, 부하의 유형에 따라 유효 주파수(feff)에 대한 어떤 현실적인 하한이 있을 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 LED를 포함하는 예시적인 부 하를 고려하면, 대략 100Hz보다 상당히 더 낮은 스위칭 주파수의 결과 LED(들)에 의해 발생된 발광의 인지된 밝기가 더 이상 본질적으로 연속적이지 않은 바람직하지 않은 "플리커 효과"가 있을 수 있다.
도 17과 관련하여 상기한 바와 같은 펄스 수 변조 기술에 기초한 하나 이상의 LED의 제어의 실제 예를 제공하기 위해, 펄스 스트림(42)에 대해 100kHz의 예시적인 기준 주파수(f)를 생각해보자. 본 발명에 따른 여러 가지 구현이 이 점에서 제한되는 것이 아니라 오히려 100kHz 정도의 발진기 주파수가 여러 가지 DC-DC 컨버터 구성에서 통상적으로 이용되고 있으며, 따라서 이 기준 주파수가 예시를 위한 적절한 예를 제공하지만 다른 기준 주파수가 여러 가지 실시예에서 사용될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.
LED-기반 부하에 대한 바람직하지 않은 플리커 효과를 피하기 위해 100kHz의 기준 주파수 및 대략 100Hz의 최소 주파수가 주어지면, 유효 스위칭 주파수(feff)의 최소 주파수 대 최대 주파수의 비가 1:1000 정도임을 잘 알 것이다. 달리 말하면, 이 예에서 눈에 띄는 플리커없이 LED-기반 부하에 최소 전력을 제공하기 위해, 100kHz의 주파수의 펄스 스트림(42)의 매 1000개 펄스마다, 도 17의 펄스 발생 제어기(230)는 수정된 펄스 스트림(42') 내에 적어도 하나의 펄스를 제공해야만 한다(상기 수학식 4 및 수학식 5를 참조).
따라서, 100kHz의 기준 주파수에 기초한 이 범위의 유효 스위칭 주파수를 수용하기 위해, 일 실시예에서, N = 10-비트 레지스터(238) 및 N = 10-비트 누산 기(232)는 도 17의 펄스 발생 제어기(230)에서 이용될 수 있으며, 여기서 210 = 1024이다. 따라서, 상기 수학식 5에 따르면, 디지털 값 %f = 1일 때 (1/1024) f의 최소 유효 주파수(feff), 즉 대략 98Hz가 달성되고, 디지털 값 %f = 1023일 때 (1023/1024) f의 최대 유효 주파수(feff), 즉 대략 99.9kHz가 달성된다. 또한, 이 예에서 %f의 값을 변화시키는 것에 기초한 부하에의 전력의 변화가 최대 전력(Pmax)의 1/1024의 증분으로 제한됨을 잘 알 것이다(즉, 10-비트 레지스터 및 누산기를 사용하여 달성될 수 있는 최소 전력 해상도는 1/1024이다).
하나 이상의 LED를 포함하는 부하에의 전력을 제어하는 것과 관련하여 발생할 수 있는 한가지 문제는 LED(들)에의 인가된 평균 전력과 LED(들)에 의해 발생되는 광의 대응하는 인지된 밝기 간의 얼마간 비선형적인 관계에 관한 것이다. 예를 들어, 하나 이상의 LED에 의해 발생된 광의 인지된 밝기는 일반적으로 비교적 낮은 전력 레벨에서는 전력의 변화에 더욱 급격하게 변하는 반면, 비교적 더 높은 전력 레벨에서의 전력의 변화는 일반적으로 인지된 밝기의 얼마간 덜 눈에 띄는 변화를 가져온다.
상기한 바를 고려하면, 도 17에 도시된 펄스 발생 제어기(230)의 다른 실시예는 제어기의 전력 해상도 능력을 향상시키면서(즉, 제어기에 의해 달성될 수 있는 전력 변화의 최소 증분을 감소시키면서) 그와 동시에 본질적으로 유효 스위칭 주파수(feff)에 대한 최소 대 최대 주파수의 미리 정해진 비를 유지하는 것에 관한 것이다. 전력 해상도를 향상시킴으로써, 전력 변화의 보다 나은 제어가 용이하게 될 수 있고, 이는 어떤 경우에(예를 들어, LED 등의 부하에 대한 보다 낮은 부하 전력에서) 특히 바람직할 수 있다.
보다 구체적으로는, 이 실시예의 일 양상에 따르면, N-비트 레지스터(238) 및 N-비트 누산기(232)에 대한 비트 수(N)는 유효 스위칭 주파수(feff)에 대한 최소 대 최대 주파수 비(즉, 1:2N)가 미리 정해진 요구된 최소 비보다 작도록 선택된다. 예를 들어, LED에 관하여 상기한 예에서, 바람직하지 않은 플리커 효과를 피하기 위해 100kHz의 최대 기준 주파수 및 대략 100Hz의 최소 주파수가 주어지면, N=10의 값은 1:1024의 유효 스위칭 주파수(feff)에 대한 요구된 최소 대 최대 주파수 비(및 최소 전력 해상도)를 제공한다. N>10를 선택하여 비 1:2N을 감소시킴으로써, 전력 해상도가 향상될 수 있다(즉, 최소 전력 증분이 감소될 수 있다). 그렇지만, 1:1024의 요구된 최소 대 최대 주파수 비를 유지하기 위해서는, 최소 유효 주파수가 100Hz보다 상당히 낮지 않도록 하기 위해 %f의 최소값이 오프셋되어야만 한다(즉, 증가되어야만 한다).
설명을 위해, 도 17의 N-비트 레지스터(238) 및 N-비트 누산기(232)에 대해 N = 16인 경우를 생각해보자. 이 경우에, 최소 전력 증분은 1:216, 즉 1:65,536에 의해 주어진다(즉, N=10보다 해상도가 상당히 향상됨). 그렇지만, %f에 대한 최소값이 여전히 %f=1이 될 수 있는 경우, 최소 유효 주파수(feff)는 대략 1.5Hz(즉, 1/65,536·100kHz)가 되며, 이는 바람직하지 않은 플리커 효과를 피하기 위한 최소 주파수보다 상당히 낮다. 따라서, 일 실시예에서, %f에 대한 최소값은 유효 스위칭 주파수(feff)에 대한 최소 대 최대 주파수의 적절한 비를 유지하기 위해 오프셋된다. 따라서, N=16인 이 예에서, %f의 최소값은 오프셋을 포함하여 64가 되고, 따라서 최소 유효 스위칭 주파수는 (64/65,536·100kHz), 즉 대략 98Hz가 된다. 이 최소값으로부터, 유효 스위칭 주파수는 (1/65,536·100kHz) = 1.5Hz의 증분으로 증가할 수 있으며(왜냐하면 %f가 64에서 65로 66으로, 기타 등등으로 증가되기 때문임), N=10인 예와 비교하여 전력 제어 능력의 상당한 증가를 제공한다.
향상된 전력 해상도를 갖는 펄스 발생 제어기의 구현을 용이하게 해주기 위해, 일 실시예에 따르면, 도 17의 제어기(230)는 입력 정보(208)에 오프셋을 제공하는 시프트 레지스터(239)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 입력 정보(208)가 %f를 나타내는 10-비트 디지털 값으로서 제공되고 N-비트 레지스터(238) 및 N-비트 누산기(232)에 대해 N=16인 상황을 생각해보자. 이 예에서, 요구된 오프셋은 입력 정보(208)로서 제공되는 10-비트 디지털 값을 좌측으로 6 비트(즉, 26 = 64) 시프트시키기 위해 시프트 레지스터(239)를 사용함으로써 달성될 수 있다. 따라서, 10-비트 디지털 값 "1"이 입력 정보로서 수신될 때, 시프트 레지스터(239)는 10-비트 값을 좌측으로 6비트 시프트시키고, 그 값 "64"를 N=16-비트 레지스터(238)에 저장한다.
도 17의 펄스 발생 제어기(230)에서의 향상된 전력 해상도에 관한 이상의 설 명에서, N에 대한 예시적인 값 및 입력 정보(208)에서의 비트의 수는 주로 예시적인 목적으로 제공된 것이며 본 발명의 여러 가지 실시예들이 이 점에서 한정되지 않음을 잘 알 것이다. 오히려, 이 실시예의 일 양상에 따르면, 펄스 발생 제어기(230)의 선택적인 시프트 레지스터(239)가, 그렇지 않을 경우 원하는 정도의 전력 해상도를 제공하지 않을 수 있는 입력 정보(208)에 기초하여, 일반적으로 향상된 전력 해상도를 용이하게 해주는 어느 정도의 유연성을 제어기에 제공한다는 것을 잘 알 것이다. 게다가, 제어기(230)에 입력 정보(208)를 제공하는 시스템 또는 장치가 입력 정보에 오프셋(이 오프셋은 이어서 레지스터(238)에 직접 적용될 수 있음)을 포함하도록 구성될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.
시간에 따라 에너지 전송의 횟수를 일정하게 유지하면서 스위칭 동작의 듀티비를 변화시키는 것(도 15 및 도 16) 및 스위칭 동작의 듀티비를 일정하게 유지하면서 시간에 따라 에너지 전송의 횟수를 변화시키는 것(도 17)에 기초한 부하 전력의 제어에 관하여 지금까지 기술하였지만, 다른 실시예들에 따르면, 광범위한 전력 제어 능력을 달성하기 위해 스위칭 동작의 듀티비 및 스위칭 주파수(또는 유효 스위칭 주파수) 둘 다가 상기한 개념들에 기초하여 변화될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.
예를 들어, 도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력 제어 장치(200)를 나타낸 도면으로서, 여기에서는 부하(218)에의 전력을 제어하기 위해 스위치(214)의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 둘 다가 제어될 수 있다. 도 18에 도시된 실시예에서, 부하는 하나 이상의 LED(100)를 포함하는 광원으로서 나타내어져 있다. 도 10 및 도 11과 관련하여 상기한 바와 같이, 다수의 LED를 포함하는 부하의 경우, LED는 다양한 직렬, 병렬, 또는 직렬/병렬 구성 중 임의의 구성으로 상호연결될 수 있다. 게다가, 이 실시예의 다른 양상에 따르면, 광원은 다수의 동일-컬러 LED 및/또는 서로 다른 컬러의 LED를 포함할 수 있다.
일 양상에서, 도 18의 전력 제어 장치(200)는 스위치 제어기(204)에 제공되는 모니터링된 파라미터(206)(이 파라미터는 전력 제어 장치에 공급되는 전력에 관계되어 있음)가 (스위치(214)가 온되어, 즉 닫혀 있을 때 저항기(Rsense)에 의해 샘플링되는 인덕터 전류(IL)를 통해) 입력 전류(Iin)를 나타내는 감지된 전압(Vsense)이라는 점에서 도 15에 도시한 구성에 기초하고 있다.
