KR20180019242A - 스위칭된 커패시터 전력 컨버터들 - Google Patents
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Abstract
부하에 전력을 공급하는 장치는 제 1 형태로 전력을 수용하고 제 2 형태로 전력을 제공하는 전력 컨버터를 포함한다. 전력 컨버터는 제어 시스템, 제 1 스테이지, 및 제 2 스테이지를 직렬로 포함한다. 제1 스테이지는 제1 형태로 전력을 수용한다. 제어 시스템은 제 1 및 제 2 스테이지의 동작을 제어한다. 제1 스테이지는 스위칭 네트워크 또는 레귤레이팅 네트워크이다. 제2 스테이지는 제1 스테이지가 스위칭 네트워크인 경우 레귤레이팅 회로이고, 그렇지 않은 경우 스위칭 네트워크이다.
Description
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2015년 7월 8일자로 출원된 미국 가출원 제62/189,909호의 우선권 주장의 이익을 주장하고, 그 내용은 본원에 참고로 인용된다.
본 발명은 전력 컨버터들에 관한 것으로, 특히 dc-dc 전력 컨버터들에 관한 것이다.
전기 장치들이 동작하기 위해 전력을 필요로 한다는 것은 당 업계에 공지되어 있다. 그러나, 일부 전기 장치들은 다른 것들보다 더욱 다양하다(omnivorous). 예를 들어, 텅스텐 필라멘트 전구는 넓은 전압들의 범위에서 동작할 것이다. 저전압들에서 어두울 수 있고, 고전압들에서 조기에 연소될 수 있지만, 단순히 동작을 멈추는 것은 아니다.
그러나, 디지털 회로는 그들의 요구들이 더욱 까다롭다. 디지털 회로는 특정 특성들을 갖는 전력을 요구한다. 이러한 특성들에 미치지 못하는 전력을 수신하는 프로세서는 더 느리게 계산되지 않을 것이다. 그것은 간단하게 종료될 것이다.
불행히도, 전력은 마이크로 프로세서 기반 시스템이 받아들일 수 있는 형태로 항상 전달되는 것은 아니다. 예를 들어, 핸드헬드 디바이스에서, 배터리 전압은 완전히 충전된 상태에서 거의 0에 이른다. 따라서, 대부분의 그러한 시스템들은 원시 형태로 전력을 수용하고 그것을 시스템이 보다 구미에 맞는(palatable) 형태로 시스템에 전달하는 것을 필요로 한다.
이 중요하지만 매력적이지 못한(unglamorous) 태스크(task)는 전력 컨버터가 담당한다.
다양한 전력 컨버터가 공지되어 있다. 이들은 미국 특허 제8,860,396호, 미국 특허 제8,743,553호, 미국 특허 제8,723,491호, 미국 특허 제8,503,203호, 미국 특허 제8,693,224호, 미국 특허 제8,724,353호, 미국 특허 제8,339,184호, 미국 특허 제8,619,445호, 미국 특허 제8,817,501호, 미국 특허 공개번호 제2015/0077175호 및 미국 특허 제9,041,459호에 개시되어 있다. 전술한 모든 특허의 내용은 본원에 참고로 인용되어 있다.
일 양상에서, 본 발명은 부하에 전력을 공급하는 장치를 특징으로 한다. 그러한 장치는 제 1 형태로 전력을 수용하고 제 2 형태로 전력을 제공하는 전력 컨버터를 포함한다. 상기 전력 컨버터는 제어 시스템, 및 직렬로 제 1 및 제 2 스테이지들을 포함한다. 상기 제 1 스테이지는 제 1 형태로 전력을 수용한다. 상기 제어 시스템은 상기 제 1 및 제 2 스테이지들의 동작을 제어한다. 상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크 또는 레귤레이팅 네트워크 중 하나이다. 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지가 스위칭 네트워크일 때 레귤레이팅 네트워크이다. 한편, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지가 레귤레이팅 네트워크일 때 스위칭 네트워크이다.
실시 예들 중 상기 제어 시스템이 적어도 부분적으로 상기 제 1 및 제 2 스테이지들 사이에서 측정된 전압에 기초하여 제어하는 것들이 있다.
또한, 실시 예들 중에는, 상기 제 1 스테이지가 레귤레이팅 네트워크인 것들, 상기 제 1 스테이지가 스위칭 네트워크인 것들, 및 상기 제 2 스테이지가, 캐스케이드 곱셈기와 같은, 스위칭 네트워크인 것인 것들이 있다. 어느 경우에나, 상기 스위칭 네트워크는 캐스케이드 곱셈기가 될 수 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 적어도 하나의 스테이지들은 제 1 및 제 2 단자들을 갖는 스위칭 네트워크를 포함한다. 이들 중에는, 이들 단자들이 절연되는 실시 예들, 이들이 공통 접지를 갖는 실시 예들, 및 이들이 별개의 접지를 갖는 실시 예들이 있다.
다른 실시 예들에서, 상기 적어도 하나의 스테이지들은, 제 1 및 제 2 단자들을 각각 갖는, 제 1 및 제 2 스위칭 회로들을 갖는 스위칭 네트워크를 포함한다. 이들 실시 예들에서, 상기 제 2 스위칭 회로의 제 1 단자는 상기 제 1 스위칭 회로의 제 2 단자에 연결된다. 이들 중에는, 상기 2개의 스위칭 회로들이 상이한 전압-변환 비율들을 갖는 실시 예들, 및 이들이 동일한 전압-변환 비율들을 갖는 실시 예들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 직렬로 제 1 및 제 2 스위칭 회로를 포함하는 반면, 다른 것들에서는, 직렬-병렬로 제 1 및 제 2 스위칭 회로들을 포함한다.
상기 전력 컨버터의 일부 실시 예들은 상기 제 1 스테이지와 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하여, 상기 제 2 스테이지가 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있도록 한다. 이들 실시 예들은 상기 제 1 및 제 3 스테이지들이 스위칭 네트워크들인 것들, 상기 제 1 및 제 3 스테이지들이 네트워크를 레귤레이트하는 것들, 및 상기 제 3 스테이지가 상기 제3 스테이지가 자기 필터로 인한 듀티 사이클로 동작하는 것들을 포함한다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 중에는, 상기 캐스케이드 곱셈기가 단상 캐스케이드 곱셈기인 실시 예들, 비대칭인 것들, 스텝-다운인 것들, 곱셈기, 및 이들의 임의의 조합인 임의의 실시 예들이 있다. 또한, 이들 실시 예들 중에는 상기 캐스케이드 곱셈기가 이중-위상 캐스케이드 곱셈기인 것들도 있다. 이 경우, 상기 캐스케이드 곱셈기는 대칭 캐스케이드 곱셈기 또는 병렬 펌프된 커패시터를 포함하는 곱셈기, 또는 DC 커패시터들이 없는 곱셈기일 수 있다.
전술한 실시 예들 중 일부에서, 상기 캐스케이드 곱셈기는 추가적인 회로를 구동하기 위한 보조 전압을 생성한다. 이들 중에는, 보조 전압에 의해 구동되도록 연결된 레벨 쉬프터를 포함하는 실시 예들, 및 게이트 드라이버가 보조 전압에 의해 구동되도록 연결되는 것들을 포함하는 실시 예들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 및 제 2 이중-위상 캐스케이드 곱셈기, 및 캐스케이드 곱셈기들 모두에 의해 공유되는 위상 노드를 포함한다. 이들 실시 예들에서, 상기 제2 캐스케이드 곱셈기에 적층된, 상기 제 1 캐스케이드 곱셈기는 비동기식이고 상기 제 2 캐스케이드 곱셈기는 동기식이다. 이들 실시 예들 중에는 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들이 동일한 주파수로 동작하는 것들 및 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들이 상이한 주파수들로 동작하는 것이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터를 포함한다. 이들 중에는, 상기 벅 컨버터가 상기 동일한 기준 전압을 갖는 제 1 및 제 2 단자들을 포함하는 실시 예들이 있다. 실시 예들은 상기 벅 컨버터의 제 1 및 제 2 단자들이 상이한 기준 전압들에 있는 것들, 상기 벅 컨버터가 3개의 단자들을 갖는 것들, 및 상기 벅 컨버터가 플로팅 전압(floating voltage)에서 플로팅 노드를 갖는 것들을 포함한다. 플로팅 노드를 갖는 실시 예들에서, 상기 플로팅 노드는 2개의 로드들 사이 또는 2개의 소스들 사이에 있을 수 있다.
다양한 다른 레귤레이팅 네트워크들이 고려된다(contemplated). 여기에는 벅-부스트 컨버터, 부스트 컨버터, 및 4-단자 비-반전 벅-부스트 컨버터도 포함된다.
부스트 컨버터를 레귤레이팅 네트워크로서 사용하는 일부 실시들 예들에서, 스위칭 네트워크는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 실시 예들 중 일부에서, 상기 레귤레이팅 네트워크에 연결된 선택 스위치들은 상기 스위칭 네트워크가 정상 출력 전압의 일부를 출력하게 한다. 다른 경우들에, 스위치들은 스위치들에 대응하는 기생 다이오드들의 음극들(cathodes)이 서로 연결되도록 배향된다. 이들 실시 예들 중에는 상기 제 1 스테이지가 레귤레이팅 네트워크인 것들이 있다.
실시 예들은 상기 레귤레이팅 네트워크가 복수의 와이어들을 레귤레이팅하는 것들, 많아야 하나의 와이어를 레귤레이팅하는 것들, 및 상기 레귤레이팅 네트워크에 대한 입력 전압에 기초하여 복수의 와이어들 중 특정 하나를 레귤레이팅하는 것들을 포함한다.
또한, 실시 예들 중에는 상기 레귤레이팅 네트워크들이 복수의 출력 포트들을 갖는 것들과 멀티-탭 부스트 컨버터인 것들이 있다. 이들 중에는 상기 스위칭 네트워크가 단상 스텝-다운 스위칭된-커패시터 회로를 포함하는 실시 예들이 있다.
또 다른 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 접지 위로 플로팅(flat)한다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능하다. 다른 실시 예들에서, 재구성 가능한 레귤레이팅 네트워크가 있다. 또 다른 것들은 둘 다 재구성 가능하다. 어느 경우에나, 자기 필터가 재구성 가능한 둘 중 어느 것에 연결되는 실시 예들이 있다. 따라서, 자기 필터는 재구성 가능한 상기 스위칭 네트워크 또는 재구성 가능한 상기 레귤레이팅 네트워크 중 어느 하나에 연결될 수 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 이중-위상 스위칭된-커패시터 회로를 포함한다. 이들 중에는, 스위칭된 커패시터 회로가 직렬인 펌프 커패시터들(pump capacitors in series)과 직렬인 DC 커패시터들(DC capacitors in series)을 포함하는 실시 예들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 스위칭 네트워크가 상태들 사이에 있는 데드 타임(dead-time) 전이 동안에만 상기 레귤레이팅 네트워크로부터 전하를 저장하는 DC 커패시터들을 포함하는 이중-위상 스위칭 회로를 포함한다.
또 다른 실시 예들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진시키는 인덕터를 포함한다.
일부 실시 예들은 또한 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 자기 필터를 포함한다.
이들 중에는, 상기 자기 필터가 상기 스위칭 네트워크와 부하 사이에 연결되는 실시 예들, 상기 자기 필터가 상기 스위칭 네트워크와 소스 사이에 연결되는 것들, 및 상기 조절 네트워크와 상기 자기 필터가 협력하여 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진시키는 것들이 있다. 실시 예들은 상기 스위칭 네트워크로부터 전류 흐름을 제한하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 회로를 갖는 것들, 및 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 회로를 갖는 것들을 더 포함한다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 2-위상 스텝-다운 스위칭 네트워크를 포함하고 상기 레귤레이팅 네트워크는 스텝-다운 네트워크이다. 이들 중에는, 상기 스위칭 네트워크가 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 실시 예들이 있다. 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 실시 예들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터를 포함할 수 있다. 또한, 이들 실시 예들 중에는 레귤레이팅 네트워크가 단열 전하 이송을 촉진시키는 것들이 있다.
또 다른 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 및 상기 레귤레이팅 네트워크는 전압을 스텝-다운시키도록 야기하는 컨버터를 포함한다. 이들 실시 예들 중 일부에서, 스위칭 네트워크인 제 1 스테이지가 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 2개의 동작 모드들을 갖도록 구성된 멀티-탭 벅 컨버터를 포함한다. 이들 중에는, 상기 스위칭 네트워크가, 동작 중에, 상이한 전압들로 유지되는, 제 1 및 제 2 전압 레일들을 제공하는 실시 예들이 있다.
또 다른 실시 예는 상기 레귤레이팅 네트워크가 복수의 탭들을 가지고 3개의 동작 모드들을 갖도록 구성된 벅 컨버터를 포함하는 실시 예들이다. 이들 중, 상기 스위칭 네트워크가, 동작 중에, 상이한 전압들로 유지되는, 제 1, 제 2, 및 제 3 전압 레일들을 제공하는 실시 예들이 있다.
상기 장치의 다른 실시 예들은 상기 스위칭 네트워크가 2-위상 스위칭된-커패시터 회로를 포함하고 상기 레귤레이팅 네트워크가 벅 컨버터인 것들이다.
또한, 실시 예들 중에는 상기 레귤레이팅 네트워크가 병렬의 제 1 및 제 2 레귤레이팅 회로들을 포함하는 것들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 제 1 및 제 2 출력들을 포함한다. 동작 시, 상기 제 1 출력 및 제 2 출력은 대응하는 제 1 및 제 2 전압 차이들에서 유지된다. 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이인 것을 특징으로 한다.
일부 실시 예들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 병렬로 제 1, 제 2, 및 제 3 레귤레이팅 회로들을 포함한다.
다른 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 제 1, 제 2, 및 제 3 출력들을 포함한다. 동작 시, 상기 제 1, 제 2, 및 제 3 출력은 대응하는 제 1, 제2, 및 제 3 전압 차이들로 유지된다. 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이다. 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이다. 그리고, 상기 제 3 전압 차이는 제 4 전압과 상기 제 2 전압의 차이다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 제 1 단자 및 제 2 단자를 가지므로, 동작 시, 상기 제 1 단자에 걸쳐 제 1 전압 차이가 유지되고 상기 제 2 단자에 걸쳐 제 2 전압 차이가 유지된다. 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는, 상기 제 2 전압이 가변인, 제 3 전압과 상기 제 2 전압의 차이이다. 이들 실시 예들의 일부는 또한 상기 제 2 전압을 제공하는 제 3 스테이지를 갖는다. 또한, 이들 중에는, 상기 제 3 스테이지가 스위치-모드 전력 컨버터, 스위칭된 커패시터 컨버터, 벅 컨버터, 또는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 실시 예들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 비-제로(non-zero) DC 오프셋을 갖는 AC 출력을 제공하도록 구성된다.
다른 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능한 비동기 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 상기 스위칭 네트워크가 전압에서의 스텝-업 또는 전압에서의 스텝-다운을 가능하게 하도록 상기 스위칭 네트워크에 연결된다. 일부 경우들에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 4-스위치 벅-부스트 컨버터를 포함한다.
또 다른 실시 예들에서, 상기 제 1 스테이지는 단상에서 동기식으로 동작하는 재구성 가능한 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 스위칭 네트워크이고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 4 스위치 벅 부스트 컨버터를 포함한다. 이들 중에는, 상기 레귤레이팅 네트워크가 상기 스위칭 네트워크가 전압 스텝 업(step voltage up) 또는 전압 스텝 다운(step voltage down)을 가능하도록 하는 지점에서 상기 스위칭 네트워크에 연결하는 실시 예들이 있다.
실시 예들은 또한 상기 스위칭 네트워크가 그 내부에 임베디드된 차지 펌프를 갖는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것들을 포함한다. 상기 차지 펌프는 다양한 특성들을 가질 수 있다. 예를 들어, 상기 차지 펌프는 재구성 가능하거나, 또는 부분 차지 펌프일 수 있다. 선택적으로, 상기 임베디드된 차지 펌프는 멀티 모드들로 동작하고, 각각의 모드는 전압 변환 비율에 대응한다. 또는, 상기 캐스케이드 곱셈기는 재구성 가능한 2-위상 비동기 스텝-다운 캐스케이드 곱셈기를 포함할 수 있다. 이들 실시 예들 중 임의의 실시 예에서, 상기 레귤레이팅 네트워크는 2-위상 부스트 컨버터를 포함할 수 있다.
또 다른 실시 예에서, 상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함한다. 상기 제 2 스테이지는, 모두가 상기 스위칭 네트워크들인, 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있다. 상기 레귤레이팅 회로는 벅 컨버터를 포함하고, 스위칭 네트워크들 모두는 단상 비동기 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 실시 예들은 상기 레귤레이팅 네트워크의 출력단에 안정화 커패시터(stabilizing capacitor)를 더 포함하는 것들을 포함한다.
또 다른 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는, 상기 제 2 스테이지가 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있는, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬로 제 3 스테이지를 더 포함한다. 이들 실시 예에서, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 스위칭 네트워크이고, 상기 레귤레이팅 회로는 벅-부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 단상 비동기 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 단상 동기식 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 실시 예들 중에는 상기 레귤레이팅 네트워크의 출력에서 안정화 커패시터를 또한 갖는 실시 예들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는, 상기 제 2 스테이지가 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있는, 상기 제 1 및 제 2 스테이지와 직렬로 제 3 스테이지를 더 포함한다. 상기 제 1 및 제 3 스테이지는 모두 레귤레이팅 네트워크들이다. 그러나, 상기 제 1 스테이지는 부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함한다. 상기 스위칭 네트워크는 동일한 수의 스테이지들을 갖는 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들을 포함한다. 이들 실시 예의 일부는 또한 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들에 의해 공유되는 위상 펌프를 갖는다. 다른 경우들에서, 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 180도 위상차로 동작한다. 또한 다른 실시 예들에서, 상기 캐스케이드 곱셈기는 대응하는 제 1 및 제 2 스위치 스택들을 포함하고, 상기 스위칭 네트워크의 출력은 상기 제 1 스위치 스택의 상부와 상기 제 2 스위치 스택의 상부 간의 전압 차이이다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있는, 상기 제 1 및 제 2 스테이지들과 직렬로 제 3 스테이지를 더 포함한다. 이들 실시 예들에서, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 레귤레이팅 네트워크이고, 상기 제 1 스테이지는 3-레벨 부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 동일하지 않은 수의 스테이지들을 갖는 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들을 포함한다.
