WO2006121093A1

WO2006121093A1 - モータ駆動システムの制御装置およびそれを備える電動車両

Info

Publication number: WO2006121093A1
Application number: PCT/JP2006/309442
Authority: WO
Inventors: Masaki Okamura
Original assignee: Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Priority date: 2005-05-10
Filing date: 2006-05-01
Publication date: 2006-11-16
Also published as: JP2006320039A; CN101288222B; JP4706324B2; CN101288222A; US20080218111A1; EP1881596A1; EP1881596A4; US7723945B2; EP1881596B1

Abstract

矩形波制御ブロック（４００）により、コンバータ（１２）の出力電圧（ＶＨ）を振幅とする矩形波電圧が交流モータ（Ｍ１）へ印加される。交流モータ（Ｍ１）のトルク制御は、基本的には、トルク偏差（ΔＴｑ）に応じて矩形波電圧の電圧位相（φｖ）を変化させることにより行なわれる。モータ回転数（Ｎｍｔ）が急激に変化した場合には、ＶＨ指令値修正部（３２０）により、モータ回転数の変化比に応じてコンバータ（１２）の出力電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を設定する。これにより、制御応答性があまり高くないトルクフィードバック制御を待つことなく、モータ回転数の急変に対応させてモータ印加電圧を変化させてモータ電流の制御性を向上できる。

Description

明細書モータ駆動システムの制御装置およびそれを備える電動車両技術分野

この発明は、モータ駆動システムの制御装置およびそれを備える電動車両に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流モータへ印加するモータ駆動システムの制御装置に関する。背景技術 ' 直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムでは、一般的には交流モータを高効率に駆動するためにべクトル制御に基づく正弦波 RWM (Pulse Width Modulation) 制御に従ってモータ電流が制御される。

しカゝしながら、正弦波 P WM制御方式では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、回転速度の高い領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波 P WM制御方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な変調方式の採用が提案されている。

たとえば、特開 2 0 0 0 _ 5 0 6 8 9号公報（特許文献 1 ) には、高回転域での出力向上のために矩形波電圧を交流モータに印加して、この交流モータを回転駆動する制御構成（以下、「矩形波制御方式」とも称する）において、'トルク指令値と実際のトルクとの偏差に基づいてこの矩形波電圧の位相を制御することによって交流電動機のトルク制御を行なうことが提案されている。

また、上記矩形波制御方式と正弦波 P WM制御方式の中間的な電圧波形を利用する「過変調 P WM制御方式」をさらに採用したモータ駆動システムをハイプリッド自動車に適用した構成が開示されている（たとえば、「ェコとパワーを両立するトヨタのモータ制御技術」、 Θ經ものづくり 2 0 0 4年 8月号、 p . 8 9— 9 5 ) 。このモータ駆動システムでは、正弦波 PWM制御、過変調 PWM制御および矩形波制御の 3制御方式を、モータ運転条件（代表的にはトルク .回転数）によって適切に切換えて使用する。

さらに、モータ電流フィードバック制御においてィンバータの出力電圧が飽和したときに、モータに流れる電流にも高調波が重畳することになる点を考慮して、検出されたモータ電流からフィルタ演算部によって高調波成分を除去した後に、モータ電流フィードバック制御を行なう構成が開示されている（たとえば、特開平 9— 2 1 5 3 9 8号公報：特許文献 2 ) 。

ここで、正弦波 PWM制御方式よりもインバータ出力電圧の基本波成分が大きい変調方式、代表的には上記矩形波制御方式および過変調制御方式では、交流モ —タの中回転域および高回転域での出力向上が可能となる一方で、モータ印加電圧の電圧波形を歪ませるため、正弦波 P WM制御方式と比較して制御応答性が低下する。

なぜなら、矩形波制御方式では、操作量がモータ印加電圧（矩形波電圧）の位相のみとなるため、印加電圧の振幅および位相の 2つを操作量として採用できる正弦波 PWM制御方式と比較して制御性が低下するからである。また、モータ印加電圧波形に歪みが大きくなることからモータ電流の歪み成分も大きくなり、上記特許文献 2と同様のフィルタ処理（たとえば、時定数：数十 ra s程度）が必要となり、この面からも制御遅れが棻生してしまう。

また、過変調制御方式でも、モータ電流の歪み成分が大きくなる点は同様であるため、上記フィルタ処理によって正弦波 PWM制御方式と比較して制御性が低 _¾.下してしまう。 - このため、矩形波制御方式および過変調制御方式のような、正弦波 P WM制御方式よりもインバータ出力電圧の基本波成分が大きい変調方式では、モータ回転数（単位時間の回転数を意味し、回攀云逮度と同義。以下同じ）の急変時にモータ印加電圧の制御応答が遅れることにより、モータ電流が乱れてしまうおそれがある。特に、モータ電流が増大方向に発散するように乱れると、過電流 '過電圧の発生によってシステム停止や機器破壊といった不具合の発生につながる可能性がある。また、上記のような制御応答性の低下に起因する過電圧 ·過電流発生のおそれに過度に対応してシステム構成機器の定格（耐圧 ·電流容量等）を設計す.ると、製造コストの上昇を招いてしまう。発明の開示

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、正弦波 PWM制御方式よりもインバータ出力電圧（モータ印加電圧）の基本波成分が大きい変調方式に従って交流モータを制御するモータ駆動システムの制御装置において、交流モ一タ回転数の急変時にモータ電流を適切に制御することである。

本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、直流電庄を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムを制御する。制御装置は、電流検出部と、回転速度検出部と、制御方式選択部と、第 1のモータ制御部と、第 2のモータ制御部と、回転速度変化発生検出部と、モータ電圧修正部とを備える。電流検出部は、交流モータに供給されるモータ電流を検出する。回転速度検出部は、交流モータの回転速度を検出する。制御方式選択部は、交流モータの運転条件に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第 1のモータ制御部は、制御方式選択部がベクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第 1の制御方式を選択した場合に、電流検出部によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。第 2のモータ.制御部は、制御方式選択部が正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大ぎい電圧を出力する変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第 2の制御方式を選択した場合に、電流検出部によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。回転速度変化発生検出部は、回転速度検出部の出力に基づき、第 2の制御方式の選択中において、交流モータに所定以上の回転速度変化が発生したことを検出する。モータ電圧修正部は、回転速度変化発生検出部によって所定以上の回転速度変化発生が検出された場合に、第 2のモータ制御部による交流モ一タへの印加電圧を回転速度変化に応じて修正する。

