JP3418392B2

JP3418392B2 - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JP3418392B2
Application number: JP10518589A
Authority: JP
Inventors: 章雄奥出; 元吉村; 信男岩田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 2003-06-23
Anticipated expiration: 2018-06-23
Also published as: JPH02284393A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、照明負荷の光出力を遠隔制御可能とした照
明負荷制御装置に関するものである。

［従来の技術］第15図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示して
いる。商用交流電源ACは、調光器10の電源スイッチ11を
介して、電源用配線l_A,l_Cに給電されている。調光器10
は、トライアック等の位相制御素子12とその制御部13を
含んでおり、位相制御された電圧を調光信号として制御
用配線l_Bと電源用配線l_Cの間に送出する。電源用配線
l_A,l_Cと制御用配線l_Bは蛍光灯点灯用の安定器20に接続
されている。安定器20は予熱トランス21を備えている。
この予熱トランス21は、電源用配線l_A,l_Cから給電され
た商用交流電圧を降圧して、蛍光灯22の各フィラメント
に給電するものである。一方、制御用配線l_Bの位相制御
された電圧よりなる調光信号は、補助制御部23に入力さ
れてトリガー信号に変換され、トライアック等の位相制
御素子24を位相制御する。位相制御素子24により位相制
御された交流電圧は、リーケージ型のチョークCHと力率
改善用のコンデンサCmを介して蛍光灯22の両端に印加さ
れる。インダクタL_PとコンデンサC_P及び抵抗R_Pはピーキ
ング回路を構成しており、蛍光灯22に定期的にチョーク
CHを介して高圧パルスを印加し、低照度時の安定点灯を
測っている。なお、調光器10により位相制御された電圧
は白熱灯25にも供給されており、白熱灯25はこの電圧に
より調光点灯される。したがって、調光器10の調光操作
部を操作することにより、蛍光灯22及び白熱灯25を同時
に調光制御することができる。

この種の位相制御式の照明負荷制御装置は比較的安価
に構成できる反面、調光用の位相制御素子12,24が必要
であり、位相制御により電源電圧の半サイクル内を電流
通電区間と電流休止区間とに大きく２分するので、入力
電流波形に歪みが生じて、高調波成分が増大するという
問題がある。また、位相制御により電源電圧波形の立ち
上がりが急峻になるため、騒音（及び雑音）レベルが大
きくなるという問題がある。さらに、調光器10からの出
力線l_A,l_B,l_Cの電位が全て商用交流電圧レベルであるの
で、施工時に誤結線する恐れがあり、しかも、調光器10
を構成する回路素子に耐電圧の高いものが必要となり、
コストアップの原因となるという問題がある。

次に、第16図は従来の他の照明負荷制御装置（米国特
許第4,663,570号公報参照）の概略構成を示している。
商用交流電源ACは調光器10に給電されると共に、電源用
配線l_A,l_Cを介して安定器30にも給電されている。調光
器10は調光信号発信部15を備えており、第17図に示すよ
うな矩形波電圧よりなる調光信号を発生する。この調光
信号は、周期Ｔが一定でパルス幅ｔが変化する信号であ
り、パルス高さVsは商用交流電圧レベル（強電レベル）
とされている。調光器10から出力される調光信号は、制
御用配線l_Bを介して安定器30に供給される。安定器30は
一石式のインバータ点灯装置よりなる電子バラストを用
いている。電源用配線l_A,l_Cから供給される交流電圧
は、全波整流器31によって全波整流され、平滑コンデン
サ32により平滑されて直流電圧に変換される。この直流
電圧は発振トランジスタ33のコレクタ・エミッタ間を介
して発振トランス34の１次巻線に印加されている。発振
トランス34の２次巻線には蛍光灯22とそのフィラメント
が接続されている。発振トランジスタ33のベースには、
ドライブ回路35からのドライブ信号が入力されている。
このドライブ信号に応じて発振トランジスタ33が高速で
スイッチングされることにより、発振トランス34の２次
巻線には高周波電圧が得られるものであり、この高周波
電圧により蛍光灯22が始動・点灯される。調光信号受信
部36は調光器10からの調光信号を受信して、ドライブ回
路35を調光信号に応じて制御することにより、ドライブ
信号の周波数やオン時間幅を可変とし、蛍光灯22の光出
力を可変とするものである。

