JP5135793B2 - モータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法に関するものである。

従来、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法が知られており（例えば、特許文献１参照）、このモータ制御方法では、矩形波電圧パルスを振幅方向に重ね、複合電流を制御している。
特開２００３−２９９３９３号公報

しかしながら、上述した従来のモータ制御方法においては、矩形波電圧パルスを振幅方向に重ねるために、電力変換器をマルチレベルのインバータで構成する必要があり、インバータのスイッチ数が増加し、装置のコスト・サイズの増大を伴う問題があった。また、低周波と高周波との複合電流を制御しようとした場合には、低周波に同期した矩形波パルスを出力すると、モータの誘起電圧に対して、多大な電圧をモータに印加することになり、モータには、過大な相電流が流れてしまう問題もあった。

本発明の目的は上述した問題点を解消して、通常の２レベルインバータを用いて、低周波と高周波との複合電流に対しても、矩形波電圧による複合電流の制御を可能とするモータ制御方法を提供しようとするものである。

本発明のモータ制御方法は、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法において、いずれか１つの交流の周波数内に、少なくとも周波数成分の数のパルス電圧を出力し、それぞれのパルスの位相を、複数の周波数成分に同期させて操作し、複数の周波数成分の交流電流を生成することを特徴とするものである。

本発明のモータ制御方法によれば、複数パルスの矩形波電圧によって、複合電流を制御することで、低周波と高周波との複合電流を制御しようとした場合にも、スイッチング回数を大幅に削減したパルス電圧によって複数ロータを駆動することができる。よって、電力変換装置の高効率化と損失低減による冷却装置の小型化を実現することができる。また、インバータをマルチレベル化せずとも、２レベルのインバータで実現することができる。

また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、いずれか１つの交流の周波数内に２つのパルス電圧を出力し、それぞれのパルスの位相を、２つの周波数成分に同期させて操作し、複数の周波数成分の交流電流を生成するよう構成することができる。このように構成することで、２パルスの矩形波電圧によって、複合電流を制御することで、低周波と高周波との複合電流を制御しようとした場合にも、スイッチング回数を大幅に削減したパルス電圧によって２ロータを駆動することができる。よって、電力変換装置の高効率化と損失低減による冷却装置の小型化を実現することができる。

さらに、本発明のモータ制御方法の好適例としては、パルス電圧は、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧であるよう構成することができる。このように構成することで、相電流に不要なオフセットを発生させず、損失７やトルクリプルを消磁させずにすむ。

さらにまた、本発明のモータ制御方法の好適例としては、一方の周波数に同期したパルス電圧指令と、他方の周波数に同期したパルス電圧指令との論理和をとって、パルス電圧指令を生成する手段を備え、前記パルス電圧を生成する手段は、パルス電圧指令の論理和の結果が、高電位と低電位との時間が不一致になる場合に、パルス電圧指令を修正し、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧指令を生成するよう構成することができる。このように構成することで、相電圧の高電位と低電位との時間が不一致になる場合に、パルス電圧を修正して、均等にパルス電圧を生成することによって、相電流に不要なオフセットを発生させず、損失やトルクリプルを生じさせずにすむ。

また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、回転子の１つの連続する電気角２周期内に、４つのパルスを生成し、パルスのうち２つは前記電気角周波数に同期したパルスを生成し、それぞれ２つのパルスの進み位相と遅れ位相の位置に、残る２つのパルスを生成するよう構成することができる。このように構成することで、２つのパルスの進み位相と遅れ位相との平均パルス位相で、出力電圧を制御することができ、２パルスの矩形波電圧によって、複合電流を制御することができる。

さらに、本発明のモータ制御方法の好適例としては、パルス電圧を生成する手段は、パルス電圧指令の論理和の結果が、高電位と低電位との時間が不一致になる場合に、回転子の１つの連続する電気角２周期内に、高電位と低電位との時間を均等にした４つのパルスを生成し、パルスのうち２つは前記電気角周波数に同期したパルスを生成し、それぞれ２つのパルスの進み位相と遅れ位相との位置に、残る２つのパルスを生成するよう構成することができる。このように構成することで、相電圧の高電位と低電位との時間が不一致となる場合に、２つのパルスの進み位相と遅れ位相との平均パルス位相で、出力電圧を制御することによって、パルス電圧を修正することができ、相電流に不要なオフセットを発生させず、損失やトルクリプルを生じさせずにすむ。

