KR20050053787A - 다중입력 다중출력 무선 랜 시스템 - Google Patents

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제이. 로드니 왈톤
마크 에스. 왈라스
존 더블유. 케첨
스티븐 제이. 하워드
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콸콤 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 MIMO, OFDM 및 TDD를 이용하는 다중 액세스 MIMO WLAN 시스템에 관한 것으로서, (1)다수의 구성가능 전송채널를 갖는 채널 구조를 이용하고, (2)채널 상태 및 사용자 단말 능력에 따라서 구성가능한 다중 레이트 및 송신 모드를 지원하며, (3)다양한 기능을 위해 여러 가지 타입의 파일럿(예를 들면 비컨 파일럿, MIMO, 조향 참조, 캐리어 파일럿)을 이용하고,(4)적절한 시스템 동작을 위해 레이트, 타이밍, 파워 제어 루프를 구현하며,(5)사용자 단말에 의한 랜덤 액세스, 신속한 승인, 및 신속한 자원 할당을 위해 랜덤 액세스를 이용한다. 액세스 포인트와 사용자 단말에서의 송수신 체인 간의 주파수 응답을 보상하기 위해 캘리브레이션을 수행하고, 하향링크와 상향링크의 가역특성과 상기 캘리브레이션의 이점을 이용하여 이후 공간처리를 단순화할 수 있다.

Description

다중입력 다중출력 무선 랜 시스템{MIMO WLAN SYSEM}
본 출원은 2002년 10월 25일, 발명의 명칭 "다중입력 다중출력(MIMO) 무선 랜(WLAN) 시스템"으로 출원된 미국 가특허출원 제60/421,309호를 우선권으로 주장한다.
본 발명은 데이터 통신에 관한 것으로서, 특히 다중입력 다중출력(MIMO: Multiple -Input Multiple-Output) 무선 랜(WLAN: Wireless Local Area Network) x통신 시스템에 관한 것이다.
무선통신 시스템은 광범위하게 보급되어 음성, 패킷데이터 등과 같은 여러 가지 타입의 통신을 제공하고 있다. 이들 시스템은 유용한 시스템 자원을 공유하여 순차적으로 그리고 동시적으로 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 액세스 시스템으로 되어 있다. 이 다중 액세스 시스템의 예로는 코드 분할 다중 액세스 시스템(CDMA: Code Division Multiple Access) 시스템, 시분할 다중 액세스 시스템(TDMA:Time Division Multiple Access) 시스템, 주파수 분할 다중 액세스 시스템(FDMA:Frequency Division Multiple Access) 등을 들 수 있다.
무선 랜(WLAN) 또한 광범위하게 보급되어 무선 링크를 통해 무선 전자 장치(예를들면, 컴퓨터) 간의 통신을 가능하게 하고 있다. WLAN은 허브와 같이 작용하는 액세스 포인트(또는 기지국)를 이용하여 무선장치에 대한 접속을 부여하고 있다. 액세스 포인트는 또한 WLAN을 유선 랜(LAN)으로 접속(또는 브릿지)하여 무선장치가 LAN 자원에 액세스할 수 있도록 한다.
무선 통신 시스템에 있어서, 송신기 유닛으로부터 무선주파수(RF:Radio Frequency) 변조 신호가 다수의 전파 통로를 경유하여 수신기 유닛에 도달한다. 전파통로의 특성은 통상적으로 페이딩 및 다중통로와 같은 다수의 인자에 의해 시간에 따라 변화한다. 해로운 통로 영향에 대비하고 성능도 아울러 향상시키기 위해 다이버시티 기능이 부가된 다중 송신기 안테나 및 다중 수신기 안테나가 사용될 수도 있다. 송신기 안테나와 수신기 안테나 사이에 위치하는 전파 통로가 선형적으로 독립되어 있다면(즉, 한 통로 상에서의 송신이 다른 통로 상에서의 선형 조합으로서 형성되어 있지 않다면, 이것은 일반적으로 어느 정도는 실재하는 것이긴 하지만), 데이터 송신을 올바르게 수신할 가능성은 안테나 개수의 증가 만큼 증가한다. 일반적으로 송신 안테나와 수신안테나의 개수가 증가하면 다이버시티도 증가하고 성능도 향상된다.
MIMO 시스템은 데이터 송신을 위한 다중(NT) 송신 안테나와 다중(NR) 수신 안테나를 이용한다. NT 송신 안테나 및 NR 수신안테나에 의해 형성된 MIMO 채널은 NS ≤ min [NT,NR]과 함께 NS 공간채널로 분해된다. 각 NS 공간채널은 차원에 대응한다. MIMO 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나에 의해 생성된 추가 차원이 유용하다면 향상된 성능을 제공할 수 있다(예를들면, 증가된 차원 용량 및/또는 보다 큰 신뢰성).
소정의 통신 시스템에 대한 자원은 통상적으로 여러 가지 규제와 요건에 의해 그리고 기타 관례적인 사항에 의해 제한적이 된다. 그러나, 시스템은 다수의 단말을 지원하고 여러 가지 서비스를 제공하며 특정의 성능 목적 등을 달성할 수 있어야 한다.
따라서, 다중 사용자를 지원할 수 있고, 높은 시스템 성능을 제공할 수 있는 MIMO WLAN 시스템에 대한 필요성이 발생한다.
본 발명의 특징 및 이점은 첨부 도면과 함께 설명하는 다음의 상세한 설명을 통해 보다 명백해 질 것이며, 이하에서는 동일부호는 동일 또는 유사부품을 나타낸다.
도 1은 MIMO WLAN 시스템을 나타낸 도면.
도 2는 MIMO WLAN 시스템의 계층구조를 나타낸 도면.
도 3a, 도 3b 및 도 3c는 TDD-TDM 프레임구조, FDD-TDM 프레임구조, FDD-CDM 프레임구조를 각각 나타낸 도면.
도 4는 5개의 전송채널, BCH, FCCH, FCH, RCH, RACH을 갖는 TDD-TDM 프레임 구조를 나타낸 도면.
도 5a 내지 도 5g는 5개의 송신 채널을 위한 여러 가지 프로토콜 데이터 유닛(PDU:Protocol Data Unit)을 나타낸 도면.
도 6은 FCH/RCH 패킷의 구조를 나타낸 도면.
도 7은 액세스 포인트 및 2 사용자 단말을 나타낸 도면.
도 8a, 도 9a, 도 10a는 다이버시티, 공간 다중화, 빔 조향 모드 각각에 대한 3개의 송신기 유닛을 나타낸 도면.
도 8b, 도 9b, 도 10b는 다이버시티, 공간 다중화, 빔 조향 모드 각각에 대한 3개의 TX 다이버시티 프로세서를 나타낸 도면.
도 8c는 OFDM 변조기를 나타낸 도면.
도 8d는 OFDM 심벌을 나타낸 도면.
도 11a는 TX 데이터 프로세서에서 프레임 유닛과 스크램블러를 나타낸 도면.
도 11b는 TX 데이터 프로세서 내에서 엔코더와 리피트/펑크추어 유닛을 나타낸 도면.
도 11c는 공간 다중화 모드를 위해 사용되는 다른 TX 데이터 프로세서를 나타낸 도면.
도 12a 및 도 12b는 사용자 단말의 동작을 위한 상태도.
도 13은 RACH의 타임라인을 나타낸 도면.
도 14a 및 도 14b는 하향링크와 상향링크 송신의 레이트를 각각 제어하기 위한 프로세스를 나타낸 도면.
도 15는 파워 제어 루프의 동작을 나타낸 도면.
도 16은 사용자 단말의 상향 타이밍을 조정하기 위한 프로세스를 나타낸 도면.
본 발명은 다양한 능력을 가지면서도 높은 성능을 달성할 수 있는 다중 액세스 MIMO WLAN 시스템을 제공한다. 본 발명의 일실시예에 따른 시스템은 MIMO와 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하여 높은 출력을 얻고, 통로 악영향을 억제하면서도 그 밖의 이점을 제공한다. 본 발명의 시스템에서의 각 액세스 포인트는 다중 사용자 단말을 지원할 수 있다. 하향링크와 상향링크 자원의 할당은 사용자 단말 요건, 채널 상태, 그 밖의 기타 인자에 따라 결정된다.
본 발명은 효율적인 하향링크와 상향링크 송신을 지원하는 채널구조 또한 제공한다. 채널구조는 시스템 파라메터의 시그널링, 자원할당, 하향링크 및 상향링크 데이터 송신, 시스템의 랜덤 액세스 등과 같은 다수의 기능을 위해 사용되는 다수의 전송 채널을 포함한다. 이들 전송채널의 여러 가지 속성은 구성적 결합이 가능하며, 그 결과 시스템이 용이하게 변경 채널 및 로딩 상태에 적응할 수 있다.
다중 레이트와 송신 모드는 MIMO WLAN 시스템에 의해 지원되며, 채널 상태와 사용자 단말의 능력에 의해 지원될 때 높은 스루풋을 얻는다. 레이트는 채널 상태의 추정에 기초하여 구성가능하며 하향링크와 상향링크에 대해 독립적으로 선택될 수 있다. 여러 가지 송신모드가 또한 사용자 단말에서의 안테나 개수와 채널 상태에 따라 사용될 수 있다. 각 송신모드는 송신기와 수신기에서 여러 가지 공간 처리와 관련이 있으며, 여러 가지 동작 상태하에서 사용될 수 있도록 선택된다. 공간 처리는 다중 송신 안테나로 부터의 데이터 송신 및/또는 다중 수신 안테나와 함께 하는 데이터 수신을 용이하게 하여 보다 높은 스루풋 및/또는 다이버시티를 얻게 한다.
본 발명의 실시예에 있어서, MIMO WLAN 시스템은 하향링크와 상향링크 모두를 위한 단일 주파수 대역을 이용하며, 이들 링크는 시분할 이중(TDD:Time Division)을 이용하여 동일 동작 대역을 공유한다. TDD 시스템의 경우, 하향링크와 상향링크 채널 응답은 가역적이다. 본 발명은 캘리브레이션 기술을 통해 액세스 포인트와 사용자 단말에서 송신/수신 체인의 주파수 응답 차를 결정하고 보상한다. 또한 본 발명은 하향링크와 상향링크의 가역적 특성과 캘리브레이션의 이점을 취하여 액세스 포인트와 사용자 단말에서 공간 처리를 단순화하는 기술을 제공한다.
본 발명은 여러 가지 기능을 이용하는 여러 가지 타입의 파일럿을 갖는 파일럿 구조를 제공한다. 예를들면, 비컨 파일럿은 주파수 및 시스템 획득(system acquisition)을 위해 사용되고, MIMO 파일럿은 채널 추정을 위해 사용되며, 조향된 참조기준(즉, 조향된 파일럿)은 향상된 채널추정을 위해 사용되며, 캐리어 파일럿은 위상 트랙킹을 위해 사용된다.
적절한 시스템 동작을 위한 여러 가지 제어 루프 또한 제공된다. 레이트 제어가 하향링크와 상향링크와는 독립적으로 실행될 수 있다. 파워 제어도 특정 송신(예를들면 고정 레이트 서비스)을 위해 수행될 수 있다. 상향링크의 경우 타이밍 제어를 통해 시스템 전체에 걸쳐 있는 사용자 단말 간의 전파 지연차를 보상할 수 있다.
본 발명은 사용자 단말이 시스템에 액세스할 수 있도록하는 램덤 액세스 기술 또한 제공한다. 이들 기술을 통해 다중 사용자 단말에 의한 시스템 액세스, 시스템 액세스 시도에 대한 신속한 승인, 하향링크/상향링크 자원의 신속한 할당을 지원한다.
본 발명의 여러 가지 특징 및 이점에 대해 이하에서 보다 상세히 설명한다.
여기서 사용하는 "예시적"이라는 말은 "예, 보기, 또는 예시로 사용되는 것"을 의미한다. 여기서 설명하는 "예시적"인 것으로서 설명하는 실시예 또는 설계는 다른 실시예 또는 설계 보다 반듯이 바람직하거나 이점이 있는 것으로 구성되는 것은 아니다.
I 전체 시스템
도 1은 본 발명의 여러 가지 측면 및 실시예를 구현할 수 있는 것으로서 많은 사용자를 지원하는 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템(100)에 나타낸다. MIMO WLAN 시스템(100)은 다수의 사용자 단말(UT:User Terminal)(120)을 위한 통신을 지원하는 다수의 액세스 포인트(AP:Access Point)(110)를 포함한다. 간략화를 위해, 도 1에는 단지 2개의 액세스 포인트(110)만을 도시한다. 액세스 포인트는 일반적으로 사용자 단말과 통신하기 위한 고정국이다. 액세스 포인트를 기지국 또는 기타 다른 용어로 표현할 수도 있다.
사용자 단말(120)은 시스템 전반에 걸쳐 분산되어 있으며, 각 사용자 단말은 고정 또는 이동 단말로서 액세스 포인트와 통신할 수 있다. 사용자 단말은 또한 이동국, 원격국, 액세스 단말, 사용자 장비(UE:User Equipment), 무선장치, 그 밖의 기타 용어로 사용될 수 있다. 각각의 사용자 단말은 임의의 주어진 순간에 다운링크 및/또는 업링크를 통해 하나 또는 가능하면 다중 액세스 포인트와 통신할 수 있다. 다운링크(즉, 순방향 링크)는 액세스 포인트로부터 사용자 단말로의 송신을 말하고, 상향링크(즉, 역방향 링크)는 사용자 단말로부터 액세스 포인트로의 송신을 의미한다.
도 1을 참조하면, 액세스 포인트(110a)는 사용자 단말(120a - 120f)과 통신하고, 액세스 포인트(110b)는 사용자 단말(120f-120k)과 통신한다. 시스템(100)의 특별 설계에 따라서, 액세스 포인트가 다중 사용자 단말과 동시에(예를들면 다중코드채널 또는 부대역을 통해) 또는 순차적으로(예를들면 다중 시간 슬롯을 통해) 통신한다. 때에 따라서는 사용자 단말이 하나 이상의 다중 액세스 포인트로부터 하향링크 송신을 수신할 수도 있다. 각 액세스 포인트로부터의 하향링크 송신은 다중 사용자 단말이 수신할 수 있도록 된 오버헤드 데이터와, 특정 사용자 단말이 수신할 수 있도록 의도한 사용자 특정 데이터, 기타 다른 타입의 데이터, 또는 이들 테이터의 조합을 포함할 수 있다. 오버헤드 데이터로는 파일럿, 페이지, 브로드캐스트 메시지, 시스템 파라메터 등을 들 수 있다.
MIMO WLAN 시스템은 중앙집중식 제어기 네트워크 구조에 기초한다. 따라서, 시스템 제어기(130)는 액세스 포인트(110)에 결합되고, 추가로 다른 시스템과 네트워크에도 결합될 수 있다. 예를들면, 시스템 제어기(130)는 패킷 데이터 네트워크(PDN:Packet Data Network), 유선 LAN, 광역 네트워크(WAN:Wide Area Network), 인터넷, 일반전화 교환망(PSTN: Public Switched Telephone Network), 셀룰러 통신망(Cellular Communication Network) 등에 연결된다. 시스템 제어기(130)는 (1)이 제어기(130)에 여기에 연결된 액세스 포인트에 대해 조정과 제어, (2)이들 액세스 포인트 간의 데이터 루팅, (3)이들 액세스 포인트에 의해 서비스 제공되는 사용자 단말과의 통신 액세스 및 제어, 기타 많은 다른 기능을 수행한다.
MIMO WLAN 시스템은 종래 WLAN 시스템에 비해 매우 큰 커러리지 능력과 함께 높은 스루풋을 제공한다. MIMO WLAN 시스템은 동기, 비동기, 등시성 데이터/음성 서비스를 지원할 수 있다. MIMO WLAN 시스템은 다음과 같은 특징을 제공한다.
ㆍ높은 서비스 신뢰성
ㆍ보장된 품질(QoS:Quality of Service)
ㆍ높은 순시 데이터 레이트
ㆍ높은 스펙트럼 효율
ㆍ확대 커버리지 범위
MIMO WLAN 시스템은 여러 가지 주파수 대역(예를들면, 2.4GHz 및 5.x GHz U-NII 대역)에서 동작하며, 선택된 동작 대역에 대해 특정된 대역폭과 방사제한을 받는다. 이 시스템은 실내외 모두 배치될 수 있고 1km 이하의 통상적인 최대 셀 사이즈를 갖고 있다. 이 시스템은 고정식 단말 응용을 지원하며 일부 동작 모드는 휴대용 동작 및 제한적인 이동성 동작을 지원하기도 한다.
1. MIMO, MISO 및 SIMO
특정 실시예로서, 명세서 전반에 걸쳐 설명한 바와 같이, 각 액세스 포인트는 데이터 송신 및 수신을 위한 4개의 송신 안테나 및 수신 안테나를 장착하고 있으며, 그 안테나 4개는 모두 같다. 이 시스템은 장치(예를들면 액세스 포인트, 사용자 단말)의 송신 안테나 및 수신 안테나가 공유되지 않은 경우도 지원하며, 물론 공유되지 않은 구성은 안테나가 공유되었을 때 보다 낮은 성능을 제공한다. MIMO WLAN 시스템은 각 액세스 포인트에 일부 다른 개수의 송신/수신 안테나가 설치되어 있다. 각 사용자 단말에는 데이터 송수신을 위해 단일 송신/수신 안테나 또는 다중 송신/수신 안테나가 설치될 수도 있다. 각 사용자 단말 타입에 따라 이용되는 안테나 개수는 예를들면 사용자 단말에 의해 지원되는 서비스(예를들면 음성, 데이터, 또는 이들 양쪽 모두), 비용적 측면, 규제적 측면, 안정성 등에 따라 다르다.
