JP2009165227A - 電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】チャージポンプ回路の動作停止時に負荷に流れる漏れ電流を防ぐ。
【解決手段】チャージポンプ回路１０は、電源電圧入力端子ＶＤＤに供給される電源電圧を所望の電圧値の出力信号に変換して出力端子ＶＯＵＴに出力する。バイパス回路１１は、電源電圧入力端子ＶＤＤとチャージポンプ回路１０の電源端子Ｎ０との間に接続され、電源端子Ｎ０の電圧値が電源電圧入力端子ＶＤＤに供給される電源電圧値に比べて低い場合にのみ電源電圧入力端子ＶＤＤと電源端子Ｎ０との間をバイパスする。バイパス回路１２は、出力端子ＶＯＵＴと電源端子Ｎ０との間に接続され、電源端子Ｎ０の電圧値が出力端子ＶＯＵＴの電圧値に比べて低い場合にのみ出力端子ＶＯＵＴと電源端子Ｎ０との間をバイパスする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧変換回路に関し、特にチャージポンプ回路を用いて電源電圧を所望の電圧に昇圧する電圧変換回路に関する。

電圧変換回路は、単一の供給電源電圧から、電圧値が供給電源電圧より大きな、または小さな出力電圧を取り出すために用いられている。この電圧変換回路を半導体集積回路等に実装する場合、チャージポンプ型の電圧変換回路が広く用いられている。

チャージポンプ型の電圧変換回路は、スイッチングの繰り返しによって出力電圧を０Ｖからの所望の出力電圧値まで上昇させる。この場合、特に立ち上がり時には、出力電圧を０Ｖから昇圧するため、出力電圧が所望の出力電圧値に到達して安定するまでに時間がかかってしまうという問題がある。

そこで、特許文献１において、出力電圧が所望の電圧値に到達するまでの効率を上げることが可能な電圧変換回路が開示されている。図５は、従来の電圧変換回路の構成を示す図である。図５において、電圧変換回路は、電源電圧を供給する電源電圧入力端子１０１とチャージポンプ回路３０の出力端子ＶＯＵＴとの間に接続され、チャージポンプ回路３０に供給される電源電圧値とチャージポンプ回路３０から出力される出力信号の電圧値とに応じ、出力信号の電圧値Ｖｏｕｔが電源電圧値Ｖｃｃより低い場合に電源電圧を出力端子ＶＯＵＴにバイパスするダイオードＤ１０１を備える。なお、チャージポンプ回路３０に接続されているコンデンサＣ１０１は、チャージ用のコンデンサであり、コンデンサＣ１０２は、出力平滑用のコンデンサである。

このような電圧変換回路において、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃより低い場合には、ダイオードＤ１０１によって電源電圧Ｖｃｃを出力電圧Ｖｏｕｔにバイパスさせることで、出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖから所望の電圧値に到達するまでの立ち上がり時間を速くすることができる。

特開２００３−１６４１４２号公報

以下の分析は本発明において与えられる。

近年の電子機器等、特に携帯電子機器においては、バッテリーが搭載され、バッテリーの持続時間が重要な要求特性の一つとなっている。そこで、電子機器内の回路にパワーセーブモードなどの機能を持たせることが行われている。

図５において、出力端子ＶＯＵＴの後段に繋がる負荷回路（図示せず）に、パワーセーブモードのような低消費電流動作をさせた場合、チャージポンプ動作を止めても、バイパス用のダイオードＤ１０１を介して出力端子ＶｏｕｔにＶｃｃ−Ｖｆ（ダイオードＤ１０１の順方向電圧降下）の電圧がかかる。このため、出力端子ＶＯＵＴの後段に繋がる負荷回路に漏れ電流が流れてしまう。