さらにまた、本発明のモータ制御方法の好適例としては、Ｎ相交流であって、いずれか１つの交流の周波数内に２つのパルス電圧を出力し、パルス電圧を３６０度をＮ分した位相差を持たせたＮ相交流を用いるよう構成することができる。このように構成することで、２つのパルス電圧の生成を各相の位相差を持たせて生成することによって、１相分のパルス電圧の位相指令に、それらの位相差を加算、もしくは減算するだけで、他の相のパルス電圧の位相の指令を求めることができる。

以下、図面を参照して、本発明のモータ制御方法の実施態様を説明する。

＜本発明のモータ制御方法の対象となるモータについて＞
図１（ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明のモータ制御方法の対象となるモータの一例を説明するための図である。図１（ａ）、（ｂ）に示す例において、モータ１は、円筒形状のステータ２とステータ２の内側に設けた円筒形状のロータ３とを、所定のギャップを保って同軸状に形成して構成されている。ステータ２は、複数（ここでは１８スロット）の電磁鋼板等からなるステータティース２−１を組み合わせて構成されている。また、各ステータティース２−１に対し、軸方向にコイル２−２を巻回している。ロータ３は、外側の３極対の磁石３−１と内側の６極対の磁石３−２とを重ね合わせて構成されている。

図１（ａ）に示す例において、３極対の磁石３−１と６極対の磁石３−２とを重ね合わせたロータ３の径方向に異極同士重なっている部分をフラックスバリア４（好ましくはエアギャップ）に置き換えるとともに、３極対の磁石３−１と６極対の磁石３−２とが径方向に同極同士重なっている部分を、極性毎に一方の磁極の磁石５と他方の磁極の磁石６と置き換えることで、モータ１のロータ３を構成している。

図２は本発明のモータ制御方法の対象となるモータの他の例を説明するための図である。図２に示す例において、モータ１は、１個の円環状のステータ２と、その半径方向内方および外方にそれぞれ互いに同軸上にて回転自在に配置されたインナーロータ３Ｉとアウターロータ３Ｏとよりなる三重構造とし、これらをハウジング７内に収納して構成されている。

図１（ａ）、（ｂ）に示す例および図２に示す例とも、図１（ａ）、（ｂ）に示す例では外側の磁石および内側の磁石のそれぞれに対応した電流を複合した複合電流を、図２に示す例ではインナーロータおよびアウターロータ内の磁石のそれぞれに対応した電流を複合した複合電流を、１つのステータに給電することで、ロータを回転させることができる。

＜第１実施例＞
図３は本発明のモータ制御方法の第１実施例における電力変換器とその制御装置の構成を示した回路・ブロック図である。アウターロータとインナーロータとの２つのロータを持つ６相交流モータ５１に、インバータ５２を、平滑コンデンサ５３を介して直流電源５４と接続する。このインバータ５２の各スイッチのゲート駆動指令を生成するのが、モータ制御器１００であり、トルク指令値Ｔ＊と回転角速度ωｍ１、ωｍ２とから、２パルスの幅と位相を演算する。

ここで６相交流モータ５１は、一例として上述した図２に示すように永久磁石同期モータであり、２つのロータは負荷によって任意の回転角速度で回転する。この回転位相を、位置センサ６１ａ、６１ｂを用いて検出し、位相・速度演算器１０２にて、それぞれの電気角θ１、θ２と機械的な回転角速度ωｍ１、ωｍ２とを演算する。θ１はアウターロータの永久磁石の磁極位置を基準とした位相であり、Ｕ相の誘起電圧位相を基準にしている。同様にして、θ２はインナーロータの位相を表している。

モータトルク制御器１０１は、アウターロータのトルク指令値Ｔ１＊とインナーロータのトルク指令値Ｔ２＊と、回転角速度ωｍ１、ωｍ２と、インバータの直流電圧Ｖｄｃを入力として、パルス指令値ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２を生成する。これらパルス指令値を駆動パルス生成器１０５に入力し、図４に示す構成の駆動パルス生成器１０５中で、各相に矩形波パルス生成器２０１にて、パルス指令位相と電気角θ１との比較を行って、矩形波の駆動信号を生成する。

Ｕ相のパルス指令位相は、ｘ１ｕ＝ａ１、ｘ２ｕ＝ａ２、ｘ３ｕ＝ｂ１、ｘ４ｕ＝ｂ２であり、１２０度位相のずれたＶ相、Ｗ相のパルス位相指令は、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２それぞれに１２０度の位相差を加えた値とする。また、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相と１８０度位相の位相差を持つＡ、Ｂ、Ｃ相も、同様にして位相差をもたせる。