다중 안테나 액세스 포인트와 다중 안테나 사용자 단말 간의 어느 임의 쌍의 경우, MIMO 채널은 데이터 송신에 유용한 NT 송신 안테나 및 NR 수신 안테나로 형성된다. 액세스 포인트와 여러 가지 다중 안테나 사용자 단말 간에는 여러 가지 MIMO 채널이 형성된다. 각 MIMO 채널은 NS ≤ min [NT,NR]과 함께 NS 공간채널로 분해된다. NS 데이터 스트림은 NS 공간 채널 상에서 전송될 수 있다. NS 공간채널을 통해 다중 데이터 스트림을 송신하기 위해서는 수신기에서 공간처리가 필요하고, 송신기에서는 공간처리를 행할 수도 있고 않할 수도 있다.
NS 공간채널은 상호 직교적일 수도 아닐 수도 있다. 이 것은 여러 가지 인자에 따라 결정되며, 여기서의 인자로는 (1)공간처리가 송신기에서 처리되어 직교 공간 채널을 얻는가의 여부, (2)공간채널을 직교화하는데 있어서 송신기와 수신기 양쪽 모두에서 공간처리가 성공적인가의 여부를, 들 수 있다. 공간처리가 송신기에서 수행된다면, NS공간채널은 NS 송신 안테나와 함께 형성되며, 상호 직교적이 아닐가능성이 높다.
NS 공간채널은 아래 설명한 바와 같이, MIMO 채널을 위한 채널 응답 행렬에 대해 분해를 수행하는 것으로 직교화된다. 각 공간채널은 NS공간 채널이 분해기법을 이용하여 직교화되면 MIMO 채널의 고유모드가 되며, 여기서 분해기법은 아래에 설명하는 바와 같이 송신기와 수신기 모두에서 공간처리를 요한다. 이 경우 NS 데이터 스트림은 NS 고유모드를 통해 직교적으로 송신된다. 그러나, 고유모드는 통상적으로 이론상의 구조이다. NS 공간채널은 보통은 여러 가지 이유로 상호간 완전한 직교를 이루지는 못한다. 예를들면 (1)송신기가 MIMO 채널의 승인을 갖고 있지 않거나, (2)송신기 및/또는 수신기가 MIMO 채널의 불완전 추정치를 갖는다면, 공간채널은 직교적이지 않을 것이다. 단순화를 위해, 다음 설명에서 용어 "고유모드"는 분해를 이용하여 공간채널을 직교화하는 시도를 하는 경우를 나타내며, 여기서의 시도는 예를들면 불완전 채널 추정에 기인하여 완전히 성공적이 아닐 수도 있도 있다는 것을 전제로한다.
액세스 포인트에서 소정의 다수(예를들면 4개) 안테나가 있는 경우, 각 사용자 단말에서 유용한 공간채널의 개수는 이 사용자 단말에 의해 이용되는 안테나의 개수와 액세스 포인트 안테나와 사용자 단말 안테나를 결합하는 무선 MIMO 채널에 의존한다. 사용자 단말에 하나의 안테나가 설치되었다면 액세스 포인트에서의 4개의 안테나와 사용자 단말에서의 단일 안테나는 하향링크용 다중입력 단일출력(MISO:Multiple-Input Single-Output)채널과 상향링크용 단일입력 다중출력(SIMO:Single-Input Multiple-Output) 채널을 형성한다.
MIMO WLAN 시스템은 다수의 송신 모드를 지원하도록 구성되어 있다. 표 1은 MIMO WLAN 시스템의 예시적 설계에 의해 지원되는 송신모드를 나열한 것이다.
송신 모드 설명
SIMO 데이터는 단일 안테나를 통해 송신되지만 수신 다이버시티를 위해 다중안테나로 수신된다.
다이버시티 데이터는 다중 송신 안테나 및/또는 다중 부대역을 통해 반복적으로 송신되면서 다이버시티를 제공한다.
빔 조향 MIMO 채널의 기본 고유모드에 대해 위상 조향 정보를 이용하여 전체 파워로 단일 공간 채널 상에서 데이터를 송신한다.
공간 다중화 데이터는 다중 공간 채널을 통해 송신되어 높은 스펙트럼 효율을 얻는다.
간략화를 위해, 용어 "다이버시티"는 다른 별도의 언급이 없는한 이하에서는 송신 다이버시티를 의미한다.
각 사용자 단말을 위해 하향링크와 상향링크에 사용되는 송신 모드는 사용자 단말에서 이용하는 안테나의 개수에 따라 결정된다. 표 2는 액세스 포인트에서 다중(예를들면 4) 안테나가 사용된다고 가정하고, 상향링크와 하향링크에 대한 여러 가지 단말 타입에 유용한 송신 모드를 나열한 것이다.
송신모드 하향링크 상향 링크
단일 안테나사용자 단말 다중 안테나사용자 단말 단일 안테나 사용자 단말 다중 안테나사용자 단말
MISO(하향 링크상에서)/SIMO(상향링크 상에서) X X X X
다이버시티 X X X
빔 조향 X X X
공간 다중화 X X
하향링크의 경우, 공간 다중화 모드를 제외한 모든 송신 모드는 단일 안테나 사용자 단말에 사용될 수 있고, 모든 송신 모드는 다중 안테나 사용자 단말에 사용될 수 있다. 상향링크의 경우, 모든 송신 모드는 다중 안테나 사용자 단말에 사용될 수 있다. 상향링크의 경우, 모든 송신 모드는 다중 안테나 사용자 단말에 사용될 수 있고, 단일 안테나 사용자 단말은 SIMO 모드를 이용하여 이용가능한 한 안테나를 통해 데이터를 송신한다. 수신 다이버시티(즉, 다중 수신 안테나로 데이터 송신을 수신하는 것)는 SIMO, 다이버시티, 및 빔 조향 모드를 위해 사용된다.
MIMO WLAN 시스템은 또한 여러 가지 다른 송신 모드를 지원하도록 구성되어 있으며, 이 부분 또한 본 발명의 범위에 속한다. 예를들면, 단일 고유 모드를 위한 진폭 및 위상정보 모두를 이용하여(즉, 단지 위상 정보만을 이용하는 대신에 진폭과 위상 정보 모두를 이용하여- 빔 조향모드는 위상정보 만을 사용한다) 이 단일 고유모드로 데이터를 송신하는데 빔 형성 모드가 이용된다. 다른 예로서, 비조향 공간 다중 모드를 규정하여 이것에 의해 송신기가 간단하게 다중 송신 안테나를 통해 다중 데이터 스트림을 송신하고(공간 처리 없이), 수신기가 필요한 공간 처리를 수행하여 다중 송신 안테나로부터 보내온 데이터 스트림을 고립(isolate) 및 복구한다. 또 다른 예로서, "다중 사용자" 공간 다중 모드를 규정하고, 이것에 의해 하향 링크 상에서 액세스 포인트가 다중 송신 안테나로부터(공간처리와 함께) 다중 사용자 단말로 동시에 데이터 스트림을 송신할 수도 있다. 또 다른 예로서 공간 다중 모드를 규정하고, 이것에 의해 송신기가 공간 처리를 수행하여 다중 송신 안테나를 통해 보내온 다중 데이터 스트림을 직교화하고(그러나 완전하게 직교화를 이루지 못할 수도 있는데 그 이유는 불완전한 채널 추정 때문이다), 수신기가 필요한 공간 처리를 수행하여 다중 송신 안테나로부터 보내온 데이터 스트림을 고립 및 복구할 수도 있다. 따라서, 다중 공간 채널을 통해 다중 데이터 스트림을 송신하는 공간 처리를 (1)송신기와 수신기 양쪽에서, 또는 (2)단지 수신기에서만, 또는 (3)단지 송신기에서만 수행할 수도 있다. 여러 가지 공간 다중화 모드 중 어느 것을 사용할지는 예를들면, 액세스 포인트의 능력, 사용자 단말, 유용한 채널 상태 정보, 시스템 사양 등에 따라 결정된다.
일반적으로, 액세스 포인트와 사용자 단말은 임의 개수의 송신 및 수신 안테나와 함께 구성된다. 이해를 쉽게하기 위해 각 액세스 포인트에 4개의 송신/수신 안테나가 설치되고, 각 사용자 단말에 4개 이하의 송신/수신 안테나가 설치된 특정 실시예 및 구성에 대해 이하에서 설명한다.
2. OFDM
본 발명의 일실시예에 있어서, MIMO LAN 시스템은 OFDM을 이용하여 효과적으로 전체 시스템 대역을 다수의 (NF) 직교 부대역으로 분할한다. 이들 부대역은 또한 톤(tone), 빈(bins), 또는 주파수 채널로도 불리운다. OFDM과 함께 각 부대역은 데이터로 변조된 각 부반송파와 연관된다. OFDM을 이용한 MIMO 시스템의 경우, 각 부대역의 각 공간채널은 독립 송신 채널로 간주하며 이 경우 각 부대역에 연관된 복소게인은 효과적으로 부대역 대역폭에 전체에 대해 일정하다.
본 발명의 일실시예에 있어서 시스템 대역폭은 64개의 직교 부대역(즉 NF = 64)으로 나누어지며, 이 직교 부대역에는 -32 ∼ +31의 인덱스가 할당된다. 이들 64의 부대역 중에서 48 부대역(예를들면 ±[1,...,6,8,...,20,22,...,26]의 인덱스)은 데이터로 사용되고, 4의 부대역(예를들면 ±[7,21]의 인덱스)은 파일럿 및 기타 시그널링을 위해 사용되고, DC 부대역(0의 인덱스)은 사용하지 않으며, 나머지 부대역 또한 사용하지 않지만 가드(guard) 부대역으로서 작용한다. 이 OFDM 부대역 구조는 IEEE 표준 802.11a에 관한 한 문헌에 보다 상세히 설명되어 있다. 이 문헌의 제목은 " 제11부: 무선 LAN 매체 액세스 제어(MAC) 및 물리적 층(PHY)사양: 5GHz 대역에서의 고속 물리 층"이며, 1999년 발행되어 공개적으로 구독이 가능하며 본 명세서에 참조로 제시된 것이다. 또, MIMO WLAN 시스템을 위해 다양한 개수의 부대역 및 기타 여러 가지 OFDM 부대역구조를 구현할 수 있으며, 이 부분 또한 본 발명의 범위에 속한다. 예를들면, -26 ∼ +26의 인덱스를 갖는 모두 53개의 부대역을 데이터 전송을 위해 사용할 수도 있다. 또 다른 예로서, 128 부대역 구조, 256 부대역 구조, 기타 다른 개수의 부대역을 갖는 부대역 구조도 사용가능하다. 이해의 편의상 64 부대역 구조를 갖는 본 발명의 MIMO WLAN 시스템에 대해 이하에서 설명한다.
OFDM의 경우, 각 부대역에서 송신된 데이터는 이 부대역용으로 선택된 특정 변조 방식을 이용하여 먼저 변조된다(즉, 심벌 맵핑된다). 비사용 부역대역의 경우는 0이 할당된다. 각 심벌 주기 동안, 모든 NF 부대역을 위한 변조 심벌과 0은 모든 NF 부대역을 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)을 이용하여 타임 도메인으로 변환함으로써 NF 타임 도메인 샘플을 포함하는 변환 심벌을 얻는다. 각 변환 심벌의 지속시간은 각 부대역의 대역과는 역비례관계가 있다. 특별한 실시예로서, MIMO WLAN 시스템을 위해 시스템 대역폭은 20MHz이고, NF=64이며, 각 부대역의 대역폭은 312.5KHz, 각 변형 심벌의 지속시간은 3.2μsec이다.
OFDM은 주파수 선택 페이딩을 억제하는 능력과 같은 특별한 장점이 있다. 여기서 말하는 주파수 선택 페이딩은 전체 시스템 대역폭의 여러 가지 주파수에서 여러 가지 채널 게인에 의해 특성화된다. 주파수 선택 페이딩은 심벌간 간섭(ISI:Inter Symbol Interference)을 야기하며, 이 ISI는 수신 신호에서의 각 심벌이 다음 수신신호에 대해 왜곡으로서 작용하는 현상이다. 이러한 ISI 왜곡은 수신 심벌을 바르게 검출하는 능력을 억제하여 성능을 저하시킨다. OFDM은 각 변환심벌의 일부를 중계(repeat)하여 대응 OFDM 심벌을 형성하고 이것을 전송 함으로써 주파수 선택 페이딩을 편리하게 억제할 수 있다.
각 OFDM 심벌을 위한 순환 프리릭스의 길이(즉, 중계의 양)는 무선 채널의 지연 분포에 의존한다. 특히 ISI를 효과적으로 억제하기 위해, 순환 프리픽스는 시스템을 위한 최대 예상 지연 분포 보다 길어야 한다.
본 발명의 실시예에서, OFDM 심벌을 위해서는 예상 지연 분포를 따라 여러 가지 길이의 순환 프리픽스가 사용될 수 있다. 상기한 MIMO WLAN 시스템의 경우, OFDM 심벌을 위해 400nsec(8 샘플) 또는 800nsec(16 샘플)의 순환 프리픽스가 사용될 수 있다. "짧은" OFDM 심벌은 400nsec 순환 프리픽스를 이용하고, 3.6μsec의 지속시간을 갖는다. "긴" OFDM 심볼은 800nsec 순환 프리픽스를 사용하며, 4.0μsec의 기간을 가진다. 짧은 OFDM 심벌은 최대 예상 지연 분포가 400nsec 이하이면 사용하고, 지연분포가 400 nsec 보다 크면 긴 OFDM 심벌을 사용한다. 여러 가지 전송 채널을 위해 여러 가지 다양한 순환 프리픽스가 선택되며, 이 순환 프리픽스는 이하에서 설명하는 바와같이 동적으로 선택될 수 있다. 가능하다면 보다 짧은 순환 프리픽스를 이용하여 보다 높은 시스템 스루풋을 얻을 수 있는데 그 이유는 보다 짧은 지속시간의 OFDM은 소정의 고정 시간 간격으로 보다 많이 전송할 수 있기 때문이다.
MIMO WLAN 시스템은 또한 OFDM을 이용하지 않을 수도 있으며, 이 부분 또한 본 발명의 범위내에 있다.
3. 계층구조
도 2는 MIMO WLAN 시스템을 위해 사용되는 계층구조(200)를 예시한다. 계층구조(200)는 (1)ISO/OSI 참조기준 모델의 층3 이상에 대략 상당하는 응용 및 상부 층 프로토콜, (2)층2 (링크 층)에 상당하는 프로토콜과 서비스, (3)층1에 대응하는 프로토콜과 서비스(물리적인 층)를 포함한다.
상부층은 시그널링 서비스(212), 데이터 서비스(214), 음성 서비스(216), 회로 데이터 응용 등을 포함한다. 시그널링은 통상적으로 메시지 형태로 공급되고, 데이터는 통상적으로 패킷형태로 공급된다. 상부층에서의 서비스와 응용은 액세스 포인트와 사용자 단말 사이에 통신 프로토콜의 시맨틱(semantics)과 타이밍에 따라서 메시지 및 패킷을 발신하고 종료한다. 상부층은 층2가 제공한 서비스를 이용한다.
층2는 상부층이 생성한 메시지 및 패킷의 인도를 지원한다. 도 2의 실시예에서, 층2는 링크 액세스 제어(LAC: Link Access Control) 서브층(220) 및 매체 액세스 제어(MAC:Medium Access Control)서브층(230)을 포함한다. LAC 서브층은 상부층이 생성한 메시지의 올바른 전송 및 인도를 위해 제공되는 데이터 링크 프로토콜을 구현한다. LAC 서브층은 MAC 서브층 및 층1에 의해 제공되는 서비스를 이용한다. MAC 서브층은 층1에 의해 제공되는 서비스를 이용하여 메시지 및 패킷을 전송하는 역할을 한다. MAC 서브층은 상부층에서의 응용 및 서비스로 층1 자원에 대한 액세스를 제어한다. MAC 서브층은 무선 링크 프로토콜(RLP: Radio Link Protocol)(232)을 포함하며, 이 RLP 프로토콜(232)은 패킷 데이터에 대해 높은 신뢰성을 제공하기 위해 사용되는 재송신 기구이다. 층2는 층1에 프로토콜 데이터 유닛(PDU:Protocol Data Unit)를 제공한다.
층1은 물리적인 층(240)을 포함하는 한편 액세스 포인트와 사용자 단말 간의 무선신호의 송신 및 수신을 지원한다. 물리적인 층은 상부층에 의해 생성된 메시지 및 패킷을 송신하는데 사용되는 여러 가지 송신 채널을 위해 부호화(coding), 인터리빙(interleaving), 변조, 공간처리를 수행한다. 본 실시예에 있어서, 물리적인 층에 포함된 다중화 서브층(242)은 여러 가지 전송 채널용으로 처리된 PDU를 적절한 프레임 포맷으로 다중화한다. 층1은 프레임 유닛 형태로 데이터를 제공한다.
4. 전송채널
다수의 서비스 및 응용은 MIMO WLAN 시스템으로 지원될 수 있다. 또한 적절한 시스템 동작에 필요한 그 밖의 데이터는 액세스 포인트로 송신되거나 액세스 포인트와 사용자 단말 사이에서 교환이 되어야 한다. MIMO WLAN 시스템에서 다수의 전송채널은 여러 가지 타입의 데이터를 반송하기 위한 것으로 규정될 수 있다. 표 3은 예시적인 일조의 전송채널을 열거하고 그 각각의 전송채널에 관해 간단한 설명을 한 것이다.
전송 채널 설 명
방송 채널 BCH 액세스 포인트가 파일럿 및 시스템 파라메터를 사용자 단말로 송신하는데 사용.
순방향 제어 채널 FCCH 액세스 포인트가 하향링크와 상향링크 상에 자원을 할당하는데 사용. 자원할당은 프레임별로 수행된다. 또한 RACH를 통해 수신되는 메시지의 승인을 제공하는 용도로도 사용된다.