다른 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 부분 및 제 2 부분을 갖는 전류를 수신하고, 상기 제 1 부분은 상기 레귤레이팅 네트워크로부터 나오고, 상기 제 1 부분보다 큰, 상기 제 2 부분은 상기 레귤레이팅 네트워크를 우회한다.
일부 실시 예들에서, 상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬로 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있다. 상기 제 1 스테이지는 제 1 레귤레이팅 네트워크이고, 상기 제 3 스테이지는 제 2 레귤레이팅 네트워크이고, 상기 제 1 스테이지는 부스트 컨버터를 포함한다. 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함한다. 상기 스위칭 네트워크는 동일하지 않은 수의 스테이지들을 갖는 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 실시 예 중에는 상기 제 2 스테이지가 상기 제 1 스테이지에 연결된 추가 인덕터를 포함하는 실시 예들이 있다.
또 다른 실시 예들은 제 3 스테이지를 포함한다. 이들 실시 예들에서, 상기 제 1 스테이지는 레귤레이팅 네트워크를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 레귤레이팅 네트워크를 포함하고, 상기 전력 컨버터는 제 1 전압 차이를 갖는 부하를 제공하고, 상기 제 1 스테이지는 제 2 스테이지에 제 2 전압 차이를 제공하고, 상기 제2 스테이지는 상기 제 3 스테이지에 제 3 전압 차이를 제공하고, 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 제 4 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제 3 전압 차이는 제 5 전압과 제6 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제4 전압은 상기 제2 전압과 상이하고, 상기 제6 전압은 상기 제2 전압과 상이이다. 이들 실시 예들 중에는 상기 제 2 스테이지가 재구성 가능한 스위칭 네트워크를 포함하는 것들이 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 제 1 스테이지는 캐스케이드 곱셈기에서의 커패시터들 간의 단열 전하 이송을 촉진시키도록 구성된 임베디드된 인덕터를 갖는, 재구성 가능한 이중-위상 캐스케이드 곱셈기를 갖는 스위칭 네트워크를 포함한다. 일부 실시 예들에서, 상기 인덕터는 일정 전류가 통과하는 위치에 임베디드된다. 또한, 이들 실시 예들 중에는 상기 제 2 스테이지가 제타 컨버터를 포함하는 것들, 및 상기 캐스케이드 곱셈기가 인덕터가 임베디드된 위상 펌프를 포함하는 것들이 있다. 이들 실시 예들의 다른 것들에서, 상기 캐스케이드 곱셈기는 펌프 커패시터들을 포함하고, 상기 인덕터는 상기 인덕터와 펌프 커패시터 사이를 통과하는 경로들의 수를 최대화하는 위치에 임베디드된다.
일부 실시 예들에서, 상기 스위칭 네트워크는 직렬인 펌프 커패시터들을 갖는 이중-위상 캐스케이드 곱셈기를 포함한다. 이들 중에는 상기 스위칭 네트워크가 가변 전달 함수를 갖는 실시 예들 및 상기 스위칭 네트워크가 임베디드된 차지 펌프를 포함하는 위상 펌프를 포함하는 실시 예들이 있다. 이 후자의 경우에, 상기 임베디드된 차지 펌프는 스위치 세트들, 펌프 커패시터들, 및 스위치 세트들을 동작시켜, 상기 캐스케이드 곱셈기에 대한 전달 함수에 각각 대응하는, 제 1 동작 모드와 제 2 동작 모드 사이에서 전이들을 야기시키는 컨트롤러를 포함한다. 이들 경우들 중에는 상기 컨트롤러가 상기 스위치 세트들을 동작하여, 상기 임베디드된 컨트롤러가, 상기 캐스케이드 곱셈기가 전압 이득 또는 전압 감쇄를 제공하는, 전달 함수를 갖도록 하는 것들이 있다.
또 다른 양상에서, 본 발명은 제 1 형태로 전력을 수용하고 제 2 형태로 전력을 제공하는 전력 컨버터를 포함하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치를 특징으로 한다. 상기 전력 컨버터는 직렬로 제어 시스템, 제 1 스테이지 및 제 2 스테이지를 포함한다. 상기 제 1 스테이지는 상기 제 1 형태로 전력을 수용한다. 상기 제어 시스템은 상기 제 1 및 제 2 스테이지의 동작을 제어한다. 상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크 또는 레귤레이팅 네트워크 중 하나이다. 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지가 스위칭 네트워크일 때 레귤레이팅 회로이고, 및 그렇지 않은 경우 스위칭 네트워크이다.
이들 및 다른 특징들은 다음의 상세한 설명 및 첨부된 도면들로부터 명백해질 것이다.
도 1은 직렬로 레귤레이팅 회로 및 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 2는 도 1에 도시된 것의 정반대인 전력 컨버터를 도시한다.
도 3은 직렬로 2개의 스위칭 회로들을 구비한 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 4는 직렬-병렬로 2개의 스위칭 회로들을 구비한 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 5는 2개의 레귤레이팅 네트워크들 간의 스위칭 네트워크를 도시한다.
도 6은 2개의 스위칭 네트워크들 간의 레귤레이팅 네트워크를 도시한다.
도 7은 입력 및 출력이 절연된(isolated) 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 8은 입력 및 출력이 공통 접지를 갖는 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 9는 입력 및 출력이 비-공통 접지를 갖는 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 10은 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 1 구현 예(first implementation)를 도시한다.
도 11은 스위칭 네트워크가 병렬 펌프된 커패시터들을 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기인 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 2 구현을 도시한다.
도 12는 스위칭 네트워크가 공유된 위상 노드를 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기의 상부에 적층된 이중-위상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 갖는 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 3 구현을 도시한다.
도 13a는 도 10에서의 전력 컨버터의 변형 예(variant)를 도시한다.
도 13b는 도 13a에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 레귤레이팅 네트워크 및 스위칭 네트워크의 순서가 반전되어 있는 것을 도시한다.
도 14a는 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 2 구현을 도시한다.
도 14b 및 14c는 도 14a에 도시된 위상 펌프의 구현들을 도시한다.
도 15a는 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 벅 컨버터를 도시한다.
도 15b 및 도 15c는 도 15a의 벅 컨버터의 비-절연 변형 예들(non-isolating variants)을 도시한다.
도 16a 및 도 16b는 전술한 전력 컨버터들 중 임의의 전력 컨버터에서 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 비-절연 벅-부스트 컨버터를 도시한다.
도 17a 내지 도 17b는 전술한 전력 컨버터들 중 임의의 전력 컨버터에서 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 비-절연 부스트 컨버터들을 도시한다.
도 18a 및 도 18b는 4-단자 비-반전 벅-부스트 컨버터들을 도시한다.
도 19는 재구성 스위칭 네트워크를 갖는 도 1의 전력 컨버터를 도시한다.
도 20은 재구성 레귤레이팅 네트워크를 갖는 도 1의 전력 컨버터를 도시한다.
도 21은 레귤레이팅 회로가 2개 이상의 출력 포트들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 22는 도 21에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 단상 스위칭된-커패시터 회로 대신 이중-위상 스위칭된-커패시터 회로인 것을 도시한다.
도 23은 스위칭 네트워크와 부하 사이에 자기 필터를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 24는 스위칭 네트워크와 전원 사이에 자기 필터를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 25는 스위칭 네트워크와 부하 사이에 자기 필터를 포함하도록 수정된 도 22의 전력 컨버터를 도시한다.
도 26은 스텝-다운 레귤레이팅 네트워크와 직렬로 연결된 2-위상 스텝-다운 스위칭 네트워크를 사용하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 27은 도 19에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 스위칭 네트워크 및 레귤레이팅 네트워크의 순서가 반전된 것을 도시한다.
도 28은 레귤레이팅 네트워크가 복수의 탭들을 갖는 벅 컨버터인 전력 컨버터를 도시한다.
도 29는 도 28에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 3개의 탭들 대신에 4개의 탭들을 갖는 벅 컨버터인 것을 도시한다.
도 30은 스위칭 네트워크를 구현하는 2-위상 스위칭된-커패시터 회로 및 레귤레이팅 네트워크를 구현하는 벅 컨버터를 갖는 도 26의 전력 컨버터를 도시한다.
도 31은 2개의 전압 출력들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 32는 3개의 전압 출력들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 33은 접지 보다 위로 플로팅(floating above ground)하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 34는 4-스위치 벅-부스트 컨버터가 레귤레이팅 네트워크를 구현하고 재구성 가능한 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 실시 예를 도시한다.
도 35는 이중-인덕터 벅 컨버터가 레귤레이팅 네트워크를 구현하고 재구성 가능한 이중-위상 비대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 도 2에서의 전력 컨버터의 특정 실시 예를 도시한다.
도 36은 스위칭 네트워크가 캐스케이드 곱셈기 내에 임베디드된 별개의 차지 펌프를 갖는 전력 컨버터의 구현을 도시한다.
도 37은 도 36에서의 임베디드된 차지 펌프를 도시한다.
도 38은 벅 컨버터가 레귤레이팅 회로를 구현하고, 단상 비대칭 스텝-업 커패시터 곱셈기가 제 1 스위칭 네트워크를 구현하고, 단상 대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 제 2 스위칭 네트워크를 구현하는 도 6에서의 전력 컨버터를 도시한다.
도 39는 벅 컨버터가 벅-부스트 컨버터로 대체된 도 38의 전력 컨버터를 도시한다.
도 40은 동일한 수들의 스테이지들을 갖는 2개의 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 41은 동일하지 않은 수들의 스테이지들을 갖는 2개의 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 42는 스위칭 네트워크로의 전류의 벌크(bulk)가 부스트 컨버터를 우회하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 43은 플로팅 레귤레이팅 네트워크 및 접지된 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다. 과
도 44는 스위칭 네트워크에 임베디드된 인덕터들이 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하는 도 2의 구현을 도시한다.
도 2는 도 1에 도시된 것의 정반대인 전력 컨버터를 도시한다.
도 3은 직렬로 2개의 스위칭 회로들을 구비한 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 4는 직렬-병렬로 2개의 스위칭 회로들을 구비한 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 5는 2개의 레귤레이팅 네트워크들 간의 스위칭 네트워크를 도시한다.
도 6은 2개의 스위칭 네트워크들 간의 레귤레이팅 네트워크를 도시한다.
도 7은 입력 및 출력이 절연된(isolated) 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 8은 입력 및 출력이 공통 접지를 갖는 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 9는 입력 및 출력이 비-공통 접지를 갖는 스위칭 네트워크에 대한 등가 회로를 도시한다.
도 10은 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 1 구현 예(first implementation)를 도시한다.
도 11은 스위칭 네트워크가 병렬 펌프된 커패시터들을 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기인 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 2 구현을 도시한다.
도 12는 스위칭 네트워크가 공유된 위상 노드를 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기의 상부에 적층된 이중-위상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 갖는 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 3 구현을 도시한다.
도 13a는 도 10에서의 전력 컨버터의 변형 예(variant)를 도시한다.
도 13b는 도 13a에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 레귤레이팅 네트워크 및 스위칭 네트워크의 순서가 반전되어 있는 것을 도시한다.
도 14a는 도 1에서의 스위칭 네트워크의 제 2 구현을 도시한다.
도 14b 및 14c는 도 14a에 도시된 위상 펌프의 구현들을 도시한다.
도 15a는 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 벅 컨버터를 도시한다.
도 15b 및 도 15c는 도 15a의 벅 컨버터의 비-절연 변형 예들(non-isolating variants)을 도시한다.
도 16a 및 도 16b는 전술한 전력 컨버터들 중 임의의 전력 컨버터에서 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 비-절연 벅-부스트 컨버터를 도시한다.
도 17a 내지 도 17b는 전술한 전력 컨버터들 중 임의의 전력 컨버터에서 레귤레이팅 네트워크를 구현하기 위해 사용되는 비-절연 부스트 컨버터들을 도시한다.
도 18a 및 도 18b는 4-단자 비-반전 벅-부스트 컨버터들을 도시한다.
도 19는 재구성 스위칭 네트워크를 갖는 도 1의 전력 컨버터를 도시한다.
도 20은 재구성 레귤레이팅 네트워크를 갖는 도 1의 전력 컨버터를 도시한다.
도 21은 레귤레이팅 회로가 2개 이상의 출력 포트들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 22는 도 21에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 단상 스위칭된-커패시터 회로 대신 이중-위상 스위칭된-커패시터 회로인 것을 도시한다.
도 23은 스위칭 네트워크와 부하 사이에 자기 필터를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 24는 스위칭 네트워크와 전원 사이에 자기 필터를 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 25는 스위칭 네트워크와 부하 사이에 자기 필터를 포함하도록 수정된 도 22의 전력 컨버터를 도시한다.
도 26은 스텝-다운 레귤레이팅 네트워크와 직렬로 연결된 2-위상 스텝-다운 스위칭 네트워크를 사용하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 27은 도 19에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 스위칭 네트워크 및 레귤레이팅 네트워크의 순서가 반전된 것을 도시한다.
도 28은 레귤레이팅 네트워크가 복수의 탭들을 갖는 벅 컨버터인 전력 컨버터를 도시한다.
도 29는 도 28에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 3개의 탭들 대신에 4개의 탭들을 갖는 벅 컨버터인 것을 도시한다.
도 30은 스위칭 네트워크를 구현하는 2-위상 스위칭된-커패시터 회로 및 레귤레이팅 네트워크를 구현하는 벅 컨버터를 갖는 도 26의 전력 컨버터를 도시한다.
도 31은 2개의 전압 출력들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 32는 3개의 전압 출력들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 33은 접지 보다 위로 플로팅(floating above ground)하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 34는 4-스위치 벅-부스트 컨버터가 레귤레이팅 네트워크를 구현하고 재구성 가능한 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 실시 예를 도시한다.
도 35는 이중-인덕터 벅 컨버터가 레귤레이팅 네트워크를 구현하고 재구성 가능한 이중-위상 비대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 도 2에서의 전력 컨버터의 특정 실시 예를 도시한다.
도 36은 스위칭 네트워크가 캐스케이드 곱셈기 내에 임베디드된 별개의 차지 펌프를 갖는 전력 컨버터의 구현을 도시한다.
도 37은 도 36에서의 임베디드된 차지 펌프를 도시한다.
도 38은 벅 컨버터가 레귤레이팅 회로를 구현하고, 단상 비대칭 스텝-업 커패시터 곱셈기가 제 1 스위칭 네트워크를 구현하고, 단상 대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 제 2 스위칭 네트워크를 구현하는 도 6에서의 전력 컨버터를 도시한다.
도 39는 벅 컨버터가 벅-부스트 컨버터로 대체된 도 38의 전력 컨버터를 도시한다.
도 40은 동일한 수들의 스테이지들을 갖는 2개의 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 41은 동일하지 않은 수들의 스테이지들을 갖는 2개의 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크를 구현하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 42는 스위칭 네트워크로의 전류의 벌크(bulk)가 부스트 컨버터를 우회하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 43은 플로팅 레귤레이팅 네트워크 및 접지된 스위칭 네트워크를 갖는 전력 컨버터를 도시한다. 과
도 44는 스위칭 네트워크에 임베디드된 인덕터들이 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하는 도 2의 구현을 도시한다.
도 1은 직렬로 2개의 스테이지들을 갖는 전력 컨버터를 도시한다. 2개의 스테이지들 내의 회로의 세부 사항, 및 컨트롤러의 동작에 따라, 전력 컨버터는 dc-dc 컨버터, ac-dc 컨버터, dc-ac 컨버터 또는 ac-ac 컨버터일 것이다.
각각의 스테이지는 레귤레이팅 네트워크(16A) 또는 스위칭 네트워크(12A) 중 하나이다. 예시된 전력 컨버터는 전압/전류 변환의 기능을 레귤레이션(regulation)의 기능과 분리한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 네트워크(12A)와 직렬로 레귤레이팅 네트워크(16A)를 제공함으로써 그렇게 한다. 2개의 스테이지들은 동일한 주파수, 상이한 주파수들, 동상(in phase), 및 이상(out of phase)에서 동작할 수 있다.
전원(14) 및 부하(18A)는 명확성을 위해서만 도시된다. 이들 구성 요소는 실제로 전력 컨버터의 일부는 아니다. 그들은 단지 변환될 전력의 소스와, 그 전력의 최종 소비자(ultimate consumer)를 나타낸다. 이들 컴포넌트들과 전력 컨버터 간의 점선들(Dashed lines)은 그들이 선택적(optional)이라는 것을 나타낸다. 이 도면 및 다른 도면에서 점선들로 연결된 다른 컴포넌트들도 마찬가지로 선택적이다. 예를 들어, 레귤레이팅 네트워크(16A)와 스위칭 네트워크(12A) 간의 파선(dashed wire)은 선택적이다.
도 1에서, 전원(14)은 전압 소스이다. 그러나, 전력은 전압 및 전류의 곱(product)이므로, 전원(14)은 전류 소스일 수 있다. 적절한 전원(14)의 예들은 배터리, 태양 전지 패널(solar panel), 연료-전지(fuel-cell) 및 전원을 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
전원(14)은 일정한 전력 스트림(stream of power)을 전달할 필요가 없다. 사실, 만약 그렇다면, 전력 컨버터는 거의 필요하지 않을 것이다. 결국, 전력 컨버터의 작업들 중에는 전원(14)에 의해 제공되는 전력 스트림에서의 변화들에도 불구하고 특정 특성들을 갖는 일정한 전력 스트림을 부하(18A)에 전달하는 것이 있다. 전원(14)은, 전력은 에너지의 시간-미분, 즉 에너지의 소스이기 때문에, 단지 전력의 소스(source of power)이거나, 동등하다.
부하(18A)는 임의의 유형의 전기 부하일 수 있다. 필수적인 것은, 그것이 순에너지 소비자(net energy consumer)라는 것이다. 부하(18A)의 예들은 마이크로 프로세서, LED, RF PA, 또는 DSP를 포함한다. 실제로, 부하(18A)는 다른 전력 컨버터일 수도 있다.
도면에 도시된 화살표들은 전력 흐름을 나타내지만, 전력 흐름의 크기는 나타내지 않는다. 따라서, 각각의 스테이지는 양방향일 수 있다. 이러한 경우에, 부하(18A)가 전력을 공급하면, 부하(18A)는 전원(14)으로서 작용하고 전원(14)은 부하(18A)로서 작용한다. 그러나, 일부 실시 예들에서, 하나 이상의 스테이지들은 단방향이다. 게다가, 스테이지는 스텝-업 스테이지, 스텝-다운 스테이지 또는 스텝-업/다운 스테이지일 수 있는 실시 예들이 존재한다.
