WO2015129042A1 - 永久磁石式回転電動機の制御装置 - Google Patents

永久磁石式回転電動機の制御装置 Download PDF

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興起 仲
久 大塚
信一 山口
詠吾 十時
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    • H02P2205/05—Torque loop, i.e. comparison of the motor torque with a torque reference

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a permanent magnet type rotary electric motor.
  • a permanent magnet type rotary motor is driven and controlled by an inverter.
  • a method for driving and controlling a permanent magnet type rotary electric motor for example, a U phase current, a V phase current, and a W phase current (phase currents Iu, Iv, Iw) which are input currents to the permanent magnet type rotary electric motor are The angle is converted into a d-axis current having the same phase as the magnetic flux axis of the field and a q-axis current orthogonal to the magnetic flux axis of the field.
  • Patent Document 1 When operating a permanent magnet rotary motor at a constant speed and a constant torque, the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are set according to the dq axis current command by making the q axis current command value constant. The system is transformed into a three-phase alternating current coordinate system and becomes a sine wave. In terms of suppressing torque pulsation, the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are preferably sine waves.
  • a reverse magnetic field is applied to the circumferential end (permanent magnet end) of the permanent magnet. As a result, a rotor position that is easy to act on is recognized, and demagnetization occurs.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a control device for a permanent magnet type rotary electric motor capable of improving the demagnetization resistance of the permanent magnet while suppressing torque pulsation.
  • the present invention converts a phase current supplied to a permanent magnet type rotary electric motor into a d-axis current and a q-axis current on a dq coordinate axis, Based on the d-axis current and the q-axis current, the magnitude of the reverse magnetic field acting on the circumferential end of the permanent magnet provided in the rotor of the permanent magnet type rotary electric motor is equal to or less than the coercive force of the permanent magnet. In this manner, a current command for changing at least one of the d-axis current and the q-axis current according to the rotor position of the rotor is calculated.
  • the demagnetization resistance of the permanent magnet can be improved while suppressing the torque pulsation.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a control device for a permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 2 is a sectional view of the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view of the permanent magnet shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device for the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the permanent magnet end portion of the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a control device for a permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 2 is a sectional view of the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiments 1 to
  • FIG. 6 is a diagram showing a current waveform controlled by the prior art.
  • FIG. 7 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the end of the permanent magnet driven by the current shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device for the permanent magnet type rotary electric motor according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the permanent magnet end portion of the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device for the permanent magnet type rotary electric motor according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the permanent magnet end portion of the permanent magnet type rotary electric motor according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a control device 10 for a permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view of the permanent magnet 5 shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device 10 of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a control device 10 for a permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiments 1 to 3 of the present invention.
  • FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view of the permanent magnet 5 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a reverse magnetic field that acts on the permanent magnet end portion 5b of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to the present embodiment is simply referred to as “electric motor 11”.
  • the control device 10 shown in FIG. 1 includes a three-phase / dq converter 13, a PWM controller 14, and a current command calculator 15 as main components.
  • the torque command T includes the torque of the motor 11.
  • the power converter 12 is controlled so as to match.
  • An electric motor 11 that is an AC rotating machine is connected to a power converter 12, and the power converter 12 is controlled by the control device 10 to convert DC power into AC power of an arbitrary frequency and supply the AC power to the motor 11.
  • Current detectors 17a, 17b, and 17c such as a CT (current transformer) are disposed on the three connections connecting the power converter 12 and the electric motor 11.
  • the current detectors 17a, 17b, and 17c detect the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase generated in the electric motor 11, and the detected phase currents Iu, Iv, and Iw are three-phase / dq converters. 13 is given.
  • the three-phase / dq converter 13 converts the phase currents Iu, Iv, Iw obtained from the current detectors 17a, 17b, 17c into a d-axis current Id and a q-axis current Iq on the dq coordinate axis. And output to the current command calculation unit 15.