순방향 채널 FCH 액세스가 사용자 특정 데이터를 사용자 단말로 송신하고, 사용자 단말이 채널추정을 위해 사용할 수도 있는 참조기준(파일럿)을 송신하는데 사용. 또한 페이지 및 방송 메시지를 다중 사용자 단말로 송신하기 위해 방송 모드에서 사용될 수도 있다.
랜덤 액세스채널 RACH 사용자 단말이 시스템에 대한 액세스를 얻고, 짧은 메시지를 액세스 포인트로 송신하는데 사용.
역방향 채널 RCH 사용자 단말이 데이터를 액세스 포인트로 송신하는데 사용. 채널 추정을 위해 액세스 포인트에 의해 사용되는 참조기준을 반송하는데 사용될 수도 있다.
표 3에 도시한 바와 같이, 액세스 포인트가 사용하는 하향링크 전송 채널은 BCH, FCCH 및 FCH를 포함한다. 사용자 단말이 사용하는 상향링크 전송채널은 RACH 및 RCH를 포함한다. 이들 전송채널 각각에 대해서는 아래에 보다 자세히 설명한다.
표 3에 열거한 전송채널은 MIMO WLAN 채널을 위해 사용되는 채널 구조의 특별 실시예를 나타낸다. 보다 적거나 많거나 아니며 여러 가지 다른 형태의 전송채널이 또한 MIMO WLAN 시스템에 사용될 수 있다. 예를들면, 특정 기능이 기능 특정 전송채널에 의해 지원될 수 있다(예를들면 파일럿, 페이징, 파워 제어, 동기 채널). 따라서 다양한 전송채널로 이루어진 채널구조가 MIMO WLAN 시스템에 사용될 수 있으며, 이 부분은 본 발명의 범위에 속한다.
5 프레임 구조
여러 프레임 구조들이 전송 채널들에 정의 될 수 있다. 다중입력 다중출력 무선 근 거리망(MIMO WLAN)에 이용되는 특정 프레임 구조는 다양한 요인들 예를 들어 (1)상향 링크 및 하향 링크 데이터에 대해 같거나 다른 주파수 대역들이 이용되는지 (2) 다중화 방법이 전송채널들을 다중화 하기 위하여 이용되는지 등에 따라 달라진다.
만약 하나의 주파수 대역만이 이용될 수 있다면, 상향 링크 및 하향 링크 데이터는 하기에서 기술되는 것처럼 시 분할 이중화(TDD, Time Division Duplexing)를 통하여 하나의 주파수 대역에서 다른 위상으로 전송될 수 있다. 만약 2개의 주파수 대역들이 이용될 수 있다면, 상향 링크 및 하향 링크 데이터는 주파수 분할 이중화(FDD,Frequency Division Duplexing)를 통화여 다른 주파수 대역으로 전송될 수 있다.
TDD와 FDD에서, 전송 채널들은 시 분할 다중화(TDM), 코드 분할 다중화(CDM), 주파수 분할 다중화 (FDM), 등을 통하여 다중화될 수 있다. TDM에서, 각 전송 채널이 프레임의 일부에 다르게 할당된다. CDM에서, 상기 전송 채널들은 동시에 전송되지만 코드 분할 다중 접속 (Code Division Mutiple Access) 시스템에서 수행되는 것과 비슷하게 각 전송 채널은 다른 채널화 코드에 의해서 채널화 된다. FDM에서, 각 전송 채널은 링크에 대해서 주파수 대역의 일부를 다르게 할당 받는다.
표 4는 상기 전송 채널들을 반송하기에 적용될 수 있는 다양한 프레임 구조들을 기재한다. 이들 프레임 구조들 각각은 이하에서 상세히 기술된다. 명확히는, 상기 프레임 구조들은 표 3에서 기재된 일련의 전송채널들에 대해 기술된다.
상향 링크 및 하향 링크을 위한 주파수 대역 공유 상향 링크 및 하향 링크을 위한 개별적인 주파수 대역 사용
시분할 TDD-TDM 프레임 구조 FDD-TDM 프레임 구조
코드 분할 TDD-CDM 프레임 구조 FDD-CDM 프레임 구조
도 3A는 단독 주파수 대역이 상향 링크과 하향 링크 모두를 위해서 이용되는 경우 적용될 수 있는 TDD-TDM 프레임 구조(300a)의 실시예를 나타낸다. TDD 프레임 단위로 데이터 전송이 이루어진다. 각 TDD프레임은 특정 시구간 동안 정의될 수 있다. 상기 프레임 구간은 다양한 요인들, 예를 들어 (1) 동작 대역의 밴드폭 (2)전송채널들에 기대되는 PDU들의 사이즈 등을 바탕으로 선택될 수 있다. 일반적으로, 더 짧은 프레임 구간을 통해 지연은 줄어들 수 있지만, 더 긴 프레임 구간은 헤더와 오버헤드가 프레임의 더 적은 부분을 차지하기 때문에 더욱 효율적일 수 있다. 특정 실시예에서, 각 TDD 프레임은 2msec의 시구간을 갖는다.
각 TDD 프레임은 하향 링크 위상과 상향 링크 위상으로 분할된다. 하향 링크 위상은 세 개의 하향 링크 전송 채널 (BCH, FCCH, FCH)를 위해 세 개의 세크멘트(segment)로 더 분할된다. 상기 상향 링크 위상은 두개의 상향 링크 전송 채널 (RCH, RACH)를 위해서 두개의 세그멘트로 더욱 분할된다.
각 전송 채널을 위한 세그멘트는 고정 구간 또는 프레임간에 변할 수 있는 가변 구간을 갖도록 정의될 수 있다. 실시예에서, 상기 BCH 세그멘트는 고정 구간을 갖도록 정의 될 수 있고, 상기 FCCH, FCH, RCH, RACH 세그멘트들은 가변적인 구간들을 갖도록 정의 될 수 있다.
각 전송 채널의 세그멘트는 그 전송 채널에 대한 하나이상의 PDU들을 반송하도록 이용될 수 있다. 도 3A에서 보여진 특정 실시예에서, BCH PDU는 상기 하향 링크 위상의 첫 번째 세그멘트(310)에서 전송되고, FCCH PDU는 두 번째 세그멘트(320)에서 전송되고, 하나 이상의 FCH PDU들은 세 번째 세그멘트(330)에서 전송된다. 상향 링크 위상에서, 하나 이상의 RCH PDU들은 네 번째 세그멘트(340)에서 전송되고 하나 이상의 RACH PDU들은 TDD 프레임의 다섯 번째 세그멘트(350)에서 전송된다.
프레임 구조(300a)는 TDD 프레임내의 다양한 전송 채널들의 배열을 나타낸다. 이러한 배열은 상향 링크 및 하향 링크의 데이터 전송에서 지연을 줄이는 것과 같은 임의의 이점들을 제공할 수 있다. 상기 BCH는 같은 TDD 프레임 안에서 나머지 전송 채널들의 PDU들에 이용될 수 있는 시스템 파라미터들을 반송하기 때문에 상기 TDD 프레임 안에서 처음으로 전송된다. 상기 FCCH는 현재의 TDD안에서 FCH의 하향 링크 데이터를 수신하는 사용자 단말과 RCH의 상향 링크 데이터를 전송하는 사용자 단말을 지시하는 채널 할당 정보를 반송하기 때문에 상기 BCH 다음으로 전송된다. 또한 다른 형태의 TDD-TDM 프레임 구조들이 상기 MIMO WLAN 시스템들에 대해 정의되어 이용될 수 있다. 그리고 이것은 본 발명의 영역 안에 있다.
도 3B는 상향 링크 및 하향 링크 데이터가 두개의 개별적인 주파수 대역을 이용함으로써 전송되는 경우 적용될 수 있는 FDD-TDM 프레임 구조(300b)의 실시예를 보여준다.
하향 링크 데인터는 하향 링크 프레임(302a)에서 전송되고, 상향 링크 데인터는 상향 링크 프레임 (302b)에서 전송된다. 각 상향 링크 및 하향 링크 데이터는 특정 시구간 동안 정의된다 (예, 2ms). 간단히, 상향 링크 및 하향 링크 프레임들은 같은 구간을 갖도록 정의되고 또한 프레임 경계에서 배열되도록 정의 될 수 있다. 그러나, 상기 상향 링크 및 하향 링크 프레임들은 다른 구간을 갖도록 정의될 수 있고 프레임 경계에 배열되지 않도록 정의 될 수 있다. 즉, 옵셋(offset)을 정의 할 수 있다.
도 3B에서 보인 것처럼, 하향 링크 프레임은 세 개의 하향 링크 전송 채널들을 위하여 세 개의 세그먼트들로 분할된다. 상향 링크 프레임은 두개의 전송 채널들을 위하여 두개의 세그먼트들로 분할된다. 각 전송 채널에 대한 세그먼트는 고정 구간 또는 가변 구간을 갖도록 정의된다. 그리고 각 전송 채널에 대한 세그먼트는 그 전송 채널의 적어도 하나의 PDU들을 반송하기 위하여 이용될 수 있다.
도 3B에서 보인 특정 실시예에서, 하향 링크 프레임은 세그먼트(310,320,330)에서 BCH PDU, FCCH PDU, 및 FCH PDU들을 각각 반송한다. 상향 링크 프레임은 세그먼트(340,350)에서 하나 이상의 RCH PDU들 및 하나 이상의 RACH PDU들을 각각 반송한다. 이러한 배열은 상기에서 기술된 이점들(예, 데이터 전송의 지연 감소)을 제공한다. 상기 전송 채널들은 하기에 기술되는 것처럼 다른 형태의 PDU 포맷들을 가질 수 있다. 다른 형태의 FDD-TDM 프레임 구조들이 상기 MIMO WLAN 시스템을 위해 정의되어 이용될 수 있다. 그리고 이것은 본 발명의 영역 안에 있다.
도 3C는 상향 링크 및 하향 링크 데이터가 개별적인 주파수 대역들을 이용함으로써 전송되는 경우 이용될 수 있는 FDD-CDM/FDM 프레임 구조(300c)의 실시예를 보여준다. 하향 링크 데이터는 하향 링크 프레임(304a)에서 전송될 수 있고 상향 링크 데이터는 상향 링크 프레임 (304b)에서 전송 될 수 있다. 상향 링크과 하향 링크 프레임들은 같은 구간 (예, 2m)을 갖도록 정의 될 수 있고 프레임 경계에 배열될 수 있다.
도 3C에서 보이는 것처럼, 세 개의 하향 링크 전송 채널들이 상기 하향 링크 프레임 속에서 동시에 전송되고 두개의 상향 링크 전송 채널들이 상기 상향 링크 프레임 속에서 동시에 전송될 수 있다. CDM에서, 각 링크의 전송 채널들은 왈시 코드들(walsh codes), OVSF 코드들 (orthogonal variable spreading factor codes), 유사 직교 함수들(QOF,quasi-orthogonal functions)과 같은 상이한 채널화 코드들로 채널화된다. FDM에서, 각 링크에 대한 전송 채널들은 그 링크의 주파수 대역의 다른 일부분들을 할당 받는다. 각 링크에서 상이한 전송 채널들은 각기 다른 양의 전송 파워를 이용할 수 있다.
또한 다른 형태의 프레임 구조가 상향 링크 및 하향 링크 전송 채널들에 대하여 정의될 수 있고 이것은 본 발명의 영역 안에 있다. 게다가, 상향 링크 및 하향 링크 데이터를 위하여 다른 종류의 프레임 구조를 이용할 수 있다. 예를 들어, TDM 기반 프레임 구조는 하향 링크 데이터를 위해서 이용될 수 있고 CDM 기반 프레임 구조는 상향 링크 데이터를 위하여 이용할 수 있다.
후술되는 설명에서, 상기 MIMO WLAN 시스템은 상향 링크 및 하향 링크 전송 모두에 대해서 하나의 주파수 대역을 이용함을 가정한다. 명확히, 도 3A에서 보인 상기 TDD-TDM 프레임 구조는 상기 MIMO WLAN 시스템에 대해 이용된다. 명확히, 상기 TDD-TDM 프레임 구조의 특정 구현이 명세서 전반에 걸쳐 기술된다. 이러한 구현에서, 각 TDD 프레임 구간은 2ms로 고정되고 TDD 프레임당 OFDM 심볼들의 개수는 상기 OFDM 심볼들에 이용되는 순환 프리픽스(prefix)의 길이이다. 상기 BCH는 80㎲의 고정된 구간을 갖으며 상기 전송되는 OFDM 심볼들에 대해서는 800ns 순환 프리픽스를 이용한다. 만약 800ns 순환 프리픽스가 이용된다면 TDD 프레임의 나머지는 480 OFDM 심볼들을 구비하고, 만약 400ns 순환 프리픽스가 이용된다면 1.2㎲를 더하여 533 OFDM 심볼들을 구비한다. 상기 초과 시간은 RACH 세그먼트의 끝에 있는 보호 구간(guard interval)에 부과될 수 있다. 다른 프레임 구조들과 다른 구현들이 적용될 수 있고, 이것은 본 발명의 영역 안에 있다.
II. 전송 채널
상기 전송 채널들은 다양한 종류의 데이터를 전송하고 두개의 그룹 즉, 공통 전송 채널과 전용 전송 채널로 분류된다. 상기 공통 전송 채널 및 상기 전용 전송 채널들은 다른 목적으로 이용되기 때문에 이하에서 좀 더 상세히 기술되는 것처럼 다른 처리(processes)들이 이들 두 전송 채널 그룹들에 대해 적용된다.
공통 전송 채널들. 상기 공통 전송 채널에는 BCH, FCCH 및 RACH가 있다. 이들 전송 채널들은 다중 사용자 단말들로부터 데이터를 수신하기 위해서, 다중 사용자 단말들로 데이터를 전송하기위해서 이용된다. 개선된 신뢰성에 대해, 상기 BCH와 FCCH는 다이버서티 모드를 이용하는 액세스 포인트에 의해 전송된다. 상향 링크에서, 상기 RACH는 상기 빔 조향 모드를 통하여 (사용자 단말에 의해 지원되는 경우) 사용자 단말에 의해 이용된다. 상기 BCH는 공지된 고정 레이트로 구동되어 사용자 단말들은 어떠한 부가적인 정보 없이 상기 BCH를 수신하여 처리할 수 있다. 상기 FCCH와 RACH는 다중 레이트를 지원하여 좀 더 큰 효율을 허락한다. 여기에서 이용된 것처럼, 각 “레이트(rate)” 또는 “레이트 셋(rate set)”은 특정 코드 레이트 (즉, 코딩 방식)와 특정 변조 방식과 연관된다.
전용 전송 채널. 상기 전용 전송 채널에는 FCH와 RCH가 있다. 이들 전송 채널들은 일반적으로 사용자 특정 데이터를 특정 사용자 단말로 또는 특정 사용자 단말에 의해 전송되기 위해서 이용된다. 상기 FCH와 RCH는 필요에 따라 그리고 이용가능성에 따라 동적으로 사용자 단말에게 할당 될 수 있다. 상기 FCH는 또한 오버헤드, 페이지 및 방송 메시지를 사용자 단말에게 전송하기 위하여 방송 모드로 이용될 수 있다. 일반적으로, 상기 오버헤드, 페이지 및 방송 메시지는 FCH로 어떤 사용자 특정 데이터보다 먼저 전송된다.
도 4는 TDD-TDM 프레임 구조(300a) 기반의 BCH, FCCH, FCH, RCH 및 RACH를 통한 전형적인 전송을 보여준다. 이러한 실시예에서, 하나의 BCH PDU(410)와 하나의 FCCH PDU(420)는 BCH 세그먼트(310)와 FCCH 세그먼트(320)에서 각각 전송된다. FCH 세그먼트(330)는 하나 이상의 FCCH PDU들(430)을 전송하기 위해서 이용될 수 있다. 여기서 상기 각 FCCH PDU는 특정 사용자 단말 또는 다중 사용자 단말들을 위해서 이용될 수 있다. 비슷한 방법으로, 적어도 하나의 RCH PDU들(440)은 적어도 하나의 사용자 단말들에 의해서 RCH 세그먼트(340)로 전송될 수 있다. 각 FCH/RCH PDU의 시작은 선행하는 세그먼트의 끝으로부터 FCH/RCH 옵셋에 의해서 지시된다. RACH PDU들의 갯수(450)는 하기에서 기술되는 것처럼 쇼트 메시지(short mesage)들을 전송하기 위하여 상기 시스템에 접속하는 사용자 단말들의 수만큼 RACH 세그먼트(350)로 전송된다.
명확히, 전송 채널들이 도 3A 및 4에서 보인 특정 TDD-TDM 프레임 구조를 위해서 기술된다.
1. 방송 채널(BCH)-하향 링크
상기 BCH는 비콘 파일럿, MIMO 파일럿 및 시스템 파라미터들을 사용자 단말들에게 전송하기 위해서 액세스 포인트에 의해서 이용된다. 상기 비콘 파일럿은 시스템 타이밍과 주파수를 획득하기 위하여 사용자 단말들에 의해서 이용된다. 상기 MIMO 파일럿은 액세스 포인트 안테나들이나 사용자 단말 안테나들에 의해서 형성된 MIMO 채널을 추정하기 위하여 사용자 단말들에 의해서 이용된다. 상기 비콘 파일럿과 상기 MIMO 파일럿은 하기에서 좀 더 상세히 기술된다. 상기 시스템 파라미터들은 상향 링크 및 하향 링크 전송의 다양한 속성들을 특정한다. 예를 들어, FCCH, FCH, RACH, 및 RCH 세그먼트들의 구간들이 가변적이기 때문에 현재의 TDD 프레임에 대한 이들 세그먼트 각각의 길이를 특정하는 상기 시스템 파라미터들은 상기 BCH로 전송된다.