例えば、図６に示すような直列接続される抵抗Ｒ１、Ｒ２（抵抗Ｒ１、Ｒ２の間の中点には電圧フォロアとなる増幅器ＡＭＰを接続）が、チャージポンプ回路の負荷として接続されているとする。このような場合、通常はパワーセーブするために抵抗Ｒ１、Ｒ２にシリーズにＦＥＴなどのスイッチ素子を入れて電流経路を遮断し、電流が流れないようにする。しかしながら、抵抗Ｒ１、Ｒ２の間の中点バイアスの精度が必要とされるような場合には、電流経路を遮断するためにスイッチ素子の抵抗値のばらつきで電圧精度が悪化するのでスイッチ素子を入れることができない。このような場合、常時、抵抗Ｒ１、Ｒ２がチャージポンプ回路の負荷として接続されているため、抵抗Ｒ１、Ｒ２に電流が流れてしまうことになる。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る電圧変換回路は、電源電圧入力端子に供給される電源電圧を所望の電圧値の出力信号に変換して出力端子に出力するチャージポンプ回路と、電源電圧入力端子とチャージポンプ回路の電源端子との間に接続され、電源端子の電圧値が電源電圧入力端子に供給される電源電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ電源電圧入力端子と電源端子との間をバイパスする第１のバイパス回路と、出力端子と電源端子との間に接続され、電源端子の電圧値が出力端子の電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ出力端子と電源端子との間をバイパスする第２のバイパス回路と、を備える。

本発明によれば、チャージポンプ回路の動作停止時に負荷に流れる漏れ電流を第２のバイパス回路によって防ぐことができる。

本発明の実施形態に係る電圧変換回路は、チャージポンプ回路（図１の１０）、第１のバイパス回路（図１の１１）、第２のバイパス回路（図１の１２）を備える。チャージポンプ回路は、電源電圧入力端子（図１のＶＤＤ）に供給される電源電圧を所望の電圧値の出力信号に変換して出力端子（図１のＶＯＵＴ）に出力する。第１のバイパス回路は、電源電圧入力端子とチャージポンプ回路の電源端子（図１のＮ０）との間に接続され、電源端子の電圧値が電源電圧入力端子に供給される電源電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ電源電圧入力端子と電源端子との間をバイパスする。第２のバイパス回路は、出力端子と電源端子との間に接続され、電源端子の電圧値が出力端子の電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ出力端子と電源端子との間をバイパスする。

本発明の電圧変換回路において、電源電圧は、正の電圧であって、第１のバイパス回路は、アノード端子を電源電圧入力端子に接続し、カソード端子を電源端子に接続する第１のダイオードによって構成され、第２のバイパス回路は、アノード端子を出力端子に接続し、カソード端子を電源端子に接続する第２のダイオードによって構成されるようにしてもよい。

本発明の電圧変換回路において、電源電圧は、負の電圧であって、第１のバイパス回路は、カソード端子を電源電圧入力端子に接続し、アノード端子を電源端子に接続する第１のダイオードによって構成され、第２のバイパス回路は、カソード端子を出力端子に接続し、アノード端子を電源端子に接続する第２のダイオードによって構成されるようにしてもよい。

以上のような半導体装置によれば、第１のバイパス回路によって立ち上がり特性の改善を行うと共に、チャージポンプ回路の動作停止時に負荷に流れる漏れ電流を第２のバイパス回路によって防ぐことができる。

以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。

図１は、本発明の第１の実施例に係る電圧変換回路の構成を示す回路図である。図１において、電圧変換回路は、チャージポンプ回路１０、バイパス回路１１、１２、電源電圧入力端子ＶＤＤ、出力端子ＶＯＵＴ、制御入力端子Ｖｉｎを備える。また、チャージポンプ回路１０は、１段目のスイッチであるＰｃｈトランジスタＭ１、２段目のスイッチであるＰｃｈトランジスタＭ２、出力用のスイッチであるＰｃｈトランジスタＭ３、１段目の充電用のコンデンサＣ１、２段目の充電用のコンデンサＣ２、平滑用のコンデンサＣ３、レベルシフタ２０、インバータ回路ＩＮＶを備える。

電源電圧入力端子ＶＤＤは、外部から低電圧の電源電圧Ｖｄｄが与えられ、ＰｃｈトランジスタＭ１のソースに接続される。外部からチャージポンプ回路１０を駆動するための信号Ｓ１が与えられる制御入力端子Ｖｉｎは、コンデンサＣ１の一端、インバータ回路ＩＮＶの入力端およびレベルシフタ２０に接続される。ＰｃｈトランジスタＭ１は、ゲートにレベルシフタ２０から出力される信号Ｓ３が与えられ、ドレインをコンデンサＣ１の他端およびＰｃｈトランジスタＭ２のソースに接続する。ＰｃｈトランジスタＭ２は、ゲートにレベルシフタ２０から出力される信号Ｓ４が与えられ、ドレインをコンデンサＣ２の他端およびＰｃｈトランジスタＭ３のソースに接続する。インバータ回路ＩＮＶの出力端からは、信号Ｓ１の反転信号である信号Ｓ２がコンデンサＣ２の一端に与えられる。ＰｃｈトランジスタＭ３は、ゲートにレベルシフタ２０から出力される信号Ｓ３が与えられ、ドレインを、一端が接地されたコンデンサＣ３の他端および出力端子ＶＯＵＴに接続する。