도 18의 실시예에서, 에너지 전송 장치(202)는 다이오드(24), 커패시터(34) 및 인덕터(220)를 포함하는 강압형 컨버터 구성으로서 나타내어져 있다(예를 들어, 강압형 컨버터 구성의 예에 대해서는 도 1을 참조할 것). 강압형 컨버터 구성은 도 13의 에너지 전송 장치(13)에 도시한 승강압형 컨버터 구성과 다르며 도 18에서는 다시 말하면 전력 제어 장치(200)의 여러 가지 실시예에 따라 여러 가지 컨버터 구성이 에너지 전송 장치(202)에서 이용될 수 있음을 강조하도록 도시되어 있다.
에너지 전송 장치(202)와 관련하여, 도 18에 도시한 강압형 컨버터 구성과 도 13의 승강압형 컨버터 구성 간의 한가지 주목할만한 차이는, 도 18의 강압형 컨버터에서, 스위치(214)가 온될 때, 즉 닫힐 때 장치(200)에 의해 도출되는 전류(Iin)가 부하(218)(예를 들어, 하나 이상의 LED(100))는 물론 인덕터(220)를 통과 한다는 것이다. 이런 의미에서, 주어진 스위칭 사이클의 기간(ton 및 toff) 둘 다 동안에 얼마간의 전력이 부하(218)에 제공된다는 것을 잘 알 것이다. 부하로 전달될 원하는 전력을 계산할 때 이러한 상황이 고려되어야 하지만, 스위칭 동작의 듀티비 및 유효 주파수 중 어느 하나 또는 둘 다에 기초하여 부하 전력을 제어하는 것과 관련하여 상기한 일반적인 개념들이 강압형 및 승강압형 컨버터 구성 둘 다는 물론, 전력 제어 장치(200)의 다양한 실시예들에서 에너지 전송 장치(202)에 이용될 수 있는 다양한 다른 DC-DC 컨버터 구성에도 유사하게 적용된다.
도 18의 실시예에서, 상기한 바와 같이, 스위치 제어기(204)는 스위치(214)의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 둘 다의 제어를 용이하게 해주기 위해 다양한 특징을 이용한다. 이를 위해, 이 실시예의 일 양상에서, 스위치 제어기(204)는 원하는 부하 전력을 나타내는 입력 정보(208)를 수신하는 프로세서(250)를 포함한다. 입력 정보(208)에 응답하여, 프로세서(250)는 전압 설정점(Vsp)(이는 궁극적으로 스위치(214)의 듀티비를 결정함)은 물론 주파수(feff)(이는 스위치(214)의 유효 스위칭 주파수를 결정함)를 갖는 수정된 펄스 스트림(42')을 출력으로서 제공하도록 구성되어 있다. 도 18에 도시한 바와 같이, 다른 양상에 따르면, 프로세서(250)는 수정된 펄스 스트림(42')을 제공하기 위해 도 17과 관련하여 상기한 펄스 발생 제어기(230)의 기능들을 구현하도록 구성되어 있다. 스위치 제어기(204)의 다른 예시된 구성요소, 즉 비교기(62) 및 펄스폭 변조기(36)는 프로세서(250)에 의해 제공된 수정된 펄스 스트림(42') 및 출력(Vsp)에 기초하여 도 15와 관련하여 상기한 바 와 같이 기능한다.
도 18의 실시예에서, 프로세서(250)는 다양한 방식들 중 임의의 방식으로 입력 정보(208)를 처리하도록 구성될 수 있으며, 일반적으로 프로세서는 입력 정보(208)에 의해 나타내어진 원하는 부하 전력에 기초하여 파라미터(Vsp 및 feff) 중 어느 하나 또는 둘 다를 변화시키도록 구성될 수 있다. 이러한 능력은 서로 다른 유형의 부하에 대한 부하 전력을 제어하는 데 광범위한 유연성을 제공한다.
예를 들어, 이 실시예의 일 양상에서, 비교적 광범위한 원하는 부하 전력에 대해, 프로세서는 전압(Vsp)을 미리 정해진 값으로 고정시키고 그에 따라 스위치의 듀티비, 따라서 주어진 스위칭 사이클에 부하로 전송되는 에너지 양자를 고정시키도록 구성될 수 있다. Vsp가 고정되어 있는 상태에서, 프로세서는 이어서 유효 스위칭 주파수(feff)에 대한 조정을 통해(수정된 펄스 스트림(42')에 대한 변경을 통해) 부하 전력을 제어하도록 구성될 수 있다. 이와 반대로, 비교적 보다 낮은 범위의 원하는 부하 전력에 대해, 프로세서는 feff를 어떤 적절한 미리 정해진 값에 유지하면서 전압(Vsp)을 변화시키도록 구성될 수 있다. 또 다른 양상에서, 어떤 중간 범위의 원하는 부하 전력을 위해, 프로세서는 Vsp 및 feff 둘 다를 변화시키도록 구성될 수 있다.
서로 다른 범위의 원하는 부하 전력에 걸쳐 부하에의 전력을 변화시키기 위해 서로 다른 제어 파라미터를 이용하는 상기한 예시적인 기술은 하나 이상의 LED 를 포함하는 부하를 제어하는 데 특히 유용할 수 있으며, 여기에서 낮은 부하 전력에서의 증가된 전력 해상도가 일반적으로 바람직하다. 상세하게는, 대략 100Hz에 가까운 비교적 낮은 유효 스위칭 주파수에서, (대략 100Hz보다 실질적으로 낮은 스위칭 주파수에서의 "플리커 효과"를 피하기 위해) Vsp에 대한 조정을 통해 부하 전력의 추가의 감소가 달성될 수 있다. 또한, 도 17과 관련하여 상기한 향상된 전력 해상도 특징도 역시 유효 스위칭 주파수(feff)를 통해 보다 정밀한 보다 낮은 범위 부하 전력 제어를 용이하게 해주기 위해 이용될 수 있다. 다시 말하면, 상기한 바는 듀티비 및 스위칭 주파수 중 어느 하나 또는 둘 다를 통해 부하에의 전력을 유연성있게 제어하는 몇몇 예를 제공하기 위한 것에 불과하며, 본 발명에 따른 여러 가지 실시예가 이들 예에 한정되지 않는다는 것을 잘 알 것이다.
도 18에 도시된 전력 제어 장치(200)의 실시예의 다른 양상에서, 프로세서(250)는 네트워크를 통해 전력 제어 장치(200)의 제어를 용이하게 해주기 위해 주소 지정가능 장치일 수 있다. 예를 들어, 네트워크 환경에서, 입력 정보(208)는 각자의 부하를 갖는 다수의 전력 제어 장치를 비롯한 다수의 서로 다른 장치에 제공될 수 있으며, 여기에서 입력 정보(208)는 다수의 전력 제어 장치에 대한 부하 전력 제어 정보를 포함한다. 일 실시예에 따르면, 입력 정보(208)가 네트워크를 통해 다른 전력 제어 장치로 전달될 때, 주어진 장치의 프로세서(250)는 그에 관한 특정의 정보/데이터(예를 들어, 전력 제어 명령)에 응답하도록 구성될 수 있다. 프로세서(250)가 그에 대한 특정의 정보/데이터를 식별하면, 프로세서(250)는 그 정보/데이터를 처리하고 그에 따라 (예를 들어, 도 18의 Vsp 및 feff 중 어느 하나 또는 둘 다를 통해) 부하 전력 조건을 제어할 수 있다.
도 18에 도시한 실시예의 또 다른 양상에서, 주어진 전력 제어 장치(200)의 프로세서(250)는, 네트워크에 연결되어 있는지 여부에 상관없이, 어떤 프로그램가능 조명 응용을 위해 조명 업계에서 종래에 사용되는 조명 명령 프로토콜인 DMX 프로토콜(예를 들어, 미국 특허 제6,016,038호에 기술되어 있음)로 수신되는 입력 정보(208)를 해석하도록 구성될 수 있다. 그렇지만, 이들이 다른 유형의 통신 프로토콜에 반응하도록 구성될 수 있기 때문에, 본 발명의 여러 가지 실시예에 따른 전력 제어 장치가 이 점에서 한정되지 않는다는 것을 잘 알 것이다.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전력 제어 장치(200)를 나타낸 도면으로서, 여기에서 부하(218)에의 전력을 제어하기 위해 스위치(214)의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 둘 다가 제어될 수 있다. 도 19에 도시한 실시예에서, 부하는 또다시 강압형 컨버터 구성에 기초한 에너지 전송 장치(202)에 연결된 하나 이상의 LED(100)를 포함하는 광원으로서 나타내어져 있다. 그렇지만, 도 19에 도시된 장치의 이들 양상이 단지 예로서 제공된 것이며 도 19의 실시예가 이 점에서 한정되지 않는다는 것을 잘 알 것이다.
일 양상에서, 도 19의 전력 제어 장치(200)는 스위치 제어기(204)에 제공되는 모니터링된 파라미터(206)가 입력 전압(212)(Vin)이라는 점에서 도 16에 도시된 구성에 기초하고 있다. 상세하게는, 도 19에 도시된 스위치 제어기의 프로세 서(250)는 전압(Vin)을 모니터링하고 이 입력 전압의 적당한 디지털화된 표현을 제공하는 A/D 변환기(226)를 포함할 수 있다. 도 18의 실시예와 같이, 도 19의 프로세서(250)도 역시 펄스 발생 제어기(230)의 기능을 구현하도록 구성될 수 있으며, 또다시 원하는 부하 전력의 어떤 표현을 입력 정보(208)로서 수신하며, 이에 응답하여 프로세서(250)는 제어 신호(216)를 통해 스위치(214)의 듀티비(예를 들어, 상기 수학식 3을 참조) 및/또는 유효 스위칭 주파수를 제어한다.