ところが、この従来例にあっては、調光器10から出力
される配線l_A,l_B,l_Cの電位は全て商用交流電圧レベル
（強電レベル）であるので、制御用の配線l_Bが電源用の
配線l_A,l_Cと同じケーブル等で結線されるために、施工
時に誤結線をする恐れがあった。また、調光器10で調光
信号を発生させるために、高耐圧の回路素子を必要とす
るので、コストアップとなり、形状や重量も大きなもの
になるという問題があった。

［発明が解決しようとする課題］上述のような問題点を解決するためには、調光器10か
ら電子バラスト型の安定器30に伝送される調光信号を、
低い電圧レベル（弱電レベル）にすれば良いと考えられ
る。しかしながら、調光信号を弱電レベルとした場合に
は、その調光信号に重畳する機器の内部ノイズや外来ノ
イズの影響が大きくなることが判明した。すなわち、第
18図（ａ）に示すように、調光信号が強電レベルの場
合、信号電圧Vsに対してノイズ電圧Vnが非常に小さいた
め、ノイズの影響は何ら問題とならなかったのに対し、
第18図（ｂ）に示すように、調光信号が弱電レベルにな
ると、信号電圧Vsとノイズ電圧Vnとの判別が非常に難し
くなる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、調光信号として低い電圧レベ
ルの信号を用いた照明負荷制御装置において、機器の内
部ノイズや外来ノイズが調光信号に与える影響を低減
し、調光制御の信頼性を高めることにある。

［課題を解決するための手段］第１図は本発明に係る照明負荷制御装置の基本的な構
成を示している。この装置は、外部からの調光信号に応
じて照明負荷１の光出力を制御可能な点灯装置２と、点
灯装置２に電源３から電力を供給する電力線４と、調光
信号を発生する調光装置５と、調光信号を調光装置５か
ら点灯装置２に伝送する信号線６よりなる。この信号線
６を介して伝送される調光信号は、低い電圧レベル（弱
電レベル）とされており、第２図に示すように、オン・
デューティ（t/T）×100（％）を可変とされた矩形波電
圧よりなる。そして、調光信号におけるオン・デューテ
ィは、例えば５％〜95％の範囲で可変とされている。

［作用］第１図に示す装置において、調光信号が低電圧レベル
（弱電レベル）である場合に、ノイズ電圧が調光信号に
与える影響について考察する。

（Ａ）まず、調光信号のオン・デューティ（１周期Ｔ
に占めるパルス幅ｔの割合）が０％〜100％の範囲で変
化する場合について検討する。ここで、オン・デューテ
ィが０％のときの光出力をαとし、オン・デューティが
100％のときの光出力をβとする。第３図は調光信号の
オン・デューティと光出力との関係を示している。同図
に示すように、調光信号が０％〜100％の範囲で変化し
た場合に、光出力はα〜βの範囲で変化する。ただし、
第３図の実線においては、調光信号におけるオン・デュ
ーティの変化に対して、照明負荷の光出力が直線的に変
化する例を示しているが、その他、第３図の破線で示す
ように非線形的に変化しても良い。また、第３図ではα
＞βとなる場合を例示しているが、α＜βとなっても構
わない。

さて、このような状態で、調光信号にノイズが乗った
場合、どのようになるかを検討する。第４図は信号線に
ノイズが重畳した場合における調光信号の波形図であ
る。第４図（ａ）はオン・デューティが０％の場合にお
ける調光信号の波形図であり、本来、この場合における
光出力はαである。ところが、調光信号にノイズが重畳
されていることにより、調光信号のオン・デューティが
恰も数％あるかのように認識され、第３図の制御特性で
は、光出力はαよりも小さくなってしまう。また、第４
図（ｂ）はオン・デューティが100％の場合における調
光信号の波形図であり、本来、この場合における光出力
はβである。ところが、調光信号にノイズが重畳されて
いることにより、調光信号のオン・デューティが恰も10
0％よりも小さいかのように認識され、第３図の制御特
性では、光出力はβよりも大きくなってしまうことがあ
る。特に、前者の現象は後者の現象に比べてノイズのレ
ベルが低くても生じ得る。