도 5A는 BCH PDU(410)의 실시예를 보여준다. 이러한 실시예에서, BCH PDU(410)는 프리앰블부(510)와 메시지부(516)를 구비한다. 프리앰블부(510)는 비콘 파일럿부(512)와 MIMO 파일럿부(514)를 구비한다. 상기 비콘 파일럿부(510)는 비콘 파일럿을 반송하며 TCF = 8 ㎲의 고정구간을 갖는다. MIMO 파일럿부(514)는 MIMO 파일럿을 반송하며 TMF= 32 ㎲고정구간을 갖는다. 메시지부(516)는 BCH 메시지를 반송하며 TBM=40㎲ 고정구간을 갖는다. BCH PDU구간은 TCF + TMF+ TBM = 80㎲로 고정된다.
프리앰블은 적어도 한 종류의 파일럿 및/또는 다른 정보를 전송하기 위하여 이용될 수 있다. 비콘 파일럿은 모든 전송 안테나들로부터 전송되는 특정 변조 심볼들의 집합을 구비한다. MIMO 파일럿은 다른 직교 코드들을 가지고 모든 전송 안테나들로부터 전송된 후 수신기들로 하여금 각 안테나로부터 전송된 파일럿을 복원하도록 하는 특정 변조 심볼들의 집합이다. 다른 변조 심볼들의 집합들이 상기 비콘 파일럿과 상기 MIMO 파일럿을 위해서 이용될 수 있다. 상기 비콘 파일럿과 상기 MIMO 파일럿의 발생은 하기에서 좀 더 기술된다.
BCH 메시지는 시스템 구성 정보를 반송한다. 표 5는 전형적인 BCH 메시지 포맷에 대한 필드들을 보여준다.
BCH 메시지
필드/파라미터 명칭(field/parameter nagmes) 길이(비트) (length/bits) 설명(Description)
프레임 카운터(frame counter) 4 TDD 프레임 카운터
Net ID 10 네트워크 식별자 (ID)
AP ID 6 액세스 포인트 식별자
AP Tx Lv1 4 액세스 포이트 전송 레벨
AP Tx Lv2 3 액세스 포인트 수신 레벨
FCCH 길이 (FCCH Lenght) 6 FCCH 구간 (OFDM 심볼 단위)
FCCH 레이트(FCCH Rate) 2 FCCH 물리계층 레이트
FCH 길이(FCH Length) 9 FCH 구간 (OFDM 심볼 단위)
RCH 길이 (RCH Length) 9 RCH 구간 (OFDM 심볼 단위)
RACH 길이 (RACH Length) 5 RACH 구간 (RACH 슬럿 단위)
RACH 슬럿 사이즈 (RACH Slot Size) 2 RACH 슬럿 구간 (OFDM 심볼단위)
RACH 보호 구간 (RACH Guard Interval) 2 RACH 종단의 보호 구간
순환 프리픽스 구간 (Cyclic Prefix Duration) 1 순환 프리픽스 구간
페이지 비트 (Page Bit) 1 "0" = FCH로 전송되는 페이지 메시지"1" = 전송되는 페이지 메시지가 존재하지 않음
방송 비트 (Broadcast Bit) 1 "0" = FCH로 전송되는 방송메시지"1"=전송되는 페이지 메시지가 존재하지 않음
RACH 확인 비트 (RACH Acknowledgment Bit 1 "0" = FCH로 전송되는 RACH 확인"1"= 전송되는 RACH 확인 비트 없음
CRC 16 BCH 메시지에 대한 CRC 값
트레일 비트(TrailBits) 6 컨벌루션 복호화기를 위한 트레일 비트
예약 비트(Reserved) 32 차후 사용을 위해 예약
프레임 카운터 값은 액세스 포이트와 사용자 단말에서 여러 프로세스들(예, 파일럿, 스크램블링 코드들, 커버 코드, 등)을 동기화 시키기 위하여 이용될 수 있다. 상기 프레임 카운터는 랩 어라운드(wrap around)하는 4 비트 카운터로 구현될 수 있다. 이러한 카운터는 각 TDD 프레임이 시작할 때 증가된다. 또한 카운터 값은 프레임 카운터 필드에 포함된다. ‘Net ID’ 필드는 액세스 포인트가 속한 네트워크의 식별자 (ID)를 지시한다. ‘AP ID’는 상기 네트워크 ID안의 액세스 포인트의 ID를 지시한다. ‘AP Tx Lv1’ 및 ‘AP Rx Lv1’ 필드들은 액세스 포인트에서 최대 전송 전력 레벨과 요구된 수신 전력 레벨을 각각 지시한다. 요구된 수신 전력 레벨은 최초의 상향 링크 전송 전력을 결정하기 위해서 사용자 단말에 의해서 이용될 수 있다.
'FCCL 길이', 'FCH 길이' 및‘RCH 길이' 필드들은 현재 TDD 프레임에 대한 FCCH, FCH, 및 RCH 세그먼트들의 길이를 각각 지시한다. 이러한 세그먼트들의 길이들은 OFDM 심볼들 단위로 주어진다. BCH에 대한 OFDM 심볼 구간은 4.0 ㎲로 고정된다. 모든 전송 채널들 (즉, FCCH, FCH, RACH, 및 RCH)에 대한 OFDM 심볼 구간은 가변적이며 ’순환 프리픽스 구간(Cyclic Prefix Duration)' 필드들에 의해서 지정되는 선택된 순환 프리픽스에 따라 달라 진다. ‘FCCH 레이트(FCCH Rate)' 필드는 현재 TDD 프레임에서 FCCH에 적용되는 레이트를 지시한다.
'RACH 길이' 필드는 RACH 슬럿(slot) 단위로 주어지는 RACH 세그먼트의 길이를 지시한다. 각 RACH 슬럿 구간은 OFDM 심볼들 단위로 ’RACH 슬럿 사이즈 (RACH Slot Size)'필드에 의해서 주어진다. ‘RACH 보호구간 (RACH Guard Interval)'필드는 마지막 RACH 슬럿과 다음 TDD 프레임의 RCH 세그먼트 시작사이의 시간의 양을 지시한다. RACH를 위한 이러한 필드들은 하기에 상세히 기술된다.
페이지 비트 (Page Bit)필드와 방송 비트 (Broadcast Bit)필드는 페이지 메시지들과 방송 메시지들이 현재 TDD 프레임의 FCH로 전송되고 있는지를 각각 지시한다. 이들 두 비트들은 각 TDD 프레임에서 독립적으로 설정될 수 있다. RACH 확인 비트(RACH Acknowledment Bit)필드는 이전 TDD 프레임들의 RACH로 전송된 PDU들에 대한 확인이 현재 TDD 프레임들의 FCCH 위에서 전송되고 있는지를 지시한다.
CRC 필드는 전체 BCH 메시지에 대한 CRC 값으로 구성된다. 이러한 CRC 값은 수신 BCH 메시지가 옳게 복호화 되었는지 (즉, 양호한지) 틀리게 복호화 되었는지(즉, 지워졌는지)를 결정하기 위하여 사용자 단말에 의해서 이용될 수 있다.트레일 비트들(Trail bits) 필드는 BCH 메시지 끝에서 컨벌루션 부호화기(Convolutional encoder)들을 공지된 상태로 리셋(reset)하기 위하여 이용되는 일련의 0들로 이루어진다.
표 5에서 보는 바와 같이, BCH 메시지는 전체 120 비트들로 이루어진다. 이들 120 비트들은 하기에서 상세히 기술되는 과정을 이용하여 10 OFDM 심볼들을 가지고 전송 될 수 있다.
표 5는 상기 BCH 메시지 포맷의 특정 실시예를 예시한다. 표 5에서 보여진 필드들보다 더 적은 필드들을 구비하거나, 부가적인 필드들을 구비하거나 다른 필드들을 구비한 BCH 메시지 포맷들이 정의되어 이용될 수 있고 이것은 본 발명의 영역 안에 있다.
2. 하향 제어 채널 (FCCH, Forward Control Channel)-하향 링크
실시예에서, 액세스 포인트는 프레임 단위로 FCCH와 RCH에 자원을 할당할 수 있다. FCCH는 FCH 및 RCH에 할당 자원을 나르기 위해서 액세스 포인트에 의해서 이용된다 (즉, 채널 할당).
도 5B는 FCCH PDU(420)의 실시예를 보여준다. 이런 실시예에서, FCCH PDU는 FCCH 메시지부(520)만으로 이루어진다. FCCH 메시지는 프레임간에 변할 수 있고 그 프레임의 FCCH 상에서 반송되고 있는 스케줄링 정보의 양에 따라 달라지는 가변 구간을 갖는다. FCCH 메시지 구간은 OFDM 심볼들의 짝수 번호로 주어지고 BCH 메시지의 FCCH 길이 필드에 의해서 주어진다. 다이버서티 모드를 이용함으로써 전송되는 메시지들 (예, BCH 메시지 및 FCC 메시지)의 구간은 하기에서 기술되는 것처럼 OFDM 심볼들이 다이버서티 모드에서 쌍으로 전송하기 때문에 짝수의 OFDM 심볼들로 주어진다.
실시예에서, FCCH는 4개의 가능한 레이트로 이용하면서 전송된다. 각 TDD 프레임의 FCCH PDU에 대해서 이용되는 특정 레이트는 BCH 메시지의 ‘FCCH Phy 모드’ 필드에 의해서 지시된다. 각각의 FCCH 모드는 특정 코드 레이트와 특정 변조 방식에 대응되고 표 6에서 보여진 것처럼 특정 전송 모드와 연관된다.
FCCH 메시지는 '0’, ‘1’, 다중 정보 요소(IE, information element)들로 이루어 질 수 있다. 각 정보 요소는 특정 사용자 단말과 연관 될 수 있고 그 사용자 단말의 FCH/RCH 자원의 할당을 지시하는 정보를 제공하기 위하여 이용된다. 표 6은 전형적인 FCCH 메시지 포맷에 대한 필드들을 보여준다.
FCCH 메시지 (FCCH Message)
필드/파라미터 명칭 길이 (bits) 설명 (Description)
N_IE 6 FCCH 메시지에 구비된 정보요소들의 수
N_IE 정보 요소들 각각은 포함한다
IE Type 4 IE Type
MAC ID 10 사용자 단말에 할당된 ID
제어 필드들(Control Fields) 48또는 72 채널 할당을 위한 제어 필드들
패딩 비트 (padding bits) 가변 FCCH 메시지에서 OFDM 심볼들의 짝수를 이루기 위한 패드비트들(pad bits)
CRC 16 FCCH 메시지에 대한 CRC 값
트레일 비트(Trail bits) 6 컨볼루션 복호화를 위한 트레일 비트
N_IE 필드는 현재 TDD프레임 속에 전송되는 FCCH 메시지에 구비된 정보 요소들의 수를 지시한다. FCCH 메시지에 구비된 정보 요소 (IE)에 대해서, 상기 IE 타입 필드는 이런 정보 요소의 특정 타입을 지시한다. 정보 요소 타입들의 수는 하기에서 기술되는 다른 전송 타입들에 대해 자원을 할당하기 위하여 정의된다.
'MAC ID'필드는 정보 요소를 원하는 특정 사용자 단말을 식별하다. 각 사용자 단말은 통신 세션 시작 시에 액세스 포인트와 등록한다. 상기 액세스 포인트에 의해서 유일한 MAC ID를 할당 받는다. 이러한 MAC ID는 세션 동안 사용자 단말을 식별하기 위해서 이용된다.
‘제어 필드’는 채널 할당 정보를 사용자 단말에 전달하기 위해 이용되고 하기에서 상세히 기술된다. ‘패딩 비트’필드는 패딩 비트들의 충분한 비트수를 FCCH 메시지의 전체적인 길이가 OFDM 심볼들의 짝수가 되도록 구비한다. FCCH CRC 필드는 사용자 단말에 의해서 이용되어 수신 FCCH 메시지가 옳게 또는 틀리게 복호화 되었는지를 결정할 수 있다. 트레일 비트(Trail bits)필드는 FCCH 메시지 끝에서 컨벌루션 부호화기(Convolutional encoder)들을 공지된 상태로 리셋(reset)하기 위하여 이용되는 일련의 0들로 이루어진다. 이들 필드중 일부는 이하에서 상세히 기술된다.
다수의 전송모드들이 표 1에서 지시된 것처럼 FCH와 RCH를 대해서 MIMO WLAN 시스템에 의해서 지지된다. 게다가, 사용자 단말은 연결 동안 활성 또는 아이들 상태일 수 있다. 그렇게, 다수의 정보 요소의 타입은 다른 전송 타입에 대해서 FCH/RCH 자원을 할당하는데 이용될 수 있다. 표 7은 전형적인 정보 요소 타입들을 보여준다.
FCCH 정보 요소 타입 (FCCH IE Type)
IE_Type IE 크기 (IE 크기) IE 타입 (IE Type) 설명 (Description)
0 48 다이버서티 모드 다이버서티 모드만
1 72 공간적인 다중화 모드 공간적인 다중화 모드- 가변 레이트 서비스
2 48 아이들 모드 아이들 상태-가변 레이트 서비스
3 48 RACH 확인 RACH 확인-다이버서티 모드
4 빔 조향 모드 빔 조향 모드
5-15 - 예약 차후 사용을 위한 예약
정보 요소 타입들 0, 1, 및 4에 대해서, 자원들은 FCH와 RCH (즉, 채널 쌍들로) 모두에 대해 특정 사용자 단말들에게 할당된다. 정보요소 타입 2에서, 최소의 자원들이 FCH 와 RCH로 사용자 단말에 할당되어 링크의 최신 추정치를 유지한다. 각 정보 요소 타입에 대한 전형적인 포맷은 하기에서 기술된다. 일반적으로, FCH와 RCH에 대한 레이트와 구간들은 사용자 단말에게 독립적으로 할당된다.
A. IE Type 04-다이버서티/빔 조향 모드
정보 요소 타입 0과 4는 다이버서티 모드와 빔 조향 모드에서 FCH/RCH 자원들을 할당하기 위하여 각각 이용된다. 고정 저 레이트 (low-rate) 서비스에서 (예, 음성), 레이트는 호 수행 동안 고정된 레이트로 유지된다. 가변 레이트 서비스에서, 레이트는 FCH와 RCH에 개별적으로 선택될 수 있다. FCCH 정보요소는 사용자 단말에 할당된 FCH PDU들과 RCH PDU들의 위치를 지시한다. 표 8은 전형적인 정보 요소 타입 0과 4를 갖는 정보 요소의 필드들을 보여준다.
FCCH 정보요소 타입 0과 4
필드/파라미터 명칭 (Fields/parameter names 길이 (length) 설명(Description)
IE Type 4 IE 타입
MAC ID 10 사용자 단말에 할당된 잠정적 ID
FCH 옵셋 (FCH Offset) 9 TDD 프레임 시작으로부터의 FCH 옵셋 (OFDM 심볼들에서)
FCH 프리앰블 타입 (FCH Preamble Type) 2 FCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼들에서)
FCH 레이트 (FCH Rate) 4 FCH에 대한 레이트
RCG 옵셋(RCH offset) 9 TDD 프레임의 시작으로부터 RCH 옵셋 (OFDM 심볼에서)
RCH 프리앰블 타입 (RCH Preamble Type) 2 RCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼에서)
RCH 레이트(RCH Rate) 4 RCH에 대한 레이트
RCH 타이밍 조정 (RCH timing adjustment) 2 RCH에 대한 타이밍 조정 파라메터
RCH 전력 제어 (RCH Power Control) 2 RCH에 대한 전력 제어 비트
FCH 옵셋 필드와 RCH 옵셋 필드는 현재 TDD 프레임의 시작으로부터 정보 요소에 의해 할당되는 FCH PDU와 RCH PDU의 시작까지의 시간 옵셋을 각각 지시한다. FCH 레이트 필드와 RCH 레이트 필드는 FCH와 RCH에서의 레이트들을 각각 지시한다.
FCH 프리앰블 타입 (FCH preamble type)필드와 RCH 프리앰블 (RCH preamble type)필드는 FCH PDU와 RCH PDU의 프리앰블 사이즈를 각각 지시한다. 표 9는 FCH 프리앰블 타입 필드와 RCH 프리앰블 타입 필드의 값들과 관련 프리앰블 사이즈를 보여준다.
프리앰블 타입 (Preamble Type)
타입(Type) 비트(Bits) 프리앰블 사이즈(Preamble Size)
0 00 0 OFDM 심볼
1 01 1 OFDM 심볼
2 10 4 OFDM 심볼
3 11 8 OFDM 심볼
RACH 타이밍 조정 필드는 두 비트로 이루어지고 이 RACH 타이밍 조정 필드는 MAC ID 필드에 의해서 식별되는 사용자 단말로 부터의 상향 링크 전송의 타이밍을 조정하는데 이용된다. 이 타이밍 조정은 상향 링크 및 하향 링크 전송이 시 분할 이중화되는 TDD 기반 프레임 구조 (도 3A에서 보인 것처럼)에서 간섭을 줄이기 해 이용된다. 표 10은 RCH 타이밍 조정에 대한 값과 관련 동작을 보여준다.
RCH 타이밍 조정
비트(Bits) 설명 (Description)
00 현재 타이밍 유지
01 1 샘플씩 상향 전송 타이밍 전진
10 1 샘플씩 상향 전송 타이밍 지연
11 미 사용
RACH 전력 제어 필드는 식별된 사용자 단말로 부터의 상향 링크 전송에 대한 단말 전력을 조정하기 위해 2 비트로 이루어진다. 이 전력 제어는 상향 링크에 대한 간섭을 줄이기 위해 이용된다. 표 11은 RCH 전력 제어 필드에 대한 값과 관련 동작을 보여준다.
