JP2818599B2

JP2818599B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2818599B2
Application number: JP63213016A
Authority: JP
Inventors: 淳上岡
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-08-26
Filing date: 1988-08-26
Publication date: 1998-10-30
Anticipated expiration: 2013-10-30
Also published as: JPH0261997A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、インバータ装置を用いて放電灯を高周波点
灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］従来、インバータ装置を用いて蛍光灯を高周波点灯さ
せる放電灯点灯装置が広く用いられている。また、イン
バータ装置の出力を可変として蛍光灯を調光点灯させる
調光機能付きの電子安定器も知られている。さらに、よ
り深い調光レベルまでの調光制御を可能とするために、
間欠的に始動パルス電圧を印加し、この始動パルス電圧
の間の電圧を可変とすることにより、調光を行う方式も
提案されている。

［発明が解決しようとする課題］ところが、上述のような調光機能付きの電子安定器を
用いて放電灯を調光した場合に、浅い調光レベル（比較
的明るい調光レベル）において、放電灯のちらつきや光
出力急変を生じるという問題があり、また、放電灯の始
動時においても光出力急変を生じることがあった。

まず、浅い調光レベルにおける放電灯のちらつきや光
出力急変の原因について説明する。蛍光灯のような熱陰
極型の放電灯を一般の安定器を用いて点灯する場合、フ
ィラメントを予熱すると共に、ランプ電流となる電子が
フィラメントに衝突して、フィラメントが加熱されるこ
とにより、フィラメント上に輝点（スポット）が生成さ
れ、この輝点より主たる電子が放出される。一方、調光
安定器においても、定格点灯時においては、一般の安定
器と同様の挙動を示すが、深いレベルまで調光した場合
には、前述の電子とフィラメントの衝突が減少し、フィ
ラメントの温度が低下するため、輝点が生成されにくく
なる。このため、蛍光灯を定格点灯状態から、より深い
レベルまで連続的に調光する場合、その過程において、
輝点の存在するモードから輝点の存在しないモードへと
移行する調光レベルが存在することとなる。この結果、
前記調光レベルの前後で放電灯の光出力急変が生じた
り、その過渡的状態において、点灯モードが不安定とな
って、放電灯のちらつきを生じるものと考えられる。

次に、放電灯始動時における光出力急変について説明
する。説明のために、放電灯を理想的なインピーダンス
成分、すなわちランプ電圧が放電開始電圧より小さけれ
ば抵抗が無限大であり、放電開始電圧以上であれば導電
体として有限な抵抗値を持つ成分と、現実の放電灯のイ
ンピーダンス成分とに別けて考える。

第７図において、ランプ電圧Vlaを放電開始電圧以上
に昇圧して、放電灯laを始動するわけであるが、ランプ
電圧Vlaを昇圧する際に、放電を開始しない状態では理
想的なインピーダンス成分Z₀は無限大であり、その電流
I_Z0は零である。一方、現実の放電灯のインピーダンス
成分Z₁は有限であるため、Vla/Z₁なる電流I_Z1が流れる
こととなる。そして、ランプ電圧Vlaを更に昇圧し、ラ
ンプ電圧Vlaが放電開始電圧に達した瞬間、インピーダ
ンス成分Z₀は有限の抵抗値Z₀₁を持つこととなる。この
ため、今までI_Z0＝０であったのが、Vla/Z₀₁なる電流が
追加的に流れ始めることとなり、結果として、放電灯の
光出力は急激に増大することとなる。

ここで、インピーダンス成分Z₀，Z₁に流れる電流Ｉに
対し、インダクタのような電流制限要素を用いて急峻な
電流変化を抑制した場合においても、今までインピーダ
ンス成分Z₁のみに流れていた電流I_Z1がインピーダンス
成分Z₀にも分流されることとなり、放電灯の光出力は急
激に増大する。

以上、放電灯始動時における光出力急変の原理につい
て簡単に説明したが、放電灯と並列にインピーダンス素
子が接続された安定器においては、そのインピーダンス
素子が上述のインピーダンス成分Z₁に並列接続される訳
であるから、光出力急変はより激しいものとなる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、定格点灯状態から深いレベル
まで調光しても、放電灯のちらつきや光出力の急変を生
じることがなく、安定な始動並びに調光点灯が行える放
電灯点灯装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題
を解決するために、第１図に示すように、高周波発生回
路１と、高周波発生回路１の負荷となる放電灯２と、高
周波発生回路１の負荷電流休止区間を制御する第１の調
光制御手段３と、負荷電流休止区間制御以外の負荷電力
制御を行う第２の調光制御手段４とを備えることを特徴
とするものである。