예시된 레귤레이팅 네트워크(16A)는 그 자체로 일부 전기적 파라미터를 레귤레이트하기 위해 조합으로서 동작하는 적어도 2개 이상의 구성요소 레귤레이팅 회로들(constituent regulating circuits)을 포함할 수 있다. 이들 레귤레이팅 회로들은 상이한 전압 정격들(voltage ratings)을 가질 수 있고 상이한 방식들로 서로 연결할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 레귤레이팅 회로들은 직렬로 연결된다. 다른 실시 예들에서, 그들은 병렬, 직렬-병렬, 또는 병렬-직렬로 연결한다.
레귤레이팅 네트워크(16A)를 포함하는 레귤레이팅 회로들은 상이한 유형들일 수 있다. 예를 들어, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 선형 레귤레이터와 결합하여 벅 컨버터를 포함할 수 있다. 적합한 레귤레이팅 회로들의 예들은 벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅-부스트 컨버터, 플라이-백 컨버터, 푸시-풀 컨버터, 포워드 컨버터, 풀 브리지 컨버터, 하프-브리지 컨버터, 멀티-레벨 컨버터(벅 또는 부스트), 공진 컨버터, 쿡 컨버터(Cuk converter), SEPIC(single-ended primary-inductance converter) 컨버터, 제타 컨버터 및 선형 레귤레이터를 포함할 수 있다.
레귤레이팅 네트워크(16A)와 마찬가지로, 스위칭 네트워크(12A)는 또한 협력하는 스위칭 회로들의 조합으로 만들어질 수 있다. 이들 개별적인 스위칭 회로들은 상이한 변환 비율들, 동일한 변환 비율들 및 상이한 전압 정격들(voltage ratings)을 가질 수 있다. 이들은 직렬 병렬 또는 캐스케이드 곱셈기 회로들과 같은, 상이한 종류의 스위칭 회로들일 수도 있다.
캐스케이드 곱셈기들은 스위치 스택(switch stack), 위상 펌프(phase pump), 펌프 커패시터(pump capacitors), 및 선택적으로, dc 커패시터들을 포함한다. 위상 펌프는 펌프 신호 V clk 를 생성하도록 협력하는 한 쌍의 스위치들을 포함한다. 일반적으로, 클럭의 2개의 상태들은 과도현상들(transients) 및 붕괴 등을 허용하기 위해 짧은 데드 타임(dead-time)에 의해 분리된다. 클록 신호에 대한 보수(complement)를 필요로 하는 캐스케이드 곱셈기에서, 위상 펌프는 보수를 생성하기 위해 다른 한 쌍의 스위치들을 포함한다. 스위치 스택은 캐스케이드 곱셈기의 입력과 출력 사이에 연결된 일련의 스위치들이다.
스위칭 회로가 캐스케이드 곱셈기인 경우에, 비대칭, 대칭, 직렬-펌프(series-pumped) 또는 병렬-펌프(parallel-pumped)일 수 있다. 추가적인 유형의 스위칭 회로들은 직렬-병렬 스위칭 회로들, 병렬-직렬 스위칭 회로들, 전압-더블링 회로들(voltage-doubling circuits) 및 피보나치 회로들(Fibonacci circuits)을 포함한다. 이들 구성요소 스위칭 회로들(constituent switching circuits)은 직렬, 병렬, 직렬-병렬, 또는 병렬-직렬로 서로 연결할 수 있다. 예시된 전력 컨버터의 일부 구성들은 스위칭 네트워크(12A)에서 커패시터 안으로 또는 밖으로(into or out) 단열 전하 이송(adiabatic charge transfer)을 허용한다.
다른 구성들은 전하를 이송하는 과정에서 적어도 2개 이상의 상태들 사이에서 전이하는 재구성 가능한 스위칭 네트워크(12A)를 특징으로 한다. 이 전하 이송은 커패시터의 단자들의 전압에 종속된다. 스위칭 네트워크(12A)를 재구성하는 것은 네트워크에서의 스위치들이 이 전압이 변경되는 것을 야기하도록 상태를 변경하는 것을 포함한다. 재구성은, 예를 들어, 스위칭 네트워크(12A)의 포트들 간의 전압 또는 전류 변환이 변경될 때 발생할 수 있다.
도 1은 또한 전력 컨버터에서 적어도 하나 이상의 스테이지들의 동작을 제어하는 컨트롤러를 도시한다. 컨트롤러는 I/O 신호 및 클록 신호(clock signal)에 응답하여 동작한다. 일부 실시 예들에서, I/O 신호는 디지털 통신 신호이다. 클럭 신호는 클럭으로부터의 신호일 수 있거나 또는 일부 아날로그 기준으로부터의 신호일 수 있다. 이것은 사용자에 의해 설정된 신호일 수 있다. 대안적으로, 다른 서브 시스템은 이 신호를 설정하고 그것을 전력 컨버터로 보낸다.
일부 실시 예들에서, 컨트롤러는 전력 컨버터로부터 복수의 센서 입력들을 수신하고 제 1 및 제 2 경로들(P1, P2)을 따라 제어 신호를 제공한다. 센서 입력들에 제공된 센서 신호들의 예들은 V O , V X , V IN , I IN , I X , and I O 이다. 전술한 센서 입력들 중에서, V IN , V X , 및 V O 의 음극 단자들은 대응하는 레귤레이팅 회로들 및 스위칭 네트워크들에 따라 접지에, 접지 위에 또는 접지 아래에 있을 수 있다. 사실, 전압은 2점들 간의 포텐셜 에너지(potential energy)의 차이를 반영하기 때문에, 특히 접지에 대해 특별한 것은 없다.
컨트롤러의 기능은 V IN , I IN , V O , 및 I O 를 제어하기 위해 레귤레이팅 네트워크(16A) 및 스위칭 네트워크(12A) 모두를 제어하는 것이다. 이를 수행함에 있어서, 컨트롤러는 피드-포워드 제어(feed-forward control) 또는 피드백 제어(feedback control를 사용할 수 있다. 피드-포워드 제어는 입력에 기초하여 출력 제어 신호를 선택하는 것을 포함하는 반면, 피드백 제어는 출력에 기초하여 출력 제어 신호를 선택하는 것을 포함한다.
적용 가능한 추가적인 제어 방법들은 전압-모드 제어(voltage-mode control), 전류-모드 제어(current-mode control), 히스테리시스의 제어(hysteretic control), PFM 제어(PFM control), 펄스-스키핑 제어(pulse-skipping control), 및 리플 기반 제어(ripple-based control)를 포함한다. 전압 모드 제어에 의존하는 실시 예들에서, 제어는 선형 또는 비선형일 수 있다. 전류 모드 제어에 의존하는 실시 예들에서, 전류는 전류의 평균값 또는 전류의 피크 값 모두에 기초할 수 있다.
레귤레이팅 네트워크와 스위칭 네트워크를 다양한 방식들로 상호 연결할 수 있다. 도 1, 도 2, 도 5 및 도 6은 4개의 기본 구성 블록들(fundamental building blocks)을 도시한다.
특히, 도 1은 부하(18A)가 스위칭 네트워크(12A)에 연결되고 전원(14)이 레귤레이팅 네트워크(16A)에 연결된, 레귤레이팅 네트워크(16A)와 직렬인 스위칭 네트워크(12A)를 도시한다.
도 2는 도 1과 유사하지만 전원(14)과 부하(18A)가 교체된(swapped) 상태이다. 따라서, 도 2에서, 전원(14)은 스위칭 네트워크(12A)에 연결되고 부하(18A)는 레귤레이팅 네트워크(16A)에 연결된다. 도 1에 도시된 전력 컨버터에서 부하(18A)로부터 전력이 공급될 때, 결과는 도 2에 도시된 것과 동등한 전력 컨버터가 된다.
전술한 바와 같이, 스위칭 네트워크(12A)가 적어도 2개 이상의 스위칭 회로들을 포함하는 것이 가능하다. 도 3은 스위칭 네트워크(12A)가 2개의 스위칭 회로를 직렬로 갖는 특정 예를 도시한다. 각각의 스위칭 회로는 스테이지이다. 각 스테이지에 대해 동일한 스위칭된-커패시터 토폴로지를 가정하면, 결과적인 스위칭 네트워크(12A)는 동일한 수의 스위치들 및 커패시터들로 더욱 큰 변환 비율을 달성한다. 대안적으로, 스위칭 네트워크(12A)는 동일한 변환 비율을 달성할 수 있지만, 스위치들 및 커패시터들은 더 적다. 다른 한편으로, 도 3에 도시된 전력 컨버터의 단점은 단일 스테이지의 경우와 비교할 때 2개의 스테이지들 중 적어도 하나의 스테이지들에서의 전압 스트레스들(voltage stresses)이 증가한다는 것이다.
도 4는 스위칭 네트워크(12A)가 직렬-병렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위칭 회로들을 갖는 실시 예를 도시한다. 제 1 스위칭 회로는 4:1 변환 비율을 달성하고 제 2 스위칭 회로는 3:1 변환 비율을 달성한다. 결과적으로, 레귤레이팅 네트워크(16A)와 스위칭 네트워크(12A) 간의 중간 전압 V X 는 출력 전압 V O 의 임의의 부분일 수 있다. 예시된 전력 컨버터에서, 중간 전압(V X )은 출력 전압(V O )과 동일하다. 그러나, 제 1 스위칭 회로가 4:1 변환 비율을 제공하고 제 2 스위칭 회로가 2:1 변환비를 제공하면, 중간 전압(V X )은 출력 전압(V O )보다 클 것이다. 유사하게, 제 1 스위칭 회로가 4:1 변환 비율을 제공하고 제 2 스위칭 회로가 7:2 변환비를 제공하면, 중간 전압(V X )은 출력 전압(V O )보다 작을 것이다.
도 5 및 도 6은 대표적인 3-스테이지 구현 예들을 도시한다.
도 5의 실시 예는 도 1의 실시 예와 유사하지만, 스위칭 네트워크(12A)에 연결된 추가적인 레귤레이팅 네트워크(16B)를 포함한다. 결과적으로, 스위칭 네트워크(12A)는 2개의 레귤레이팅 네트워크들(16A, 16B) 사이에 있다.
정반대로, 도 6의 실시 예는 도 2의 실시 예와 유사하지만, 레귤레이팅 네트워크(16A)에 연결된 추가적인 스위칭 네트워크(12B)를 포함한다. 결과적으로, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 2개의 스위칭 네트워크(12A, 12B) 사이에 있다.
전술한 4개의 구성 블록(building blocks)은 다양한 방식으로 결합된다. 예를 들어, 도 5의 구성 블록을 도 1의 구성 블록과 결합하면, 제 1 레귤레이팅 네트워크가 제 1 스위칭 네트워크의 입력에 연결되고, 그 출력이 제2 레귤레이팅 네트워크의 입력에 연결되는 전력 컨버터를 야기한다. 이러한 제 2 레귤레이팅 네트워크의 출력은 제 2 스위칭 네트워크의 입력으로 이어진다. 결과적인 전력 컨버터에서, 전원(14)은 제 1 레귤레이팅 네트워크의 입력에 연결되고 부하(18A)는 제 2 스위칭 네트워크의 출력에 연결된다.
도 7 내지 도 9는 스위칭 네트워크(12A)의 동작(behavior)을 모델링 하기에 적합한 회로이다. 특히, 스위칭 네트워크(12A)는 제 1 전압(V 1)으로부터 제 2 전압(V 2)으로 전압 변환을 제공하고, 제 2 전압(V 2) 및 제 1 전압(V 1)은 정수들의 비율에 의해 관련된다. 일반적으로 사용되는 비율은 1:3, 1:2, 1:1, 2:1 및 3:1이다. 출력 저항(R O)은 다양한 컴포넌트들의 한정된 저항으로 인한 전압 강하들을 설명한다. 예를 들어, 1:2 변환 비율을 제공하도록 의도된 스위칭 네트워크(12A)에서, 이상적인 1:2 비율 대신에 1:1.9의 실제 변환 비율을 갖는 것은 드문 일이 아니다.
도 7에 도시된 모델은 제 2 전압(V 2)이 제 1 전압(V 1)으로부터 절연될 수 있기 때문에 도 8 및 도 9에 도시된 모델과 상이하다. 게다가, 제 1 전압(V 1)의 음의 단자(negative terminal)와 제 2 전압(V 2)의 음의 단자를 임의로 분리할 수 있다. 이것은 종래의 스위칭된-커패시터 회로를 전기 용량의 절연 스테이지(capacitive isolation stage)와 결합함으로써 달성될 수 있다. 그러나, 이는 증가된 부품 비용, 크기, 및 효율의 감소로 인해 발생한다.
도 8에 도시된 모델은 그것의 공통 접지 때문에도 7 및 도 9에 도시된 모델과 상이하다. 공통 접지는 특정 애플리케이션들에서 바람직하다. 예를 들어, 셀-폰들, 태블릿들 및 노트북들과 같이 배터리에 의존하는 많은 디바이스들은 디바이스 전체에서 동일한 접지를 사용한다.
도 9에 도시된 모델은 비-공통 접지를 갖는다. 특히, 오프셋 전압(V off )은 변압기 권선의 음의 단자를 제 1 전압(V 1) 측에서 분리하고 변압기 권선의 음극 단자를 제 2 전압(V 2) 측에서 분리시킨다. 스위칭된-커패시터 토폴로지는 오프셋 전압(V off )의 범위를 설정한다. 오프셋 전압을 설정하는 기능은 특정 애플리케이션에서 유용하다.
도 10은 도 1의 스위칭 네트워크(12A)의 특정 구현 예를 도시한다. 예시된 실시 예에서, 스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 세트들의 적어도 하나 이상의 스위치들을 갖는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기이다. 이들 스위치들의 세트들은 편의상 제 1 및 제 2 "스위치"(1, 2)로 각각 지칭될 것이고, 각각은 일제히 동작하는 복수의 스위치들에 의해 구현될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 스위칭 네트워크(12A)는 펌프 커패시터들(C5-C7) 및 dc 커패시터들(C1-C4)을 더 포함한다. 펌프 커패시터(C5-C7)는 그들의 음극 단자들(negative terminals)이 모두 펌프 신호(V clk )에 연결되기 때문에 병렬이다. dc 커패시터(C1-C4)는 그들의 음극 단자들이 접지에 연결되기 때문에 병렬이다. 동작 시, 이들 dc 커패시터들(C1-C4)은 펌프 커패시터들(C5-C7)로부터의 전하를 저장한다.
정상 동작 동안, 스위칭 네트워크(12A)는, 50%와 같은, 특정 주파수 및 듀티 사이클에서 제 1 및 제 2 상태 사이에서 번갈아 나타난다.
제 1 상태 동안, 제 1 스위치(1)는 폐쇄되고(closed) 제 2 스위치(2)는 개방된다(opened). 제 2 상태 동안, 제 1 스위치(1)는 개방되고 제 2 스위치(2)는 폐쇄된다. 제 1 및 제 2 스위치들(1, 2) 모두가 상태들 사이에서 전이하는 주파수는 레귤레이팅 네트워크(16A)가 상태들 사이에서 스위칭하는 주파수와 동일하거나 상이할 수 있다. 이들 주파수들이 동일할 경우, 위상이 동일할 수 있지만, 동일할 필요는 없다.
펌프 커패시터들(C5-C7)은 펌프 신호(V clk )가 0 볼트와 출력 전압(V O ) 사이에서 번갈아 변함에 따라 위아래로 스윙(swing up and down)한다. 각각의 클럭 사이클에서, 전하는 펌프 커패시터(C5-C7)와 dc 커패시터(C1-C4) 사이에서 이동한다. 도시된 특정 실시 예에서, dc 커패시터(C1)로부터의 전하가 3 클록 사이클 후에 최종 dc 커패시터(C4)로 향한다. 전반적으로, 스위칭 네트워크(12A)는 1:1의 변환 비율 및 3 V O 의 오프셋 전압 V off 을 갖는 도 9에 도시된 회로 모델을 사용하여 모델링될 수 있다.
도 11에 도시된, 다른 실시 예에서, 스위칭 네트워크(12A)는 병렬 펌프된 커패시터들을 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기이다. 모든 스위치는 도 10과 관련하여 이미 기술된 것과 동일한 방식으로 동작한다. 캐스케이드 곱셈기는 미국 특허 제8,860,396호의 도 15의 설명과 관련하여 설명되며, 그 내용은 본 명세서에 참조로서 포함된다.
도 11에 도시된 실시 예의 특정 특징은 캐스케이드 곱셈기(즉, 커패시터들 C1 및 C2가 입력 및 출력 단자에 있음) 내에 dc 커패시터들이 없다는 것이다. 결과적으로, 제 1 스위치(1A), 제 2 스위치(2A), 및 제 1 dc 커패시터(C2)를 추가할 필요가 있다. 제 1 dc 커패시터(C2)의 유일한 기능은 노드 전압을 비교적 일정하게 유지하는 것이다. 결과적으로, 제 1 dc 커패시터(C2)의 커패시턴스는 노드 전압의 전압 리플 필요조건뿐만 아니라 제 1 dc 커패시터(C2)의 안으로 및 밖으로 흐르게 것으로 예상되는 전하량에 의존한다.
동작 시, 제 1 스위치(1A) 및 제 2 스위치(2A)는 절대로 동시에 폐쇄 상태(closed state)가 되지 않는다. 가능한 만큼 최대한으로(To as great an extent as is possible), 제 1 스위치(1A)는 제 1 스위치 세트(1)와 동기화되어, 제 1 스위치(1A)가 개방될 때, 제 1 스위치 세트(1)의 모든 스위치도 개방되고, 제 1 스위치(1A)가 폐쇄될 때, 제 1 스위치 세트(1) 내의 모든 스위치가 폐쇄된다. 유사하게, 가능한 만큼 최대한으로, 제 2 스위치(2A)는 제 2 스위치 세트(2)와 동기화되어, 제 2 스위치(2A)가 개방될 때 제 2 스위치 세트(2) 내의 모든 스위치도 개방되고, 제 2 스위치(2A)가 폐쇄될 때, 제 2 스위치 세트(2) 내의 모든 스위치가 폐쇄된다. 결과적으로, 펌프 신호(V clk )가 하이(high)일 때, 펌프 커패시터(C8)는 제 1 dc 커패시터(C2)에 연결된다. 펌프 신호(V clk )가 로우(low)일 때, 펌프 커패시터(C5)가 제 1 dc 커패시터(C2)에 연결된다.