도 19에 도시한 실시예의 다른 양상에서, 전력 제어 장치(200)는 다양한 범위의 원하는 부하 전력에 걸쳐 스위치(214)의 듀티비 및/또는 유효 스위칭 주파수를 유연성있게 제어하기 위해 도 18과 관련하여 상기한 바와 같은 다양한 방식 중 임의의 방식으로 입력 정보(208)를 처리하도록 구성될 수 있다. 게다가, 도 19의 프로세서(250)는 네트워크를 통해 전력 제어 장치(200)의 제어를 용이하게 해주기 위해 주소 지정가능 장치일 수 있다. 이 실시예의 또 다른 양상에서, 프로세서(250)는 DMX 프로토콜로 수신되는 입력 정보(208)를 해석하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 여러 가지 실시예들에 따른 전력 제어 장치의 어떤 구현에서, 에너지 전송 장치(202)의 하나 이상의 에너지 전송 요소(예를 들어, 인덕터, 변압기)는 서로 다른 권회수(number of turn)를 갖는 다수의 권선을 갖는 변압기 또는 탭드 인덕터(tapped inductor)(이에 입력 전압이 인가되고 그로부터 출력 전압이 도출됨)를 포함할 수 있다. 이러한 구성요소는 전력 제어 장치의 DC 입력 전압(Vin) 및 DC 출력 전압(Vout)이 상당히 서로 다른 상황에서(즉, 입력 전압이 출력 전압보 다 상당히 크거나 작은 경우) 부하에의 전력을 효과적으로 제어하는 전력 제어 장치의 구현을 용이하게 해줄 수 있다.
다시 도 1을 참조하면, 다음과 같이 주어진 종래의 강압형 컨버터에 대한 기본적인 입력-출력 전압 관계를 생각해보자.
Figure 112006073953401-PCT00023
(여기서, D는 스위치의 듀티비임). 전술한 바와 같이, 다른 DC-DC 컨버터 구성은 전압비와 듀티비 간에 얼마간 유사한 관계를 갖는다. 어쨌든, 상기 관계식은 일반적으로 원하는 출력 전압이 이용가능한 입력 전압과 상당히 다르게 될 때, 어떤 경우에는, 스위치의 요구되는 듀티비가 스위칭 사이클의 전체 주기에 비해 아주 짧게 되거나 아주 길게 될 수 있는 전제를 나타낸다. 일반적으로, 극도로 낮은 듀티비(극도로 짧은 펄스 시간(ton)) 또는 극도로 긴 듀티비(극도로 짧은 오프 시간(toff))는 각각의 스위칭 사이클로 부하에 전송되는 에너지의 양을 정확하게 제어하는 것을 어렵게 만들 수 있다.
상기한 바를 고려하여, 본 발명의 여러 가지 실시예들에 따른 전력 제어 장치의 어떤 구현에서, 서로 다른 권회수를 갖는 권선을 갖는 변압기 또는 탭드 인덕터가 에너지 전송 장치(202)에서 사용될 수 있으며, 따라서 인덕터 또는 변압기의 권선비(N)는 에너지 전송의 보다 정확한 제어를 용이하게 해준다(권선비(N)는 통상적으로 입력 전압이 인가되는 변압기 또는 인덕터의 권선의 수를 출력 전압이 나오는 권선의 수로 나눈 것으로 정의된다). 여러 가지 실시예들에서, 인덕터 또는 변 압기의 권선비(N)는 본질적으로 원하는 입력-출력 전압 관계를 유지하면서 펄스 시간(ton)이 시간(toff)에 대해 증가되도록 선택될 수 있다. 상세하게는, 보다 큰 값의 N은 부하에의 에너지의 전송 동안에 전류를 증가시키며, 따라서 저장된 에너지가 부하로 보다 빠르게 전송될 수 있게 해준다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른, 탭드 인덕터(220T)를 포함하는 에너지 전송 장치(202)를 갖는 전력 제어 장치의 일부를 나타낸 회로도이다. 상세하게는, 도 20에 도시된 에너지 전송 장치(202)는 도 18 및 도 19에 도시된 강압형 컨버터 구성과 유사하지만, 인덕터(220)가 아니라 탭드 인덕터(220T)를 포함한다. 본 명세서에 기술된 다른 에너지 전송 장치 중 임의의 것이 어떤 1이 아닌 권선비(N)를 갖는 탭드 인덕터 또는 변압기를 구비할 수 있고 도 20에 도시된 예시적인 강압형 컨버터 구성이 주로 예시적인 목적으로 제공되어 있다는 것을 잘 알 것이다.
도 20의 실시예에서, 입력 전압(Vin)은 부하(218) 및 탭드 인덕터(220T)의 모든 권선 둘 다의 양단에 주기적으로 인가되는 반면, 출력 전압(Vout)은 탭드 인덕터(220T)의 총 권선수의 일부로부터만 도출된다. 따라서, 탭드 인덕터(220T)의 권선비(N)는 1보다 크다. 탭드 인덕터(220T)를 이용하는 도 20의 에너지 전송 장치(202)에 대한 입력-출력 전압 관계는 일반적으로 수학식 6에 의해 주어질 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00024
여기서, T = 1/f는 각각의 스위칭 사이클의 주기이다.
도 20에 도시된 에너지 전송 장치(202)를 이용하는 전력 제어 장치의 한 예시적인 구현 및 이러한 구현에 대한 예시적인 회로 값을 제공하기 위해, 예상된 입력 전압(Vin)이 400 볼트 정도이고, 원하는 출력 전압(Vout)이 20 볼트 정도이며, 스위칭 동작의 주파수(f)가 100kHz이고, 탭드 인덕터(220T)의 권선비가 N=3인 응용을 생각해보자. 게다가, 이 예시적인 구현에서, 부하에 제공되는 원하는 전력은 공칭상 대략 10 내지 15 와트 정도이다.
이 예에서 불연속 모드 동작을 보장하기 위해, 다시 잠시 동안 도 14를 참조하면, ton + t2의 양은 주기(T)보다 약간 작도록, 예를 들어 0.9T로 선택될 수 있다. 이것을 염두에 두고서, 상기 수학식 6을 적용하면, 시간(ton)은 대략 다음과 같이 주어진다.
Figure 112006073953401-PCT00025
Figure 112006073953401-PCT00026
Figure 112006073953401-PCT00027
Figure 112006073953401-PCT00028
여기서, t2에 대한 대입은 상기 2번째 식에서
Figure 112006073953401-PCT00029
으로 설정함으로써 얻어진다. 수학식 3으로부터 기간(ton)이 또한 이하의 식에 따라 인덕터의 인덕턴스(L), 주파수(f), 원하는 전력(P) 및 입력 전압(Vin)의 항으로 표현될 수 있다는 것을 상기하기 바란다.
Figure 112006073953401-PCT00030
또는,
Figure 112006073953401-PCT00031
상기 관계식으로부터, 1.35 마이크로초의 ton에 대한 근사값, 주파수 f=100kHz, 입력 전압 Vin = 400 볼트, 및 탭드 인덕터(220T)에 대한 예시적인 인덕턴스 값 L = 1.0 밀리헨리를 사용하면, 부하에의 결과 전력(P)은 대략 14.5 와트이다. 물론, 몇 가지 실시예와 관련하여 상기한 바와 같이, 상기 주어진 부하 전력에 대한 예시적인 공칭값은 주파수(f) 및 기간(ton) 중 어느 하나 또는 둘 다를 변화시킴으로써 변화될 수 있다.
다시 말하면, 상기한 예가 주로 하나의 가능한 구현에 대한 어떤 예시적인 회로 값이 주어진 경우 입력 및 출력 전압 파라미터 및 원하는 부하 전력을 일반적으로 예시하기 위해 제공된 것임을 잘 알 것이다. 일반적으로, 탭드 인덕터(220T)의 인덕턴스 값(L) 및 권선비(N)(는 물론 변압기가 이용되는 실시예에서의 변압기 에 대한 대응하는 값)는 예상된 입력 전압, 원하는 출력 전압 및 일반적인 스위칭 주파수 범위가 주어지면 원하는 범위의 부하 전력의 예측가능한 전송을 용이하게 해주도록 선택될 수 있다.
본 발명의 여러 가지 실시예에 따른 전력 제어 장치의 몇몇 구현에서, 이용되는 실제 구성요소에 따라, 하나 이상의 에너지 저장 요소(예를 들어, 인덕터)는 각각의 스위칭 사이클의 toff 기간 동안에 그의 저장된 에너지를 부하로 완전히 방전할 수 없다. 인덕터 또는 변압기가 에너지 저장 요소로서 기능하는 경우에, 이러한 잔류 에너지는 주로 권선 커패시턴스에 기인한 것일 수 있다. 권선 커패시턴스에 저장된 잔류 에너지의 양은 전압 의존적이다(왜냐하면 에너지-커패시턴스 관계식 W = (1/2) CV2은 주요 항으로서 전압의 제곱을 포함한다). 이러한 잔류 에너지는 스위칭 사이클의 끝에서 "링잉(ringing)"으로서 관측될 수 있으며, 이는 권선 커패시턴스로부터 인덕턴스로 또한 다시 그 역으로의 에너지의 연속적인 전송을 나타낸다. 어떤 경우에, 이러한 잔류 에너지는 전력이 부하로 전송될 수 있는 정밀성에 영향을 줄 수 있다.
일 실시예에 따르면, 잔류 에너지로 인한 이러한 링잉 효과는 주로 낮은 권선 커패시턴스를 갖는 인덕터 또는 변압기를 선택함으로써 감소될 수 있다. 임의의 나머지 잔류 에너지는 부하로의 에너지의 전송이 일단 완료되면 잔류 에너지에 대한 방전 경로를 제공함으로써 추가로 감소될 수 있거나 또는 심지어 거의 제거될 수 있다. 예를 들어, 다시 도 20에 도시한 예시적인 회로를 참조하면, 다이오 드(24)가 toff 기간 동안에 전도를 중단하면(즉, 인덕터(220T)에 저장된 에너지의 거의 전부가 부하(100)로 전송되었을 때), 임의의 잔류 에너지를 효과적으로 방전시키기 위해 짧은 시간 동안에 인덕터(220T)의 양단에 낮은 임피던스가 적절히 배치될 수 있다. 한 예시적인 구현에서, 이것은 적절한 시간에(예를 들어, 다이오드(24)가 도통을 중지한 후에) 일시적으로 스위치 온되는 보조 트랜지스터(예를 들어, FET)를 인덕터 권선 양단에 배치함으로써 달성될 수 있다. 다른 예시적인 구현에서, 도 20(a)에 도시한 회로 구성이 사용될 수 있다. 도 20(a)에서, 탭드 인덕터(220T)는 3개의 권선의 직렬 연결로서 나타내어져 있으며, 이들 중 하나의 양단에서 전압(216)이 획득될 수 있다.