ここで、上記放電灯２の始動時及びフィラメントに輝
点が生成されない調光レベルにおいては、必ず負荷電流
休止区間が存在するように調光制御を行うものである。
したがって、放電灯２の光出力を減光する場合には、第
１の調光制御手段３により負荷電流休止区間を長くして
減光した後、第２の調光制御手段４により更に減光し、
反対に、光出力を増光する場合には、第２の調光制御手
段４により増光した後、第１の調光制御手段３により負
荷電流休止区間を短くして更に増光するものである。

なお、第２の調光制御手段４による調光制御区間ｔは
40μsecよりも大きく設定し、この調光制御区間ｔと第
１の調光制御手段３によるランプ電流休止区間とを合わ
せた時間Ｔは20msec未満とし、ランプ電流休止区間を最
大としたときのt/Tの値、つまりt/Tの最小値は1/5以下
に設定することが望ましい。

［作用］本発明にあっては、このように、放電灯２が始動した
とき、及びフィラメントに輝点が生成されないときに
は、ランプ電流休止区間が必ず存在するものとしたか
ら、巨視的に見た場合、ランプ電流の変化量が小さくな
り、放電灯のちらつきや、光出力急変を防止することが
できるものである。また、ランプ電流休止区間制御のみ
を用いる調光制御に比べると、調光制御の自由度が大き
くなっているため、放電灯の光出力が低いときに、ちら
つきや光出力急変が最も生じにくいように、ランプ電流
休止区間を設定できるものである。特に、第１の調光制
御手段と第２の調光制御手段の動作区間を適切に設定す
れば、放電灯のちらつき、光出力急変を人間の眼に感じ
させないレベルまで低減することが可能となるものであ
る。

［実施例１］第１図は本発明の最も基本的な実施例のブロック回路
図である。この放電灯点灯装置において、放電灯２の光
出力を増光する場合には、まず、調光信号IIにより、第
２の調光制御手段４で増光するものとする。このとき、
ランプ電流Ilaには休止区間が存在するものとする。第
２の調光制御手段４で増光した後、調光信号１により、
第１の調光制御手段３でランプ電流の休止区間を狭めて
増光し、定格点灯に至らせるものとする。ただし、第１
の調光制御手段３による調光制御に移行する前に、放電
灯２の始動及び輝点生成による点灯モードへの移行は完
全に行われているものとする。なお、放電灯２を減光す
る場合には、増光とは全く逆の過程により減光するもの
とする。

このように制御することによって、放電灯２の始動
と、輝点生成による点灯モードと輝点生成によらない点
灯モードとの移行が、第２の調光制御手段４による調光
時に行われることとなる。その場合、ランプ電流休止区
間が存在するため、ランプ電流休止区間が存在しない従
来の調光制御方式に比べて、巨視的に見たランプ電流の
変化量が少なくなり、放電灯２のちらつきや光出力急変
を回避できることとなる。

［実施例２］第２図は本発明の他の実施例のブロック図である。本
実施例にあっては、より深いレベルまで安定して調光で
きるように、低光束安定点灯手段５を備えたものであ
る。その具体的な回路構成を第３図に示す。第３図
（ａ）は主回路の構成を示しており、同図（ｂ）は制御
回路の構成を示している。

まず、主回路の構成について説明する。商用交流電源
ACには、正の半サイクルで導通するダイオードD₁を介し
てコンデンサC₃が接続されると共に、負の半サイクルで
導通するダイオードD₂を介してコンデンサC₄が接続され
ている。各コンデンサC₃，C₄には抵抗R₁，R₂がそれぞれ
並列接続されている。コンデンサC₃，C₄は直列に接続さ
れており、コンデンサC₃の正端子とコンデンサC₄の負端
子の間には、商用交流電源ACを倍電圧整流及び平滑した
高い直流電圧が得られる。なお、商用交流電源ACとダイ
オードD₁，D₂の間に挿入されたフィルタ回路は、コンデ
ンサC₁，C₂とトランスT₁及び非線形抵抗素子ZNRよりな
り、高周波ノイズが電源ラインに漏洩することを防止し
ている。また、ヒューズＦは過電流防止用である。