RCH 전력 제어
비트(Bits) 설명 (Description)
00 현 전송 전력 유지
01 δdB만큼 전송 전력 증가, 여기서 δ는 시스템 파라미터
10 δdB만큼 전송 전력 감소, 여기서 δ는 시스템 파라미터
11 미 사용
식별된 사용자 단말에 대한 채널 할당이 다양한 방법으로 제공될 수 있다. 하나의 실시예에서, 사용자 단말은 현재 TDD 프레임으로부터만 FCH/RCH 자원을 할당 받는다. 다른 실시예에서, FCH/RCH 자원은 각 TDD 프레임 단위로 단말에 그 TDD 프레임이 취소될 때까지 할당된다. 또 다른 실시예에서, FCH/RCH 자원이 n 번째 TDD 프레임 마다 사용자 단말에게 할당된다. 이것은 TDD 프레임들의 데시메이티드 스케듈링 (decimated scheduling)이라고 불린다. 또한 다른 종류의 할당이 FCCH 정보 요소에서 할당 타입 필드에 의해서 지시될 수 있다.
B. IE Type 1- 공간적 다중화 모드
IE Type 1은 공간적 다중화 모드를 이용하여 사용자 단말에 FCH/RCH 자원을 할당하기 위해서 이용된다. 이들 사용자 단말의 레이트는 가변적이고 FCH 및 RCH와는 독립적으로 선택될 수 있다. 표 12는 바람직한 IE type 1 정보 요소의 필드들을 보여준다.
FCCH 정보요소 타입 1 (FCCH IE Type 1)
필드/파라메터 명칭 (Field/Parameter 명칭) 길이 (Length)bits 설명 (Description)
IE 타입 (IE Type) 4 IE 타입
MAC ID 10 사용자 단말에 할당된 임시 식별자
FCH 옵셋 9 FCCH의 끝에서 부터의 FCH 옵셋 (OFDM 심볼에서)
FCH 프리앰블 타입(FCH Preamble Type) 2 FCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼에서)
FCH 공간 채널 1 레이트 4 공간 채널 1의 FCH에 대한 레이트
FCH 공간 채널 2 레이트 4 공간 채널 2의 FCH에 대한 레이트
FCH 공간 채널 3 레이트 4 공간 채널 3의 FCH에 대한 레이트
FCH 공간 채널 42 레이트 4 공간 채널 4의 FCH에 대한 레이트
RCH 옵셋 (RCH offset) 9 FCH의 끝으로부터의 RCH 옵셋(OFDM 심볼에서)
RCH 프리앰블 타입 (RCH Preamble Type) 2 RCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼에서)
RCH 공간 채널 1 레이트 4 공간 채널 1의 RCH에 대한 레이트
RCH 공간 채널 2 레이트 4 공간 채널 2의 RCH에 대한 레이트
RCH 공간 채널 3 레이트 4 공간 채널 3의 RCH에 대한 레이트
RCH 공간 채널 4 레이트 4 공간 채널 4의 RCH에 대한 레이트
RCH 타이밍 조정 2 RCH에 대한 타이밍 조정 파라미터
예약 2 차후 사용을 위한 예약
IE Type 1에 대해서, 각 공간적 채널의 레이트는 FCH 와 RCH와는 독립적으로 선택될 수 있다. 공간적 다중화 모드의 레이트의 해석은 그것이 공간적 채널 단위로 레이트를 지정할 수 있다는데 있다 (표 12에서 보여준 예에서 네 개의 공간적 채널당 레이트를 지정한다). 송신기가 고유모드에서 데이터를 송신하기위해 공간적 처리를 수행하는 경우 레이트는 아이겐 모드(eigenmode) 단위로 제공된다. 송신기가 송신 안테나로부터 데이터를 송신하기만 하고 수신기는 (비 조향된 공간 다중화 모드에서) 데이터를 격리하고 복원 하기위해 공간적 처리를 수행하는 경우 레이트는 안테나 단위로 주어진다.
정보 요소는 인에이블된 모든 공간 채널들의 레이트로 이루어졌고 인에이블 되지 않은 공간채널들에 대해서는 0들로 이루어진다. 4개 이하의 송신 안테나를 구비하고 있는 사용자 단말들은 이용되지 않는 FCH/RCH 공간 채널 레이트 필드를 0으로 설정한다. 액세스 포인트가 4개 송신/수신 안테나들로 이루어지기 때문에, 4개 이상의 송신 안테나를 가진 사용자 단말은 4개의 독립적인 데이터 스트림들까지만 전송할 수 있다.
C. IE Type 2- 아이들 모드(Idle Mode)
IE Type 2는 아이들 상태에서 (하기에서 기술) 동작하는 사용자 단말기들의 제어 정보를 제공하는데 이용된다. 실시예에서, 사용자 단말이 아이들 상태에 있을때, 액세스 포인터와 사용자 단말에 의해 공간적 처리를 위해 이용되는 조향 벡터들은 데이터 전송이 재개되는 경우 빠르게 시작할 수 있도록 연속적으로 갱신된다. 표 13은 전형적인 IE Type 2 정보요소의 필드들을 보여준다.
FCCH 정보 요소 타입 2 (FCCH IE Type 2)
필드/파라메터 명칭 (Fields/Parameter Names) 길이 (Length) bits 설명(Description)
IE 타입 (IE Type) 4 IE 타입
MAC ID 10 사용자 단말에 할당되는 임시 식별자
FCH 옵셋(FCH Offset) 9 FCCH 끝으로 부터의 FCH 옵셋(OFDM 심볼들에서)
FCH 프리앰블 타입 (FCH Preamble Type) 2 FCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼들에서)
RCH 옵셋(RCH Offset) 9 FCH의 끝으로 부터의 RCH 옵셋(OFDM 심볼에서)
RCH 프리앰블 타입 (RCH Preamble Type) 2 RCH 프리앰블 사이즈 (OFDM 심볼에서)
예약 12 차후 사용을 위한 예약
D. IE Type 3-RACH 빠른 확인
IE Type 3은 RACH를 통하여 시스템에 접속하기 위해 시도 하는 사용자 단말에 대해 빠른 확인을 제공한다. 사용자 단말은 시스템에 접속하기 위해서 또는 액세스 포인트에 단문 메시지(short message)를 보내기 위해 상향 링크으로 RACH PDU를 전송할 수 있다. 사용자 단말은 RACH PDU를 전송한 후 BCH를 감시하여 RACH 확인 비트가 설정되었는지를 판단한다. 사용자 단말이 성공적으로 시스템에 접속하고 확인이 FCCH상의 적어도 하나의 사용자 단말에게 전송되고 있다면 상기 RACH 확인 비트는 액세스 포인트에 의해서 설정된다. 이 비트가 설정된다면, 사용자 단말은 FCCH로 전송된 확인에 대해 FCCH를 처리한다. 액세스 포인트는 자원 할당 없이 사용자 단말로 부터의 RACH PDU들을 옳게 복호화 했는지를 확인하고 싶은 경우 IE Type 3의 정보를 전송한다. 표 14는 전형적인 IE Type 3 정보 요소의 필드들을 보여준다.
필드/파라메터 명칭(Fields/Parameter 명칭) 길이/비트 (length/bits) 설명(Description)
IE 타입(IE Type) 4 정보 요소 타입
MAC ID 10 사용자 단말에 할당된 임시 ID
예약 34 차후 사용을 위한 예약
하나 또는 여러 종류의 확인이 정의 되어 FCCH로 보내질 수 있다. 예를 들어, 빠른 확인 (quick acknowledgment)과 할당 기본 확인(assignment-based acknowledgment)이 정의될 수 있다. 빠른 확인은 RACH PDU가 액세스 포인트에 의해서 수신됐지만 FCH/RCH 자원은 사용자 단말에 할당되지 않음을 간단히 확인하기 위해서 이용될 수 있다. 할당 기본 확인은 현재 TDD 프레임에 대한 FCH 및/또는 RCH에 대한 할당으로 이루어진다.
FCCH는 다른 방법으로 구현되어 다양한 방법으로 전송될 수 있다. 일 실시예에서, FCCH는 BCH 메시지로 신호를 보내면서 싱글 레이트로 전송된다. 예를 들어, 이런 싱글 레이트는 FCCH가 현재 TDD 프레임으로 전송되고 있는 모든 사용자 단말들 중 가장 낮은 신호 대 잡음 및 간섭 잡음 (SNR, signal-to-noise and-interference ratios)에 근거해서 선택될 수 있다. 다른 레이트들이 각 TDD 프레임의 수신 사용자 단말들의 채널 조건에 따라 다른 TDD 프레임에 적용될 수 있다.
다른 실시예에서, FCCH는 다중 FCCH 서브 채널들 (예, 4개의 FCCH 서브 채널들)로 구현된다. 각 FCCH 부채널은 각각 다른 속도로 전송되고 그 부채널을 복원하기 위하여 다른 SNR을 구비한다. FCCH 부채널들은 가장 낮은 레이트에서 가장 높은 레이트 순으로 전송된다. 각 FCCH 부채널은 주어진 TDD 프레임으로 전송될 수도 그렇지 않을 수도 있다. (가장 낮은 레이트를 가진) 제 1 FCCH 부채널은 첫 번째로 전송되고 모든 사용자 단말에 의해서 수신될 수 있다. 이러한 FCCH 부채널은 남아 있는 각 FCCH 부채널이 현재 TDD 프레임으로 전송될지 아닐지를 지시한다. 각 사용자 단말은 전송된 FCCH 부채널들을 처리하여 그 사용자 단말의 정보 요소를 획득할 수 있다. 각 사용자 단말은 (1) 현 FCCH 부채널 복호화 실패 (2) 현 FCCH 부채널로 그것의 FCCH 정보 요소 수신 (3) 전송된 FCCH가 모두 처리 되었는지 등과 같은 조건들이 발생하면 FCCH의 처리를 중단할 수 있다. 여기서 사용자 단말은 FCCH 복호화를 실패하자마자 FCCH의 처리를 중단시킨다. 왜냐하면 FCCH 부채널들은 레이트가 증가되면서 전송되고 사용자 단말은 고속으로 전송되는 연속적인 FCCH 부채널들을 복호화 할 수 없기 때문이다.
3. 임의 접속 채널(Random Access Channel; RACH) - 상향 링크
RACH는 사용자에 의해 시스템에 접속하고 단문 메시지를 접속점에 전송하는데 사용된다. RACH의 동작은 슬롯 알로하 임의 접속 프로토콜(slotted Aloha randomm access protocol)을 그 기반으로 하는데, 이후로 그에 관해 설명하기로 한다.
도 5C는 RACH PDU 450의 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 RACH PDU가 프리앰블부(552)와 메시지부(554)를 포함한다. 프리앰블부(552)는 사용자 단말이 다중 안테나를 구비한 경우에 스티어링된 참조치(즉, 스티어링된 파릴럿)을 전송하는데 사용될 수 있다. 스티어링된 참조치는 상향 링크로 전송되기 전에 공간 처리된 특정 세트의 변조 심벌로 이뤄진 파일럿이다. 공간 처리는 파일럿으로 하여금 MIMO 채널의 특정의 고유 모드로 전송될 수 있게끔 한다. 스티어링된 참조치를 처리하는 것에 관해서는 더욱 상세히 후술하기로 한다. 프리앰블부(552)는 2개의 OFDM 심벌 이상의 고정된 시간 길이를 갖는다. 메시지부(554)는 RACH 메시지를 나르고, 가변 시간 길이를 갖는다. 따라서, RACH PDU의 시간 길이는 가변적이다.
일 실시예에서는 RACH에 대해 4개의 상이한 속도가 지원된다. 각각의 RACH 메시지에 사용되는 특정의 속도는 2-비트 RACH 데이터 속도 지시자(DRI)에 의해 지시되는데, 그 DRI는 도 5C에 도시된 바와 같이 RACH PDU의 프리앰블부에 끼워 넣어진다. 일 실시예에서는 RACH에 대해 4개의 상이한 메시지 크기가 또한 지원된다. 각각의 RACH 메시지의 크기는 RACH 메시지에 포함된 Message Duration 필드에 의해 지시된다. 각각의 RACH 속도는 1개, 2개, 3개, l또는 4개 모두의 메시지 크기를 지원한다. 표 15는 4개의 RACH 속도, 그와 관련된 코딩과 변조 파라미터, 및 그 RACH 속도에 의해 지원되는 메시지 크기를 리스트로 나타낸 것이다.
RACH 속도 RACH 메시지 크기(단위: 비트 및 OFDM 심벌)
bps/㎐ 코드 속도 변조 DRI 96 비트 192 비트 384 비트 768 비트
0.25 0.25 BPSK (1,1) 8 n/a n/a n/a
0.5 0.5 BPSK (1,-1) 4 8 n/a n/a
1 0.5 QPSK (-1,1) 2 4 8 n/a
2 0.5 16 QAM (-1,-1) 1 2 4 8
RACH 메시지는 사용자 단말로부터의 단문 메시지 및 접속 요청을 나른다. 표 16은 전형적인 RACH 메시지 포맷의 각종의 필드 및 4개의 상이한 메시지 크기 각각에 대한 각 필드의 크기를 리스트로 나타낸 것이다.
필드/ 파라미터 이름 RACH 메시지 크기 설명
96 비트 192 비트 384 비트 768 비트
Message Duration 2 2 2 2 메시지의 지속시간
MAC PDU Type 4 4 4 4 RACH 메시지 타입
MAC ID 10 10 10 10 MAC ID
Slot ID 6 6 6 6 Tx 슬롯 ID
Payload 44 140 332 716 정보 비트
CRC 24 24 24 24 RACH 메시지에 대한 CRC 값
Tail Bits 6 6 6 6 테일 비트
Message Duration 필드는 RACH 메시지의 크기를 지시한다. MAC PDU 타입 필드는 RACH 메시지 타입을 지시한다. MAC ID 필드는 RACH 메시지를 전송하는 사용자 단말을 독자적으로 식별하는 MAC ID를 포함한다. 초기 시스템 접속 동안 사용자 단말에 독자적인 MAC ID가 할당되지 않았을 경우에는 등록 MAC ID(예컨대, 등록의 목적으로 남겨둔 특정의 값)가 MAC ID 필드에 포함될 수 있다. Slot ID 필드는 RACH PDU가 탑재되어 전송되었던 시작 RACH 슬롯을 지시한다(RACH 타이밍 및 전송에 관해서는 후술하기로 한다). Payload 필드는 RACH 메시지를 위한 정보 비트를 포함한다. CRC 필드는 RACH 메시지에 대한 CRC 값을 포함하고, Tail Bits 필드는 RACH에 대한 콘볼루셔널 인코더(convolutional encoder)를 리셋하는데 사용된다. 시스템 접속을 위한 BCH 및 FCCH와 연계된 RACH의 동작에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다.
RACH는 "고속(fast)" RACH(F-RACH) 및 "저속(slow)" RACH(S-RACH)로 구축될 수도 있다. F-RACH 및 S-RACH는 상이한 동작 상태에서 사용자 단말을 효율적으로 지원하도록 설계될 수 있다. 예컨대, F-RACH는 (1) 시스템에 등록한 사용자 단말, (2) 그 전송 타이밍을 적절히 앞당김으로써 그 라운드 트립 지연(Round Trip Delay; RTD)을 보상할 수 있는 사용자 단말, 및 (3) F-RACH로 동작하는데 필요한 SNR을 구현한 사용자 단말에 의해 사용될 수 있다. S-RACH는 임의의 이유로 F-RACH를 사용할 수 없는 사용자 단말에 의해 사용될 수 있다.
가능할 때마다 시스템에의 신속한 접속을 용이하게 하고 임의 접속을 구축하는데 필요한 시스템 자원의 양을 최소화시키는 각양의 설계가 F-RACH 및 S-RACH에 사용될 수 있다. 예컨대, F-RACH는 좀더 짧은 PDU를 사용할 수 있고, 좀더 약한 코딩 방안을 채용할 수 있으며, 접속점에 대략 시간에 맞춰 도착하는데 F-RACH PDU를 필요로 할 수 있고, 슬롯 알로하 임의 접속 방안을 사용할 수 있다. S-RACH는 좀더 긴 PDU를 사용할 수 있고, 좀더 강한 코딩 방안을 채용할 수 있으며, S-RACH PDU가 접속점에 제시간 내에 시간에 맞추지 못한 채 도착하는 것을 허용할 수 있고, 비슬롯(unslotted) 알로하 임의 접속 방안을 사용할 수 있다.
단순화를 위해, 이후의 설명에서는 MIMO WLAN 시스템에 단일의 RACH가 사용되는 것으로 가정하기로 한다.
4. 순방향 채널(Forward Channel; FCH) - 하향 링크
FCH는 접속점에 의해 사용자 특정 데이터(user-specific data)를 특정의 사용자 단말에 전송하고 페이지/동보 메시지(page/broadcast messages)를 다중 사용자 단말에 전송하는데 사용된다. FCH는 사용자 단말에 파일럿을 전송하기 위하여 사용될 수 있다. FCH는 프레임당 하나를 기준으로 하여 할당될 수 있다. FCH를 갖가지로 사용하는 편의를 도모하도록 다수의 FCH PDU 타입이 제공된다. 표 17은 FCH PDU 타입의 전형적인 세트를 리스트로 나타낸 것이다.
FCH PDU 타입
코드 FCH PDU 타입 설명
0 Message Only FCH 동보/페이지 서비스/사용자 메시지
1 Message and Preamble FCH 사용자 메시지
2 Preamble Only FCH 유휴 상태
FCH PDU 타입 0은 FCH로 페이지/동보 메시지 및 사용자 메시지/패킷을 전송하는데 사용되고, 메시지/패킷만을 포함한다(특정의 사용자 단말에 대한 데이터는 메시지 또는 패킷으로서 전송될 수 있고, 여기서 그 두 용어는 서로 뒤바뀔 수 있게 사용된다). FCH PDU 타입 1은 사용자 패킷을 전송하는데 사용되고, 프리앰블을 포함한다. FCH PDU 타입 2는 프리앰블만을 포함하지 메시지/패킷을 포함하지 않고, 유휴 상태(Idle state) FCH 트래픽과 관련된다.
