JP3923150B2 - 周波数シンセサイザ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シンセサイザの技術分野にかかり、特に、カウンター分周値を周期的に変化させる場合のリップル成分を補償する技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
セルラー電話機は周波数マルチチャネルアクセス方式であり、電話機が待ち受け状態から通話状態に移行する際に、使用周波数を空きチャネルに移行させるために、ロックアップ動作が高速な周波数シンセサイザが必要となる。
【0003】
図6の符号101は、分数分周方式のPLL回路技術を用いた従来技術の周波数シンセサイザの一例であり、セルラー電話機の送受信回路を構成する半導体装置内に設けられている。
【0004】
この周波数シンセサイザ101には、発振器131、分周器132、基準クロック信号発生器133、位相比較器134、チャージポンプ回路135、ローパスフィルタ136が設けられており、発振器131は、分周器132と、周波数シンセサイザ101が設けられた半導体装置内の他の回路とに外部信号OUTを出力するように構成されている。
【0005】
分周器132は、入力された外部出力信号OUTを分周し、比較信号を発生させており、位相比較器134には、分周器132からの比較信号と、基準クロック発生器133が出力する基準クロック信号とが入力され、その信号の位相を比較し、比較結果を制御信号として、チャージポンプ回路135とローパスフィルタ136とを介して発振器131に出力している。
【0006】
発振器131は、入力された制御信号により、比較信号と基準クロック信号の位相が一致するように、外部出力信号OUTの周波数を変化させる。その結果、外部信号OUTの周波数は、基準クロック信号の周波数を分周器132の分周値倍した値となる。
【0007】
ところで、セルラー電話では、800MHzや1GHz等の高周波を基準とし、チャネル間隔が25kHzや12.5kHz等であり、例えば周波数800.025MHz、800.050MHz等の狭いチャネル間隔の外部出力信号OUTを作る必要がある。
【0008】
他方、応答速度を早くするために、基準クロック信号は高周波にする必要があるため、分周器132の分周値を周期的に変化させ、小数点以下の値を有する平均分周値を発生させ、高周波の基準クロック信号を平均分周値倍することで、所望周波数の外部出力信号OUTを得ている。
【0009】
例えば、周波数200kHzの基準クロック信号を用いる場合、その7周期(35μsec)の期間の分周値を4000とし、また、1周期(5μsec)の期間の分周値を4001とすると、8周期を平均した平均分周値は、4000.125(=4000+1/8)になり、外部出力信号OUTの周波数は、
200kHz×(4000+1/8)=800.025MHz
のように800.025MHzになる。
【0010】
8周期中、2周期の分周値を4001とすれば、平均分周値は4000.25となるので、外部出力信号OUTの周波数は800.050MHzとなる。このように、分周値を周期的に変化させることで、比較的高周波の基準クロック信号から所望周波数の外部出力信号OUTを得ることができる。
【0011】
しかし、上記のように分周値を周期的に変化させた場合、外部出力信号OUTが所望周波数にロックされた後でも、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とは一致しない。そのため、位相比較器134からは、チャージポンプ回路を介して、比較信号と基準クロック信号との位相差を示す制御信号がリップル電流となって出力されてしまう。
【0012】
図7の符号aは、分周器132が出力する比較信号の波形であり、外部出力信号OUTを分周値Nと分周値N+1とで分周した場合である。符号bは基準クロック信号であり、比較信号aの位相と一致しない結果、チャージポンプ回路135から出力された制御信号には、リップル電流cが重畳されている。
【0013】
このようなリップル電流cは、セルラー電話機等の通信機の受信特性を悪化させるばかりでなく、送信の際の妨害成分となってしまうので、大変大きな問題となる。
【0014】