コンデンサC₃の正端子は、パワーMOSFETよりなるスイ
ッチング素子Q₁と、限流用のインダクタL₁を介して、平
滑用のコンデンサC₅の正端子に接続されている。コンデ
ンサC₅の負端子は、コンデンサC₄の負端子に接続される
と共に、フライホイール電流通電用のダイオードD₃のア
ノード・カソード間を介して、スイッチング素子Q₁とイ
ンダクタL₁の接続点に接続されている。コンデンサC₅の
両端には抵抗R₃が並列接続されている。スイッチング素
子Q₁がオンされると、コンデンサC₃，C₄から、スイッチ
ング素子Q₁、インダクタL₁を介してコンデンサC₅に電流
が流れ、インダクタL₁には電磁エネルギーが蓄積され
る。スイッチング素子Q₁がオフされると、インダクタL₁
の電磁エネルギーがダイオードD₃を介してコンデンサC₅
に放出される。これによって、周知の降圧チョッパー回
路を構成している。このコンデンサC₅に充電される直流
電圧は、コンデンサC₃，C₄の直列回路に得られる電圧よ
りも低い。

コンデンサC₅に得られた直流電圧は、逆流阻止用のダ
イオードD₄を介して、パワーMOSFETよりなるスイッチン
グ素子Q₃，Q₄の直列回路に印加されている。一方のスイ
ッチング素子Q₄の両端には、直流分カット用の結合コン
デンサC₆と、インダクタL₂を介して、放電灯laと共振用
コンデンサC₇の並列回路が接続されている。スイッチン
グ素子Q₃，Q₄は交互にオン、オフされ、これによって、
スイッチング素子Q₄の両端には、矩形波状の電圧が発生
する。この矩形状の電圧は、直流分カット用の結合コン
デンサC₆を介して、インダクタL₂と共振用コンデンサC₇
よりなるLC直列共振回路に交流電圧として印加され、コ
ンデンサC₇の両端に共振作用によって生じる高電圧によ
り放電灯laが始動・点灯する。

一方、コンデンサC₃，C₄の直列回路に得られた高い直
流電圧は、パワーMOSFETよりなるスイッチング素子Q₂，
Q₄の直列回路に印加されている。スイッチング素子Q₄の
両端には、上述のように、結合コンデンサC₆を介してLC
共振回路を含む負荷回路が接続されている。したがっ
て、上述のスイッチング素子Q₃，Q₄の直列回路を含む回
路を第１の高周波発生回路とすれば、このスイッチング
素子Q₂，Q₄の直列回路を含む回路は第２の高周波発生回
路を構成しており、両者はスイッチング素子Q₄と、結合
コンデンサC₆、及び負荷回路を共用している。以上の第
１及び第２の高周波発生回路を含めて、第２図に示す高
周波発生回路１が構成されている。ここで、スイッチン
グ素子Q₂，Q₄よりなる高周波発生回路は始動・点灯維持
用インバータを構成しており、スイッチング素子Q₃，Q₄
よりなる高周波発生回路は調光用インバータを構成して
いる。前者は、ダイオードD₁，D₂、抵抗R₁，R₂、コンデ
ンサC₃，C₄から成る倍圧整流平滑回路から給電されてお
り、その電源電圧は約282Vである。また、後者は前記倍
圧整流平滑回路の出力をスイッチング素子Q₁とダイオー
ドD₃インダクタL₁、コンデンサC₅及び抵抗R₃より構成さ
れる降圧チョッパー回路の出力電圧を電源としている。

インダクタL₂とコンデンサC₇を含む共振系について
は、最低調光レベルでの始動時、すなわち始動・点灯維
持用インバータが４周期動作した後、調光用インバータ
が４周期動作した状態で、放電灯laが始動し、且つ0.5
％未満の調光レベルとなるように、また、全点灯時、す
なわち常に282Vを給電されている状態では、ランプ電流
が定格電流以上流れるように設計されている。