本明による電動車両は、駆動輪を駆動するためのトルクを発生するように構成された交流モータと、直流電圧を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを含んで構成されたモータ駆動システムと、モータ駆動システムを制御するための制御装置とを含む。制御装置は、電流検出部と、回転速度検出部と、制御方式選択部と、第 1のモータ制御部と、第 2のモータ制御部と、回転速度変化発生検出部と、モータ電圧修正部とを備える。電流検出部は、交流モータに供給されるモータ電流を検出する。回転速度検出部は、交流モータの回転速度を検出する。制御方式選択部は、交流モータの運転条件に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第 1のモータ制御部は、制御方式選択部がべクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第 1の制御方式を選択した場合に、電流検出部によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。第 2のモータ制御部は、制御方式選択部が正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第 2の制御方式を選択した場合に、電流検出部によって検出されたモータ電流に基づいてトルク制御を行なう。回転速度変化発生検出部は、回転速度検出部の出力に基づき、第 2の制御方式の選択中において、交流モータに所定以上の回転速度変化が発生したことを検出する。モータ電圧修正部は、回転速度変化発生検出部によって所定以上の回転速度変化発生が検出された場合に、第 2のモータ制御部による交流モータへの印加電圧を回転速度変化に応じて修正する。

上記モ一タ駆動システムの制御装置およぴ電動車両によれば、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式（代表的には、過変調 PWM制御方式および矩形波制御方式）に従って交流モータを制御する場合に、制御対象である交流モータの回転速度（単位時間当たりの回転数）が急変したときには、発生した回転速度変化に応じて交流モータへの印加電圧を修正することができる。したがって、交流モータのモータ電流検出に基づく第 2の制御方式によるフィードバック制御に制御遅れがあっても、交流モータの回転速度変化に応じた修正制御を行なうことができる。この結果、交流モータの回転速度急変時に、モータ電流を'適切に制御してモータ電流が過大となることを防止できる。これにより、システム構成機器の保護が図られる他、これら構成機器の定格（耐圧 -電流容量等）の設計に関する安全度を低減させることができるので、製造コストの抑制にも寄与できる。

好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、モータ駆動システムは、ィンバータへ入力される直流電圧のレベルを電！ ΐ指令値に従って可変制御するコンバータをさらに備える。さらに、モータ電圧修正部は、回転速度変化発生検出部によつて所定値以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、回転速度変化に応じてコンバータの電圧指令値を設定するように構成される。

上記モータ駆動システムの制御装箧によれば、ィンバータへの入力電圧の電圧レベルを可変制御可能な構成において、交流モータの回転変動時には、発生した回転速度変化に応じてィンバータへの入力電圧を修正することによって、第 2の制御方式（過変調 PWM制御または矩形波制御方式）による制御遅れを防止する方向に交流モータへの印加電圧を増加あるいは減少させることができる。これにより、モータ回転速度急変時におけるモータ電流の増大を防止することができる。

.また好ましくは、本努明によるモータ,駆動システムの制御装置では、第 2のモータ制御部は、矩形波制御部を含む。矩形波制御部は、インバータへ入力された, 直流電圧を振幅とする矩形波電圧が交流モータに印加され、かつ、矩形波電圧がトルク指令値に対するトルク偏差に応じた位相を有するようにィンバータのスィツチングを制御する。さらに、モータ電圧修正部は、回転速度変化発生検出部によ、つて所定以上の回転速度減少が検出された場合に、矩形波電圧に回転速度変化に応じたデューティ比率を強制的に設けるようにインバータのスィツチングを制御するように構成される。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、矩形波制御方式において、交流モータの回転速度が急激に減少した場合に、交流モータに印加される矩形波電圧にデューティ比率を強制的に設けることによって交流モータの回転速度減少に応じて交流モータへの印加電圧を減少させることができる。したがって、交流モータの回転速度急減時に矩形波制御'方式の制御遅れによって過電流が発生することを防止できる。

あるいは好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第 2 のモータ制御部は、演算部と、パルス幅変調部とを含む。演算部は、トルク指令値に応じた電流指令値に対するモータ電流の偏差に応じて交流モータへの印加電圧の電圧指令値を生成する。パルス幅変調部は、電圧指令値に従ってインバータのスイッチングを制御する。さらに、モータ電圧修正部は、回転速度変化発生検出部によつて所定値以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、演算部によつて生成された電圧指令値を回転速度変化に応じて修正して、パルス幅変調部へ伝達するように構成される。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、過変調 P WM制御方式において、交流モータめ回転速度が急激に変動した場合に、電圧指令値（d軸電圧， q軸電圧）を修正することによって、過変調 PWM制御による制御遅れを防止する方向に交流モータへの印加電圧を増加あるいは減少させることができる。したがって、交流モータの回転速度急変時に過変調 PWM制御方式の制御遅れによって過電流が発生することを防止できる。

さらに好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、モータ電圧修正部は、交流モータの回転速度減少時における回転速度変化に対する交流モータへの印加電圧の修正度合いを、交流モータの回転速度上昇時における修正度合いよりも大きく設定する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの特性上、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転速度急減時において、モータ電流制御の遅れに起因して過電流が発生することをより効果的に防止できる。

本発明によるモータ駆動システムの制御装置およびそれを備えた電動車両によれば、正弦波 PWM制御方式よりもインバータ出力電圧（モータ印加電圧）の基本波成分が大きい変調方式に従ったモータ制御において、交流モータの回転数 (回転速度）の急変時（たとえば、電動車両走行中のスリップ、グリップ努生時における車両駆動力発生用モータの回転数急変時）にモータ電流を適切に制御することができる。図面の簡単な説明

図 1は、本努明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。図 2は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。図 3は、制御方式の選択手法を説明するフローチヤ一トである。

図 4は、モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。

図 5は、正弦波 P WM制御方および過変調 P WM制御方式における制御ブ口ック図である。

図 6は、矩形波制御方式における制御プロック図である。

図 7は、矩形波制御方式でのモータ回転数急変時におけるモータ電流の乱れ発生を説明する動作波形図である。

図 8は、図 7での V I I I領域の拡大図である。

図 9は、実施の形態 1に従うモータ駆動システムの制御装置によるシステム電圧制御を説明するフローチャートである。

図 1 0は、実施の形態 1に従うモータ駆動システムの制御装置によるモータ回転数急変時における制御動作を説明する図である。

図 1 1は、図 1 0での X I領域の拡大図である。

図 1 2は、実施の形態 1に従うモータ駆動システムの制御装置による P WM制御方式の制御ブロック図である。

図 1 3は、実施の形態 2に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御の制御ブロック図である。

図 1 4は、矩形波制御方式時の通常での各相モータ電圧を示す波形図である。図 1 5は、図 1 3に示した矩形波デューティ制御部の動作を説明するブローチヤートである。

図 1 6は、実施の形態 2に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御方式でのモータ回転数急減時における制御動作を説明する図である。'

図 1 7は、図 1 6での X V I I領域の拡大図である。 .