バイパス回路１１は、一端を電源電圧入力端子ＶＤＤに接続し、他端をレベルシフタ２０の電源端子Ｎ０に接続し、電源端子Ｎ０の電圧値が電源電圧入力端子ＶＤＤに供給される電源電圧値Ｖｄｄに比べて低い場合にのみ電源電圧入力端子ＶＤＤと電源端子Ｎ０との間をバイパスする。バイパス回路１１は、図２に示すようにアノードを電源電圧入力端子ＶＤＤに接続し、カソードを電源端子Ｎ０に接続するダイオードＤ１で構成してもよい。なお、バイパス回路１１は、電源端子Ｎ０の電圧値が電源電圧入力端子ＶＤＤに供給される電源電圧値Ｖｄｄに比べて低い場合にのみバイパスするような回路であれば、ダイオードに限定されない。例えばダイオード接続されたＭＯＳＦＥＴであってもよい。

バイパス回路１２は、一端を出力端子ＶＯＵＴに接続し、他端をレベルシフタ回路２０の電源端子Ｎ０に接続し、電源端子Ｎ０の電圧値が出力端子ＶＯＵＴの電圧値Ｖｏｕｔに比べて低い場合にのみ出力端子ＶＯＵＴと電源端子Ｎ０との間をバイパスする。バイパス回路１２は、図２に示すようにアノードを出力端子ＶＯＵＴに接続し、カソードを電源端子Ｎ０に接続するダイオードＤ２で構成してもよい。なお、バイパス回路１２は、電源端子Ｎ０の電圧値が出力端子ＶＯＵＴの電圧値Ｖｏｕｔに比べて低い場合にのみバイパスするような回路であれば、ダイオードに限定されない。例えばダイオード接続されたＭＯＳＦＥＴであってもよい。

次に、レベルシフタ２０について説明する。図３は、レベルシフタの回路図である。図３において、レベルシフタ２０は、低圧用の電源電圧入力端子ＶＤＤ、高圧用の電源端子Ｎ０、信号Ｓ１を入力する制御入力端子Ｖｉｎ、信号Ｓ３を出力する出力信号端子Ｖｏ１、信号Ｓ４を出力する出力信号端子Ｖｏ２、レベルシフト用のＰｃｈトランジスタＭ１１、レベルシフト用のＰｃｈトランジスタＭ１２、レベルシフト用のＮｃｈトランジスタＭ１３、レベルシフト用ＮｃｈトランジスタＭ１４、入力インバータ用のＰｃｈトランジスタＭ１５、入力インバータ用のＮｃｈトランジスタＭ１６を備える。

制御入力端子Ｖｉｎから入力された信号Ｓ１がＬレベルの時、ＰｃｈトランジスタＭ１５およびＮｃｈトランジスタＭ１６によって構成されるインバータの出力は、Ｈレベルとなる。その電圧は、電源電圧値Ｖｄｄとほぼ等しくなる。したがって、ゲートにインバータの出力が接続されるＮｃｈトランジスタＭ１３はオンする。また、ＮｃｈトランジスタＭ１４のゲートには、Ｌレベルである信号Ｓ１が印加されるため、ＮｃｈトランジスタＭ１４はオフする。ＮｃｈトランジスタＭ１３がオンであるので、ＰｃｈトランジスタＭ１２のゲート電圧がＧＮＤレベルに引っ張られてＰｃｈトランジスタＭ１２がオンする。一方、ＮｃｈトランジスタＭ１４はオフであるので、ＮｃｈトランジスタＭ１４のドレインに繋がる出力信号端子Ｖｏ２の信号Ｓ４の電圧は、電源端子Ｎ０とほぼ同じレベル（Ｖｏｕｔ−Ｖｆ２）まで上がる。また、ＰｃｈトランジスタＭ１１のゲート電圧も電源端子Ｎ０の電圧まで上がるのでＰｃｈトランジスタＭ１１はオフし、ＮｃｈトランジスタＭ１３がオンしているため、ＮｃｈトランジスタＭ１３のドレインに繋がる出力信号端子Ｖｏ１の信号Ｓ３の電圧は、ＧＮＤレベルまで下がる。

