JP5419918B2 - 電力制御方法および装置 - Google Patents
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Description
開示の分野
本開示は、一般的には、負荷に対して供給される電力を制御することに関する。 いくつかの実施例においては、負荷に対して、その負荷からのフィードバック（例えば、負荷電圧および負荷電流の監視）、および／または負荷電圧または負荷電流の調整を必要とすることなく、制御された所定の電力が供給される。
本開示は、一般的には、負荷に対して供給される電力を制御することに関する。 いくつかの実施例においては、負荷に対して、その負荷からのフィードバック（例えば、負荷電圧および負荷電流の監視）、および／または負荷電圧または負荷電流の調整を必要とすることなく、制御された所定の電力が供給される。
背景
ＤＣ‐ＤＣ変換器は、ＤＣ入力電圧を受け入れて、ＤＣ出力電圧を供給する周知の電気デバイスである。ＤＣ‐ＤＣ変換器は、一般に、調整されていないＤＣ入力に基づいて、調整されたＤＣ出力電圧を負荷に対して供給するように構成されており、この入力電圧は、場合によっては、調整された出力電圧と異なる。例えば、バッテリが約１２ボルトの無調整電圧を有するＤＣ電源となる、多くの自動車用途においては、ＤＣ‐ＤＣ変換器を使用して、無調整１２ボルトＤＣを入力として受け入れ、調整ＤＣ電圧を供給して、車両内の種々の電子回路（計器類、アクセサリ、エンジン制御、照明、ラジオ／ステレオ、その他）を駆動することもできる。調整ＤＣ出力電圧は、バッテリからの入力電圧よりも低くするか、または高くするか、あるいは同じにすることができる。
ＤＣ‐ＤＣ変換器は、ＤＣ入力電圧を受け入れて、ＤＣ出力電圧を供給する周知の電気デバイスである。ＤＣ‐ＤＣ変換器は、一般に、調整されていないＤＣ入力に基づいて、調整されたＤＣ出力電圧を負荷に対して供給するように構成されており、この入力電圧は、場合によっては、調整された出力電圧と異なる。例えば、バッテリが約１２ボルトの無調整電圧を有するＤＣ電源となる、多くの自動車用途においては、ＤＣ‐ＤＣ変換器を使用して、無調整１２ボルトＤＣを入力として受け入れ、調整ＤＣ電圧を供給して、車両内の種々の電子回路（計器類、アクセサリ、エンジン制御、照明、ラジオ／ステレオ、その他）を駆動することもできる。調整ＤＣ出力電圧は、バッテリからの入力電圧よりも低くするか、または高くするか、あるいは同じにすることができる。
より一般的には、ＤＣ‐ＤＣ変換器を使用して、バッテリなどの多種多様なＤＣ電源の任意のものによって供給される無調整電圧を、与えられた負荷を駆動するのに、より適した調整電圧に変圧してもよい。場合によっては、無調整ＤＣ入力電圧は、１２０Ｖｒｍｓ／６０ＨｚＡＣ線間電圧などのＡＣ電源から引き出し、これをブリッジ整流器／フィルタ回路配設によって整流、フィルタリングしてもよい。この場合には、以下にさらに考察するように、潜在的に危険な電圧を使用する場合には、一般に、ＤＣ‐ＤＣ変換器内に保護絶縁構成要素を使用して、安全な動作を確保する。
本願の先行技術文献としては、ＵＳ２００３／０１０７８８７Ａ１、ＵＳ２００３／０１８９４１２Ａ１、ＵＳ２００３／００５７８８８、ＵＳ２００３／０１６１１６９、ＵＳ５９９４８６９、ＵＳ６２５９６１３、ＵＳ６３３８４２９、ＵＳ６５３１８５４、ＵＳ５６６１６４５、ＵＳ６１５０７７１、ＵＳ６１５４０８６、ＵＳ６６６７５８３が挙げられる。
図１は、高圧の無調整ＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）に基づいて、調整ＤＣ出力電圧３２（Ｖｏｕｔ）を負荷４０に供給するように構成されている、従来型ステップダウンＤＣ‐ＤＣ変換器５０の回路図を示している。図１のステップダウン変換器は、一般に「バック（buck）」変換器とも呼ばれる。機能的な観点からは、図１のバック変換器は、一般的に、他の種類のＤＣ‐ＤＣ変換器を代表しており、そのいくつかの例について以下に考察する。
図１のバック変換器のようなＤＣ‐ＤＣ変換器は、飽和スイッチとして動作するように構成されたトランジスタまたは同等のデバイスを使用し、この飽和スイッチは、エネルギー蓄積デバイスに選択的にエネルギーを蓄積することを可能にする（例えば、図１におけるトランジスタスイッチ２０およびインダクタ２２を参照のこと）。図１には、そのようなトランジスタスイッチを、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）として図示してあるが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）も、様々なＤＣ‐ＤＣ変換器実装におけるスイッチとして使用することができる。そのようなトランジスタスイッチを使用することによって、ＤＣ‐ＤＣ変換器は、その一般的な機能から、一般に「スイッチングレギュレータ」とも呼ばれる。
特に、図１の回路におけるトランジスタスイッチ２０は、比較的短い時間間隔、インダクタ２２（Ｌ）の両端に、無調整ＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）を周期的に印加するように動作する（図１および後続の図において、特に断らない限り、所望のインダクタンスを得るために種々の直列／並列構成のいずれかに配設される、１つまたは２つ以上の実際インダクタを模式的に表わすために、単一のインダクタを示してある）。トランジスタスイッチが「オン」または閉止である（すなわち、インダクタに入力電圧Ｖｉｎを流す）時間間隔中、電流は、印加電圧に基づいてインダクタを通過して流れ、インダクタはその磁界にエネルギーを蓄積する。スイッチが「オフ」または開放であるとき（すなわち、インダクタからＤＣ入力電圧が除去されると）、インダクタに蓄積されたエネルギーが、フィルタキャパシタ３４に伝達されて、このフィルタキャパシタ３４は、比較的に平滑なＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを、負荷４０に供給する働きをする（すなわち、キャパシタは、インダクタエネルギー蓄積サイクル間に、本質的に連続するエネルギーを負荷に供給する）。
より具体的には、図１において、トランジスタスイッチ２０がオンのとき、電圧ＶＬ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎがインダクタ２２の両端に印加される。この印加電圧によって、ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔの関係に基づいて、直線的に増加する電流ＩＬが、インダクタを通過して（負荷およびキャパシタへと）流れる。トランジスタスイッチ２０がオフにされている場合には、インダクタを通過する電流ＩＬは、同じ方向に流れ続け、このときにはダイオード２４（Ｄ１）が導通して回路を完成する。電流がダイオードを通過して流れている限り、インダクタの両端の電圧ＶＬは、Ｖｏｕｔ−Ｖｄｉｏｄｅに固定され、それによってインダクタ電流ＩＬは、エネルギーがインダクタの磁界からキャパシタおよび負荷に供給されるにつれて、直線的に減少する。図２は、以上に説明したスイッチング動作の間の、図１の回路に対する様々な信号波形を示す図である。
従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器は、一般に「連続」モードおよび「不連続」モードと呼ばれる、異なるモードで動作するように構成することができる。連続モード動作においては、インダクタ電流ＩＬは、逐次スイッチングサイクル中にゼロより上にとどまるのに対して、不連続モードにおいては、所与のスイッチングサイクルの開始においてゼロで始まり、スイッチングサイクルの終了の前にゼロに戻る。図１の回路について、いくぶん簡略化しているが、有益な分析を行うために、以下の考察では、連続モード動作を考慮し、さしあたり、スイッチがオンである（すなわち導通している）ときにはトランジスタスイッチの両端での電圧低下はないこと、およびダイオードが電流を導通している間は、ダイオードＤ１の両端での電圧低下は無視できることを仮定する。前述のことを考慮して、逐次スイッチングサイクルにわたってのインダクタ電流の変化は、図３を用いて検証することができる。
図３は、トランジスタスイッチ２０に動作に基づく、図１に示す接点での電圧Ｖｘ（ここでも、ダイオードＤ１の両端での電圧低下は無視している）と、２回の逐次スイッチングサイクルの間に、インダクタを通過する電流ＩＬとを重ねたグラフである。図３において、水平軸は時間ｔを表わし、完全スイッチングサイクルは、時間周期Ｔによって表わされ、ここでトランジンスタスイッチ「オン」時間はｔｏｎで示し、スイッチ「オフ」時間はｔｏｆｆで示してある（すなわち、Ｔ＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）。
定常動作に対して、ここで認識すべきことは、スイッチングサイクルの開始および終了における、インダクタ電流ＩＬは、図３における表示ＩＯによって分かるように、本質的に同じである。したがって、ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔの関係から、１回のスイッチングサイクルにわたる電流の変化ｄＩＬはゼロであり、次式によって与えられ：
これは、次のように簡略化され、
定常動作に対して、ここで認識すべきことは、スイッチングサイクルの開始および終了における、インダクタ電流ＩＬは、図３における表示ＩＯによって分かるように、本質的に同じである。したがって、ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔの関係から、１回のスイッチングサイクルにわたる電流の変化ｄＩＬはゼロであり、次式によって与えられ：
ここで、Ｄは、トランジスタスイッチの「デューティサイクル」、またはスイッチがオンであり、エネルギーをインダクタに蓄積することができる、スイッチングサイクル当りの時間の割合として定義される。前述のことから、出力電圧と入力電圧の比はＤに比例すること、すなわち、図１の回路におけるスイッチのデューティサイクルＤを変えることによって、出力電圧Ｖｏｕｔを、入力電圧Ｖｉｎに対して変化させることができるが、最大デューティサイクルＤは１であるので、入力電圧を超えることはできないことが分かる。
したがって、先述のように、図１の従来型バック変換器は、負荷４０ａに対して入力電圧Ｖｉｎよりも低い調整出力電圧Ｖｏｕｔを供給するように、特に構成されている。図１に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を確保するために、バック変換器は、フィードバック制御ループ４６を使用してトランジスタスイッチ２０の動作を制御する。一般的に、図１に接続４７によって示すように、フィードバック制御ループ４６の様々な構成要素に対する電力は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎまたは、代替的に別の独立した電力源から引き出すことができる。
図１のフィードバック制御ループ４６において、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの縮尺サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅが、フィードバック制御ループ４６への入力として（例えば、抵抗器Ｒ２、Ｒ３を経由して）供給されて、誤差増幅器２７によって参照電圧Ｖｒｅｆと比較される。参照電圧Ｖｒｅｆは、所望の調整出力電圧Ｖｏｕｔの安定縮尺表現（stable scaled representation）である。誤差増幅器２８は、ＶｓａｍｐｌｅとＶｒｅｆの比較に基づいて誤差信号３８（この例において、ある所定の範囲にわたっての正電圧信号）を生成し、この誤差信号の絶対値が、最終的に、トランジスタスイッチ２０の動作を制御し、これにより、スイッチデューティサイクルに対する調節を介して出力電圧Ｖｏｕｔが調節される。このようにして、フィードバック制御ループは、安定な調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。
より詳細には、誤差信号３８は、パルス幅変調器３６のための制御電圧としての役割を果たし、このパルス幅変調器３６も、発振器２６によって供給される周波数ｆ＝１／Ｔを有するパルスストリーム４２を受け取る。従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器において、パルスストリーム４２に対する例証的な周波数ｆには、それに限定はされないが、約５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲が含まれる。パルス幅変調器３６は、パルスストリーム４２と誤差信号３８の両方を使用して、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルを制御する、オン／オフ制御信号４４を供給するように構成されている。要するに、パルスストリーム４２のパルスは、パルス幅変調器にトランジスタスイッチ２０をオンにさせる、「トリガー」として作用し、誤差信号３８は、トランジスタスイッチがオンに留まる時間（すなわち、時間周期ｔｏｎの長さ、したがってデューティサイクルＤ）を判定する。
例えば、サンプリングされた出力電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶｒｅｆよりも高い（すなわち、誤差信号３８は比較的低い値を有する）ことを、誤差信号３８が示す場合には、パルス幅変調器３６は、比較的短い持続時間の「オン」パルスまたは低いデューティサイクルを有する制御信号を供給し、それによって、トランジスタ２０がオンの間に、比較的少ないエネルギーをインダクタに供給するように構成されている。対照的に、ＶｓａｍｐｌｅがＶｒｅｆよりも低い（すなわち、誤差信号が比較的高い値を有する）ことを誤差信号３８が示す場合には、パルス幅変調器は、比較的長い持続時間の「オン」パルス、または高いデューティサイクルを有する制御信号を供給し、それによってトランジスタスイッチ２０がオンの間に、比較的多くのエネルギーをインダクタに供給するように、構成されている。したがって、誤差信号３８を介して、制御信号４４の「オン」パルスの期間を変調することによって、出力電圧Ｖｏｕｔは、フィードバック制御ループ４６によって調整され、Ｖｒｅｆによって表わされる所望出力電圧を近似する。
図１に関係して上記で考察したバック変換器に加えて、その他の種類の従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器としては、例えば、入力電圧よりも高い調整ＤＣ出力電圧を供給する、ステップアップまたは「ブースト」変換器、入力電圧よりも低いか、または高く、入力電圧の極性と逆の極性を有する、調整ＤＣ出力電圧を供給するように構成することができる、反転「バック・ブースト」変換器、および容量性エネルギー伝達原理に基づく、「ＣＵＫ」変換器を挙げることができる。バック変換器と同様に、これらの他の種類の変換器のそれぞれにおいて、トラジスタスイッチのデューティサイクルＤは、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの比を決定する。
図４は、従来型ブースト変換器５２を示し、図５は、従来型バック・ブースト変換器または反転調整器（inverting regulator）５４を示す。これらの変換器は両方とも、図１のバック変換器と同様に分析することによって、デューティサイクルＤが比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎに与える影響を、特定することができる。図６は、「ＣＵＫ」変換器５６の一例を示しており、この変換器は、キャパシタ内の電流バランスに基づき、主として誘導性の負荷へのエネルギー伝達ではなく容量性のエネルギー伝達を使用する。図６の回路は、図５のバック・ブースト変換器に基づき、双対性原理（duality principle）から導出される（すなわち、ＣＵＫ変換器内のデューティサイクルＤと比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎとの関係は、バック・ブースト変換器のそれと同一である）。ＣＵＫ変換器の、注記する価値のある一つの特徴は、図６に示す入力インダクタおよび出力インダクタＬ１、Ｌ２は、変換器の入力と出力の両方において実質的に平滑な電流を生成するのに対して、バック、ブースト、およびバック・ブースト型の変換器は、パルス状入力電流を有することである（例えば、図２の上から２番目の図を参照）。
図４〜６に示すすべての変換器に対して、電圧調整フィードバック制御ループの詳細は、簡単化のために省略してあるが、ここで認識すべきことは、図に示すバック変換器のように、図４〜６に示すそれぞれの変換器は、図１に関係して上記で考察したように、出力電圧調整を行うためのフィードバック制御ループを含むことになることである。
いくつかの従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器構成において、入力電流検知および制限手法も使用して、特に連続モードにおける変換器の動作改善を促進してもよい。そのような変換器は、一般に、「電流モード」調整器と呼ばれる。電流モード調整器による問題の一つは、逐次スイッチングサイクル中のインダクタ内で潜在的に予測不能にエネルギーが蓄積する問題である。
例えば、図３を再び参照すると、インダクタ電流ＩＬは、連続モードにおいては、ゼロより上に留まるので、任意の時間において、インダクタの磁界に蓄積されるエネルギーは、最新のスイッチングサイクル中に蓄積されたエネルギーだけでなく、１回または２回以上前のスイッチングサイクル中に蓄積された残留エネルギーにも依存する。この状況から、一般的に、所与のスイッチングサイクルにおいて、いくぶん予測困難な量のエネルギーがインダクタ（またはその他のエネルギー伝達要素）を介して伝達される結果となる。しかしながら、時間軸で平均をとると、上述の回路における出力キャパシタ３４の平滑化機能は、フィードバック制御ループによって供給される電圧調整機能とともに、調整出力電圧Ｖｏｕｔに基づく本質的に制御された負荷への電力の配給を容易にする。
しかしながら、上記で考察した回路におけるフィードバック制御ループは、一般に、制限された応答時間を有するとともに、ＤＣ‐ＤＣ変換器の入力条件（例えば、Ｖｉｎ）および／または出力電力要件に変化を生じる可能性があり、それは、フィードバック制御ループの安定性を低下させる可能性がある。前述のことを考慮して、電流モード調整器は、一般に、トランジスタスイッチがオンのときに、インダクタを通過する最高電流ＩＰを制限するように構成される（例えば、図３を参照）。この入力電流制限機能はまた、フィードバックループの安定性に悪影響を与えるとともに／かまたは、回路に損傷を与える可能性がある、インダクタ電流を生じるデューティサイクルを、（電圧調整フィードバック制御ループを介して）要求する、入力条件における重大な変化および／または負荷要求における重大な変化が発生した場合の、過剰なインダクタ電流を防止するのに役立つ。
図７は、図５のバック・ブースト変換器構成に基づく電流モード調整器５８の一例を示す回路図である。図７の図には、入力電流制限の考察を容易にするために、電圧調整フィードバック制御ループ４６のさらなる詳細を示してある。ここで認識すべきことは、図７の回路の入力電流検知と限定機能に関係して以下に考察する概念は、本明細書において考察する、その他の種類の従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器にも同様に適用できることである。
図７の電流モード回路において、トランジスタスイッチ２０の動作を制御するフィードバック制御ループ４６は、図７の回路が入力電流検知デバイス６０（すなわち、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅ）およびコンパレータ６２をさらに含むことにおいて、図１に示すものとは異なっている。また、図７の実施例におけるフィードバック制御ループにおいて使用されるパルス幅変調器３６は、セットおよびリセット制御を有するＤ型フリップフロップである。図７に示すように、フリップフロップパルス幅変調器は、その「Ｄ」および「Ｃｌｋ」入力が、接地されるように配設され、発振器２６はパルスストリーム４２を、フリップフロップの「セット」入力に供給し（ロー起動（low activated）、
）、コンパレータ６２は、フリップフロップの「リセット」入力に信号６４を供給し（ロー起動、
）、フリップフロップの「Ｑ」出力は、パルス幅変調制御信号４４を供給する。
この配設において、トランジスタスイッチ２０がオフまたは開放の場合に、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅを通過する電流は存在せず、したがって、コンパレータ６２の反転入力における電圧はゼロである。ここで、図１から思い起こされるのは、この実施例における誤差信号３８は、サンプリング出力電圧ＶｓａｍｐｌｅとＶｒｅｆの差を示す、ある所定の範囲にわたる正の電圧である。したがって、トランジスタスイッチ２０が開放の場合には、コンパレータによって出力される信号６４は、論理ハイ信号である（すなわち、フリップフロップのリセット入力
は起動されていない）。
フリップフロップがこの状態にあると、パルスストリーム４２の次のロー行き（low going）パルスは、フリップフロップのセット入力
を起動し、それによってフリップフロップのＱ出力を、論理ハイ状態に駆動して、トランジスタスイッチ２０をオンにする。上記で考察したように、これによって、インダクタ電流ＩＬは増加し、スイッチを閉止すると、このインダクタ電流（ＩＬ（ｏｎ））は、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅも通過し、これによってこの抵抗器の両端で電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成する。電圧Ｖｓｅｎｓｅが誤差信号３８を超えると、コンパレータ６２によって出力される信号６４は、論理ロー状態に切り替わり、それによってフリップフロップのリセット入力
を起動して、Ｑ出力をローに移動させる（とともにトランジスタスイッチ２０をオフにする）。トランジスタがオフになると、電圧Ｖｓｅｎｓｅはゼロとなり、信号６４は論理ハイ状態に戻り、それによってフリップフロップリセット入力を停止させる。この点において、パルスストリーム４２のロー行きパルスが次に発生すると、フリップフロップセット入力
が起動され、サイクルが再び開始される。
この配設において、トランジスタスイッチ２０がオフまたは開放の場合に、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅを通過する電流は存在せず、したがって、コンパレータ６２の反転入力における電圧はゼロである。ここで、図１から思い起こされるのは、この実施例における誤差信号３８は、サンプリング出力電圧ＶｓａｍｐｌｅとＶｒｅｆの差を示す、ある所定の範囲にわたる正の電圧である。したがって、トランジスタスイッチ２０が開放の場合には、コンパレータによって出力される信号６４は、論理ハイ信号である（すなわち、フリップフロップのリセット入力
フリップフロップがこの状態にあると、パルスストリーム４２の次のロー行き（low going）パルスは、フリップフロップのセット入力
したがって、図７の回路においては、Ｖｓｅｎｓｅと誤差信号３８の関係によって、トランジスタスイッチ２０のデューティサイクルＤが決まり、具体的には、電圧Ｖｓｅｎｓｅが誤差信号３８を超える場合には、スイッチが開く。前述のことに基づいて、インダクタを通過するピーク電流ＩＰ（図３を参照）は、誤差信号３８の期待範囲が与えられると、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅに対して適当な値を選択することによって、予め設定することができる。コンパレータ６２の動作は、負荷要求の変化によってＶｓａｍｐｌｅが実質的にＶｒｅｆより低くなる（その結果として、比較的高い絶対値の誤差信号と潜在的に大きいデューティサイクルを生じる）状況においても、インダクタを通過する電流ＩＬ（ｏｎ）が、最終的にデューティサイクルを制限し、その結果としてインダクタ電流が所定のピーク電流を超えないようにすることを確実にする。ここでも、この種の「電流モード」動作は、一般にフィードバック制御ループの安定性を向上させて、ＤＣ‐ＤＣ変換器回路における潜在的に有害な状態を低減する。