도 11에 도시된 실시 예의 이점은 추가적인 dc 전압을 생성하는 것이 가능해진다는 것이다. 예를 들어, 제 2 dc 커패시터(C3)에 따라 보조 전압을 생성할 수 있다. 따라서, 이 보조 전압은 게이트 드라이버들(gate drivers) 및 레벨 쉬프터들(level shifters)과 같은 회로, 또는, 그것의 동작 동안, 입력 전압(V IN )과 출력 전압(V O ) 간의 떨어지는 전압을 필요로 하는 임의의 다른 회로를 포함하는, 다른 회로들을 구동하는데 이용 가능하게 된다.
또 다른 이점은 선형 레귤레이터에 공급하기 위해 제 2 dc 커패시터(C3)에 저장된 전하를 사용하여, 레귤레이트된 전압을 생성할 수 있는 가능성이 있다.
도 12에 도시된, 또 다른 실시 예에서, 스위칭 네트워크(12A)는 예컨대, 펌프 신호(V clk ) 및 그 컴포넌트인, 공유된 위상 펌프 노드들을 갖는 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기의 상부에 적층된 이중-위상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 특징으로 한다. 모든 스위치들은 도 10과 관련하여 이미 기술된 것과 동일한 방식으로 동작한다.
예시된 실시 예에서 노드들이 공유되기 때문에, 캐스케이드 곱셈기들 둘 다는 동일한 주파수에서 동작한다. 그러나, 위상 펌프를 공유하는 것은 필요하지 않다.
게다가, 도시된 특정 실시 예에서, 각 스테이지의 변환 비율은 비교적 낮다. 그러나, 변형 비율에 대한 특별한 제한은 없다. 예를 들어, 이중-위상 비대칭 캐스케이드 곱셈기는 2:1의 변환 비율을 갖는 반면, 이중-위상 대칭 캐스케이드 곱셈기는 10:1의 변환 비율을 가질 수 있다.
도 12에 도시된 구조의 이점은 대칭 캐스케이드 곱셈기가 dc 커패시터들을 가지지 않고 대응하는 비대칭 캐스케이드 곱셈기보다 적은 스위치들을 갖는다는 것이다. 따라서, 도면에 도시된 2개의 조합은 보다 적은 스위치 및 보다 적은 dc 커패시터를 갖는다. 다른 한편으로, 제 1 및 제 2 스위치(S1, S2)는 다른 스위치와 마찬가지로 전압을 두 배 차단한다.
도 13a는 도 10에 도시된 전력 컨버터의 변형 예인 전력 컨버터를 도시한다. 도 13a에 도시된 전력 컨버터에서, 중간 전압 V X 는 도 10에 도시된 바와 같이 dc 커패시터들 C1, C2의 양단 대신에 dc 커패시터들 C1, C3의 양단에 인가된다. 대응하는 회로 모델은 도 9에 도시된 것이 되지만, 2:1의 변환 비율 및 2 V O 의 오프셋 전압 V off 을 갖는다. 일부 경우들, 레귤레이팅 네트워크(16A)의 특성에 의존하여, 도 13a에 도시된 구성은 도 10의 구성보다 더욱 넓은 입력 전압 V IN 범위를 허용한다.
도 13b는 도 13a에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 레귤레이팅 네트워크(16A) 및 스위칭 네트워크(12A)의 순서가 역전되어 있다. 스위칭 네트워크(12A)가 전압을 스텝다운을 야기시키는, 도 13a에 도시된 구성과는 달리, 도 13b에 도시된 구성에서, 스위칭 네트워크(12A)는 전압을 스텝업시킨다.
도 14a는 캐스케이드 곱셈기가 단상 캐스케이드 곱셈기 대신 2-위상 곱셈기인 것을 제외하고는 도 10에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시한다. 게다가, 펌프 커패시터들(C1-C3)은 병렬 대신에 직렬로 되어 있다. 결과적으로, 펌프 커패시터들(C1-C3)은 그들 양단에 과도한 고전압을 갖는 것을 피한다. 반면에, 요구되는 커패시턴스는 도 10에 도시된 스위칭 네트워크(12A)에서 요구되는 것보다 높다. 직렬로 펌프 커패시터들(C1-C3)을 연결하는 또 다른 단점은, 전하 재분배 중에 단열 전하 이송이 그러한 커패시터들 사이에서 발생할 때, 그러한 재분배와 관련된 손실이 도 10에 도시된 스위칭 네트워크(12A) 보다 크다는 것이다.
캐스케이드 곱셈기는 위상 펌프(32)를 포함한다. 도 14b 및 도 14c는 적합한 위상 펌프들의 예들을 도시한다. 종래의 위상 펌프와 달리, 도 14b 및 도 14c에 도시된 위상 펌프는 임베디드된 차지 펌프를 포함한다. 따라서, 결과적인 위상 펌프들은 가변 이득을 갖는 펌프 신호들을 생성할 수 있다. 특히, 도 14b에 도시된 위상 펌프(32)는 전압 감쇠를 제공하고; 도 14c에 도시된 위상 펌프(32)는 전압 이득을 제공한다.
도 14b에 도시된 위상 펌프(32)는 제 1 쌍의 스위치들(1), 제 2 쌍의 스위치들(2), 제 3 쌍의 스위치들(3), 제 4 쌍의 스위치들(4), 제 1 펌프 커패시터(C1), 및 제2 펌프 커패시터(C2)를 포함한다. 출력 전압(V O )의 수신에 응답하여, 예시된 위상 펌프(32)는 펌프 신호(V clk ) 및 그의 보수를 생성한다.
동작 시, 위상 펌프(32)는 제 1 동작 모드 또는 제 2 동작 모드 중 하나로 동작한다. 제 1 동작 모드에서, 펌프 신호(V clk )는 0 볼트와 V O /2 볼트 사이에서 번갈아 나타난다. 제 2 동작 모드에서, 펌프 신호(V clk )는 0 볼트와 V O 볼트 사이에서 번갈아 나타난다.
제 1 모드에서의 동작은 위상 펌프(32)가 [표 1a]의 다음 스위칭 패턴에 따라 4 가지 상태들 사이에서 전이할 것을 요구한다:
[표 1a]
제 2 모드에서의 동작은 위상 펌프(32)가 [표 1b]의 다음 스위칭 패턴에 따라 2개의 상태들 사이에서 전이할 것을 요구한다.
[표 1b]
제 1 및 제 2 모드 사이에서 스위칭은 위상 펌프(32)가 캐스케이드 곱셈기의 전달 함수를 변화시키는 것을 가능하게 한다. 예를 들어, 도 14a의 위상 펌프(32)가 도 14b에 도시된 바와 같이 구현되면, 제 1 모드에서, 변환 비율은 2 V O 볼트의 오프셋 전압(V off )으로 1:2가 될 것이지만, 제 2 모드 모드에서 변환 비율은 3 V O 볼트의 오프셋 전압(V off )으로 1:1이 될 것이다.
도 14c에 도시된 위상 펌프(32)는 제 1 스위치들 세트(1), 제 2 스위치들 세트(2), 제 1 펌프 커패시터(C1), 및 제 2 펌프 커패시터(C2)를 포함한다. 예시된 위상 펌프(32)는 출력 전압(V O )의 수신에 응답하여 펌프 신호(V clk ) 및 그의 보수를 생성한다.
정상의 동작에서, 위상 펌프(32)는 제 1 및 제 2 상태 사이에서 전이한다. 제 1 상태 동안, 제 1 스위치들 세트(1) 내의 스위치들은 폐쇄되고, 제 2 스위치들 세트(2) 내의 스위치들은 개방된다. 제 2 상태 동안, 제 1 스위치들 세트(1) 내의 스위치들은 개방되고, 제 2 스위치들 세트(2) 내의 스위치들은 폐쇄된다.
출력 전압(V O ) 아래의 피크를 갖는 교류 신호를 제공하는, 도 14b에 도시된 위상 펌프(32)와는 달리, 이 위상 펌프(32)는 출력 전압(V O )보다 높은 피크를 갖는 교류 신호를 제공한다. 펌프 신호(V clk )의 피크 전압이 출력 전압(V O )의 2배이기 때문에, 도 14c에 도시된 위상 펌프(32)는 2쌍의 스위치들을 사용하는 표준 위상 펌프보다 높은 변환 비율 및 오프셋 전압 V off 을 생성한다.
예를 들어, 도 14a에 도시된 위상 펌프(32)가 도 14c에 도시된 바와 같이 구현되는 경우, 변환 비율은 표준 위상 펌프의 3V O 볼트의 오프셋 전압V off 을 갖는 1:1에 비해 5V O 의 오프셋 전압 V off 를 갖는 2:1이 될 것이다.
도 15a는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는 것과 관련하여 사용될 수 있는 벅 컨버터를 도시한다. 벅 컨버터는 부록(appendix)의 표에서 구성 "A1"으로 도시된 것과 유사하다.
도 15a에서, 벅 컨버터는 입력 단자, 출력 단자 및 공통 음극 단자를 갖는다. 공통 음극 단자는 공통 전압(V com )으로 유지된다. 입력 단자는 공통 전압(V com )과 V 1 볼트가 다른 제 1 전압(V 1)으로 유지된다. 출력 단자는 공통 전압과 V 2 볼트가 다른 제 2 전압(V 2)으로 유지된다.
벅 컨버터는 제 1 스위치(S1), 제 2 스위치(S2), 인덕터(L1), 및 구동 회로(20A)를 포함한다. 구동 회로(20A)는 제어 신호(VR)를 수신하고 제 1 및 제 2 스위치(S1, S2)를 제어하기 위한 적합한 전압을 출력한다.
입력 단자 및 출력 단자가 공통 음극 단자를 공유할 필요는 실제로 없다. 실제로, 2개의 스위치(S1, S2), 인덕터(L1) 및 4개의 단자를 갖는 비-절연 레귤레이팅 회로들의 6가지 가능한 구성들이 존재한다. 그 중 2개는 벅 컨버터들이다. 이들이 도 15b 및 15c에 도시되어 있다. 두 개는 도 16a 내지 도 16b에 도시된 벅-부스트 컨버터이다. 나머지 두 개는 도 17a 내지 도 17b에 도시된 부스트 컨버터이다. 하나가 4개의 스위치들(S1, S2, S3, S4)을 기꺼이 가지면, 추가적인 가능성이 나타나고, 그 중 2개가 도 18a 및 도 18b에 도시되어 있다.
레귤레이팅 회로들에 대해 설명된 것 이외의 구성들의 예들은 부록에 도시된다. 부록에 도시된 예시적인 레귤레이팅 회로 모두는 레귤레이팅 네트워크(16A) 내에서 사용될 수 있다.
도 15b 및 도 15c에 도시된 벅 컨버터는 각각 자신의 음극 단자를 갖는 양극의 입력 단자 및 출력 단자를 갖는다. 논의를 쉽게 하기 위해, 도 15b 및 도 15c의 벅 컨버터들의 각 단자에서의 전압들에는 이름들 및 실제 값들이 할당되어 있다. 각각의 벅 컨버터는 제 1 및 제 2 스위치들(S1, S2), 인덕터(L1) 및 구동 회로(20A)를 갖는다. 구동 회로(20A)는 제어 신호(VR)를 수신하고, 이에 응답하여, 제 1 및 제 2 스위치(S1, S2)를 제어하는 전압을 출력한다. 구동 회로(20A)는 도 15b에서의 음극 입력 단자인 접지 전위(즉, 0V) 및 도 15c의 음극 출력 단자를 참조한다. 레벨 쉬프터 또는 부트 스트랩 회로는 적절한 전압 신호들을 제공하여 제 1 및 제 2 스위치(S1, S2)를 제어하기 위해 구동 회로(20A) 내에 요구될 수 있다.
동작 시, 도 15b 및 도 15c의 벅 컨버터들은 제 1 상태와 제 2 상태 사이에서 전이한다. 제 1 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 폐쇄되고 제 2 스위치(S2)는 개방된다. 제 2 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 개방되고 제 2 스위치(S2)는 폐쇄된다. 이 레귤레이팅 네트워크(16A)를 사용하는 전력 컨버터에서, 양(positive)의 출력 단자에서의 전압 + V 2 는 양의 입력 단자에서의 전압 + V 1 보다 낮다.
도 15b에 도시된 벅 컨버터에서, 부동 전압(floating voltage) - V 2를 갖는 음극 출력 단자는 2개의 부하(18A, 18B) 사이에 있다. 한편, 전압 + V 2 는 + V 1 과 - V 2 사이에서 플로팅 하도록 제한(constrained)된다. 도 15c에 도시된 벅 컨버터에서, 부동 전압, - V 1, 을 갖는 음(negative)의 입력 단자는 2개의 소스들(14A, 14B) 사이에 결합된다. 한편, 전압 + V 2 는 + V 1 과 - V 1 사이에서 플로팅 하도록 제한된다.
도 16a 및 도 16b는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는데 사용되는 4-단자 벅-부스트 컨버터를 도시한다. 도 16a에서, 전압 - V 2 는 + V 1 과 + V 2 사이에서 플로팅한다. 도 16b에서, 전압 - V 1 은 + V 1 과 + V 2 사이에서 플로팅한다.
각각의 벅-부스트 컨버터는 제 1 및 제 2 스위치들(S1, S2), 인덕터(L1), 및 제어 신호(VR)를 수신하고, 이에 응답하여, 스위치들(S1, S2)을 제어하는 전압 신호를 출력하는, 구동 회로(20A)를 갖는다. 벅-부스트 컨버터는 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 전이한다. 제 1 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 폐쇄되고 제 2 스위치(S2)는 개방된다. 정반대로(Conversely), 제 2 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 개방되고 제 2 스위치(S2)는 폐쇄된다. 이 레귤레이팅 네트워크(16A)를 사용하는 전력 컨버터에서, 양의 출력 단자에서의 전압 + V 2 는 양의 입력 단자에서의 전압 + V 1 보다 높거나 낮을 수 있다.
도 17a 및 도 17b는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는데 사용되는 부스트 컨버터들을 도시한다. 도 17a에 도시된 스텝-업 컨버터에서, 전압 +V 1 은 +V 2 와 -V 2 사이에 있다. 도 17b에 도시된 스텝-업 컨버터에서, 전압 +V 1 은 +V 2 와 -V 1 사이에 있다.
각각의 부스트 컨버터는 제 1 및 제 2 스위치들(S1, S2), 인덕터(L1), 및 제어 신호(VR)를 수신하고 제 1 및 제 2 스위치들(S1, S2)을 구동하기에 적합한 전압을 출력하는 구동회로(20A)를 특징으로 한다.
동작 시, 각각의 부스트 컨버터는 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 전이한다. 제 1 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 폐쇄되고 제 2 스위치(S2)는 개방된다. 대조적으로, 제 2 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 개방되고 제 2 스위치(S2)는 폐쇄된다. 도 17a 또는 도 17b의 부스트 컨버터를 사용하여 구현된 레귤레이팅 네트워크(16A)에서, 양의 출력 단자에서의 전압 +V 2 는 양의 입력 단자에서의 전압 + V 1보다 높다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 또한 제 1 스위치(S1), 제 2 스위치(S2), 제 3 스위치(S3), 제 4 스위치(S4), 인덕터(L1), 및 4개의 포트들을 갖는 비-절연 레귤레이팅 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 다양한 구성들이 부록의 표에 도시되어 있다.
도 18a 내지 도 18b는 스위치 구성에 따라 벅 모드 또는 부스트 모드로 각각 동작할 수 있는, 그러한 4-단자 비-반전 벅-부스트 컨버터의 2개의 실시 예들을 도시한다. 벅 모드에서, 레귤레이터는 전압을 스텝-다운시키는 반면, 부스트 모드에서는, 레귤레이터는 전압을 스텝-업시킨다.
벅 모드에서 동작할 때, 제 1 스위치(S1)는 폐쇄되고 제 2 스위치(S2)는 개방된다. 나머지 스위치들은 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 전이하도록 동작된다. 제 1 상태에서, 제 3 스위치(S3)는 폐쇄되고 제 4 스위치(S4)는 개방된다. 제 2 상태에서, 제 3 스위치(S3)는 개방되고 제 4 스위치(S4)는 폐쇄된다. 벅 모드에서, +V 2<+V 1 이고 -V 2<+V 1 이다.
부스트 모드에서 동작할 때, 제 3 스위치(S3)는 폐쇄되고 제 4 스위치(S4)는 개방된다. 나머지 스위치들은 제 1 및 제 2 상태들 사이를 전이하도록 동작한다. 제 1 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 폐쇄되고 제 2 스위치(S2)는 개방된다. 제 2 상태에서, 제 1 스위치(S1)는 개방되고 제 2 스위치(S2)는 폐쇄된다. 부스트 모드에서 동작 될 때, +V 2>+V 1이고, -V 2<+V 1이다.
도 18a 및 도 18b에 도시된 라인들을 따른 컨버터는 그것의 단자들에서 수용 가능한 전압 한계를 넓히기 때문에 바람직하다. 그러나, 이는 효율의 감소뿐만 아니라 컴포넌트 비용 및 크기의 증가를 야기한다.
도 10 내지 도 13에 도시된 전력 컨버터의 단점은 오프셋 전압(V off )이 출력 전압(V O )의 특정 부분에 고정된다는 것이다. 예를 들어, 도 10에 도시된 전력 컨버터에서, 오프셋 전압 V off 는 4V O 이다. 도 13에 도시된 전력 컨버터에서, 오프셋 전압(V off )은 2V O 이다. 이것은 입력 전압(V IN ) 또는 출력 전압(V O )이 좁은 범위에 걸쳐 제한되면 허용 가능하다. 그러나, 입력 전압(V IN ) 또는 출력 전압(V O )이 이러한 좁은 범위보다 넓은 범위에 걸쳐 변하는 경우, 이는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 특정 구현 예와 관련된 수용 가능한 전압 한계 밖에 놓을 수 있다. 이는 스위치들의 동작 범위 또는 과전압에서의 차이들(gaps)을 야기한다.
도 19에 도시된 전력 컨버터는 전술한 단점들을 극복한다. 예시된 전력 컨버터는 선택 스위치들(S3-S10)을 갖는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 사용하여 구현되는 스위칭 네트워크(12A) 및 도 17a에 도시된 레귤레이팅 회로를 사용하여 구현되는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 갖는, 도 1에 도시된 것의 한 종들(a species)이다.