도 21은 상기한 여러 가지 전력 제어 장치에 기초한, 본 발명의 또 다른 실시예를 나타낸 블록도이다. 도 21의 실시예에서, 예를 들어 도 18 또는 도 19 중 어느 하나에 도시된 것과 유사한, 다수의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)는 서로 연결되어 조명 네트워크(420)를 형성할 수 있다. 이러한 네트워크의 한 구현에서, 각각의 전력 제어 장치는 DC 입력 전압(212)(Vin)으로부터 동작 전력을 받는다. 도 21에 명시적으로 도시되어 있지는 않지만, 이 DC 입력 전압은 이어서 AC 전원으로부터 예를 들어 정류 및 필터링 구성요소를 통해 도출될 수 있다. 각각의 전력 제어 장치는 또한 입력 정보(208)를 수신하고, 일반적인 조명 및/또는 다양한 조명 효과를 제공하기 위해 다수의 LED-기반 부하를 제어하도록 구성되어 있다.
보다 구체적으로는, 도 21에 도시된 조명 네트워크(420)에서, 전력 제어 장 치(200A, 200B, 200C)는 입력 정보(208)에 기초하여 각자의 LED-기반 부하(100A, 100B, 100C)에 전달되는 전력을 제어하도록 구성되어 있다. 일 양상에서, LED-기반 부하 각각은 동일한 컬러의 하나 이상의 LED를 포함할 수 있으며, 다른 부하는 다른 컬러 LED를 포함할 수 있다(예를 들어, 부하(100A)는 단지 하나 이상의 적색 LED만을 포함할 수 있고, 부하(100B)는 단지 하나 이상의 녹색 LED만을 포함할 수 있으며, 부하(100C)는 단지 하나 이상의 청색 LED만을 포함할 수 있다). 다른 양상에서, LED-기반 부하(100A, 100B, 100C) 중 하나 이상이 단지 백색 LED만을 포함할 수 있고, 2개 이상의 서로 다른 LED 기반 부하는 서로 다른 각자의 스펙트럼 또는 색온도를 갖는 방사를 발생하는 백색 LED를 포함할 수 있다(예를 들어, 부하(100A)는 제1 스펙트럼을 갖는 방사를 발생하는 하나 이상의 백색 LED를 포함할 수 있고, 부하(100B)는 제1 스펙트럼과 다른 제2 스펙트럼을 갖는 방사를 발생하는 하나 이상의 백색 LED를 포함할 수 있다). 다른 양상에서, 각자의 부하는 동일한 또는 서로 다른 수의 LED를 포함할 수 있으며, 이들 부하 중 하나 이상은 다양한 직렬, 병렬 또는 직렬/병렬 구성 중 임의의 구성으로 상호연결된 다수의 LED를 포함할 수 있다. 또 다른 양상에서, 부하(100A, 100B, 100C) 중 하나 이상은 혼합색의 다수의 LED를 포함할 수 있다.
도 21에서는 조명 네트워크(420)가 3개의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 여러 가지 실시예에 따른 이러한 조명 네트워크에 서로 다른 수의 전력 제어 장치 및 관련 부하가 포함될 수 있기 때문에 조명 네트워크가 이 점에서 한정되지 않음을 잘 알 것이다. 게다가, 다른 실시예들 에서, LED-기반 부하 이외의 하나 이상의 부하가 네트워크(420)에서의 구성요소의 일반적인 구성에 기초한 유사한 다중-부하 구성에서 이용될 수 있다.
도 21에 도시한 바와 같이, 네트워크(420)를 형성하는 전력 제어 장치 모두가 예를 들어 하나 이상의 네트워크 제어기(425)로부터 제공될 수 있는 통상적으로 분산된 입력 정보(208)를 수신하도록 구성될 수 있다. 이를 위해, 이 실시예의 일 양상에서, 주어진 전력 제어 장치가 그에 관한 입력 정보(208)(예를 들어, 전력 제어 명령)의 특정의 부분에 반응하도록 구성될 수 있도록, 네트워크(420)를 구성하는 다수의 전력 제어 장치는 각자의 고유의 식별자(예를 들어, 주소)를 갖는, 도 18 및 도 19와 관련하여 전술한 바와 같은 주소 지정가능 프로세서로 구성될 수 있다. 이 실시예의 또 다른 양상에서, 네트워크 제어기(425) 및 네트워크(420)를 형성하는 각자의 전력 제어 장치의 프로세서는 DMX 프로토콜을 사용하여 입력 정보(208)를 전달하도록 구성될 수 있다.
도 21의 실시예의 다른 양상에서, 조명 네트워크(420)의 주어진 전력 제어 장치는 일반적으로 도 12에 도시한 실시예로 나타내어질 수 있으며, 다양한 에너지 전송 장치 중 임의의 것은 물론, 도 15 내지 도 20과 관련하여 상기한 여러 가지 다른 특징들을 포함할 수 있다. 상세하게는, 도 21의 주어진 전력 제어 장치의 에너지 전송 장치는 분리 기능을 갖는 또는 갖지 않는 것을 비롯하여, 다수의 DC-DC 컨버터 구성 중 임의의 것에 기초할 수 있다.
도 21에 도시한 조명 네트워크(420)의 일 양상에서, 각자의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)에 의해 구현되는 DC-DC 컨버터 기능은 비교적 높은 DC 입력 전압(Vin)(예를 들어, 대략 150 내지 400 볼트 DC 정도임)이 네트워크(420)를 형성하는 전력 제어 장치들로 분배될 수 있는 네트워크를 용이하게 해주며, 전력 제어 장치들 각각은 이어서 상당히 작은 출력 전압(Vout)(예를 들어, 20 볼트 정도)을 그의 관련된 LED-기반 부하에 제공한다. 비교적 높은 DC 전압을 통해 DC 전원을 네트워크 전체에 걸쳐 배분함으로써 그렇지 않았으면 상당한 케이블 길이를 포함하는 네트워크 구현에 대해 상당할 수 있는 저항성 전력 손실이 감소될 수 있으며, 그에 따라 전력 효율을 증가시킬 수 있음을 잘 알 것이다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다수의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)를 포함하는 조명 장치(500)의 도면이다. 도 22의 실시예의 일 양상에서, 조명 장치(500)는 AC 선로 전압(67)(즉, AC 전원)으로부터 전력 및 입력 정보(208)를 수신하고, 일반적인 조명 및/또는 다양한 조명 효과를 제공하기 위해 다수의 LED-기반 부하를 제어하도록 구성되어 있다.
보다 구체적으로는, 도 22에 도시한 조명 장치(500)에서, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)는 도 21에 관련하여 상기한 것과 유사한 방식으로 입력 정보(208)에 기초하여 각자의 LED-기반 부하(100A, 100B, 100C)에 전달되는 전력을 제어하도록 구성되어 있다. 도 21의 실시예와 관련하여 상기한 바와 같이, 각자의 LED-기반 부하(100A, 100B, 100C)는 다양한 수, 구성 및 컬러의 LED를 포함할 수 있다. 이와 마찬가지로, 조명 장치(500)가 도 22에서는 3개의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 임의의 수의(즉, 하나 이상의) 전력 제어 장치 및 관련 부하가 여러 가지 실시예들에 따른 조명 장치에 포함될 수 있기 때문에 조명 장치가 이 점에서 한정되지 않음을 잘 알 것이다. 게다가, 다른 실시예들에서, LED-기반 부하 이외의 하나 이상의 부하가 장치(500)에서의 구성요소들의 일반 구성에 기초한 유사한 다중-부하 구성으로 이용될 수 있다.
도 22의 실시예의 일 양상에서, 각각의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)는 선택적인 역률 보정 장치(520)에 의해 제공될 수 있는 공통의 DC 입력 전압(212)(Vin)을 받는다. 선택적인 역률 보정 장치가 이용되지 않는 경우에, DC 입력 전압(212)은 도 8에 상기한 것과 유사한 방식으로 AC 선로 전압(67)(즉, AC 전원)에 연결되어 있는 브리지 정류기(68)의 출력을 거쳐 필터 커패시터(35)(Cfilter) 양단에서 획득될 수 있다. 다른 대안으로서, 역률 보정 장치(520)가 이용되는 실시예에서, 역률 보정 장치(520)는 브리지 정류기(68)의 출력으로부터 전력을 받으며, 필터 커패시터(35)는 역률 보정 장치의 출력단에서 이용된다(예를 들어, 도 9(a) 참조).
도 9(a) 및 도 9(b)와 관련하여 상기한 바와 같이, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 등의 DC-DC 컨버터 스위칭 장치는 일반적으로 짧은 펄스 형태로 전원으로부터 전류를 도출한다. 그렇지만, AC 전원으로부터의 최대 전력 효율을 위해, AC 선로 전압으로부터 궁극적으로 도출되는 입력 전류는 이상적으로는 사인파 형상을 가지야 하고 AC 선로 전압과 동위상이어야만 한다. 이러한 상황은 통상적으로 "단위 역률"이라고 한다. 전력 제어 장치의 스위칭 특성 및 그 결과의 펄스형 전류 도출은 이들 장치로 하여금 1보다 작은 역률을 갖게 하며, 따라서 최적보다 못한 전력 효율을 갖게 한다. 또한, 전력 제어 장치가 단지 정류 및 필터링의 개입만으로(즉, 역률 보정 없이) AC 선로 전압으로부터 전류를 도출하는 경우, 이 장치에 의해 도출되는 펄스형 전류는 비정상적인 응력을 가하고 AC 선로 전압에 일반적으로 바람직하지 않은 잡음 및 고조파를 유입시키게 된다.
이상의 것을 고려하여, 도 22에 도시된 역률 보정 장치(520)는 이들 문제를 해소하고 AC 선로 전압(67)으로부터 전력 제어 장치(200A-C)로의 전력의 보다 효율적인 제공을 제공하도록 구성되어 있다. 그렇지만, 어떤 응용에서 역률 보정 장치(520)가 필요하지 않을 수 있으며 또 다른 실시예들에서 조명 장치(500)가 역률 보정 없이 구현될 수 있음을 잘 알 것이다. 도 9(b)와 관련하여 상기한 바와 같이, 다수의 종래의 집적 회로 역률 보정 제어기(도 22에 구체적으로 도시되어 있지 않음)가 도 22의 조명 장치의 한 예시적인 구현에서의 역률 보정 장치에서 이용될 수 있으며, 이것의 몇몇 예는 Fairchild Semiconductor ML4821 PFC 제어기, Linear Technology LT1248 또는 LT1249 제어기, 및 ST Microelectronics L6561 제어기를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
또한, 도 22에 나타낸 바와 같이, 조명 장치(500)는 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 중 하나 이상에 대한 전력 제어 정보를 포함하는 입력 정보(208)를 수신하는 프로세서(550)를 포함할 수 있다. 프로세서(550)는 이어서 각자의 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)(따라서 각자의 부하(100A, 100B, 100C)에 의해 발생되 는 광의 세기)를 독립적으로 제어하기 위해 입력 정보(208)에 기초하여 제어 신호(208A, 208B, 208C)를 제공하도록 구성되어 있다. 여러 가지 양상에서, 도 18 및 도 19와 관련하여 상기한 바와 같이, 프로세서(550)는 네트워크를 통해 조명 장치(500)의 제어를 용이하게 해주기 위해 주소 지정가능 장치로서 구성될 수 있다. 이 실시예의 또 다른 양상에서, 프로세서(550)는 DMX 프로토콜로 수신되는 입력 정보(208)를 해석하도록 구성될 수 있다.