多くの電子用途に対して、電源は、入力ＡＣ線間電圧（例えば、１２０Ｖｒｍｓ、６０Ｈｚ）から、調整ＤＣ出力電圧を提供するように構成することができる。例えば、従来型「線形」電源は、通常、実質的に（比較的大きく重い）６０Ｈｚ電力変圧器を利用して、約１２０Ｖｒｍｓの入力ＡＣ線間電圧を、いく分低い（そしてより安全な）２次ＡＣ電圧に低下させる。次いで、この低い２次ＡＣ電圧は（例えば、ダイオードブリッジ整流器によって）整流されるともに、フィルタリングされて、無調整のＤＣ電圧を供給する。多くの場合には、次いで、線形整流器を使用して、無調整のＤＣ電圧に基づいて、所定の整流ＤＣ電圧を供給する。
しかしながら、ＤＣ‐ＤＣ変換器の固有のスイッチング動作を使用することによって、線形電源に特有である入力段階において、実質的に６０Ｈｚ電力変圧器を必要としない電源を設計し、それによって多くの場合に、電源の寸法および重量を大幅に低減するとともに、効率を増大させることが可能である。例えば、線形調整器に基づく電源は、一般に、約５０％以下程度の電力変換効率を有するのに対して、スイッチング調整器に基づく電源は、約８０％以上程度の効率を有する。
スイッチング調整器に基づく、電源のいくつかにおいては、整流され、フィルタリングされたＡＣ線間電圧から直接的に、ＤＣ‐ＤＣ変換器への入力として、無調整ＤＣ電圧を供給してもよい。そのような配設は、ＡＣ線間電圧とＤＣ−ＤＣ変換器へのＤＣ入力電圧との間に保護絶縁がないことを意味する。また、変換器への無調整ＤＣ入力電圧は、（整流１２０Ｖｒｍｓ線間電圧に基づいて）約１６０ボルトＤＣまたはそれよりも高く（図９Ａ、９Ｂと関係して以下に考察するように、力率補正が使用される場合には、約４００ボルトまでに）してもよいが、それは極めて危険性が高い。前述のことを考慮すると、そのような電源配設用のＤＣ‐ＤＣ変換器は、通常、これらの問題に対処するために絶縁機能を備えて、全般的に適当な安全基準に適合するように構成される。
図８は、ＤＣ‐ＤＣ変換器またはスイッチング調整器を組み入れた、そのような電源６６の一例を示す回路図である。上記で考察したように、電源６６は、入力としてＡＣ線間電圧６７を受け入れ、このＡＣ線間電圧は、ブリッジ整流器６８によって整流され、キャパシタ３５（Ｃｆｉｌｔｅｒ）によってフィルタリングされて、無調整ＤＣ電圧をＤＣ‐ＤＣ変換器部分６９への入力Ｖｉｎとして、供給する。このＤＣ‐ＤＣ変換器部分６９は、図５に示す反転調整器（バック・ブースト）配設に基づいているが、図８においては、エネルギー蓄積インダクタが高周波変圧器７２によって置換されて、無調整高ＤＣ入力電圧ＶｉｎとＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔとの間の絶縁を提供する。インダクタではなく変圧器を組み入れた、そのようなＤＣ‐ＤＣ変換器配設は、一般に、「フライバック」変換器と呼ばれる。
図８の回路において、変換器部分６９の「２次側」（すなわち、ダイオードＤ１およびキャパシタＣ）は、ＤＣ入力電圧と同じ極性を有するＤＣ出力電圧を変換器が供給するように、配設される（ここで、１次変圧器巻線は、２次変圧器巻線と反対方向に巻かれていることを示す、変圧器７２の巻線に対する対向「ドット（dot）」表記法に留意されたい）。ＤＣ‐ＤＣ変換器部分６９は、また、電圧調整フィードバック制御ループ内に、絶縁要素７０（例えば、第２の高周波変圧器または光アイソレータ）を含み、誤差増幅器２８からの誤差信号を変調器３６へ連結する（絶縁要素７０に入力、およびそこから出力される誤差信号は、参照番号３８Ａ、３８Ｂで示してある）。
図８の回路における様々な絶縁構造を考慮して、図には明示的に示していないが、ここで認識すべきことは、発振器／変調回路用の電力は、一般に、１次側無調整高ＤＣ入力電圧Ｖｉｎから引き出されるのに対して、フィードバック制御ループのその他の要素（例えば、参照電圧Ｖｒｅｆ、誤差増幅器２８）用の電力は、２次側調整ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔから引き出してもよいことである。代替的に、上述のように、フィードバックループの構成要素用の電力は、場合によっては、独立の電源によって供給してもよい。
図９は、入力‐出力絶縁をもたらす、異なる種類のＤＣ‐ＤＣ変換器を組み込んだ、電源７４のさらに別の実施例を示す回路図である。図９に示す電源７４のＤＣ‐ＤＣ変換器部分７５は、一般に、「フォワード（forward）」変換器と呼ばれ、図１と関係して上記で考察した、ステップダウン変換器または「バック」変換器に基づくものである。特に、変換器部分７５は、やはり図８の回路のような変圧器７２を含むが、図８に示すフライバック変換器にはない、２次側インダクタ７６および追加のダイオード７７（Ｄ２）も含む（ここで、ダイオードＤ２、インダクタ７６およびキャパシタ３４は、図１に示すバック変換器構成に類似していることに留意されたい）。フォワード変換器において、ダイオードＤ１は、正の変圧器２次電圧だけが、出力回路に印加されることを、保証するのに対して、ダイオードＤ２は、変圧器電圧がゼロまたは負のときに、インダクタ７６における電流の循環経路をもたらす。
図９に示すフォワード変換器に対してその他周知の修正を加えて、２次回路における「全波（full-wave）」伝導を促進してもよい。また、図中に明示的に示していないが、図８および図９に示す例示的電源の両方を、図７に関係して上記で考察したように、電流モード機能を組み込む（すなわち、変圧器７２の１次巻線における電流を制限する）ように修正してもよい。
図８，９の回路は、線形電源における単一の６０Ｈｚ電力変圧器とは対照的に、２つの絶縁要素（isolation element：アイソレーション要素）（例えば、変圧器７２および絶縁要素７０）を含むが、スイッチング電源と線形電源との寸法および重量の差は大きく、変圧器の寸法は、一般に、芯寸法によって決まり、この芯寸法は、線路周波数（６０Ｈｚ）とは対照的に、スイッチング電源の（５０ｋＨｚから１００ｋＨｚの程度の）高いスイッチング周波数においては、劇的に低下する。また、スイッチング電源は、線形電源と比較しての高い効率と、低い熱損失との結果として、大幅に低い温度で動作する。結果的に、スイッチング電源は、通常、多くの消費者電子用途（例えば、コンピュータおよびその他の電子機器およびデバイス）に使用される。
市販のスイッチング電源パッケージの例としては、小型モジュールユニット、壁差込（wall plug-ins）、オープンフレームユニット、または封入型ユニット（enclosed unit）が挙げられる。小型モジュールユニットは、一般的に、約１０から２５ワットの中程度の低電力用途に使用される。壁差込電源は、通常、さらに小さい電力を提供するのに対して、オープンフレームユニットまたは封入型ユニットは、実質的により大きい電力（例えば、５００〜１０００ワット以上）を供給するように構成することができる。市販スイッチング電源からの一般的な調整ＤＣ出力電圧の例としては、＋５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖおよび２４Ｖが挙げられる。
ＤＣ‐ＤＣ変換器のスイッチング特性のために、これらの装置は、一般に、短いパルスで電源から電流を引き出す（例えば、図２にＩｉｎを参照）。この条件は、ＤＣ−ＤＣ変換器が（例えば、図８、９の配設における）ＡＣ電源から電力を引き出す場合に、一般に望ましくない効果をもたらす可能性がある。
特に、ＡＣ電源からの最大電力効率のためには、ＡＣ線間電圧から最終的に引き出される入力電流は、理想的には、サイン波形状を有するとともに、ＡＣ線間電源と同相でなくてはならない。この状態は、一般に、「力率１（unity power factor）」と呼ばれ、通常、純粋に抵抗性の負荷によって生ずる。ＤＣ‐ＤＣ変換器のスイッチング特性および結果としてのパルス電流消費（すなわち、著しく非サイン波形電流消費）によって、これらの装置の力率は１より小さく、したがって電力効率は（従来型線形電源に対して効率が向上したにもかかわらず）最適値よりも低い。
より詳細には、純粋に抵抗性の負荷ではない負荷（すなわち、ＡＣ線間電圧から電力を消費しているスイッチング電源）によって、ＡＣ電源から引き出される「皮相電力（apparent power）」は、負荷に印加されたＲＭＳ電圧と負荷によって引き出されるＲＭＳ電流を乗算することによって与えられる。この皮相電力は、デバイスが電源から引き出していると思われる、電力の量を反映している。しかしながら、負荷が引き出す実際の電力は、皮相電力よりも少なく、実電力と皮相電力との比は、負荷の「力率」と呼ばれる（力率は、従来から、印加電圧と引き出される電流の間の位相角のコサインによって与えられる）。例えば、１００ボルトアンペアの皮相電力を引き出し、力率０．５を有するデバイスは、実際には１００ワットではなく、５０ワットの電力を消費する。言い換えると、この例では、力率０．５のデバイスは、それが実際に消費するよりも２倍の、電源からの電力を必要とするように見える。
上述のように、従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器は、その特徴として、そのスイッチング特性とパルス形電流消費のために、１よりも大幅に小さい力率を有する。さらに、ＤＣ‐ＤＣ変換器が、整流およびフィルタリングの介在だけでＡＣ線間電圧から電流を引き出すと仮定すると、そのＤＣ‐ＤＣ変換器が引き出すパルス状の非サイン波電流は、ＡＣ線間電圧に、異常なストレスを与えるとともに、概して望ましくないノイズと高調波を導入する（これは、ＡＣ線間電圧から電力を引き出す、その他のデバイスの動作に悪影響を与える可能性がある）。
前述のことを考慮すると、いくつかの従来型スイッチング電源は、力率補正装置を装備するか、またはそれと一緒に使用され、この力率補正装置は、上記の問題に対処し、ＡＣ電源からのより効率的な電力供給を行う。特に、そのような力率補正装置は、一般に、ＤＣ‐ＤＣ変換器が引き出すパルス状電流を、「平滑化」し、それによってそのＲＭＳ値を下げ、望ましくない高調波を低減し、力率を改善して、ＡＣ幹線回路遮断器がピーク電流によってトリップする確率を低減する。
いくつかの従来式配設においては、力率補正装置はそれ自体で、上記で考察した様々なＤＣ‐ＤＣ変換器に構造において類似する、ある種のスイッチ電力変換器（switched power converter）デバイスであり、例えば、ＡＣブリッジ整流器と、最終的に負荷に電力を供給するＤＣ‐ＤＣ変換器の間に配置される。この種の力率補正装置は、その入力電圧（すなわち、整流ＡＣ線間電圧）の波形および位相に実質的にマッチングさせるように、瞬時に入力電流を精密に制御する作用する。特に、力率補正装置は、整流ＡＣ線間電圧を監視して、スイッチングサイクルを使用して、入力電流波形の振幅を変化させて、それを整流線間電圧と位相を近づけるように構成してもよい。
図９Ａは、そのような従来型力率補正装置５２０を全体的に示す回路図である。上述のように、力率補正装置は、ブリッジ整流器６８から、入力６５として整流ＡＣ線間電圧ＶＡＣを受け入れ、出力として電圧Ｖｉｎを供給するように構成され、この電圧が、次いで、電源のＤＣ‐ＤＣ変換器部分に印加される（例えば、図８、９を参照すると、力率補正装置５２０は、ブリッジ整流器６８とＤＣ‐ＤＣ変換器部分６９、７５との間に、それぞれ配置される）。図９Ａにおいて分かるように、力率補正装置５２０の共通例は、ブースト変換器トポロジに基づいており（ＤＣ‐ＤＣ変換器ブースト構成については図４を参照のこと）、これには、その両端に電圧Ｖｉｎが生成される、インダクタＬＰＦＣ、スイッチＳＷＰＦＣ、ダイオードＤＰＦＣ、およびフィルタキャパシタ３５が含まれる。
図９Ａの力率補正装置５２０は、また、力率補正（ＰＦＣ）コントローラ５２２を含み、このコントローラは、整流電圧ＶＡＣ、ＤＣ−ＤＣ変換器への出力として供給される生成電圧Ｖｉｎ、および装置５２０が引き出す電流ＩＡＣを表わす信号７１（Ｉｓａｍｐ）を監視する。図９Ａに示すように、信号Ｉｓａｍｐは、装置が引き出す電流ＩＡＣの経路内の、電流検知要素５２６（例えば、抵抗器両端での電圧）から引き出すことができる。これらの監視信号に基づいて、ＰＦＣコントローラ５５２は、スイッチ７５（ＳＷＰＦＣ）を制御する制御信号７３を出力し、それによって、電流ＩＡＣの波形を整流電圧ＶＡＣに実質的に一致させ、かつそれと同相にするように、構成される。
図９Ｂは、ＰＦＣコントローラ５２２の機能を概念的に示す図である。一般的に、力率補正装置５２０全体としての機能は、本質的にＡＣ電源に対する抵抗であるかのように、それ自体を見せかけることであることを思い起こされたい。このようにして、電源によって供給される電圧および、力率補正装置の「疑似抵抗（simulated resistance）」によって電源から引き出される電流は、本質的に同一の波形を有するとともに、同位相であり、結果として実質的に力率１となる。したがって、量ＲＰＦＣは、力率補正装置の概念的な疑似抵抗を表わすと考えることができ、その結果、オームの法則から、
ＶＡＣ＝ＩＡＣＲＰＦＣ
または
ＧＰＦＣＶＡＣ＝ＩＡＣ
となり、ここで、ＧＰＦＣ＝１／ＲＰＦＣであり、力率補正装置５２０の有効コンダクタンスを表わす。
ＶＡＣ＝ＩＡＣＲＰＦＣ
または
ＧＰＦＣＶＡＣ＝ＩＡＣ
となり、ここで、ＧＰＦＣ＝１／ＲＰＦＣであり、力率補正装置５２０の有効コンダクタンスを表わす。
前述のことを念頭において、図９Ｂに示す、ＰＦＣコントローラ５２２は、２つのフィードバックループ、すなわち電圧フィードバックループおよび電流フィードバックループに基づく制御戦略を実施する。これらのフィードバックループは、一緒に機能して、力率補正装置に対して導出された有効コンダクタンスＧＰＦＣに基づいて、力率補正装置が引き出す瞬間的な電流ＩＡＣを処理する。この目的で、電圧フィードバックループ５２４は、電圧Ｖｉｎ（フィルタキャパシタ３５の両端の出力として供給される）と、電圧Ｖｉｎに対する所望の調整値を表わす参照電圧ＶｒｅｆＰＦＣと比較することによって実装される。これらの値の比較によって、誤差電圧信号Ｖｅが生成され、これが約１０〜２０Ｈｚのカットオフ周波数を有する、積分器／ローパスフィルタに適用される。この積分器／ローパスフィルタは、全体力率制御ループに対して比較的遅い応答時間を課し、このことはより高い力率を促進する。すなわち、誤差電圧信号Ｖｅは、（５０または６０Ｈｚである）線路周波数と比較して低速で変化するので、電圧Ｖｉｎの変化による（例えば、突然および／または重大な負荷要求によって生じる）ＩＡＣへの調整は、所与のサイクル中に急激に行われるのではなく、線間電圧の複数サイクルにわたって行われる。
図９Ｂに示すコントローラにおいて、積分器／ローパスフィルタの緩やかに変わる出力のＤＣ成分は、本質的に力率補正装置の有効コンダクタンスＧＰＦＣを表わし、したがって、電圧フィードバックループ５２４の出力は、有効コンダクタンスＧＰＦＣを表わす信号を供給する。したがって、上記の関係に基づいて、ＰＦＣコントローラ５２２は、装置５２０の疑似抵抗負荷に基づいて、この有効コンダクタンスに監視された整流線間電圧ＶＡＣを乗じて、線間電圧から引き出すべき所望の電流を表わす、参照電流信号Ｉ＊ ＡＣを生成するように構成されている。したがって、この信号Ｉ＊ ＡＣは、電流制御ループ５２８への、参照入力または「設定点」入力となる。
特に、図９Ｂに示すように、電流制御ループ５２８において、信号Ｉ＊ ＡＣは、装置５２０が引き出している実際の電流ＩＡＣを表わす信号Ｉｓａｍｐと比較される。これらの値の比較によって、電流誤差信号Ｉｅが生成され、この電流誤差信号は、（例えば、図７と関係して上記で考察した）パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチコントローラ用の制御信号としての役割を果たす。ＰＷＭスイッチコントローラは、スイッチＳＷＰＦＣを制御する信号７３を出力し、それによって、引き出している実際の電流ＩＡＣ（再び図９Ａを参照のこと）を処理する。ＰＷＭスイッチコントローラによって出力される、制御信号７３用（したがって、スイッチＳＷＰＦＣ用）に一般的に使用される例示的周波数は、約１００ｋＨｚ程度である。前述のことを念頭において、ここで認識すべきことは、サイン波形に類似するのは、スイッチング動作から生ずる約１００ｋＨｚリップルを伴う、急速に変化するＩＡＣの結果として得られる平均値であることである。一般に、電流フィードバックループおよびスイッチ制御要素は、全波整流波形に追従するために、十分な帯域幅を有する必要があり、したがって少なくとも数ｋＨｚの帯域幅で十分である。
ここで認識すべきことは、図９Ａ、９Ｂと関係する前述の考察は、力率補正機能についての全般的な理解をもたらすために、主として本質的に概念的なものであることである。現在において、図９Ａ、９Ｂに示すＰＦＣコントローラ５２２として使用することのできる集積回路力率補正コントローラは、様々な製造業者から入手可能である（例えば、フェアチャイルドセミコンダクタ（the Fairchild Semiconductor）ＭＬ４８２１ＰＦＣコントローラ、リニアテクノロジ（Linear Technology）ＬＴ１２４８またはＬＴ１２４９ＰＦＣコントローラ、ＳＴマイクロエレクトロニクス（ST Microelectronics）Ｌ６５６１ＰＦＣコントローラなど）。そのようなコントローラは、一般に、連続的または不連続的なスイッチングモードのいずれか（または連続モードと不連続モードとの境界付近）において力率補正装置５２０を動作させるように構成することができる。そのような従来型集積回路力率補正コントローラの回路詳細および動作理論の詳細については、例えば、フェアチャイルドセミコンダクタアプリケーションノート４２０３０、「Theory and Application of the ML4821 Average Current Mode PFC Controller," August 1997, revised October 25, 2000 （http://www.fairchildsemi.comで入手可能）」、リニアテクノロジＬＴ１２４８／ＬＴ１２４９コントローラデータシート、（http://www.linear-tech.comで入手可能）、ＳＴマイクロエレクトロニクスアプリケーションノートＡＮ９６６、「L6561 Enhanced Transition Mode Power Factor Corrector," by Claudio Adragna, March 2003（http://www.st.comで入手可能）」において考察されている。
したがって、図９Ａ、９Ｂと関係して概説した従来型力率補正方式においては、力率補正装置５２０は、出力としてキャパシタ３５の両端の調整電圧Ｖｉｎを供給し、このキャパシタから、Ｖｉｎに結合された負荷（例えば、後続の電源のＤＣ‐ＤＣ変換器部分）の必要に応じて、電流を引き出すことができる。負荷電力要求における突然および／または過大な変化に対して、電圧Ｖｉｎの瞬時値は劇的に変化する可能性があり、例えば、突然の高負荷電力要求の場合には、キャパシタ内のエネルギー保留が引き出されて、Ｖｉｎは、参照値ＶｒｅｆＰＦＣより下に急激に低下することがある。結果的に、電圧フィードバックループ５２４は、比較的遅い応答時間で、力率補正装置に線間電圧からさらに多くの電流を引き出させることによって、Ｖｉｎを調節しようとする。しかしながら、比較的遅い反応時間のために、この作用は、特に、Ｖｉｎに対して調節を行う時間までに、負荷からの突然／過大な要求がすでに存在しなくなる場合には、Ｖｉｎに対して過電圧状態を引き起こす可能性がある。
次いで、装置は、過大電圧状態を補償しようとして、再び、電圧フィードバックループ５２４の遅い応答時間の影響を受けて、ある程度の電位不安定を生じる。Ｖｉｎに対する同様の突然の変化（不足電圧または過電圧のいずれかの状態）は、線間電圧６７に対する突然／過大な外乱により生じる可能性があり、これに対して、装置５２０は、上述のような方法で応答しようとする。上述のことから、ここで認識すべきことは、一方で力率補正を容易にする遅い応答時間は、同時に、最適には至らない入力／出力遷移応答能力を生じることがあることである。したがって、従来型力率補正装置における電圧フィードバックループ応答時間／帯域幅は、一般に、妥当な（しかし最適には至らない）力率補正と、妥当な（しかし最適には至らない）遷移応答との間の、実際的な均衡を得るように選択される。
ここで認識すべきことは、スイッチング電源用途によっては、力率補正装置を必要としない場合や、著しく効果的でさえある場合があることである。例えば、比較的低い電力を電源から引き出す小さな負荷に対して、スイッチング電源の力率は、従来から、高電力用途におけるほど重要ではないと考えられているが、これは、おそらく、小さな負荷が引き出す電力は、特定のＡＣ電源回路において利用可能な全体電力の比較的わずかな部分を構成することによる。対照的に、比較的大きい電力を消費する、より大きな負荷においては、スイッチング電源への入力電流がＡＣ電源から利用可能な最大値に達する可能性があり、そのような負荷に対しては、力率補正は重要となることがある。
要約
本開示の様々な態様は、全般的には少なくともある種の負荷に対して電力を供給して制御するための方法および装置を目的としており、従来型配設と比較して、一般に全体電力効率が改善され、また構成要素の機能的冗長性が大幅に低減される。異なる観点においては、本開示の様々な態様による方法および装置の実現には、一般的に、少数の構成要素、高い全体的電力効率、および小さいスペース要求を有する、大幅に簡略化した回路を伴う。
本開示の様々な態様は、全般的には少なくともある種の負荷に対して電力を供給して制御するための方法および装置を目的としており、従来型配設と比較して、一般に全体電力効率が改善され、また構成要素の機能的冗長性が大幅に低減される。異なる観点においては、本開示の様々な態様による方法および装置の実現には、一般的に、少数の構成要素、高い全体的電力効率、および小さいスペース要求を有する、大幅に簡略化した回路を伴う。
いくつかの態様においては、負荷に対して、その負荷からのフィードバック情報を何ら必要とすることなく（すなわち、負荷電圧／電流を監視することなく）、制御された所定の電力が供給される。さらに、これらの態様の一観点において、負荷電圧および／または負荷電流の調整は必要ではない。そのようなフィードバックを必要としない態様の別の観点においては、通常は、ＤＣ‐ＤＣ変換器の出力電圧（例えば、負荷供給電圧）と、ＡＣ線間電圧から引きだされる電力源（例えば、ＤＣ‐ＤＣ変換器への高いＤＣ電圧入力）との間に使用される絶縁構成要素が、場合によっては除外されて、それによって必要な回路構成要素の数が減少する。別の観点においては、フィードバックループが不要とすることによって、一般に、回路速度が向上し、フィードバック回路安定性に関する潜在的に困難な課題が回避される。
前述の概念に基づいて、本開示の一態様は、ＬＥＤベース光源用の「フィードフォワード」ドライバを目的とする。そのようなフィードフォワードドライバ（本明細書においては「電力制御装置」とも呼ぶ）は、光源に供給しようとする所望電力に関する、事前に分かっている情報を利用し、ＤＣ‐ＤＣ変換器と光源コントローラの機能を組み合わせて、所与の時間に光源に配給される平均電力を変調することに基づいて、光源に供給される電圧または電流を監視または調整することなく、光源が生成する放射の強度を制御する。この態様の一観点においては、フィードフォワードドライバは、「不連続」スイッチング動作を用いて、１つまたは２つ以上のエネルギー伝達要素にエネルギーを蓄積させるとともに、そこからエネルギーを放出させるように構成される。この種のスイッチング動作によって、スイッチングサイクル毎に予測可能なエネルギー量を伝達すること、したがって、予測可能な制御された電力を光源に配給することが容易になる。この態様において使用される不連続モードスイッチング動作は、ＬＥＤベース光源以外の負荷（例えば、モータ類、アクチュエータ類、リレー類、加熱エレメント類、など）に電力を供給するための、様々なフィードフォワード実装において同様に使用することができる。
別の態様においては、所望の負荷条件についての既知情報を「フィードフォワード」する概念が、力率補正を容易化するのに使用される。例えば、一態様においては、本開示による修正型力率補正装置は、ＤＣ‐ＤＣ変換器スイッチング機構（例えば、ブースト変換器）に基づいており、装置のスイッチング動作の制御は、事前設定された所望負荷電力に基づき、より詳細には、ＡＣ電源からの合計予想電力引出し量に基づいている。所望の負荷電力を事前に知って、合計予想電力消費を特定することによって、特に、負荷電力が短時間中に広範囲で移動する状況において（例えば、負荷全停止から負荷全開へ、またはその逆）、力率補正装置の全体制御ループ応答が大幅に改善される。したがって、信号値に対するより予測精度の高い期待値に基づいて、より小型の回路構成要素を使用し、それによって実装回路のコストおよび／または寸法を低減することができる、より安定な力率補正を実現することができる。
別の態様においては、上に述べた力率補正装置は、１つまたは２つ以上のフィードフォワードドライバと組み合わせて使用して、ＡＣ電源から、ＬＥＤベース光源を含む、１つまたは２つ以上の多様な負荷に、効果的に電力を供給することができる。