  • a torque command T output from an external control device is input to the current command calculation unit 15, and the current command calculation unit 15 uses the d-axis current Id and the q-axis current Iq to rotate the rotor angle of the electric motor 11. (Rotor position) is detected.
  • the current command calculation unit 15 calculates a q-axis current command Iq * and a d-axis current command Id * based on the rotor position, torque command T, d-axis current Id, and q-axis current Iq.
  • PWM control unit 14 calculates three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw that are gate drive signals based on q-axis current command Iq * and d-axis current command Id *, and outputs them to power converter 12.
  • An electric motor 11 shown in FIG. 2 is composed of a stator core 1 and a rotor 6.
  • the stator 3 includes a stator core 1 formed in an annular shape and a stator winding 2 to which external power is supplied.
  • a plurality of teeth 1a arranged at equal intervals in the circumferential direction are formed on the inner peripheral side of the stator core 1, and slots 9 are formed between adjacent teeth 1a.
  • the rotor 6 is disposed via a gap 8 on the inner diameter side of the stator core 1, and a rotor shaft 7 is provided at the center of the rotor 6.
  • permanent magnets 5 On the outer diameter side surface of the rotor core 4, permanent magnets 5 having different polarities are alternately arranged in the circumferential direction.
  • the motor 11 has 8 poles and 12 slots as an example, but the number of magnetic poles and the number of slots 9 may be other combinations.
  • FIG. 3 is an enlarged view of the permanent magnet 5 shown in FIG.
  • the permanent magnet 5 is formed in a trapezoidal cross section or a D cross section. Due to such geometric factors, the permanent magnet 5 is more easily demagnetized by a reverse magnetic field at the circumferential end (permanent magnet end 5b) than at the circumferential central portion 5a.
  • the current command calculation unit 15 of the control device 10 is such that the magnitude of the reverse magnetic field acting on the permanent magnet end 5b is that of the permanent magnet 5.
  • the value of the q-axis current command Iq * is changed according to the rotor position so as to be equal to or less than the coercive force.
  • FIG. 4A shows the relationship between the electrical angle representing the rotational position of the rotor 6 and the dq-axis current command value (the values of the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq *). .
  • the value of the q-axis current command Iq * changes according to the rotor position, but the value of the d-axis current command Id * is zero.
  • FIG. 4B shows phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase converted from the dq-axis coordinate system to the three-phase AC coordinate system in accordance with the dq-axis current command value of FIG.
  • the value of the q-axis current command Iq * is suppressed at the rotor position where the large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end 5b (the peak indicated by the symbol A in FIG. 5). Then, at the rotor position where the large reverse magnetic field does not act on the permanent magnet end portion 5b (the valley portion indicated by symbol B in FIG. 5), the value of the q-axis current command Iq * becomes high, for example, the maximum value.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current waveform controlled by the prior art.
  • FIG. 7 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the permanent magnet end portion 5b driven by the current shown in FIG.
  • the q-axis current command Iq regardless of the rotor position.
  • the value of * is controlled to be constant.
  • FIG. 6B shows the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase converted from the dq axis coordinate system to the three-phase AC coordinate system in accordance with the dq axis current command value of FIG. 6A.
  • phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase become sinusoidal.
  • the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are preferably sine waves.
  • a strong reverse magnetic field acts on the permanent magnet end portion 5b and demagnetization occurs.
  • the control device 10 is configured so that the magnitude of the reverse magnetic field acting on the permanent magnet end 5b is equal to or less than the coercive force of the permanent magnet 5.
  • the q-axis current command Iq * is changed according to the above. This avoids demagnetization of the permanent magnet end 5b.
  • the value of the q-axis current command Iq * is suppressed only at a specific rotor position, torque reduction can be minimized.
  • the electric motor 11 may be provided with position detection means such as a rotation angle sensor, and the rotor position may be detected based on the position signal output from the position detection means.
  • the current detection units 17a, 17b, and 17c are used as means for detecting the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase.