図 1 8は、実施の形態 3に従うモータ駆動システムの制御装置による： PWM制御の制御ブロック図である。

図 1 9は、図 1 8に示した電圧指令修正部の動作を説明するフローチャートである。発明を実施するための最良の形態 • 以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。

(実施の形態 1 )

図 1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。図 1を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム 100は、直流電圧発生部 10 #と、平滑コンデンサ COと、インバータ 14と、交流モータ Mlとを備える。

交流モータ Mlは、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両に搭載された駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータ Mlは、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータ Mlは、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部 10 #は、直流電源 Bと、システムリレー SRI, SR2と、平滑コンデンサ C 1と、昇降圧コンバータ 12とを含む。

直流電源 Bは、 -ッケル水素またはリチゥムイオン等の二次電池や燃料電池、あるいは両者の組合せから成る。直流電源 Bが出力する直流電圧 Vbは、電圧センサ 10によって検知される。電圧センサ 10は、検出した直流電圧 Vbを制御装置 30へ出力する。

システムリレー SR1は、直流電源 Bの正極端子および電力線 6の間に接続され、システムリ I ^一 SR2は、直流電源 Bの負極端子およびアース線 5の間に接続される。システムリレー SR1， SR2は、制御装置 30からの信号 SEによりオンノオフされる。より具体的には、システムリレー SR1， SR2は、制御装置 30からの H (論理ハイ）レベルの信号 SEによりオンされ、制御装置 30 からの L (論理ロー）レベルの信号 SEによりオフされる。平滑コンデンサ C 1 は、電力線 6およびアース線 5の間に接続される。

昇降圧コンバータ 12は、リアクトルし 1と、電力用半導体スイッチング素子 Q 1 , Q2と、ダイオード D l, D 2とを含む。

電力用スイッチング素子 Q 1および Q 2は、電力線 7およびアース線 5の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子 Q1および Q2のオン .オフは、制御装置 30からのスイッチング制御信号 S 1および S 2によって制御される。この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に • 「スイッチング素子」と称する）としては、 I GBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 、電力用 MO S (Metal Oxide Semiconductor) トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子 Ql, Q 2に対しては、逆並列ダイオード D l， D 2が配置されている。

リアクトノレ L 1は、スイッチング素子 Q 1および Q 2の接続ノードと電力線 6 の間に接続される。また、平滑コンデンサ COは、電力線 7およびアース線 5の間に接続される。

インバータ 14は、電力線 7およびアース線 5の間に並列に設けられる、 U相アーム 15と、 V相アーム 1 6と、 W相アーム 1 7とカゝら成る。各相アームは _Λ 電力線 7およびアース線 5の間に直列接続されたスィツチング素子から構成される。たとえば、 U相アーム 1 5は、スイッチング素子 Q3， Q4から成り、 V相アーム 16は、スイッチング素子 Q 5, Q 6力ら成り、 W相アーム 17は、スィツチング素子 Q 7， Q 8力ら成る。また、スイッチング素子 Q 3〜Q 8に対して、逆並列ダイォード D 3〜D 8がそれぞれ接続されている。スィツチング素子 Q 3 〜Q8のオン ·オフは、制御装置 30からのスィツチング制御信号 S 3〜S 8によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータ Mlの各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータ Mlは、 3'相の永久磁石モータであり、 U， V， W相の 3つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コィルの他端は、各相アーム 1 5〜17のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ 1 2は、昇圧動作時には、直流電源 Bから供給された直流電圧 Vbを昇圧した直流電圧（インバータ 14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ 14へ供給する。より.具体的には、制御装置 30からのスイツチング制御信号 S 1 , S 2に応答して、スィツチング素子 Q 1のオン期間および Q 2のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ 12は、降圧動作時【こは、平滑コンデンサ COを介してインバータ 14から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源 Bを充電する。より具体的には、制御装置 30からのスィッチング制御信号 S 1， S 2に応答して、スイッチング素子 Q 1のみがオンする期間と、スイッチング素子 Q l， Q 2の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサ COは、昇降圧コンバータ 12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ 14へ供給する。電圧センサ 13は、平滑コンデンサ COの両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値 VH を制御装置 30へ出力する。 ―

インバータ.14は、交流モータ Mlのトルク指令値が正（Tq c om>0) の場合には、平滑コンデンサ COから直流電圧が供給されると制御装置 30力ゝらのスィツチング制御信号 S 3〜S 8に応答した、スィツチング素子 Q 3〜Q 8のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流モータ Mlを駆動する。また、インバータ 14 は、交流モータ Mlのトルク指令値が零の場合（Tq c om=0) には、スイツチング制御信号 S 3〜S 8に応答したスィツチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流モータ M 1を駆動する。これにより、交流モータ Mlは、トルク指令値 T q c omによつて指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム 100が搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータ Mlのトルク指令値 T q c omは負に設定される（Tq c om<0) 。この場合には、インバータ 14は、スイッチング制御信号 S 3〜S 8に応答したスイッチング動作により、交流モータ Mlが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサ COを介して昇降圧コンバータ 1 2へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイプリッド自動車または電気自動車を運転するドライバ一によるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させるこ.とを含む。

電流センサ 2 4は、交流モータ M lに流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置 3 0へ出力する。なお、三相電流 i u , i v , i wの瞬時値の和は零であるので、図 1に示すように電流センサ 2 4は 2相分のモータ電流（たとえば、 V相電流 i Vおよび W相電流 i w ) を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ） 2 5は、交流モータ M lのロータ回転角 Θを検出し、その検出した回転角 Θを制御装置 3 0へ送する。制御装置 3 0では、回転角 Θ に基づき交流モータ M lの回転数（回転速度）を算出する。

制御装置 3 0は、外部に設けられた電子制御ユニット（E C U) から入力されたトルク指令値 T q c o m, 電圧センサ 1 0によつて検出されたバッテリ電圧 V b、電圧センサ 1 3によって検出されたシステム電圧 V Hおよび電流センサ 2 4 からのモータ電流 i v， i w_s 回転角センサ 2 5からの回転角 0に基づいて、後述する方法により交流モータ M lがトルク指令値 T q c o mに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ 1 2およびィンバータ 1 4の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ 1 2およびインバータ 1 4を上記のように制御するためのスイッチング制御信号 S 1〜S 8を生成して、昇降圧コンバータ 1 2およびィンバータ 1 4へ出力する。

昇降圧コンバータ 1 2の昇圧動作時には、制御装置 3 0は、平滑コンデンサ C 0の出力電圧 V Hをフィードバック制御し、出力電圧 V Hが電圧指令値となるようにスィッチング制御信号 S 1 , S 2を生成する。

また、制御装置 3 0は、ハイプリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す.信号 R G Eを外部 E C Uから受けると、交流モータ M 1で発電された交流電圧を直流亀圧に変換するようにスィツチング制御信号 S 3〜 S 8を生成してインバータ 1 4：へ出力する。これにより、インバータ 1 4は、交流モータ M lで発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ 1 2へ供給する。

さらに、制御装置 30は、ハイプリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号 RGEを外部 ECUから受けると、インバ一タ 14 から供給された直流電圧を降圧するようにスィツチング制御信号 S 1 , S 2を生成し、昇降圧コンバータ 1 2へ出力する。これにより、交流モータ Mlが発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源 Bに供給される。