예시된 스위칭 네트워크(12A)는 재구성 가능한 스위칭된-커패시터 네트워크(switched-capacitor network)의 예이다. 그러한 재구성 가능한 스위칭된-커패시터 네트워크를 구현하는 많은 방법들이 있다. 실제로, 원칙적으로, 임의의 수의 스위치들을 추가할 수 있으면, 그러한 재구성 가능한 스위칭된-커패시터 네트워크를 구현하는 무한한 수의 방법들이 존재한다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 및 제 2 능동 스위치들(3, 4) 및 인덕터(L1)를 포함한다. 제 1 및 제 2 능동 스위치들(3, 4)은 특정 듀티 사이클 및 주파수에서 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 순환한다.
입력 전압(V IN ) 및 출력 전압(V O )에 의해 설정되는, 필요로 하는 오프셋 전압(V off )에 따라, 오프셋 전압(V off )은 선택 스위치들(S3 내지 S10)을 선택적으로 인에이블링(enabling) 및 디스에이블링(disabling)함으로써 출력 전압(V O )의 부분으로 설정될 수 있다. 특히, 다양한 오프셋 전압(V off )에 대한 각각의 선택 스위치의 상태는 [표 2]에 도시된다:
[표 2]
디스에이블된 스위치들(즉, OFF)의 일부는 레귤레이팅 네트워크(16A)에서의 능동 스위치들보다 더 높은 전압을 볼 것이다.
예를 들어, V 4 가 1 볼트와 같다고 가정한다. 그 후, V 3 은 2 볼트와 같고, V 2 는 3볼트이고, V 4 는 4 볼트이다. [표 2]의 제 1 라인에 설명된 모드에서 동작할 때, 스위치들(S3 및 S7)은 ON이다: 능동 스위치들(3, 4)은 단지 그 양단에 1볼트를 가지는 반면, 스위치(S6)는 그 양단에 3 볼트를 가지고 스위치(S5)는 그 양단에 2 볼트를 가진다. 일반적으로, 선택 스위치들(S3 내지 S10)은 능동 스위치들(3, 4)보다 높은 전압 등급을 가져야 하거나, 또는 직렬 연결된(cascaded) 저전압 스위치들로서 구현될 필요가 있다.
이 회로의 다른 문제점은 선택 스위치들(S3 내지 S10) 양단의 전압이 극성을 변화시킬 수 있다는 것이다. 이는 모스펫(MOSFET)이 그것과 평행한 기생 다이오드(parasitic diode)를 가지기 때문에 어려움이 있고, 그 극성은 모스펫의 바디 컨택(body contact)이 연결되어 있는 곳에 종속된다. 예를 들어, 일 실시 예에서, 레귤레이팅 네트워크(16A)의 제 1 능동 스위치(3)는 인덕터(L1)에 연결된 그것의 양의 단자를 갖는 기생 다이오드(D1)를 갖는 모스펫(MOSFET)이다. 그 결과, 제 1 능동 스위치(3)는 액티브 스위치(3)의 인덕터 측에서의 전압보다 액티브 스위치(3)의 출력 측의 단자에서 더 높은 전압만을 차단할 수 있다. 따라서, 선택 스위치들(S3-S10)은 양방향으로 차단할 수 있어야 한다. 이를 행하는 하나의 방법은, 대응하는 기생 다이오드들의 음극(음의 단자들)이 서로 연결되도록 몸체를 묶어 두 개의 스위치들을 연속적으로 연결하는 것이다. 이를 행하는 다른 방법은, 예를 들어 바디-스내쳐(body-snatcher) 회로를 제공함으로써, 즉각적으로(on the fly) 기생 다이오드의 극성을 변화시키는 회로를 제공하는 것이다.
예시된 전력 컨버터는 결함이 있는 경우(미국 특허 제8,619,445호에 설명됨) 전력 컨버터의 저전압 스위치들을 보호하기 위한 차단 스위치(S11)를 더 포함한다. 차단 스위치(S11)는 이 기능을 달성하기 위해 고전압 스위치여야 한다. 이 스위치는 일상적으로 동작하지 않기 때문에, 그것의 저항을 감소시키기 위해 크게 만들어질 수 있다. 그러나 그렇게 하면 다이 비용(die cost)이 증가한다.
일부 실시 예들에서, 부스팅 컨버터는 그것의 듀티 사이클이 약 5% 및 95% 사이일 때만 타당하기 때문에, 이용 가능한 출력 전압들의 공간에 차이들이 있을 것이다.
이러한 차이들을 채우기 위한 적어도 두 가지 방법들이 있다. 제 1 방법은 단선 스위치(S11)를 레귤레이팅 네트워크(16A)의 입력에서 선형 레귤레이터(linear regulator)로서 사용하는 것이다. 또 다른 방법은 레귤레이팅 네트워크(16A)의 출력에 선형 레귤레이터를 배치하는 것이다. 이들 모두는 효율성을 희생시켜 이루어진다. 둘 중에서, 선형 레귤레이터를 입력단에 위치시키는 것은 선형 레귤레이터를 출력 부에 두는 것보다 효율성을 떨어뜨리기 때문에 바람직하다.
원칙적으로, 레귤레이팅 네트워크(16A) 또는 스위칭 네트워크(12A)를 재구성하는 것이 가능하다. 도 20은 레귤레이팅 네트워크(16A)가 전력 전달의 방향에 따라, 전압들 V 1-V 4를 수용하거나 생성하도록 구성된 회로를 도시한다. 동작 시, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 적어도 하나의 와이어를 레귤레이트한다. 그러나, 일부 실시 예들에서, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 적어도 하나 이상의 와이어를 레귤레이트한다. 레귤레이팅 네트워크(16A)가 적어도 하나 이상의 와이어를 레귤레이팅하는 실시 예들에서, 입력 전압(V IN )의 값에 따라 그렇게 한다. 예를 들어, 입력 전압(V IN )이 로우(low)이면, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 V 3를 레귤레이트할 것이다. 입력 전압(V IN )이 하이(high)이면, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 V 1을 레귤레이트할 것이다. 이러한 레귤레이팅 네트워크(16A)는 스위칭 네트워크(12A) 대신에 재구성한다.
도 19에 도시된 바와 같이, 2개의 출력 포트들을 갖는 레귤레이팅 네트워크(16A)에 상이한 전압을 제공하기 위해 일련의 선택 스위치들을 사용하는 대신에, 2개 이상의 출력 포트들을 갖는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 사용할 수도 있다. 도 21은 그러한 구성을 갖는 전력 컨버터를 도시한다.
도 21에 도시된 전력 컨버터는 재구성 가능한 스위칭 네트워크(12A) 및 재구성 가능한 스위칭 레귤레이팅 네트워크(16A)를 모두 포함한다. 재구성은 두 경우들 모두에서 재구성 스위치들에 의해 수행된다. 이러한 재구성 스위치들은 네트워크의 실제 동작에 관여하지 않는다. 이들의 기능은 네트워크에 상이한 탭 포인트들을 선택하는 것이다.
도 21에 도시된 전력 컨버터에서, 재구성 가능한 스위칭 네트워크(12A)는 단상 스텝-다운 스위칭된-커패시터 회로이다. 재구성 가능한 레귤레이팅 네트워크(16A)는 능동 스위치들(S1-S5), 캐스코드 스위치(cascode switch)(S6), 인덕터(L1) 및 차단 스위치(S11)를 갖는 멀티-탭 부스트 컨버터이다.
정상 동작 동안, 능동 스위치들(S1-S5) 중 단지 2개만이 일부 특정 주파수에서 개방 및 폐쇄된다. 나머지 능동 스위치들은 디스에이블된다. 부스트 컨버터는 스위칭 네트워크(12A)상의 복수의 탭들에 연결된다. 이는 부스트 컨버터가 인에이블된 능동 스위치들의 시간 비율을 제어함으로써 2개의 dc 커패시터들 간의 전압 차이를 레귤레이트할 수 있게 허용한다. 그러한 제어는 레귤레이팅된 출력 전압(V O )을 야기한다. 2개의 dc 커패시터들 간의 전압 차이가 출력 전압(V O )이기 때문에, 능동 스위치들(S1 내지 S5)은, 저전압인, 출력 전압(V O )만을 지원하면 된다. 예시된 예에서, 각각의 능동 스위치(S1 내지 S5)는 단지 1 볼트를 지원해야 한다. 그러나, 디스에이블된 스위치들은 정상보다 높은 전압을 보아야 한다. 스위칭 네트워크(12A) 내의 선택 스위치(S6 내지 S10)는 이 전압을 차단함으로써, 디스에이블된 능동 스위치가 이를 견뎌야 하는 것을 방지한다.
아래의 [표 3]은 특정 LX 신호(V LX )를 달성하기 위한 스위치들의 적절한 구성을 도시한다.
[표 3]
차단 스위치(S11)는 최고 전압을 처리하도록 정격이 된다. 그 기능은 입력을 출력으로부터 연결을 끊는 것이다. 그러나, 이는 또한 스타트업(startup) 동안, 접지 단락에 대한 전력 동안, 도 19와 관련하여 이미 논의된 방식으로 선형 레귤레이터로서 기능하도록 사용될 수 있다.
도 21의 전력 컨버터는 도 19에 도시된 것과 동일한 수의 스위치를 갖는다. 그러나, 고전압 스위치들은 더 적다. 특히, 도 19에 도시된 전력 컨버터는 8개의 고전압 스위치들을 갖는 반면, 도 21의 전력 컨버터는 단지 5개를 갖는다. 한편, 도 19에 도시된 전력 컨버터는 도 21의 전력 컨버터에 대해 5개 대신에 2개의 능동 스위치들만을 갖는다. 이것은 도 19에 도시된 전력 컨버터가 더 작은 게이트 드라이버들 및 더 적은 레벨 쉬프터들(level shifters)을 필요로 한다는 것을 의미한다.
두 경우 모두, 선택 스위치들은 양방향으로 차단할 수 있어야 한다. 따라서, 도 19의 전력 컨버터 및 도 21의 전력 컨버터는 모두 양방향 스위치 또는 바디-스내쳐들(body-snatchers)을 포함한다.
도 21의 전력 컨버터의 한 가지 단점은 능동 스위치들이 양 극성 및 음 극성 모두를 보게 된다는 것이다. 이는 도 19에 도시된 전력 컨버터를 재구성하는 것보다도 도 21의 전력 컨버터를 재구성하는 것을 보다 훨씬 더 어렵고 비용이 많이 들게 만든다.
도 22는 도 21에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 스위칭 네트워크(12A)가 단상 스위칭된-커패시터 회로 대신 이중-위상 스위칭된-커패시터 회로로서 구현되는 것을 제외한다. 게다가, 펌프 커패시터들(C4 내지 C9) 및 dc 커패시터들(C0 내지 C3)은 직렬로 연결된다. 이것은 그들의 음극 단자가 공통 전압으로 고정되지(pegged) 않음을 의미한다. 이러한 차이에도 불구하고, 도 21 및 도 22에 도시된 전력 컨버터들은 유사한 방식으로 동작한다.
도 22에 도시된 스위칭 네트워크(12A)는 도 21에 도시된 것보다 많은 컴포넌트들을 갖는다. 그러나, 도 22에 도시된 이중-위상 스위칭 네트워크(12A)에서 각각의 dc 커패시터는 도 21에 도시된 단상 스위칭 네트워크(12A)에서 대응하는 dc 커패시터보다 작은 캐패시턴스를 가질 수 있다. 이것은, 도 21에 도시된 단상 스위칭 네트워크(12A)에서, dc 커패시터들이 펌프 커패시터들로부터의 전하를 저장하기 때문이다. 대조적으로, 도 22의 이중-위상 스위칭 네트워크(12A)에서, dc 커패시터들은 스위칭 네트워크(12A)가 제 1 및 제2 상태들 사이에서 전이하는 데드-타임(dead-time) 동안 부스트 컨버터로부터의 전하만을 저장한다.
지금까지 설명한 전력 컨버터에서, 스위칭 네트워크(12A)에서 커패시터들의 단열 충전(adiabatic charging) 및 방전(discharging)은 레귤레이팅 네트워크(16A)의 인덕터에 의해 가능해진다. 그러나, 별개의 자기 필터를 제공함으로써 단열 전하 이송 및 레귤레이션을 가능하도록 하는 기능을 분리하는 것이 가능하다. 도 23에서, 도 1의 전력 컨버터는 부하(18A)와 스위칭 네트워크(12A) 사이에 자기 필터를 포함하도록 수정된다(modified). 도 24에서, 도 1의 전력 컨버터는 전원(14)과 스위칭 네트워크(12A) 사이에 자기 필터를 포함하도록 수정된다.
도 5 및 도 6에 도시된 전력 컨버터에 자기 필터를 통합하는 것도 가능하다. 실제로, 도 5에 도시된 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)의 듀티 사이클이 100%에 근접함에 따라, 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 효과적으로 자기 필터가 된다. 도 15c에 도시된 바와 같이 구현된 레귤레이팅 네트워크(12A)에 대해, 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 제 1 스위치(S1)를 영구적으로 폐쇄하고 제 2 스위치(S2)를 개방함으로써 자기 필터로 변환될 수 있다.
일부 실시 예들에서, 레귤레이팅 네트워크(16B)는 자기 필터가 존재하는 경우에도 단열 전하 이송을 가능하도록 하는데 참여한다. 예를 들어, 자기 필터는 제 1 커패시터가 단열적으로 충전되도록 하고, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 동일한 제 1 커패시터를 단열적으로 방전시키거나 또는 그 반대로 할 수 있다.
도 25는 스위칭 네트워크(12A)와 부하(18A) 사이에 자기 필터를 포함하도록 수정된 도 22의 전력 컨버터를 도시한다. 예시된 자기 필터는 인덕터(L2) 및 커패시터(C0)를 포함한다. 도 23 내지 도 24에서 설명된 바와 같이, 자기 필터의 존재는 스위칭 네트워크(12A)에서 커패시터의 단열 충전 또는 방전을 제공한다. 자기 필터는 스위칭 네트워크(12A)의 출력에서 전류의 흐름을 제한함으로써, 스위칭 네트워크(12A)에서의 커패시터들 간의 재분배 전류를 감소시키고, 따라서 그러한 재분배로 인해 손실이 발생한다.
자기 필터의 사용은 전압 필요요건을 충족시키기 위해, 레귤레이팅 네트워크(16A)가 듀티 사이클들의 허용된 범위 밖의 듀티 사이클에서 동작해야 할 때 발생하는 갭을 스팬(span)하는 다른 방법을 제공한다. 자기 필터가 없는 실시 예에서, 이러한 갭은 선형 레귤레이터로서 스위치를 사용함으로써 채워진다. 그러나, 선형 레귤레이터는 비효율적이다.
자기 필터가 이용 가능하게 될 때, 비효율적인 선형 레귤레이터를 사용하여 스위칭 네트워크(12A)의 출력을 초핑(chopping)하고 자기 필터를 통과시켜 dc 출력을 생성함으로써 갭을 스팬(span)하는 것을 방지할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 스위칭 네트워크(12A) 내의 스위치는 초핑(chopping)을 수행한다. 다른 실시 예들에서, 초핑(chopping)을 돕기 위해 추가적인 스위치(S12)가 추가될 수 있다. 점선으로 연결되어 도시된 요소들(elements)은 선택적이다. 벅-부스트 컨버터가 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는 실시 예들에서, 스위칭 네트워크(12A)에서 선형 레귤레이터 또는 전압 초핑 모두가 요구되지 않는다.
아래의 [표 4]는 2개의 실시 예들, 하나는 추가적인 스위치(S12)가 없는 하나의 스위치의 동작을 요약한 것이다. 표의 옵션 1은 스위칭 네트워크(12A) 내의 스위치들이 초핑을 수행하기 위해 제 1 및 제2 상태들 사이에서 어떻게 전이하는지를 나타낸다. 옵션 2는 추가적인 스위치(S12)의 사용이 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 제 3 상태를 효과적으로 추가하는 방법을 도시한다. 옵션 2의 이점은 2개의 직렬-연결된 스위치가 전도되는 것을 방지하여 손실들을 감소시킨다는 것이다. 게다가, 옵션 2는 스위칭 네트워크(12A)가 상태들 사이에서 이동할 때 동작할 수 있는 바디 다이오드(body diode)를 제공한다.
[표 4]
도 26은 출력 전압(V O )이 2 볼트와 4 볼트 사이가 되도록 제한하기 위해 스텝-다운 레귤레이팅 네트워크(16A)와 직렬로 연결된 2상 스텝-다운 스위칭 네트워크(12A)를 사용하는 전력 컨버터를 도시한다. 스위칭 네트워크(12A)는 임의의 유형일 수 있다. 그러나, 레귤레이팅 네트워크(16A)가 스위칭 네트워크(12A)에서의 커패시터들 간의 단열 전하 이송을 허용하기 때문에 캐스케이드 곱셈기가 좋은 선택이다. 제 1 및 제 2 스위치들(3, 4), 인덕터(L1), 및 커패시터(C1)를 갖는 벅 컨버터는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현한다.
정상 동작 동안, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 특정 주파수 및 듀티 사이클에서의 제 1 및 제 2 상태 사이에서, 교대 비율을 결정하는 듀티 사이클을, 교번한다(alternates). 제 1 상태 동안, 제 1 스위치(3)는 폐쇄되고 제 2 스위치(4)는 개방된다. 제 1 스위치(3)가 개방되고 제 2 스위치(4)가 폐쇄된다.
도 27은 도 19에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 넓은 입력 전압(V IN ) 범위 대신 넓은 출력 전압(V O ) 범위를 갖는다. 도 19의 전력 컨버터와는 달리, 도 27의 전력 컨버터는 전압이 스텝-업하는 대신 전압을 스텝다운하는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 갖는다. 게다가, 스위칭 네트워크(12A) 및 레귤레이팅 네트워크(16A)의 순서는 도 19에 도시된 것과 반대이다. 결과적인 구성은 스위칭 네트워크(12A)에서 적어도 일부 커패시터들 간의 단열 전하 이송을 가능하게 한다.
도 27에서의 전력 컨버터의 동작은 도 19와 관련하여 설명된 라인을 따라 진행한다. 특히, 컨트롤러는 [표 2]에서 타이밍 패턴에 따라 스위치를 제어한다.