  • the phase currents Iu of each phase are used by using other known methods. , Iv, Iw may be detected.
  • the W phase current Iw can also be obtained from the U phase and V phase detection currents. Accordingly, any one of the three current detection units 17a, 17b, and 17c may be omitted.
  • the control device 10 has a permanent magnet at the rotor position (position A) where a reverse magnetic field larger than the coercive force of the permanent magnet 5 acts on the permanent magnet end 5b.
  • the q-axis current Iq smaller than the q-axis current Iq flowing at the rotor position (position B) where a reverse magnetic field smaller than the coercive force of the permanent magnet 5 acts on the end 5b is q
  • the q-axis current command Iq * of the axis current Iq is calculated.
  • FIG. FIG. 8 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device 10 of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a reverse magnetic field acting on the permanent magnet end portion 5b of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the control device 10 When the control device 10 according to the present embodiment operates the electric motor 11 at a constant speed and a constant torque, the control device 10 has a rotor position at which a reverse magnetic field larger than the coercive force acts on the permanent magnet end portion 5b.
  • a d-axis current Id larger than the d-axis current Id flowing at the rotor position (position B) where a reverse magnetic field smaller than the coercive force acts on the permanent magnet end 5b.
  • a d-axis current command Id * of the d-axis current Id is calculated so as to flow therethrough.
  • FIG. 8A shows the relationship between the electrical angle representing the rotational position of the rotor 6 and the dq-axis current command value.
  • the value of the q-axis current command Iq * is suppressed at the rotor position where the large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end portion 5b (the peak portion indicated by the symbol A in FIG. 9). It becomes high, for example, the maximum value, at the rotor position where the large reverse magnetic field does not act on the magnet end 5b (the valley indicated by the symbol B in FIG. 9).
  • the value of the d-axis current command Id * is high at a rotor position where a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end 5b, and is suppressed at a rotor position where a large reverse magnetic field does not act on the permanent magnet end 5b.
  • the demagnetization resistance can be improved by energizing the strong field d-axis current in this way.
  • FIG. 8B shows the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase converted from the dq axis coordinate system to the three-phase AC coordinate system according to the dq axis current command value of FIG. 8A.
  • the control device 10 reduces the value of the q-axis current command Iq * and reduces the value of the d-axis current command Id * at the rotor position where a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end portion 5b.
  • the value of the q-axis current command Iq * is increased and the value of the d-axis current command Id * is decreased.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current waveform controlled by the control device 10 of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a reverse magnetic field that acts on the permanent magnet end portion 5b of the permanent magnet type rotary electric motor 11 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the control device 10 calculates the q-axis current command Iq * of the q-axis current Iq so as to make the value of the q-axis current Iq constant regardless of the rotor position, and at the end of the permanent magnet At the rotor position where the reverse magnetic field larger than the coercive force acts on 5b (the position indicated by symbol A), the rotor position where the reverse magnetic field smaller than the coercive force acts on the permanent magnet end portion 5b (position indicated by the reference symbol B).
  • the d-axis current command Id * of the d-axis current Id is calculated so that the d-axis current Id larger than the value of the d-axis current Id flowing in is passed.
  • the same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • FIG. 10A shows the relationship between the electrical angle representing the rotational position of the rotor 6 and the dq-axis current command value.
  • the value of the q-axis current command Iq * is a constant level regardless of the rotor position.
  • the value of the d-axis current command Id * is high at a rotor position where a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end 5b, and is suppressed at a rotor position where a large reverse magnetic field does not act on the permanent magnet end 5b. .
  • FIG. 10B shows the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase converted from the dq axis coordinate system to the three-phase AC coordinate system in accordance with the dq axis current command value of FIG. 10A.
  • the control device 10 fixes the value of the q-axis current command Iq * to a constant level regardless of the rotor position of the rotor 6, and a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end portion 5b.
  • the value of the d-axis current command Id * is increased, and at the rotor position where a large reverse magnetic field does not act on the permanent magnet end 5b, the value of the d-axis current command Id * is decreased. Yes.