一方、調光信号のオン・デューティを０％〜100％の
全範囲で変化させることなく、例えば、５％〜95％のよ
うに、下限（最小値）と上限（最大値）の少なくとも下
限側で調光信号の変化範囲に余裕を持たせると、上述の
ようなノイズ電圧による誤動作を防止できる。

第５図はオン・デューティの下限及び上限に、それぞ
れΔd₁,Δd₂の余裕を持たせた場合の制御特性を示して
いる。このようにすれば、オン・デューティが最小の調
光信号を伝送しているにも拘わらず、光出力がαよりも
小さい場合には、最小のオン・デューティを下限の５％
よりも更に小さくするように、調光装置の側でオン・デ
ューティの下限の微調整を行う（つまり、オン・デュー
ティが最小の調光信号を伝送しているときには光出力が
αになるようにオン・デューティの最小値を下方修正す
る）ことにより、所望の光出力を得ることができる。ま
た、オン・デューティが最大の場合についても同様なこ
とが言えることは自明であろう。このように、調光信号
のオン・デューティを０％〜100％の範囲で変化させる
のではなく、その変化範囲の上限及び下限のうち、少な
くとも下限側で余裕を持たせることにより、施工後の光
出力の微調整が行えると共に、機種の異なる点灯装置を
調光制御する場合に、同一の調光装置を利用できる可能
性が増大する。

なお、調光装置のオン・デューティに余裕を持たせる
範囲は５％〜95％に限定されるものではなく、余裕を持
たせながら十分な変化範囲が取れるという観点で定めれ
ば良い。適切な値としては、３〜10％が望ましい。

（Ｂ）次に、調光信号の変動による光出力の変動につ
いて考察する。第６図は調光信号を示しており、同図
（ａ）はオン・デューティを最小状態とした場合であ
り、同図（ｂ）はオン・デューティを最大状態とした場
合である。このとき、ノイズによる調光信号への影響
は、同図（ａ）の場合の方が、同図（ｂ）の場合よりも
大きくなる。例えば、同図（ａ）の状態でのパルス幅を
tmin、同図（ｂ）の状態でのパルス幅をtmax、ノイズ幅
をtnとした場合、tmin＜tmaxであるから、 tn/（tmin＋tn）＞tn/（tmax＋tn）となり、同図（ａ）の場合の方がノイズによる調光信号
への影響が大きい。このとき、ノイズレベルが変動する
と、光出力も変動するが、同図（ａ）の場合の方がノイ
ズによる光出力変動への影響が大きくなる。そして、光
出力の変動によるちらつき感、或いは複数の照明負荷間
での明るさのばらつき感は、光出力が低いほど大きくな
る。したがって、同図（ａ）の場合、すなわち、オン・
デューティを最小にしたときに、光出力を最大にする
と、ノイズによる光出力への影響は大きいが、光出力は
最大であるので、光出力の変動があっても、それによる
ちらつき感や複数の照明負荷間での明るさのばらつき感
（つまり、ノイズの乗った照明器具とノイズの乗ってい
ない照明器具との間に生じる明るさのばらつき感）は緩
和される。また、同図（ｂ）の場合、すなわちオン・デ
ューティを最大にしたときに、光出力を最小にすると、
ノイズによる光出力への影響は小さく、光出力の変動も
小さくできるので、ノイズによるちらつき感は低減でき
る。これとは逆に、同図（ａ）の場合、すなわち、オン
・デューティを最小にしたときに、光出力を最小にする
と、ノイズによる光出力への影響が大きく、しかも光出
力が最小であるために、光のちらつきが大きく感じられ
ることになる。以上の理由により、調光信号のオン・デ
ューティが最小のときは光出力を最大に、調光信号のオ
ン・デューティが最大のときは光出力を最小にすること
により、ノイズレベルの変動による光出力への影響（ち
らつき感）を小さくすることができる。

第７図は上記の考察に基づいて調光信号のオン・デュ
ーティと光出力との関係を設計した制御特性を一例とし
て示している。なお、第７図では、調光信号と光出力と
の関係を直線的に表現しているが、非線形的な関係であ
っても良い。

［実施例］第８図（ａ），（ｂ）は本発明の一実施例の回路図で
ある。以下、その回路構成について説明する。商用交流
電源ACは電源スイッチSW1を介して電力用配線l_A,l_Cに接
続されている。電力用配線l_A,l_Cには、後述の電子安定
器30（第８図（ｂ）参照）が接続されると共に、調光器
10（第８図（ａ）参照）が接続されている。調光器10か
ら出力される調光信号は、信号用配線l_B,l_Dを介して電
子安定器30に伝送されている。