넓은 전압 범위를 얻기 위한 또 다른 방법은, 도 28에 도시된 바와 같이, 스텝-다운 스위칭 네트워크(12A)를 사용하고 멀티-탭들을 갖는 벅 컨버터로 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는 것이다. 스위칭 네트워크(12A)는 입력 전압(V IN )을 취하고 2개의 전압 레일들: 즉, 2볼트의 제 1 레일 및 4볼트의 제 2 레일을 제공한다. 벅 컨버터는 스위칭 사이클 동안 LX 신호(V LX )가 0 볼트와 2 볼트 사이에서 교대하는 제 1 모드와, 스위칭 사이클에서 LX 신호(V LX )가 2 볼트와 4 볼트 사이에서 교대하는 제 2 모드의 두 가지 모드를 특징으로 한다. 스위치들에 대한 타이밍 패턴은 [표 5]에 제시되고 있고, 완전한 스위칭 사이클 동안 "ON"으로 라벨링된 스위치들은 폐쇄되고, 완전한 스위칭 사이클 동안 "OFF"로 표시된 스위치들은 개방된다.
[표 5]
도 28에 도시된 전력 컨버터의 장점은 각각의 스위치가 2 볼트만을 지원하면 된다는 것이다. 게다가, 스위치들은 바디 스내쳐 회로(body-snatcher circuitry)에 대한 필요성을 회피하도록 구성된다. 특히, 스위치(1B 및 2A)는 서로를 가리키고 임의의 극성을 갖는 전압을 차단하는 바디 다이오드들(body diodes)를 갖는다.
도 28에 도시된 전력 컨버터에 의해 주어진 것보다 더 넓은 출력 범위를 얻기 위해, 더 많은 스위치들을 희생시키면서, 2개가 아닌, 3개 모드들을 갖는 벅 컨버터로 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현할 수 있다. 그렇지 않으면, 동작은 도 28과 관련하여 기술된 것과 유사하다.
도 29에서, 스위칭 네트워크(12A)는 각각 2 볼트, 4 볼트 및 6 볼트에서 3개의 전압 레일을 유지한다. 제 1 동작 모드에서, LX 신호(V LX )는 스위칭 사이클 동안 0 볼트와 2 볼트 사이에서 번갈아 나타난다. 제 2 동작 모드에서, LX 신호(V LX )는 스위칭 사이클 동안 2 볼트와 4 볼트 사이에서 번갈아 나타난다. 제 3 동작 모드에서, LX 신호(V LX )는 스위칭 사이클 동안 4 볼트와 6 볼트 사이에서 번갈아 나타난다.
3 가지 동작 모드에 대한 타이밍도가 표 6에 도시되어 있다:
[표 6]
[표 6]에서 "ON"으로 라벨링된 스위치들은 완전한 스위칭 사이클 동안 폐쇄된다. "OFF"로 라벨링된 스위치는 완전한 스위칭 사이클 동안 개방된다. 명백한 바와 같이, 각각의 스위치는 최대 2 볼트만을 지원하면 된다. 게다가, 스위치들은 바디 스내쳐 회로들(body snatcher circuits)가 요구되지 않도록 적절하게 구성된다. 특히, 스위치 쌍(1B, 2A) 및 스위치 쌍(1C, 2B)은 서로 포인팅하는 2개의 바디 다이오드를 도시한다. 따라서, 이들 스위치 쌍들은 임의의 극성의 전압을 차단할 수 있다.
도 30은 스위칭 네트워크(12A)를 구현하는 2-위상 스위칭된-커패시터 회로 및 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는 벅 컨버터를 갖는 도 26의 전력 컨버터를 도시한다.
두 가지 동작 모드들을 갖는, 벅 컨버터는 [표 5]에 도시된 스위치 구성들 사이에서 번갈아 나타난다. 제 1 모드에서, LX 신호(V LX )는 스위칭 사이클 동안 0 볼트와 2 볼트 사이에서 번갈아 나타난다. 제 2 모드에서, LX 신호(V LX )는 스위칭 사이클 동안 2 볼트와 4 볼트 사이에서 번갈아 나타난다. "ON"으로 라벨링된 스위치는 완전한 스위칭 사이클 동안 폐쇄되고, "OFF"로 라벨링된 스위치는 완전한 스위칭 사이클 동안 개방된다. 각각의 스위치는 단지 2 볼트를 지원할 수 있어야 한다. 정상 동작 동안, 스위칭 네트워크(12A)는 특정 주파수 및 듀티 사이클에서 제 1 및 제 2 상태들 사이에서 번갈아 나타난다. 일부 실시 예들에서, 듀티 사이클은 50 %이다.
도 31은 제 1 및 제 2 레귤레이터들이 병렬로 연결된 전력 컨버터를 도시한다. 이것은 제 1 및 제 2 출력들을 제공한다. 도시된 특정 예에서, 제 1 출력 V O 1 은 4볼트와 2볼트 사이이고, 제 2 출력 V O 2 는 2볼트와 0볼트 사이이다.
제 1 레귤레이터는 제 1 및 제 2 스위치(3, 4) 및 제 1 인덕터(L1)를 포함한다. 제 2 레귤레이터는 제 3 및 제 4 스위치(5, 6) 및 제 2 인덕터(L2)를 포함한다.
정상 동작 동안, 제 1 레귤레이터는 특정 주파수 및 듀티 사이클에서 제 1 및 제 2 상태 사이에서 번갈아 나타난다. 이 듀티 사이클은 변환 비율을 결정한다. 제 1 상태 동안, 제 1 스위치(3)는 폐쇄되고 제 2 스위치(4)는 개방된다. 제 2 상태 동안, 상태들은 뒤바뀐다(reversed). 제 2 레귤레이터는 제 1 스위치(3)를 대체하는 제 3 스위치(5) 및 제 2 스위치(4)를 대체하는 제 4 스위치(6)와 동일한 방식으로 작동한다. 스위칭 네트워크(12A), 제 1 레귤레이터, 및 제 2 레귤레이터는 동일하거나 상이한 주파수 및 그들 간의 임의의 위상 차이로 동작할 수 있다.
도 32는 멀티 출력 전압들을 갖는 다른 실시 예를 도시한다. 이 경우, 3개의 출력 전압들(V O 1, V O 2, 및 V O 3.)에 대응하는 3개의 레귤레이팅 네트워크들(16A, 16B, 16C)이 있다. 도 31에 도시된 전력 컨버터와는 달리, 이들 전압들은 하단부에 덜 제한적이다.
도 33은 레귤레이팅 네트워크(16A)와 직렬인 스위칭 네트워크(12A)가 접지 위로 플로팅되는 전력 컨버터를 도시한다. 스위칭 네트워크(12A) 및 레귤레이팅 네트워크(16A)가 플로팅하는 전압은 제 3 스테이지로부터 나온다. 이러한 제 3 스테이지는 벅 컨버터 또는 캐스케이드 곱셈기와 같은 스위칭된-커패시터 컨버터 또는 임의의 다른 유형의 전력 컨버터와 같은 스위치-모드 전력 컨버터를 사용하여 구현될 수 있다. 결과적인 직렬 연결된 스테이지들은 정상적으로 가능할 수 있는 것보다 높은 출력 전압을 제공한다. 예시적인 전압들이 도면에 제공된다. 특히, 도 33에서, 제 3 스테이지는 2 볼트 레일을 생성한다. 이것은 출력 전압(V O )을 2 볼트만큼 효과적으로 부스트시킨다.
도 33에 도시된 구성의 이점은 저전압만이 레귤레이팅 네트워크(16A)의 단자들에 인가되어야 한다는 것이다. 따라서, 저전압 트랜지스터들만이 필요하다. 이들은 매우 빠르게 스위칭한다. 결과적으로, 인덕터의 크기를 감소시킬 수 있다.
도 34 및 도 44는 후술될 특정 특징들을 갖는 추가적인 실시 예를 도시한다. 전이들 간의 짧은 데드 타임을 제외하고, 실제 스위치의 유한 스위칭 시간(finite switching time)으로부터 발생하는 어려움들을 회피하기 위해 모든 스위치가 개방되는 동안, 스위치 세트(1) 및 스위치 세트(2)에서 모든 스위치들은 항상 반대 상태들에 있고, 스위치 세트(3) 및 스위치 세트(4)에서 모든 스위치들은 항상 반대 상태들에 있고, 스위치 세트(5) 및 스위치 세트(6) 에서 모든 스위치는 항상 반대 상태들에 있다.
도 34는 4-스위치 벅-부스트 컨버터가 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하고 재구성 가능한 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크(12A)를 구현하는 실시 예를 도시한다. 이러한 전력 컨버터에서, 레귤레이팅 네트워크(16A)는 스위칭 네트워크(12A) 내의 캐스케이드 곱셈기의 중간에 연결되어, 스위칭 네트워크(12A)가 전압을 스텝-업 또는 스텝-다운하게 할 수 있게 한다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 인덕터(L1), 제 1 스위치(3), 제 2 스위치(4), 제 3 스위치(5), 및 제 4 스위치(6)를 포함한다.
레귤레이팅 네트워크(16A)가 부스트 모드로 동작할 때, 중간 전압(V X )은 입력 전압(V IN )보다 높다. 이러한 모드에서, 제 3 스위치(5) 및 제 4 스위치(6)는 활성화(active)되고, 제 1 스위치(3)는 폐쇄되고, 제 2 스위치(4)는 개방된다.
반대로, 레귤레이팅 네트워크(16A)가 벅 모드에서 동작할 때, 중간 전압(V X )은 입력 전압(V IN )보다 낮다. 이러한 모드에서, 제 1 스위치(3) 및 제 2 스위치(4)는 활성화되고, 제 3 스위치(5)는 폐쇄되며, 제 4 스위치(6)는 개방된다.
한편, 스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2), 4개의 선택 스위치들(S1-S4), 4개의 dc 커패시터들(C1-C4), 및 3개의 펌프 커패시터들(C5-C7)을 포함한다. 4개의 dc 커패시터들(C1-C4) 상의 전압은 각각 4/2V X , 3/2V X , 2/2V X , 및 1/2V X 이다.
동작 시, 4개의 선택 스위치들(S1-S4)은 부하(18A)에 제공하기 위해 스위칭 네트워크(12A) 내의 상이한 dc 커패시터들(C1-C4)을 선택한다. 별개의 패턴에 따라 선택 스위치들(S1-S4)의 인에이블링 및 디스에이블링을 적절하게 편성함(choreographing)으로써, dc 오프셋을 갖는 ac 출력을 생성할 수 있다. 이것은 RF 전력 증폭기에 전력을 공급할 때 엔벨로프 트래킹(envelope tracking)에 특히 유용하다.
도 35는 이중-인덕터 벅 컨버터가 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하고 재구성 가능한 이중-위상 비대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크(12A)를 구현하는 도 2의 실시 예에 대한 변형을 나타낸다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 인덕터(L1), 제 2 인덕터(L2), 제 1 커패시터(C0), 제 1 스위치(3), 및 제 2 스위치(4)를 갖는, 이중-인덕터 벅 컨버터(부록의 표에서 구성 "C1"과 같이 도시됨)이다. 일부 실시 예들에서, 제 1 및 제 2 인덕터들(L1, L2)은 연결되지 않는다. 다른 예들에서는, 제 1 및 제 2 인덕터들(L1, L2)은 결합되어 있다. 이들은 양 및 음 커플링(positive and negative coupling) 모두를 사용하는 실시 예를 포함한다.
단일-인덕터 벅 컨버터와 달리, 이중-인덕터 컨버터로의 입력 전류는 비교적 일정하다. 이는 스위칭 네트워크(12A)를 통한 더욱 낮은 rms 전류를 야기한다. 스위칭 네트워크(12A)에 연결된 양 단자들은 비교적 일정한 전류를 끌어낸다. 이러한 동작 및 펌프 커패시터가 각각의 인덕터에 항상 공급하는 것이 가능하기 때문에, 이중-인덕터 벅 컨버터는 풀-웨이브 캐스케이드 곱셈기(full-wave cascade multiplier)에 가장 잘 사용된다. 하프-웨이브 캐스케이드 곱셈기(half-wave cascade multiplier)를 사용하는 것도 가능하다. 그러나, 이 경우, 펌프 커패시터들은 인덕터들에 반 시간만 공급할 것이다. 이것은 높은 커패시턴스 dc 커패시터들을 제공할 것을 요구한다.
스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2), 8개의 선택 스위치들(S1-S8), 4개의 dc 커패시터들(C1-C4) 및 6개의 펌프 커패시터들(C5-C10)을 포함한다.
스위칭 네트워크(12A)에 공급하는 제 3 인덕터(L3)는 스위칭 네트워크(12A) 내의 단열 전하 이송을 촉진한다. 스위칭 네트워크 (12A)의 입력에서 보여지는 커패시터 상의 전압 리플(voltage ripple)만을 필터링하기 때문에, 그리고 특히 그 양단에 큰 전압을 가지지 않기 때문에, 이러한 제 3 인덕터(L3)는 레귤레이팅 네트워크 (16A) 내에서 요구되는 것보다 훨씬 작은 인덕턴스를 갖는다.
상이한 선택 스위치들(S1-S8)을 인에이블링 및 디스에이블링하는 것은 스위칭 네트워크(12A)를 재구성하여, 스위칭 네트워크(12A)의 오프셋 전압(V off )을 변경하는 것을 가능하게 한다. [표 7]은 4개의 상이한 오프셋 전압들을 달성하기 위해 사용되는 스위칭 패턴들을 도시한다.
[표 7]
도시된 특정 예에서, 전력 컨버터의 출력에 연결된 부하는 서로 직렬로 연결되고 전압 V B 에 의해 바이어스된(biased) 트랜지스터를 통한 전류 경로를 갖는 복수의 발광 다이오드들(light-emitting diodes)을 포함한다. 이것은 LED 전류에 대한 제어를 허용하게 하여, LED 전류(I LED )에 비례하는, LED의 밝기를 제어할 수 있게 한다. 전류 싱크(sink)에 해당하는, LED 전류(I LED )를 제어하기 위한 전력 컨버터와 회로의 조합은, 일반적으로 LED 드라이버라고 불린다. 대부분의 실시 예들에서, 전류 싱크는 단일 트랜지스터보다 더 복잡하다. 그러나, 도 35에 도시된 원리들은 그러한 경우들에도 적용 가능하다.
도 19를 참조하여 설명한 바와 같이 갭들을 채우기 위해 선형 레귤레이터를 사용하는 대신에, 도 35에 도시된 라인을 따라 전류 싱크가 사용될 수 있다. 그러나, 이것은 또한 다소 비효율적인 방법이다.
도 36에 도시된, 도 1의 전력 컨버터의 다른 실시 예에서, 재구성 가능한 이중-위상 비대칭 스텝-다운 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크(12A)를 구현하는 반면, 2-위상 부스트 컨버터는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현한다. 도시된 특정 캐스케이드 곱셈기는 임베디드된 재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)를 특징으로 한다.
2-위상 부스트 컨버터는 제 1 인덕터(L1), 제 2 인덕터(L2), 제 1 스위치(5), 제 2 스위치(6), 제 3 스위치(7) 및 제 4 스위치(8)를 포함한다. 레귤레이팅 네트워크(16A) 내의 회로(20A)는 제 1 경로(P1)를 통해 컨트롤러로부터 제어 신호들을 수신한다. 정상 동작 동안, 회로(20A)는 제 1 및 제 2 스위치들(5, 6)에 제공된 제 1 구동 신호들 및 제 3 및 제 4 스위치들(7, 8)로의 제 2 구동 신호들을 제공한다. 제 1 및 제 2 구동 신호들은 직교 위상(in phase quadrature)이다. 스위치들(4-8)이 스위칭하는 듀티 사이클을 제어하는 것은 출력 전압(V O )을 레귤레이트한다.
스위칭 네트워크(12A)는 6개의 선택 스위치들(S1-S6), 6개의 펌프 커패시터들(C5-C10), 4개의 dc 커패시터들(C1-C4), 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2), 및 컨트롤러로부터 경로(P2)를 따라 수신된 제어 신호들에 기초하여 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2) 및 6개의 선택 스위치들(S1-S6)에 구동 신호들을 제공하는 회로(20B)를 포함한다.
재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)는 멀티 모드들을 갖는다. 여기에 설명된 특정 예에서, 모드들은 1:1 모드 및 3:2 모드이다.
재구성 가능한 부분적인 전하 펌프(22)는 절반 비율을 출력하도록 임베디드된 부모 캐스케이드 곱셈기(parent cascade multiplier)를 인에이블한다. [표 8]은 부모 캐스케이드 곱셈기(parent cascade multiplier)에 대해 이용 가능한 변환 비율들(V4:V O )과, 그것들의 변환 비율들을 달성하기 위해 요구되는 임베디드된 재구성 가능한 부분 차지 펌프(fractional charge pump)(22)의 스위칭 상태들 및 변환 비율 둘 다를 도시한다.
[표 8]
절반 비율을 제공하는 특별한 이점은 결과적인 전력 컨버터가 도 36과 관련하여 설명된 갭들 없이 동작한다는 것이다.
예를 들어, 출력 전압(V O )이 1 볼트이고 입력 전압(V IN )이 3.5 볼트라고 가정하자. 변형 비율은 4:1이다. 이것은 레귤레이팅 회로(즉, 이중-위상 부스트 컨버터)에 대한 허용 범위 내에 잘 들어있는 50%의 듀티 사이클을 필요로 한다.
이제 입력 전압(V IN )이 3.05V로 떨어진다고 가정하자. 이 시점에서, 레귤레이팅 회로에서 요구되는 듀티 사이클은 허용 가능한 한계보다 낮은 5%로 떨어질 것이다. 통상적으로, 이는 갭을 야기할 것이다. 그러나, 도 36에 도시된 회로에서는 그렇지 않다. 이는 3.5:1 변환 비율로 스위칭하면 되기 때문이다. 이것은 요구되는 듀티 사이클을 65%까지 백업(back up)시켜, 레귤레이팅 회로의 허용 범위 내로 되돌려 놓는다.
게다가, 갭들을 제거하기 위해, 절반 비율들을 제공하는 능력(ability)은 레귤레이팅 회로가 25% 및 75% 간의 듀티 사이클로 동작할 수 있게 한다. 이것은 rms 전류를 감소시키고 따라서 효율을 부스팅시키는 것을 포함하여 많은 이점들을 갖는다.