さらに別の態様においては、それぞれが、１つまたは２つ以上の負荷、１つまたは２つ以上の電力制御装置（すなわち、フィードフォワードドライバ）、および任意選択で従来型または修正型力率補正装置を含む、複数の装置を、ネットワーク構成における分散電源（例えば、分散ＤＣ電圧またはＡＣ線間電圧）に結合することができる。この態様の一観点においては、分散電圧に結合された複数装置を、アドレス指定可能デバイスとして構成して、ネットワーク全体での負荷制御情報の適切な伝達を容易にすることができる。この態様の別の観点においては、負荷制御情報は、ネットワーク全体に伝達するために、それに限定はされないが、ＤＭＸプロトコルを含む多種多様な従来型通信プロトコルの任意のものにフォーマットすることができる。
要するに、本開示による例示的態様は、それに限定はされないが、次のものを含む。
一態様は、少なくとも１つの第１のＬＥＤ、および該少なくとも１つの第１のＬＥＤに関連するフィードバック情報を必要とすることなく、該少なくとも１つの第１のＬＥＤに第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給する、少なくとも１つの第１の電力コントローラを含む、装置を目的とする。
別の態様は、少なくとも１つの第１のＬＥＤに、該少なくとも１つの第１のＬＥＤに関連するフィードバック情報を必要とすることなく、第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、少なくとも１つの第１のＬＥＤ、および該少なくとも１つの第１のＬＥＤに第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給するように構成された、少なくとも１つの第１の電力コントローラを含む、装置を目的とする。この態様の様々な観点において、少なくとも１つの第１の電力コントローラは、第１の単一スイッチを含み、ＤＣ供給電圧は装置に対する電源を提供し、少なくとも１つの第１の電力コントローラは、第１の変換ＤＣ電圧を前記少なくとも１つの第１のＬＥＤの両端に印加するように構成されており、前記少なくとも１つの第１の電力コントローラは、さらに、第１の単一スイッチを制御して、ＤＣ供給電圧の第１の変換ＤＣ電圧への第１の変換を促進し、同時に、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給するように構成される。
別の態様は、第１の制御可能に変更可能な所定の電力を少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給する行為を含み、ＤＣ供給電圧が電源を提供し、第１の変換ＤＣ電圧が、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤの両端に印加される、方法を目的とする。第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給する行為は、第１の単一スイッチを制御して、ＤＣ供給電圧の第１の変換ＤＣ電圧への第１の変換を容易化して、同時に、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに、前記第１の制御可能に変更可能な所定の電力を供給する行為を含む。
別の態様は、第１のスペクトルを有する第１の放射を生成するように構成された少なくとも１つの第１のＬＥＤ、および該少なくとも１つの第１のＬＥＤに結合されて、該少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される電圧または電流を監視または調整することなく、前記第１の放射の第１の強度を制御可能に変更するように構成された第１のフィードフォワードドライバを含む、装置を目的とする。
別の態様は、少なくとも１つの第１のＬＥＤから第１のスペクトルを有する第１の放射を生成する行為、および前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される第１の電圧または第１の電流を監視または調整することなく、前記第１の放射の第１の強度を、制御可能に変更する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、ネットワークに対する電源を提供する、分散ＤＣ電圧、および該分散ＤＣ電圧に結合された少なくとも第１および第２の装置を含む、ネットワークを目的とする。前記第１および第２の装置のそれぞれは、第１のスペクトルを有する第１の放射を生成するように構成された少なくとも１つの第１のＬＥＤ、および前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに結合されて、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される第１の電圧または第１の電流を監視または調整することなく、前記第１の放射の強度を制御するように構成された、第１のフィードフォワードコントローラを含む。このネットワークは、第１および第２の装置のそれぞれに結合されて、前記第１および第２の装置のそれぞれによって生成される第１の放射の第１の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を生成する、少なくとも１つのネットワークコントローラをさらに含む。
別の態様は、ＤＣ供給電圧を、少なくとも第１および第２の装置に分配して電源を提供する行為、第１および第２の装置のそれぞれにおいて、少なくとも１つの第１のＬＥＤから、第１のスペクトルを有する第１の放射を生成する行為、前記第１および第２の装置の両方に、前記第１および第２の装置のそれぞれによって生成される第１の放射の第１の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を伝送する行為、および第１および第２の装置のそれぞれにおいて、少なくとも１つの放射制御信号に応答して、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される第１の電圧または第１の電流を監視または調整することなく、第１の放射の第１の強度を制御する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、分散ＡＣ線間電圧および該分散ＡＣ線間電圧に結合された、少なくとも第１および第２の装置を含む、ネットワークを目的とする。第１および第２の装置のそれぞれは、第１のスペクトルを有する第１の放射を生成するように構成された、少なくとも１つの第１のＬＥＤ、および前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに結合されて、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される第１の電圧または第１の電流を監視または調整することなく、前記第１の放射の強度を制御するように構成された、第１のフィードフォワードドライバを含む。該ネットワークは、第１および第２の装置のそれぞれに結合されて、第１および第２の装置のそれぞれによって生成される第１の放射の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を生成する、少なくとも１つのネットワークコントローラをさらに含む。
別の態様は、ＡＣ線間電圧を少なくとも第１および第２の装置に分配する行為、前記第１および第２の装置のそれぞれにおいて、少なくとも１つの第１のＬＥＤから、第１のスペクトルを有する第１の放射を生成する行為、第１および第２の装置の両方に、前記第１および第２の装置のそれぞれによって生成される第１の放射の第１の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を伝送する行為、および前記第１および第２の装置それぞれにおいて、前記少なくとも１つの放射制御信号に応答して、前記少なくとも１つの第１のＬＥＤに供給される第１の電圧または第１の電流を監視または調整することなく、第１の放射の第１の強度を制御する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、電源から引き出される入力エネルギーを蓄積し、負荷に出力エネルギーを提供する、少なくとも１つのエネルギー伝達要素、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合されて、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、および所望の負荷電力を表わす少なくとも１つの制御信号を受け取り、前記少なくとも１つの制御信号に応答して、前記少なくとも１つのスイッチを制御する、少なくとも１つのスイッチコントローラを含み、前記少なくとも１つのスイッチコントローラは、前記少なくとも１つのスイッチを制御するための負荷に関係するいかなるフィードバック情報をも受け取らない、装置を目的とする。
別の態様は、電源から引き出される入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から負荷に、出力エネルギーを供給する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された、少なくとも前記入力エネルギーを、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、制御する行為、所望の負荷電力を表わす、少なくとも１つの制御信号を受け取る行為、および前記少なくとも１つの制御信号に応答して、前記負荷に関係するフィードバック情報を受け取ることなく、前記少なくとも１つのスイッチを制御する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、電源から引き出された入力エネルギーを蓄積し、出力エネルギーを負荷に供給する、少なくとも１つのエネルギー伝達要素、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合されて、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、および前記少なくとも１つのスイッチを制御するように構成された少なくとも１つのスイッチコントローラを含み、前記少なくとも１つのスイッチコントローラは、前記少なくとも１つのスイッチの複数スイッチング動作の、周波数またはデューティサイクルの少なくとも一方を制御して、制御可能に変更可能な所定の電力を負荷に供給するように構成されている、装置を目的とする。
別の態様は、電源から引き出された入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素からの出力エネルギーを負荷に供給する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する行為、および前記負荷に制御可能に事前設定した可変電力を供給するために、前記少なくとも１つのスイッチの複数のスイッチング動作の周波数およびデューティサイクルの少なくとも一方を制御する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、電源から引き出された入力エネルギーを蓄積して出力エネルギーを負荷に供給する、少なくとも１つのエネルギー伝達要素、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合されて、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、および該少なくとも１つのスイッチを制御するように構成された少なくとも１つのスイッチコントローラを含む装置であって、前記少なくとも１つのスイッチコントローラは、前記電源が出力する電圧および前記電源から引き出される電流の少なくとも一方、および所望の負荷電力を表す少なくとも１つの制御信号に基づいて、前記少なくとも１つのスイッチを制御して、制御可能に変更可能な所定の電力を前記負荷に供給する、前記装置を目的とする。
別の態様は、電源から引き出される入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素からの出力エネルギーを負荷に供給する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する行為、および制御可能に変更可能な所定の電力を負荷に供給するように、電源により出力される電圧および電源から引き出される電流の少なくとも一方、および所望の負荷電力を表す少なくとも１つの制御信号に基づいて、前記少なくとも１つのスイッチを制御する行為を含む、方法を目的とする。
別の態様は、電源から引き出される入力エネルギーを蓄積して負荷に供給する少なくとも１つのエネルギー伝達要素、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合されて、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、および前記少なくとも１つのスイッチを制御して、少なくとも１つの時間間隔において複数のスイッチング動作を実行し、各スイッチング動作は、所定の量の入力エネルギーを前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に伝達するように構成された少なくとも１つのスイッチコントローラ、を含む装置を目的とする。前記少なくとも１つのスイッチコントローラは、制御可能に変更可能な電力を前記負荷に供給するように、少なくとも１つの時間間隔における少なくとも２回のスイッチング動作のための所定の入力エネルギー量、および前記少なくとも１つの時間間隔における複数スイッチング動作の回数のうちの少なくとも一方を変化させるように、複数のスイッチング動作を制御するように構成されている。
別の態様は、電源から引き出される入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素からの出力エネルギーを負荷に供給する行為、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、少なくとも、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを制御する行為、および前記少なくとも１つのスイッチを制御して、少なくとも１つの時間間隔において複数のスイッチング動作を実行する行為であって、各スイッチング動作が制御可能に変更可能な所定の入力エネルギー量を前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に伝達する、前記行為を含む、方法を目的とする。前記少なくとも１つのスイッチを制御する行為は、制御可能に変更可能な電力を前記負荷に供給するように、少なくとも１つの時間間隔における少なくとも２回のスイッチング動作のための所定の入力エネルギー量、および前記少なくとも１つの時間間隔における複数スイッチング動作の回数のうちの少なくとも一方を変化させるように、複数のスイッチング動作を制御する行為をさらに含む。
別の態様は、少なくとも１つの第１のスイッチ、および、少なくとも、前記力率補正装置に稀有号された負荷に供給すべき所定の所望電力に基づいて、前記少なくとも１つの第１のスイッチを制御する、少なくとも１つのスイッチコントローラを含む、力率補正装置を目的とする。
別の態様は、負荷に対する実際電力の供給に関連する力率を改善するように、ＡＣ電源から負荷に供給しようとする所定の所望電力に基づいて、前記ＡＣ電源から引き出される電流を制御する行為を含む、力率補正方法を目的とする。
別の態様は、少なくとも１つの力率補正スイッチ、少なくとも１つの電力制御スイッチ、および前記少なくとも１つの力率補正スイッチと前記少なくとも１つの制御スイッチの両方を、少なくとも、装置に結合された負荷に供給しようとする所定の所望電力に基づいて制御する、少なくとも１つのスイッチコントローラを含む、装置を目的とする。
本開示の目的で使用する場合には、用語「ＬＥＤ」は、任意のエレクトロルミネセンスダイオードまたは電気信号に応答して放射を生成することのできるその他のタイプのキャリア注入／接合ベースシステムを含むものと理解すべきである。したがって、用語ＬＥＤは、それに限定はされないが、電流に応答して放射を放出する様々な半導体類、発光ポリマー類、エレクトロルミネセンスストリップ、その他を含む。
特に、用語ＬＥＤは、赤外スペクトル、紫外スペクトル、および（一般に、約４００ナノメートルから約７００ナノメートルを含む）可視スペクトルの様々な部分の１種または２種以上における放射を生成するように構成することのできる、（半導体および有機発光ダイオードを含む）すべてのタイプの発光ダイオードを意味する。ＬＥＤの例としては、それに限定はされないが、（以下でさらに考察する）赤外ＬＥＤ、紫外ＬＥＤ、赤色ＬＥＤ、青色ＬＥＤ、緑色ＬＥＤ、黄色ＬＥＤ、琥珀色ＬＥＤ、橙色ＬＥＤ、および白色ＬＥＤが挙げられる。ここで同様に認識すべきことは、ＬＥＤは、所与のスペクトル（例えば、狭帯域、広帯域）に対して様々な帯域を有する、放射を生成するように構成できることである。
例えば、本質的に白色光を生成するように構成されたＬＥＤの一実装（例えば、白色ＬＥＤ）には、組み合わせて混合されると本質的に白色光を形成する、異なるスペクトルのエレクトロルミネセンスをそれぞれ放出する、ある数のチップ（die）を含めてもよい。別の実装においては、白色光ＬＥＤは、第１のスペクトルを有するエレクトロルミネセンスを異なる第２のスペクトルに変換する、蛍光体材料に関連づけることができる。この実装の一例において、比較的短波長および狭帯域スペクトルを有するエレクトロルミネセンスが、蛍光体材料に「ポンプ作用（pump）」し、この蛍光体材料は、いくぶん広いスペクトルを有する長波長の放射を放出する。
ここでやはり理解すべきことは、用語ＬＥＤは、ＬＥＤの物理的および／または電気的パッケージタイプを限定しないことである。例えば、上述のように、ＬＥＤは、（例えば、個別に制御可能であるか、またはそうではない）それぞれ異なるスペクトルの放射を放出するように構成された、複数チップを有する、単一発光デバイスを指してもよい。また、ＬＥＤは、ＬＥＤの一体部分として考えられる、蛍光体（例えば、ある種の白色ＬＥＤ）と関連づけることができる。一般に、用語ＬＥＤは、パッケージＬＥＤ、非パッケージＬＥＤ、表面実装ＬＥＤ、チップ・オン・ボードＬＥＤ、ＴパッケージマウントＬＥＤ、ラジアルパッケージＬＥＤ、電力パッケージＬＥＤ、何らかのタイプの収容部（encasement）および／または光学素子（例えば、拡散レンズ）を含むＬＥＤなどを指すことがある。
ＬＥＤを含む、所与の光源は、可視スペクトル内、可視スペクトル外、またはその両者の組み合わせの、電磁放射を生成するように構成してもよい。したがって、用語「光」および「放射」は、本明細書においては同義で使用する。用語「スペクトル」は、１つまたは２つ以上の光源によって生成される放射の、任意の１種または２種以上の周波数（または波長）を指すものと理解すべきである。したがって、用語「スペクトル」は、可視範囲内の周波数（または波長）だけでなく、赤外、紫外、および全電磁スペクトルのその他の領域における、周波数（または波長）も指している。また、所与のスペクトルは、比較的狭い帯域幅（本質的に少ない周波数または波長構成要素）または比較的広い帯域幅（様々な相対強度を有するいくつかの周波数または波長構成要素）を有してもよい。ここでやはり認識すべきことは、所与のスペクトルは、２つまたはそれ以上の他のスペクトル（例えば、多数光源からそれぞれ放出される混合放射）の混合の結果である場合あることである。
本開示の目的では、用語「色」は、「スペクトル」と同義で使用する。しかしながら、用語「色」は、全般的に、一義的には観察者が認知することのできる放射の特性を指して使用する（但し、この使用は、この用語の範囲を限定することを意図するものではない）。したがって、「異なる色」という用語は、異なる波長成分および／または帯域幅を有する多重スペクトルを、暗黙的に意味する。ここで認識すべきことは、用語「色」は、白色光および非白色光の両方と関係して使用できることである。
本明細書において考察した様々な実装において、ＬＥＤベース光源を含む、１つまたは２つ以上の光源を、それらの源によって生成される放射が、観察者が直接的に見えるように構成するか（例えば、ディスプレイ）、または間接的に見えるよう構成するか（例えば、照明）、あるいは放射が観察者によって観察されることが必ずしも必要ではないその他の用途（例えば、マシンビジョン）に使用することができる。
用語「コントローラ」は、本明細書においては、１つまたは２つ以上の他のデバイスの動作に関係する、様々な装置を説明するのに使用する。コントローラは、多数の方法で実現することが可能であり、それは例えば、様々なアナログ／ディジタル回路を含む専用ハードウエアを用いるか、１つまたは２つ以上のマイクロプロセッサあるいは（例えば、ソフトウエアまたはマイクロコードを使用してプログラムされている）所定のアルゴリズムその他のプログラム可能デバイスを使用するか、または本明細書において考察した様々な機能を実行するか、またはいくつかの機能を実行するための専用のハードウエアと、その他の機能を実行するためのプログラムされたマイクロプロセッサおよび関連する回路の組み合わせとして、などである。用語「プロセッサ」は、全般的に、１つまたは２つ以上のマイクロプロセッサまたはその他のプログラム可能デバイスを意味する。
様々な実装形態において、コントローラまたはプロセッサは、１つまたは２つ以上の記憶媒体に関連する（本明細書においては総称的に「メモリ」と呼び、例えば、ＲＡＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、およびＥＥＰＲＯＭなどの揮発性および不揮発性のコンピュータメモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、コンパクトディスク、光ディスク、磁気テープ、その他である）。いくつかの実装形態において、記憶媒体は、１つまたは２つ以上のプロセッサ／コントローラ上で実行されると、本明細書で考察した機能の少なくとも一部を実行する、１つまたは２つ以上のプログラムでコード化してもよい。様々な記憶媒体は、プロセッサ／コントローラ内に固定するか、または輸送可能として、それによって、それに記憶された１つまたは２つ以上のプログラムをプロセッサ／コントローラにロードして、本明細書で考察した本開示の様々な観点を実施するようにしてもよい。用語「プログラム」または「コンピュータプログラム」は、本明細書においては、総称的に、１つまたは２つ以上のプロセッサ／コントローラをプログラムするのに使用することのできる、任意のタイプのコンピュータコード（例えば、ソフトウエアまたはマイクロコード）を指すのに使用する。
用語「アドレス指定可能」は、本明細書においては、それ自体を含む、複数デバイス用に意図された情報（例えばデータ）を受け取り、それ自体のための特定の情報に選択的に応答するように構成されるデバイス（例えば、ライティング装置などの１または２つ以上の負荷に関連づけることができる、コントローラまたはプロセッサ）を指して使用する。用語「アドレス指定可能」は、多くの場合に、複数のデバイスが何らかの通信媒体（単数または複数）を介して互いに結合された、ネットワーク化環境（または、以下にさらに詳細に考察する、「ネットワーク」）と関係して使用される。
１つのネットワーク実装においては、ネットワークに結合された１つまたは２つ以上のデバイスは、そのネットワークに結合された１つまたは２つ以上の他のデバイスのためのコントローラとしての役割を（例えば、マスター／スレーブ関係で）果たすことができる。別の実装においては、ネットワーク化環境には、ネットワークに結合された１つまたは２つ以上のデバイスを制御するように構成された、１つまたは２つ以上の専用コントローラを含めてもよい。一般的に、ネットワークに結合された複数デバイスは、それぞれが、通信媒体（単数または複数）上にあるデータにアクセスすることができるが、所与のデバイスは、例えば、それに割り当てられた、１つまたは２つ以上の特定の識別子（例えば、「アドレス」）に基づいて、ネットワークと選択的にデータを交換するように構成されることにおいて、「アドレス指定可能」とすることができる。