도 5D는 FCH PDU 타입 0에 대한 FCH PDU(430a)의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 FCH PDU(430a)가 페이지/동보 메시지 또는 사용자 패킷을 위한 메시지부(534a)만을 포함한다. 메시지/패킷은 FCH PDU에 들어 있는 FCH Message Length 필드에 의해 주어지는 가변 길이를 갖는다. 그러한 메시지 길이는 정수(integer)의 PHY 프레임(후술됨)들로 주어진다. 페이지/동보 메시지에 대한 속도 및 전송 모드에 관해서는 아래에서 지정하고 설명하기로 한다. 사용자 패킷에 대한 속도 및 전송 모드는 관련 FCCH 정보 요소에 지정된다.
도 5E는 FCH PDU 타입 1에 대한 FCH PDU(430b)의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 FCH PDU(430b)가 프리앰블부(532b)와 메시지/패킷부(534b)를 포함한다. 프리앰블부(532b)는 MIMO 파일럿 또는 스티어링된 참조치를 전송하는데 사용되고, 관련 FCCH 정보 요소에 들어 있는 FCH Preamble Type 필드에 의해 주어지는 가변 길이를 갖는다. 메시지/패킷부(534b)는 FCH 패킷을 전송하는데 사용되고, 역시 FCH PDU에 들어 있는 FCH Message Length 필드에 의해 주어지는 가변 길이를 갖는다. FCH 패킷은 관련 FCCH 정보 요소에 의해 지정된 속도 및 전송 모드를 사용하여 전송된다.
도 5F는 FCH PDU 타입 2에 대한 FCH PDU(430b)의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 FCH PDU(430c)가 프리앰블부(532c)를 포함하고, 메시지부를 포함하지 않는다. 프리앰블부의 길이는 FCCH IE에 의해 지시된다. FCH PDU 타입 2는 사용자 단말이 유휴 상태에 있는 동안 사용자 단말로 하여금 그 채널 추정치를 갱신할 수 있게끔 한다.
FCH를 갖가지로 사용하는 편의를 도모하도록 다수의 FCH 타입이 제공된다. 표 18은 FCH 메시지 타입의 전형적인 세트를 리스트로 나타낸 것이다.
FCH 메시지 타입
코드 FCH 메시지 타입 설명
0 Page Message 페이지 메시지- 다이버시티 모드, 속도= 0.25 bps/㎐
1 Broadcast Message 동보 메시지- 다이버시티 모드, 속도= 0.25 bps/㎐
2 User Packet 전용 채널 동작- 사용자 단말 특정 PDU, FCCH에 지정된 속도
3 - 15 Reserved 장래 사용을 위해 예비
페이지 메시지는 다중 사용자 단말을 페이징하는데 사용될 수 있고, FCH PDU 타입 0을 사용하여 전송된다. BCH 메시지에 들어 있는 Page Bit가 설정되면, 우선 페이지 메시지를 갖는 하나 이상의 FCH PDU(또는 "Page PDU")가 FCH로 전송된다. 다중 Page PDU는 동일한 프레임에 담겨져 전송될 수 있다. Page PDU는 사용자 단말에 의한 올바른 수신의 가능성을 높이기 위해 다이버시티 모드 및 0.25 bps/㎐의 최저 속도를 사용하여 전송된다.
동보 메시지는 다중 사용자 단말에 전보를 전송하는데 사용될 수 있고, FCH PDU 타입 0을 사용하여 전송된다. BCH 메시지에 들어 있는 Broadcast Bit가 설정되면, 임의의 Page PDU가 FCH로 전송된 직후에 동보 메시지를 갖는 하나 이상의 FCH PDU(또는 "Broadcast PDU")가 FCH로 전송된다. Broadcast PDU도 역시 올바른 수신의 가능성을 높이기 위해 다이버시티 모드 및 0.25 bps/㎐의 최저 속도를 사용하여 전송된다.
사용자 패킷은 사용자 특정 데이터를 전송하는데 사용될 수 있고, FCH PDU 타이 1 또는 2를 사용하여 전송될 수 있다. 임의의 Page PDU 및 Broadcast PDU가 FCH로 전송된 직후에 타입 1 또는 2의 User PDU가 FCH로 전송된다. 각각의 User PDU는 다이버시티 모드, 빔 스티어링 모드, 또는 공간 다중화 모드를 사용하여 전송될 수 있다. FCCH 정보 요소는 FCH로 전송되는 각각의 User PDU에 사용될 속도 및 전송 모드를 지정한다.
FCH로 전송되는 메시지 또는 패킷은 정수의 PHY 프레임들로 이뤄진다. 일 실시예에서는, 그리고 전술된 바와 같이, 각각의 PHY 프레임은 필요한 경우에 FCH PDU에 들어 있는 개별 PHY 프레임을 체크하고 재전송할 수 있게끔 하는 CRC 값을 포함할 수 있다. 비동기 서비스에서는 주어진 FCH PDU 내에 들어 있는 PHY 프레임의 세그먼트 분할, 재전송, 및 재조립을 위해 RLP가 채용될 수 있다. 다른 실시예에서는 각각의 PHY 프레임 대신에 각각의 메시지 또는 패킷에 CRC 값이 제공된다.
도 6은 FCH 패킷(534)의 구조의 일 실시예를 나타낸 것이다. FCH 패킷은 정수의 PHY 프레임들로 이뤄진다. 각각의 PHY 프레임은 페이로드 필드(622), CRC 필드(624), 및 테일 비트 필드(626)를 포함한다. FCH 패킷의 제1 PHY 프레임은 메시지 타입 및 시간 길이를 지시하는 헤더 필드(header field)(620)를 추가로 포함한다. FCH 패킷에 들어 있는 마지막 PHY 프레임은 마지막 PHY 프레임을 채우기 위해 페이로드의 끝에 제로 패딩 비트(zero padding bit)를 담고 있는 패드 비트 필드(pad bit field)(628)를 추가로 포함한다. 일 실시예에서는 각각의 PHY 프레임이 6개의 OFDM 심벌로 이뤄진다. 각각의 PHY 프레임에 포함되는 비트의 수는 그 PHY 프레임에 사용되는 속도에 의존하여 달라진다.
표 19는 FCH PDU 타입 0 및 1에 대한 전형적인 FCH PDU의 각종의 필드를 리스트로 나타낸 것이다.
FCH PDU 포맷
필드/파라미터 이름 길이 (비트) 설명
제1PHY 프레임 FCH Message Type 4 FCH 메시지 타입
FCH Message Length 16 FCH PDU에 들어 있는 바이트의 수
Payload 가변 페이로드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼루셔널 인코더에 대한 테일 비트
각각의중간프레임 Payload 가변 페이로드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼류셔널 엔코더에 대한 테일 비트
마지막PHY프레임 Payload 가변 페이로드 비트
Pad bits 가변 PHY 프레임의 여백을 채우기 위한 패드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼류셔널 엔코더에 대한 테일 비트
FCH Message Type 필드 및 FCH Message Length 필드는 FCH PDU의 제1 PHY 프레임의 헤더에 담겨져 전송된다. 페이로드, CRC 및 테일 비트 필드들은 각각의 PHY 프레임에 포함된다. 각각의 FCH PDU의 페이로드부는 페이지/동보 메시지 또는 사용자 패킷에 대한 정보 비트를 나른다. 패드 비트는 필요한 경우에 FCH PDU의 마지막 PHY 프레임을 채우는데 사용된다.
PHY 프레임은 몇 가지 다른 수의 OFDM 심벌(예컨대, 1, 2, 4, 8 등)로 이뤄지도록 규정져질 수도 있다. PHY 프레임은 FCH 및 RCH에 사용될 수 있는 다이버시티 모에 있어 OFDM 심벌이 쌍으로 전송되기 때문에 짝수의 OFDM 심벌로 규정져질 수 있다. PHU 프레임 크기는 예상되는 트래픽에 의거하여 비효율성이 최소화되도록 선택될 수 있다. 특히, 프레임 크기가 지나치게 크면, 소량의 데이터를 전송하는데 큰 PHY 프레임을 사용하는 것으로부터 기인하여 비효율성이 유발된다. 선택적으로, 프레임 크기가 지나치게 작으면, 오버헤드가 프레임의 보다 더 큰 부분에 상당하게 된다.
5. 역방향 채널(Reverse Channel; RCH) - 상향 링크
RCH는 사용자 단말에 의해 상향 링크 데이터 및 파일럿을 접속점에 전송하는데 사용된다. RCH는 TDD 프레임당 하나를 기준으로 하여 할당될 수 있다. 임의의 주어진 TDD 프레임에 들어 있는 RCH로 하나 이상의 사용자 단말이 전송을 하도록 설계될 수 있다. RCH 상의 갖가지 타입의 동작 모드의 편의를 도모하도록 다수의 RCH PDU 타입이 제공된다. 표 20은 RCH PDU 타입의 전형적인 세트를 리스트로 나타낸 것이다.
RCH PDU 타입
코드 RCH PDU 타입 설명
0 Message Only 프리앰블이 없는 RCH 사용자 메시지
1 Message and Preamble, not Idle 프리앰블을 갖는 RCH 사용자 메시지
2 Message and Preamble, Idle 프리앰블을 갖는 RCH 유휴 상태 메시지
RCH PDU 타입 0은 RCH로 메시지/패킷을 전송하는데 사용되고, 프ㄹ리링리애aq앰블을 포함하지 않는다. RCH PDU 타입 1은 메시지/패킷을 전송하는데 사용되고, 프리앰블을 포함한다. RCH PDU 타입 2는 프리앰블 및단문 메시지를 포함하고, 유휴 상태(Idle state) RCH 트래픽과 관련된다.
도 5D는 RCH PDU 타입 0에 대한 RCH PDU의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 RCH PDU가 RCH PDU에 들어 있는 RCH Message Length 필드에 의해 정수의 PHY 프레임들에 주어지는 가변 길이 RCH 패킷을 위한 메시지부(534a)만을 포함한다. RCH 패킷에 대한 속도 및 전송 모드는 관련 FCCH 정보 요소에 지정된다.
도 5E는 RCH PDU 타입 1에 대한 RCH PDU의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 RCH PDU가 프리앰블부(532b)와 패킷부(534b)를 포함한다. 프리앰블부(532b)는 참조치(예컨대, MIMO 파일럿 또는 스티어링된 참조치)를 전송하는데 사용되고, 관련 FCCH 정보 요소에 들어 있는 RCH Preamble Type 필드에 의해 주어지는 가변 길이를 갖는다. 패킷부(534b)는 RCH 패킷을 전송하는데 사용되고, 역시 RCH PDU에 들어 있는 RCH Message Length 필드에 의해 주어지는 가변 길이를 갖는다. RCH 패킷은 관련 FCCH 정보 요소에 의해 지정된 속도 및 전송 모드를 사용하여 전송된다.
도 5G는 RCH PDU 타입 2에 대한 RCH PDU(350d)의 일 실시예를 나타낸 것이다. 본 실시예에서는 RCH PDU가 프리앰블부(532d) 및 메시지부(536d)를 포함한다. 프리앰블부(532d)는 참조치를 전송하는데 사용되고, 1, 4, 또는 8개의 OFDM 심벌의 길이를 갖는다. 메시지부(536d)는 단문 RCH 메시지를 전송하는데 사용되고, 하나의 OFDM 심벌의 고정 길이를 갖는다. 단문 RCH 메시지는 특정의 속도 및 전송 모드(예컨대, 속도 1/2 또는 속도 1/4 및 BPSK 변조 모드)를 사용하여 전송된다.
RCH로 전송되는 패킷(PDU 타입 0 및 1에 대한)은 정수의 PHY 프레임들로 이뤄진다. RCH 패킷(PDU 타입 0 및 1에 대한)의 구조의 일 실시예가 도 6에 도시되어 있다. RCH 패킷은 정수의 PHY 프레임(610)들로 이뤄진다. 각각의 PHY 프레임은 페이로드 필드(622), 임의적 CRC 필드(624), 및 테일 비트 필드(626)를 포함한다. RCH 패킷에 들어 있는 제1 PHY 프레임은 헤더 필드(620)를 추가로 포함하고, 마지막 PHY 프레임은 있는 패드 비트 필드를 추가로 포함한다.
표 21은 RCH PDU 타입 0 및 1에서의 전형적인 RCH PDU에 대한 각종의 필드를 리스트로 나타낸 것이다.
RCH PDU 포맷(PDU 타입 0 및 1)
필드/파라미터 이름 길이 (비트) 설명
제1PHY 프레임 RCH Message Type 4 RCH 메시지 타입
RCH Message Length 16 RCH PDU에 들어 있는 바이트의 수
FCH Rate Indicator 16 FCH 상의 각각의 공간 채널에 대한 최대속도 지시
Payload 가변 페이로드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼루셔널 인코더에 대한 테일 비트
각각의중간프레임 Payload 가변 페이로드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼류셔널 엔코더에 대한 테일 비트
마지막PHY프레임 Payload 가변 페이로드 비트
Pad bits 가변 PHY 프레임의 여백을 채우기 위한 패드 비트
CRC 16 PHY 프레임에 대한 CRC 값(임의적)
Tail Bits 6 콘볼류셔널 엔코더에 대한 테일 비트
RCH Message Type 필드, RCH Message Length 필드, 및 FCH Rate Indicator 필드는 RCH PDU의 제1 PHY 프레임의 헤더에 담겨져 전송된다. FCH Rate Indicator 필드는 FCH 속도 정보(예컨대, 각각의 공간 채널에 의해 지원되는 최대 속도)를 접속점으로 나르는데 사용된다.
표 22는 RCH PDU 타입 2에서의 전형적인 RCH PDU 포맷에 대한 각종의 필드를 리스트로 나타낸 것이다.
RCH PDU 타입 2에서의 RCH 메시지
필드/파라미터 이름 길이(비트) 설명
FCH Rate Indicator 16 FCH 상의 각각의 공간 채널에 대한 최대 속도 지시
RCH Request 1 부가의 데이터를 전송하라는 사용자 단말 요청
Reserved 1 장래의 사용을 위해 예비
Tail Bits 6 콘볼루셔널 인코더에 대한 테일 비트
RCH Request 필드는 사용자 단말에 의해 상향 링크로 부가의 용량을 요청하는데 사용된다. 그러한 단문 RCH 메시지는 CRC를 포함하지 않고, 단일의 OFDM 심벌에 담겨져 전송된다.
6. 전용 채널 활동
FCH 및 RCH로의 데이터 전송은 별개로 일어날 수 있다. FCH 및 RCH에 사용하도록 선택된 전송 모드에 의존하여, 하나 이상의 공간 채널(빔 스티어링 및 다이버시티 모드에 대한)이 활성으로 되어 각각의 전용 전송 채널에 대한 데이터 전송에 사용될 수 있다. 각각의 공간 채널은 특정의 속도와 관련된다.
FCH만이 또는 RCH만이 4개 모두 0으로 설정된 속도를 가질 경우, 사용자 단말은 그 링크 상에서 쉬고 있다. 그러한 유휴의 단말은 여전히 RCH로 유휴 PDU를 전송한다. FCH와 RCH의 양자가 4개 모두 0으로 설정된 속도를 가질 경우, 접속점과 사용자 단말의 양자가 모두 오프로서, 전송을 하고 있지 않다. 4개 미만의 전송 안테나를 가진 사용자 단말은 미사용 속도 필드를 0으로 세팅한다. 4개 미만의 전송 안테나를 갖는 사용자 단말은 데이터를 전송하는데 다만 4개의 공간 채널만을 사용한다. 표 23은 FCH 또는 RCH(또는 양자)의 공간 채널 4개가 모두의 0으로 설정되었을 경우의 전송 상태 및 채널 활동을 나타낸 것이다.
FCH 속도 RCH 속도 채널 활동 전송 상태
RCH 상의 하나 이상의속도 ≠ 0 RCH 상의 하나 이상의속도 ≠ 0 FCH 및 RCH활성 FCH 및/또는RCH가 전송중
FCH 상의 하나 이상의속도 ≠ 0 RCH 상의 모든속도 = 0 FCH 활성, RCH 유휴
RCH 상의 모든속도 = 0 RCH 상의 하나 이상의속도 ≠ 0 FCH 유휴,RCH 활성
FCH 상의 모든속도 = 0 RCH 상의 모든속도 = 0 FCH 및 RCH오프 전송 없음
RCH와 FCH 양자가 모두 쉬고 있지만(즉, 데이터를 전송하고 있지 않지만) 여전히 프리앰블을 전송하고 있는 상황이 있을 수 있다. 그것을 유휴 상태로서 지칭한다. 유휴 상태에 있는 사용자 단말을 지원하는데 사용되는 제어 필드는 표 13에 보인 FCCH IE 타입 2 정보 요소에 제공된다.
7. 선택적 설계
명확화를 위해, 특정의 PDU 타입, PDU 구조, 메시지 포맷 등을 전형적인 설계에 대해 설명하였다. 좀더 소수의, 부가의, 및/또는 상이한 타입, 구조, 및 포맷도 역시 사용을 위해 규정져질 수 있는바, 그것도 역시 본 발명의 범위 내에 있다.
Ⅲ. OFDM 부대역 구조
전술된 설명에서는 전송 채널 모두에 대해 OFDM 부대역 구조가 사용된다. 갖가지 전송 채널에 대해 상이한 OFDM 부대역 구조를 사용함으로써, 개선된 효율을 얻을 수 있다. 예컨대, 일부의 전송 채널에 대해서는 64-부대역 구조를 사용할 수 있고, 일부의 다른 전송 채널에 대해서는 256-부대역 구조를 사용할 수 있으며, 기타 등등 그러하다. 또한, 주어진 전송 채널에 대해 다중 OFDM 부대역 구조를 사용할 수도 있다.