これらのパルス位相指令ｘ１ｕとθ１とを比較し、ｘ１ｕ＞θ１となれば、パルスを立ち上げる。同様に、ｘ３ｕはパルスの立ち上げを行う位相であり、ｘ２ｕ、ｘ４ｕはパルスの立ち下げを行う位相とする。ｘ１ｕ、ｘ２ｕの組でパルス幅ａのパルスを生成し、ｘ３ｕ、ｘ４ｕの組でパルス幅ｂのパルスを生成する。これらの論理和をとって、最終的なパルスを出力する。

パルス位相指令が図５のように出力された場合、電気角θ１との比較によって、図６のようなパルスが生成される。このパルスをＵＰ２とし、この反転したパルスがＵＮ２である。パルスの立ち上がり時に、デッドタイム時間を設ける図４に示すデッドタイム生成２０２を経て、スイッチの駆動信号ＵＰ、ＵＮを出力する。ＵＰはＵ相のＤＣ正極側のスイッチのオン・オフを行う振動であり、ＵＮ相はＵ相のＤＣ負極側のスイッチのオン・オフを行う信号である。

図３に示す例において、モータトルク制御器１０１では、出力のパルス指令を、それぞれのパルスの中心位置となる位相Ｐ１、Ｐ２と、そのパルスの幅ａ、ｂとから、ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２を演算する。
ａ１＝Ｐ１
ａ２＝Ｐ１＋ａ
ｂ１＝Ｐ２
ｂ２＝Ｐ２＋ｂ

パルス幅はオン・オフ時間が対称となるように、ａ＋ｂ＝πの条件が成り立つように設定する。このうち、ａ１、ａ２は、電気角θ１に同期したパルスを生成する位相指令であり、ｂ１、ｂ２は電気角θ２に同期したパルスを生成する位相指令である。

Ｐ１はアウターロータに供給する周波数成分の電圧の位相であり、Ｐ１＝π−δ１＊として演算する。δ１＊が−π／２〜＋π／２の範囲で変化する場合には、トルクＴ１もそれに対して単調に増加・減少する。また、パルス幅ａにも比例してトルクＴ１は増減するほか、直流電圧Ｖｄｃに比例して、モータに印加する電圧振幅も増減する。一方で、Ｐ２は、インナーロータの周波数成分を生成するパルスの位相であり、Ｐ２＝θ２＋π−δ２＊として演算し、インナーロータに供給する電圧の周波数と位相とを操作し、インナーロータのトルクを制御する。

この動作を行うためのブロック図として、図７にモータトルク制御器１０２の詳細を示す。ａとｂとの比率は、アウターとインナーとのロータのトルクの比率でもあり、パルス幅ａｂ演算２１０にて、トルク指令値Ｔ１＊、Ｔ２＊の比から、ａ、ｂの比率を演算する。演算したａ、ｂとトルク指令値Ｔ１＊、Ｔ２＊は、それぞれ電圧指令位相演算器２１１、２１２に入力し、電圧位相δ１＊、δ２＊を演算する。δ１＊は、トルクと直流電圧、パルス幅、電圧位相の特性を考慮して、Ｔ１＊／（Ｖｄｃ・ａ）の値を横軸として、図８のような関係性をもとに、δ１＊を演算する。同様にして、δ２＊をＴ２＊／（Ｖｄｃ・ｂ）から演算する。求めたδ１＊とδ２＊、θ２から、Ｐ１演算２１３およびＰ２演算２１４にて、Ｐ１、Ｐ２を演算し、演算したＰ１、Ｐ２に基づいて、パルス指令演算２１５にて、最終的なパルス指令ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２を求める。最終的なパルス指令は、０〜２πの範囲の値とする。

このようにして生成されたパルスは、パルス幅ｂのパルスがインナーロータの回転に同期した速度で、θ１の電気角の１周期の中で移動することになり、θ２に同期した周波数の交流電流がモータ巻線に流れることになる。また、パルス幅ａのパルスはアウターロータの回転に同期し、θ１の電気角１周期の中で、入力パラメータが変化しなければ、位相も変化しない。このパルス電圧によって、アウターロータに同期した周波数の電流もモータ巻線に流れ、複合電流が流れることになる。

このように、２パルスの矩形波電圧によって、複合電流を制御することで、低周波と高周波との複合電流を制御しようとした場合にも、スイッチング回数を大幅に削減したパルス電圧によって２ロータを駆動することができる。よって、電力変換装置の高効率化と損失低減による冷却装置の小型化を実現することができる。