さらに、制御装置 30は、システムリレー SR I, SR2をオンオフするための信号 S Eを生成してシステムリレー SR 1， SR 2へ出力する。

次に、制御装置 30によって制御される、インバータ 14における電力変換について詳細に説明する。

図 2に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム 100では- モータ制御、より具体的にはインバータ 14における電力変換について 3つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波 P WM制御方式は、一般的な P WM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスィツチング素子のオン ·オフを、正弦波状の讒圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上ァーム素子（図 1での Q3， Q 5, Q7) のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子（図 1での Q4, Q6, Q8) のオン期間に対応するローレべノレ期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波 PWM制御方式では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の 0. 61倍までしか高めることができない。

一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が 1 ： 1の矩形波 1パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は 0. 78まで高められる。

過変調 PWM制御方式は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波 P WM制御方式と同様の P 制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を 0. 61〜0. 78の範囲まで高めることができる。

交流モータ Mlでは、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり.、その必要電圧が高くなる。コンバータ 1 2による昇圧電圧すなわち、システム電圧 VHは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。そ' の一方で、コンバータ 1 2による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値 (VH最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（VH最大電圧）より低い領域では、正弦波 PWM制御方式または過変調 PWM制御方式による最大トルク制御が適用されて、べクトル制御に従ったモータ電流制御によつて出力トルク力 Sトルク指令値 T q c o mに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大 ί直（VH最大電圧）に達すると、システム電圧 VHを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図 3のフローチャートに示されるように、図示しない E C Uによって、ァクセル開度等に基づく車両要求出力より交流モータ M lのトルク指令値 T q c o mが算出される（ステップ S 1 0 ) のを受けて、制御装置 3 0は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータ M lのトルク指令値 T q c o mおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップ S 2 0 ) 、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（VH最大電圧）との関係に従って、弱め界磁制御

(矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波 PWM制御方式ノ過変調 PW M制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップ S 3 0 ) 。最大トルク制御適用時に、正弦波 PWM制御方式および過変調 PWM制御方式のいずれを用いるかについては、べクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータ M lの運転条件に従って、図 2に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。この結果、図 4に示されるように、低回転数域 A 1ではトルク変動を小さくするために正弦波 P WM制御方式が用いられ、中回転数域 A 2では過変調 P WM制御方式、高回転数域 A 3では、矩形波制御方式が適用される。特に、過変調 PW M制御方式および矩形波制御方式の適用により、交流モータ M 1の出力向上が実現される。このように、図 2に示した制御方式をいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図 5は、制御装置 30によって実行される、正弦波 P WM制御方式および過変調 PWM制御方式における制御ブロック図である。なお、図 5に示す制御ブロック図は、制御装置 30によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現される。

図 5を参照して、 P WM制御ブロック 200は、電流指令生成部 210と、座標変換部 220， 250と、回転数演算部 230と、 P I演算部 240と、 PW M信号生成部 260とを含む。

電流指令生成部 2' 10は、予め作成されたテーブル等に従って、交流モータ M

1のトノレク指令値 T q c o mに応じた、 d軸電流指令値 I d c o mおよび q軸電流指令値 I q c orQを生成する。

座標変換部 220は、回転角センサ 25によって検出される交流モータ Mlの回転角 0を用いた座標変換（3相→2相）により、電流センサ 24によって検出された V相電流 i Vおよび W相電流 i Vを基に、 d軸電流 i dおよび q軸電流 i qを算出する。回転数演算部 230は、回転角センサ 25からの出力に基づいて、交流モータ Mlの回転数 Nm tを演算する。

P I演算部 240には、 d軸電流の指令値に対する偏差 Δ I d (Δ I d= I d c om- i d) および q軸電流の指令値に対する偏差 Δ I q ( Δ I q = I q c o m- i q) が入力される。 P I演算部 240は、 d軸電流偏差 Δ I dおよび q軸電流偏差 Δ I qのそれぞれについて、所定ゲインによる P I演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じた d軸電圧指令値 V d #および q軸電圧指令値 Vq#を生成する。

標変換部 250は、交流モータ Mlの回転角 Θを用いた座標変換（2相→3 相）によって、 d軸電圧指令値 Vd#および q軸電圧指令値 #を1；相、 V相、 W相の各相電圧指令値 Vu， Vv， Vwに変換する。なお、 d軸， q軸電圧指令値 Vd#,' Vd#から各相電圧指令値 Vu, V V, Vwへの変換には、システム電圧 VHも反映される。

P WM信号生成部 260は、各相における電圧指令値 V u, V V, V wと所定の搬送波との比較に基づいて、図 1に示したスィツチング制御信号 S 3〜S 8を生成する。インバータ 14力 PWM制御ブロック 200によって生成されたスィツチング制御信号 S 3〜S 8に従ってスィツチング制御されることにより、交流モータ Mlに対してトルク指令値 Tq c omに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述のように、過変調 PWM制御方式時には、 P WM信号生成部 260における PWM変調時に用いられる搬送波が、正弦波 PW M制御方式時の一般的なものから切換えられる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム制御システムでは、制御モード判定部 300と、 VH指令値生成部 310と、 P WM信号生成部 350とがさらに設けらる。

制御モード判定部 300は、図 3に示したフローチャートに従って最大トルク , 制御（正弦波 PWM制御方式 Z過変調 PWM制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波 P WM制御方式および過変調 P WM制御方式の一方を選択する。

制御モード判定部 300は、 P I演算部 240によって生成された d軸電圧指令値 Vd#および q軸電圧指令値 Vq#を用いて、下記（1) ，（2) 式に従つて線間電圧振幅 V a mpを算出する。

Vamp= | Vd# | · c o s + | Vq# | ■ s i n ··· (1)

t a n (i>=Vq#/Vd# ··· (2) '

さらに、制御モード判定部 300は、システム電圧 VHに対する上記演算による線間電圧振幅 Vampの比である変調率 Km dを下記（3) 式に従って演算する。

Kmd=Vamp/VH#〜（3)

制御モード判定部 300は、上記の演算により求められた変調率 Km dに従つて、正弦波 PWM制御方式および過変調 P.WM制御方式の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部 300による制御方式の選択は PWM信号生成部 260における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調 PWM制御方式時には、 PWM信号生成部 260における PWM変調時に用いられる搬送波:^、正弦波 P WM制御方式時の一般的なものから切換えられる。 . VH指令値生成部 3 1 0は、図 3に示したフローチャートに従い、交流モータ Ml トルク指令値 T q c omおよび回転数 Nm tに応じて、システム電圧 VH の制御指令値 VH# (以下、電圧指令値 VH とも称する）を生成する。

P WM信号生成部 3 50は、電圧センサ 1 0によつて検出されたバッテリ電圧 Vb、現在のシステム電圧 VHに基づき、コンバータ 1 2の出力電圧が電圧指令値 V H #となるように、所定の P WM制御方式に従って、スィツチング制御信号 S 1, S 2を生成する。

このような構成とすることにより、交流モータ Mlの出力トノレタカ Sトルク指令値 T q c omと一致するように、モータ電流（ i d, i q) のフィードバック制御が行なわれる。なお、過変調 P 制御方式時には、座標変換部 220による検出されたモータ電流（i V , i w) から d軸電流 i d , q軸電流 i qへの変換時に、歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