以上の動作と逆に、信号Ｓ１がＨレベルの時、ＰｃｈトランジスタＭ１５およびＮｃｈトランジスタＭ１６によって構成されるインバータの出力は、Ｌレベルとなる。その電圧は、ＧＮＤレベルとほぼ等しくなる。したがって、ＮｃｈトランジスタＭ１３はオフする。また、ＮｃｈトランジスタＭ１４のゲートには、Ｈレベルである信号Ｓ１が印加されるため、ＮｃｈトランジスタＭ１４はオンする。ＮｃｈトランジスタＭ１４がオンのため、ＰｃｈトランジスタＭ１１のゲート電圧がＧＮＤレベルに引っ張られ、ＰｃｈトランジスタＭ１１がオンする。ＮｃｈトランジスタＭ１３はオフであるので、ＮｃｈトランジスタＭ１３のドレインに繋がる出力信号端子Ｖｏ１の電圧は、電源端子Ｎ０とほぼ同じレベル（Ｖｏｕｔ−Ｖｆ２）まで上がる。また、同様にＰｃｈトランジスタＭ１２のゲート電圧も電源端子Ｎ０の電圧まで上がるので、ＰｃｈトランジスタＭ１２はオフし、ＮｃｈトランジスタＭ１４がオンしているため、ＮｃｈトランジスタＭ１４のドレインに繋がる出力信号端子Ｖｏ２の信号Ｓ４の電圧は、ＧＮＤレベルまで下がる。

図４は、以上のように動作するレベルシフタ２０における信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の波形を示す図である。図４のタイムチャートに沿って、図２のチャージポンプ回路１０の動作について説明する。

まず、図４の動作波形のＴ１の期間において、Ｓ１がＬレベルの時、Ｓ３もＬレベルのため、ＰｃｈトランジスタＭ１がオンし、コンデンサＣ１に電源電圧入力端子ＶＤＤから電荷が充電され、コンデンサＣ１の端子間の電圧は、Ｖｄｄ−αとなる。但し、Ｖｄｄは電源端子ＶＤＤの電圧値、αはＰｃｈトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３のオン抵抗による各電圧降下である。またこの時、Ｓ４はＨレベル（Ｖｏｕｔ−Ｖｆ２）であるため、ＰｃｈトランジスタＭ２はオフとなっている。

次にＴ２の期間では、Ｓ３はＨレベル（Ｖｏｕｔ−Ｖｆ２）となりＰｃｈトランジスタＭ１がオフ、Ｓ４がＬレベルのためＰｃｈトランジスタＭ２がオンとなる。Ｓ１がＨレベルとなるため、コンデンサＣ１の−側電極がＶｄｄに持ち上げられることで、コンデンサＣ１の＋側電極は、Ｖｄｄ＋Ｖｄｄ−αまで持ち上げられ、コンデンサＣ１の＋側電極の電圧によってコンデンサＣ２は、２Ｖｄｄ−２αまで充電される。

次にＴ３の期間では、Ｔ２期間と逆にＳ４がＨレベルでＰｃｈトランジスタＭ２がオフし、Ｓ３がＬレベルでＰｃｈトランジスタＭ３がオンし、Ｓ２がＨレベルとなる。したがって、コンデンサＣ２に、２Ｖｄｄ−２αまで充電された電荷は、ＰｃｈトランジスタＭ３を通してコンデンサＣ３に流れ、コンデンサＣ３は、３Ｖｄｄ−３αまで充電され、出力端子ＶＯＵＴから出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

以後これを繰り返し、出力端子ＶＯＵＴから出力電圧Ｖｏｕｔを出力し続ける。ここで出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝３Ｖｄｄ−３α、となる。