＜第２実施例＞
本発明のモータ制御方法における第２実施例について以下説明する。第２実施例では、２パルスが重なるときにパルスを補正する例を示し、上述した第１実施例との差異のみを記す。第１実施例では、位相Ｐ２をθ２に同期させて移動させると、パルス幅ａとパルス幅ｂとの両パルスが重なる位相区間が現れる。このとき、論理和をとってパルス指令を生成するため、ａ＞ｂであるときには、パルスａのみが出力されることになる。

第２実施例では、図７のブロック図におけるパルス指令演算２１５において、まず、
ａ１０＝Ｐ１
ａ２０＝Ｐ１＋ａ
ｂ１０＝Ｐ２
ｂ２０＝Ｐ２＋ｂ
を演算する。

ここで、ａ１０＞ｂ１０かつａ２０＜ｂ２０であるときには、ａ１＝ａ１０、ａ２＝ａ２０、ｂ１＝ａ２０、ｂ２＝ａ２０＋ｂとする。また、ａ１０＜ｂ１０かつａ２０＞ｂ２０であるときには、ａ１＝ａ１０−ｂ／２、ａ２＝ａ２０＋ｂ／２、ｂ１＝ｂ１０、ｂ２＝ｂ２０とする。さらに、ａ１０＞ｂ１０かつａ１０＜ｂ２０であるときには、ａ１＝ａ１０、ａ２＝ａ２０、ｂ１＝ａ１０−ｂ、ｂ２＝ａ１０とする。

このように補正を行うことで、生成されるパルスのオン時間とオフ時間を均等にすることができるため、相電圧をオフセットさせることなく、相電流にも不要なオフセット電流を発生させずにすみ、オフセット電流によるトルクリプルの発生を未然に抑えることができる。

第２実施例の駆動方法を用いて、低周波５０Ｈｚと高周波８３３Ｈｚとの複合電流の制御を行った結果を図９に示す。図９では、５０Ｈｚのパルス幅を８３３Ｈｚのパルス幅よりも狭くし、このパルスを５０Ｈｚで移動させた。Ｕ相電流の高周波成分は８３３Ｈｚに制御できており、また、低周波で振幅が脈動しているのが、５０Ｈｚの電流を制御できていることを示している。

＜第３実施例＞
本発明のモータ制御方法における第３実施例について以下説明する。第３実施例では、パルスが重なるときに２周期で補正する例を示し、上述した第２実施例との差異のみを示す。図１０は第３実施例におけるパルス指令演算によるパルス生成結果を示す図である。上述した第２実施例においては、パルス幅ａとパルス幅ｂとの両パルスが重なる位相区間が現れるときに、パルス幅ａに隣接するようにパルス幅ｂを加えるように補正することで、オン・オフ時間が均等なパルス電圧を生成している。一方、第３実施例においては、パルスが以下の条件の場合に、電気角θ１の２周期内で、幅ｂのパルスを平均的にＰ２の位相に生成する。

ａ２０＞ｂ１０かつａ１０＜ｂ２０であるときには
θ１の周期ｍ
ａ１＝ａ１０、ａ２＝ａ２０、ｂ１＝ｂ１０＋ｋ、ｂ２＝ｂ２０＋ｋ
θ２の周期ｍ＋１
ａ１＝ａ１０、ａ２＝ａ２０、ｂ１＝ｂ１０−ｋ、ｂ２＝ｂ２０−ｋ
ここで、ｋは、パルス幅ａ／２よりも大きな値とし、新たに生成するパルス幅ｂのパルスが、パルス幅ａのパルスと重ならないような値に設定する。このように、順次＋と−に知るとさせたパルスを生成することによって、２周期での平均パルス位相を目標とするＰ２に制御することができる。

これによって、パルスが重なるような場合であっても、生成されるパルスのオン時間とオフ時間とを均等にすることができるため、相電圧をオフセットさせることなく、相電流にも不要なオフセット電流を発生させずにすみ、オフセット電流によるトルクリプルの発生を未然に抑えることができる。また、第３実施例の方法は、パルス幅ａとｂとのパルスが重ならない場合に適用しても問題ない。

＜第４実施例＞
本発明のモータ制御方法における第４実施例について以下説明する。第４実施例では、モータが２つある例を示し、第１実施例との差異のみを示す。図１１は本発明のモータ制御方法の第４実施例における電力変換器とその制御装置の構成を示した回路・ブロック図である。第１実施例では６相交流モータであったが、第４実施例は３相交流モータ５１ａ、５１ｂを２つ接続した構成である。このとき、ＵＶＷ相について、本発明の２パルス駆動を行う。それぞれのモータのロータの位相をθ１、θ２として、その周波数の複合電流を制御する。