W의 주어진 시스템 대역 폭에 대해, OFDM 심벌의 시간 길이는 부대역의 총수에 의존하여 달라진다. 부대역의 총수가 N이라면, 각각의 변형된 심벌(주기적 프리픽스(prefix)가 없는)의 시간 길이는 N/W μsec(W가 ㎒ 단위로 주어진 경우)이다. 각각의 변형된 심벌에는 주기적 프리픽스가 부가되어 해당 OFDM 심벌을 형성한다. 주기적 프리픽스의 길이는 시스템의 예상되는 지연 확산에 의해 결정된다. 그러한 주기적 프리픽스는 주파수 선택 채널에 대처하기 위해 각각의 OFDM 심벌에 요구되는 오버헤드를 나타낸다. 그러한 오버헤드는 심벌이 짧은 경우에는 보다 더 많은 퍼센티지의 OFDM 심벌에 상당하고, 심벌이 긴 경우에는 보다 더 적은 퍼센티지의 OFDM 심벌에 상당한다.
상이한 전송 채널이 갖가지 타입의 트래픽 데이터와 관련될 수 있기 때문에, 예상되는 트래픽 데이터 타입과 부합하는 각각의 전송 채널에 사용하기 적절한 OFDM 부대역 구조를 선택할 수 있다. 주어진 전송 채널로 다량의 데이터가 전송될 것으로 예상된다면, 그 전송 채널에의 사용에는 보다 더 큰 부대역 구조가 규정져질 수 있다. 그 경우, 주기적 프리픽스는 보다 더 적은 퍼센티지의 OFDM 심벌에 상당하고, 높은 효율을 얻을 수 있다. 역으로, 주어진 전송 채널로 소량의 데이터가 전송될 것으로 예상된다면, 그 전송 채널에의 사용에는 보다 더 작은 부대역 구조가 규정져질 수 있다. 그 경우, 주기적 프리픽스는 보다 더 많은 퍼센티지의 OFDM 심벌에 상당하고, 좀더 작은 크기의 OFDM 심벌을 사용하여 과잉 용량의 양을 줄임으로써 여전히 높은 효율을 얻을 수 있다. 따라서, OFDM 심벌은 데이터를 전송하는데 사용되는 "박스 카(box car)"로서 간주될 수 있고, 전송될 것으로 예상되는 데이터의 양에 의존하여 각각의 전송 채널에 대해 적절한 크기의 "박스 카"가 선택될 수 있다.
예컨대, 전술된 실시예에서는 FCH 및 RCH 상의 데이터는 6개의 OFDM 심벌로 각각 이뤄진 PHY 프레임에 담겨져 전송된다. 그 경우, FCH 및 RCH에의 사용에 대해 다른 OFDMM 구조가 규정져질 수도 있다. 예컨대, FCH 및 RCH에 대해 256-부대역 구조가 규정질 수 있다. 256-부대역 구조를 위한 "큰" OFDM 심벌은 64-부대역 구조를 위한 "작은" OFDM 심벌의 대략 4배의 시간 길이로 될 것인지만, 그 "작은" OFDM 심벌은 4배의 데이터 운반 용량을 갖게 될 것이다. 그러나, 하나의 큰 OFDM 심벌에는 단지 하나의 주기적 프리픽스만이 요구되는 반면에, 동등한 4개의 작은 OFDM 심벌에는 4개의 주기적 프리픽스가 요구된다. 따라서, 주기적 프리픽스에 대한 오버헤드의 양은 보다 더 큰 256-부대역 구조를 사용하는 것에 의해 75 % 정도 감소될 수 있다.
그러한 개념은 상이한 OFDM 부대역 구조가 동일한 전송 채널에 사용될 수 있도록 확장될 수도 있다. 예컨대, RCH는 각각 특정의 크기와 관련된 상이한 PDU 타입을 지원한다. 그 경우, 더 큰 크기의 RCH PDU 타입에 대해 보다 더 큰 부대역 구조를 사용할 수 있고, 더 작은 RCH PDU 타입에 대해 보다 더 작은 부대역 구조를 사용할 수 있다. 주어진 PDU에 대해 상이한 부대역 구조의 조합을 사용할 수도 있다. 예컨대, 하나의 긴 OFDM 심벌이 4개의 짧은 OFDM 심벌과 동등하다면, Nlarge개의 큰 OFDMM 심벌과 Nsmall개의 작은 OFDM 심벌을 사용하여 PDU를 전송할 수 있는데, 여기서 Nlarge ≥ 0이고, 3 ≥ Nsmall ≥ 0이다.
상이한 OFDM 부대역 구조는 상이한 길이의 OFDM 심벌과 관련된다. 따라서, 상이한 전송 채널(및/또는 동일한 전송 채널)에 상이한 OFDM 심벌 구조를 사용한다면, FCH PDU 및 RCH PDU에 대한 FCH 및 RCH 오프셋는 하나의 OFDM 심벌 구간보다 더 작은 적절한 시간 해상도로 지정될 필요가 있을 것이다. 특히, FCH PDU 및 RCH PDU에 대한 시간 증분은 OFDM 심벌 구간 대신에 정수의 주기적 프리픽스 길이들로 주어질 수 있다.
Ⅳ. 속도 및 전송 모드
전술된 전송 채널은 각종의 서비스 및 기능을 위한 각종의 타입의 데이터를 전송하는데 사용된다. 각각의 전송 채널은 하나 이상의 속도 및 하나 이상의 전송 모드를 지원하도록 설계된다.
1. 전송 모드
전송 채널에 대해 다수의 전송 모드가 지원된다. 각각의 전송 모드는 후술되는 바와 같이 송신기 및 수신기에서의 특정의 공간 처리와 관련된다. 표 24는 각각의 전송 채널에 의해 지원되는 전송 모드를 리스트로 나타낸 것이다.
전송 채널 전송 모드
SIMO Tx 다아버시티 빔-스티어링 공간 다중화
BCH - X -
FCCH - X - -
RACH X - X -
FCH - X X X
RCH X X X X
다이버시티 모드에서는 각각의 데이터 심벌이 다중 전송 안테나, 다중 부대역, 다중 심벌 구간, 또는 그 조합을 통해 용장으로 전송되어 공간 다이버시티, 주파수 다이버시티, 및/또는 시간 다이버시티를 구현한다. 빔-스티어링 모드에서는 단일의 공간 채널이 데이터 전송에 사용되고(전형적으로, 최상의 공간 채널), 각각의 데이터 심벌이 전송 안테나에 사용될 수 있는 풀 전송 전력을 사용하여 단일의 공간 채널로 전송된다. 공간 다중화 모드에서는 다중 공간 채널이 데이터 전송에 사용되고, 각각의 데이터 심벌이 하나의 공간 채널로 전송되는데, 여기서 하나의 공간 채널은 고유 모드, 전송 안테나 등에 해당할 수 있다. 빔-스티어링 모드는 단지 하나의 공간 채널만이 데이터 전송에 사용되는 공간 다중화 모드의 특정의 경우로 간주될 수 있다.
다이버시티 모드는 접속점으로부터 사용자 단말로의 하향 링크에 대한 공용 전송 채널(BCH 및 FCCH)에 사용될 수 있다. 다이버시티 모드는 전용 전송 채널(FCH및 RCH)에 사용될 수도 있다. FCH 및 RCH 상에서의 다이버시티 모드의 사용은 호 셋업 시에 교섭될 수 있다. 다이버시티 모드는 각각의 부대역에 대해 한 쌍의 안테나를 사용하는 하나의 "공간 모드"로 데이터를 전송한다.
빔-스티어링 모드는 다중 전송 안테나를 구비한 사용자 단말에 의해 RACH 상에 채용될 수 있다. 사용자 단말은 BCH로 전송된 MIMO 파일럿에 의거하여 MIMO 채널을 추정할 수 있다. 그러고 나서, 그러한 채널 추정치가 시스템 접속을 위한 RACH 상에서의 빔-스티어링을 실행하는데 사용될 수 있다. 빔-스티어링 모드는 전용 전송 채널(FCH 및 RCH)에 사용될 수도 있다. 빔-스티어링 모드는 송신기에서의 안테나 어레이의 이득을 활용함으로써 다이버시티 모드보다 더 높은 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비(SNR)를 수신기에서 구현할 수 있다. 또한, 스티어링된 참조치가 단일의 "스티어링된" 안테나에 대한 심벌들을 포함하기만 하기 때문에, PDU의 프리앰블부가 감소도리l 수 있다. 다이버시티 모드는 RACH에 사용될 수도 있다.
공간 다중화 모드는 FCH 및 RCH에 사용되어 채널 조건에 의해 지원될 경우에 더 높은 처리율을 구현할 수 있다. 공간 다중화 모드 및 빔-스티어링 모드는 참조 구동되고, 적절한 동작에 대한 폐쇄 루프 제어를 필요로 한다. 그처럼, FCH와 RCH의 양자 상의 자원이 사용자 단말에 할당되어 공간 다중화 모드를 지원한다. FCH 및 RCH 상에서는 4개까지의 공간 채널이 지원될 수 있다(접속점에 있는 안테나의 수에 의해 제한됨).
2. 코딩 및 변조
전송 채널에 대해 다수의 상이한 속도가 지원된다. 각각의 속도는 특정의 코드율 및 특정의 변조 방안과 관련되는데, 그것은 총괄하여 특정의 스펙트럼 효율(또는 데이터 속도)로 귀결된다. 표 25는 본 시스템에 의해 지원되는 각종의 속도를 리스트로 나타낸 것이다.
속도 단어 스펙트럼 효율(bps/㎐) 코드율 변조 방안 정보 비트/ OFDM 심벌 코드 비트/ OFDM 심벌
0000 0.0 - off - -
0001 0.25 1/4 BPSK 12 48
0010 0.5 1/2 BPSK 24 48
0011 1.0 1/2 QPSK 48 96
0100 1.5 3/4 QPSK 72 96
0101 2.0 1/2 16 QAM 96 192
0110 2.5 5/8 16 QAM 120 192
0111 3.0 3/4 16 QAM 144 192
1000 3.5 7/12 64 QAM 168 288
1001 4.0 2/3 64 QAM 192 288
1010 4.5 3/4 64 QAM 216 288
1011 5.0 5/6 64 QAM 240 288
1100 5.5 11/16 256 QAM 264 384
1101 6.0 3/4 256 QAM 288 384
1110 6.5 13/16 256 QAM 312 384
1111 7.0 7/8 256 QAM 336 384
각각의 공용 전송 채널은 하나 이상의 속도 및 하나의 전송 모드(또는 가능하다면 RACH 모드에서 그럴 수 있는 바와 같이 그 이상)를 지원한다. BCH는 다이버시티 모드를 사용하여 고정 속도로 전송될 수 있다. FCCH는 BCH에 들어 있는 FCCH Phy Mode 필드에 의해 지시된 바와 같은 4개의 가능한 속도 중의 하나로 다이버시티 모드를 사용하여 전송될 수 있다. 일 실시예에서는 RACH가 RACH PDU의 프리앰블에 끼워 넣어진 RACH DRI에 의해 지시된 바와 같은 4개의 가능한 속도 중의 하나로 전송될 수 있고, 각각의 RACH 메시지는 단일의 속도로 전송된다. 다른 실시예에서, RACH는 단일 속도로 전송된다. 표 26은 각각의 공용 전송 채널에 의해 지원되는 코딩, 변조, 및 전송 파라미터와 메시지 크기를 리스트로 나타낸 것이다.
전송 채널 스펙트럼 효율 (bps/㎐) 코드율 변조 방안 전송 모드 메시지 크기
BCH 0.25 1/4 BPSK 다이버시티 120 10
FCCH 0.25 1/4 BPSK 다이버시티 가변 가변
" 0.5 1/2 BPSK 다이버시티 가변 가변
" 1.0 1/2 QPSK 다이버시티 가변 가변
" 2.0 1/2 16 QAM 다이버시티 가변 가변
RACH 0.25 1/4 BPSK 빔-스티어링 96 8
" 0.5 1/2 BPSK 빔-스티어링 96,192 4,8
" 1.0 1/2 QPSK 빔-스티어링 96,192,384 2,4,8
" 2.0 1/2 16 QAM 빔-스티어링 96,192,384,768 1,2,4,8
FCCH 메시지는 크기에 있어 가변적이고, 짝수의 OFDM 심벌들로 주어진다.
FCH 및 RCH는 표 25에 수록된 모든 속도를 지원한다. 표 27은 FCH 및 RCH에 의해 지원되는 코딩, 변조, 및 전송 파라미터와 메시지 크기를 리스트로 나타낸 것이다.
FCH 및 RCH에 대한 파라미터
PHY 프레임 크기
코드 비트 변조 심벌 OFDM 심벌
0.25A 1/4 BPSK 72 72 144 288 6
0.5 1/2 BPSK 144 144 288 288 6
1.0 1/2 QPSK 288 288 576 288 6
1.5 3/4 QPSK 432 144 576 288 6
2.0 1/2 16 QAM 576 576 1152 288 6
2.5 5/8 16 QAM 720 432 1152 288 6
3.0 3/4 16 QAM 864 288 1152 288 6
3.5 7/12 64 QAM 1008 720 1728 288 6
4.0 2/3 64 QAM 1152 576 1728 288 6
4.5 3/4 64 QAM 1296 432 1728 288 6
5.0 5/6 64 QAM 1440 288 1728 288 6
5.5 11/16 256 QAM 1584 720 2304 288 6
6.0 3/4 256 QAM 1728 576 2304 288 6
6.5 13/16 256 QAM 1872 432 2304 288 6
7.0 7/8 256 QAM 2016 288 2304 288 6
주 A: 각각의 속도 1/2 코드 비트는 2개의 부대역에서 반복되어 1/4의 효과적 인 코드 속도를 얻는다. 패리티 비트(parity bit)는 코딩에 의해 도입 되는 용장 비트를 나타내고, 수신기에 의해 오류 교정에 사용된다.
표 27의 PHY 프레임 크기는 각각의 PHY 프레임에 대한 코드 비트, 변조 심벌, 및 OFDM 심벌의 수를 나타내고 있다. 데이터 전송에 48개의 데이터 부대역이 사용된다면, 각각의 OFDM 심벌은 48개의 변조 심벌을 포함한다. 다이버시티 모드 및 빔-스티어링 모드에서는 하나의 심벌 스트림이 전송되고, PHY 프레임 크기는 그 심벌 스트림에 채용된 단일의 속도에 해당한다. 공간 다중화 모드에서는 다중 심벌 스트립이 다중 공간 채널로 전송될 수 있고, 전체의 PHY 프레임 크기는 개별 공간 채널에 대한 PHY 프레임 크기의 합에 의해 결정된다. 각각의 공간 채널에 대한 PHY 프레임 크기는 그 공간s 채널에 채용된 속도에 의해 결정된다.
일례로서, MIMO 채널이 0.5, 1.5, 4.5, 및 5.5 bps/의 스펙트럼 효율로 동작하는 4개의 공간 채널을 지원할 수 있다고 가정하기로 한다. 그 경우, 그 4개의 공간 채널에 대한 4개의 속도는 표 28에 나타낸 바와 같다.
공간 다중화 전송의 예
공간 채널 지수 스펙트럼 효율 (bps/㎐) 코드 속도 변조 방안 페이로드(비트/PHY 프레임) PHY 프레임 크기
코드 비트 변조 심벌 OFDM 심벌
1 0.5 1/2 BPSK 144 288 288 6
2 1.5 3/4 QPSK 432 576 288 6
3 4.5 3/4 64 QAM 1296 1728 288 6
4 5.5 11/16 256 QAM 1584 2304 288 6
그러면, 전체의 PHY 프레임 크기는 144 + 432 + 1296 + 1584 = 3456 정보 비트 또는 288 + 576 + 2304 = 4896 코드 비트이다. 4개의 공간 채널이 각기 상이한 수의 페이로드 비트를 지원할지라도, 전체의 PHY 프레임은 6개의 OFDM 심벌로 전송될 수 있다(예컨대, 4 μsec/OFDM 심벌을 가정할 경우에 24 μsec).
Ⅴ. 물리 계층 처리
도 7은 MIMO WLAN 시스템 내의 접속점(110x)과 2개의 사용자 단말(120x, 120y)의 일 실시예를 나타낸 블록 선도이다.
하향 링크로는 접속점(110x)에서 전송 (TX) 데이터 프로세서(710)가 데이터 송신부(708)로부터 트래픽 데이터(즉, 정보 비트)를 수신하고, 제어기(730) 및 혹시 있는 경우의 스케줄러(734)로부터 신호 및 다른 정보를 수신한다. 그러한 각종의 타입의 데이터는 상이한 전송 채널로 전송될 수 있다. TX 데이터 플세서(710) 데이터를 "프레이밍"하고(필요한 경우에), 프레이밍된/프레이밍되지 않은 데이터를 스크램블링하며, 스크램블링된 데이터를 인코딩하고, 코딩된 데이터를 인터리빙하며(즉, 재정리하며), 인터리빙된 데이터를 변조 심벌로 맵핑한다. 단순화를 위해, "데이터 심벌"이 트래픽 데이터에 대한 변조 심벌을, "파일럿 심벌"이 파일럿에 대한 변조 심벌을 각각 지칭하는 것으로 한다. 스크램블링은 데이터 비트를 무작위화한다. 인코딩은 데이터 전송의 신뢰성을 높인다. 인터리빙은 코딩된 비트에 시간 다이버시티, 주파수 다이버시티, 및/또는 공간 다이버시티를 부여한다. 스크램블링, 코딩, 및 변조는 제어기(730)에 의해 제공되는s 제어 신호에 의거하여 실행될 수 있고, 그에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다. TX 데이터 프로세서(710)는 데이터 전송에 사용되는 각각의 전송 채널에 변조 심벌의 스트림을 제공한다.