なお、ダイオードD₄は、スイッチング素子Q₂がオンし
たときに、スイッチング素子Q₃のドレイン・ソース間に
寄生する逆並列ダイオードを介して、コンデンサC₃，C₄
から降圧チョッパー回路のコンデンサC₅に電流が逆流す
ることを防ぐために設けられている。コンデンサC₃とス
イッチング素子Q₂の間には、ダイオードD₄に相当する素
子が設けられていないが、これはコンデンサC₃，C₄の電
圧がコンデンサC₅の電圧よりも高いので、スイッチング
素子Q₃がオンしても、スイッチング素子Q₂のドレイン・
ソース間に寄生する逆並列ダイオードを介して、コンデ
ンサC₅からコンデンサC₃，C₄に電流が流れ込む恐れはな
いからである。

次に、第３図（ｂ）に示す制御回路部について説明す
る。スイッチング素子Q₄の駆動回路は、トランスT₁₀と
抵抗R₁₇，R₁₈及びダイオードD₁₀，D₁₁よりなる。トラン
スT₁₀の１次巻線のセンタータップは制御電源に接続さ
れ、１次巻線の一端は駆動用スイッチング素子Q₁₁を介
して接地され、１次巻線の他端はダイオードD₁₀を介し
て接地されている。トランスT₁₀の２次巻線の一端はス
イッチング素子Q₄のソースに接続され、他端は順バイア
ス用の抵抗R₁₇及び逆バイアス用のダイオードD₁₁を介し
てスイッチング素子Q₄のゲートに接続されている。スイ
ッチング素子Q₄のゲート・ソース間には、抵抗R₁₈が並
列接続されている。今、駆動用スイッチング素子Q₁₁が
オンされて、トランスT₁₀の１次巻線の一端が接地され
ると、トランスT₁₀の１次巻線のセンタータップに印加
された制御電源により１次巻線に電流が流れ、トランス
T₁₀の２次巻線に接続された抵抗R₁₇，R₁₈の直列回路に
電流が流れて、抵抗R₁₈の両端に生じる電圧により、ス
イッチング素子Q₄のゲート・ソース間が順バイアスされ
て、スイッチング素子Q₄がオンされるものである。次
に、駆動用スイッチング素子Q₁₁がオフされて、トラン
スT₁₀の１次巻線に流れる電流が断たれると、この電流
を流し続けるべく、ダイオードD₁₀を介して制御電源に
回生電流が流れる。このとき、トランスT₁₀の２次巻線
には逆起電力が発生し、ダイオードD₁₁を介して抵抗R₁₈
に流れる電流により、抵抗R₁₈の両端にはスイッチング
素子Q₄のゲート・ソース間を逆バイアスする電圧が発生
し、ゲート・ソース間容量の蓄積電荷は急速に放電さ
れ、スイッチング素子Q₄は速やかにオフされるものであ
る。

パワーMOSFETよりなるスイッチング素子Q₂，Q₃の駆動
回路も同様の構成を有し、同様の動作を行う。つまり、
スイッチング素子Q₃の駆動回路を構成するトランスT₁₁
と抵抗R₁₉，R₂₀及びダイオードD₁₂，D₁₃、スイッチング
素子Q₂の駆動回路を構成するトランスT₁₂と抵抗R₂₁，R
₂₂及びダイオードD₁₄，D₁₅は、上述のスイッチング素子
Q₄の駆動回路を構成するトランスT₁₀と抵抗R₁₇，R₁₈及
びダイオードD₁₀，D₁₁にそれぞれ対応する。よって、こ
れらについての重複する説明は省略する。

制御電源については特に図示していないが、商用交流
電源ACから降圧トランスと全波整流器及び平滑コンデン
サを用いて得ることができる。また、そのアースライン
をスイッチング素子Q₁のソースと一致させておけば、ス
イッチング素子Q₁の駆動回路はトランスT₁₀〜T₁₂のよう
な絶縁要素を用いずに構成することができる。もっと
も、本実施例において、スイッチング素子Q₁をトランス
を介さずに直接駆動しているのは、後述のように、スイ
ッチング素子Q₁のオン・デューティの変化幅を大きくす
るためである。