도 22의 실시예의 다른 양상에서, 조명 장치(500)의 주어진 전력 제어 장치는 일반적으로 도 12에 도시된 실시예에 의해 나타내어질 수 있으며, 도 15 내지 도 20과 관련하여 상기한 여러 가지 다른 특징들뿐만 아니라 다양한 에너지 전송 장치 중 임의의 것을 포함할 수 있다. 상세하게는, 도 22의 주어진 전력 제어 장치의 에너지 전송 장치는 분리 기능을 갖거나 갖지 않는 것을 비롯한, 다수의 DC-DC 컨버터 구성 중 임의의 것에 기초할 수 있다. 상기한 바와 같이, 도 12에 개괄적으로 나타낸 전력 제어 장치가 부하에 관한 어떤 피드백 기능도 포함하고 있지 않기 때문에, 비록 전력이 궁극적으로 AC 전원으로부터 도출되고 있지만, 어떤 응용에서, 분리 기능을 포함하지 않는 DC-DC 컨버터 구성이 조명 장치(500)에서 이용될 수 있다. 다시 말하면, 어떤 경우에 이러한 특징은 본 명세서에 기술된 다양한 실시예들에 따른 조명 장치(500)의 상당히 간소화된 구현(예를 들어, 보다 적은 구성요소, 보다 높은 전력 효율, 보다 적은 공간 요건, 기타 등등)을 용이하게 해준다.
게다가, 도 22에 도시한 조명 장치(500)의 또 다른 양상에서, 도 15 내지 도 20에 도시한 스위치 제어기(204)의 여러 가지 프로세서 또는 다른 구성요소에 의해 수행되는 하나 이상의 기능이 프로세서(550)에 의해 수행될 수 있으며, 달리 말하면, 프로세서(550)의 리소스가 전력 제어기(200A, 200B, 200C) 간에 공유되어 그 각자의 스위치 제어기와 연관된 기능 중 일부를 프로세서(550)로 이동시킬 수 있다.
예를 들어, 도 22의 조명 장치(500)의 일 실시예에서, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 각각은 도 18에 도시된 것과 유사할 수 있다. 그렇지만, 이 실시예에서, 각각의 전력 제어 장치의 스위치 제어기(204)는 도 18에 도시한 프로세서(550)를 반드시 포함할 필요는 없으며, 오히려 프로세서들(250) 각각에 의해 수행되는 기능들이 프로세서(550)에 의해 한꺼번에 수행될 수 있다. 이 실시예의 일 양상에서, 프로세서(550)에 의해 출력되는 제어 신호(208A, 208B, 208C) 각각은 2개의 신호, 즉 설정점 전압(Vsp)(듀티비를 제어함)을 나타내는 제1 신호 및 수정된 펄스 스트림(42')(유효 스위칭 주파수(feff)를 제어함)을 나타내는 제2 신호를 포함할 수 있다. 다시 말하면, 프로세서(550)는 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 중 하나 이상에 대한 전력 제어 정보를 포함할 수 있는 입력 정보(208)를 처리하고, 입력 정보(208)에 의해 지정된 바와 같이, 설정점 전압(Vsp) 및 수정된 펄스 스트림(42')을 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 각각에 독립적으로 적절히 제공하도록 구성되어 있다.
도 22의 조명 장치(500)의 또 다른 실시예에서, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 각각은 도 19에 도시한 것과 유사할 수 있다. 이 실시예의 일 양상에서, 각각의 전력 제어 장치의 스위치 제어기(204)의 기능들은 본질적으로 프로세서(550)에 완전히 이전될 수 있다. 상세하게는, 프로세서(550)는 공통의 입력 전압(Vin)을 (예를 들어, 내부의 A/D 변환기를 통해) 샘플링하도록 구성될 수 있으며(예를 들어, 도 22의 점선 연결(206)을 참조할 것), 프로세서(550)에 의해 출력되는 제어 신호(208A, 208B, 208C)는 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C) 각각에서의 스위치(214)를 제어하는 제어 신호(216)로서 각각 역할할 수 있다. 프로세서(550)는 또한 입력 정보(208)에 기초하여 스위치들(214) 각각의 듀티비 및 유효 스위칭 주파수 중 어느 하나 또는 둘 다를 조정하여 각자의 부하(100A, 100B, 100C)에의 전력을 제어하기 위해 제어 신호(208A, 208B, 208C)를 독립적으로 발생하도록 구성될 수 있다.
조명 장치(500)의 또 다른 실시예에서, 도 22(a)에 도시한 바와 같이, 프로세서(550-A)는 상기한 바와 같이 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)를 제어할 뿐만 아니라, 부하(100A, 100B, 100C)와 관련된 하나 이상의 파라미터에 관하여 사전에 알고 있는 정보에 기초하여 역률 보정 장치(520-A)의 제어를 용이하게 해주도록 구성될 수 있다. 이 실시예의 여러 가지 양상에 따르면, 부하들 중 하나 이상에 관하여 어떤 특정의 정보, 예를 들어 주어진 부하에의 원하는 전력(입력 정보(208)에 의해 제공됨) 및/또는 주어진 부하에 인가되는 전압(Vout)을 사전에 알고 있음으로써, 프로세서(500-A)는 역률 보정 장치의 동작을 상당히 향상시키기 위해 "피드-포 워드" 방식으로 역률 보정 장치(520-A)를 제어할 수 있다.
도 9(a) 및 도 9(b)와 관련하여 전술한 바와 같이, 종래의 역률 보정 장치의 전체적인 제어 루프 응답(도 9(b)에 도시한 전압 피드백 루프(524)에 주로 기인함)은 선로 주파수(예를 들어, 50 또는 60Hz)와 비교하여 비교적 느리다(예를 들어, 대략 10 내지 20Hz의 대역폭)는 것을 상기한다. 발생된 전압(Vin)에서의 어떤 변화(이 변화는 이어서 선로 전압으로부터 도출된 전류(IAC)에 대한 조정에 영향을 미침)가 임의의 주어진 사이클 동안에 급격하게 일어나는 것보다는 선로 전압의 다수의 사이클에 걸쳐 일어나도록 보장함으로써 보다 높은 역률을 용이하게 해주기 위해 종래의 역률 제어 루프의 비교적 느린 응답이 필요하다. 그렇지만, 이러한 비교적 느린 제어 루프 응답의 결과, 종래의 역률 보정 장치는 선로 전압 또는 전력 도출 과도 현상과 관련하여 그의 잠재적인 불안정성 및 최적보다 못한 성능을 갖는 것으로 알려져 있다.
상기한 바를 고려하여, 도 22(a)의 실시예에서의 프로세서(550-A)는 예상된 부하 조건에 관한 기지의 정보를 "피드-포워드"하는 것에 기초하여 역률 보정 장치(520-A)를 제어하도록 구성되어 있다. 이와 같이, 역률 보정 장치(520-A)의 전체적인 제어 루프 응답은, 특히 하나 이상의 원하는 부하 전력이 짧은 기간에 넓은 범위에 걸쳐(예를 들어, 부하 완전 오프에서 부하 완전 온으로, 또는 그 반대로) 변하는 상황에서, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)에 제공되는 전압(212)(Vin)의 변동을 감소시키기 위해 상당히 개선될 수 있다. 상당한/갑작스런 부하 전력 요구 요건으로 인한 Vin의 변동을 완화시킴으로써, 보다 안정적인 역률 보정 제어가 실현될 수 있다. 게다가, 신호 값에 대한 보다 예측가능한 예상에 기초하여 보다 작은 회로 구성요소(보다 작은 필터 커패시터(35) 등)가 이용될 수 있으며, 그에 따라 구현된 회로의 비용 및/또는 크기를 감소시킬 수 있다.
도 22(a)에 도시한 바와 같이, 이 실시예의 프로세서(550-A)는 브리지 정류기(68)에 의해 출력되는 정류된 선로 전압(69)(VAC)은 물론, 역률 보정 장치(520-A)에 의해 도출된 전류(IAC)를 나타내는 신호(71)(Isamp)를 입력으로서 수신한다(신호(Isamp)의 도출은 도 22(b) 및 도 22(c)와 관련하여 이하에서 더 기술함). 프로세서(550-A)는 또한 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)에 제공되는 전압(212)(Vin), 및 각자의 원하는 부하 전력을 나타내는 입력 정보(208)를 입력으로서 수신한다. 이들 입력에 기초하여, 프로세서(550-A)는 도 22와 관련하여 상기한 제어 신호(208A, 208B, 208C)는 물론, 역률 보정 장치(520-A)를 제어하는 역률 제어 신호(73)를 발생하도록 구성되어 있다.
도 22(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 역률 보정 장치(520-A)의 제어에 전용된 프로세서(550-A)의 일부의 개념적인 기능 블록도와 함께, 역률 보정 장치(520-A)의 회로 일반을 나타낸 도면이다. 일반적으로, 도 22(b)에 도시된 프로세서(550-A)의 일부는 전압(Vin)에 궁극적으로 연결되는 총체적 부하(collective load)의 계산된 총 예상 전력 도출(PTOTAL)을 제어 루프에 "피드-포워드"하는 것에 부분적으로 기초하여 역률 보정 장치(520-A)에 대한 유효 컨덕턴스(GPFC)를 결정하도록 구성되어 있다. 도 9(b)로부터 PFC 제어기의 일반적인 구조가 역률 보정 장치에 대한 도출된 유효 컨덕턴스(GPFC)에 기초하여 역률 보정 장치에 의해 도출된 순간 전류(IAC)를 조종하는 제어 전략을 구현하기 위해 전압 피드백 루프 및 전류 피드백 루프를 포함한다는 것을 상기하기 바란다. 도 22(b)의 구현에서, 전압 피드백 루프(524-A)는 AC 전원으로부터 도출된 총 예상 전력을 나타내는 항 PTOTAL을 포함하도록 도 9(b)에 도시된 것으로부터 수정되어 있다. 이와 같이, 도 9(b)에서와 같이 전압(Vin)의 변화에 단순히 반응하기 보다는(따라서 저역 통과 필터(LPF)의 낮은 대역폭에 영향을 받기보다는), 도 22(b)의 전압 피드백 루프(524-A)는 피드-포워드된 항 PTOTAL에 기초하여 유효 커패시턴스(GPFC)를 발생하기 위해 보다 "사전 예방적으로(proactively)" 기능한다.