本明細書において使用する場合には、用語「ネットワーク」は、ネットワークに結合された、任意の２つ以上のデバイス間および／または複数デバイス間の（例えば、デバイス制御、データ記憶、データ効果、その他の）情報の伝送を促進する、（コントローラまたはプロセッサを含む）２つ以上のデバイスの任意の相互接続を意味する。容易に認識されるように、複数のデバイスを相互接続するために適当な、ネットワークの様々な実装形態には、多種多様なネットワークトポロジの任意のものを含めてもよく、また多種多様な通信プロトコルの任意のものを使用してもよい。さらに、本開示による様々なネットワークにおいて、２つのデバイス間の任意の接続は、２つのシステムの間の専用接続を表すか、または代替的に非専用接続を表してもよい。２つのデバイスのための情報を搬送することに加えて、そのような非専用接続は、必ずしも２つのデバイスのいずれかのためではない情報を搬送することができる（例えば、オープンネットワーク接続）。さらに、ここで容易に認識できることは、本明細書において考察する、デバイスの様々なネットワークは、１種または２種以上の無線、有線／ケーブル、および／または光ファイバ接続を利用して、ネットワーク中での情報伝送を促進できることである。
ここで認識すべきことは、前述の概念、および以下でより詳細に考察する追加の概念のすべての組み合わせは、本明細書において開示する本発明の主題の一部であると意図していることである。特に、本開示に添付するクレームの主題事項のすべての組み合わせは、本明細書において開示する本発明の主題事項の一部であることを意図するものである。
詳細な説明
出願者らは、電源用途および負荷の種類によっては、ＤＣ−ＤＣ変換器に基づく市販の従来形スイッチング電源は、負荷に対する柔軟かつ／または効率的な電力の供給を促進するのに最適に構成することはできないことを認識し理解していた。例えば、多くの従来型スイッチング電源の電力変換効率は、（ＡＣ線間電圧から調整ＤＣ電圧出力へ）約８０％程度であるが、異なる負荷の特定の構成および／または制御要件は、ＤＣ‐ＤＣ変換器と、それ自体が様々な制御回路を含むことのある負荷とを含むシステムの、全体電力変換効率を大幅に低減させる可能性がある。
出願者らは、電源用途および負荷の種類によっては、ＤＣ−ＤＣ変換器に基づく市販の従来形スイッチング電源は、負荷に対する柔軟かつ／または効率的な電力の供給を促進するのに最適に構成することはできないことを認識し理解していた。例えば、多くの従来型スイッチング電源の電力変換効率は、（ＡＣ線間電圧から調整ＤＣ電圧出力へ）約８０％程度であるが、異なる負荷の特定の構成および／または制御要件は、ＤＣ‐ＤＣ変換器と、それ自体が様々な制御回路を含むことのある負荷とを含むシステムの、全体電力変換効率を大幅に低減させる可能性がある。
さらに、出願者らは、応用および負荷の種類によっては、負荷に適当な電力を供給する機能および負荷に関連するいくつかの機能性を制御する機能を、大幅に簡略化して、結果として、より少ない構成要素、高い全体電力効率、および小さいスペース要件を有する回路実装形態を得ることができることを、認識し理解していた。
前述のことを考慮して、本開示は、全般的には、少なくともある種の負荷に対して電力を供給し制御する、様々な改良型方法および装置を目的とする。以下にさらに詳細に考察するいくつかの態様においては、制御された所定の電力が、負荷に対して、その負荷からのいかなるフィードバック情報も必要とすることなく（例えば、負荷電圧および電流の監視および／または調整なしに）供給され、それによって回路複雑性、構成要素数、寸法および効率を大幅に低減する。
前述のことを考慮して、本開示は、全般的には、少なくともある種の負荷に対して電力を供給し制御する、様々な改良型方法および装置を目的とする。以下にさらに詳細に考察するいくつかの態様においては、制御された所定の電力が、負荷に対して、その負荷からのいかなるフィードバック情報も必要とすることなく（例えば、負荷電圧および電流の監視および／または調整なしに）供給され、それによって回路複雑性、構成要素数、寸法および効率を大幅に低減する。
本明細書において開示する異なる態様において、特に関心のあることは、負荷の１つまたは２つ以上の機能構成要素が、その機能構成要素への電力を変調することによって制御される、負荷である。そのような機能構成要素の例としては、それに限定はされないが、モータまたはその他のアクチュエータ類および／またはモータ駆動／可動構成要素（例えば、リレー、ソレノイド）、温度制御構成要素（例えば、加熱／冷却エレメント）、ならびに少なくともある種の光源が挙げられる。負荷において使用して機能構成要素を制御することのできる電力変調制御方式の例としては、それに限定はされないが、パルス周波数変調、パルス幅変調、およびパルス数変調（例えば、１ビットＤ／Ａ変換）が挙げられる。
より詳細には、本開示の様々な態様による、簡略化された電源／制御構成に対して関心のある１つのタイプの負荷は、その認知輝度（perceived brightness）を変調パルス電力配給に基づいて変えることのできる、１つまたは２つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）光源を含む、ライティング装置である。例示的負荷としてＬＥＤベースライティング装置を使用する、本開示の様々な態様による改良型電力制御方法および装置の考察を容易にするために、調整ＤＣ出力電圧を介してＤＣ‐ＤＣ変換器を含むスイッチング電源がＬＥＤベースライティング装置に電力を供給する、１つの従来型配設について最初に考察するのが有益である。
図１０は、そのようなＤＣ‐ＤＣ変換器６９の例示的従来型配設と、負荷４０としての役割を果たすＬＥＤベースライティング装置とを示す図である。図１０に示すように、ライティング装置は、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００、およびＬＥＤ（複数を含む）が生成する放射の強度を制御するように構成された様々な他の構成要素を含む。そのような装置の一例は、２０００年１月１８日発行の「Multicolored LED Lighting Method and Apparatus.」という名称の米国特許第６，０１６，０３８号に記載されている。
本考察の目的で、図１０のＤＣ‐ＤＣ変換器６９は、（最初に、図８と関係して上記で考察した）フライバック調整器として示してあり、ＡＣ電源（すなわち、１２０Ｖｒｍｓ／６０ＨｚなどのＡＣ線間電圧）から電力を引き出す電源の一部としての役割を果たす。したがって、ＤＣ‐ＤＣ変換器６９は、変圧器７２、およびＡＣ線間電圧から引き出される無調整ＤＣ入力電圧３０（Ｖｉｎ）と、調整ＤＣ出力電圧３２（Ｖｏｕｔ）との間の適当な絶縁をもたらす、その他の構成要素を含む。ここで認識すべきことは、図９の前方変換器、ならびに入力‐出力絶縁機能および／または力率補正構成要素を含む、その他のＤＣ‐ＤＣ変換器構成は、図１０に示す配設と類似する従来型配設に同様に、使用することもできることである。
図１０において、ＤＣ‐ＤＣ変換器６９のスイッチ２０は、スイッチ２０の機能を実現するのに様々な構成要素（例えば、ＢＪＴ、ＦＥＴ、ならびにその他の必要となる信号増幅器／スイッチドライバ回路）を使用することができることを示すために、汎用的に、制御可能な「メークブレーク（make-brake）」回路接続として示してある。さらに、変換器の電圧調整フィードバックループ（図１および図７を参照）の構成要素は、図１０において電源コントローラ８０として集合的に示してあり、このコントローラは、入力としてＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルを受け取り、出力としてスイッチ２０を動作させる制御信号４４を供給する。図１および図と関係して上記に考察したように、電源コントローラ８０の構成要素は、制御信号４４のデューティサイクル（したがってスイッチ２０のオン・オフ動作）を変化させて、所与の時間間隔において変圧器を横断して伝達されるエネルギー量を調節するように構成されており、それによってＶｏｕｔに対する調節を行い、その結果、Ｖｏｕｔは本質的に一定の所定の出力電圧レベルで調整される。
図１０の例示的配設において、負荷４０としての役割を果たすライティング装置は、ＬＥＤコントローラ８２によって制御される１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００を含む。簡単にするために図１０には１つのＬＥｄ１００だけを示してあるが、ここで認識すべきことは、前記装置には、直列、並列、または直列／並列配設のいずれかにおいて相互接続することのできる、複数ＬＥＤを含めてもよく、それによって、変換器の調整供給電圧Ｖｏｕｔが、ＬＥＤを駆動するのに適当な電圧を供給するようにすることができる（ＬＥＤは通常、２から４ボルトの程度の低いフォワード電圧を有し、複数ＬＥＤは、直列／並列配列に接続して、１２ボルトまたは２４ボルトなどの、より一般に利用可能な供給出力電圧Ｖｏｕｔを、ＬＥＤに損傷を与えることなくＬＥＤ配設に印加することができる）。図１０の配設において、ＤＣ‐ＤＣ変換器６９に供給される、無調整ＤＣ入力電圧Ｖｉｎは、約１６０ボルトの程度、またはそれよりも大幅に高くしてもよく、変換器は、例えば、１２ボルトまたは２４ボルトの調整ＤＣ出力または供給電圧Ｖｏｕｔを供給するように構成してもよい。図１０に示すように、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００の共通アノードは、調整供給電圧Ｖｏｕｔの正端子に接続してもよい。負荷４００にも、１つまたは２つ以上のフィルタキャパシタ８８を含めて、供給電圧Ｖｏｕｔ上の残留リップルがある場合にはそれをフィルタリングしてもよい。
図１０に示す、ライティング装置／負荷４０において、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００によって生成される放射の強度は、所与の時間間隔においてＬＥＤ（複数を含む）に配給される平均電力に比例する。したがって、１つまたは２つ以上のＬＥＤによって生成される放射の強度を変える一手法は、ＬＥＤ（複数を含む）に配給される電力を変調することを伴う。この目的で、ライティング装置も、Ｖｏｕｔと接地との間のＬＥＤの電流経路に電流調整器８４およびスイッチ９０、ならびに（やはり調整供給電圧Ｖｏｕｔを介して給電することのできる）ＬＥＤコントローラ８２を含む。
図１０に示すライティング装置／負荷４０の調整器８４は、全般的に、スイッチ９０が閉止されて電流経路を完成する場合に、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００を通過する最大電流ＩＬＥＤを定義するように構成される。したがって、固定供給電圧Ｖｏｕｔ（したがって通電されたときに、ＬＥＤ（複数を含む）の両端での固定電圧ＶＬＥＤ）が与えられると、調整電流ＩＬＥＤは、ＬＥＤ（複数を含む）が通電されるときにそれに配給される、瞬時電力ＰＬＥＤの量も決定する（ＰＬＥＤ＝ＶＬＥＤ・ＩＬＥＤ）。
図１０の例示的配設において、ＬＥＤコントローラ８２は、パルス幅変調手法を用いてスイッチ９０を制御し、それによってＬＥＤ（複数を含む）に配給される平均電力を変調するように構成することができる。特に、ＬＥＤコントローラは、反復的にスイッチ９０を開閉し、それによって、好ましくは人の目によって検出することのできるよりも高い周波数（例えば、約１００Ｈｚよりも高い）において、パルス状に１つまたは２つ以上のＬＥＤに通電するように構成される。このようにして、ＬＥＤ（複数を含む）によって生成される光の観察者は、不連続なオンとオフのサイクル（一般に、「フリッカー効果」と呼ばれる）を認知せず、その代わりに、目の積分機能によって、本質的に連続な照明が認知される。任意の時間間隔においてＬＥＤ（複数を含む）が通電される平均時間量を調節することによって（すなわち、ＬＥＤ（複数を含む）に配給される平均電力を調節することによって）、生成された光の認知輝度を変化させることができる。ＬＥＤコントローラ８２は、このことを、スイッチ９０のデューティサイクルを調節する（すなわち、連続するスイッチングサイクル中に、スイッチがオンまたは閉止される時間を増大または低減する）ことによって達成することができる。図１０に示すように、ＬＥＤコントローラ８２は、任意所与の時間におけるスイッチのデューティサイクル、したがって観察光の認知輝度を指定する、制御信号または制御データ８６を受け取ることができる。
図１１に示す、さらに別の例示的配設においては、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００に加えて、ライティング装置／負荷４０には、ＬＥＤ１００の色と異なる色を有する、１つまたは２つ以上の追加のＬＥＤ１００Ａを含めてもよい。図１１に示すように、ＬＥＤ（複数を含む）１００Ａの回路配設は、ＬＥＤ（複数を含む）１００のそれと類似している。すなわち、ＬＥＤ（複数を含む）１００Ａの共通アノードは、Ｖｏｕｔの正端子に接続され、調整器８４Ａは、スイッチ９０Ａが閉止されて電流経路を完成するときに、ＬＥＤ（複数を含む）１００Ａを通過する最大電流ＩＬＥＤ（Ａ）を定義するように構成される。図１１において、ＬＥＤコントローラ８２は、図１０と関係して上記で考察したように、パルス幅変調手法を用いて、やはりスイッチ９０Ａを制御して、ＬＥＤ（複数を含む）１００Ａに時間とともに配給される平均電力（したがって、ＬＥＤ１００Ａによって生成される光の認知輝度）を制御する。
図１１に示すＬＥＤコントローラ８２は、（例えば、１つまたは２つ以上の制御信号または制御データ８６に基づいて）スイッチ９０およびスイッチ９０Ａを独立に制御して、それによってＬＥＤ（複数を含む）１００およびＬＥＤ（複数を含む）１００Ａによってそれぞれ生成される、異なる着色の光の認知輝度を独立に調節するように構成してもよい。このようにして、よく確立された混色原理に基づいて、ライティング装置によって、様々な異なる認知可能な色を生成することができる。ここで認識すべきことは、その他の配設において、図１０、１１に示すものと類似するライティング装置には、３つまたはそれ以上の異なる色を有するＬＥＤを含めてもよく、異なる色のＬＥＤによって生成される、それぞれの放射の強度は、上記で考察したのと類似の方法で、独立に制御され、多種多様な可変色光を生成するようにすることができる。
本出願者らは、非効率性および機能冗長性に関係するいくつかの問題が、図１０、１１に示す例示的な従来型ＤＣ‐ＤＣ変換器／負荷配設によって、生じることを認識し理解していた。
第１に、市販のスイッチング電源の実際的な制約により生ずる、注目に値する非効率問題がある。例えば、容易に認識されることは、従来型スイッチング電源は、一般に、わずかな所定電圧出力レベル（例えば、通常５Ｖ、±１２Ｖ、±１５Ｖ、２４Ｃ、その他）および選択された範囲の電力出力能力で、市販されている。市販のスイッチング電源の出力電圧および出力電力定格の選択が制限されていることから、供給電圧／電力定格と、所与の負荷の特定の電圧／電力要求との間の一致は、最適レベルに満たないことがある。
電圧については、（図１０、１１の変換器６９によって例示されるような）市販電源において通常利用可能な調整ＤＣ出力電圧は、問題となる特定の負荷に対して理想的に適合していないことがあり、そのために、負荷の１つまたは２つ以上の機能構成要素を適切に駆動するために、何らかの電圧または電流調節／調整回路を必要とすることがある。図１０、１１の例示的配設に関係して上記で考察したように、一般に利用可能な、ＬＥＤベースライティング装置を駆動する１２ボルトまたは２４ボルトの調整ＤＣ供給電圧Ｖｏｕｔを仮定すると、大幅に低い電圧ＬＥＤを、電流調整器とともに、ライティング装置において特別に相互接続、配設して、ＬＥＤ（複数を含む）の損傷のない適切な動作を保証する必要がある。最適には至らない供給電圧Ｖｏｕｔに基づく、調整器または類似の調節回路を必要とすることによって、電力およびスペースを無駄にするのは避けられない。
同様に、ライティング装置／負荷４０の電力要求と、所与のスイッチング電源の電力供給能力との間の不一致によって、不効率および無駄を発生することがある。例えば、所与のライティング装置４０の特有の電力要求ＰＬＯＡＤを、（例えば、任意の時刻に通電することのできるＬＥＤ、ならびにライティング装置／負荷に存在するその他の支援回路の数およびタイプに基づいて）考える。市販の電源に対する、出力電力定格の所定の選択を仮定すると、所与の負荷の電力要求よりも十分に大きいが適当に近い出力電力定格を有する、入手可能な電源がないことがあり得る。したがって、この状況においては、大幅に過剰な仕様の（すなわち、ＰＬＯＡＤよりも大幅に大きな電力出力を供給することのできる）電源が、唯一の妥当な選択であることがある。ここでも、そのような電力不一致は、少なくとも電源における過大寸法の構成要素について、非効率と無駄を伴う。
さらに、多数のＬＥＤおよび／または高電力ＬＥＤを備えて強力な照明を提供する、ライティング装置／負荷４０においては、ＤＣ‐ＤＣ変換器と負荷との間で要求電力を相当の距離にわたって伝送することによって、別の非効率問題を生じる可能性がある。例えば、（例えば、１２ボルトまたは２４ボルトにおける）変換器の固定調整ＤＣ出力電圧を仮定すると、ライティング装置における、より多数のＬＥＤおよび／または高電力のＬＥＤは、通電されると大量の電流を引き出し、その結果として、（特に、ライティング装置／負荷がＤＣ‐ＤＣ変換器から任意相当の距離だけ離隔されている場合には）ＤＣ‐ＤＣ変換器に負荷を接続するケーブル／導体において潜在的に重大な抵抗損失を生じる可能性がある。
要約すると、前述の非効率問題は、変換器と負荷との間の潜在的電圧および／または電力不一致、ならびに変換器と負荷との間の潜在的電力伝送損失についての、ＤＣ‐ＤＣ変換器のある程度の柔軟性の低さに、少なくとも部分的には関係している。第２に、図１０、１１に示す例示的な従来型配設において、特に注記に値するのは、一般的に、調整電圧出力を供給するＤＣ‐ＤＣ変換器の動作、および制御可能な光出力を供給するライティング装置の動作は、少なくとも両者において存在するスイッチング動作について、相当に類似している。具体的には、類似の変調スイッチング動作が、ＤＣ‐ＤＣ変換器とライティング装置の両方に対する所望の出力を決定する。
前述のことを考慮すると、本開示の様々な態様は、全般的には、従来型配設と比較して、全体電力効率が改善され、かつ構成要素の機能的冗長性が大幅に低減される少なくともある種の負荷に、電力を供給して制御する方法および装置を目的とする。異なる観点においては、本明細書において開示する様々な態様による方法および装置の実装形態は、全般的に、少ない構成要素、高い全体電力効率、および小さなスペース要求を有する大幅に簡略化された回路を伴う。
以下にさらに考察する、いくつかの態様においては、負荷に対して、その負荷電圧および／または負荷電流の監視をまったく必要とすることなく（すなわち、負荷からのフィードバックなしに）、制御された所定の電力が供給される。フィードバックを必要としないそのような態様の一観点において、通常、低いＤＣ負荷供給電圧とＡＣ線間電圧から引き出される電力源（例えば、ＤＣ‐ＤＣ変換器への高いＤＣ電圧入力）との間に使用される絶縁構成要素は、場合によっては必要ではなく、それによって必要な回路構成要素の数が減少する。別の観点では、フィードバックループを不要にすることによって、一般に、回路速度が向上し、フィードバック回路安定性に関する潜在的に困難な問題が回避される。
本明細書において開示する一態様は、特に、ＬＥＤベース光源用の「フィードフォワード」ドライバを目的とする。この態様によるフィードフォワードドライバは、ＤＣ‐ＤＣ変換器と光源コントローラとの機能を組み合わせて、光源に供給される電圧または電流の監視または調整を行うことなく、所与の時間間隔において光源に配給される平均電力を変調することに基づいて、光源が生成する光の強度を制御するように構成される。この態様の一観点において、フィードフォワードドライバは、「不連続モード」スイッチング動作を使用して、１つまたは２つ以上のエネルギー伝達要素にエネルギーを蓄積し、そこからエネルギーを放出するように構成される。この種のスイッチング動作は、以下にさらに考察するように、スイッチングサイクル当りに予測可能な量のエネルギーを伝達すること、したがって光源に予測可能に制御された電力を配給することを容易にする。
以下には、本開示による電力制御方法および装置に関する様々な概念、およびその態様をより詳細に説明する。ここで認識すべきことは、上記において紹介し、以下においてより詳細に考察する様々な概念は、開示する概念はいずれの具体的な実現方法にも限定されないので、多数の方法の内の任意のもので実現することができることである。具体的な実装形態および応用の例は、説明のためだけに提供するものである。
図１２は、本開示の一態様による、スイッチング電源構成に少なくとも部分的に基づく、「フィードフォワード」電力制御装置２００を示すブロック図である。以下で考察するその他の態様と同様に、図１２の態様と関係して使用する、用語「フィードフォワード」は、負荷に関連する情報（例えば、負荷が引き出そうとする所望の電力、負荷の両端に印加しようとする所望の電圧など）が事前に既知であって、回路動作を促進するのに使用される、回路構成を意味する。例えば、本明細書において開示される、フィードフォワード電力制御装置の様々な実施例においては、負荷に対して、その負荷からのフィードバック情報を必要とすることなく、制御された所定の電力がスイッチエネルギー伝達（switched energy transfer）方法によって供給される。すなわち、負荷電圧および／または負荷電流を監視する必要はない。そうではなく、電力制御装置に供給される電力源に関係する１つまたは２つ以上のパラメータ（例えば、電圧入力または電源から引き出される電流）、ならびに負荷パラメータに関する、事前に知られている所望のその他の制御情報またはデータを監視することに基づいて、制御された所定の電力が負荷に供給される。
図１２に示すように、電力制御装置２００は、ＤＣ入力電圧２１２（Ｖｉｎ）を受け入れ、電力源から入力電流２１０（Ｉｉｎ）を引き出す。ＤＣ入力電圧２１２は、調整または無調整のＤＣ電圧としてもよく、また、先の図において示したＤＣ入力電圧３０に関係して上述したように、例えば、整流およびフィルタリング処理されたＡＣ線間電圧または別のＤＣ電力源から引き出してもよい。図１２は、また、電力制御装置２００は、スイッチ２１４の動作によって入力電流Ｉｉｎがエネルギー伝達配設２０２を通過するように、構成されていることを示している。スイッチ２１４は、スイッチコントローラ２０４によって制御され、このスイッチコントローラは、１つまたは２つ以上の監視された電源パラメータ２０６（例えば、Ｖｉｎおよび／またはＩｉｎ）に加えて、装置２００に供給されるその他の制御情報またはデータ２０８に応答して生成される制御信号２１６を介して、スイッチ２１４を制御するように構成されている。図１２には明示的に示していないが、以下により詳細に考察する様々な実装形態によれば、スイッチコントローラ２０４のための動作電力は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎまたはその他の電力源から引き出すことができる。
図１２において、スイッチ２１４は、先の図に示すトランジスタスイッチ２０と実質的に同様の役割を果たす。したがって、スイッチ２１４の１つの例示的実装形態には、それに限定はされないが、トランジスタを適切に動作させるのに必要となることがある、信号増幅器／スイッチドライバ回路とともに、飽和スイッチとして動作するように構成された１つまたは２つ以上のトランジスタ（例えば、ＢＪＴ、ＦＥＴ）が含まれる。図１２に示すエネルギー伝達配設２０２は、負荷に電力を供給するＤＣ‐ＤＣ変換器の汎用機能を実装するように構成された、いくつかの可能な回路配設の１つを全体的に表している。より詳細には、この態様の異なる観点によれば、エネルギー伝達配設２０２には、バック変換器、ブースト変換器、バック・ブースト変換器、ＣＵＫ変換器、フライバック変換器、およびフォワード変換器（これらのすべては図１および図４〜９に関係して上記で考察した）、ならびに本明細書において詳細に考察しない、その他のＤＣ‐ＤＣ変換器配設の内の１つの汎用機能を実装するように構成された様々な構成要素を含めることができる。
図１２に示すように、エネルギー伝達配設２０２は、負荷２１８にＤＣ出力電圧２２２（Ｖｏｕｔ）を供給するように構成されている。しかしながら、上記するとともに以下で詳細に考察するように、先の図に示す従来型配設とは異なり、図１２の態様におけるエネルギー伝達配設２０２は、負荷に関係する何らかの情報（例えば、負荷電圧および／または負荷電流）をスイッチ２１４の制御に影響を与えるフィードバックとして、提供するようには構成されていない。
電力制御装置の動作の入門的な考察を容易にするために、電力制御装置２００のその他の構成要素へのエネルギー伝達配設２０２の相互接続を、図１２に全体的に示してある。しかしながら、ここで認識すべきことは、電力制御装置２００の所与の実装形態における構成要素の特定の相互接続は、エネルギー伝達配設２０２に使用されるＤＣ‐ＤＣ変換器の種類によって指定できることである。特定の配設のいくつかの実施例を、図１３および図１５〜１９に関係して、以下により詳細に考察する。