そこで従来技術でも対策が採られており、図8の周波数シンセサイザ102のように、チャージポンプ回路で構成された補償回路140を設け、図7の符号dで示すような、リップル電流cとは逆極性の補償電流を発生させており、補償電流dによってリップル電流cをキャンセルし、外部出力信号OUTの位相がロックされた状態では、発振器131には、外部出力信号OUTの周波数を変化させるような信号が入力されないようにしていた。
【0015】
このような補償電流dによってリップル電流cをキャンセルするためには、補償電流dが供給する電荷によって、リップル電流cが供給する電荷を正確に打ち消す必要がある。
【0016】
しかし、チャージポンプで構成した補償回路140では応答性が悪いため、補償電流dがリップル電流cに遅れて出力されたり、また、補償電流dの出力時間がリップル電流cの出力時間よりも長くなってしまうという問題がある。例えば、リップル電流cが出力される時間幅は数百ピコ秒と短いのに対し、補償電流dの時間幅は数百ナノ秒程度となり、そのため、リップル電流cが数mAの電流値である場合、それとは逆極性で同じ電荷量にしようとすると、補償電流dの電流値は数μAと微少になってしまい、正確にキャンセルすることができない。このように、従来技術の補償回路140では、リップル電流cの影響を除去することが困難である。
【0017】
図9は、上記周波数シンセサイザ102の出力信号OUTの周波数成分と出力強度の関係を示したグラフである。縦軸は強度、横軸は周波数であり、基準クロック信号の周波数は240kHz、平均分周値は4000+1/8の場合である。基準クロック信号を平均分周値倍した周波数(960.030MHz)を中心とし、一定の周波数間隔でスプリアスが観察される。このようなスプリアスが送受信特性を悪化させる原因であり、観察されないことが望ましい。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、出力信号にスプリアス成分が含まれず、特性のよい周波数シンセサイザを提供することにある。
【0019】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項1記載の発明は、制御信号に応じた周波数の発振信号を出力する発振器と、周期的に変化する分周値に基づいて前記発振信号を分周して比較信号を出力する分周器と、前記比較信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して誤差信号を出力する位相比較回路と、前記誤差信号に応じて前記発振器の発振周波数を制御するための電流信号を出力するチャージポンプ回路と、前記電流信号を入力して前記制御信号を出力するローパスフィルタと、前記電流信号の伝達経路に接続され、前記分周器の周期的に変化する分周値に起因して発生する前記電流信号のリップル電流を補償するための補償電流を出力する補償回路と、前記分周器の分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、を有し、前記補償回路が、一端が前記伝達経路に接続された複数のコンデンサと、複数のスイッチを介して前記複数のコンデンサの他端にそれぞれ接続された第1及び第2の電圧源とを有し、前記複数のスイッチが前記制御回路により制御されることにより前記補償電流が生成される周波数シンセサイザである。
【0020】
請求項2記載の発明のように、請求項1に記載の周波数シンセサイザであって、前記コンデンサがそれぞれ第1及び第2のスイッチを介して前記第1及び第2の電圧源に接続されており、前記第1及び第2のスイッチにより前記コンデンサと前記第1及び第2の電圧源との接続が切り換えられることにより前記補償電流が生成される周波数シンセサイザである。
【0021】
請求項3記載の発明のように、制御信号に応じた周波数の発振信号を出力する発振器と、周期的に変化する分周値に基づいて前記発振信号を分周して比較信号を出力する分周器と、前記比較信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して誤差信号を出力する位相比較回路と、前記誤差信号に応じて前記発振器の発振周波数を制御するための電流信号を出力するチャージポンプ回路と、前記電流信号を入力して前記制御信号を出力するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタに接続され、前記分周器の周期的に変化する分周値に起因して発生する前記電流信号のリップル電流を補償するための補償電流を出力する補償回路と、前記分周器の分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、を有し、前記補償回路が、前記制御回路から供給されるディジタルデータに応じて前記補償電流を生成するためのアナログ信号を出力するディジタル・アナログ・コンバータを有する周波数シンセサイザである。