  • the strong field d-axis current Id flows at the rotor position where a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end portion 5b, the demagnetization resistance can be improved.
  • the control device 10 converts the phase current supplied to the electric motor 11 into the d-axis current Id and the q-axis current Iq on the dq coordinate axis, and the torque command T, Based on the d-axis current Id and the q-axis current Iq, the d-axis depends on the rotor position so that the magnitude of the reverse magnetic field acting on the permanent magnet end 5b is less than or equal to the coercive force of the permanent magnet 5.
  • a current command (d-axis current command Id *, q-axis current command Iq *) for changing at least one value of the current Id and the q-axis current Iq is calculated.
  • control device 10 is configured to superimpose a six-fold component of the power supply frequency on the q-axis current Iq at the rotor position where a large reverse magnetic field does not act on the permanent magnet end portion 5b. May be.
  • control device 10 is configured to superimpose a 6-fold component of the power supply frequency on the d-axis current Id at the rotor position where a large reverse magnetic field acts on the permanent magnet end 5b. May be. With this configuration, demagnetization can be avoided efficiently.
  • Embodiments 1 to 3 show an example of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and a part thereof is not deviated from the gist of the present invention. Of course, it is possible to change the configuration such as omission.
  • the present invention can be applied to a control device for a permanent magnet type rotary electric motor, and is particularly useful as an invention that can improve the demagnetization resistance of a permanent magnet while suppressing torque pulsation.
  • stator iron core 1 stator iron core, 1a teeth, 2 stator windings, 3 stators, 4 rotor iron cores, 5 permanent magnets, 5a circumferential center, 5b permanent magnet ends, 6 rotors, 7 rotor shafts, 8 gaps , 9 slots, 10 control device, 11 permanent magnet type rotary motor, 12 power converter, 13 three-phase / dq conversion unit, 14 PWM control unit, 15 current command calculation unit, 17a, 17b, 17c current detection unit.

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Abstract

　制御装置１０は、永久磁石式回転電動機１１へ供給される相電流Iｕ，Iｖ，Iｗをｄｑ座標軸上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、トルク指令Ｔ、ｄ軸電流Ｉｄ、およびｑ軸電流Ｉｑに基づいて、永久磁石端部に作用する逆磁界の大きさが、永久磁石の保磁力以下となるように、回転子位置に応じて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの少なくとも一方の値を変化させる電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）を演算する。

Description

永久磁石式回転電動機の制御装置
　本発明は、永久磁石式回転電動機の制御装置に関するものである。
　近年、産業機器などの交流電動機の応用分野において、永久磁石式回転電動機をインバータで駆動制御する方式の事例が増えている。永久磁石式回転電動機を駆動制御する手法としては、例えば、永久磁石式回転電動機への入力電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、およびＷ相電流（相電流Iｕ，Iｖ，Iｗ）が、位相角を基準として、界磁の磁束軸と同位相のｄ軸電流と、界磁の磁束軸と直交するｑ軸電流とに変換される。