図１２の態様の別の観点においては、フィードフォワード電力制御装置２００は、スイッチコントローラ２０４とスイッチ２１４によって実現される「不連続モード」スイッチング動作を使用して、エネルギー伝達配設２０２の１つまたは２つ以上のエネルギー伝達要素にエネルギーを蓄積するとともに、そこからエネルギーを放出するように構成することができる。この種のスイッチング動作は、負荷２１８に対する、スイッチングサイクル当りに予測可能な量のエネルギーの伝達、したがって、予測可能で制御された電力配給、を容易にする。次に、この不連続モードスイッチング動作について、最初に図１３、１４を参照して、より詳細に考察する。
図１３は、本開示の一態様による、電力制御装置２００の例示的エネルギー伝達配設２０２の追加の詳細を模式的に示す、図１２と同様の図である。図１３の例において、エネルギー伝達配設は、インダクタンスＬを有するエネルギー伝達要素としてのインダクタ２２０に加えて、負荷２１８にＤＣ出力電圧２２２を供給するように構成された、その他のＤＣ‐ＤＣ変換器回路を含む、バック・ブースト変換器または反転変換器として、示されている。図１２と関係して上述したように、ここで認識すべきことは、図１３に示す例示的バック・ブースト構成は、不連続モード動作に関する様々な概念を示すことを主目的として、設けてあることである。しかしながら、本開示による電力制御装置は、この特定の構成に限定はされず、その他の態様に従ってその他の構成を不連続モードで動作させることもできる。図１３において、電流２１０（Ｉｉｎ）は、スイッチ２１４の動作によって、インダクタに印加される電圧２１２（Ｖｉｎ）に基づいて、インダクタ２２０を通過して流れる。電力制御装置２００の動作の根底にある、より顕著な一般概念のいくつかに光を当てる目的で、以下の考察においては、理想的な構成要素と実質的に無損失のエネルギー伝達を仮定している。
図１４は、本開示の一態様による、図１２、１３に示したスイッチ２１４の、２つの連続するスイッチングサイクル２１３を示す、例示的なタイミング図である。図１４は、スイッチ２１４の連続するオン／オフスイッチングサイクル中の、入力電圧Ｖｉｎに基づきインダクタ２２０の両端に印加されるパルス電圧２２５（ＶＬ）を示す。図３におけるように、スイッチ２１４がオンまたは閉止である時間は、図１４においてｔｏｎで表わし、スイッチがオフまたは開放である時間はｔｏｆｆで示してある。したがって、上記の考察のように、所与のスイッチングサイクル２１３の周期Ｔはｔｏｎ＋ｔｏｆｆで与えられ、複数スイッチングサイクルの周波数ｆは１／Ｔで与えられる。
図１４において、インダクタの両端に印加されるパルス電圧２２５上に、インダクタ２２０を通過する電流２２４（ＩＬ）を重ね合わせてある。図３に関係して上記で考察したように、スイッチ２１４がｔｏｎの時間間隔だけ閉止されると、インダクタに印加される電圧によって、直線的に増大する電流Ｉｉｎ＝ＩＬが、関係式ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔに基づいて、インダクタを通過して流れ、この間にエネルギーはインダクタの磁界に蓄積される。時間間隔ｔｏｎの終わりに、インダクタ電流ＩＬが最大ピーク値ＩＰに到達することを、図１４は示している。蓄積エネルギーは、その他のＤＣ‐ＤＣ変換器回路を介して負荷に供給されるので、この同じ関係式ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔによって、スイッチ２１４がオフまたは開放であるときに、インダクタ電流ＩＬは、時間間隔ｔｏｆｆの間に直線的に減少する。
図１４のタイミング図は、先に図３に示したものと類似しているが、図１４に示すインダクタ電流ＩＬは、連続モードスイッチング動作ではなく、「不連続モード」スイッチング動作を反映する点において、図３とは異なる。特に、各スイッチングサイクルの始点および終点において、インダクタ電流ＩＬはゼロとなるように電力制御装置は構成され、詳細には、インダクタのインダクタンスＬおよびスイッチ２１４のデューティサイクル、ならびに装置のその他の構成要素は、本質的に、時間ｔｏｎ中にインダクタ内に蓄積されるエネルギーのすべてが、時間ｔ２内に負荷に伝達され、この時間はｔｏｆｆよりも短く、それによって、スイッチングサイクルの始点および終点においてインダクタを通過して流れる電流がないこと（また、インダクタの磁界中に残留蓄積エネルギーがないこと）を確実にする。図１４に示すように、ｔ２の終点とｔｏｆｆの終点の間の時間間隔は、インダクタ電流ＩＬにおける不連続、したがって用語「不連続」モードを表す。
不連続モードスイッチング動作を使用して、各スイッチングサイクルの始点および終点において本質的にゼロのインダクタ電流を確実にすることによって、スイッチングサイクル毎の予測可能な量のエネルギーの伝達が促進され、したがって、負荷に対する予測可能で制御された電力配給が容易になる。例えば、図１４を参照すると、時間間隔ｔｏｎの終点までに、インダクタの磁界に蓄積されたエネルギー量Ｗｉｎ（ジュール単位）は、初期インダクタ電流をゼロと仮定して、
によって与えられる。エネルギーの無損失伝達を仮定して、スイッチ２１４が時間ｔｏｆｆの間、開放されている間に、Ｗｉｎに等しいエネルギー量Ｗｏｕｔが、時間間隔ｔ２＜ｔｏｆｆの間に、インダクタ磁界から負荷に伝達される。それぞれの逐次スイッチングサイクルによって、予測可能なエネルギー量がこのように伝達される。
電力は、所与の時間間隔内に伝達されるエネルギーの量（すなわち、Ｐ＝ｄＷ／ｄｔ）として定義されるので、負荷に伝達される電力Ｐは、次式で表され、
ここで、ｆ＝１／Ｔは、スイッチ２１４のスイッチング周波数である。前述のことから、インダクタのインダクタンスＬを仮定すると、スイッチング周波数ｆおよびピークインダクタ電流ＩＰの一方または両方を変化させることによって、負荷への電力を変調することができることが認識される。上記で考察したように、ピークインダクタ電流ＩＰは、スイッチ２１４のデューティサイクル（特に、時間間隔ｔｏｎ）によって決定される。したがって、図１２〜１４の態様において、スイッチ２１４の周波数およびディーティサイクルの一方または両方を制御して、負荷に対して、その負荷に関するフィードバック情報なしで、予測可能な可変電力を供給することができる。
図１２〜１４の態様において、負荷への電力の制御を見る別の方法は、複数スイッチング動作を含む時間間隔にわたって、複数の量のエネルギーの伝達を考えることである。
Ｐ＝（伝達当りのエネルギー量）×（時間間隔当りの伝達回数） （２）
この視点から、認識できることは、負荷への電力は、１）伝達当りのエネルギー量を調節すること、および２）それぞれが同量のエネルギーを有する伝達数を時間に対して変化させることの一方または両方によって、調節できることである。
Ｐ＝（伝達当りのエネルギー量）×（時間間隔当りの伝達回数） （２）
この視点から、認識できることは、負荷への電力は、１）伝達当りのエネルギー量を調節すること、および２）それぞれが同量のエネルギーを有する伝達数を時間に対して変化させることの一方または両方によって、調節できることである。
図１２〜１４の態様における負荷への電力の制御についてさらに考察するために、時間に対してエネルギー伝達の回数（例えば、スイッチング周波数）を一定に保持し、時間間隔を変化させることによってスイッチング動作のデューティサイクルを変えることを含む、例示的実装形態を、図１５と関係して次に考察する。特に、図１５は、本開示の一態様による、図１３に示すフィードフォワード電力制御装置２００の一部を示し、この態様においては、スイッチ２１４のデューティサイクルは、スイッチがオンまたは閉止の場合に、インダクタ電流ＩＬを監視すること（すなわち、電力制御装置によって引き出される電流Ｉｉｎを監視すること）に一部基づいて、制御される。
図１５の態様は、従来型「電流モード」スイッチング調整器に関して、図７に関係して上記で考察したいくつかの特徴を含む。例えば、図１５において、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅとして示されている入力電流検知デバイス６０を使用して、スイッチ２１４がオンまたは閉止のときにインダクタ電流ＩＬをサンプリングする（これは、本質的に、入力電流Ｉｉｎを検知することになる）。さらに、スイッチコントローラ２０４は、コンパレータ６２、パルス幅変調器３６、および周波数ｆを有するパルスストリーム４２をパルス幅変調器に供給する、発振器２６を含む。図７における場合のように、パルス幅変調器３６の１つの例示的実装形態は、セットおよびリセット制御を含むＤ型フリップフロップであり、この場合に、発振器２６はフリップフロップの「セット」入力にパルスストリーム４２を供給し（ロー起動、
）、コンパレータ６２は、フリップフロップの「リセット」入力に信号６４を供給し（ハイ起動、
）、フリップフロップの「Ｑ」出力は、スイッチ２１４にパルス幅変調制御信号２１６を供給する。
図１５の態様において、パルス幅変調器３６およびスイッチコントローラ２０４の関連する回路の機能は、図７に関係して上述した内容と同様である。しかしながら、図７とは異なり、図１５には、スイッチ２１４の制御に影響を与えるのに使用される、負荷に関するフィードバック情報はない。そうではなく、図１５の態様におけるスイッチコントローラ２０４は、負荷に伝達しようとする所望の電力量を表わす入力情報２０８と、電力制御装置２００に供給される電力に関係する監視パラメータ２０５（すなわち、インダクタ電流ＩＬ／入力電流Ｉｉｎ）とだけに基づいて、スイッチ２１４を制御するように構成されている。
特に、この態様の一観点によれば、負荷に伝達しようとする所望の電力量を表わす入力情報２０８は、電圧設定点Ｖｓｐの形態とすることができる。別の観点によれば、監視されるパラメータ２０６は、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅによりサンプリングされる、インダクタ電流ＩＬに関係する、検知電圧Ｖｓｅｎｓｅとすることができる（この実施例におけるサンプルインダクタ電流ＩＬは入力電流Ｉｉｎと同一であることに留意されたい）。図１５において、パルス幅変調器３６は、電圧ＶｓｐとＶｓｅｎｓｅの比較に基づいて、制御信号２１６のデューティサイクル、したがってスイッチ２１４が閉止されている時間間隔ｔｏｎを調節する。すなわち、電圧Ｖｓｐは、所与のスイッチング動作の間に、スイッチ２１４が開くピークインダクタ電流Ｉｐを本質的に決定し、それによって、スイッチング動作中に伝達されるエネルギー量も決定する。したがって、電圧Ｖｓｐを変化させることによって、所与のスイッチング動作における伝達エネルギー量、したがって負荷への電力を、同様に変化させることができる。
図１６は、さらに別の態様による、図１３の構成に基づくフィードフォワード電力制御装置２００の一部を示し、この場合にも負荷への電力は、スイッチング動作のデューティサイクルを変化させるとともに、スイッチング周波数ｆを一定に保持することによって調節することができる。図１６の態様において、時間間隔ｔｏｎしたがってスイッチ２１４のデューティサイクルは、図１５に示すように（インダクタ電流ＩＬを介して）入力電圧Ｉｉｎをサンプリングすることによるのではなく、電力制御装置２００への入力電圧Ｖｉｎの監視に基づいて制御される。
図１４のタイミング図を再び参照すると、関係式ＶＬ＝Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔに基づいて、ピークインダクタ電流ＩＰは、入力電圧Ｖｉｎによって表わすことができ、この入力電圧は、図１６の態様においては、スイッチ２１４がオンまたは閉止のときに、インダクタの両端に以下のように発生する。
前記の関係式および上記の式（１）で与えられる、負荷に伝達される電力Ｐに対する関係式を使用して、負荷に伝達される電力Ｐは、Ｉｐを置換することによって、入力電圧Ｖｉｎで表わすこともできる。
前記の関係式は、負荷に伝達される電力は、ピークインダクタ電流Ｉｐまたは装置２００に入力される電圧Ｖｉｎのいずれかで表わすことができることを実証している。したがって、図１６の態様において、スイッチコントローラ２０４は、監視パラメータ２０６として（インダクタ電流をサンプリングするのではなく）電圧Ｖｉｎを監視するとともに、所望の負荷電力の何らかの代表を入力情報２０８として受け取り、それによって以下の関係式に基づいてスイッチ２１４のデューティサイクルを決定するように構成されている。
この目的で、図１６は、一態様によれば、スイッチコントローラ２０４にアナログ‐ディジタル変換器２２６を含めて、電圧Ｖｉｎを監視して、プロセッサ２５０に電圧の適当なディジタル表現を供給することができるとこと示している。プロセッサ２５０は、また、所望の負荷電力を表わす入力情報２０８を受け取る。図１５においてと同様に、スイッチコントローラ２０４は、また、周波数ｆにおけるパルス列４２を供給する発振器２６を含む。プロセッサ２５０は、Ｌおよびｆの既知の回路値を使用し、Ｖｉｎを計測し、かつ所望の負荷電力Ｐに関する入力情報２０８を使用して、上記の式（３）から、所望のｔｏｎに基づくデューティサイクルを有する制御信号２１６を生成するように構成されている。
図１５、１６の態様において、時間に対してエネルギー伝達回数を一定に保持しながら、スイッチング動作のデューティサイクルを変化させることに基づいて、負荷電力を制御することについて考察してきたが、次に、スイッチング動作のデューティサイクルを一定に保持しながら、時間に対してエネルギー伝達回数を変化させることに基づき、負荷電力に作用することに注目する。上記の式（１）および式（２）から、負荷への電力は、１）図１５、１６の態様におけるように、１伝達当りのエネルギー量を調節すること、および２）それぞれ同一のエネルギー量を有する伝達の回数を時間に対して変化させること、の一方または両方によって調節できることを思い起こされたい。
この後者の視点での考察を始めるにあたり、図１５、１６に示す回路は、事前設定される一定の伝達当りのエネルギー量を設定するように、修正できることが、容易に認識されるはずである。例えば、このことは、図１５における電圧設定点Ｖｓｐ、または図１６における所望電力入力Ｐを、可変入力情報２０８として受け取らせるのではなく、これらのパラメータを固定することによって達成することができる（パラメータＶｓｐおよびＰが本質的に固定されるいくつかの実装形態においてでも、これらのパラメータに対するある程度の名目上の調節は、例えば、トリムポテンショメータおよび関連する回路によって、助長することができる）。したがって、スイッチング動作の周波数を変調することに基づく負荷電力の調節に関して、以下に考察するいくつかの態様においては、入力情報２０８は、スイッチ２１４の所望のオン時間またはデューティサイクルではなく、その代わりに、スイッチ２１４に対する所望のスイッチング周波数を表わしてもよい。
上記の式（１）で与えられる電力関係式は、負荷への電力は、スイッチング周波数ｆと直線的に調節できることを示唆しているが、一般に、スイッチング周波数の範囲に対する実際的な制限があり、これが負荷への電力供給に対して対応する制約を課す。例えば、スイッチ２１４を実装するのに使用される構成要素（複数を含む）およびその他の回路構成要素による、スイッチング周波数の範囲に対する実際的な制限が存在する。十分に高い周波数において、（周波数が高くなると一般に増大する）スイッチング損失が、所与の応用において使用可能な最大周波数ｆに対する、実際的な制限を課すことがある。また、高周波数スイッチング動作から生じる放射ノイズによって、使用可能な最大周波数に対しての調整上の制約による実際的な制限が課されることもがある（現在、多くのタイプのＤＣ‐ＤＣ変換器において従来から使用されている、スイッチング周波数ｆの一般的な範囲には、それに限定はされないが、約５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの周波数が含まれる）。
また、制御しようとする負荷の種類も、負荷への電力を制御するために実際に使用できるスイッチング周波数ｆの範囲に、影響を与えることがある。例えば、上記で考察したように、本開示のいくつかの態様による、対象とする１つの負荷は、１つまたは２つ以上のＬＥＤを含み、ＬＥＤ（複数を含む）によって生成される光の認知輝度（perceived brightness）は、パルス電力配給に基づいて制御される。この種の負荷に対して、（いくつかの負荷と一緒に、出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化するのに使用することのできる）図１３に示すキャパシタ３４は、適当な大きさのキャパシタンスを持たせるか、またはＬＥＤ（複数を含む）は電圧Ｖｏｕｔにおける瞬時の変化に応答することができるので、任意選択でエネルギー伝達配設２０２から除外してもよい。上記で考察したように、そのような負荷のＬＥＤ（複数を含む）は、人の目で検出できるよりも高い周波数（例えば、約１００Ｈｚより上）においてパルス方式で通電され、それによって「フリッカー」効果を回避している。したがって、この応用においては、人の目の「フリッカー周波数」が、スイッチング周波数に対する下限を表わすことができる。
スイッチング周波数ｆを直接、変調することによって、式（１）に従って負荷への電力を変化させることができるが、電力を変化させる別の可能性は、おそらく式（２）から最も明確に観察することができるように、周波数ｆを有する参照パルスストリームを生成する発振器の複数の周期Ｔを含む時間間隔にわたっての、一定量エネルギー伝達の回数を変化させることに関する。この方法は、本質的に、１ビットＤ／Ａ変換の概念に基づく「パルスドロッピング（pulse dropping）」または「パルス数変調」手法を表わし、ある最小値と最大値の間でスイッチング動作の有効周波数ｆｅｆｆを（参照パルスストリーム周波数ｆに基づいて）変化させることに対応する。
図１７は、パルス生成コントローラ２３０を模式的に示すブロック図であり、このコントローラは、本開示の一態様による、電力制御装置２００のスイッチコントローラ２０４の一部として含めることができる。図１７の態様に基づく、スイッチコントローラの例示的な一実装形態において、パルス生成コントローラ２３０を使用して、図１５または１６のいずれかに示すスイッチコントローラ２０４の発振器２６を置換してもよく、入力電圧Ｖｉｎまたは入力電流Ｉｉｎの一方を表わす値と比較するのではなく、入力情報２０８を使用してパルス生成コントローラ２３０を制御してもよい。
特に、図１７のパルス生成コントローラ２３０は、（図１５、１６に示す態様におけるように）スイッチ２１４のデューティサイクルによって伝達当りのエネルギー量を制御するのではなく、パルスドロッピングまたはパルス幅変調手法によって負荷への電力の制御を容易にするように構成されている。この目的で、パルス生成コントローラ２３０は、参照発振器周波数ｆに対して変化させることのできる、有効周波数ｆｅｆｆを有する修正パルスストリーム４２'を出力する。この修正パルスストリーム４２'は、スイッチコントローラによって使用されて、スイッチ２１４を制御する制御信号の、デューティサイクルではなく、有効周波数を制御する（例えば、修正パルスストリーム４２'を、パルスストリーム４２の代わりに、図１５における変調器３６に類似する、パルス巾変調器、または図１６に示すプロセッサ２２８に類似するプロセッサへの入力として供給してもよい）。
上記で考察したように、図１７のパルス生成コントローラ２３０に基づくスイッチコントローラのいくつかの態様において、スイッチコントローラは、スイッチングサイクル当りの伝達エネルギーの事前設定される一定量を設定するように構成してもよい。図１５、１６を再び参照すると、このことは、例えば、図１５における電圧設定点Ｖｓｐ、または図１６における所望電力入力Ｐを、これらの値を可変入力情報２０８として受け取らせるのではなく、ある一定値に固定することによって達成することができる。そのようなスイッチコントローラの一観点において、入力情報２０８は、代わりにスイッチ２１４に対する所望の有効スイッチング周波数ｆｅｆｆを表わしてもよく、ＶｓｐまたはＰに対する事前設定される一定値は、入力情報２０８が最大有効周波数ｆｅｆｆを要求するときに、負荷に対する最大電力Ｐｍａｘを表わす。
図１７に示すように、一態様によれば、パルス生成コントローラ２３０は、入力情報２０８に基づき、ゼロから（２Ｎ−１）の間のディジタル値を格納するための、Ｎビットレジスタ２３８を含む（入力情報２０８は、最初に、以下でさらに考察する、任意選択シフトレジスタ２３９を通過させてもよい）。この態様の一観点によれば、Ｎビットレジスタ２３８に格納されるディジタル値は、所望の有効スイッチング周波数ｆｅｆｆを、参照周波数ｆの百分率の形態で表わし、したがって図１７において％ｆとして示してある。パルス生成コントローラ２３０は、また、参照周波数ｆにおいてパルスストリーム４２を供給する発振器２６を含む。
図１７において、Ｎビットアキュムレータ２３２は、「クロック」入力としてパルスストリーム４２を受け入れ、パルスストリーム４２の各パルスとともに、Ｎビットディジタル入力値２４０をアキュムレータ２３２にロードするように構成されている。アキュムレータにロードされたＮビット入力値２４０は、加算器２３６によって示されるように、アキュムレータに格納された先の値に、（入力情報２０８に基づき）Ｎビットレジスタ２３８に格納されたディジタル値％ｆを加えた合計である。レジスタ２３８と同様に、Ｎビットアキュムレータは、（２Ｎ−１）の最大ディジタル値を有し、したがって、入力値２４０が（２Ｎ−１）を超えると、アキュムレータは、入力値２４０と（２Ｎ−１）の間の差を記憶して、オーバーフロー状態を表わす桁上げ信号（carry signal）２４２を出力するように構成されている。桁上げ信号は、パルスストリーム４２の次のパルスが、オーバーフロー状態を解消すれば（すなわち、アキュムレータにロードされる次の入力値２４０が（２Ｎ−１）より小さい場合）、ゼロに戻る。
したがって、Ｎビットアキュムレータ２３２の桁上げ信号２４２は修正パルスストリーム４２'を表わし、その場合に、所与の時間間隔内にアキュムレータによって出力される、修正パルスストリームにおけるパルス数（#ｐｕｌｓｅｓ ｏｕｔ）は、同じ時間間隔におけるパルスストリーム４２のパルス数（#ｐｕｌｓｅｓ ｉｎ）と次の関係があり、
ここでも、％ｆはＮビットレジスタ２３８内に格納された（ゼロから２Ｎ−１の範囲の）ディジタル値を表わす。上記で考察したように、一態様によれば、この修正パルスストリーム４２'は、電力制御装置のスイッチ２１４の有効スイッチング周波数ｆｅｆｆを求めるのに、スイッチングコントローラによって使用される。
上記の関係から、分子および分母を時間の単位で除算して周波数を得ると（すなわち、周波数＝＃ｐｕｌｓｅ／単位時間）、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆは、次式に従って、参照周波数ｆと関係する。
したがって、パラメータ％ｆをゼロから（２Ｎ−１）の間で変えることによって、負荷への電力も、（ｆｅｆｆをｆに代入した）上記の式（１）に従って、同様に変化させることができる。
上記の考察のように、負荷のタイプに応じて、有効周波数ｆｅｆｆには、実際的な下限が存在する可能性がある。例えば、１つまたは２つ以上のＬＥＤを含む、例示的な負荷を考えると、約１００Ｈｚより相当に低いスイッチング周波数によって、望ましくない「フリッカー」効果を生じることがあり、この場合には、ＬＥＤ（複数を含む）によって生成される照明の認知輝度が本質的に連続ではなくなる。
図１７に関係して上述したパルス変調手法に基づく、１つまたは２つ以上のＬＥＤの制御の実際的例を提供する目的で、パルスストリーム４２に対して、例示的な１００ｋＨｚの参照周波数を考える。ここで認識すべきことは、本開示による様々な実装形態は、この観点に限定されるものではなく、１００ｋＨｚ程度の発振器周波数は、様々なＤＣ‐ＤＣ変換器構成において一般的に使用されており、したがって、この参照周波数は、説明目的での適当な例を提供するが、その他の参照周波数も様々な態様において使用できることである。
ＬＥＤベース負荷に対する望ましくないフリッカー効果を回避するために、１００ｋＨｚの参照周波数および約１００Ｈｚの最小周波数を仮定すると、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する最小周波数と最大周波数の比は、１：１０００の程度となることが容易に認識されるであろう。言い換えると、本実施例において顕著なフリッカーなしで、ＬＥＤベース負荷に最小電力を提供するために、１００ｋＨｚの周波数においてパルスストリーム４２の１０００パルス毎に、図１７のパルス生成コントローラ２３０は、修正パルスストリーム４２'において少なくとも１つのパルスを供給する必要がある（上記、式（４）および式（５）を参照のこと）。