【0022】
請求項4記載の発明のように、請求項3に記載の周波数シンセサイザであって、前記補償電流が抵抗を介して供給される周波数シンセサイザである。
【0023】
上述した構成の本発明の周波数シンセサイザでは、発振器と分周器と位相比較器とを有しており、分周器は分周値を周期的に変化させ、発振器が出力する外部出力信号を分周して比較信号を発生させている。位相比較器は、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較し、外部出力信号が、基準クロック信号の周波数を平均分周値倍した値になるように発振器を制御している。このような構成によると平均分周値を変えることで、所望周波数の外部出力信号を得ることができる。
【0024】
そして、この周波数シンセサイザには、コンデンサと電圧制御回路とが設けられており、コンデンサの一端は、発振器を制御する信号の伝達経路に接続され、他端は電圧制御回路に接続されている。
【0025】
従って、電圧制御回路によってコンデンサに印加する電圧を変化させると、変化した瞬間に、前記伝達経路にパルス状の補償電流を重畳させることができる。その補償電流はコンデンサの充放電によって生じるので、チャージポンプ回路によって構成された補償回路と同じ位高速に動作することができる。
【0026】
リップル電流の電荷量は、最小電荷量を単位とし、その整数倍になるので、コンデンサを複数設け、電圧制御回路によって各コンデンサの他端に少なくとも2種類以上の値の電圧を印加できるようにし、1個のコンデンサの電圧を切り替えると最小電荷量補償電流を発生できるようにしておくと、所定個数のコンデンサへの印加電圧を切り替えることで、最小電荷量の整数倍の電荷量のリップル電流を正確にキャンセルすることができる。
【0027】
コンデンサの電圧を切り替える場合、電圧制御回路内に異なる電圧を出力する2個以上の電源と複数のスイッチ回路とを設け、各コンデンサを、スイッチ回路を介して2個以上の電源にそれぞれ接続しておくと、スイッチ回路を動作させるだけで、各コンデンサへの印加電圧を切り替えることができるので、簡単な回路で正確な電荷量の補償電流を発生させることができる。
【0028】
他方、電圧制御回路をディジタル・アナログコンバータで構成し、コンデンサに所望電圧を印加できるようにしておくと、ディジタル・アナログコンバータの出力電圧の変化量を変えることで、所望電荷量の補償電流を発生させることができる。この場合、コンデンサの数は最小1個で済む。
【0029】
【発明の実施の形態】
図1を参照し、符号2は本発明の周波数シンセサイザの一例であり、半導体デバイス内に設けられている。
【0030】
該周波数シンセサイザ2は、発振器31、分周器32、基準クロック信号発生器33、位相比較器34、チャージポンプ回路35、ローパスフィルター36、制御回路38、補償回路10を有しており、発振器31が出力する外部出力信号OUTは、半導体装置内の他の回路に供給されると共に、分周器32にも出力されている。
【0031】
分周器32は制御回路38によって制御され、分周値を周期的に変化させるように構成されており、入力された外部出力信号OUTをその分周値によって分周し、低周波化された比較信号を発生させている。
【0032】
基準クロック信号発生器33は、所定周波数の基準クロック信号を発生させており、基準クロック信号と、比較信号とは位相比較器34に入力されている。
位相比較器34は、両方の信号の位相を比較し、その比較結果を制御信号として、チャージポンプ回路35に出力する。
【0033】
チャージポンプ回路35は、位相比較器34から入力された制御信号を、電流(電荷)変換し、ローパスフィルタ36を介して発振器31に出力しており、発振器31は、入力された制御信号に従って外部出力信号OUTの周波数を変化させる。その結果、外部出力信号OUTの周波数は、基準クロック信号が平均分周値倍された値になったところでロックされる。
【0034】