도 37은 도 36에 도시된 재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)의 세부사항들을 나타낸다. 재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)는 제 1 스위치 세트(3), 제 2 스위치 세트(4), 선택 스위치(S0), dc 커패시터(C1), 및 제 1 및 제 2 펌프 커패시터들(C2, C3)을 포함한다. 재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)는 입력 전압(V 1), 출력 전압(V 2) 및 접지(V 3)를 가지도록 연결된다.
재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)는 제 1 모드 또는 제 2 모드 중 하나에서 동작한다. 제 1 모드에서 동작할 때, 재구성 가능한 부분 차지 펌프(22)는 3:2의 변환 비율(V 1:V 2)을 제공한다. 제 2 모드로 동작할 때, 변환 비율은 1:1이다.
제 1 모드로 동작하기 위해서는, 선택 스위치(S0)가 개방되고, 제 1 및 제 2 스위치 세트들(3, 4)이 일부 특정 주파수로 개폐된다. 일부 실시 예들에서, 스위치는 50% 듀티 사이클로 개방되고 폐쇄된다. 제 1 스위치 세트(3)와 제 2 스위치 세트(4)는 항상 반대 상태들이다.
제 2 모드로 동작하기 위해, 선택 스위치(S0)는 폐쇄되고, 제 1 및 제 2 스위치 세트들(3, 4)은 개방된다.
도 38 및 도 39는 레귤레이팅 네트워크(16A)가 제 1 및 제 2 스위칭 네트워크들(12A, 12B) 사이에 있는 도 6에 도시된 전력 컨버터의 다른 실시 예를 도시한다. 이 구성은 적어도 하나의 스위칭 네트워크(12A, 12B)가 단열적으로 충전될 수 있게 한다. 게다가, 전체 변형 비율은 제 1 및 제 2 스위칭 네트워크들(12A, 12B)의 변형 비율들의 곱(product)이 된다.
도 38에 도시된 실시 예에서, 벅 컨버터는 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하고, 단상 비대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기는 제 1 스위칭 네트워크(16A)를 구현하고, 단상 대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기는 제 2 스위칭 네트워크(16B)를 구현한다.
제 1 스위칭 네트워크(12A)는 4개의 dc 커패시터들(C1-C4), 3개의 펌프 커패시터들(C5-C7), 및 제 1 및 제 2 스위치들(1, 2)을 포함한다. 도시된 구성에서, 제 1 스위칭 네트워크(12A)는 단열적으로 충전되지 않는다. 따라서, 이는 약 50%의 듀티 사이클로 동작한다. 그러나, 안정성이 이슈가 아니기 때문에 이것은 요구되지 않는다. 동작 시, 제 1 스위칭 네트워크(12A)는 입력 전압(V IN )의 4배인 제 1 전압(V 1)을 제공한다. 그러나, 레귤레이팅 네트워크(16A)가 제 1 스위칭 네트워크(12A)로부터 수신하는 중간 전압(V X )은 입력 전압(V IN )의 2 배이다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 스위치(5), 제 2 스위치(6) 및 인덕터(L1)를 포함한다. 레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 및 제 2 스위치(5, 6)의 듀티 사이클을 제어하여 출력 전압(V O )을 레귤레이팅한다.
제 2 스위칭 네트워크(12B)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(3, 4), 2개의 dc 커패시터들(C11-C12) 및 3개의 펌프 커패시터들(C8-C10)을 포함한다. 제 1 스위칭 네트워크(12A)와는 달리, 제 2 스위칭 네트워크(12B)에 공급하는 인덕터(L1)가 있다. 그 결과, 제 2 스위칭 네트워크(12B)는 단열적으로 충전된다.
레귤레이팅 네트워크(16A)의 출력에 연결된 dc 커패시터(C12)는 단열 동작을 지연시키고 따라서 선택적이다. 이 직류 커패시터(C12)는 일반적으로 안정성을 유지하기 위해서만 추가된다. 그 결과, 그것의 커패시턴스는 네트워크 내의 다른 커패시터의 커패시턴스보다 훨씬 작다.
제 2 스위칭 네트워크(12B)가 단열적으로 충전되고 그 변환 비율이 1:4이기 때문에, 50%의 듀티 사이클에서 이를 동작하면 안정성이 촉진된다. 전력 컨버터의 전체 출력 전압(V O )은 V O = 8V IN (D+1)에 의해 주어지며, 여기서 듀티 사이클 D는 레귤레이팅 네트워크(16A)의 제 2 스위치(6)의 듀티 사이클 D와 동일하다.
도 39는 도 38에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 벅-부스트 컨버터가 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하고 제 1 및 제 2 스위칭 네트워크(12A, 12B)가 레귤레이팅 네트워크(16A)에 다르게 연결된다는 것을 제외한다. 결과는 상이한 입력-출력 전달 함수이다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 인덕터(L1), 제 1 스위치(5) 및 제 2 스위치(6)를 포함한다.
제 1 및 제 2 스위칭 네트워크들(12A, 12B)은 도 38에 도시된 것과 동일하다. 도 38의 경우에서와 같이, 제 2 스위칭 네트워크(12B)는 다른 노드임에도 불구하고 단열적으로 충전된다. 제 2 스위칭 네트워크(12B)는 레귤레이팅 네트워크(16A)의 출력에 연결되는 제 1 및 제 2 dc 커패시터(C12, C13)를 포함한다. 이들 커패시터는 단열 동작을 지연시키므로, 따라서 선택적이다. 그러나, 이들은 종종 안정성을 유지하는데 유용하다. 바람직하게는, 그 커패시턴스의 값은 제 1 및 제 2 스위칭 네트워크들(12A, 12B) 내의 다른 커패시터들에서 사용되는 것보다 훨씬 더 작다.
도 39의 전력 컨버터와 도 38의 전력 컨버터 간의 차이는 도 39에 도시된 전력 컨버터가 양 또는 음의 출력 전압(V O )을 가질 수 있게 한다. 구체적으로, 레귤레이팅 네트워크의 제 2 스위치(6)의, 주어진 듀티 사이클 D에 대해, 출력 전압(V O )은 다음 V O = V IN (20D)/(2D-1)와 같이 주어진다. 따라서, 출력 전압(V O )은 듀티 사이클(D)이 0.5를 초과하면 양(positive)이고 듀티 사이클(D)이 0.5 미만일 때 음(negative)이다.
도 40 내지 도 43은 도 5에 도시된 전력 컨버터의 실시 예를 도시한다. 각각의 실시 예는 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A) 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)를 특징으로 한다. 각각의 실시 예에서, 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16A, 16B) 모두에서 스위치들의 듀티 사이클(D)을 제어하는 것은 전력 컨버터의 출력 전압(V O )에 대한 제어를 허용한다. 게다가, 각각의 실시 예에서, 레귤레이팅 네트워크(16A)에 존재하는 인덕터는 스위칭 네트워크(12A) 내의 커패시터들 간의 단열 전하 이송을 허용한다. 이러한 단열 전하 이송의 정도는 도 40 내지 도 43에 도시된 상이한 구성 간의 차이 중 하나이다.
도시된 실시 예들에서, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 스텝-업 컨버터로 구현되고, 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 스텝-다운 컨버터로 구현된다. 그러나, 이것은 반드시 그럴 필요는 없다. 예를 들어, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)가 전압에서 스텝-다운을 야기하고, 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)가 전압에서 스텝-업을 야기하는, 순서가 뒤바뀔 수 있다. 또는, 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16A, 16B) 모두는 전압에서 스텝-업 또는 스텝-다운시킬 수 있다. 도면들에 도시된 특정 구성의 이점은 스위칭 네트워크(12A)가, 도 19에 도시된 것과 같은, 재구성 가능한 스위칭 네트워크라면, 예시된 구성은 커버리지에서의 갭을 채우는 것을 허용한다는 것이다.
예시된 실시 예들은 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크들(16A, 16B) 내의 스위치들의 동작을 제어하는 컨트롤러를 특징으로 한다. 그러한 컨트롤러는 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16A, 16B)의 동작을 제어하는 것과 관련하여 사용될 수 있는 다양한 제어 기술들을 구현하는데 사용될 수 있다. 일부 실시 예들에서, 컨트롤러는 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)를 통한 피드-포워드 제어(feed-forward control) 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)를 통한 피드백 제어(feedback control)를 구현한다. 다른 실시 예들에서, 컨트롤러는 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)를 통한 피드백 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)를 통한 피드-포워드 제어를 구현한다.
도 40에 도시된 실시 예에서, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 부스트 컨버터이고, 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 벅 컨버터이다. 부스트 컨버터는 부스트-컨버터 인덕터(L1) 및 제 1 및 제 2 부스트 컨버터 스위치(3, 4)를 갖는다. 벅 컨버터는 벅-컨버터 인덕터(L2) 및 제 1 및 제 2 벅-컨버터 스위치들(5, 6)을 갖는다.
스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2), 3개의 dc 커패시터들(C1-C3), 및 2개의 대칭 스텝-업 캐스케이드-곱셈기들에 걸쳐있는 6 개의 펌프 커패시터들(C4-C9)을 포함한다. 2개의 캐스케이드 곱셈기들은 공통 위상 펌프(common phase pump)를 공유하고 180도 위상차로 동작한다. 이 스위칭 네트워크(12A)의 동작은 이중-위상 버전, 또는 풀-웨이브(full-wave), 캐스케이드 곱셈기의 동작과 유사하다. 주요 차이점은 스위치 스택들의 하부와 상부의 분리로부터 발생한다.
스택 스위치들이 분리되어 있기 때문에, 스위치 스택들의 상부들에 존재하는 전압 간의 차이인 중간 전압 V X 3을 생성하는 것이 가능하다. 도시된 실시 예에서, 제 1 스위치 스택의 상부에서의 전압은 4V X 인 반면, 제 2 스위치 스택의 상부에서의 전압은 3V X +V IN 이다. 따라서, 중간 전압 V X 3은 이들의 차인, V X -V IN 이다.
도 41에 도시된 실시 예에서, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 3-레벨 부스트 컨버터이고 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 벅 컨버터이다. 부스트 컨버터는 부스트-컨버터 인덕터(L1), 4개의 스위치들(3, 4, 5, 6) 및 커패시터(C13)를 갖는다. 벅 컨버터는 벅-컨버터 인덕터(L2) 및 제 1 및 제 2 벅-컨버터 스위치들(7, 8)을 갖는다.
도 41은 도 40에 도시된 것과 유사한 전력 컨버터를 도시하지만, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 3-레벨 부스트 컨버터이다. 3-레벨 부스트 컨버터는 도 40에 도시된 부스트 컨버터와 비교하여 동일한 양의 필터링에 대해 보다 적은 인덕턴스를 필요로 한다. 게다가, 그것의 스위치들을 통해서 감소된 전압 스트레스로 동작한다. 그러나, 그것은 또한 더 많은 스위치들 및 추가적인 커패시터를 갖는다. 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 다시 도 40에 도시된 것과 같은 벅 컨버터이다.
스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2), 3개의 dc 커패시터들(C1-C3) 및 2개의 대칭 스텝-업 캐스케이드-곱셈기에 걸쳐있는 9 개의 펌프 커패시터들(C4-C12)을 포함한다. 2개의 캐스케이드 곱셈기들은 공통 위상 펌프를 공유하고 180도 위상차로 동작한다. 도 40에 도시된 스위칭 네트워크(12A)와 달리, 도 41에서 2개의 캐스케이드 곱셈기는 상이한 수들의 스테이지들을 갖는다. 따라서, 스테이지들의 수의 비대칭은 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)에 제공되는 제 3 중간 전압(V X 3)을 야기한다. 특히, 2V X 인, 제 3 중간 전압은, 6V X 와 동일한, 제 1 전압(V 1)과, 4V X 와 동일한, 제 2 전압(V 2) 간의 차이이다.
동작 시, 3 레벨 부스트 컨버터는 2개의 모드들로 동작한다. 각각의 모드에서, 부스트 컨버터는 특정 주파수에서 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 상태들을 순환한다. 각각의 상태는 스위치들의 특정 구성에 대응한다. [표 9a]는 제 1 모드의 4개의 상태들을 나타내고, [표 9b]는 제 2 모드의 4개의 상태들을 나타낸다.
[표 9a]
[표 9b]
각각의 모드 내에서, 3-레벨 부스트 컨버터는 그것의 일반화된 듀티 사이클을 제어함으로써 그 출력을 레귤레이트한다. 일반화된 듀티 사이클은 제 1 시간 간격을 제 2 시간 간격으로 나눈 것과 동일하다. 제 1 시간 간격은 3-레벨 부스트 컨버터가 제 1 상태 또는 제 3 상태에서 소비하는 시간 량과 동일하다. 제 2 시간 간격은 3-레벨 부스트 컨버터가 제 2 상태 또는 제 4 상태에서 소비하는 시간 량이다.
3-레벨 벅 컨버터가 제 1 모드에서 동작할 때, 중간 전압 V X 는 입력 전압 V IN 의 2 배보다 크다. 대조적으로, 3 레벨 벅 컨버터가 제 2 모드에서 동작할 때, 중간 전압 V X 는 입력 전압 V IN 의 2 배보다 작다.
도 41에 도시된 전력 컨버터가 도 40에 도시된 전력 컨버터에 비해 이점은 덜 복잡하다는 것이다. 게다가, 스위칭 네트워크(12A) 내의 커패시터가 단열 전하 이송의 이점을 누리기 때문에, 스위칭 네트워크(12A) 내의 전하 재분배(charge redistribution)로 인한 손실들이 감소될 것이다.
도 42의 전력 컨버터는 도 40-41에 도시된 전력 컨버터의 특징들을 결합한다. 도 40에 도시된 전력 컨버터의 경우에서와 같이, 스위칭 네트워크(12A)는 입력 전압(V IN ) 및 제 1 중간 전압(V X )을 수신하여 제 3 중간 전압(V X 3)을 생성한다. 그러나, 도 41과 같이, 제 3 중간 전압(V X 3)을 생성하는 비대칭을 갖는, 스테이지들의 수는 동일하지 않다.
도 42에 도시된 스위칭 네트워크(12A)에서, 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 도 40 및 도 41의 경우에서와 같이, 더 이상 위상 펌프를 구동하지 않는다. 따라서, 위상 펌프는 더 이상 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)에서 인덕터(L1)의 개입으로부터 단열 전하 이송의 이점을 누리지 않는다. 이를 보상하기 위해, 스위칭 네트워크(12A)는 단열 전하 이송을 촉진시키는 추가적인 인덕터(L3)를 갖는다.
동작 시, 제 1 전압 V 1 은 V X +5V IN 과 동일하고, 제 2 전압 V 2 는 V X +3V IN 과 동일하고, 제 3 중간 전압 V X 3 은 2V IN 과 동일하다.
도 41에 도시된 전력 컨버터의 이점은 입력 전류의 일부분만이 실제로 3-레벨 부스트 컨버터를 통과한다는 것이다. 전류의 벌크(The bulk of the current)는 3 레벨 부스트 컨버터를 우회하고 직접 위상 펌프로 진행한다.
추가적으로, 추가적인 인덕터(L3)는 단열 전하 이송을 촉진하기 때문에, 부스트 컨버터 내의 인덕터(L1)보다 작은 인덕턴스를 가질 수 있다. 이는 차례로 저항성 인덕터 손실을 감소시킨다.
그러나, 도 42에 도시된 전력 컨버터의 단점은 추가적인 인덕터(L3)가 요구된다는 것이다. 게다가, 캐스케이드 곱셈기는 동일한 전압 이득을 달성하기 위해 더 많은 스테이지들을 필요로 한다. 예를 들면, 제 1 전압(V 1)은 도 41의 6V X 와 같지만, 도 42의 회로에서는 V X +5V IN 과 동일하다.
도 43은, 부스트 컨버터가 제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하고, 벅 컨버터가 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)를 구현하고, 이중-위상 비대칭 스텝-다운 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크(12A)를 구현하는, 전력 컨버터를 도시한다.
제 1 레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 스위치(3), 제 2 스위치(4) 및 인덕터(L1)를 포함한다. 제 2 레귤레이팅 네트워크(16B)는 제 1 스위치(5), 제 2 스위치(6) 및 인덕터(L2)를 포함한다. 스위칭 네트워크(12A)는 제 1 스위치 세트(1), 제 2 스위치 세트(2), 4개의 dc 커패시터(C1-C4) 및 6 개의 펌프 커패시터(C5-C10)를 포함한다.
도 43에 도시된 전력 컨버터에서, 단지 스위칭 네트워크(12A)는 접지에 연결된다. 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크(16A, 16B)는 모두 플로트(float)한다. 이것은 제 1 및 제 2 레귤레이팅 네트워크들(16A, 16B)에서 스위치들에 걸쳐 전압 응력을 감소시킨다. 불행히도, 이는 또한 수용 가능한 입력 전압(V IN ) 범위 및 출력 전압(V O ) 범위를 좁힌다. 이러한 단점은 재구성 가능한 스위칭 네트워크(12A)를 사용함으로써 극복될 수 있지만, 더 많은 스위치들의 추가된 비용이 발생한다.
도 44는 재구성 가능한 이중-위상 대칭 스텝-업 캐스케이드 곱셈기가 스위칭 네트워크(12A)를 구현하고 제타 컨버터(Zeta converter)가 레귤레이팅 네트워크(16A)를 구현하는, 도 2의 전력 컨버터의 특정 구현 예를 도시한다.
레귤레이팅 네트워크(16A)는 제 1 인덕터(L3), 제 2 인덕터(L4), 커패시터(C10), 제 1 스위치(3) 및 제 2 스위치(4)를 포함한다. 듀티 사이클에 따라, 제타 컨버터는 전압을 스텝-업 또는 스텝-다운시킬 수 있다. 그러나, 제타 컨버터의 단점은 보다 많은 수동 컴포넌트들에 대한 요구조건이다. 또한, 제타 컨버터는 추가적인 극들(additional poles) 및 도입된 제로(zero introduced) 때문에 안정화하기가 더 어렵다.
스위칭 네트워크(12A)는 제 1 및 제 2 스위치 세트들(1, 2; 2개의 선택 스위치들(S1-S2)), 3개의 dc 커패시터들(C1-C3), 6 개의 펌프 커패시터들(C4-C9), 제 1 인덕터(L1) 및 제 2 인덕터(L2)를 포함한다.
동작 시, 스위칭 네트워크(12A)는 제 1 모드와 제 2 모드 사이에서 전이한다. 제 1 모드 동안, 제 1 선택 스위치들(S1)은 폐쇄되고 제 2 선택 스위치(S2)는 개방된다. 중간 전압(V X )은 V IN /2이다. 제 2 모드 동안, 제 1 선택 스위치(S1)는 개방되고 제 2 선택 스위치(S2)는 폐쇄된다. 제 2 모드에서, 중간 전압(V X )은 입력 전압(V IN )이 된다.