したがって、１００ｋＨｚの参照周波数に基づいて、この有効スイッチング周波数の範囲に対応するために、一態様において、Ｎ＝１０ビットレジスタ２３８およびＮ＝１０ビットアキュムレータ２３２を、図１７のパルス生成コントローラ２３０に使用してもよく、ここで２１０＝１０２４である。すなわち、上記の式（５）によれば、（１／１０２４）ｆまたは約９８Ｈｚの最小有効周波数ｆｅｆｆは、％ｆのディジタル値＝１のときに達成され、（１０２３／１０２４）ｆまたは約９９．９ｋＨｚの最大有効周波数ｆｅｆｆは、％ｆのディジタル値＝１０２３のときに達成される。ここでまた認識すべきことは、本実施例において、％ｆの値を変えることに基づく、負荷への電力の変動は、最大電力Ｐｍａｘの１／１０２４の増分に限定されることである（すなわち、１０ビットレジスタおよびアキュムレータを使用して達成することのできる最小電力分解能は１／１０２４である）。
１つまたは２つ以上のＬＥＤを含む負荷への電力を制御することに関して生じる可能性のある１つの問題は、ＬＥＤ（複数を含む）への印加平均電力と、ＬＥＤ（複数を含む）によって生成される光の対応する認知輝度との間の、いくぶん非線形な関係に関する。例えば、１つまたは２つ以上のＬＥＤによって生成される光の認知輝度は、一般に、比較的低い電力レベルにおいて、電力の変化と共により急激に変化するのに対して、比較的高い電力レベルにおける電力の変化の結果としては、一般に、認知輝度においていくぶん目立ち難い変化を生じる。
前記のことを考慮すると、図１７に示すパルス生成コントローラ２３０の別の態様は、コントローラの電力分解能力を向上させる（すなわち、コントローラによって達成可能な電力変化の最小増分を低減する）一方で、同時に、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する最小と最大の周波数の所定の比を本質的に維持することを目的とする。電力分解能を向上させることによって、より大量の電力変動の制御を促進し、これは、場合によっては（例えば、ＬＥＤなどの負荷に対する低い負荷電力において）、特に望ましい。
より詳細には、この態様の一観点によれば、Ｎビットレジスタ２３８およびＮビットアキュムレータのビット数Ｎは、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する最小と最大の周波数比（すなわち、１：２Ｎ）が、所定の要求最小比よりも小さくなるように、選択される。例えば、ＬＥＤ（複数を含む）に関して上記で考察した実施例において、望ましくないフリッカー効果を回避するために、最大周波数１００ｋＨｚおよび最小周波数約１００Ｈｚを仮定すると、Ｎ＝１０の値が、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する最小と最大の周波数の要求比１：１０２４をもたらす。Ｎ＞１０を選択し、それによって比１：２Ｎを低減することによって、電力分解能を向上させることができる（すなわち、最小電力増分を低減することができる）。しかしながら、必要な最小と最大の周波数比１：１０２４を維持するためには、％ｆの最小値をオフセットして（すなわち増大させて）、最小有効周波数が１００Ｈｚより大幅に下回らないようにする必要がある。
説明の目的で、図１７のＮビットレジスタ２３８およびＮビットアキュムレータに対して、Ｎ＝１６の場合を考える。この場合には、最小電力増分は、１：２１６、または１：６５５３６（すなわち、Ｎ＝１０に対して、分解能における大幅な向上）が得られる。しかしながら、％ｆに対する最小値を、％ｆ＝１とすることができる場合には、最小有効周波数ｆｅｆｆは、約１．５Ｈｚ（すなわち、１／６５５３６×１００ｋＨｚ）となり、望ましくないフリッカー効果を回避するための最小周波数よりもずっと下になる。したがって、一態様においては、％ｆに対する最小値をオフセットして、それによって、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する最小と最大の周波数の適当な比を維持する。したがって、Ｎ＝１６である本実施例において、オフセットを含む％ｆの最小値は６４となり、その結果、最小有効スイッチング周波数は、（６４／６５５３６×１００ｋＨｚ）または約９８Ｈｚとなる。この最小値から、有効スイッチング周波数は、（％ｆが６４から６５、６６、などに増大させるときに）（１／６５５３６×１００ｋＨｚ）＝１．５Ｈｚの増分で増大させることができ、Ｎ＝１０である実施例と比較して電力制御能力において大幅な向上をもたらす。
改善された電力分解能を有する、パルス生成コントローラの実装を容易にするために、一態様によれば、図１７のコントローラ２３０にはシフトレジスタ２３９を含めて、入力情報２０８にオフセットを与えてもよい。例えば、入力情報２０８が、％ｆを表わす１０ビットディジタル値として与えられ、Ｎ‐ビットレジスタ２３８およびＮ‐ビットアキュムレータ２３２に対して、Ｎ＝１６である状況を考える。この実施例において、要求オフセットは、シフトレスタ２３９を使用して、入力情報２０８として供給される１０ビットディジタル値を、左に６ビット（すなわち、２６＝６４）だけシフトすることによって達成することができる。すなわち、１０ビットディジタル値「１」を入力情報として受け取ると、シフトレジスタ２３９は、１０ビット値を左に６ビットシフトし、値「６４」をＮ＝１６ビットレジスタ２３８に格納する。
ここで認識すべきことは、図１７のパルス生成コントローラ２３０における改善された電力分解能に関する、上記の考察において、Ｎおよび入力情報２０８におけるビット数に対する例示的値は、主として説明のために与えられること、および本開示の様々な態様はこの点において限定されないことである。そうではなく、容易に認識されることは、この態様の一観点によれば、パルス生成コントローラ２３０の任意選択のシフトレジスタ２３９は、一般に、そうでなければ、所望の程度の電力分解能をもたらすことのできない、入力情報２０８に基づいて電力分解能の向上を促進するコントローラに対して、ある程度の柔軟性をもたらすことである。さらに、ここで認識すべきことは、コントローラ２３０に入力情報２０８を供給するシステムまたはデバイスは、入力情報にオフセットを含めて、次いで、このオフセットをレジスタ２３８に直接的に適用できるように構成することができることである。
以上、エネルギー伝達の回数を時間に対して一定に保持しながらスイッチング動作のデューティサイクルを変化させること（図１５、１６）、およびスイッチング動作のデューティサイクルを一定に保持しながら、エネルギー伝達の回数を時間に対して変化させること（図１７）、に基づく負荷電力の制御について考察したが、ここで認識すべきことは、他の態様によれば、スイッチング動作のデューティサイクルおよびスイッチング周波数（または有効スイッチング周波数）の両方を、上記で考察した概念に基づいて変化させて広範囲の電力制御能力を達成することができることである。
例えば、図１８は、本開示のさらに別の態様による電力制御装置２００を示す図であり、この装置では、スイッチ２１４のデューティサイクルおよび有効スイッチング周波数の両方を制御して、負荷２１８への電力を制御することができる。図１８に示す態様においては、負荷は、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００を含む光源として示してある。図１０、１１と関係して複数ＬＥＤを含む負荷について上記で考察したように、ＬＥＤは、種々の直列、並列、または直列／並列配設の任意の方法で相互接続してもよい。さらに、この態様の異なる観点によれば、光源には複数の同色ＬＥＤおよび／または異色ＬＥＤを含めることができる。
一観点においては、図１８の電力制御装置２００は、（そのパラメータが電源制御装置に供給される電力に関係する）スイッチコントローラ２０４に供給される監視パラメータ２０６が、（スイッチ２１４がオンまたは閉止の場合に、抵抗器Ｒｓｅｎｓｅによってサンプリングされるインダクタ電流ＩＬを介しての）入力電流Ｉｉｎを表わす検知電圧Ｖｓｅｎｓｅである点において、図１５に示す構成に基づいている。
図１８の態様において、エネルギー伝達要素２０２は、ダイオード２４、キャパシタ３４、およびインダクタ２２０を含む、バック変換器構成として示してある（例えば、バック変換器構成の例については図１を参照）。バック変換器構成は、図１３のエネルギー電圧配設２０２におけるバック・ブースト変換器構成とは異なり、図１８においては、様々な変換器構成を、電力制御装置２００の異なる態様によるエネルギー伝達配設２０２に使用できることを、再び強調するために示してある。
エネルギー伝達配設２０２について、図１８に示すバック変換器構成と図１３のバック・ブースト変換器構成との顕著な違いの１つは、図１８のバック変換器においては、スイッチ２１４がオンまたは閉止の場合に、装置２００が引き出す電流Ｉｉｎが、負荷２１８（例えば、前記の１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００）とともに、インダクタ２２０を通過することである。この意味で、ここで認識すべきことは、所与のスイッチングサイクルの時間間隔ｔｏｎおよびｔｏｆｆの両方の間に、一部の電力が負荷２１８に供給されることである。この状況は負荷に配給しようとする所望の電力を計算するときに考慮しなくてはならないが、スイッチング動作のデューティサイクルと有効周波数の一方または両方に基づいて負荷電力を制御することに関して上記で考察した一般概念は、バック変換器およびバック・ブースト変換器構成の両方に加えて、電力制御装置２００の様々な態様におけるエネルギー伝達配設２０２に使用することのできる、その他多種多様なＤＣ‐ＤＣ変換器構成に対して、同様に応用することができる。
図１８の態様においては、上述のように、スイッチコントローラ２０４は、様々な機能を使用して、スイッチ２１４のデューティサイクルおよび有効スイッチング周波数の両方の制御を容易にする。この目的で、この態様の一観点においては、スイッチコントローラ２０４には、所望の負荷電力を表わす入力情報２０８を受け取る、プロセッサ２５０を含めてある。入力情報２０８に応答して、プロセッサ２５０は、出力として（最終的にスイッチ２１４のデューティサイクルを決定する）電圧設定点Ｖｓｐ、ならびに（スイッチ２１４の有効スイッチング周波数を決定する）周波数ｆｅｆｆを有する修正パルスストリーム４２'を供給するように構成されている。図１８に示すように、別の態様によれば、プロセッサ２５０は、図１７と関係して上記で考察したパルス生成コントローラ２３０の機能を実装して、それによって修正パルスストリーム４２'を供給するように構成されている。スイッチコントローラ２０４のその他の図示した構成要素、すなわちコンパレータ６２およびパルス幅変調器３６は、図１５と関係して上記で考察したように、プロセッサ２５０によって供給される出力Ｖｓｐおよび修正パルスストリーム４２'に基づいて機能する。
図１８の態様において、プロセッサ２５０は、様々な方法のいずれによっても入力情報２０８を処理するように構成してもよい。すなわち、一般的に、プロセッサは、入力情報２０８によって表わされる所望の負荷電力に基づいて、パラメータＶｓｐおよびｆｅｆｆの一方または両方を変化させるように構成することができる。この能力は、異なる種類の負荷に対して負荷電力を制御する際に、広範な柔軟性をもたらす。
例えば、この態様の一観点において、比較的高い範囲の所望負荷電力に対して、プロセッサは、電圧Ｖｓｐを所定の値に固定して、それによってスイッチのデューティサイクル、したがって所与のスイッチングサイクルにおいて負荷に伝達されるエネルギー量を固定するように構成してもよい。Ｖｓｐを固定した状態で、次いで、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆに対する調節（修正パルスストリーム４２'への変更）によって負荷電力を制御するように、プロセッサを構成してもよい。それとは異なり、比較的低い範囲の所望負荷電力に対して、ｆｅｆｆをある適当な所定値に一定に保持しながら、電圧Ｖｓｐを変化させるように、プロセッサを構成してもよい。さらに別の観点においては、所望負荷電力のある中間範囲に対して、Ｖｓｐおよびｆｅｆｆの両方を変化させるようにプロセッサを構成してもよい。
異なる制御パラメータを使用して、所望負荷電力の異なる範囲にわたって、負荷への電力を変化させる、前述の例示的手法は、低い負荷電力において高い電力分解能が一般的に望ましい、１つまたは２つ以上のＬＥＤを含む負荷を制御するのに、特に有用となることがある。特に、約１００Ｈｚに近づく比較的低い有効スイッチング周波数において、（約１００Ｈｚより相当に低いスイッチング周波数における「フリッカー効果」を回避するための）Ｖｓｐに対する調節によって、負荷電力のさらなる低減を達成することができる。また、図１７と関係して上記で考察した改善された電力分解機能も、有効スイッチング周波数ｆｅｆｆを介しての、より正確な、低い範囲での負荷電力制御を促進するのに使用することができる。重ねて、前述したことは、デューティサイクルおよびスイッチング周波数の一方または両方を介して、負荷に対する電力を柔軟な制御の、いくつかの例を提供することだけを意図するものであり、本開示による様々な態様は、これらの例に限定はされないことを認識すべきである。
図１８に示す電力制御装置２００の態様の別の観点において、プロセッサ２５０をアドレス指定可能なデバイスとして、ネットワークを介して電力制御装置２００の制御を容易にすることができる。例えば、ネットワーク環境においては、それぞれの負荷を備える複数の電力制御装置を含む、ある数の異なるデバイスに入力情報２０８を供給してもよく、この入力情報２０８には、複数電力制御装置に対する負荷電力制御情報を含めることができる。一態様によれば、入力情報２０８は、ネットワークを介して異なる電力制御装置に伝達されるので、所与の装置のプロセッサ２５０は、それに関係する（例えば、場合によっては、そのプロセッサに関連する特定の識別子またはアドレスによって指定される、）特定の情報／データ（例えば、電力制御命令）に応答するように構成することができる。プロセッサ２５０が、それを対象とする特定の情報／データを識別すると、プロセッサは、その情報／データを処理して、それに応じて負荷電力状態を制御することができる（例えば、図１８におけるＶｓｐおよびｆｅｆｆの一方または両方によって）。
図１８に示す態様の、さらに別の観点においては、所与の電力制御装置２００のプロセッサ２５０は、ネットワークに結合されていると、いないにかかわらず、（例えば、米国特許第６０１６０２８号において考察されているように）ＤＭＸプロトコルで受け取られる入力情報２０８を解釈するように構成してもよく、このプロトコルは、従来からライティング業界において一部のプログラム可能なライティング応用に使用されている、ライティングコマンドプロトコルである。しかしながら、ここで認識すべきことは、本開示の様々な態様による電力制御装置は、この点で限定されることはなく、その他の種類の通信プロトコルに応答するように構成することができる。
図１９は、本開示のさらに別の態様による電力制御装置２００を示す図であり、この装置においては、スイッチ２１４のデューティサイクルと有効スイッチング周波数の両方を制御して、負荷２１８への電力を制御することができる。図１９に示す態様において、負荷は、ここでも光源として示してあり、この光源には、バック変換器構成に基づくエネルギー伝達配設２０２に結合された、１つまたは２つ以上のＬＥＤ１００が含まれる。しかしながら、ここで認識すべきことは、図１９に示す装置のこれらの観点は、例としてだけ提供するものであり、図１９の態様は、これらの点に制限はされないことである。
一観点において、図１９の電力制御装置２００は、スイッチコントローラ２０４に供給される監視パラメータ２０６が入力電圧２１２（Ｖｉｎ）である点において、図１６に示す構成に基づいている。特に、図１９に示すスイッチコントローラのプロセッサ２５０には、Ａ／Ｄ変換器２２６を含めて、電圧Ｖｉｎを監視して、この入力電圧の適当なディジタル化表現を供給することができる。図１８の態様と同様に、図１９のプロセッサ２５０の構成も、パルス生成コントローラ２３０の機能を実現して、やはり、入力情報２０８として所望負荷電力の何らかの表現を受け取り、これに応答して、プロセッサ２５０は、制御信号２１６を介して、デューティサイクル（例えば、上記の式（３）を参照）および／またはスイッチ２１４の有効スイッチング周波数を制御するようにしてもよい。
図１９に示す態様のその他の観点においては、電力制御装置２００は、図１８に関係して上記に考察したように、種々の方法のうちのいずかで入力情報２０８を処理して、所望負荷電力の様々な範囲にわたって、スイッチ２１４のデューティサイクルおよび／または有効スイッチング周波数を柔軟に制御するように構成することができる。さらに、図１９のプロセッサ２５０は、アドレス指定可能なデバイスとして、ネットワークを介して電力制御装置２００の制御を促進してもよい。この態様のさらに別の観点においては、プロセッサ２５０は、ＤＭＸプロトコルで受け取られる入力情報２０８を解釈するように構成してもよい。
本開示の様々な態様による電力制御装置のいくつかの実装形態において、エネルギー伝達配設２０２の１つまたは２つ以上のエネルギー伝達要素（例えば、インダクタ、変換器）には、タップ付インダクタまたは異なる巻数を有する複数の巻線を備える変換器を含めて、これらに対して、入力電圧を印加するとともに、それから出力電圧を引き出してもよい。そのような構成要素は、電力制御装置のＤＣ入力電圧ＶｉｎおよびＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが相当に異なる（すなわち、入力電圧が出力電圧よりも顕著に大きいか、または小さい）状態において、負荷に対する電力を効果的に制御する、電力制御装置の実装を容易にすることができる。
再び図１を参照して、以下の式で与えられる、従来型バック変換器に対する、基本的な入力‐出力電圧関係を考える。
（ここで、Ｄはスイッチのデューティサイクルである。）先に考察したように、その他のＤＣ‐ＤＣ変換器構成は、いくぶん類似する、電圧比とデューティサイクルの関係を有する。いかなる場合にも、上記の関係は、一般に、所望の出力電圧が、利用可能な入力電圧と大幅に異なるようになると、場合によっては、スイッチの要求ディーティサイクルは、スイッチングサイクルの全体周期と比較して、非常に短いか、非常に長くなる可能性がある。一般に、非常に低いデューティサイクル（非常に短いパルス時間ｔｏｎ）または非常に長いデューティサイクル（非常の短いオフ時間ｔｏｆｆ）は、各スイッチングサイクルにおいて、負荷に伝達されるエネルギー量を正確に制御することをより困難にする。
前述のことを考慮して、本開示の様々な態様による電力制御装置のいくつかの実装形態においては、エネルギー伝達配設２０２においてタップ付インダクタまたは異なる巻数の巻線を有する変換器を使用し、それによって、インダクタまたは変換器の巻数比Ｎが、より正確なエネルギー伝達の制御を促進するようにすることができる（巻数比Ｎは、一般に、入力電圧がそれに印加される変換器またはインダクタの巻線の数を、出力電圧がそこから取り出される巻線の数によって除したものとして、定義される）。様々な態様において、インダクタまたは変換器の巻数比は、所望の入力‐出力電圧関係を本質的に維持しながら、パルス時間ｔｏｎが時間ｔｏｆｆに対して増大するように選択することができる。特に、Ｎの値が大きくなると、負荷へのエネルギーの伝達中の電流が増大し、したがって、蓄積エネルギーをより迅速に負荷に伝達することができる。
図２０は、本開示の一態様による、タップ付インダクタ２２０Ｔを組み込んだエネルギー伝達配設２０２を有する電力制御装置の一部分を示す回路図である。特に、図２０に示すエネルギー伝達配設は、図１８、１９に示すバック変換器構成と類似しているが、インダクタ２２０ではなく、タップ付インダクタ２２０Ｔを含む。ここで認識すべきことは、本明細書において考察した、他のエネルギー伝達配設のいずれにも、何らかの不均一（non-unity）巻数比Ｎを有する、タップ付インダクタまたは変圧器を備えてもよいこと、および図２０に示す例示的バック変換器構成配設は、主として説明の目的で設けたものであることである。
図２０の態様において、入力電圧Ｖｉｎは、周期的に負荷２１８の両端、およびタップ付インダクタ２２０Ｔの巻数のすべてに印加されるのに対して、出力電圧Ｖｏｕｔは、タップ付インダクタ２２０Ｔの全巻数の一部だけから引き出される。したがって、タップ付インダクタ２２０Ｔの巻数比Ｎは、１よりも大きい。タップ付インダクタ２２０Ｔを使用する、図２０のエネルギー伝達配設２０２の入力‐出力電圧関係は、一般に次式で与えられる。
ここで、Ｔ＝１／ｆは、各スイッチングサイクルの周期である。
図２０に示すエネルギー伝達配設２０２およびそのような実装形態に対する例示的な回路値を使用する、電力制御装置の例証的実装形態を提供するために、期待される入力電圧Ｖｉｎは４００ボルト程度、所望の出力電圧Ｖｏｕｔは２０ボルト程度、スイッチング動作の周波数ｆは１００ｋＨｚであり、タップ付インダクタ２２０Ｔの巻数比がＮ＝３である、応用を考える。さらに、この例示的実装において、負荷に供給される所望の電力は、定格で約１０から１５ワット程度である。
この例において不連続モード動作を保証するために、再び図１４を参照すると、数量ｔｏｎ＋ｔ２を、周期Ｔよりもわずかに小さく、例えば０．９Ｔとなるように選択することができる。これを念頭において、上記の式（６）を適用すると、時間ｔｏｎは近似的に次式で与えられる。
ここで、ｔ２への代入は、上記の第２の式において、Ｔ＝２０ｔｏｎ／３に設定することによって、得られる。式（３）から、時間間隔ｔｏｎは、以下の式に従ってインダクタのインダクタンスＬ、周波数ｆ、所望の電力Ｐ、および入力電圧Ｖｉｎで表わすこともできることを思い起こされたい。
上記の関係から、ｔｏｎに対して１．３５の近似値、周波数ｆ＝１００ｋＨｚ、入力電圧Ｖｉｎ＝４００ボルト、およびタップ付インダクタ２２０Ｔに対する例示的インダクタンス値Ｌ＝１．０ミリヘンリーを使用すると、結果として得られる負荷への電力Ｐは、約１４．５ワットである。勿論のこと、いくつかの態様に関係して上記で考察したように、上記で与えた負荷電力に対する例示的定格値は、周波数ｆおよび時間間隔ｔｏｎの一方または両方を変化させることによって変えることができる。
ここでも認識すべきことは、前述の例は、可能な一実装形態に対して例示的な回路値を改定して、入力および出力電圧パラメータおよび所望負荷電力の例示的な範囲を、全体的に説明することを主目的として示したものであることである。一般に、タップ付インダクタのインダクタンス値Ｌおよび巻数比Ｎ（ならびに、変圧器が使用される態様における変圧器に対する対応する値）は、期待入力電圧、所望出力電圧、およびスイッチング周波数の全体範囲を与えられると、所望の範囲の負荷電力の予測可能な伝達を促進するために選択することができる。
本開示の様々な態様による電力制御装置のいくつかの実装形態において、使用される実際の構成要素に応じて、１つまたは２つ以上のエネルギー蓄積要素（例えば、インダクタ）は、各スイッチングサイクルのｔｏｆｆ時間間隔中に、その蓄積エネルギーを、負荷に対して完全に放出できないことがある。エネルギー蓄積要素としての役割を果たすインダクタまたは変圧器の場合には、この残留エンルギーは、第１に巻線キャパシタンスによるものである可能性がある。巻線キャパシタンス中に蓄積される残留エネルギーの量は、（エネルギー・キャパシタンス関係Ｗ＝（１／２）ＣＶ２は、主項目として電圧の２乗項を含むので）電圧依存である。そのような残留エネルギーは、スイッチングサイクルの完了時に「リンギング（ringing）」として観察することができ、これは、巻線キャパシタンスからインダクタンスへ、そして再び元に戻るエネルギーの連続的伝達を表わす。場合によっては、この残留エネルギーは、電力を負荷に伝達する精度に影響を与える可能性がある。
一態様によれば、残留エネルギーによる、このリンギング効果は、第１に、低い巻線キャパシタンスを有する、インダクタまたは変圧器を選択することによって低減することができる。残りの残留エネルギーは、エネルギーの負荷への伝達が完了するやいなや、残留エネルギーに対する放出経路を設けることによって、低減またはさらに実質的に解消することができる。例えば、図２０に示す例示的回路を再び参照すると、ダイオード２０が、周期中に導通を停止すると（すなわち、実質的に、インダクタ２２０Ｔに蓄積されたエネルギーのすべてが負荷１００に伝達された時点で）、低いインピーダンスを、インダクタ２２０Ｔの両端に短時間、適切に配置して、それによって残留エネルギーがあればそれを効果的に放出させてもよい。１つの例示的実装形態において、このことは、インダクタ巻線の両端に補助トランジスタ（例えば、ＦＥＴ）を配置し、これを、適当な時間に（例えば、ダイオード２４が導通を停止した後に）暫時オンにすることによって達成することができる。別の例示的な実装形態において、図２０Ａに示す回路構成を使用してもよい。図２０Ａにおいて、タップ付インダクタ２２０Ｔは、３つの巻線の直列接続として示してあり、それらの１つの両端で、電圧２１６を得ることができる。