分周器32の分周値が、例えば基準クロック信号の7周期の期間はN、1周期の期間はN+1である場合、平均分周値はN+1/8となる。基準クロック信号が200kHzであり、上記Nが5000である場合、外部出力信号OUTは周波数1000025kHzとなる。
【0035】
外部出力信号OUTの周波数がロックされた後も、位相比較器34から出力される制御信号にはリップル成分が含まれているが、このチャージポンプ回路35の出力段は、図2に示すように、スイッチ44と二個の定電流回路41、42で構成されており、位相比較器34から入力される制御信号によってスイッチ44が制御され、定電流回路41、42の出力電流に位相差をかけ算した電荷(位相差×一定電流)を供給するか、又は引き抜くことで制御信号を電荷に変換しているため、発振器31に入力される制御信号には、電荷(電流)のリップルが含まれることになる。また、ローパスフィルタ36は、図2に示すように、2つのコンデンサと1つの抵抗とから構成されており、コンデンサ361の容量はコンデンサ362の容量よりも小さい。
【0036】
定電流回路41、42の出力電流を1mAとすると、基準クロック信号の周波数が200kHz、平均分周値がN+1/8の場合、発生するリップル電荷は、下記Qr、
Qr=(1/8)×(1/1000025kHz)×1mA=1.25×10-14(Coulomb)
の最小±0.5倍(±0.5Qr)、最大±3.5倍(±3.5Qr)で±1.0Qr刻みの電荷量となる。その発生周期は基準クロック信号の周波数と同じであり、+3.5Qr→+2.5Qr→+1.5Qr→+0.5Qr→−0.5Qr→−1.5Qr→−2.5Qr→−3.5Qrの順序で繰り返し発生する。
【0037】
本発明の周波数シンセサイザ2では、補償回路10がチャージポンプ回路35の出力端子側に接続され、制御回路38によって補償回路10内のコンデンサが充放電することで、リップル電流とは逆極性で電荷量の等しい補償電流を発生するように構成されている。
【0038】
その補償回路10を説明すると、該補償回路10は、複数のコンデンサ11(ここでは3個のコンデンサ111〜113を示す)と電圧制御回路12とを有している。
電圧制御回路12内には、コンデンサと同数のスイッチ回路13(ここでは3個のスイッチ回路131〜133を示す。)と、異なる電圧を出力する二個の電源14、15とが設けられており、各コンデンサ11の一端は、チャージポンプ回路35の出力端子に接続され、他端はスイッチ回路13を介して電源14、15のいずれか一方に接続されるように構成されている。
【0039】
スイッチ回路13により、各コンデンサ11を予め二個の電源14、15の一方に接続しておき、各スイッチ回路13のうちの所望のものの接続状態を切り替え、二個の電源14、15のうちの他方のものに接続し直す。
【0040】
このとき、電源14、15の接続が切り替わったコンデンサ11は、端子電圧が急変するので、その際の充放電によってパルス状の補償電流(電荷)が発生し、チャージポンプ回路35が出力する制御信号に重畳される。
【0041】
上記各コンデンサ11の容量をC0、一方の電源14の電圧を高電圧E1、他方の電源15の電圧を低電圧E2とし(ここではE1>E2とする)、また、その間の電位差をVd(=E1−E2>0)とすると、コンデンサ11の接続を電源15(低電圧E2)から電源14(高電圧E1)に切り替えた場合、コンデンサ一個当たり+C0×Vdの電荷を発生させることができる。
【0042】
逆に、電源14(高電圧E1)から電源15(低電圧E2)に切り替えた場合の補償電荷は、コンデンサ11の一個当たり、−C0×Vdである。
【0043】
上記のように、リップル電荷が0.5Qr(Qr=1.25×10-14(Coulomb))の電荷量を単位とし、その整数倍で発生する場合、電源14、15の電圧E1、E2を調節し、電位差Vdが、各コンデンサ11の容量C0に対し、
C0×Vd=Qr/2
となるようにしておく。容量C0が1pFであれば、電位差Vdは125mVである。
【0044】
そして、上記のように、リップル電荷が+3.5Qr→+2.5Qr→+1.5Qr→+0.5Qr→−0.5Qr→−1.5Qr→−2.5Qr→−3.5Qrの順序で発生する場合、コンデンサ11を16個用意し、先ず、全てのコンデンサ11を電源15に接続しておく。+3.5Qr、+2.5Qr、+1.5Qr、+0.5Qrのリップル電荷の発生に対し、同期して、7個、5個、3個、1個のコンデンサ11の接続を電源14に切り替え、負電荷の補償電荷を発生させ、正電荷のリップル電荷をキャンセルする。