　永久磁石の減磁を抑制する方法として、例えば下記特許文献１には、回転子の位置に基づいてｑ軸電流指令の大きさを変化させることにより、減磁判別処理における減磁作用を抑制する方法が開示されている。
特開２００５－１５１７１４号公報
　しかしながら、上記特許文献１に代表される従来技術では、以下のような課題があった。永久磁石式回転電動機を一定速度、かつ、一定トルクで運転する場合、ｑ軸電流指令値を一定にすることで、各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗは、ｄｑ軸電流指令に従ってｄｑ軸座標系から三相交流座標系に変換され、正弦波状となる。トルク脈動を抑える点では、各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗは正弦波であることが望ましいが、永久磁石式回転電動機では、永久磁石の周方向端部（永久磁石端部）に逆磁界が大きく作用し易い回転子位置が認められ、減磁が発生する問題が起きる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、トルク脈動を抑えながら永久磁石の減磁耐力を向上させることが可能な永久磁石式回転電動機の制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石式回転電動機へ供給される相電流をｄｑ座標軸上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、トルク指令、前記ｄ軸電流、および前記ｑ軸電流に基づいて、永久磁石式回転電動機の回転子に設けられた永久磁石の周方向端部に作用する逆磁界の大きさが、前記永久磁石の保磁力以下となるように、前記回転子の回転子位置に応じて、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の少なくとも一方の値を変化させる電流指令を演算することを特徴とする。
　この発明によれば、トルク脈動を抑えながら永久磁石の減磁耐力を向上させることができる、という効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１から３に係る永久磁石式回転電動機の制御装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態１から３に係る永久磁石式回転電動機の断面図である。 図３は、図２に示される永久磁石の断面拡大図である。 図４は、本発明の実施の形態１に係る永久磁石式回転電動機の制御装置で制御される電流波形を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態１に係る永久磁石式回転電動機の永久磁石端部に作用する逆磁界を示す図である。 図６は、従来技術で制御される電流波形を示す図である。 図７は、図６に示される電流で駆動される永久磁石端部に作用する逆磁界を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態２に係る永久磁石式回転電動機の制御装置で制御される電流波形を示す図である。 図９は、本発明の実施の形態２に係る永久磁石式回転電動機の永久磁石端部に作用する逆磁界を示す図である。 図１０は、本発明の実施の形態３に係る永久磁石式回転電動機の制御装置で制御される電流波形を示す図である。 図１１は、本発明の実施の形態３に係る永久磁石式回転電動機の永久磁石端部に作用する逆磁界を示す図である。
　以下に、本発明に係る永久磁石式回転電動機の制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１から３に係る永久磁石式回転電動機１１の制御装置１０の構成例を示すブロック図である。図２は、本発明の実施の形態１から３に係る永久磁石式回転電動機１１の断面図である。図３は、図２に示される永久磁石５の断面拡大図である。図４は、本発明の実施の形態１に係る永久磁石式回転電動機１１の制御装置１０で制御される電流波形を示す図である。図５は、本発明の実施の形態１に係る永久磁石式回転電動機１１の永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界を示す図である。以下の説明では、特に言及しない限り、本実施の形態に係る永久磁石式回転電動機１１を単に「電動機１１」と称する。
　図１に示される制御装置１０は、主たる構成として、三相／ｄｑ変換部１３、ＰＷＭ制御部１４、および電流指令演算部１５を有して構成されており、トルク指令Ｔに電動機１１のトルクが一致するように電力変換器１２を制御する。
　交流回転機である電動機１１は電力変換器１２に接続され、電力変換器１２は、制御装置１０に制御されることにより直流電力を任意の周波数の交流電力に変換し、電動機１１へ供給する。電力変換器１２と電動機１１とを接続する３本の結線には、ＣＴ（電流変成器）などの電流検出部１７ａ，１７ｂ，１７ｃが配置される。電流検出部１７ａ，１７ｂ，１７ｃでは、電動機１１に発生する各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが検出され、検出された各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗは、三相／ｄｑ変換部１３に与えられる。
　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部１７ａ，１７ｂ，１７ｃから得られた各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗを、ｄｑ座標軸上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、電流指令演算部１５へ出力する。
　電流指令演算部１５には、例えば図示しない外部の制御装置から出力されたトルク指令Ｔが入力され、電流指令演算部１５は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて電動機１１のロータ角度（回転子位置）を検出する。また電流指令演算部１５は、回転子位置、トルク指令Ｔ、ｄ軸電流Ｉｄ、およびｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびｄ軸電流指令Ｉｄ＊を演算する。