まず、調光器10の構成について説明する。電力用配線
l_A,l_Cから得られた商用交流電源電圧は、降圧トランスT
₁により降圧され、ダイオードブリッジDB1により全波整
流され、平滑用コンデンサC₁により平滑されて直流電圧
となる。この直流電圧は、定電圧レギュレータIC1によ
り定電圧化された後、平滑コンデンサC₂に充電されて、
制御電源電圧Vccとなる。調光器10は三角波発振のため
に、汎用のタイマーIC（例えばシグネティックス製NE55
5）よりなるタイマー回路IC₂を有している。このタイマ
ーICは、周知のように、トリガー端子（２番ピン）が
（1/3）Vcc以下になると、トリガーされて出力端子（３
番ピン）が“High"レベルとなり、放電端子（７番ピ
ン）は高インピーダンスとなる。また、スレショルド端
子（６番ピン）が（2/3）Vccに達すると、出力端子（３
番ピン）が“Low"レベルとなり、放電端子（７番ピン）
も“Low"レベルとなる。電源端子（８番ピン）とアース
端子（１番ピン）は、制御電源電圧Vccを供給するコン
デンサC₂の両端に接続されている。また、リセット端子
（４番ピン）は電源端子（８番ピン）に接続されてお
り、周波数制御端子（５番ピン）は、デカップリングコ
ンデンサC₃を介してアース端子（１番ピン）に接続され
ている。タイマー回路IC₂の時定数回路を構成する抵抗R
₂,R₃及びコンデンサC₄の直列回路には制御電源電圧Vcc
が印加されている。抵抗R₂,R₃の接続点は、放電端子
（７番ピン）に接続され、抵抗R₃とコンデンサC₄の接続
点はスレショルド端子（６番ピン）及びトリガー端子
（２番ピン）に接続されている。これにより、コンデン
サC₄は抵抗R₂,R₃を介して（2/3）Vccまで充電され、抵
抗R₃を介して（1/3）Vccまで放電される。故に、タイマ
ー回路IC₂は無安定マルチバイブレータとして動作す
る。その矩形波発振信号は出力端子（３番ピン）から得
られるが、本実施例では同端子を抵抗R₁を介して制御電
源電圧Vccのレベルにプルアップしている。コンデンサC
₄の両端に得られる三角波電圧は、コンパレータIC₃の非
反転入力端子に印加されている。制御電源電圧Vccは、
可変抵抗器VR₁,VR₃,VR₂の直列回路により分圧されて、
可変抵抗器VR₃の摺動子（スライダー）から得られる電
圧が基準電圧としてコンパレータIC₃の反転入力端子に
印加されている。可変抵抗器VR₁とVR₃の接続点と、可変
抵抗器VR₃の摺動子との間には、特性補正用の固定抵抗R
₄が並列接続されている。コンパレータIC₃の非反転入力
端子に印加される三角波電圧が、反転入力端子に印加さ
れる基準電圧よりも小さい場合には、コンパレータIC₃
の出力端子は“Low"レベルとなる。また、コンパレータ
IC₃の非反転入力端子に印加される三角波電圧が、反転
入力端子に印加される基準電圧以上である場合には、コ
ンパレータIC₃の出力端子は“High"レベルとなる。した
がって、コンパレータIC₃の出力端子からは三角波電圧
と同じ周波数の矩形波電圧が得られる（第９図参照）。
この矩形波電圧のデューティは、可変抵抗器VR₃の設定
により決まる。また、デューティ可変範囲の上限と下限
は可変抵抗器VR₁,VR₂により決まる。コンパレータIC₃の
出力端子は、抵抗R₅を介してトランジスタQ₁のベースに
接続されている。トランジスタQ₁のエミッタは制御電源
となるコンデンサC₂の負極に接続され、コレクタは抵抗
R₆を介して同コンデンサC₂の正極に接続されると共に、
トランジスタQ₂のベースに接続されている。トランジス
タQ₂のコレクタはコンデンサC₂の正極に接続され、エミ
ッタは抵抗R₈を介してコンデンサC₂の負極に接続される
と共に、抵抗R₇を介してトランジスタQ₃のベースに接続
されている。トランジスタQ₃のエミッタはトランジスタ
Q₄のベースに接続され、トランジスタQ₃,Q₄のコレクタ
はコンデンサC₂の正極に接続されている。トランジスタ
Q₄のエミッタは抵抗R₉を介してコンデンサC₂の負極に接
続されている。そして、抵抗R₉の両端から調光信号が得
られるものである。つまり、トランジスタQ₁と抵抗R₅,R
₆によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成してお
り、トランジスタQ₂と抵抗R₈、並びにトランジスタQ₃,Q
₄と抵抗R₇,R₉によりコレクタ接地（エミッタホロア）型
のインピーダンス変換回路を構成している。なお、調光
器10の出力段にインピーダンス変換回路を配しているの
は、信号用配線l_B,l_Dが長く延長されることが多いの
で、調光信号の減衰を防止するために、調光信号を低イ
ンピーダンス化しているものである。