次に、図 6を用いて、矩形波制御方式時における制御プロック図を説明する。図 6を参照して、矩形波制御プロック 400は、電力演算部 4 1 0と、トルク演算部 420と、 P I演算部 430と、矩形波発生器 440と、信号発生部 4 5 0とを含む。なお、図 6に示す制御ブロック図についても、制御装置 3 0によつて実行される所定プログラムに従つた制御演算処理によって実現される。

電力演算部 4 1 0は、電流センサ 24による V相電流 i Vおよび W相電流 i w から求められる各相電流と、各相（U相， V相、 W相）電圧 Vu, Vv, Vwとにより、下記（4) 式に従ってモータへの供給電力（モータ電力） Pm tを算出する。

Pm t = i u - Vu+ i v - Vv+ i w - Vw … （4)

トルク演算部 420は、電力演算部 4 1 0によって求められたモータ電力 Pm tおよび回転角センサ 25によって検出される交流モータ Mlの回転角 Θから算出される角速度 ωを用いて、下記（5) 式に従ってトルク推定値 T qを算出する。

T q = Pm t/ω ··· (5)

P I演算部 4 30へは、トルク指令値 c omに対するトルク偏差 AT q (AT q. = T q c om-T q) が入力される。？ 1演算部430は、トルク偏差厶 T qについて所定ゲインによる P I演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相 (ί» Vを設定する。具体的には、正トルク発生（Tq c om>0) 時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（T q c omく 0) 時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器 440は、 P I演算部 430によって設定された電圧位相 φ Vに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス） Vu, Vv, Vwを発生する。信号発生部 450は、各相電圧指令値 Vu， Vv, Vwに従ってスイッチング制御信号 S 3〜S 8を発生する。インバータ 14がスイッチング制御信号 S 3〜S 8に従つたスィツチング動作を行なうことにより、電圧位相 φ Vに従った矩形波パルス力モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできる PWM制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。また、電力演算部 410における電力演算（式（4) ) の際には、検出されたモータ電流（i v, i w) 力ら歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

図 7には、モータ制御モードが、正弦波 PWM方式（I) および過変調 PWM 方式（I I) を経て矩形波制御方式（I I I) となった状態でモータ回転数が急変した場合の動作が示される。このようなモータ回転数の急変は、たとえば、交流モータ Mlが車両駆動用モータとして搭載されたハイプリッド車両（電動萆両）において、車両が低 μ路または高 μ路を通過するときに車輪がスリップあるいはグリップすることで発生する。

モータ回転数の急増時（スリップ時）には、本来は、モータ電流が徐々に増加するように制御すべきところ、上述したような、矩形波制御方式での制御遅れの影響により、モータ印加電圧を速やかに変ィヒさせることができず、モータ電流を所望の状態に追従させることが困難である。また反対に、モータ回転数の急減時 (スリップ時）には、モータ電流を徐々に減少させるような制御が行なわれるべきところ、モータ制御性の遅れにより電流振幅が過大となってしまう可能性がある。この場合には、直流電源 B (バッテリ）からの電流出力も大きくなり、モー · タ駆動システム内部に過電流 ·過電圧が発生する可能性がある。

" 図 8には、図 7に示した車両グリップ時におけるモータ電流の挙動を詳細にするために、図 7での V I I I領域（モータ回転数の急減区間）の拡大図を示している。

図 8を参照して、基本的にはシステム電圧（コンバータ出力電圧） VHが一定の下でインバータ出力電圧（すなわち、モータ印加電圧）は矩形波制御されるため、その制御性が低いことに起因して、モータ回転数の急変に追従できずにモータ電流の振幅が増大方向に乱れてしまう。

図 8に示した現象を回避するために、実施の形態 1に従うモータ,駆動システムの制御装置では、図 6で示した VH指令値修正部 320により、以下に説明するシステム電圧制御を行なう。

図 9を参照して、 VH指令値修正部 320は、ステップ S 100では、その時点でのモータ回転数 Nmt ( i ) をサンプリングする。さらに、ステップ S 1 1 0では、 V H指令値修正部 320は、ステップ S 100で今回サンプリングしたモータ回転数 Nmt ( i ) と、 nサンプル前 (n :所定の自然数）におけるモータ回転数 Nmt ( i— n) との回車云数差が、所定の判定値 Δ N jよりも大きいかどうかの判定により、モータ回転数の急変を検知する。すなわち、ステップ S 1 1 Qでは、下記 (6) 式が成立するか否かが判定される。

I Nm t ( i ) 一 Nmt (i— n) | > ΔΝ j ■·· (6)

ステップ S I 10が NO判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップ S 130により、 VH指令生成部 3 10によつて生成された電圧指令値 VH#を修正することなく、そのままコンバータ 1 2の電圧指令値 VH#として採用する。一方、ステップ S 110が YE S判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知された場合には、ステップ S 120により、 VH指令値修正部 320 は、 VH電圧指令値 VH#を、回転数変化に応じて下記（7) 式に従って修正する。

このように、 VH指令値修正部 320は、モータ回転数の比に従って、システム電圧 VHの指令値を修正する。なお、式（7) 中の kは、調整係数（k>0) である。さらに、 VH指令ィ直修正部 320は、ステップ S 140では、ステップ S 120または S 130を経て決定された電圧指令値 VH#を、 nサンプル後でのシステム電圧制御に備えて記憶する。

ここで、モータ回転数の変動とモータ電圧との関係について説明する。

周知のとおり、同期モータにおける d軸および q軸上での電圧方程式は、下記 (8) ，（9) 式で示される。

Vd = Ra · id - iy · Lq■ iq "'(8) Vq = · Ld · id + Ra■ iq + ω · ^ ··· (9) なお、（8) ，' (9) 式において、 R aは電気子卷線抵抗を示し、 ωは交流モ —タ Mlの電気角速度を示し、は永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低回転領域で寄与し、回転数上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波制御方式が高回転数域で利用される（図 2) ことを考慮すると、（8) , (9) 式での卷線抵抗成分は無視できる。このこめ、上記（2) ， (3) 式は、矩形波制御方式時には、下記（10) ,

(11) 式で示される。なお、（10) , (11) 式は、中回転数域で利用される過変調 PWM制御方式時にも成立する。

Vd = · Lq · iq .·'(10) Vq = ω^Ld■id + ω = ω(Ld■id + ) ·'·(11) また、電気角速度 ωは、モータ回転数 Nmtと下記（12) 式の関係にある.。 ω= 2 π ■ f = 2 π■ (Nmt/60) - p ■·· (12)

なお、式（12) において、 ίは電気周波数（図 8に示したインバータ出力電圧 1相分の周期の逆数）であり、 ρは交流モータ Mlの極対数である。

式（12) を、式（10) , (1 1) 式に代入すると、下記（1 3) ， (1 4) 式が得られる。

Vd = -2π - (Nmt/ 60) · p · Lq · iq —(13) Vq = 2^-(Nmt/60)-p-(Ld-id + ^) …ひ

(13) , (14) 式から理解されるように、 d軸電圧 Vdおよび q軸電圧 V qは、モータ回転数 Nmtに比例する。このため、下記（15) 式に示すように. モータ端子電圧（線間電圧） Vrもモータ回転数 Nmtに比例する。