　ＰＷＭ制御部１４は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびｄ軸電流指令Ｉｄ＊に基づいて、ゲート駆動信号である三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算して電力変換器１２へ出力する。
　図２に示される電動機１１は、固定子鉄心１と回転子６とで構成されている。固定子３は、環状に形成された固定子鉄心１と、外部電力が供給される固定子巻線２とで構成されている。固定子鉄心１の内周側には、周方向に等間隔に配置された複数のティース１ａが形成され、隣接する各ティース１ａの間にはスロット９が形成される。回転子６は、固定子鉄心１の内径側の隙間８を介して配置され、回転子６の中心には回転子軸７が設けられている。回転子鉄心４の外径側面には、互いに異なる極性の永久磁石５が周方向に交互に配置されている。なお図示例の電動機１１は、一例として、８極１２スロットとされているが、磁極の数およびスロット９の数は、その他の組み合わせとされていても良い。
　図３には図２に示される永久磁石５を拡大したものである。図示例のように永久磁石５は、断面台形状あるいは断面Ｄ形状に形成されている。このような形状的な要因により、永久磁石５は、周方向中央部５ａよりも周方向端部（永久磁石端部５ｂ）ほど逆磁界で減磁されやすい。
　本実施の形態の制御装置１０の電流指令演算部１５は、電動機１１を一定速度、かつ、一定トルクで運転する場合、永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界の大きさが、永久磁石５の保磁力以下となるように、回転子位置に応じてｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を変化させるように構成されている。
　図４および図５を用いて本実施の形態の制御装置１０の動作を説明する。図４（ａ）には、回転子６の回転位置を表す電気角と、ｄｑ軸電流指令値（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値）との関係が示されている。図示例のように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値が回転子位置に応じて変化しているが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値はゼロとなっている。図４（ｂ）には、図４（ａ）のｄｑ軸電流指令値に従ってｄｑ軸座標系から三相交流座標系に変換された各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが示されている。
　図４（ａ）に示されるように、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置（図５の符号Ａで示される山部）では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値が抑制され、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置（図５の符号Ｂで示される谷部）では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値が高くなり、例えば最大値になる。
　図６は、従来技術で制御される電流波形を示す図である。図７は、図６に示される電流で駆動される永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界を示す図である。上記特許文献１に代表される従来技術では、電動機１１を一定速度、かつ、一定トルクで運転する場合、図６（ａ）に示されるように、回転子位置に係わらず、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値が一定に制御される。図６（ｂ）には、図６（ａ）のｄｑ軸電流指令値に従ってｄｑ軸座標系から三相交流座標系に変換された各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが示されている。
　このようにｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を一定にすることで、各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗは正弦波状となる。トルク脈動を抑える点では、各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが正弦波であることが望ましい。ところが、このように制御した場合、永久磁石端部５ｂには逆磁界が大きく作用し、減磁が発生する。
　このような問題を解消するため、本実施の形態に係る制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界の大きさが、永久磁石５の保磁力以下となるように、回転子位置に応じてｑ軸電流指令Ｉｑ＊を変化させるように構成されている。このことにより、永久磁石端部５ｂの減磁が回避される。また、特定の回転子位置でのみｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値が抑制されるため、トルク低下を最小限に抑えることができる。
　なお、図１に示される電流指令演算部１５は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて電動機１１のロータ角度（回転子位置）を検出するように構成されているが、回転子位置の検出方法はこれに限定されるものではなく、例えば電動機１１に回転角センサなどの位置検出手段を設け、位置検出手段から出力される位置信号に基づいて回転子位置を検出してもよい。また、本実施の形態では各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗを検出する手段として電流検出部１７ａ，１７ｂ，１７ｃを用いているが、他の公知の手法を用いて各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗを検出してもよい。Iｕ＋Iｖ＋Iｗ＝０の関係が成立するので、例えばＵ相とＶ相の２つ結線のみにＣＴを配置すれば、Ｗ相の相電流Ｉｗは、Ｕ相、Ｖ相の検出電流から求めることもできる。従って３つの電流検出部１７ａ，１７ｂ，１７ｃの内の何れか１つを省略しても良い。