스위칭 네트워크(12A) 내에서 단열 상호-커패시터 전하 이송을 달성하는 한가지 방법은 제 2 스위치(S2)와 직렬로 작은 인덕터를 배치하는 것이다. 그러나, 이는 제 1 모드 동안 단열 전하 이송을 촉진하지만, 제 2 모드 동안에는 그렇게 하지 않을 것이다.
스위칭 네트워크(12A) 내에서 단열 상호-커패시터 전하 이송을 달성하는 다른 방법은 차지 펌프 내의 제 1 인덕터(L1) 및 차지 펌프의 접지 단자와 직렬인 제 2 인덕터(L2)를 임베디드하는 것이다.
바람직하게는, 제 1 인덕터(L1)는 일정한 전류를 전달하고 가능한 많은 펌프 커패시터(C4-C9)의 충전 및 방전 경로들에 연결되는 위치에 임베디드된다. 따라서, 적절한 위치는 위상 펌프에 있다.
차지 펌프는 통상 일정한 전류를 전달하는 2개의 노드들을 갖는다. 도 44에 도시된 바와 같이, 제 1 인덕터(L1)는 이들 노드들 중 하나에 있고 제 2 인덕터(L2)는 다른 노드에 있다. 그러나, 이들 인덕터들 중 단지 하나만이 단열 충전 이송을 촉진하기 위해 실제로 요구된다.
본 발명 및 그 바람직한 실시 예를 설명하고, 새로운 것으로서 청구되고, 문자들 특허(letters patent)에 의해 보증된다.
Claims (127)
- 부하에 전력을 공급하기 위한 장치로서, 상기 장치는 전력 컨버터(power converter)를 포함하고, 상기 전력 컨버터는 제 1 형태(first form)로 전력을 수용하고 제 2 형태(second form)로 전력을 제공하고, 상기 전력 컨버터는 제어 시스템, 제 1 스테이지(first stage), 및 제 2 스테이지(second stage)를 포함하고, 상기 제 1 스테이지는 상기 제 1 형태로 전력을 수용하고, 상기 제 2 스테이지와 상기 제 1 스테이지는 직렬로 배치되고, 상기 제어 시스템은 상기 제 1 스테이지의 동작을 제어하고, 상기 제어 시스템은 상기 제 2 스테이지의 동작을 제어하고, 상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크 및 레귤레이팅 네트워크(regulating network)로 구성되는 그룹으로부터 선택되고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지가 스위칭 네트워크인 경우 레귤레이팅 회로(regulating circuit)이고, 그리고 상기 제 1 스테이지가 레귤레이팅 회로인 경우 상기 제 2 스테이지는 스위칭 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치.
- 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 레귤레이팅 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제어 시스템은 상기 제 1 및 제 2 스테이지들 사이에서 측정된 전압에 적어도 부분적으로 기초하여 제어하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 단자 및 제 2 단자를 포함하고, 상기 제 1 단자와 상기 제 2 단자는 절연되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 단자 및 제 2 단자를 포함하고, 상기 제 1 단자와 상기 제 2 단자는 공통 접지(common ground)를 갖는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 단자 및 제 2 단자를 포함하고, 상기 제 1 단자와 상기 제 2 단자는 별개의 접지를 갖는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 제 1 단자 및 제 2 단자를 갖는 제 1 스위칭 회로, 및 제 1 단자 및 제 2 단자를 갖는 제 2 스위칭 회로를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 회로의 상기 제 1 단자는 상기 제 1 스위칭 회로의 상기 제 2 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 8 항에 있어서,
상기 제 1 스위칭 회로는 제 1 전압 변환 비율을 가지고, 상기 제 2 스위칭 회로는 제 2 전압 변환 비율을 가지고, 그리고 상기 제 1 및 제 2 전압 변환 비율들은 상이한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 8 항에 있어서,
상기 제 1 스위칭 회로는 제 1 전압 변환 비율을 가지고, 상기 제 2 스위칭 회로는 제 2 전압 변환 비율을 가지고, 그리고 상기 제 1 및 제 2 전압 변환 비율은 동일한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 직렬로 제 1 및 제 2 스위칭 회로들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스테이지들 중 적어도 하나는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 직렬-병렬로 제 1 및 제 2 스위칭 회로들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬로 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 13 항에 있어서,
상기 제 1 및 제 3 스테이지들은 스위칭 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 13 항에 있어서,
상기 제 1 및 제 3 스테이지들은 레귤레이팅 네트워크들인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 캐스케이드 곱셈기(cascade multiplier)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 16 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 단상 캐스케이드 곱셈기(single-phase cascade multiplier)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 16 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 비대칭 캐스케이드 곱셈기(asymmetric cascade multiplier)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 16 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 스텝-다운 곱셈기(step-down multiplier)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 16 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 제 17 항 내지 제 19 항에 언급된 특징들의 임의의 조합을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 16 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 이중-위상 캐스케이드 곱셈기(dual-phase cascade multiplier)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 21 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 대칭 캐스케이드 곱셈기(symmetric cascade multiplier)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 21 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 병렬 펌프된 커패시터들(parallel pumped capacitors)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 21 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 DC 커패시터가 없는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 21 항에 있어서,
제 22 항 및 제 23 항으로부터 선택된 적어도 하나의 특징들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 21 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 부가 회로를 구동하는 보조 전압을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 26 항에 있어서,
레벨 쉬프터를 더 포함하고, 상기 레벨 쉬프터는 상기 보조 전압에 의해 구동되도록 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 27 항에 있어서,
게이트 드라이버를 더 포함하고, 상기 게이트 드라이버는 상기 보조 전압에 의해 구동되도록 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 제 1 및 제 2 이중-위상 캐스케이드 곱셈기들, 및 위상 노드(phase node)를 포함하고, 상기 제 1 캐스케이드 곱셈기는 비동기식이고, 상기 제 2 캐스케이드 곱셈기는 동기식이고, 상기 제 1 캐스케이드 곱셈기는 상기 제 2 캐스케이드 곱셈기에 적층(stacked)되고, 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 상기 위상 노드를 공유하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 29 항에 있어서,
상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 동일한 주파수로 동작하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 29 항에 있어서,
상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 상이한 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 2 스테이지는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터(buck converter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 34 항에 있어서,
상기 벅 컨버터는 동일한 기준 전압(reference voltage)을 갖는 제 1 및 제 2 단자들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 34 항에 있어서,
상기 벅 컨버터는 상이한 기준 전압들을 갖는 제 1 및 제 2 단자들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 34 항에 있어서,
상기 벅 컨버터는 플로팅 노드를 포함하고, 상기 플로팅 노드는 플로팅 전압에 있는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 37 항에 있어서,
상기 플로팅 노드는 2개의 부하들 사이에 있는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 37 항에 있어서,
상기 플로팅 노드는 두 개의 소스들 사이에 있는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 34 항에 있어서,
상기 벅 컨버터는 3-단자 벅 컨버터인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 벅-부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 4-단자 비-반전 벅-부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기(step-down single-phase asymmetric cascade multiplier)를 포함하고 상기 레귤레이팅 네트워크는 부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 44 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크가 정상 출력 전압의 일부를 출력하게 하기 위해 상기 레귤레이팅 네트워크에 연결된 선택 스위치들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 44 항에 있어서,
상기 스위치들에 대응하는 기생 다이오드들의 음극들(cathodes)이 서로 접속하도록 지향된(oriented) 스위치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 복수의 와이어들를 레귤레이트하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 최대한 하나의 와이어를 레귤레이트하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 상기 레귤레이팅 네트워크에 대한 입력 전압에 기초하여 복수의 와이어들 중 특정 하나를 레귤레이트하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 복수의 출력 포트들을 갖는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 멀티-탭 부스트 컨버터(multi-tap boost converter)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 단상 스텝-다운 스위칭된-커패시터 회로(single-phase step-down switched-capacitor circuit)를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 멀티-탭 부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 재구성 가능한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크 및 상기 스위칭 네트워크는 모두 재구성 가능한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 이중-위상 스위칭된-커패시터 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 56 항에 있어서,
상기 스위칭된-커패시터 회로는 직렬로 펌프 커패시터(pump capacitors in series)와 직렬로 DC 커패시터들(DC capacitors in series)을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 DC 커패시터들을 포함하는 이중-위상 스위칭 회로를 포함하고, 상기 DC 커패시터들은 상기 스위칭 네트워크가 상태들 사이에 있는 데드 타임 전이(dead-time transition) 동안에만 상기 레귤레이팅 네트워크로부터 전하를 저장하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 인덕터를 포함하고, 상기 인덕터는 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송(adiabatic charge transfer)을 촉진(promote)하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 자기 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치.
- 제 60 항에 있어서,
상기 자기 필터는 상기 스위칭 네트워크와 부하 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 60 항에 있어서,
상기 자기 필터는 상기 스위칭 네트워크와 소스 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 60 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크 및 상기 자기 필터는 상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하기 위해 협력하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 15 항에 있어서,
상기 제 3 스테이지는 상기 제 3 스테이지를 자기 필터가 되도록 야기하는 듀티 사이클(duty cycle)로 동작되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 53 항에 있어서,
상기 재구성 가능한 스위칭 네트워크에 연결된 자기 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 54 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크에 연결된 자기 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크로부터의 전류 흐름을 제한하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크 내에서 단열 전하 이송을 촉진하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결된 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 2상 스텝-다운 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 스텝-다운 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 69 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 70 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 70 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 단열 전하 이송을 촉진하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 스텝-다운 단상 비대칭 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 전압을 스텝다운되도록 하는 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 73 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 벅 컨버터는 다수의 탭들을 포함하고, 상기 벅 컨버터는 2개의 동작 모드들로 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 75 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는, 동작 시, 상이한 전압들로 유지되는, 제 1 및 제 2 전압 레일을 제공하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 벅 컨버터는 다수의 탭들을 포함하고, 상기 벅 컨버터는 3개의 동작 모드들로 동작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 77 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는, 동작 시, 상이한 전압들로 유지되는 제 1, 제 2, 및 제 3 전압 레일을 제공하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 2-위상 스위칭된-커패시터 회로를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 벅 컨버터인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 병렬로 제 1 및 제 2 레귤레이팅 회로들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 제 1 및 제 2 출력들을 포함하고, 동작 시, 상기 제 1 출력 및 제 2 출력들은 대응하는 제 1 및 제 2 전압 차이들로 유지되고, 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 병렬로 제 1, 제 2, 및 제 3 레귤레이팅 회로들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 제 1, 제 2, 및 제 3 출력들을 포함하고, 동작 시, 상기 제 1, 제 2, 및 제 3 출력들은 대응하는 제 1, 제 2 및 제 3 전압 차이들로 유지되고, 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 3 전압 차이는 제 4 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 접지 보다 위로 플로팅(floats above ground)하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 제 1 단자 및 제 2 단자를 가지고, 동작 시, 제 1 전압 차이가 상기 제 1 단자에 걸쳐 유지되고 제 2 전압 차이가 상기 제 2 단자에 걸쳐 유지되고, 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 상기 제 2 전압 간의 차이이고, 상기 제 2 전압은 가변적인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 85 항에 있어서,
제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 상기 제 2 전압을 제공하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 86 항에 있어서,
상기 제 3 스테이지는 스위치-모드 전력 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 86 항에 있어서,
상기 제 3 스테이지는 스위칭된 커패시터 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 86 항에 있어서,
제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 86 항에 있어서,
상기 제 3 스테이지는 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 비-제로(non-zero) DC 오프셋을 갖는 AC 출력을 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능한 비동기 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 상기 스위칭 네트워크가 전압의 스텝-업 또는 전압의 스텝-다운을 가능하게 하기 위해 상기 스위칭 네트워크에 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 92 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 4-스위치 벅-부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크이고, 상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능하고, 단상에서 동작하고, 비동기적으로 동작하는, 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 레귤레이팅 네트워크는 4개의 스위치 벅 부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 94 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 상기 스위칭 네트워크가 전압의 스텝-업 또는 전압의 스텝-다운을 가능하도록 하는 지점에서 상기 스위칭 네트워크에 연결되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 캐스케이드 곱셈기에 임베디드된 캐스케이드 곱셈기 및 차지 펌프(charge pump)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 96 항에 있어서,
상기 임베디드된 차지 펌프는 재구성 가능한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 96 항에 있어서,
상기 임베디드된 차지 펌프는 부분 차지 펌프(fractional charge pump)인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 96 항에 있어서,
상기 임베디드된 차지 펌프는 다수의 모드들로 동작하고, 각각은 전압 변환 비율에 대응하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 96 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크는 2-위상 부스트 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 96 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 재구성 가능한 2-위상 비동기 스텝-다운 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있고, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 스위칭 네트워크들이고, 상기 레귤레이팅 회로는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 단상 비동기 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 단상 동기식 승-업 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 102 항에 있어서, 상기 레귤레이팅 네트워크의 출력단에 안정화 커패시터(stabilizing capacitor)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치.
- 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있고, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 스위칭 네트워크들이고, 상기 레귤레이팅 회로는 벅-부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 단상 비동기 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 단상 동기식 스텝-업 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 102 항에 있어서,
상기 레귤레이팅 네트워크의 출력에 안정화 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있고, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 레귤레이팅 네트워크들이고, 상기 제 1 스테이지는 부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 동일한 수들의 스테이지들을 갖는 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 106 항에 있어서,
위상 펌프를 더 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 상기 위상 펌프를 공유하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 106 항에 있어서,
상기 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들은 180 ° 위상차로 동작하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 106 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 대응하는 제 1 및 제 2 스위치 스택들을 포함하고, 상기 스위칭 네트워크의 출력은 상기 제 1 스위치 스택의 상부와 상기 제 2 스위치 스택의 상부 간의 전압 차이인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있고, 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 3 스테이지는 레귤레이팅 네트워크들이고, 상기 제 1 스테이지는 3-레벨 부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 동일하지 않은 수들의 스테이지들을 갖는 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 제 1 부분(first portion) 및 제 2 부분(second portion)을 갖는 전류를 수신하고, 상기 제 1 부분은 상기 레귤레이팅 네트워크로부터 나오고, 상기 제 2 부분은 상기 레귤레이팅 네트워크를 바이패스하고, 상기 제 2 부분은 상기 제 1 부분보다 큰 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 전력 컨버터는 상기 제 1 스테이지 및 상기 제 2 스테이지와 직렬인 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지와 상기 제 3 스테이지 사이에 있고, 상기 제 1 스테이지는 제 1 레귤레이팅 네트워크이고, 상기 제 3 스테이지는 제 2 레귤레이팅 네트워크이고, 상기 제 1 스테이지는 부스트 컨버터를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 벅 컨버터를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 동일하지 않은 수들의 스테이지들을 갖는 제 1 및 제 2 캐스케이드 곱셈기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 112 항에 있어서,
상기 제 2 스테이지는 상기 제 1 스테이지에 연결된 추가의 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서, 제 3 스테이지를 더 포함하고, 상기 제 1 스테이지는 레귤레이팅 네트워크를 포함하고, 상기 제 3 스테이지는 레귤레이팅 네트워크를 포함하고, 상기 전력 컨버터는 부하에 제 1 전압 차이를 제공하고, 상기 제 1 스테이지는 상기 제 2 스테이지에 제 2 전압 차이를 제공하고, 상기 제 2 스테이지는 상기 제 3 스테이지에 제 3 전압 차이를 제공하고, 상기 제 1 전압 차이는 제 1 전압과 제 2 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제 2 전압 차이는 제 3 전압과 제 4 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제 3 전압 차이는 제 5 전압과 제 6 전압 간의 전압 차이이고, 상기 제 4 전압은 상기 제 2 전압과 상이하고, 상기 제 6 전압은 상기 제 2 전압과 상이한 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치.
- 제 114 항에 있어서,
상기 제 2 스테이지는 재구성 가능한 스위칭 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 스위칭 네트워크를 포함하고, 상기 스위칭 네트워크는 재구성 가능한 이중 위상 캐스케이드 곱셈기를 포함하고, 상기 캐스케이드 곱셈기는 임베디드된 인덕터를 포함하고, 상기 임베디드된 인덕터는 상기 캐스케이드 곱셈기 내의 커패시터들 간의 단열 전하 이송을 촉진하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 116 항에 있어서,
상기 제 2 스테이지는 제타 컨버터(zeta converter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 116 항에 있어서,
상기 인덕터는 정전류가 통과하는 위치에 임베디드되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 116 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 위상 펌프를 포함하고, 상기 인덕터는 상기 위상 펌프에 임베디드되어 있는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 116 항에 있어서,
상기 캐스케이드 곱셈기는 펌프 커패시터들을 포함하고, 상기 인덕터는 상기 인덕터와 펌프 커패시터 사이를 통과하는 경로의 수를 최대화하는 위치에 임베디드되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 직렬로 연결된 펌프 커패시터들을 갖는 이중-위상 캐스케이드 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 121 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 가변 전달 함수를 갖는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 121 항에 있어서,
상기 스위칭 네트워크는 위상 펌프를 포함하고, 상기 위상 펌프는 임베디드된 차지 펌프를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 123 항에 있어서,
상기 임베디드된 차지 펌프는 복수의 스위치 세트들, 복수의 펌프 커패시터들 및 컨트롤러를 포함하고, 상기 컨트롤러는 제 1 동작 모드와 제 2 동작 모드 사이에서 트랜지션들(transitions)을 발생시키도록 상기 스위치 세트들을 동작시키도록 구성되고, 각각은 상기 캐스케이드 곱셈기에 대한 전달 함수에 대응하는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 124 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 임베디드된 컨트롤러가, 상기 캐스케이드 곱셈기로 하여금 상기 캐스케이드 곱셈기가 전압 이득을 제공하는 전달 함수를 갖게 하기 위해, 상기 스위치 세트들을 동작시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 124 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 임베디드된 컨트롤러가, 상기 캐스케이드 곱셈기로 하여금 상기 캐스케이드 곱셈기가 전압 감쇠(voltage attenuation)를 제공하는 전달 함수를 갖게 하기 위해, 상기 스위치 세트들을 동작시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치. - 제 44 항에 있어서,
상기 제 1 스테이지는 레귤레이팅 네트워크인 것을 특징으로 하는 부하에 전력을 공급하기 위한 장치.
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