Vr = (Vd² + Vq²)

ー（15) したがって、モータ回転数の急変時には、 VH指令修正部 32 CMこよって上記ステップ S 120のようにコンバータ 12の電圧指令値 VH#を修正することにより、回転数比に従ってインバータ入力電圧（すなわちシステム電圧 VH) を変化させる。これにより、制御応答性の低いモータ電流に基づくトルク（電力）ブイ一ドバック制御を待つことなぐ、フィードフォヮ一ド制御的にモータ印加電圧を回転数比に従って低下あるいは増大させることができる。

図 10および図 11には、実施の形態 1に従うモータ駆動システムの制御装置によるモータ回転数急変時における制御動作が示される。

図 10には、図 7と同一の条件のモータ回転数急変時において、図 9に示した VH指令値 (VH#) 修正制御を行なうことにより、モータ電流の増大が抑制された動作例が示される。

図 11は、図 10における X I領域（モータ回転数の急減区間）でのコンパ一タ出力電圧、インバ一タ出力電圧（モータ印加電圧）およびモータ電流の推移を示す拡大図である。

図 1 1を参照して、図 9に示したフローチャートに従って、コンバータ出力電圧（システム） VHをモータ回転数 Nm tに応じて減少させることにより、インバーク出力電圧すなわち、モータ印加電圧を減少できる。これにより、モータ電 '流は、モータ回転数の急減時にも、フィードパック制御の応答性が低いことに起因する散状態を引き起こすことなく、適正なレベルに保たれる。

なお、図 1 2に示すように、 VH指令値修正部 3 2 0によるコンバータ出力電圧制御は、交流モータ M 1の中回転速域で適用される過変調制御時にも用いることができる。すなわち、図 5に示した制御構成に V H指令値修正部 3 2 0 (図 6 ) を付加することにより、過変調制御方式適用時においても、図 9と同様の V H指令値修正ルーチンを実行して、インバータ 1 4の入力電圧（システム電圧 V H) をモータ回転数の急変に対応させて設定する制御構成とすることができる。このような制御構成とすることにより、モータ回転数が急激に変動しても、過変調制御時のモータ電流制御性低下による過大なモータ電流の発生を防止して、モータ電流を適切なレベルに維持できる。

以上により、平滑コンデンサ、インバータ等の機器保護が図られるほか、インバータを構成するスイッチング素子の定格（耐圧■電流容量等）の設計に関する安全度を低減させることができるので、製造コストの抑制にも寄与できる。

また、式（7 ) 中の調整係数 kについては、モータ回転数減少時（すなわち、 Nm t ( i ) 一 Nm t ( i - n ) く 0の場合）と、モータ回転数増加時（すなわち、 Nm t ( i ) 一 Nm t ( i—n ) > 0の場合）とで異なる値とすることができる。特に、モータの特性上モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において、調整係数 kを大きく（1 . 0近傍）して、モータ回転数変化に対するモータ印加電圧の修正度合いを大きくする一方で、モータ電流過小方向に制御応答性が低下するモータ回転数増加時には調整係数 kを小さく（たとえば零近傍）とすることも可能である。

ここで実施の形態 1に例示したモータ駆動システムの制御構成と本発明の構成との対応関係を説明すると、制御装置 3 0のうちの図 3に示したフローチャートに従う制御方式の選択機能部分が本発明の「制御方式選択手段（部）」に対応し、正弦波 PWM制御時における図 5の PWM制御プロック 2 0 Qが本発明の「第 1 のモータ制御手段（部）」に対応する。また、過変調 PWM制御時における図 5 の P WM制御ブロック 2 0 0および図 6の矩形波制御プロック 4 0 0が本明の「第 2のモータ制御手段（部）」に対応する。

さらに、図 9のステップ S 1 1 0は本発明の「回転数変化検出手段（部） j に対応し、図 9のステップ S 1 2◦および図 6の V H指令値修正部 3 2 0は、本発明の「モータ電圧修正手段（部）」に対応 "る。

(実施の形態 2 )

実施の形態 2では、矩形波制御方式時において同様の技術課題を解決するための制御構成のバリエーションを説明する。なお、実施の形態 2に従う制御構成は、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時に対応するものである。

図 1 3を図 6と比較して、実施の形態 2に従う矩形波制御構成では、図 6に示した制御構成に加えて、矩形波デューティ制御部 3 3 0がさらに設けられる。その他の部分の構成は、図 6と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

矩形波デューティ制御部 3 3 0は、モータ回転数 Nm tに応じて、以下に説明するように矩形波制御方式時のモータ印加電圧を制御する。

図 1 4に示されるように、通常の矩形波制御では、 U相、 V相および W相のモータ印加電圧は、電気角で互いに 1 2 0 ° ずつずれた矩形波となる。そして、各相間での 1 2 0 ° ずつの位相差を維持した状態で、全体の電圧位相は、電圧位相 V (図 6 , 図 1 3 ) に応じて変化する。

図 1 5は、矩形波デューティ制御部 3 3 0の動作を説明するフローチャートである。 ■

図 1 5を参照して、矩形波デューティ制御部 3 3 0は、ステップ S 2 0 0では、その時点でのモータ回転数 Nm t ( i ) をサンプリングする。さらに、ステップ S 2 1 0では、矩形波デューティ制御部 3 3 0は、ステップ S 1 0 0で今回サンプリングしたモータ回転数 Nm t ( i ) 力 nサンプル前（n ：所定の自然数）におけるモータ回転数 Nm t ( i— n ) と比較して所定の判定値 Δ Ν jを超えて減少しているかどうかの判定により、モータ回転数の急速な減少を検知する。すなわち、ステップ S 2 1 0では、下記（1 6 ) 式が成立するか否かが判定される。 Nm t ( i ) -Nm t ( i一 n) < ΔΝ j ··· (16)

ステップ S 210が NO判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップ S 230により、矩形波デューティ比 DT (i) =1. 0に設定されて、通常の矩形波制御方式に従って図 1 3に示した矩形波電圧が交流モータ Mlに印加される。 .