보다 구체적으로는, 도 22(b)의 프로세서(550-A)는 임의의 주어진 시간에 부하(100A, 100B, 100C) 각각에 대한 원하는 부하 전력에 관한 정보를 포함하는 입력 정보(208)에 부분적으로 기초하여, 총 전력 계산(552)을 수행하도록 구성되어 있다. 따라서, 이 실시예의 일 양상에서, 총 전력 계산의 일부로서, 프로세서(550-A)는 입력 정보(208)에 나타내어진 각자의 원하는 부하 전력을 모두 가산한다. 다른 양상에서, 프로세서는 또한 각자의 전력 제어 장치 자체에서의 임의의 전력 소모 및/또는 손실(556)(도 22(b)에 "기타 전력"으로서 표시됨)을 고려하며, 예를 들 어 전력 제어 장치 각각은 각각의 장치 내의 회로에 대한 다양한 바이어스 전압을 제공하기 위해 하나 이상의 IC 전력 공급 장치를 포함할 수 있다. 게다가, 각각의 전력 제어 장치는 일반적으로 관련 효율 손실을 갖는다. 이러한 전력 소모 및/또는 손실(556)은 전력 제어 장치에 이용되는 특정의 회로에 기초하여 사전에 계산 및/또는 추정될 수 있고, 항 PTOTAL을 제공하기 위해 총 전력 계산에서 프로세서가 사용하기 위해 메모리에 저장될 수 있다.
도 22(b)에 도시한 바와 같이, 프로세서(550-A)는 이어서 전압 피드백 루프(524-A)에서의 오차 신호(Ve)를 조절하는 저역 통과 필터의 출력에 대응하는 다른 항을 항 PTOTAL에 부가한다. 이와 같이, 조절된 오차 신호는 컨덕턴스 계산(554)에서 사용하기 위한 조정된 항(P* TOTAL)을 제공하기 위해 피드-포워드된 총 전력 항 PTOTAL에의 조정 또는 보정으로서 역할한다. 항(PTOTAL)이 실질적으로 AC 전원으로부터 도출되는 예상된 실제 전력을 나타내고 역률 보정 장치의 동작이 도출된 겉보기 전력을 도출된 실제 전력과 거의 같게 되도록 만드는 것으로 가정하면, 프로세서는 이하의 관계식에 따라 컨덕턴스 계산(554)을 수행하도록 구성될 수 있다.
Figure 112006073953401-PCT00032
Figure 112006073953401-PCT00033
Figure 112006073953401-PCT00034
Figure 112006073953401-PCT00035
Figure 112006073953401-PCT00036
따라서, 유효 컨덕턴스(GPFC)를 결정하기 위해, 프로세서(550-A)는 정류된 선로 전압(VAC)을 샘플링하고 그에 따라 그의 피크를 결정하고 이어서 항(P* TOTAL)에 기초하여 상기 계산을 구현하도록 구성될 수 있다.
유효 컨덕턴스(GPFC)를 이와 같이 도출하였으면, 도 22(b)에 도시한 프로세서(550-A)는 도 9(b)와 관련하여 상기한 바와 유사한 방식으로 전류 피드백 루프(528-A)를 구현하도록 구성되어 있다. 상세하게는, 프로세서(550-A)는 선로 전압으로부터 도출되는 원하는 전류를 나타내는 기준 전류 신호(I* AC)를 발생하기 위해 유효 컨덕턴스(GPFC)를 모니터링된 정류된 선로 전압(VAC)과 곱하도록 구성되어 있다. 이 신호(I* AC)는 따라서 전류 제어 루프(528-A)에 기준 또는 "설정점" 입력을 제공하며, 여기서 I* AC는 (예를 들어, 비례-적분-미분 제어기(PID)에서) 신호(71)와 비교된다. 이러한 비교의 결과는 펄스폭 변조(PWM) 스위치 제어기(예를 들어, 도 7과 관련하여 상기한 바와 유사함)를 제어하는 전류 오차 신호(Ie)를 제공한다. PWM 스위치 제어기는 이어서 도출되는 실제 전류(IAC)를 조종하기 위해 스위 치(SWPFC)를 제어하는 제어 신호(73)를 출력한다.
도 22(c)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 역률 보정 장치(520-A)의 또 다른 회로 상세를 나타낸 도면이다. 도 22(c)의 회로에서, 신호(69')(VACSENSE)가 R49, R50 및 R51로 형성된 저항 분할기 회로망을 통해 정류된 선로 전압(69)으로부터 도출되고, 모니터링된 정류된 선로 전압(VAC)을 나타내는 신호로서 프로세서(550-A)에 인가된다. 장치(520-A)에 의해 도출된 실제 전류를 나타내는 신호(71)(Isamp)는 회로 요소(R48, R29, R30, C21 및 U5)를 포함하는 전류 감지 요소(526)를 통해 도출된다. 스위치(SWPFC)를 제어하기 위해 프로세서(550-A)에 의해 출력된 제어 신호(73)는 먼저 버퍼 증폭기(U11B)에 인가되고 이어서 스위치(SWPFC)에 신호(73')로서 인가된다. 필터 커패시턴스(35)는 도 22(c)의 회로에서 병렬로 연결된 3개의 커패시터(C36, C37 및 C40)에 의해 제공된다. 신호(212')(VDCSENSE)는 R47, R46 및 R52에 의해 형성된 저항 분할기 회로망을 통해 DC 전압(212)(Vin)으로부터 도출되고 프로세서(550-A)에 전압(212)(Vin)을 나타내는 신호로서 인가된다.
상기한 바와 같이, 총 예상 전력 도출을 나타내는 피드-포워드된 항 PTOTAL에 의해, 특히 하나 이상의 원하는 부하 전력이 짧은 기간에 넓은 범위에 걸쳐(예를 들어, 부하 완전 오프에서 부하 완전 온으로, 또는 그 반대로) 변화하는 상황에서, 전력 제어 장치(200A, 200B, 200C)에 제공되는 전압(212)(Vin)의 변동을 감소시키기 위해 역률 보정 장치(520-A) 및 프로세서(550-A)의 전체적인 제어 루프 응답이 상당히 개선된다. 상당한/갑작스런 부하 전력 요구 요건으로 인한 Vin의 변동을 완화시킴으로써, 보다 안정적인 역률 보정 제어가 실현될 수 있다. 게다가, 신호 값에 대한 보다 예측가능한 예상에 기초하여 보다 작은 회로 구성요소(보다 작은 필터 커패시터(35) 등)가 이용될 수 있으며, 그에 따라 구현된 회로의 비용 및/또는 크기를 감소시킬 수 있다.
도 22(a), 도 22(b), 및 도 22(c)와 관련하여 상기한 "피드-포워드" 역률 보정 기술이 다수의 부하(100A, 100B, 100C)를 포함하는 조명 장치와 관련하여 기술되어 있지만, 이러한 역률 보정 기술이 이 점에서 한정되는 것이 아님을 잘 알 것이다. 오히려, 도 22(a), 도 22(b) 및 도 22(c)와 관련하여 상기한 개념은 임의의 수 및/또는 유형의 부하의 역률 보정에 대해 보다 일반적으로 적용될 수 있으며, 부하(들)에 의해 도출된 예상 전력에 관한 어떤 정보는 역률 보정 기능을 용이하게 해주기 위해 사용된다.
도 23은 도 22 또는 도 22(a)의 조명 장치(500)에 기초한, 본 발명의 또 다른 실시예를 나타낸 블록도이다. 도 23의 실시예에서, 도 22 또는 도 22(a)에 도시된 것과 유사한 다수의 조명 장치(500A, 500B, 500C)는 조명 네트워크(620)를 형성하기 위해 서로 연결될 수 있다. 도 23에 도시된 바와 같이, 이러한 네트워크의 한 구현에서, 각각의 조명 장치는 AC 선로 전압(67)으로부터 동작 전력을 받으며, 따라서 브리지 정류기를 포함하고, 도 22 또는 도 22(a), 도 22(b) 및 도 22(c)와 관련하여 상기한 바와 같이, 선택적으로 역률 보정 장치를 포함할 수 있다. 게다가, 네트워크(620)를 형성하는 다수의 조명 장치는 예를 들어 하나 이상의 네트워크 제어기(625)로부터 제공될 수 있는 공통으로 분배되는 입력 정보(208)를 수신하도록 구성될 수 있다.
이 실시예의 일 양상에서, 도 23에 도시된 네트워크(620)를 형성하는 다수의 조명 장치는 주어진 조명 장치가 그에 관한 입력 정보(208)의 특정의 부분(예를 들어, 전력 제어 명령)에 반응하도록 구성될 수 있도록 각자의 고유 식별자(예를 들어, 주소)를 가질 수 있다. 이 실시예의 다른 양상에서, 각각이 AC 선로 전압(67) 형태로 동작 전력을 수신하는 다수의 조명 장치의 구성은 상당한 거리에 걸쳐 분포되어 있는 상당한 수의 조명 장치를 포함하지만 그럼에도 불구하고 조명 네트워크(620)에 걸쳐 상당히 효율적인 전력의 사용을 보장해줄 수 있는 조명 장치 구현을 용이하게 해준다. 다시 말하면, 도 23이 3개의 조명 장치(500A, 500B, 500C)를 나타내고 있지만, 서로 다른 수의 조명 장치가 네트워크(620)를 형성하기 위해 서로 연결될 수 있기 때문에 네트워크(620)가 이 점에서 한정되지 않는다는 것을 잘 알 것이다.
도 23과 관련하여 상기한 일반적인 네트워크 구조에 기초한 또 다른 네트워크 구현에서, 네트워크를 형성하기 위해 연결된 다수의 조명 장치는 브리지 정류기도 역률 보정 장치도 포함하지 않을 수 있으며, 그 대신에 공통의 브리지 정류기 및 선택적인 역률 보정 장치가 네트워크의 다수의 조명 장치 간에 "공유"될 수 있다. 도 23(a)는 이러한 네트워크 구현을 나타낸 것으로서, 여기서 공유된 브리지 정류기(68) 또는 역률 보정 장치(520)에 의해 제공되는 공통의 DC 입력 전압(212)은 전력 분배 매체로서 역할하며 따라서 네트워크의 다수의 조명 장치(500A-1, 500B-1, 500C-1) 간에 공유된다. 다시 말하면, 조명 장치(500A-1, 500B-1, 500C-1) 각각은 도 23(a)의 각각의 조명 장치에서 브리지 정류기 및 선택적인 역률 보정 장치가 필요하지 않다는 점에서 도 22에 도시한 조명 장치(500)와 다르다(이것의 예가 도 23(a)에 조명 장치(500A-1)에 의해 명시적으로 도시되어 있음). 도 21과 관련하여 상기한 바와 같이, 비교적 높은 DC 전압을 통해 네트워크 전반에 걸쳐 DC 전원을 분산시킴으로써, 그렇지 않았으면 상당한 케이블 길이를 포함하는 네트워크 구현에 대해 상당할 수 있는 저항성 전력 손실이 감소될 수 있으며, 그에 따라 전력 효율을 증가시킬 수 있다.