本発明のモータ制御方法によれば、複数パルスの矩形波電圧によって、複合電流を制御することで、低周波と高周波との複合電流を制御しようとした場合にも、スイッチング回数を大幅に削減したパルス電圧によって複数ロータを駆動することができる。よって、電力変換装置の高効率化と損失低減による冷却装置の小型化を実現することができる。また、インバータをマルチレベル化せずとも、２レベルのインバータで実現することができる。その結果、通常の２レベルインバータを用いて、低周波と高周波との複合電流に対しても、矩形波電圧による複合電流の制御を可能とするモータ制御方法を提供することができる。

（ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明のモータ制御方法の対象となるモータの一例を説明するための図である。 本発明のモータ制御方法の対象となるモータの他の例を説明するための図である。 本発明のモータ制御方法の第１実施例における電力変換器とその制御装置の構成を示した回路・ブロック図である。 本発明のモータ制御方法の第１実施例における駆動パルス生成器の構成の一例を示すブロック図である。 本発明のモータ制御方法の第１実施例におけるパルス位相指令を示す図である。 図５のパルス位相指令により発生するパルスを示す図である。 本発明のモータ制御方法の第１実施例におけるモータトルク制御器の構成の一例を示すブロック図である。 電圧位相δ１＊と演算値Ｔ１＊／（Ｖｄｃ・ａ）との関係を示すグラフである。 本発明のモータ制御方法の第２実施例において低周波と高周波との複合電流の制御を行った結果を示すグラフである。 本発明のモータ制御方法の第３実施例におけるパルス指令演算によるパルス生成結果を示す図である。 本発明のモータ制御方法の第４実施例における電力変換器とその制御装置の構成を示した回路・ブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ ステータ
２−１ スタータティース
２−２ コイル
３ ロータ
３−１、３−２、５、６ 磁石
３Ｉ インナーロータ
３Ｏ アウターロータ
４ フラックスバリア
７ ハウジング
５１ ６相交流モータ
５１ａ、５１ｂ ３相交流モータ
５２ インバータ
５３ 平滑コンデンサ
５４ 直流電源
６１ａ、６１ｂ 位置センサ
１００ モータ制御器
１０１ モータトルク制御器
１０２ 位相・速度演算器
１０５ 駆動パルス生成器
２０１ 矩形波パルス生成器
２０２ デッドタイム生成
２１０ パルスａｂ演算
２１１、２１２ 電圧位相指令演算
２１３ Ｐ１演算
２１４ Ｐ２演算
２１５ パルス指令演算

Claims (7)

1. 少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法において、いずれか１つの交流の周波数内に、少なくとも周波数成分の数のパルス電圧を出力し、それぞれのパルスの位相を、複数の周波数成分に同期させて操作し、複数の周波数成分の交流電流を生成することを特徴とするモータ制御方法。
2. いずれか１つの交流の周波数内に２つのパルス電圧を出力し、それぞれのパルスの位相を、２つの周波数成分に同期させて操作し、複数の周波数成分の交流電流を生成することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御方法。
3. 前記パルス電圧は、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧であることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御方法。
4. 一方の周波数に同期したパルス電圧指令と、他方の周波数に同期したパルス電圧指令との論理和をとって、パルス電圧指令を生成する手段を備え、前記パルス電圧を生成する手段は、パルス電圧指令の論理和の結果が、高電位と低電位との時間が不一致になる場合に、パルス電圧指令を修正し、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧指令を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
5. 前記回転子の１つの連続する電気角２周期内に、４つのパルスを生成し、前記パルスのうち２つは前記複数の周波数成分のうち前記パルスの位相が大きい方の周波数成分に同期したパルスを生成し、それぞれ２つのパルスの進み位相と遅れ位相の位置に、残る２つのパルスを生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
6. パルス電圧を生成する手段は、パルス電圧指令の論理和の結果が、高電位と低電位との時間が不一致になる場合に、前記回転子の１つの連続する電気角２周期内に、高電位と低電位との時間を均等にした４つのパルスを生成し、前記パルスのうち２つは前記電気角周波数に同期したパルスを生成し、それぞれ２つのパルスの進み位相と遅れ位相との位置に、残る２つのパルスを生成することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御方法。
7. Ｎ相交流であって、いずれか１つの交流の周波数内に２つのパルス電圧を出力し、前記Ｎ相のバルス電圧は、３６０度をＮ分した位相差を各相間で持たせていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ制御方法。

Images