一方、ステップ S 210が YES判定である場合、すなわち、モータ回転数の急減が検知された場合には、ステップ S 220により、矩形波デューティ制御部 330は、下記（1 7) 式に従って、回転数変化に応じて矩形波デューティ比 D T ( i ) を 1. 0より小さく設定する。 DT(i) = DT(i-n)- ^Nmt^ -k -(17)

W^} Nmt(i-n)

式（1 7) 中の調整係数 k (k > 0) は適宜設定可能である。さらに、ステツプ S 240では、ステップ S 220または S 230を経て決定された、モータ回転数 Nmt ( i ) に対応する矩形波デューティ比 DT ( i ) ίΚ ηサンプル後での制御に備えて記憶される。

図 16および図 1 7には、実施の形態 2に従うモータ駆動システムの制御装置による矩形波制御方式でのモータ回転数急変時における制御動作が示される。図 16には、図 7と同一の条件のモータ回転数急変時において、上記矩形波強制 PWM制御によりモータ電流の増大が抑制された動作例が示される。図 17は、図 16における XV I 1領域（モータ回転数の急減区間）でのコンバータ出力電圧、インバータ出力電圧（モータ印加電圧）およびモータ電流の推移を示す拡大図である。 '

図 17に示されるように、モータ回転数急減時には、本来矩形波となる各相電田に、モータ回転数変化に応じたデューティ比 DT (i) を強制的に設けるような PWM制御が行なわれる。これにより、モータ回転数が急激に減少した場合には、矩形波制御時のモータ印加電圧の平均値をモータ回転数比に応じて低下させることができる。これにより、実施の形態 1と同様に、モータ電流が過大に発散するのを防止できる。

なお、実施の形態 2に例示した構成において、図 15のステップ S 220および図 13の矩形波デューティ制御部 330は、本発明の「モータ電圧修正手段 (部）」に対応する。

(実施の形態 3)

実施の形態 3では、過変調 PWM制御方式時において同様の技術課題を解決するための制御構成のバリエーションを説明する。

図 18は、実施の形態 3に従うモータ駆動システムの制御装置による P WM制御の制御ブロック図である。

図 18を図 5と比較して、実施の形態 3に従う制御構成では、 P WM制御ブ口ック 200内に、過変調制御モード時に用いられる電圧指令修正部 245がさら ·に設けられる。その他の部分の構成は、図 5と同様であるので詳細な説明は操返さない。

図 19は、電圧指令修正部 2.45の動作を説明するフローチャートである。図 19を参照して、電圧指令修正部 245は、ステップ S 300では、制御モード判定部 300の出力に基づいて、過変調制御中であるかどうかを判定する。過変調制御中でない場合（ステップ S 300の NO判定時）には、電圧指令修正部 245による電圧指令修正は実行されない。

過変調制御中、すなわちステップ S 300の YES判定時には、電圧指令修正部 245は、ステップ S 310により、その時点でのモータ回転数 Nm t ( i ) をサンプリングする。さらに、ステップ 320では、電圧指令修正部 245は、ステップ S 310で今回サンプリングしたモータ回転数 Nm t ( i ) と、 nサンプノレ前（n :所定の自然数）におけるモータ回転数 Nm t ( i -n) との回転数差が、所定の判定値 ANjよりも大きいかどうかの判定により、モータ回転数の急変を検知する。すなわち、ステップ S 110と同様の式（6) 式が判定される。ステップ S 320が NO判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知されない場合には、ステップ S 340により、 P I演算部 240によって生成された電圧指令値 Vd# (d軸）および Vq# (q軸）を修正することなく、モータ印加電圧指令値として座標変換部 250へ出力する。

—方、ステップ S 320が YES判定である場合、すなわち、モータ回転数の急変が検知された場合には、ステップ S 330により、電圧指令修正部 245は、電圧指令値 Vd # (d軸）および Vq # (q軸）を、回転数変化に応じて下記 (18) , (19) 式に従って修正した上でモータ印加電圧指令値として座標変换部 250へ出力する。

Vd#(i) = Vd#(i-n)- ¾~ · k …（ 18 )

NmtCi-n) Vq#(i) = Vq#(i-n)- ） -k …（19)

Nmt( 1一 n )

式（18) , (1 9) により、モータ回転数変動比に応じて、 d軸および q軸電圧指令値が修正されるので、回転数変化に応じてモータ印加電圧を変化することが可能となる。

なお、式（1 8) ，（1 9) 式中の調整係数 k (k > 0) についても、式 (7) 中の調整係数と同様に設定できる。すなわち、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において、調整係数 kを大きく（1. 0近傍）して、モ —タ回転数変化に対するモータ印加電圧の修正度合いを大きくする一方で、モータ電流過小方向に制御応答性が低下するモータ回転数増加時には調整係数 kを小さく（たとえば零近傍）とすることが可能である。

さらに、ステップ S 350では、ステップ S 330または S 340を経て決定された、モータ回転数 Nm t (i) に対応する d軸および q軸電圧指令値 V d # ( i ) 、 Vq# ( i ) 力 nサンプル後での制御に備えて記憶される。

このような構成とすることによっても、過変調制御時にモータ回転数の急変に対応して、モータ印加電圧をモータ回転数比に応じて変化させることができる。これにより、実施の形態 1と同様に、モータ電流が過大に発散するのを防止できる。

なお、実施の形態 3に例示した構成において、図 19のステップ S 330および図 18の電圧指令修正部 245は、本発明の「モータ電圧修正手段（部）」に対応する。

実施の形態 1〜 3では、好ましい構成例として、ィンバータ 14への入力電圧

(システム電圧 VH) を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部 10#が昇降圧コンバータ 12を含む構成を示した。しかしながら、実施の形態 2および 3では、ィンバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、インバータ 1 4への入力電圧が固定された構成（たとえば、昇降圧コンバータ 1

2の配置を省略した構成）に対しても適用可能である。また、実施の形態 1についても、インバータ 1 4への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部

1 0 #は本実施の形態に例示した構成には限定されない。さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流モータについても、本実施の形態では永久磁石モータを例示したが、任意の交流モータを負荷とする構成について、本願発明を適用可能である。

また、モータ回転数の急変を検出するステップ S 1 1 0 (図 9 ) および S 3 2 0 (図 1 9 ) では、式（ 6 ) に従ってモータ回転数差の絶対値と判定値とを比較することにより、モータ回転数の増加時および減少時とも共通の判定値を用いている。しかしながら、本願宪明の適用においては、これらのステップにおいて、モータ回転数の増加時および減少時のそれぞれで異なる判定を設けることも可能である。この際には、モータ電流が過大方向に乱れるモータ回転数減少時において判定値を相対的に小さい値とすることが好ましい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims

― 請求の範囲

1. 直流電圧（VH) を交流モータ（Ml) を駆動するための交流電圧に変換するインバータ（14) を備えたモータ駆動システム（100) の制御装置であつて、

前記交流モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出手段（24) と、前記交流モータの回転速度を検出する回転速度検出手段（S 100) と、前記交流モータの運転条件に応じて、前記ィンバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択手段（S 10— S 30) と、

' 前記制御方式選択手段がべクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 1の制御方式を選択した場合に、前記電流検出手段によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 1のモータ制御手段（200) と、

前記制御方式選択手段が前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 2 の制御方式を選択した場合に、前記電流検出手段によつて検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 2のモータ制御手段（200, 400) と、前記回転速度検出手段の出力に基づき、前記第 2の制御方式の選択中において、前記交流モータに所定以上の回転速度変化が発生したことを検出する回転速度変化発生検出手段 (S 1 10) と、

前記回転速度変化発生検出手段によつて前記所定以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記第 2のモータ制御手段による前記交流モータへの印加電圧を前記回転速度変化に応じて修正するモータ電圧修正手段（S 120/320， S 220/330, S 230/245) とを備える、モータ駆動システムの制御装置。