次に、電子安定器30の構成（第８図（ｂ）参照）につ
いて説明する。信号用配線l_B,l_Dを介して調光器10から
伝送された調光信号は、抵抗R₁₀とダイオードブリッジD
B2を介して、フォトカプラPCにおける発光ダイオードに
印加される。ここで、ダイオードブリッジDB2は、信号
用配線l_B,l_Dが逆極性に接続されていても正常に動作可
能とするために設けられている。また、フォトカプラPC
は信号用配線l_B,l_Dと電子安定器30の内部回路とを絶縁
するために設けられている。フォトカプラPCにおけるフ
ォトトランジスタのエミッタは接地され、コレクタは抵
抗R₁₁を介して制御電源電圧V_DDに接続されると共に、ト
ランジスタQ₅のベースに接続されている。トランジスタ
Q₅のエミッタは接地され、コレクタは抵抗R₁₂を介して
制御電源電圧V_DDに接続されると共に、トランジスタQ₆
のベースに接続されている。トランジスタQ₆のエミッタ
には、制御電源電圧V_DDを抵抗R₁₃と可変抵抗器VR₄で分
圧した電圧が印加されている。調光信号が“High"レベ
ルのとき、トランジスタQ₅,Q₆はオフとなり、調光信号
が“Low"レベルのとき、トランジスタQ₅,Q₆はオンとな
る。トランジスタQ₆がオフのときは、コンデンサC₁₂に
は、制御電源電圧V_DDを抵抗R₁₄と可変抵抗器VR₅で分圧
した電圧で抵抗R₁₅を介して充電される。また、トラン
ジスタQ₆がオンのときは、制御電源電圧V_DDを抵抗R₁₃と
可変抵抗VR₄,VR₅で分圧した電圧で抵抗R₁₅を介して充電
される。このとき、抵抗R₁₃と可変抵抗VR₄,VR₅で決まる
電位が抵抗R₁₄と可変抵抗VR₅で決まる電位よりも高く設
定されていれば、トランジスタQ₆のオン時間が長いほ
ど、コンデンサC₁₂の電位は高くなる。すなわち、調光
信号でオン・デューティが大きくなるにつれてコンデン
サC₁₂の電位は高くなる（第10図参照）。このコンデン
サC₁₂の電位は、バッファアンプIC₄を介してタイマー回
路IC₅の周波数制御端子（５番ピン）に入力される。こ
のタイマー回路IC₅は、タイマー回路IC₂と同じ汎用のタ
イマーIC（例えばシグネティックス社製NE555）よりな
り、抵抗R₁₆,R₁₇、コンデンサC₁₃よりなる時定数回路が
接続されて、無安定マルチバイブレータとして動作す
る。タイマー回路IC₅の周波数制御端子（５番ピン）の
電圧が高くなると、タイマー回路IC₅の発振周波数は低
くなる（第11図参照）。以上の動作をまとめると、第12
図に示すように、調光信号のオン・デューティが小さく
なれば、タイマー回路IC₅の発振周波数は低くなる。こ
のタイマー回路IC₅の出力端子（３番ピン）は、抵抗R₁₈
を介して制御電源電圧V_DDに接続されており、同端子に
は矩形波信号が出力される。この矩形波信号は、Ｄフリ
ップフロップIC₆のクロック入力端子Ｃに入力されてい
る。ＤフリップフロップIC₆のセット端子Ｓやリセット
端子Ｒは接地されており、データ入力端子Ｄには反転出
力端子Q~が接続されている。したがって、Ｄフリップフ
ロップIC₆はクロック入力端子Ｃに入力された矩形波信
号を分周するカウンタ回路として動作する。Ｄフリップ
フロップIC₆の出力端子Ｑ及び反転出力端子Q~は、それ
ぞれNAND回路IC₉及びIC₁₀における一方の入力端子に接
続され、他方の入力端子には、前記クロック信号をNOT
回路IC₇,IC₈により遅延せしめた信号が印加されてい
る。NAND回路IC₉及びIC₁₀の出力は、それぞれNOT回路IC
₁₁及びIC₁₂に入力されている。これにより、NOT回路IC
₁₁及びIC₁₂からは、所定のデッドタイムを経て交互に
“High"レベルとなるドライブ信号が得られる。NOT回路
IC₁₁の出力はトランジスタQ₇,Q₈と結合コンデンサC₁₄及
び絶縁用の駆動トランスT₄、抵抗R₁₉,R₂₀,R₂₁、ダイオ
ードD₅を介して、高電位側のトランジスタQ₉へドライブ
信号として供給される。また、NOT回路IC₁₂の出力は、
抵抗R₂₂,R₂₃,R₂₄、ダイオードD₆を介して、低電位側の
トランジスタQ₁₀へドライブ信号として供給される。