도 23(a)에 도시된 일반적인 구성에 기초한 다른 네트워크 구현에서, 도 22(a), 도 22(b) 및 도 22(c)와 관련하여 상기한 것과 유사한, 본 발명에 따른 수정된 역률 보정 장치가 이용될 수 있다. 이러한 구현에서, 네트워크 제어기(625)는 입력 정보(208)로부터 도출될 수 있는, 임의의 주어진 시간에 네트워크상의 부하 전부에 의해 도출될 예상 전력에 관하여 사전에 알고 있는 정보에 기초하여 역률 보정 장치에 제어 신호(73)를 제공하도록 구성될 수 있다. 도 23(a)에 명시적으로 도시되어 있지 않지만, 이 구성에서의 네트워크 제어기는 또한 도 22(a), 도 22(b) 및 도 22(c)와 관련하여 상기한 바와 유사한 방식으로, 정류된 선로 전압(69)(VAC), 분배된 전압(212), 및 역률 보정 장치에 제어 신호(73)를 제공하기 위 해 선로 전압으로부터 도출된 전류(IAC)에 관한 어떤 파라미터를 모니터링하도록 구성될 수 있다.
도 24(a) 및 도 24(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 22 또는 도 22(a)의 조명 장치(500)에 대한 하우징 구성의 여러 가지 모습을 나타낸 도면이다. 상세하게는, 도 24(a) 및 도 24(b)는 조명 장치(500)에 대한 본질적으로 직선인 하우징(1402)을 나타낸 것으로서, 이 안에는 브리지 정류기(68), 선택적인 역률 보정 장치(520), 프로세서(550), 하나 이상의 전력 제어 장치(200) 및 관련 LED-기반 부하(들)(100)가 배치되어 있을 수 있다. 일 양상에서, 하우징(1402)의 상부는 부하(들)(100)의 LED가 배치되어 있는 슬롯(1408)을 포함할 수 있다. 다른 양상에서, 하우징(1402)은 또한 LED(100)를 보호하고 및/또는 LED에 의해 발생된 광을 정형(예를 들어, 확산)하기 위한 렌즈(1412)를 포함할 수 있다.
또한, 도 24(a) 및 도 24(b)에 도시한 바와 같이, 하우징(1402)은 하나 이상의 커넥터(1404A, 1404B)를 포함할 수 있으며, 이 커넥터를 통해 AC 선로 전압(67) 및 입력 정보(208)가 장치(500)에 제공된다. 일 양상에서, 커넥터(1404A, 1404B)는 상보적(예를 들어, 암/수) 구조로 구성될 수 있으며, 따라서 제1 조명 장치의 커넥터(1404A)는 다수의 조명 장치의 전기적 및 기계적 연결을 용이하게 해주기 위해 전기적 및 기계적으로 제2 조명 장치의 상보적 커넥터(1404B)에 연결될 수 있다(예를 들어, 도 23과 관련하여 상기하였음). 또 다른 양상에서, 하우징(1402)은 커넥터가 사용되지 않는 경우에 커넥터(1404A, 1404B) 중 하나 이상을 덮기 위한 커버(1414)(도 24(b) 참조)를 포함할 수 있다.
도 24(a)에 도시한 바와 같이, 한 예시적인 구현에서, 하우징(1402)의 하나 이상의 커넥터(1404A, 1404B)는 하우징(1404)으로부터 외부 쪽으로 뻗어 있도록 구성될 수 있다. 다른 대안으로서, 도 24(b)에 도시된 다른 가능한 구현에서, 하우징(1402)은 하나 이상의 커넥터(1404A, 1404B)가 실질적으로 하우징의 주변부를 넘어가지 않게 하고 그에 따라 다수의 조명 장치(500)가 서로에 대해 연속하여 인접해 있도록 구성될 수 있다. 도 24(b)는 또한 일 실시예에 따른 조명 장치(500)의 직선형 하우징(1402)에 대한 예시적인 치수를 나타낸 것이다.
상기한 몇 가지 실시예는 일반적으로 "피드-포워드" 전력 제어 장치에 관한 것이지만, 다른 실시예들에 따르면, 부하에 관한 어떤 유형의 피드백을 포함하면서 그럼에도 불구하고 간소화되고 전력 효율적인 회로 해결책을 제공하는 여러 가지 전력 제어 장치가 구현될 수 있다.
예를 들어, 도 25는 스위치 제어기가 전류 조절기를 통해 LED-기반 부하로부터 전압 피드백을 획득하는 회로를 나타낸 것이다. 도 26의 실시예에서, 2개의 서로 다른 LED-기반 부하는 하나의 인덕터를 통해 구동되며, 여기서 부하들 중 어느 하나는 다른 부하보다 높은 전류로 구동된다. 이 실시예에서, 다시 말하면 전압 피드백은 전류 조절기를 통해 각각의 LED-기반 부하로부터 제공된다. 도 26에서, 인덕터(L1)는 트랜지스터(QIA)의 온 시간 동안에 커패시터(C2)를 충전시키고, L1에 저장된 에너지는 오프 시간 동안에 C2와 C3 사이에 분할된다. 트랜지스터(Q2A)는 또한 부하(LED2)에서의 전류를 감소시킬 수 있다.
도 27의 실시예에서, 다시 말하면, 2개의 서로 다른 LED-기반 부하는 하나의 인덕터를 통해 구동되며, 여기서 부하들 중 하나는 다른 부하보다 높은 전압으로 구동된다. 도 25 및 도 26과 마찬가지로, 전류 조절기를 통해 각각의 부하로부터 전압 피드백이 제공된다. 도 27에서, 2번 제어기는 스위치(Q2A)로 하여금 LED 스트링 1 및 LED 스트링 2로부터의 전력 흐름을 전환시킬 수 있게 해준다. 제어기는 스트링 1 및 스트링 2로 하여금 교대로 임의의 원하는 비율로 스트링들 간의 일정한 전력 흐름을 달성할 수 있게 해준다.
도 28의 실시예에서, 3개의 LED-기반 부하는 전류 조절기 전압 피드백에 기초하여 하나의 인덕터로 구동되며, 여기서 부하(LED1)는 유사한 전압에서 동작하는 부하(LED2, LED3)보다 높은 전압으로 구동된다. 도 29의 실시예에서, 다시 말하면 3개의 LED-기반 부하는 도 28에 도시된 것과 유사한 구성으로 전류 조절기 전압 피드백에 기초하여 하나의 인덕터로 구동되며, 그렇지만 도 29에서, 어느 것이 더 작은지를 사전에 모르는 상태에서 부하(LED2 또는 LED3)의 최소 전압을 조절하기 위해 회로가 포함되어 있다.
도 30의 실시예에서, 3개 이상의 LED 스트링이 전류 조절기 전압 피드백에 기초하여 하나의 인덕터로 구동되며, 여기서 스트림(LED1)은 다른 부하보다 높은 전압에서 동작한다. 이와 유사하게, 도 31의 실시예에서, 3개의 LED 스트링이 전류 조절기 전압 피드백에 기초하여 하나의 인덕터로 구동되며, 여기서 스트링(LED1, LED2)은 스트링(LED3)보다 높은 전압에서 동작한다.
도 32의 실시예에서, 하나의 LED 스트링이 전류 조절기 전압 피드백에 기초 하여 하나의 인덕터로 구동되며, 최소 조절, PWM 호환 전류 조절기에 대한 수정을 포함한다. 이 실시예에서, R1은 0 듀티비에서 동작될 때 C2 양단의 전압의 감소를 방지하는 약간 과도한 전류를 공급한다. R1의 아래쪽 단자는 선택적으로 PSU 제어기에 대한 공급 전압의 도출을 가능하게 해주도록 연결되어 있다.
도 33의 실시예에서, 2개 이상의 LED 스트링이 전류 조절기 전압 피드백에 기초하여 하나의 변압기로 구동되며, 여기서 LED 스트링 1은 다른 2개의 LED 스트링보다 높은 전압에서 동작한다. 도 34에서, 각각의 스트링에서의 부하, 다이오드 및 트랜지스터의 순서는 도 33의 실시예의 대체 구현을 나타내기 위해 재정렬되어 있다.
이와 같이 몇 가지 예시적인 실시예에 대해 기술하였지만, 여러 가지 변경, 수정 및 개선이 당업자에게는 용이하게 안출될 것임을 잘 알 것이다. 이러한 변경, 수정 및 개선은 본 발명의 일부이며, 본 발명의 정신 및 범위 내에 속하는 것으로 보아야 한다. 본 명세서에 제공된 몇몇 예가 기능 또는 구조적 요소의 특정의 조합을 포함하지만, 그 기능 및 요소가 동일한 또는 다른 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일반적인 개시 내용에 기초하여 다른 방식으로 조합될 수 있음을 잘 알 것이다. 상세하게는, 일 실시예와 관련하여 기술된 작용, 구성요소 및 특징이 다른 실시예에서의 유사한 또는 다른 역할로부터 배제되는 것으로 보아서는 안 된다. 따라서, 상기한 설명 및 첨부 도면은 단지 예에 불과하며 제한하려는 것이 아니다.

Claims (50)

  1. 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하도록 구성된 적어도 하나의 제1 LED, 및
    상기 적어도 하나의 제1 LED에 연결되어 있고 상기 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 상기 제1 방사의 제1 세기를 제어가능하게 변경하도록 구성되는 제1 피드-포워드 구동기
    를 포함하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드-포워드 구동기는,
    전원으로부터 도출된 입력 에너지를 저장하고 상기 적어도 하나의 제1 LED에 출력 에너지를 제공하는 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 및
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어 상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장되는 적어도 상기 입력 에너지를 제어하는 적어도 하나의 스위치
    를 포함하는 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 피드-포워드 구동기는 상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 상기 적어도 하나의 스위치, 및 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 에너지 전송 장치를 더 포함하고,
    상기 에너지 전송 장치는 강압용(buck) 컨버터, 승압용(boost) 컨버터, 승강압용(buck-boost) 컨버터, CUK 컨버터, 플라이백(flyback) 컨버터, 및 포워드(forward) 컨버터 중 하나로서 구성되는 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소는 탭드 인버터(tapped inverter) 및 1이 아닌 권선비(non-unity turn ratio)를 갖는 변압기 중 하나를 포함하는 장치.