発振回路IC₁はチョッパー用スイッチング素子Q₁の駆
動信号を発振しており、発振回路IC₂はインバータ用ス
イッチング素子Q₂〜Q₄の駆動信号を発振している。これ
らの発振回路IC₁，IC₂は、いずれもスイッチングレギュ
レータ用の制御用IC（日本電気株式会社製造μPC494C）
よりなる。この制御用ICは、周知のように、電源端子
（12番ピン）とアース端子（７番ピン）の間に制御電源
を印加されて使用され、コンデンサ端子（５番ピン）と
アース端子間に接続されるコンデンサと、抵抗端子（６
番ピン）とアース端子間に接続される抵抗との時定数に
応じた周波数で発振する発振器を内蔵している。その第
１の発振出力は、第１のオープンコレクタ端子（８番ピ
ン）と第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）の間が
短絡される状態と開放される状態が交番することにより
得られ、第２の発振出力は、第２のオープンコレクタ端
子（11番ピン）と第２のオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡される状態と開放される状態が交番する
ことにより得られる。ここで、出力制御端子（13番ピ
ン）をアースレベルに落としたときには、１石用のシン
グル・エンド動作を行い、第１の発振出力は第２の発振
出力と一致するものであり、出力制御端子を基準電圧出
力端子（14番ピン）に得られる基準電圧Vrefのレベルに
設定したときには、２石用のプッシュプル動作を行い、
第１の発振出力と第２の発振出力は所定のデッドオフタ
イムを経て、反対の状態を取る。このデッドオフタイム
は、基準電圧Vref又は制御電源Vccのレベルを分圧し
て、デッドオフタイム制御端子（４番ピン）に入力する
ことにより、設定できる。なお、非反転入力端子（１番
ピン,16番ピン）と反転入力端子（２番ピン,15番ピン）
は、パルス幅制御用のコンパレータの入力端子であり、
パルス幅制御を行わない場合には、前者をアースレベル
にプルダウンし、後者を制御電源Vccのレベルにプルア
ップしておくものである。また、フィードバック端子
（３番ピン）はパルス幅制御用の帰還入力端子であり、
使用しない場合には開放しておくものである。

本実施例にあっては、発振回路IC₁の電源端子（12番
ピン）を制御電源に接続し、アース端子（７番ピン）及
び非反転入力端子（１番ピン,16番ピン）をアースライ
ンに接続し、抵抗R₁₀を介して反転入力端子（２番ピン,
15番ピン）を制御電源Vccにプルアップしている。出力
制御端子（13番ピン）は基準電圧出力端子（14番ピン）
と接続してプッシュプル動作させているが、第１及び第
２の発振出力（８番〜11番ピン）は使用していない。コ
ンデンサ端子（５番ピン）に接続されたコンデンサC₁₀
と、抵抗端子（６番ピン）に接続された可変抵抗VR₁の
時定数により、発振回路IC₁の発振周期が決定される。
コンデンサC₁₀の電圧は、発振周期に応じて上昇と降下
を繰り返すが、この電圧はコンパレータCP₁の非反転入
力端子に印加されている。コンパレータCP₁の反転入力
端子には、制御電源電圧を可変抵抗VR₂にて分圧した基
準電圧が印加されている。コンパレータCP₁は、例えば
μPC272のようなオープンコレクタ出力の電圧比較器で
ある。本実施例では、コンパレータCP₁の出力は抵抗R₁₁
を介して制御電源電圧にプルアップされると共に、否定
回路G₁〜G₃にて反転及び波形整形してMOSFETよりなるス
イッチング素子Q₁₀のゲートに印加されている。スイッ
チング素子Q₁₀のソースはアースラインに接続され、ド
レインは抵抗R₁₂を介して制御電源電圧にプルアップさ
れている。このスイッチング素子Q₁₀のドレイン・ソー
ス間に生じる電圧は、チョッパー回路のスイッチング素
子Q₁のゲート・ソース間に印加されており、スイッチン
グ素子Q₁を駆動している。

コンパレータCP₁の非反転入力端子に印加されるコン
デンサC₁₀の電圧が、反転入力端子に印加される基準電
圧よりも高くなると、コンパレータCP₁の出力は“High"
レベルとなり、否定回路G₁〜G₃を介してスイッチング素
子Q₁₀のゲート電位は“Low"レベルとなって、スイッチ
ング素子Q₁₀がオフとなり、スイッチング素子Q₁のゲー
ト・ソース間電圧が“High"レベルとなるので、スイッ
チング素子Q₁がオンとなる。また、コンパレータCP₁の
非反転入力端子に印加されるコンデンサC₁₀の電圧が、
反転入力端子に印加される基準電圧以下になると、コン
パレータCP₁の出力は“Low"レベルとなり、否定回路G₁
〜G₃を介してスイッチング素子Q₁₀のゲート電位は“Hig
h"レベルとなって、スイッチング素子Q₁₀がオンとな
り、スイッチング素子Q₁のゲート・ソース間電圧が“Lo
w"レベルとなるので、スイッチング素子Q₁はオフとな
る。したがって、コンパレータCP₁の反転入力端子に印
加される基準電圧を可変抵抗VR₂にて操作することによ
り、スイッチング素子Q₁のオン・デューティを制御する
ことができ、降圧チョッパー回路の出力電圧を調整する
ことができるものである。