図２１は、上記で考察した様々な電力制御装置に基づく、本開示の別の態様を示すブロック図である。図２１の態様において、例えば図１８または１９において示したものと類似する、複数の電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃは、互いに結合して、ライティングネットワーク４２０を形成することができる。そのようなネットワークの一実装形態においては、各電力制御装置は、ＤＣ入力電圧２１２（Ｖｉｎ）から動作電力を受け取る。図２１には明示的に示していないが、例えば、整流およびフィルタリング構成要素を介して、ＡＣ電力源（例えば、ＡＣ線間電圧）から、ＤＣ入力電圧を引き出すこともできる。また、各電力制御装置は入力情報２０８を受け取り、複数のＬＥＤベース負荷を制御して、一般照明および／または多様なライティング効果をもたらすように構成される。
より詳細には、図２１に示すライティングネットワーク４２０において、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃは、それぞれのＬＥＤベース負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃに配給される電力を、入力情報２０８に基づいて制御するように構成されている。一観点では、ＬＥＤベース負荷のそれぞれに、１つまたは２つ以上の同一色のＬＥＤを含め、異なる負荷には異なる色のＬＥＤを含めてもよい（例えば、負荷１００Ａには１つまたは２つ以上の赤色ＬＥＤだけ、負荷１００Ｂには１つまたは２つ以上の緑色ＬＥＤだけ、そして負荷１００Ｃには１つまたは２つ以上の青色ＬＥＤだけを含めてもよい）。その他の観点では、ＬＥＤベース負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの１つまたは２つ以上に、白色ＬＥＤだけを含め、２つ以上の異なるＬＥＤベース負荷には、異なるそれぞれのスペクトルまたは色温度を有する放射を生成する白色ＬＥＤを含めてもよい（例えば、負荷１００Ａには、第１のスペクトルを有する放射を生成する１つまたは２つ以上の白色ＬＥＤを含め、負荷１００Ｂには、第１のスペクトルと異なる第２のスペクトルを有する放射を生成する１つまたは２つ以上の白色ＬＥＤを含めてもよい）。別の観点では、それぞれの負荷には、同一または異なる数のＬＥＤを含め、負荷の１つまたは２つ以上には、様々な直列、並列、または直列／並列の任意の構成で相互接続された、複数のＬＥＤを含めてもよい。さらに別の観点では、負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの１つまたは２つ以上には、混色の複数のＬＥＤを含めてもよい。
図２１においては、ライティングネットワーク４２０は、３つの電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃを含む状態で示してあるが、ライティングネットワークはこの点に限定されず、異なる数の電力制御装置および関連する負荷を、様々な態様による、そのようなライティングネットワークに含めることができることを認識すべきである。さらに、その他の態様において、ＬＥＤベース負荷以外の１つまたは２つ以上の負荷を、ネットワーク４２０内の構成要素の全体配設に基づいて、類似の複数負荷構成において使用することもできる。
図２１に示すように、ネットワーク４２０を形成する電力制御装置のすべてを、例えば、１つまたは２つ以上のネットワークコントローラ４２５から供給することのできる、共通に配布される入力情報２０８を受け取るよう構成してもよい。この目的で、この態様の一観点においては、ネットワーク４２０を形成する複数電力制御装置を、図１８、１９に関係して上記で考察したように、それぞれの固有の識別子（アドレス）を有するアドレス指定可能プロセッサで構成して、所与の電力制御装置が、それに関係する入力情報２０８の特定の部分（例えば、電力制御命令）に応答するように構成してもよい。この態様のさらに別の観点においては、ネットワークコントローラ４２５およびネットワーク４２０を形成するそれぞれの電力制御装置のプロセッサは、ＤＭＸプロトコルを用いて、入力情報２０８を伝達するように構成してもよい。
図２１の態様のその他の観点において、ライティングネットワーク４２０の所与の電力制御装置は、全体的に図１２に示す態様によって表わすことができるとともに、多種多様なエネルギー伝達配設ならびに図１５〜２０に関係して上記で考察した様々な他の機能の任意のものを組み込むことができる。特に、図２１の電力制御装置のエネルギー伝達配設は、絶縁機能を備えるか、または備えない１５０Ｖよりも大きい電圧を供給するものを含み、多数のＤＣ‐ＤＣ変換器構成のいずれか１つに基づくことができる。
図２１に示すライティングネットワーク４２０の一観点においは、それぞれの電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃによって実現されるＤＣ‐ＤＣ変換器機能は、比較的高いＤＣ入力電圧Ｖｉｎ（例えば、約１５０〜４００ボルトＤＣ程度）がネットワーク４２０を形成する電力制御装置に分配することのできる、ネットワークを促進し、この電力制御装置それぞれは、それに関連するＬＥＤベース負荷に相当に小さな出力電圧Ｖｏｕｔ（例えば、２０ボルト程度）を供給する。ここで認識すべきことは、比較的高いＤＣ電圧を介してネットワーク全体にＤＣ電力源を分布させることによって、相当なケーブル長を含むネットワーク実装に対しては重大な問題となることのある、抵抗電力損失を低減し、それによって電力効率を向上させることができることである。
図２２は、本開示の別の態様による、複数の電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃを組み込んだライティング装置５００の図である。図２２の態様の一観点において、ライティング装置５００は、ＡＣ線間電圧６７（例えば、ＡＣ電力源）からの電力および入力情報２０８を受け取り、複数のＬＥＤベース負荷を制御し、一般照明および／または多様なライティング効果を提供するように構成される。
より詳細には、図２２に示すライティング装置５００においては、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃは、図２１に関係して上記で考察したのと同様な方法で、入力情報２０８に基づいて、それぞれのＬＥＤベース負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃに配給される電力を制御するように構成されている。図２１の態様と関係して上記で考察したように、それぞれのＬＥＤベース負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃには、様々な数、配設、および色のＬＥＤを含めることができる。同様に、図２２においてライティング装置５００は、３つの電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃを含む状態で示してあるが、ここで認識すべきことは、このライティング装置はその点において限定されるものではなく、任意の数（すなわち、１つまたは２つ以上）の電力制御装置および関連する負荷を、様々な態様によるライティング装置に含めることができることである。さらに、その他の態様において、装置５００内の構成要素の全体配設に基づいて、ＬＥＤベース負荷以外の１つまたは２つ以上の負荷を、同様な複数負荷構成において使用することができる。
図２２の態様の一観点において、それぞれの制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃは、共通のＤＣ入力電圧２１２（Ｖｉｎ）を受け入れ、この入力電圧は任意選択の力率補正装置５２０によって供給することができる。任意選択の力率補正装置が使用されない場合には、ＤＣ入力電圧２１２は、上記の図８に示したのと類似の方法で、ＡＣ線間電圧６７（すなわち、ＡＣ電源）に結合されたブリッジ整流器６８の出力を横断する、フィルタキャパシタ３５（Ｃｆｉｌｔｅｒ）の両端で得ることができる。代替的に、力率補正装置５２０が使用される態様においては、力率補正装置５２０は、ブリッジ整流器６８の出力からの電力を受け入れ、フィルタキャパシタ３５は、力率補正装置の出力段階において使用される（例えば、図９Ａを参照）。
図９Ａ、９Ｂに関係して上記で考察したように、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００ＣなどのＤＣ‐ＤＣ変換器スイッチングデバイスは、一般に、短いパルスで電源から電流を引き出す。しかしながら、ＡＣ電源からの最大電力効率のためには、ＡＣ線間電圧から最終的に引き出される入力電流は、理想的には、サイン波形状を有するとともにＡＣ線間電圧と同相でなくてはならない。この状況は、一般に、「力率１」と呼ばれる。電力制御装置のスイッチング特性と、結果として生じるパルス状電流引出しとによって、これらの装置は、１未満の力率を有し、したがって最適電力効率よりも低い。また、電力制御装置が、介入整流およびフィルタリングだけを用いて（すなわち、力率補正なしで）、ＡＣ線間電圧から電流を引き出す場合には、この装置によって引き出されるパルス状電流は、異常なストレスを発生させ、ＡＣ線間電圧上に一般的に望ましくないノイズおよび高調波を導入する。
前述のことを考慮して、図２２に示す力率補正装置５２０は、これらの問題に対処して、ＡＣ線間電圧６７から電力制御装置２００Ａ〜Ｃへ、より効率的な電力の供給を行うように構成されている。しかしながら、ここで認識すべきことは、応用によっては、力率補正装置５２０は必要ではないこと、およびその他の態様においては、ライティング装置５００は力率補正なしで実現できることである。図９Ｂに関係して上記で考察したように、ある数の従来型集積回路力率補正コントローラ（図２２には詳細に示さず）を、図２２のライティング装置の例示的な一実装形態における、力率補正装置に使用してもよく、その例としては、それに限定はされないが、フェアチャイルドセミコンダクタ（Fairchild Semiconductor）ML4821 PFCコントローラ、リニアテクノロジ（Linear Technology）LT1248またはLT1249コントローラ、およびＳＴマイクロエレクトロニクス（ST Microelectronics） L6561コントローラが挙げられる。
やはり図２２に示すように、ライティング装置５００には、プロセッサ５５０を含めて、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃの１つまたは２つ以上のための電力制御情報を含む入力情報２０８を受け取ってもよい。プロセッサ５５０は、入力情報２０８に基づいて、制御信号２０８Ａ、２０８Ｂ、２０８Ｃを供給して、それぞれの電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ（したがって、それぞれの負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃによって生成される光の強度）を独立に制御するように、構成される。様々な観点において、図１８、１９に関係して上記に考察したように、プロセッサ５５０を、アドレス指定可能なデバイスとして構成して、ネットワークを介してのライティング装置５００の制御を容易にしてもよい。この態様のさらに別の観点において、プロセッサ５５０は、ＤＭＸプロトコルで受け取られる入力情報２０８を解釈するように構成してもよい。
図２２の態様のその他の観点において、ライティング装置５００の所与の電力制御装置は、全体的に図１２に示す態様によって表わすことができるとともに、種々のエネルギー伝達配設ならびに図１５〜２０に関係して上記に考察した他の様々な機能の任意のものを組み込むことができる。特に、図２２の所与の電力制御装置エネルギー伝達配設は、絶縁機能を備えるもの、または備えないものを含み、多数のＤＣ‐ＤＣ変換器構成のいずれか１つに基づくことができる。上記で考察したように、図１２において全体的に表わされる電力制御装置は、負荷に関係するいかなるフィードバック機能も含まないので、用途によっては、電力は最終的にＡＣ電源から引き出されるが、絶縁機能を含まないＤＣ‐ＤＣ変換器構成をライティング装置５００に使用することができる。ここでも、この機能は、場合によっては本明細書において考察した様々な態様によるライティング装置５００を、大幅に簡略化して実現すること（例えば、少数の構成要素、高い電力効率、小さいスペース要求、その他）を容易にする。
さらに、図２２に示すライティング装置５００のさらに別の観点では、図１５〜２０に示したスイッチコントローラ２０４の様々なプロセッサまたはその他の構成要素によって実行される１つまたは２つ以上の機能は、プロセッサ５５０によって実行することもできる。言い換えると、プロセッサ５５０の資源を、電力コントローラ２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃの間で共有して、それぞれのスイッチコントローラに関連する機能の一部を、プロセッサ５５０に移すことができる。
例えば、図２２のライティング装置５００の一態様においては、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃのそれぞれは、図１８に示したものと同様にすることができる。しかしながら、この態様においては、各電力制御装置のスイッチコントローラ２０４には、図１８に示したプロセッサ２５０を必ずしも含めず、その代わりに、プロセッサ２５０のそれぞれによって実行される機能を、プロセッサ５５０によって集合的に実行することができる。この態様の一観点においては、プロセッサ５５０によって出力される制御信号２０８Ａ、２０８Ｂ、２０８Ｃのそれぞれは、２つの信号、すなわち（デューティサイクルを制御するための）設定点電圧Ｖｓｐを表す第１の信号、および（有効スイッチング周波数ｆｅｆｆを制御するための）修正パルスストリーム４２'を表わす第２の信号である。ここでも、プロセッサ５５０は、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃの１つまたは２つ以上のための電力制御情報を含めることのできる、入力情報２０８を処理して、この入力情報２０８に指定されるように、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃのそれぞれに独立に、設定点電圧Ｖｓｐおよび修正パルスストリーム４２'を適切に供給するように構成される。
図２２のライティング装置５００の、さらに別の態様においては、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃのそれぞれを、図１９に示すものと同様にすることができる。しかしながら、この態様の一観点において、各電力制御装置のスイッチコントローラ２０４の機能は、本質的に、プロセッサ５５０に完全に移管することができる。特に、プロセッサ５５０は、共通入力電圧Ｖｉｎ（例えば、図２２における破線接続２０６を参照）を（例えば、内部Ａ／Ｄ変換器によって）サンプリングするように構成してもよく、プロセッサ５５０によって出力される制御信号２０８Ａ、２０８Ｂ、２０８Ｃは、それぞれ、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃのそれぞれにおけるスイッチ２１４を制御する制御信号２１６としての役割を果たす。プロセッサ５５０は、独立に制御信号２０８Ａ、２０８Ｂ、２０８Ｃを生成して、それによってスイッチ２１４のそれぞれの、デューティサイクルおよび有効スイッチング周波数の一方または両方を調節して、入力情報２０８に基づいて、それぞれの負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃへの電力を制御するようにさらに構成してもよい。
ライティング装置５００のさらに別の態様においては、図２２Ａに示すように、プロセッサ５５０‐Ａを、上述のように電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃを制御するだけでなく、負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃと関連する１つまたは２つ以上のパラメータに関する予め分かっている情報に基づいて、力率補正装置５２０‐Ａの制御を容易にするように構成することができる。この態様のさまざまな観点によれば、負荷の１つまたは２つ以上に関係する何らかの特定の情報、例えば所与の負荷に対する所望電力（入力情報２０８によって供給される）および／または所与の負荷に印加すべき電圧Ｖｏｕｔを予め知ることによって、プロセッサ５５０‐Ａは、力率補正装置５２０‐Ａを「フィードフォワード」方式で制御して、力率補正装置の動作を大幅に改善することができる。
ここで、図９Ａ、９Ｂに関係して上記で考察したように、従来型力率補正装置の全体制御ループ応答は（主として図９Ｂに示すフィードバックループ５２４のせいで）、線路周波数（例えば、５０または６０Ｈｚ）と比較して、比較的遅い（例えば、約１０から２０Ｈｚのバンド幅）。従来型力率制御ループの応答が比較的遅いことから、生成される電圧Ｖｉｎにおける変化（これは、線間電圧から引き出す電流ＩＡＣに対する調節に影響を与える）があればそれは、任意のサイクル中に急激に発生するのではなく、線間電圧の複数サイクルにわたって発生することを保証することによって、高い力率をもたらす必要がある。しかしながら、この比較的遅い制御ループ応答の結果として、従来型力率補正装置は、線間電圧または電力消費の過渡事象と関係して、潜在的な不安定性および最適値を下回る性能で知られている。
前述のことを考慮して、図２２Ａの態様におけるプロセッサ５５０‐Ａは、予想される負荷状態についての既知の情報を「フィードフォワード」することに基づいて、力率補正装置５２０‐Ａを制御するように構成される。このようにして、力率補正装置５２０‐Ａの全体制御ループ応答を大幅に改善して、それによって、特に１つまたは２つ以上の所望負荷電力が短い時間間隔に広い範囲を移動する（例えば、負荷の全オフから負荷の全オンまで、またはその逆）状況において、電源制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃに供給される電圧２１２（Ｖｉｎ）における変動を低減することができる。重大／急激な付加電力需要要求によるＶｉｎの変動を軽減することによって、より安定な力率補正制御を実現することができる。さらに、信号値に対してより予測が容易な期待値に基づいて、より小さい回路構成要素（例えば、小型フィルタキャパシタ３５）を使用し、それによって実装される回路のコストおよび／または寸法を低減することができる。
図２２Ａに示すように、この態様のプロセッサ５５０‐Ａは、入力としてブリッジ整流器６８によって出力される整流線間電圧６９（ＶＡＣ）ならびに力率補正装置５２０‐Ａが引き出す電流ＩＡＣを表わす信号７１（Ｉｓａｍｐ）を受け取る（信号Ｉｓａｍｐの導出については、図２２Ｂ、２２Ｃと関係して以下にさらに考察する）。プロセッサ５５０‐Ａは、また、入力として、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃに供給される電圧２１２（Ｖｉｎ）、およびそれぞれの所望電力を表わす入力情報２０８を受け取る。これらの入力に基づいて、プロセッサ５５０‐Ａは、図２２と関係して上記で考察したように、制御信号２０８Ａ、２０８Ｂ、２０８Ｃならびに力率補正装置５２０‐Ａを制御するための力率制御信号７３を生成するように構成される。
図２２Ｂは、本開示の一態様による、力率補正装置５２０‐Ａの回路概略を、力率補正装置５２０‐Ａの制御専用のプロセッサ５５０‐Ａの一部分の概念的機能ブロック図とともに示すものである。一般に、図２２Ｂに示すプロセッサ５５０‐Ａの部分は、電圧Ｖｉｎに最終的に結合される集合負荷の、計算による合計予想電力引出し量ＰＴＯＴＡＬを制御ループ中に「フィードフォワード」することに部分的に基づいて、力率補正装置５２０‐Ａに対する有効コンダクタンスＧＰＦＣを特定するように構成される。ここで図９Ｂから、ＰＦＣコントローラの一般アーキテクチャは、電圧フィードバックループおよび電流フィードバックループを含み、導出された力率補正装置に対する有効コンダクタンスＧＰＦＣに基づいて、力率補正装置によって引き出される瞬時の電流ＩＡＣを処理する制御戦略を実装することを思い起こされたい。図２２Ｂの実装形態において、電圧フィードバックループ５２４‐Ａは、ＡＣ電源から引き出される合計予想電力を表わす項目ＰＴＯＴＡＬを含めるように、図９Ｂに示すものから修正されている。このようにして、図９Ｂにおけるように、電圧Ｖｉｎにおける変化に単に応答性を有する（したがって、ローパルフィルタＬＰＦの低い帯域幅の影響を受ける）のではなく、図２２Ｂの電圧フィードバックループ５２４‐Ａは、より「予見的（proactively）」に機能して、フィードフォワードされた項ＰＴＯＴＡＬに基づいて有効コンダクタンスＧＰＦＣを生成する。
より詳細には、図２２Ｂのプロセッサ５５０‐Ａは、入力情報２０８に部分的に基づいて合計電力計算５５２を実行するように構成され、この入力情報は、任意の時間における負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃのそれぞれに対する所望の負荷電力に関係する情報を含む。この態様の一観点によれば、合計電力計算の一部として、プロセッサ５５０‐Ａは、入力情報２０８に表わされる、それぞれの所望負荷電力を合計する。別の観点では、プロセッサは、さらに、それぞれの電力制御装置自体における電力消費および／または損失５５６を考慮し（図２２Ｂにおいて「雑電力（Miscellaneous Power）」と示してある）、例えば、電力制御装置のそれぞれには、１つまたは２つ以上のＩＣ電源を含めて、各装置における回路に対して様々なバイアス電圧を供給することができる。さらに、各電力制御装置は、一般に、関連する効率損失を有する。この電力消費および／または損失５５６は、電力制御装置に使用される特定の回路に基づいて、予め計算および／または推定することができ、項目ＰＴＯＴＡＬを供給するために合計電力計算においてプロセッサが使用するために、メモリ中に記憶される。
図２２Ｂに示すように、次いでプロセッサ５５０‐Ａは、電圧フィードバックループ５２４‐Ａ内で誤差信号Ｖｅを調整する、ローパスフィルタの出力に対応する別の項を、項目ＰＴＯＴＡＬに加える。このようにして、調整誤差信号は、フィードフォワード合計電力項ＰＴＯＴＡＬに対する調節または補正としての役割を果たし、コンダクタンス計算５５４において使用するための調節項Ｐ＊ ＴＯＴＡＬをもたらす。Ｐ＊ ＴＯＴＡＬ項は、ＡＣ電源から引き出される予想される実際電力を実質的に表わすこと、および力率補正装置は、引き出される皮相電力を、引き出される実際電力に等しくすることを仮定して、以下の関係に従って、コンダクタンス計算５５４を実行するように、プロセッサを構成してもよい。
したがって、有効コンダクタンスＧＰＦＣを求めるために、プロセッサ５５０‐Ａは、整流電圧ＶＡＣをサンプリングして、それによってそのピークを求め、次いで、Ｐ＊ ＴＯＴＡＬ項に基づいて上記の計算を実施する。
このようにして有効コンダクタンスＧＰＦＣを導出すると、図２２Ｂに示すプロセッサ５５０‐Ａは、次いで、図９Ｂと関係して上記で考察したのと同様の方法で、電流フィードバックループ５２８Ａを実装するように構成される。特に、プロセッサ５５０‐Ａは、有効コンダクタンスＧＰＦＣに監視整流線間電圧ＶＡＣを乗じて、線間電圧から引き出そうとする所望電流を表わす、参照電流信号Ｉ＊ ＡＣを生成するように構成される。この信号Ｉ＊ ＡＣは、したがって、電流制御ループ５２８−Ａに参照値または「設定点」を供給し、そこでＩ＊ ＡＣは、信号７１（Ｉｓａｍｐ）（例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ）と比較される。そのような比較の結果として、電流誤差信号Ｉｅが得られて、この信号は、（例えば、図７と関係して上記で考察したものと類似の）パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチコントローラを制御する。ＰＷＭスイッチコントローラは、スイッチＳＷＰＦＣを制御する制御信号７３を出力し、それによって引き出されている実際の電流ＩＡＣを処理する。