　以上に説明したように本実施の形態に係る制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに永久磁石５の保磁力よりも大きな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ａの位置）では、永久磁石端部５ｂに永久磁石５の保磁力よりも小さな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ｂの位置）で流れるｑ軸電流Ｉｑの値よりも小さいｑ軸電流Ｉｑを通流させるように、ｑ軸電流Ｉｑのｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算するように構成されている。この構成により、特定の回転子位置でｑ軸電流Ｉｑが抑制されるため、トルク脈動を抑えながら永久磁石端部５ｂの減磁が回避されると共に、トルク低下を最小限に抑えることができる。
実施の形態２．
　図８は、本発明の実施の形態２に係る永久磁石式回転電動機１１の制御装置１０で制御される電流波形を示す図である。図９は、本発明の実施の形態２に係る永久磁石式回転電動機１１の永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界を示す図である。
　本実施の形態の制御装置１０は、電動機１１を一定速度、かつ、一定トルクで運転する場合、制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ａの位置）では、この永久磁石端部５ｂに前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ｂの位置）で流れるｄ軸電流Ｉｄの値よりも大きいｄ軸電流Ｉｄを通流させるように、ｄ軸電流Ｉｄのｄ軸電流指令Ｉｄ＊を演算するように構成されている。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
　図８および図９を用いて本実施の形態の制御装置１０の動作を説明する。図８（ａ）には、回転子６の回転位置を表す電気角と、ｄｑ軸電流指令値との関係が示されている。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値は、実施の形態１と同様に、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置（図９の符号Ａで示される山部）では抑制され、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置（図９の符号Ｂで示される谷部）では高くなり、例えば最大値になる。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値は、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では高くなり、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置では抑制される。このように強め界磁ｄ軸電流を通電させることにより、減磁耐力を向上させることができる。
　図８（ｂ）には、図８（ａ）のｄｑ軸電流指令値に従ってｄｑ軸座標系から三相交流座標系に変換された各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが示されている。
　このように実施の形態２に係る制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を低下させると共にｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値を高め、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を高めると共にｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値を低下させるように構成されている。この構成により、電力変換器１２から出力される最大電流を、実施の形態１と同じレベルに抑えながら、減磁耐力を更に向上させることが可能となる。
実施の形態３．
　図１０は、本発明の実施の形態３に係る永久磁石式回転電動機１１の制御装置１０で制御される電流波形を示す図である。図１１は、本発明の実施の形態３に係る永久磁石式回転電動機１１の永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界を示す図である。
　実施の形態３に係る制御装置１０は、回転子位置に関係なくｑ軸電流Ｉｑの値を一定にさせるように、ｑ軸電流Ｉｑのｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算すると共に、永久磁石端部５ｂに前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ａの位置）では、永久磁石端部５ｂに前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する回転子位置（符号Ｂの位置）で流れるｄ軸電流Ｉｄの値よりも大きいｄ軸電流Ｉｄを通流させるように、ｄ軸電流Ｉｄのｄ軸電流指令Ｉｄ＊を演算するように構成されている。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
　図１０および図１１を用いて本実施の形態の制御装置１０の動作を説明する。図１０（ａ）には、回転子６の回転位置を表す電気角と、ｄｑ軸電流指令値との関係が示されている。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値は、回転子位置に関係なく一定レベルである。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値は、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では高くなり、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置では抑制される。
　図１０（ｂ）には、図１０（ａ）のｄｑ軸電流指令値に従ってｄｑ軸座標系から三相交流座標系に変換された各相の相電流Iｕ，Iｖ，Iｗが示されている。