  5. 제2항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 신호를 수신하도록 구성되는 적어도 하나의 제어기를 더 포함하고,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 피드-포워드 구동기의 상기 적어도 하나의 스위치를 제어하기 위해 적어도 제1 구동기 신호를 출력하는 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 적어도 하나의 제1 LED에 관한 임의의 피드백 정보를 사용하지 않고 상기 제1 세기를 제어하기 위해 상기 제1 구동기 신호의 주파수 및 듀티비 중 적어도 하나를 제어하도록 구성되는 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 전원에 의해 출력되는 전압 및 상기 전원으로부터 도출된 전류 중 하나, 및 상기 제1 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 적어도 하나를 제어하도록 구성되는 장치.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 펄스 수 변조 기술(pulse number modulation technology)을 사용하여 상기 제1 구동기 신호의 유효 주파수를 제어가능하게 변경함으로써 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수를 제어하도록 구성되는 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비를 거의 일정하게 유지하면서 상기 제1 구동기 신호의 상기 유효 주파수를 제어가능하게 변경하도록 구성되는 장치.
  10. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수를 거의 일정하게 유지하면서 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비를 제어가능하게 변경하 도록 구성되는 장치.
  11. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어가능하게 변경하도록 구성되는 장치.
  12. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 세기에 대한 원하는 세기의 상대 범위에 기초하여 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 적어도 하나를 제어하도록 구성되는 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 원하는 세기는 적어도 제1 범위 및 제2 범위를 포함하며,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 하나만을 제어하도록 구성되고,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제2 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어하도록 구성되는 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 원하는 세기는 적어도 제1 범위, 제2 범위 및 제3 범위를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 제어기는 상기 제1 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수만을, 상기 제2 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비만을, 또한 상기 제3 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어하도록 구성되는 장치.
  15. 제5항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 네트워크를 통해 상기 장치의 제어를 용이하게 해주기 위해 주소 지정 가능한 장치(addressable device)인 장치.
  16. 제5항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어 신호는 DMX 프로토콜을 사용하여 포맷되는 장치.
  17. 제5항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서,
    AC 선로 전압을 수신하고 정류된 전압을 출력하는 전파 정류기, 및
    상기 전파 정류기 및 적어도 상기 제1 피드-포워드 구동기에 연결되어 있고, 상기 정류된 전압을 수신하고 상기 장치에 대한 역률 보정을 제공하는 역률 보정 장치(power factor correction apparatus)를 더 포함하는 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어기는 적어도 상기 제1 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 상기 역률 보정 장치를 제어하도록 구성되는 장치.
  19. 제1항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED는 적어도 하나의 백색 LED를 포함하는 장치.
  20. 제1항 내지 제19항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 스펙트럼과 다른 제2 스펙트럼을 갖는 제2 방사를 발생하도록 구성되는 적어도 하나의 제2 LED, 및
    상기 적어도 하나의 제2 LED에 연결되어 있고, 상기 적어도 하나의 제2 LED에 제공되는 제2 전압 또는 제2 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 상기 제2 방사의 제2 세기를 제어하도록 구성되는 제2 피드-포워드 구동기
    를 더 포함하는 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 피드-포워드 구동기는 상기 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 상기 제1 및 제2 세기를 독립적으로 제어하도록 구성되고,
    상기 정보는 상기 제1 세기를 나타내는 제1 정보 및 상기 제2 세기를 나타내는 제2 정보를 포함하는 장치.
  22. 제20항 또는 제21항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LED는 적어도 하나의 비백색 LED(non-white LED)를 포함하는 장치.
  23. 제20항 또는 제21항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED 및 상기 적어도 하나의 제2 LED는 백색 LED만을 포함하는 장치.
  24. 제20항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 스펙트럼 및 상기 제1 스펙트럼과 다른 제3 스펙트럼을 갖는 제3 방사를 발생하도록 구성되는 적어도 하나의 제3 LED, 및
    상기 적어도 하나의 제3 LED에 연결되어 있고, 상기 적어도 하나의 제3 LED에 제공되는 제3 전압 또는 제3 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 상기 제3 방사의 제3 세기를 제어하도록 구성되는 제3 피드-포워드 구동기
    를 더 포함하는 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED는 적어도 하나의 적색 LED를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 제2 LED는 적어도 하나의 녹색 LED를 포함하며,
    상기 적어도 하나의 제3 LED는 적어도 하나의 청색 LED를 포함하는 장치.
  26. A) 적어도 하나의 제1 LED로부터 제1 스펙트럼을 갖는 제1 방사를 발생하는 단계, 및
    B) 상기 적어도 하나의 제1 LED에 제공되는 제1 전압 또는 제1 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 상기 제1 방사의 제1 세기를 제어가능하게 변경하는 단계
    를 포함하는 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 단계 B)는,
    전원으로부터 도출된 입력 에너지를 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장하는 단계,
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소로부터 상기 적어도 하나의 제1 LED에 출력 에너지를 제공하는 단계, 및
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 저장되는 적어도 상기 입력 에너지를 상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소에 연결되어 있는 적어도 하나의 스위치를 통해 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소 및 상기 적어도 하나의 스위치는 상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소, 상기 적어도 하나의 스위치, 및 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 에너지 전송 장치의 일부를 형성하고,
    상기 에너지 전송 장치는 강압용(buck) 컨버터, 승압용(boost) 컨버터, 승강압용(buck-boost) 컨버터, CUK 컨버터, 플라이백(flyback) 컨버터, 및 포워드(forward) 컨버터 중 하나로서 구성되는 방법.
  29. 제27항 또는 제28항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 에너지 전송 요소는 탭드 인버터(tapped inverter) 및 1이 아닌 권선비(non-unity turn ratio)를 갖는 변압기 중 하나를 포함하는 방법.
  30. 제27항 내지 제29항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 단계 B)는,
    상기 제1 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 신호를 수신하는 단계, 및
    상기 적어도 하나의 스위치를 제어하기 위해 적어도 제1 구동기 신호를 발생하는 단계
    를 포함하는 방법.
  31. 제30항에 있어서,
    C) 상기 적어도 하나의 제1 LED에 관한 임의의 피드백 정보를 사용하지 않고 상기 제1 세기를 제어하기 위해 상기 제1 구동기 신호의 주파수 및 듀티비 중 적어도 하나를 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 단계 C)는 상기 전원에 의해 출력되는 전압 및 상기 전원으로부터 도출된 전류 중 적어도 하나, 및 상기 제1 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 적어도 하나를 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  33. 제31항 또는 제32항에 있어서,
    상기 단계 C)는 펄스 수 변조 기술(pulse number modulation technology)을 사용하여 각각의 구동기 신호의 유효 주파수를 제어가능하게 변경함으로써 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수를 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 제1 구동기 신호의 유효 주파수를 제어가능하게 변경하는 단계는 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비를 거의 일정하게 유지하면서 상기 제1 구동기 신호의 상기 유효 주파수를 제어가능하게 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  35. 제31항 또는 제32항에 있어서,
    상기 단계 C)는 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수를 거의 일정하게 유지하면서 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비를 제어가능하게 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  36. 제31항 또는 제32항에 있어서,
    상기 단계 C)는 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어가능하게 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  37. 제31항 또는 제32항에 있어서,
    상기 단계 C)는 C1) 상기 제1 세기에 대한 원하는 세기의 상대 범위에 기초하여 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 적어도 하나를 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 원하는 세기는 적어도 제1 범위 및 제2 범위를 포함하며,
    상기 단계 C1)은,
    상기 제1 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 중 하나만을 제어하는 단계, 및
    상기 제2 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  39. 제37항에 있어서,
    상기 원하는 세기는 적어도 제1 범위, 제2 범위 및 제3 범위를 포함하고,
    상기 단계 C1)은,
    상기 제1 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수만을 제어하는 단계,
    상기 제2 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 듀티비만을 제어하는 단계, 및
    상기 제3 범위에서 상기 제1 구동기 신호의 상기 주파수 및 상기 듀티비 둘 다를 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  40. 제30항 내지 제39항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호를 네트워크를 통해 주소 지정된 신호로서 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  41. 제30항 내지 제39항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호를 DMX 프로토콜을 사용하여 포맷하는 단계를 더 포함하는 방법.
  42. 제30항 내지 제41항 중 어느 한 항에 있어서,
    정류된 전압을 제공하기 위해 AC 선로 전압을 정류하는 단계, 및
    역률 보정을 제공하기 위해 상기 정류된 전압으로부터 도출된 전류를 제어하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 정류된 전압으로부터 도출된 전류를 제어하는 상기 단계는 상기 제1 세기를 나타내는 상기 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 정류된 전압으로부터 도출된 상기 전류를 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  44. 제26항 내지 제43항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED는 적어도 하나의 백색 LED를 포함하는 방법.
  45. 제26항 내지 제44항 중 어느 한 항에 있어서,
    C) 적어도 하나의 제2 LED로부터 상기 제1 스펙트럼과 다른 제2 스펙트럼을 갖는 제2 방사를 발생하는 단계, 및
    D) 상기 적어도 하나의 제2 LED에 제공되는 제2 전압 또는 제2 전류를 모니 터링 또는 조절하지 않고 상기 제2 방사의 제2 세기를 제어하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  46. 제45항에 있어서,
    E) 상기 제1 및 제2 세기를 나타내는 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 신호에 기초하여 상기 단계 B) 및 D)를 독립적으로 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
  47. 제45항 또는 제46항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제2 LED는 적어도 하나의 비백색 LED(non-white LED)를 포함하는 방법.
  48. 제45항 또는 제46항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED 및 상기 적어도 하나의 제2 LED는 백색 LED만을 포함하는 방법.
  49. 제45항 내지 제48항 중 어느 한 항에 있어서,
    적어도 하나의 제3 LED로부터 상기 제2 스펙트럼 및 상기 제1 스펙트럼과 다른 제3 스펙트럼을 갖는 제3 방사를 발생하는 단계, 및
    상기 적어도 하나의 제3 LED에 제공되는 제3 전압 또는 제3 전류를 모니터링 또는 조절하지 않고 상기 제3 방사의 제3 세기를 제어하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제1 LED는 적어도 하나의 적색 LED를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 제2 LED는 적어도 하나의 녹색 LED를 포함하며,
    상기 적어도 하나의 제3 LED는 적어도 하나의 청색 LED를 포함하는 방법.
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