図２２Ｃは、本開示の一態様による、力率補正装置５２０‐Ａのさらなる回路詳細を示す図である。図２２Ｃの回路において、信号６５' （ＶＡＣＳＥＮＳＥ）は、整流された線間電圧６５からＲ４９、Ｒ５０、Ｒ５１によって形成された抵抗分割器（resistor divider）ネットワークを介して導出され、監視された整流線間電圧ＶＡＣを表わす信号としてプロセッサ５５０‐Ａに送られる。装置５２０‐Ａによって引き出される実際電流信号７１（Ｉｓａｍｐ）は、回路構成要素Ｒ４８、Ｒ２９、Ｒ３０、Ｃ２１、Ｕ５を含む、電流検知要素５２６を介して導出される。スイッチＳＷＰＦＣを制御するためにプロセッサ５５０‐Ａによって出力される制御信号７３は、最初に、バッファー増幅器Ｕ１１Ｂ、次いでスイッチＳＷＰＦＣに信号７３'として送られる。フィルタキャパシタンス３５は、並列に接続された３つのキャパシタＣ３６、Ｃ３７、Ｃ４０によって、図２２Ｃの回路内に設けられる。信号２１２'（ＶＤＣＳＥＮＳＥ）は、ＤＣ電圧２１２（Ｖｉｎ）からＲ４７、Ｒ４６、Ｒ５２によって形成された抵抗分割器ネットワークを介して導出され、電圧２１２（Ｖｉｎ）を表わす信号としてプロセッサ５０‐Ａに送られる。
上記で考察したように、合計予想電力消費を表わすフィードフォワード項ＰＴＯＴＡＬによって、力率補正装置５２０‐Ａおよびプロセッサ５５０‐Ａの全体制御ループ応答は、大幅に向上して、特に、１つまたは２つ以上の所望負荷電力が短時間に広範囲を移動する状況（例えば、負荷全閉から負荷全開へ、またはその逆）において、電力制御装置２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃに供給される電圧２１２（Ｖｉｎ）における変動が低減される。重大／急激な負荷電力需要要件による、Ｖｉｎの変動を軽減することによって、より安定性の高い力率補正制御を実現することができる。さらに、信号値に対するより予測可能な期待値に基づいて、より小型の回路構成要素（小型フィルタキャパシタ３５などの）を使用し、それによって実装回路のコスト／寸法を低減することができる。
図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃと関係して上記で考察した「フィードフォワード」力率補正手法について、複数の負荷１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃを含むライティング装置５００に関係して説明したが、ここで認識すべきことは、この力率補正手法はこの点において限定されないことである。逆に、図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃと関係して上記で考察した概念は、負荷（複数を含む）による予期電力消費に関する何らかの情報を使用して力率補正機能を促進する、任意の数／種類の負荷の力率補正に対してより一般に適用することができる。
図２３は、図２２または２２Ａのライティング装置５００に基づく、本発明の開示のさらに別の態様を示すブロック図である。図２３の態様において、図２２または２２Ａに示したものと類似する、複数のライティング装置５００Ａ、５００Ｂ、５００Ｃを、互いに結合してライティングネットワーク６２０を形成することができる。図２３に示すように、そのようなネットワークの一実装形態において、各ライティング装置は、ＡＣ線間電圧６７から動作電力を受け入れ、したがって、ブリッジ整流器を含むとともに、図２２または２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃに関係して上記で考察したように、任意選択で力率補正装置を含むようにしてもよい。さらに、ネットワーク６２０を形成する複数ライティング装置は、例えば、１つまたは２つ以上のネットワークコントローラ６２５から供給することのできる、共通に配布される入力情報２０８を受け取るように構成してもよい。
この態様の一観点では、図２３に示すネットワーク６２０を形成する複数のライティング装置には、それぞれ固有の識別子（例えば、アドレス）を含めて、それによって所与のライティング装置を、入力情報２０８の特定の部分（例えば、電力制御命令）に応答するように構成してもよい。この態様の別の観点においては、ＡＣ線間電圧の形態で動作電力をそれぞれ受け取る、この複数ライティング装置の構成は、大きな距離にわたり分散された相当な数のライティング装置を含みながら、それでもライティングネットワーク６２０全体にわたる相当に効率的な電力の使用を確保することのできるライティングネットワーク実現を容易にする。ここでも、認識すべきことは、図２３は３つのライティング装置５００Ａ、５００Ｂ、５００Ｃを示しているが、ネットワーク６２０は、この点には限定されることはなく、異なる数のライティング装置を互いに結合してネットワーク６２０を形成することができる。
図２３に関係して上記で考察した全体ネットワークアーキテクチャに基づく、さらに別のネットワーク実装においては、結合されてネットワークを形成する複数のライティング装置は、ブリッジ整流器も力率補正装置も含まなくてもよく、代わりに、共通のブリッジ整流器および力率補正装置を、ネットワークの複数のライティング装置間で「共有」してもよい。図２３Ａは、そのようなネットワーク実装を示し、この実装では、共有ブリッジ整流器６８または力率補正装置５２０によって供給される共通ＤＣ入力電圧２１２が、電力分配媒体としての役割を果たし、したがって、ネットワークの複数ライティング装置５００Ａ‐１、５００Ｂ‐１、５００Ｃ‐１の間で共有される。ここでも、ライティング装置５００Ａ‐１、５００Ｂ‐１、５００Ｃ‐１のそれぞれは、各ライティング装置（これの一例は、図２３Ａにおいて、ライティング装置５００Ａ‐１によって明示的に示されている）においては、ブリッジ整流器および任意選択の力率補正装置が必要ではないという点で、図２２に示すライティング装置５００とは異なる。図２１に関係して上記で考察したように、比較的高いＤＣ電圧を介してネットワーク全体にＤＣ電力源を分散させることによって、相当のケーブル長を必要とするネットワーク実現に対して重要となる、抵抗性電力損失を低減し、それによって電力効率を向上させることができる。
図２３Ａに示す全体構成に基づく、別のネットワーク実装においては、図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃと関係して上記で考察したものと類似する、本開示による修正型力率補正装置を使用することができる。そのような実装においては、ネットワークコントローラ６５の構成は、入力情報２０８から得ることのできる、任意の時間におけるネットワーク上のすべての負荷によって引き出される予想電力に関する事前に分かっている情報に基づいて、力率補正装置に制御信号７３を供給するようにすることができる。図２３Ａには明示的に示してないが、この構成におけるネットワークコントローラは、整流線間電圧６５（ＶＡＣ）、分散電圧２１２、および線間電圧から引き出される電流ＩＡＣに関する何らかのパラメータを監視して、図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃに関係して上記で考察したものに類似の方法で、力率補正装置に制御信号７３を供給するように構成してもよい。
図２４Ａ、２４Ｂは、本開示の一態様による、図２２または２２Ａのライティング装置５００用のハウジング構成の様々な図形を示す図である。特に、図２４Ａ、２４Ｂは、ライティング装置５００用の本質的に直線状のハウジング１４０２を示し、これには、ブリッジ整流器６８、任意選択の力率補正装置５２０、プロセッサ５５０、１つまたは２つ以上の電力制御装置２００および関連するＬＥＤベース負荷（複数を含む）１００を配置することができる。一観点において、ハウジング１４０２の上部には、負荷（複数を含む）１００のＬＥＤをその中に配置する、スロット１４０８を含めてもよい。別の観点では、ハウジング１４０２には、ＬＥＤ１００を保護および／またはＬＥＤにより生成される光を成形（例えば、拡散）するためのレンズ１４１２を含めてもよい。
図２４Ａ、２４Ｂにも示すように、ハウジング１４０２には、１つまたは２つ以上のコネクタ１４０４Ａ、１４０４Ｂを含めて、それを介してＡＣ線間電圧６７および入力情報２０８を装置５００に供給するようにしてもよい。一観点においては、コネクタ１４０４Ａ、１４０４Ｂを、相補的（例えば、オス／メス）配設に構成して、第１のライティング装置のコネクタ１４０４Ａが、第２のライティング装置の相補コネクタ１４０４Ｂに電気的かつ機械的に結合されるようにして、（例えば、図２３に関係して上記で考察したように）複数ライティング装置の電気的および機械的な結合を容易にしてもよい。さらに別の観点では、ハウジング１４０２には、コネクタを使用していない場合には、１つまたは２つ以上のコネクタ１４０４Ａ、１４０４Ｂを覆うためのカバー１４１４（図２４Ｂを参照）を含めてもよい。
図２４Ａに示すように、例示的一実装において、ハウジング１４０２の１つまたは２つ以上のコネクタは、ハウジング１４０２から外向きに延びるように構成してもよい。代替的に、図２４Ｂに示す別の可能な実装においては、ハウジング１４０２の構成は、１つまたは２つ以上のコネクタ１４０４Ａ、１４０４Ｂが、ハウジングの実質的に外周縁を超えて延びないようにして、それによって複数のライティング装置５００を隣接して互いに突き合わせることを容易にすることができる。図２４Ｂは、また、一態様による、ライティング装置５００の直線型ハウジング１４０２に対する例示的な寸法形状を示している。
上記で考察したいくつかの態様は、一般に、「フィードフォワード」電力制御装置に関するが、その他の態様によれば、負荷に関係するある種のフィードバックを組み込むが、それにもかかわらず、簡略化されて、かつ電力効率の良い回路対策法をもたらす、様々な電力制御装置を実現することができる。
例えば、図２５は、スイッチコントローラが、電流調整器を介してＬＥＤベース負荷からの電圧フィードバックを受け取る、回路を示している。図２６の態様において、２つの異なるＬＥＤベース負荷が、単一のインダクタを介して駆動され、負荷の一方が、他方の負荷よりも高い電流で駆動される。この態様においては、電圧フィードバックは、各ＬＥＤベース負荷から電流調整器を介して供給される。図２６において、インダクタＬ１は、トランジスタＱ１Ａのオン時間中にキャパシタＣ２を充電し、Ｌ１に蓄積されたエネルギーは、オフ時間の間にＣ２とＣ３とに分割される。トランジスタＱ２Ａは、負荷ＬＥＤ２における電流をさらに低減することができる。
図２７の態様においては、ここでも２つの異なるＬＥＤベース負荷が、単一のインダクタを介して駆動され、負荷の一方は、他方の負荷よりも高い電圧で駆動される。図２５、２６と同様に、電圧フィードバックが、各負荷から電流調整器を介して行われる。図２７において、コントローラ＃２によって、スイッチＱ２Ａが、ＬＥＤストリング１およびＬＥＤストリング２からの電力流を分流させることが可能になる。これらのコントローラが交番することによって、ストリング１およびストリング２は、ストリング間で任意所望の比率で安定した電力流を達成することが可能になる。
図２８の態様においては、３つのＬＥＤベース負荷が、電流調整器電圧フィードバックに基づいて、単一のインダクタによって駆動され、負荷ＬＥＤ１は、ほぼ同等の電圧で動作する、負荷ＬＥＤ２、ＬＥＤ３よりも高い電圧で駆動される。図２９の態様においては、ここでも３つのＬＥＤベース負荷が、図２８に示すものと類似の配設における電流調整器電圧フィードバックに基づいて、単一のインダクタによって駆動されるが、図２９においては、負荷ＬＥＤ２またはＬＥＤ３の最小電圧を、いずれが小さいかを事前に知ることなく調整する回路が含まれている。
図３０の態様においては、３つ以上のＬＥＤストリングが、電流調整器電圧フィードバックに基づいて単一のインダクタに駆動され、ストリングＬＥＤ１は、その他の負荷よりも高い電圧で動作する。同様に、図３１の態様において、３つのＬＥＤストリングは、電流調整器電圧フィードバックに基づいて単一のインダクタで駆動され、ストリングＬＥＤ１およびＬＥＤ２は、ストリングＬＥＤ３よりも高い電圧で動作する。
図３２の態様においては、１つのＬＥＤストリングは、電流調整器電圧フィードバックに基づいて単一インダクタで駆動し、最小調整、ＰＷＭ整合電流調整器に対する修正が組み込まれている。この態様において、Ｒ１はわずかな過剰電流を供給し、この過剰電流は、ゼロデューティサイクルで動作されるときに、Ｃ２の両端の電圧の低下を防止する。Ｒ１の低圧側端子は、任意選択で、ＰＳＵコントローラのための供給電圧を引き出すことを可能にするように、接続してもよい。
図３３の態様においては、２つまたは３つのＬＥＤストリングが、電流調整器電圧フィードバックに基づいて、単一の変圧器で駆動され、ＬＥＤストリング１は、他の２つのＬＥＤストリングよりも高い電圧で動作する。図３４において、各ストリングにおける負荷、ダイオードおよびトランジスタの順序は、図３３の態様の代替実装を示すために配置し直してある。
いくつかの説明用の態様について説明したが、ここで認識すべきことは、当業者であれば様々な代替形態、修正形態、および改良形態を容易に思いつくであろうことである。そのような代替形態、修正形態、および改良形態は、本開示の一部であり、本開示の趣旨と範囲に含めることを意図するものである。本明細書において提示したいくつかの実施例は、機能または構造要素の特有の組み合わせを必要とするが、ここで理解すべきことは、それらの機能および要素は、本開示の一般教示に基づいて、その他の方法で組み合わせて、同一または異なる目的を達成することができることである。特に、一態様に関係して考察した動作、要素、および機能は、その他の態様における、類似またはその他の役割から除外することを意図するものではない。したがって、前述の説明および添付の図面は、例示としてだけのものであり、限定を意図するものではない。
Claims (21)
- ネットワークシステムへの電源の提供のための分散ＤＣ電圧の供給源と；
前記分散ＤＣ電圧の供給源に結合されている第１の装置及び第２の装置であって、各々が、
第１のスペクトルを有する第１の放射を生成する第１のＬＥＤと、
前記第１のＬＥＤに結合されており、前記第１のＬＥＤに供給される第１の電圧又は第１の電流を監視又は調整することなく前記第１の放射の第１の強度を制御する第１のフィードフォワードドライバであって、
−前記電源から引き出される入力エネルギーを蓄積し、前記第１のＬＥＤに出力エネルギーを供給する、少なくとも１つのエネルギー伝達要素、及び
−前記エネルギー伝達要素に結合されており、前記エネルギー伝達要素に蓄積されている前記入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、
を有するフィードフォワードドライバと、
を有する第１の装置及び第２の装置と；
前記第１の装置及び前記第２の装置の各々に結合されており、前記第１の装置及び前記第２の装置の各々によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度を表す情報を含む少なくとも１つの放射制御信号を生成する、少なくとも１つのネットワークコントローラと；
を有し、
前記少なくとも１つのネットワークコントローラが、前記第１の放射の所望強度が属する値域に基づいて、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに供給される前記出力エネルギーの特性を制御する、ネットワークシステム。 - 前記ネットワークコントローラは、前記情報が前記第１の装置によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度を表す第１の情報と、前記第２の装置によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度を表す第２の情報とを含むように、前記放射制御信号を生成する、請求項１に記載のネットワークシステム。
- 前記ネットワークコントローラは、前記第１の情報及び前記第２の情報が互いに独立に供給されるように、前記放射制御信号を生成する、請求項２に記載のネットワークシステム。
- 前記ネットワークコントローラは、ＤＭＸプロトコルを使用して前記放射制御信号を生成する、請求項２に記載のネットワークシステム。
- ＡＣ線電圧を受け取り、整流された電圧を出力する全波整流器と、
前記全波整流器と前記第１の装置及び前記第２の装置の各々とに結合されており、前記整流された電圧を受け取り前記分散ＤＣ電圧を出力する力率補正装置と、
を更に有する請求項１に記載のネットワークシステム。 - 前記分散ＤＣ電圧は、１５０ＶＤＣよりも大きい、請求項５に記載のネットワークシステム。
- 前記分散ＤＣ電圧は、約４００ＶＤＣである、請求項６に記載のネットワークシステム。
- 前記第１のフィードフォワードドライバは、前記エネルギー伝達要素と、前記スイッチと、少なくとも１つのダイオードとを含むエネルギー伝達装置を有しており、前記エネルギー伝達装置は、バック変換器、ブースト変換器、バック・ブースト変換器、ＣＵＫ変換器、フライバック変換器及びフォワードコンバータのうちの１つとして構成されている、請求項１に記載のネットワークシステム。
- 前記エネルギー伝達要素は、不均一巻数比を有するタップ付インダクタ又は変圧器の一方を含んでいる、請求項８に記載のネットワークシステム。
- 前記第１の装置及び前記第２の装置の各々は、前記第１のネットワークコントローラによって生成される前記少なくとも１つの放射制御信号を受け取ると共に前記第１のフィードフォワードドライバの前記第１のスイッチを制御するための第１の駆動信号を出力する少なくとも１つのプロセッサを更に有する、請求項８に記載のネットワークシステム。
- 前記プロセッサはアドレス可能な装置である、請求項１０に記載のネットワークシステム。
- 前記第１のネットワークコントローラは、ＤＭＸプロトコルを使用して前記少なくとも１つの放射制御信号を生成する、請求項１１に記載のネットワークシステム。
- 前記プロセッサは、前記第１の強度を制御するように前記第１の駆動信号の周波数及びデューティサイクルの少なくとも一方を制御する、請求項１０に記載のネットワークシステム。
- 前記プロセッサは、前記分散ＤＣ電圧及び前記少なくとも１つの放射制御信号に基づいて前記第１の駆動信号の周波数及びデューティサイクルの少なくとも一方を制御する、請求項１３に記載のネットワークシステム。
- 前記少なくとも１つのプロセッサは、パルス数変調技術を使用して前記第１の駆動信号の実効周波数を制御可能に変化させることによって、前記第１の駆動信号の周波数を制御する、請求項１３に記載のネットワークシステム。
- 前記第１の装置及び前記第２の装置の各々は、
前記第１のスペクトルとは異なる第２のスペクトルを有する第２の放射を生成する第２のＬＥＤと、
前記第２のＬＥＤに結合されており、前記第１のＬＥＤに供給される第１の電圧又は第１の電流を監視又は調整することなく前記第１の放射の第１の強度を制御する第２のフィードフォワードドライバと、
を更に有する、請求項１３に記載のネットワークシステム。 - 前記第１のネットワークコントローラは、前記放射制御信号を、前記情報が
前記第１の装置によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度及び前記第２の放射の前記第２の強度を表す第１の情報と、
前記第２の装置によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度及び前記第２の放射の前記第２の強度を表す第２の情報と、
を含むように、生成し、
前記第１の装置及び前記第２の装置の各々の前記第１のフィードフォワードドライバ及び前記第２のフィードフォワードドライバは、前記第１の情報及び前記第２の情報の対応する一方に基づいて前記第１の装置及び前記第２の装置の各々によって生成される前記第１の強度及び前記第２の強度をそれぞれ制御する、
請求項１６に記載のネットワークシステム。 - ＡＣ線電圧を受け取り、整流された電圧を出力する全波整流器と、
前記全波整流器と前記第１のフィードフォワードドライバ及び前記第２のフィードフォワードドライバの各々とに結合されており、整流された電圧を受け取り、前記分散ＤＣ電圧を出力する力率補正装置と、
を更に有する、請求項１７に記載のネットワークシステム。 - Ａ）ＤＣ供給電圧を、第１の装置及び第２の装置に分配して電源を提供するステップと、
Ｂ）前記第１の装置及び前記第２の装置の各々において、第１のＬＥＤから第１のスペクトルを有する第１の放射を生成するステップと、
Ｃ）前記第１の装置及び第２の装置の両方に、前記第１および第２の装置の各々によって生成される前記第１の放射の第１の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を伝送するステップと、
Ｄ）前記第１の装置及び前記第２の装置の各々において、前記第１のＬＥＤに供給される第１の電圧又は第１の電流を監視または調整することなく、前記第１の放射制御信号に応答して、前記第１の放射の第１の強度を、制御するステップと、
を有する方法であって、前記ステップＤ）は、更に、
前記電源から引き出される入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積するステップと、
前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに、出力エネルギーを供給するステップと、
前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、制御するステップと、
を更に有し、
前記第１の放射の所望強度が属する値域に基づいて、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに供給される前記出力エネルギーの特性が制御される、方法。 - 分散ＡＣ線間電圧の供給源と；
前記分散ＡＣ線間電圧の供給源に結合されている第１の装置及び第２の装置であって、各々が、
第１のスペクトルを有する第１の放射を生成する第１のＬＥＤと、
前記第１のＬＥＤに結合されており、前記第１のＬＥＤに供給される第１の電圧又は第１の電流を監視又は調整することなく前記第１の放射の第１の強度を制御する第１のフィードフォワードドライバであって、
−前記電源から引き出される入力エネルギーを蓄積し、前記第１のＬＥＤに出力エネルギーを供給する、少なくとも１つのエネルギー伝達要素、及び
−前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合されており、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積されている前記入力エネルギーを制御する、少なくとも１つのスイッチ、
を有するフィードフォワードドライバと、
を有する第１の装置及び第２の装置と；
前記第１の装置及び前記第２の装置の各々に結合されており、前記第１の装置及び前記第２の装置の各々によって生成される前記第１の放射の前記第１の強度を表す情報を含む少なくとも１つの放射制御信号を生成する、少なくとも１つのネットワークコントローラと；
を有し、
前記少なくとも１つのネットワークコントローラが、前記第１の放射の所望強度が属する値域に基づいて、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに供給される前記出力エネルギーの特性を制御する、ネットワークシステム。 - Ａ）ＡＣ線間電圧を、第１の装置及び第２の装置に分配するステップと、
Ｂ）前記第１の装置及び前記第２の装置の各々において、第１のＬＥＤから第１のスペクトルを有する第１の放射を生成するステップと、
Ｃ）前記第１の装置及び第２の装置の両方に、前記第１および第２の装置の各々によって生成される前記第１の放射の第１の強度を表わす情報を含む、少なくとも１つの放射制御信号を伝送するステップと、
Ｄ）前記第１の装置及び前記第２の装置の各々において、前記第１のＬＥＤに供給される第１の電圧又は第１の電流を監視または調整することなく、前記第１の放射制御信号に応答して、前記第１の放射の第１の強度を、制御可能に変更するステップと、
を有する方法であって、前記ステップＤ）は、更に、
前記電源から引き出される入力エネルギーを少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積するステップと、
前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに、出力エネルギーを供給するステップと、
前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に蓄積された前記入力エネルギーを、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素に結合された少なくとも１つのスイッチを介して、制御するステップと、
を更に有し、
前記第１の放射の所望強度が属する値域に基づいて、前記少なくとも１つのエネルギー伝達要素から前記第１のＬＥＤに供給される前記出力エネルギーの特性が制御される、方法。
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