　このように実施の形態３に係る制御装置１０は、回転子６の回転子位置に関係なくｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を一定レベルに固定し、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値を高め、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値を低下させるように構成されている。この構成により、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では、強め界磁ｄ軸電流Ｉｄが流れるため、減磁耐力を向上させることができる。また、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、回転子位置に関係なく一定であるため、トルク脈動が小さくなり、ｄ軸電流Ｉｄは、特定の回転子位置のみで通電するため、銅損の低減が可能となる。
　以上に説明したように実施の形態１から３に係る制御装置１０は、電動機１１へ供給される相電流をｄｑ座標軸上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、トルク指令Ｔ、ｄ軸電流Ｉｄ、およびｑ軸電流Ｉｑに基づいて、永久磁石端部５ｂに作用する逆磁界の大きさが、永久磁石５の保磁力以下となるように、回転子位置に応じて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの少なくとも一方の値を変化させる電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）を演算するように構成されている。この構成により、特定の回転子位置でｑ軸電流Ｉｑが抑制されるため、トルク脈動を抑えながら永久磁石５の減磁耐力を向上させることができる。
　なお、実施の形態１から３に係る制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用しない回転子位置では、ｑ軸電流Ｉｑに電源周波数の６倍成分を重畳させるように構成してもよい。
　また、実施の形態１から３に係る制御装置１０は、永久磁石端部５ｂに大きな逆磁界が作用する回転子位置では、ｄ軸電流Ｉｄに電源周波数の６倍成分を重畳させるように構成してもよい。この構成により、効率よく減磁を回避することができる。
　また、実施の形態１から３は、本発明の内容の一例を示すものであり、更なる別の公知技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは無論である。
　以上のように、本発明は、永久磁石式回転電動機の制御装置に適用可能であり、特に、トルク脈動を抑えながら永久磁石の減磁耐力を向上させることができる発明として有用である。
　１　固定子鉄心、１ａ　ティース、２　固定子巻線、３　固定子、４　回転子鉄心、５　永久磁石、５ａ　周方向中央部、５ｂ　永久磁石端部、６　回転子、７　回転子軸、８　隙間、９　スロット、１０　制御装置、１１　永久磁石式回転電動機、１２　電力変換器、１３　三相／ｄｑ変換部、１４　ＰＷＭ制御部、１５　電流指令演算部、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ　電流検出部。

Claims (6)

  1. 　永久磁石式回転電動機へ供給される相電流をｄｑ座標軸上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、トルク指令、前記ｄ軸電流、および前記ｑ軸電流に基づいて、永久磁石式回転電動機の回転子に設けられた永久磁石の周方向端部に作用する逆磁界の大きさが、前記永久磁石の保磁力以下となるように、前記回転子の回転子位置に応じて、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の少なくとも一方の値を変化させる電流指令を演算することを特徴とする永久磁石式回転電動機の制御装置。
  2. 　前記永久磁石の周方向端部に前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する前記回転子位置では、この周方向端部に前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する前記回転子位置で流れるｑ軸電流の値よりも小さいｑ軸電流を通流させるように、ｑ軸電流の前記電流指令を演算することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式回転電動機の制御装置。
  3. 　前記永久磁石の周方向端部に前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する前記回転子位置では、この周方向端部に前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する前記回転子位置で流れるｄ軸電流の値よりも大きいｄ軸電流を通流させるように、ｄ軸電流の前記電流指令を演算することを特徴とする請求項２に記載の永久磁石式回転電動機の制御装置。
  4. 　前記回転子位置に関係なくｑ軸電流の値を一定にさせるように、ｑ軸電流の前記電流指令を演算すると共に、
    　前記永久磁石の周方向端部に前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する前記回転子位置では、この周方向端部に前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する前記回転子位置で流れるｄ軸電流の値よりも大きいｄ軸電流を通流させるように、ｄ軸電流の前記電流指令を演算することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石式回転電動機の制御装置。
  5. 　前記永久磁石の周方向端部に前記保磁力よりも小さな逆磁界が作用する前記回転子位置では、前記ｑ軸電流に電源周波数の６倍成分を重畳させることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の永久磁石式回転電動機の制御装置。
  6. 　前記永久磁石の周方向端部に前記保磁力よりも大きな逆磁界が作用する前記回転子位置では、前記ｄ軸電流に電源周波数の６倍成分を重畳させることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の永久磁石式回転電動機の制御装置。 
    　
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