このスイッチング素子Q₁のオンデューティは、可変抵
抗VR₂の分圧比を変えることにより、０〜100％の範囲で
可変とすることができる。そして、スイッチング素子Q₁
のオンデューティを０〜100％の範囲で変化させること
により、チョッパー回路の出力電圧を０〜100％、すな
わち０〜282Vの範囲で変化させることができる。このよ
うに、スイッチング素子Q₁のオンデューティの変化幅が
大きいため、パルストランスによるスイッチング素子Q₁
の駆動は困難であり、本実施例では、スイッチング素子
Q₁₀のドレインをスイッチング素子Q₁のゲートに直接接
続して直接駆動を行っているものである。

次に、発振回路IC₂では出力制御端子（13番ピン）を
基準電圧出力端子（14番ピン）の基準電圧のレベルとし
てプッシュプル動作させており、オープンエミッタ端子
（９番,10番ピン）を接地すると共に、各オープンコレ
クタ端子（11番,8番ピン）に得られる発振出力をそれぞ
れ否定回路G₄，G₅にて反転及び波形整形して、インバー
タ駆動用の第１及び第２の基本信号を得ている。これら
の第１及び第２の基本信号は、論理積回路AND₁，AND₂の
一方の入力信号とされている。各論理積回路AND₁，AND₂
の出力は、それぞれMOSFETよりなるスイッチング素子Q
₁₁，Q₁₂のゲートに接続されている。これらのスイッチ
ング素子Q₁₁，Q₁₂は、前述のように、スイッチング素子
Q₄，Q₃の各駆動回路におけるトランスT₁₀，T₁₁の一端に
それぞれ接続されて、スイッチング素子Q₄，Q₃を駆動し
ている。

この発振回路IC₂のコンデンサ端子（５番ピン）は、
発振回路IC₁のコンデンサ端子（５番ピン）と共通接続
されており、マスタースレーブ動作を行っている。した
がって、発振回路IC₂の発振周波数は発振回路IC₁と同じ
周波数となる。また、発振出力のデューティ比は、基準
電圧出力端子（14番ピン）に得られる基準電圧を可変抵
抗VR₃によって分圧した電圧をデッドオフタイム制御端
子（４番ピン）に入力することにより決定される。な
お、反転入力端子（２番ピン,15番ピン）は抵抗R₁₃を介
して制御電源Vccのレベルにプルアップしてあり、非反
転入力端子（１番ピン,16番ピン）はアースレベルにプ
ルダウンしている。

次に、スイッチング素子Q₂の制御信号は、インバータ
駆動用の第１及び第２の基本信号のうち、否定回路G₅か
ら得られる第２の基本信号を論理積回路AND₈により必要
に応じてゲートすることにより得られる。論理積回路AN
D₈のゲート信号は、カウンター回路IC₃にて作成してい
る。このカウンター回路IC₃は、例えばμPD4040よりな
り、インバータ駆動用の第２の基本信号をカウントして
いる。そして、その出力を論理回路により論理演算し、
論理積回路AND₆の出力には、８周期分“High"レベル、1
20周期分“Low"レベルの信号が得られ、論理積回路AND₇
の出力には、４周期分“High"レベル、124周期分“Low"
レベルの信号が得られるようにしている。論理積回路AN
D₇の出力は、論理積回路AND₈によって否定回路G₅の出力
と論理積演算され、スイッチング素子Q₁₃のゲート信号
となっている。このように、始動・点灯維持用インバー
タは、その発振回路のみならず、休止区間までも正確に
カウントすることにより、完全にインバータの動作周波
数と同期を取っている。

次に、ランプ電流休止区間の設定、換言すれば、イン
バータの動作区間の設定は、カウンター回路IC₃におけ
る論理積回路AND₆の出力を否定回路G₁₁にて反転した信
号をトリガーとしたタイマー回路IC₄の出力により行わ
れる。このタイマー回路IC₄の出力は、上述の論理積回
路AND₁，AND₂の他方の入力に接続されており、タイマー
回路IC₄の出力が“High"レベルであるときにのみ、イン
バータは動作可能となる。