次に、電子安定器30の主回路について説明する。電力
用配線l_A,l_Cから得られる商用交流電源電圧は、ヒュー
ズFsとサージ吸収素子ZNR、雑音防止用コンデンサC₅,C₆
及びフィルタコイルFCを介してダイオードD₁〜D₄よりな
る全波整流器により全波整流され、コンデンサC₇により
平滑されて、直流電圧に変換される。この直流電圧は、
パワーMOSFETよりなるトランジスタQ₉,Q₁₀の直列回路に
印加されている。トランジスタQ₁₀の両端には、結合コ
ンデンサC₈を介して予熱トランスT₃の１次巻線が接続さ
れると共に、チョークCHとコンデンサC₉よりなる直列共
振回路が接続されている。コンデンサC₉の両端には放電
灯22が並列接続されており、この放電灯22のフィラメン
トには予熱トランスT₃の２次巻線から予熱電流が通電さ
れる。なお、ダイオードD₁〜D₄よりなる全波整流器の交
流入力側には、降圧トランスT₂の１次巻線が並列接続さ
れており、降圧トランスT₂の２次巻線出力はダイオード
ブリッジDB3により全波整流され、平滑コンデンサC₁₀に
より平滑されて、低圧直流電圧に変換される。この低圧
直流電圧は定電圧レギュレータIC₁₃により定電圧化さ
れ、コンデンサC₁₁に制御電源電圧V_DDが得られる。この
制御電源電圧V_DDにより、電子安定器30の制御回路が駆
動されているものである。

さて、点灯回路におけるチョークCHのインダクタンス
値をＬ、コンデンサC₉の容量値をＣとすると、放電灯22
の不点灯時における共振周波数f₀は、 f₀＝1/2π（LC）^1/2 となる。本実施例では、トランジスタQ₉,Q₁₀のスイッチ
ング周波数とコンデンサC₉の両端電圧の関係が第13図に
示すような特性となるように、チョークCHのインダクタ
ンス値Ｌ及びコンデンサC₉の容量値Ｃを設計している。
第13図において、破線は放電灯22の不点灯時における共
振特性、実線は放電灯22の点灯時における共振特性を示
している。つまり、トランジスタQ₉,Q₁₀はいわゆる遅相
モード（共振周波数よりもスイッチング周波数が高く、
共振回路に遅相電流が流れるモード）でスイッチング動
作を行う。このとき、トランジスタQ₉,Q₁₀のスイッチン
グ周波数が上昇すれば、放電灯22の光出力は低下する。
以上の動作をまとめると、調光信号のオン・デューティ
と放電灯22の光出力との関係は、第14図に示すような特
性となる。つまり、調光信号におけるオン・デューティ
が最小のときは、光出力設定を最大に、調光信号におけ
るオン・デューティが最大のときは、光出力設定を最小
にすることができる。