2. 前記モータ駆動システム（100) は、前記インバータへ入力される前記直流電圧（VH) のレベルを電圧指令値（VH#) に従って可変制御するコンパータ（12) をさらに備え、

前記モータ電圧修正手段は、 . 前記回転速度変化発生検出手段によって前記所定値以上の回転速度変化の発生 ' が検出された場合に、前記回転速度変化に応じて前記コンバータの.前記電圧指令値を設定する手段（S 1 20/3 20) を含む、請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

3. 前記第 2のモータ制御手段は、

前記インバータ（1 4) へ入力された前記直流電圧 (VH) を振幅とする矩形波電圧が前記交流モータ（Ml) に印加され、かつ、前記矩形波電圧がトルク指令値 (T q c om) に対するトルク偏差 (Δ Τ ς) に応じた位相 ( ν) を有するように前記ィンバータのスィツチングを制御する矩形波制御手段（4 00) を含み、

前記モータ電圧修正手段は、

前記回転速度変化発生検出手段によつて前記所定以上の回転速度の減少が検出された場合に、前記矩形波電圧に前記回転速度変化に応じたデューティ比率（D Τ) を強制的に設けるように前記インバータのスイッチングを制御する手段（S 2 20/3 3 0) を含む、請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

4. 前記第 2のモータ制御手段（20 0) は、

前記トルク指令値（T q c om) に応じた電流指令値 ( I d c om, I q c o m) に対する前記モータ電流の偏差に応じて前記交流モータ（1 4) への印加電圧の電圧指令値（V d #, Vq #) を生成する演算手段 (240) と、

前記電圧指令ィ直に従つて前記ィンバータのスィッチングを制御するパルス幅変調手段（2 6 0) とを含み、 '

前記モータ電圧修正手段は、

前記回転速度変化発生検出手段によって前記所定以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記演算手段によって生成された前記電圧指令値を前記回転速度変化に応じて修正して、前記パルス幅変調手段へ伝達するための手段（S 3 20/24 5) を含む、請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

5. 前記モータ電圧修正手段は、前記交流モータの回転速度減少時における前記回転速度変化に対する前記交流モータへの印加電圧の修正度合いを、前記交流モータの回転速度上昇時における前記修正度合いよりも大きく設定する、請求項

1、 2または 4のいずれか 1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

6. 直流電圧（VH) を交流モータ（Ml) を駆動するための交流電圧に変換するインバータ（14) を備えたモータ駆動システム（100) の制御装置であつて、

前記交流モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出部（24) と、前記交流モータの回転速度を検出する回転速度検出部（S 100) と、前記交流モータの運転条件に応じて、前記ィンバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択部（S 10— S 30) と、

前記制御方式選択部がべクトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 1の制御方式を選択した場合に、前記電流検出部によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 I のモータ制御部（200) と、

前記制御方式選択部が前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 2の制御方式を選択した場合に、前記電流検出部によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 2のモータ制御部（200， 400) と、前記回転速度検出部の出力に基づき、前記第 2の制御方式の選択中において、前記交流モータに所定以上の回転速度変化が発生したことを検出する回転速度変化発生検出部（S 1 10) と、

前記回転速度変化発生検出部によって前記所定以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記第 2のモータ制御部による前記交流モータへの印加電圧を前記回転速度変化に応じて修正するモータ電圧修正部 (S 120/320, 32 20/330, S 230/245) とを備える、モータ駆動システムの制御装置。

7. 前記モータ駆動システム（100) は、前記インバータへ入力される前記直流電圧 (VH) のレベルを電圧指令値 (VH#) に従って可変制御するコンパータ（12) をさらに備え、

前記モータ電圧修正部（S 120/320) は、前記回転速度変化発生検出部によって前記所定値以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記回転速度変化に応じて前記コンバータの前記電圧指令値を設定するように構成される、請求の範囲第 6項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

8. 前記第 2のモータ制御部は、

前記インバータ（14) へ入力された前記直流電圧 (VH) を振幅とする矩形波電圧が前記交流モータ（Ml) に印加され、かつ、前記矩形波電圧がトルク指令値（Tq c oin) に対するトルク偏差（ATq) に応じた位相 (φ を有するように前記ィンバータのスィッチングを制御する矩形波制御部（400) を含み、

, 前記モータ電圧修正部 (S 220/330) は、前記回転速度変化発生検出部によつて前記所定以上の回転速度の減少が検出された場合に、前記矩形波電圧に、前記回転速度変化に応じたデューティ比率（DT) を強制的に設けるように前記インバータのスイッチングを制御するように構成される、請求の範囲第 6項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

9. 前記第 2のモータ制御部（200) は、

前記トルク指令値（T q c om) に応じた電流指令値（ I d c om， I q c o m) に対する前記モータ電流の偏差に応じて前記交流モータ（14) への印加電圧の電圧指令値（Vd ， Vq#) を生成する演算部（240) と、

前記電圧指令に従って前記ィンバータのスィツチングを制御するパルス幅変調部（260) とを含み、

前記モータ電圧修正部（S 320/245) は、前記回転速度変化発生検出部によつて前記所定以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記演算部によって生成された前記電圧指令値を前記回転速度変化に応じて修正して、前記パルス幅変調部へ伝達するように構成される、請求の範囲第 6項に記載のモータ駆 ' 動システムの制御装置。

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10. 前記モータ電圧修正部は、前記交流モータの回転速度減少時における前記回転速度変化に対する前記交流モータへの印加電圧の修正度合いを、前記交流モータの.回転速度上昇時における前記修正度合いよりも大きく設定する、請求項

. 6、 7または 9のいずれか 1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

11. 電動車両であって、

駆動輪を駆動するためのトルクを発生するように構成された交流モータ（M 1) と、

直流電圧 (VH) を前記交流モータ（Ml) を駆動するための交流電圧に変換するインバータ（14) を含んで構成されたモータ駆動システム（100) と、前記モ一タ駆動システムを制御するための制御装置とを備え、

前記制御装置は、

前記交流モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出部（24) と、前記交流モータの回転速度を検出する回転速度検出部（S 100) と、前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択部（S 10— S 30) と、

前記制御方式選択部がベタトル制御による正弦波パルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 1の制御方式を選択した場合に、前記電流検出部によって検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 1 のモータ制御部（200) と、

前記制御方式選択部が前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい電圧を出力する変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第 2の制御方式を選択した場合に、前記電流検出部によつて検出された前記モータ電流に基づいてトルク制御を行なう第 2のモータ制御部（200， 400) と、前記回転速度検出部の出力に基づき、前記第 2の制御方式の選択中において、前記交流モータに所定以上の回転速度変化が発生したことを検出する回転速度変化発生検出部（S 110) と、 ' 前記回転速度変化発生検出部によって前記所定以上の回転速度変化の発生が検出された場合に、前記第 2のモータ制御部による前記交流モータへの印加電圧を前記回転速度変化に応じて修正するモータ電圧修正部 (S 120/320, S 2 20/330, S 230/245) とを含む、電動車両。