また、電源電圧入力端子ＶＤＤと出力端子ＶＯＵＴとの間には、バイパス用のダイオードＤ１が接続されている。したがって、電源電圧Ｖｄｄが立上ると、瞬時に出力端子ＶＯＵＴにＶｄｄ−Ｖｆの電圧が印加されるようになる。但し、Ｖｆは、ダイオードＤ１の順方向電圧である。これによりレベルシフタ２０の電源端子Ｎ０には、電源電圧Ｖｄｄの立上り時点からＶｄｄ−Ｖｆの電圧が印加される。したがって、Ｓ３、Ｓ４の振幅は、電源電圧Ｖｄｄの立上り時点からＶｄｄ−Ｖｆとなり、ＰｃｈトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３がＶｄｄ−Ｖｆの電圧でオン／オフされる。すなわち、負荷電流がある程度大きい場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔが容易に立ち上がることとなる。

さらに、レベルシフタ２０の電源電圧（電源端子Ｎ０の電圧）は、Ｖｏｕｔ−Ｖｆ２の電圧となる。Ｖｆ２は逆流電流防止用のダイオードＤ２の順方向電圧である。このため、ＰｃｈトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３のゲートにかかるＨレベル電圧が下がり、完全にＦＥＴがオフしない虞があるが、ＰｃｈトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３がオンする閾値電圧をダイオードＤ２の順方向電圧より大きく設定することで解決可能である。

ここで、出力端子ＶＯＵＴに接続される後段の回路がパワーセーブモードのような低消費電流動作をさせたい場合を考えると、チャージポンプ動作を止めた場合、レベルシフタ２０の電源端子Ｎ０には、電源電圧入力端子ＶＤＤからダイオードＤ１によってＶｄｄ−Ｖｆの電圧がかかる。しかし、電源端子Ｎ０と出力端子ＶＯＵＴとの間には、逆流電流防止用のダイオードＤ２が存在する。したがって、出力端子ＶＯＵＴには、どこからも電流を供給する経路がなくなり、Ｖｏｕｔは、ほぼＧＮＤ電位となり、後段の回路への漏れ電流がなくなる。

なお、図２、図３において、全ての電圧の極性を反転し、ＮｃｈトランジスタをＰｃｈトランジスタに置き換え、ＰｃｈトランジスタをＮｃｈトランジスタに置き換え、ダイオードを逆に接続するようにしても同様に、負の出力電圧を出力する回路を構成できることはいうまでもない。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

本発明の第１の実施例に係る電圧変換回路の構成を示す回路図である。 バイパス回路をダイオードとした回路図である。 レベルシフタの回路図である。 レベルシフタにおける信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の波形を示す図である。 従来の電圧変換回路の構成を示す回路図である。 負荷回路の例を示す回路図である。

符号の説明

１０ チャージポンプ回路
１１、１２ バイパス回路
２０ レベルシフタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＩＮＶ インバータ回路
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１５ Ｐｃｈトランジスタ
Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１６ Ｎｃｈトランジスタ
Ｎ０ 電源端子
ＶＤＤ 電源電圧入力端子
Ｖｉｎ 制御入力端子
Ｖｏ１、Ｖｏ２ 出力信号端子
ＶＯＵＴ 出力端子

Claims (3)

1. 電源電圧入力端子に供給される電源電圧を所望の電圧値の出力信号に変換して出力端子に出力するチャージポンプ回路と、
   前記電源電圧入力端子と前記チャージポンプ回路の電源端子との間に接続され、前記電源端子の電圧値が前記電源電圧入力端子に供給される電源電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ前記電源電圧入力端子と前記電源端子との間をバイパスする第１のバイパス回路と、
   前記出力端子と前記電源端子との間に接続され、前記電源端子の電圧値が前記出力端子の電圧値に比べてより接地電圧に近い場合にのみ前記出力端子と前記電源端子との間をバイパスする第２のバイパス回路と、
   を備えることを特徴とする電圧変換回路。
2. 前記電源電圧は、正の電圧であって、
   前記第１のバイパス回路は、アノード端子を前記電源電圧入力端子に接続し、カソード端子を前記電源端子に接続する第１のダイオードによって構成され、
   前記第２のバイパス回路は、アノード端子を前記出力端子に接続し、カソード端子を前記電源端子に接続する第２のダイオードによって構成されることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
3. 前記電源電圧は、負の電圧であって、
   前記第１のバイパス回路は、カソード端子を前記電源電圧入力端子に接続し、アノード端子を前記電源端子に接続する第１のダイオードによって構成され、
   前記第２のバイパス回路は、カソード端子を前記出力端子に接続し、アノード端子を前記電源端子に接続する第２のダイオードによって構成されることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。

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