以上の回路構成によれば、本発明の第１の要旨である
調光信号の上・下限に余裕を持たせること、及び第２の
要旨である調光信号のオン・デューティが最小のときに
光出力を最大とし、オン・デューティが最大のときに光
出力を最小とすることを達成できる。

なお、調光器10や電子安定器30の構成は第８図
（ａ），（ｂ）に例示した回路に限定されるものではな
く、他の回路であっても良く、例えば、点灯回路を一石
式インバータやフルブリッジ式のインバータで構成して
も良い。

［発明の効果］本発明の照明負荷制御装置にあっては、電源電圧より
も電圧レベルの低い調光信号により点灯装置の光出力を
遠隔制御するようにしたので、調光装置の小形化とコス
トダウンを実現することができ、信号線と電力線の誤結
線を防止できるという効果があり、また、調光信号の所
定の可変範囲の少なくとも下限側に可変範囲を拡大可能
な制御範囲を設けたので、信号線へのノイズ重畳による
光出力への影響を低減できるという効果がある。

なお、調光信号は一周期に占めるパルス幅の割合で決
まるオン・デューティを可変とした矩形波電圧よりな
り、調光信号のオン・デューティを小さくしたときに照
明負荷の光出力が大きくなるように制御すれば、光出力
の変動が目立ちにくくなるという効果もある。

［図面の簡単な説明］第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第
２図は同上に用いる調光信号の波形図、第３図乃至第７
図は同上の動作説明図、第８図（ａ），（ｂ）はそれぞ
れ本発明の一実施例に用いる調光器と電子安定器の回路
図、第９図乃至第14図は同上の動作説明図、第15図は従
来例の回路図、第16図は他の従来例の回路図、第17図は
同上に用いる調光信号の波形図、第18図（ａ），（ｂ）
は同上の調光信号へのノイズ重畳の様子を示す説明図で
ある。

１は照明負荷、２は点灯装置、３は電源、４は電力
線、５は調光装置、６は信号線である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者岩田信男大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式社社内 (56)参考文献特開昭64−72497（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−82493（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−283599（ＪＰ，Ａ) 実開昭59−139999（ＪＰ，Ｕ) 実開昭58−57098（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 37/02

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】外部からの調光信号に応じて照明負荷の光
出力を制御可能な点灯装置と、点灯装置に電源から電力
を供給する電力線と、調光信号を発生する調光装置と、
調光信号を調光装置から点灯装置に伝送する信号線より
なり、前記信号線を介して伝送される調光信号は電源電
圧よりも低い電圧レベルであり、且つ、一周期に占める
パルス幅の割合で決まるオン・デューティを可変とした
矩形波電圧よりなり、前記点灯装置は調光信号のオン・
デューティが０％よりも大きい下限値から100％よりも
小さい上限値までの可変範囲内でオン・デューティが増
加するにつれて照明負荷の光出力を減少させるように照
明負荷の光出力を可変とする制御手段を備え、前記調光
装置は調光信号の前記可変範囲の少なくとも下限側に可
変範囲を拡大可能な制御範囲を有することを特徴とする
照明負荷制御装置。
【請求項２】外部からの調光信号に応じて照明負荷の光
出力を制御可能な点灯装置と、点灯装置に電源から電力
を供給する電力線と、調光信号を発生する調光装置と、
調光信号を調光装置から点灯装置に伝送する信号線より
なり、前記信号線を介して伝送される調光信号は電源電
圧よりも低い電圧レベルであり、且つ、一周期に占める
パルス幅の割合で決まるオン・デューティを可変とした
矩形波電圧よりなり、前記点灯装置は調光信号のオン・
デューティが０％よりも大きい下限値から100％よりも
小さい上限値までの可変範囲内でオン・デューティが増
加するにつれて照明負荷の光出力を増加させるように照
明負荷の光出力を可変とする制御手段を備え、前記調光
装置は調光信号の前記可変範囲の少なくとも下限側に可
変範囲を拡大可能な制御範囲を有することを特徴とする
照明負荷制御装置。
【請求項３】調光信号のオン・デューティの下限を３％
〜10％の範囲内に設定したことを特徴とする請求項１又
は２記載の照明負荷制御装置。