タイマー回路IC₄は汎用のタイマーIC（シグネティッ
クス製NE555）よりなる。このタイマー回路IC₄は、周知
のように、トリガ端子（２番ピン）が（1/3）Vcc以下に
なると、トリガされて出力端子（３番ピン）が“High"
レベルとなり、放電端子（７番ピン）は高インピーダン
スとなる。また、スレショルド端子（６番ピン）が（2/
3）Vccになると出力端子（３番ピン）が“Low"レベルと
なり、放電端子（７番ピン）も“Low"レベルとなる。電
源端子（８番ピン）は制御電源Vccのラインに接続さ
れ、アース端子（１番ピン）はアースラインに接続され
ている。また、リセット端子（４番ピン）は制御電源Vc
cに接続されており、周波数制御端子（５番ピン）は、
デカップリングコンデンサC₁₂を介してアースラインに
接続されている。タイマー回路IC₄の時定数回路を構成
する可変抵抗VR₄とコンデンサC₁₁の直列回路には、制御
電源Vccの電圧が印加されている。可変抵抗VR₄とコンデ
ンサC₁₁の接続点は、タイマー回路IC₄のスレショルド端
子（６番ピン）及び放電端子（７番ピン）に接続されて
おり、これによって、タイマー回路IC₄は、単安定マル
チバイブレータとして動作するものである。

この単安定マルチバイブレータは、タイマー回路IC₄
の入力端子（２番ピン）が“Low"レベルとなってトリガ
されると、出力端子（３番ピン）が“High"レベルとな
り、放電端子（７番ピン）が高インピーダンス状態とな
って、コンデンサC₁₁が可変抵抗VR₄を介して充電され、
その充電電圧がスレショルド端子（６番ピン）のスレシ
ョルド電圧（2/3）Vccに達すると、出力端子（３番ピ
ン）と放電端子（７番ピン）は“Low"レベルとなり、コ
ンデンサC₁₁が放電されて、次のトリガを待つものであ
る。タイマー回路IC₄の出力端子（３番ピン）が“High"
レベルとなる時間は、可変抵抗VR₄とコンデンサC₁₁の時
定数により決定され、この時間がインバータの動作区間
となる。インバータ動作区間は、トリガー信号の関係か
ら、８周期分〜128周期分まで可変とされる。

次に、本実施例の動作について説明する。

第４図（ａ）は第２の調光制御手段（降圧チョッパー
回路）による調光動作時における各部の動作波形を示し
ており、第５図（ａ）は第１の調光制御手段（休止区間
制御）による調光動作時における各部の動作波形を示し
ている。また、第４図（ｂ）及び第５図（ｂ）は、それ
ぞれ第４図（ａ）及び第５図（ａ）の要部拡大波形を示
している。

本実施例では、調光時における放電灯のちらつきや光
出力急変に対する対策として、高電圧印加区間と、調光
区間と、インバータ休止区間を設け、インバータ休止区
間を前２者の区間と比較して非常に長く設定し、前記調
光区間において降圧チョッパー回路の出力電圧を可変と
することにより調光を行い、輝点を生成してから、イン
バータ休止区間を狭めることによって、全点灯させるよ
うにしている。具体的には、１区間128周期中に、４周
期の高電圧印加区間と、４周期〜124周期可変の調光区
間と、前記調光区間に対応して120周期〜０周期可変の
インバータ休止区間を設けている。そして、深い調光レ
ベルでは、第４図に示すように、休止区間を最長の120
周期とし、４周期の高電圧印加区間と４周期の調光区間
を設ける。この調光区間における印加電圧のレベルを上
げて行くことにより調光を行い、輝点が生成される点灯
モードに移行させる。ここでも、点灯モードが変化する
調光レベルでは光出力急変や、ちらつきは生じるが、12
0周期のインバータ休止区間が存在するため、１区間（1
28周期）としては、ブレイクの前後でのランプ電流変化
量は少なく、光出力急変やちらつきが改善されることと
なる。その後、第５図に示すように、調光区間を４周期
から124周期に広めると共に、インバータ休止区間を120
周期から０周期に狭めることにより、明るいレベルに調
光し、全点灯に移行させる。