【0045】
次に、−0.5Qr、−1.5Qr、−2.5Qr、−3.5Qrのリップル電荷の発生に対し、1個、3個、5個、7個のコンデンサ11の接続を電源14から電源15に切り替え、正電荷の補償電荷を発生させ、負電荷のリップル電荷をキャンセルする。
【0046】
このように、本発明の周波数シンセサイザ2では、補償電流の電荷量の制御が容易且つ正確であり、補償電流の発生がコンデンサの電圧変化によるので、追随性が良く、補償電流の波形がリップル電流の波形に近くなるため、スプリアスが含まれない出力信号OUTを得ることができる。
補償電流をリップル電流に同期して発生させるためには、制御回路38によってスイッチ13を切り替えればよい。
【0047】
なお、電源15(低電圧E2)から電源14(高電圧E1)に切り換える場合のコンデンサ11の個数を正、電源14(高電圧E1)から電源15(低電圧E2)に切り替える場合のコンデンサ11の数を負とすると、上記+3.5Qr〜−3.5Qrのリップル電荷に対し、コンデンサ11の切り替え個数は−7、−5、−3、−1、+1、+3、+5、+7個と表せる。
【0048】
以上は平均分周値が5000+1/8の場合について説明したが、他の条件は同じで、平均分周値が5000+2/8〜5000+7/8の場合についてのコンデンサの切り替え個数を下記表に示す。
【0049】
【表1】
【0050】
上記表から分かるように、(X/8)分周について、補償回路10により、リップル電流と同じ電荷量で逆極性の電荷の補償電流を発生させることができる。(X/M)分周についても同様に、補償回路10によって、リップル電流と同じ電荷量で逆極性の電荷の補償電流を発生させることができる。
【0051】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。図3の符号3は、本発明の一例の周波数シンセサイザであり、上記周波数シンセサイザ2の補償回路10を、異なる補償回路20に変更した。この周波数シンセサイザ3の他の構成は、上記周波数シンセサイザ2と同じ構成なので、全体の動作の説明は省略する。
【0052】
図3の補償回路20は、ローパスフィルタ36と共に機能するものであり、ローパスフィルタ36に対して、DAコンバータ24と2個の抵抗22、23とを追加しており、ローパスフィルタ36のコンデンサ361の一端はチャージポンプ回路35の出力端子に接続され、他端は抵抗22を介してDAコンバータ24の出力端子に接続されている。
【0053】
DAコンバータ24は、制御回路38によって制御されており、制御回路38から入力されたディジタル信号をアナログ信号である電圧に変換し、抵抗22を介してコンデンサ361に印加するように構成されている。
コンデンサ361と抵抗22の接続点には一端が接地された抵抗23の他端が接続されている。
【0054】
このように構成された補償回路20では、DAコンバータ24の電圧を階段状に変化させた場合、電圧が変化した瞬間にコンデンサ361からパルス状の補償電流が出力され、チャージポンプ回路35が出力する制御信号に重畳される。
【0055】
コンデンサ361の容量をC1、抵抗22、23の抵抗値をR22、R23とすると、DAコンバータ24の出力電圧がVeだけ変化した場合、コンデンサ361からは、C1・(R23/(R22+R23))・Veの電荷量の補償電流が出力される。
【0056】
リップル電流の最小電荷量が0.5Qrである場合、その最小電荷量0.5Qrのリップル電流を補償する補償電流を発生させるためには、
C1・(R23/(R22+R23))・Ve=Qr/2
となるように、C1、R22、R23、Veを設定すればよい。C1が1000pF、R22が99.9kΩ、R23が100Ωであって、Qrが前述の1.25×10-14Coulombである場合、Veは6.25mVになる。
【0057】
平均分周値が5000+1/8の場合、リップル電流は、+3.5Qr→+2.5Qr→+1.5Qr→+0.5Qr→−0.5Qr→−1.5Qr→−2.5Qr→−3.5Qrの順に変化するから、DAコンバータ24の出力電圧は、リップル電流が出力される瞬間に、図4に示すように、−7Ve、−5Ve、−3Ve、−1Ve、+1Ve、+3Ve、+5Ve、+7Veだけ変化すればよい。
【0058】
なお、この補償回路20では、抵抗22、23を用いず、DAコンバータ24の出力を、コンデンサ361によって、チャージポンプ回路35の出力段に直結してもよい。
【0059】
以上説明したように、本発明の補償回路10、20を用いた場合、図5の符号Cで示すリップル電流に対し、ピーク電流値は異なるが、電荷量が同じで逆極性の補償電流Dを発生させ、チャージポンプ回路35が出力する制御信号に重畳させることができる。
【0060】
【発明の効果】
リップル電流を補償し、スプリアス成分のない出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の周波数シンセサイザの一例を示すブロック図
【図2】その周波数シンセサイザの補償回路を説明するための図
【図3】本発明の周波数シンセサイザの他の例を説明するための部分ブロック図
【図4】その周波数シンセサイザの補償回路の動作を説明するためのグラフ
【図5】本発明の周波数シンセサイザでのリップル電流と補償電流を説明するためのタイミングチャート
【図6】従来技術の周波数シンセサイザを示すブロック図
【図7】その周波数シンセサイザの位相比較器の動作を説明するためのタイミングチャート
【図8】補償回路を有する従来技術の周波数シンセサイザのブロック図
【図9】周波数シンセサイザの周波数成分と出力強度の関係を示すグラフ
【符号の説明】
2、3……周波数シンセサイザ 11、21……コンデンサ 12……電圧制御回路 13……スイッチ回路 14、15……電源 24……ディジタル・アナログコンバータ(DAコンバータ) 31……発振器 32……分周器 34……位相比較器
Claims (4)
- 制御信号に応じた周波数の発振信号を出力する発振器と、
周期的に変化する分周値に基づいて前記発振信号を分周して比較信号を出力する分周器と、
前記比較信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して誤差信号を出力する位相比較回路と、
前記誤差信号に応じて前記発振器の発振周波数を制御するための電流信号を出力するチャージポンプ回路と、
前記電流信号を入力して前記制御信号を出力するローパスフィルタと、
前記電流信号の伝達経路に接続され、前記分周器の周期的に変化する分周値に起因して発生する前記電流信号のリップル電流を補償するための補償電流を出力する補償回路と、
前記分周器の分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、
を有し、
前記補償回路が、一端が前記伝達経路に接続された複数のコンデンサと、複数のスイッチを介して前記複数のコンデンサの他端にそれぞれ接続された第1及び第2の電圧源とを有し、
前記複数のスイッチが前記制御回路により制御されることにより前記補償電流が生成される周波数シンセサイザ。 - 前記コンデンサがそれぞれ第1及び第2のスイッチを介して前記第1及び第2の電圧源に接続されており、前記第1及び第2のスイッチにより前記コンデンサと前記第1及び第2の電圧源との接続が切り換えられることにより前記補償電流が生成される請求項1に記載の周波数シンセサイザ。
- 制御信号に応じた周波数の発振信号を出力する発振器と、
周期的に変化する分周値に基づいて前記発振信号を分周して比較信号を出力する分周器と、
前記比較信号の位相と基準クロック信号の位相とを比較して誤差信号を出力する位相比較回路と、
前記誤差信号に応じて前記発振器の発振周波数を制御するための電流信号を出力するチャージポンプ回路と、
前記電流信号を入力して前記制御信号を出力するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタに接続され、前記分周器の周期的に変化する分周値に起因して発生する前記電流信号のリップル電流を補償するための補償電流を出力する補償回路と、
前記分周器の分周値と前記補償回路とを制御する制御回路と、
を有し、
前記補償回路が、前記制御回路から供給されるディジタルデータに応じて前記補償電流を生成するためのアナログ信号を出力するディジタル・アナログ・コンバータを有する周波数シンセサイザ。 - 前記補償電流が抵抗を介して供給される請求項3に記載の周波数シンセサイザ。
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