また、放電灯の始動時の光出力急変についても上記動
作により改善される。まず、４周期の高電圧印加区間と
４周期の調光区間により始動させる。このとき、降圧チ
ョッパー回路により調光区間における印加電圧のレベル
は低く設定しておけば、放電路は形成されず、管両端の
みが発光する。次に、降圧チョッパー回路により調光区
間における印加電圧のレベルを上げて行くと、放電路が
ブレイクされ、管全体が発光するようにする。ここで
も、ブレイクした瞬間には、ある程度の光出力の変動は
生じるが、120周期のインバータ休止区間が存在するた
め、１区間（128周期）としては、ブレイクの前後での
ランプ電流の変化量が少なく、始動時の光出力急変が大
幅に改善されることとなる。

［実施例３］第６図は本発明のさらに他の実施例のブロック図であ
る。本実施例にあっては、ランプ電流休止区間制御によ
る第１の調光制御手段３と、第２の調光制御手段４のほ
かに、第３の調光制御手段６を追加したものである。こ
のような回路構成を用いることにより、第１の調光制御
手段３と、第３の調光制御手段６による各調光制御幅、
例えば、周波数制御では周波数変化幅、入力電圧制御で
は入力電圧変化幅、デューティ制御ではデューティ変化
幅を小さく抑えることができる。

例えば、実施例２の具体回路例では、第２の調光制御
手段４として降圧チョッパー回路による入力電圧振幅制
御を用いているが、その変化幅は０〜282Vである。しか
しながら、降圧チョッパー回路は、一般に出力を上げる
にしたがって、入力電流歪が大きくなる。そこで、第３
の調光制御手段６として、例えば周波数制御方式を併用
すれば、降圧チョッパー回路による入力電圧の変化幅を
小さくすることができ、入力電流歪が大きい高出力領域
（例えば141V〜282V）を用いる必要がなくなる。

もちろん、第２の調光制御手段４が入力電圧制御以外
の調光制御方式であっても、第３の調光制御手段６を併
用する効果はある。例えば、第２の調光制御手段４が周
波数制御方式である場合、その周波数変化幅が大きい
と、雑音対策が困難となるが、第３の調光制御手段６を
併用することにより、第２の調光制御手段４における周
波数変化幅を小さくすることができ、雑音対策が容易と
なる。

また、第２の調光制御手段４にデューティ制御方式を
用いた場合、デューティ変化幅が大きいと、オン・デュ
ーティを絞り過ぎることにより、突入電流が流れたり、
スイッチング素子に流れる電流が進相波形になったりす
るが、第３の調光制御手段６を併用することにより、オ
ン・デューティを余り絞り込む必要がなくなり、突入電
流や進相波形の発生を防ぐことができるものである。

［発明の効果］本発明によれば、上述のように、ランプ電流休止区間
制御による第１の調光制御と、ランプ電流休止区間制御
以外の第２の調光制御とを用いて放電灯を調光すること
により、ランプ電流急変に伴うちらつき、光出力急変が
生じる調光レベルでは必ずランプ電流休止区間を設ける
ことが可能となり、したがって、巨視的に見たランプ電
流の変化量を小さくし、ちらつきや光出力急変が人間の
眼には感じられないレベルまで低減できるという効果が
ある。

なお、低光出力時の調光制御をランプ電流休止区間制
御以外の第２の調光制御手段にて行い、高光出力時の調
光制御をランプ電流休止区間による第１の調光制御手段
にて行うようにすれば、ランプ電流休止区間制御のみで
調光を行う場合に比べて調光制御の自由度が大きくな
り、放電灯のちらつきや光出力急変の抑制効果が最も高
くなるように、ランプ電流休止区間制御を行うことが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロック
図、第２図は本発明の他の実施例の概略構成を示すブロ
ック図、第３図（ａ），（ｂ）は同上の具体回路構成を
示す回路図、第４図及び第５図は同上の動作波形図、第
６図は本発明のさらに他の実施例の概略構成を示すブロ
ック図、第７図は従来例の動作説明図である。１は高周波発生回路、２は放電灯、３は第１の調光制御
手段、４は第２の調光制御手段である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波発生回路と、高周波発生回路の負荷
となる放電灯と、高周波発生回路の負荷電流休止区間を
制御する第１の調光制御手段と、負荷電流休止区間制御
以外の負荷電力制御を行う第２の調光制御手段とを備え
ることを特徴とする放電灯点灯装置。