TX 공간 프로세서(720)는 TX 데이터 프로세서(710)로부터 하나 이상의 변조 심벌 스트립을 수신하고, 그 변조 심벌에 대한 공간 처리를 실행하여 각각의 전송 안테나에 하나씩 전송 심벌의 스트림을 제공한다. 그러한 공간 처리에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다.
각각의 변조기(MOD)(722)는 각각의 전송 심벌 스트림을 수신하고 처리하여 OFDM 심벌의 해당 심벌을 제공한다. 각각의 OFDM 심벌 스트림은 추가로 처리되어 해당 하향 링크 변조 신호를 제공한다. 이어서, 변조기(722a 내지722d)로부터의 4개의 하향 링크 변조 신호가 4개의 안테나(724a 내지 724d)로부터 각각 전송된다.
각각의 사용자 단말(120)에서는 하나 이상의 안테나(752)가 전송된 하향 링크 변조h 신호를 수신하고, 각각의 수신 안테나는 수신 신호를 각각의 복조기(DEMOD)(754)에 제공한다. 각각의 복조기(754)는 변조기(722)에서 실행된 것과 상보되는 처리를 실행하여 수신 심벌을 제공한다. 아어서, 수신(RX) 공간 프로세서(760)가 모든 복조기(754)로부터의 수신 심벌에 대한 공간 처리를 실행하여 접속점에 의해 전송된 변조 신호의 추정치인 수신 심벌을 제공한다.
RX 데이터 프로세서(770)는 복원 심벌을 수신하고 그것을 수신 전송 채널로 역다중화한다. 각각의 전송 채널에 대한 복원 심벌은 심벌 디맵핑, 디인터리빙, 디코딩, 및 디스크램블링되어 그 전송 채널에 대한 디코딩된 데이터를 제공한다. 각각의 전송 채널에 대한 디코딩된 데이터는 복원 패킷 데이터, 메시지, 신호 등을 포함할 수 있고, 그것은 저장을 위해 데이터 수신부(772)에 및/또는 후속 처리를 위해 제어기(780)에 제공된다.
하향 링크에 대한 접속점(110) 및 단말(120)에 의한 처리에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다. 상향 링크에 대한 처리는 하향 링크에 대한 처리와 동일하거나 상이할 수 있다.
하향 링크로는 각각의 활성 사용자 단말(120)에서 RX 공간 프로세서(760)가 하향 링크를 추가로 추정하여 채널 상태 정보(CSI)를 얻는다. 그러한 CSI는 채널 응답 추정치, 수신 SNR 등을 포함할 수 있다. RX 데이터 프로세서(770)도 역시 하향 링크로 수신된 각각의 패킷/프레임의 상태를 제공할 수 있다. 제어기(780)는 채널 상태 정보와 패킷 및/또는 프레임 상태를 수신하여 접속점에 도로 전송될 피드백 정보를 결정한다. 피드백 정보는 TX 데이터 프로세서(790) 및 TX 공간 프로세서(792)(존재한다면)에 의해 처리되고, 하나 이상의 변조기(754)에 의해 조건화되어 하나 이상의 안테나(752)를 경유하여 접속점에 도로 전송된다.
접속점(110)에서는 전송 상향 링크 신호가 안테나(724)에 의해 수신되고, 복조기(722)에 의해 복조되며, 사용자 단말에서 실행된 것과 상보적으로 RX 공간 프로세서j(740) 및 RX 데이터 프로세서(742)에 의해 처리된다. 이어서, 복원 피드백 정보가 제어기(730) 및 스케줄러(734)에 제공된다.
스케줄러(734)는 피드백 정보를 사용하여 (1) 하향 링크 및 상향 링크로의 데이터 전송을 위한 사용자 단말의 세트를 선택하고, (2) 각각의 선택된 사용자 단말에 대한 전송 속도 및 전송 모드를 선택하며, (3) 선택된 단말에 가용 FCH/RCH 자원을 할당하는 것과 같은 다수의 기능을 실행한다. 스케줄러(734) 및/또는 제어기(730)는 더욱 상세하게 후술되는 바와 같이 상향 링크 전송으로부터 얻은 정보(예컨대, 스티어링 벡터)를 하향 링크 전송의 처리에 추가로 사용한다.
하향 링크 및 상향 링크로의 데이터 전송에는 다수의 전송 모드가 지원된다. 그러한 각각의 전송 모드의 처리에 관해 더욱 상세하게 후술하기로 한다.
1. 다이버시티 모드 - 전송 처리
도 8A는 다이버시티 모드에 대한 전송 처리를 실행할 수 있는 송신 유닛(800)의 일 실시예를 나타낸 블록 선도이다. 그러한 송신 유닛(800)은 접속점 및 사용자 단말의 송신부에 사용될 수 있다.
TX 데이터 프로세서(710a) 내에서는 프레이밍 유닛(808)이 FCH 또는 RCH로 전송될 각각의 패킷에 대한 데이터를 프레이밍한다. 다른 전송 채널에 대해서는 프레이밍을 실행할 필요가 없다. 프레이밍은 도 6에 도시된 바와 같이 각각의 사용자 단말에 대한 하나 이상의 PHY 프레임을 생성하도록 실행될 수 있다. 이어서, 스크램블러(810)가 각각의 전송 채널에 대한 프레이밍된/프레이밍되지 않은 데이터를 스크램블링하여 데이터를 무작위화한다.
인코더(812)는 스크램블된 데이터를 수신하고, 선택된 코딩 방안에 따라 코딩하여 코드 비트를 제공한다. 이어서, 반복/천공(repeat/puncture) 유닛(814)이 코드 비트 중의 일부를 반복시키거나 천공(즉, 삭제)하여 원하는 코드율을 얻는다. 일 실시예에서는 인코더(812)가 속도 1/2, 제약 길이 7의 이진 콘볼루셔널 인코더이다. 1/4의 코드율은 각각의 코드 비트를 한 번 반복시킴으로써 얻어질 수 있다. 1/2보다 더 큰 코드율은 인코더j(8120로부터의 코드 비트 중의 일부를 삭제함으로써 얻어질 수 있다. 프레이밍 유닛(808), 스크램블러(810), 인코더(812), 및 반복/천공 유닛(814)에 대한 특정의 설계에 관해서는 후술하기로 한다.
이어서, 인터리버(818)가 유닛(814)로부터의 코드 비트를 선택된 인터리빙 방안에 의거하여 인터리빙한다. 일 실시예에서는 주어진 공간 채널로 전송될 48 연속 코드 비트의 각각의 그룹이 48개의 데이터 반송 부대역(또는 단순히 데이터 부대역)에 걸쳐 확산되어 주파수 다이버시티를 제공한다. 인터리빙에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다.
이어서, 심벌 맵핑 유닛(820)이 인터리빙된 데이터를 특정의 변조 방안에 따라 맵핑하여 변조 심벌을 제공한다. 표 26에 나타낸 바와 같이, 선택된 속도에 의존하여 4 QAM, 또는 16 QAM을 다이버시티 모드에 사용할 수 있다. 다이버시티 모드에서는 모든 데이터 부대역에 대해 동일한 변조 방안이 사용된다. 심벌 맵핑은 (1) B 비트의 세트를 그룹화하여 B-비트 값을 생성하되, 여기서 B ≥ 1로 하고, (2) 각각의 B-비트 값을 선택된 변조 방안에 상응하는 신호 배열로 점에 맵핑함으로써 구현될 수 있다.
각각의 맵핑된 신호 점은 복소 값이고, 변조 심벌에 대응한다. 심벌 맵핑 유닛(820)은 변조 심벌의 스트림을 TX 다이버시티 프로세서(720a)에 제공한다.
일 실시예에서는 다이버시티 모드가 부대역당 하나를 기준으로 하여 이중 전송 다이버시티에 대한 공간-시간 전송 다이버시티(STTD)를 사용한다. STTD는 2개의 전송 안테나로 별개의 심ㄴ벌스트립을 동시에 전송하면서 수신기에서 직교성을 유지하는 것을 지원한다.
STTD 방안은 다음과 같이 동작한다. s1 및 s2로 표시된 2개의 변조 심벌이 주어진 부대역으로 전송된다고 가정하기로 한다. 송신기는 2개의 벡터 및 를 생성하는데, 여기서 "*"는 복소 켤레를 나타내고, "T"는 전치 행렬을 나타낸다. 각각의 벡터는 하나의 심벌 구간에서 2개의 전송 안테나로부터 전송될 2개의 요소를 포함한다(즉, 벡터 는 제1 심벌 구간에서 2개의 안테나로부터 전송되고, 벡터 는 다음 심벌 구간에서 2개의 안테나로부터 전송됨).
수신기가 단일의 수신 안테나를 구비한다면, 수신 심벌은 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서,
r 1 및 r 2는 2개의 연속 심벌 구간에서 수신기에 수신된 2개의 심벌이고;
h 1 및 h 2는 고려 중인 부대역에 대해 2개의 전송 안테나로부터 수신 안테나로의 경로 이득이되, 그 경로는 이득은 부대역에 걸쳐 일정하고 2개의 심벌 구간에 걸쳐 정적인 것으로 가정되며;
n 1 및 n 2는 2개의 수신 심벌 r 1 및r 2 와 각각 관련된 잡음이다.
이어서, 수신기는 2개의 전송 심벌의 추정치 s 1 및 s 2를 다음과 같이 구할 수 있다:
,
.
선택적으로, 송신기는 2개의 벡터 및 를 생성하여 그 2개의 벡터를 2개의 심벌 구간에서 순차적으로 2개의 전송 안테나로부터 전송할 수도 있다. 그 경우, 수신 심벌은 다음과 같이 표현될 수 있다:
이어서, 수신기는 2개의 전송 심벌의 추정치를 다음과 같이 구할 수 있다:
전술된 설명은 2개 이상의 전송 안테나, N R 수신 안테나. 및 다중 부대역을 갖는 MIMO-OFDM 시스템에 대해 확장될 수 있다. 2개의 전송 안테나는 임의의 주어진 부대역에 사용된다. s 1(k) 및 s 2(k)로 표시된 2개의 변조 심벌이 주어진 부대역 k로전송된다고 가정하기로 한다. 전송기는 2개의 벡터 및 또는 동등한 2개의 심벌 세트 및 및 를 생성한다. 각각의 심벌 세트는 2개의 심벌 구간에서 부대역 k로 각각의 전송 안테나로부터 전송될 2개의 요소를 포함한다(즉, 벡터{x i (k)}는 2개의 심벌 구간에서 부대역 k로 안테나 i로부터 전송되고, 벡터 {x j (k)}는 동일한 2개의 심벌 구간에서 부대역 k로 안테나 j로부터 전송됨).
2개의 심벌 구간에서 수신 안테나에 수신된 심벌의 벡터는 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서,
및 는 2개의 연속 심벌 구간에서 부대역 k로 수신기에 수신된 2개의 심벌 벡터로서, 각각의 심벌 벡터는 N R 수신 안테나에 대해 N R 수신 심벌을 포함하고;
및 는 부대역 k에 대한 2개의 전송 안테나 i 및 j로부터 N R 수신 안테나로의 경로 이득의 벡터로서, 각각의 벡터는 해당 전송 안테나로부터 각각의 N R 수신 안테나로의 채널 이득을 포함하되, 경로 이득은 부대역에 걸쳐 일정하고 2개의 심벌 구간에 걸쳐 정적인 것으로 가정되고;
및 는 2개의 수신 벡터 및 와 각각 관련된 잡음 벡터이다.
이어서, 수신기는 2개의 전송 심벌 s 1(k) 및 s 2(k)의 추정치를 다음과 같이 구할 수 있다:
선택적으로, 송신기는 2개의 심벌 세트 및 를 생성하여 그 2개의 심벌 세트를 2개의 전송 안테나 i 및 j로부터 전송할 수도 있다. 그 경우, 수신 심벌의 벡터는 다음과 같이 표현될 수 있다:
이어서, 수신기는 2개의 전송 심벌의 추정치를 다음과 같이 구할 수 있다:
STTD 방안은 S. M. Alamouti의 논문 제목 "무선 통신을 위한 단순 전송 다이버시티 기법(A Simple Transmit Diversity Techniques for Wireless Communications)", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 16, No. 8, October 1998, pgs. 1451-1458에 개시되어 있다. 또한, STTD 방안은 2001년 월 5일 출원된 "다중 입력 다중 출력 채널에서의 대역 폭 효율 증가를 위한 방법 및 시스템"이란 명칭의 미국 특허 출원 제09/737,602호 및 2002년 6월 24일 출원된 "MIMO PFDM 통신 시스템에서의 다이버시티 전송 모드"란 명칭의 미국 특허 출원 제10/179,439호에도 개시되어 있다.
STTD 방안은 각각의 심벌 구간에서 부대역당 하나의 변조 심벌을 2개의 전송 안테나를 통해 효과적으로 전송한다. 그러나, STTD 방안은 정보를 2개의 연속 OFDM 심벌에 걸쳐 각각의 변조 심벌에 분산시킨다. 따라서, 수신기에서의 심벌 복원은 2개의 연속 수신된 OFDM 심벌에 의거하여 실행된다.
STTD 방안은 각각의 데이터 부대역에 대해 한 쌍의 전송 안테나를 사용한다. 접속점은 4개의 전송 안테나를 포함하므로, 각각의 안테나는 48개의 데이터 부대역에 사용되도록 선택될 수 있다. 표 29는 STTD 방안에서의 전형적인 부대역-안테나 할당 방안을 리스트로 나타낸 것이다.
부대역지수 TxAnt 비트지수 부대역지수 TxAnt 비트지수 부대역지수 TxAnt 비트지수 부대역지수 TxAnt 비트지수
- - - -13 1,2 26 1 3,4 1 15 1,2 33
-26 1,2 0 -12 3,4 32 2 1,2 7 16 2,4 39
-25 3,4 6 -11 1,3 38 3 2,4 13 17 1,3 45
-24 1,3 12 -10 2,4 44 4 1,3 19 18 2,3 5
-23 2,4 18 -9 1,4 4 5 2,3 25 19 1,4 11
-22 1,4 24 -8 2,3 10 6 1,4 31 20 3,4 17
-21 1 P0 -7 2 P1 7 3 P2 21 4 P3
-20 2,3 30 -6 1,2 16 8 3,4 37 22 1,2 23
-19 1,2 36 -5 3,4 22 9 1,2 43 23 2,4 29
-18 3,4 42 -4 1,3 28 10 2,4 3 24 1,3 35
-17 1,3 2 -3 2,4 34 11 1,3 9 25 2,3 41
-16 2,4 8 -2 1,4 40 12 2,3 15 26 1,4 47
-15 1,4 14 -1 2,3 46 13 1,4 21 - - -
-14 2,3 20 0 - - 14 3,4 27 - - -
표 29에 나타낸 바와 같이, 전송 안테나 1 및 2는 지수 -26, -19, -13 등을 갖는 부대역에 사용되고, 전송 안테나 2 및 4는 지수 -25, -18, -12 등을 갖는 부대역에 사용되며, 전송 안테나 1 및 3은 지수 -24, -17, -11 등을 갖는 부대역에 사용된다. 4개의 전송 안테나는 6개로 상이하게 짝지어진다. 6개의 안테나 짝지움은 48개의 데이터 부대역에 걸쳐 대략 균일하게 이격된 8개의 데이터 부대역에 각각 사용된다. 안테나 짝지움을 부대역에 할당하는 것은 상이한 안테나가 인접 부대역에 사용되도록 이뤄지는데, 그것은 보다 더 큰 주파수 다이버시티 및 공간 다이버시티를 제공할 수 있다. 예컨대, 안테나 1 및 2는 부대역 -26에 사용되고, 안테나 3 및 4는 부대역 -25에 사용된다.
표 29의 안테나-부대역 할당 방안은 4개의 모든 전송 안테나가 1/4의 최저 속도에 대한 각각의 코드에 사용되도록 이뤄지기도 하는데, 그것은 공간 다이버시티를 최대화시킬 수 있다. 속도 1/4에 대해서는 각각의 코드 비트가 반복되고, 2개의 부대역으로 전송된다(그것을 이중 부대역 반복 코딩으로서 지칭하기도 함). 각각의 코드에 사용되는 2개의 부대역은 상이한 안테나 쌍에 맵핑되어 4개의 모든 안테나가 그 코드 비트를 전송하는데 사용되도록 한다. 예컨대, 표 29의 비트 지수 0 및 1은 다이버시티 모드에 있어 동일한 코드 비트에 해당하는데, 여기서 지수 0을 갖는 비트는 부대역 -26으로 안테나 1 및 2로부터 전송되고, 지수 1을 갖는 비트는 부대역 1로 안테나 3 및 4로부터 전송된다. 다른 예로서, 표 29의 비트 지수 2 및 3은 동일한 코드 비트에 해당하는데, 여기서 지수 2를 갖는 비트는 부대역 -17로 안테나 1 및 3으로부터 전송되고, 지수 3을 갖는 비트는 부대역 10으로 안테나 2 및 4로부터 전송된다.
본 시스템은 다른 전송 다이버시티 방안을 지원할 수도 있고, 그것도 역시 본 발명의 범위 내에 있다. 예컨대, 본 시스템은 부대역당 한 쌍을 기준으로 하여 공간 다이버시티 및 주파수 다이버시티를 구현할 수 있는 공간-주파수 전송 다이버시티(Space-frequency Transmit Diversity; SFTD)를 지원할 수 있다. 전형적인 SFTD 방안은 다음과 같이 동작한다: s(k) 및 s(k+1)로 표시된 2개의 변조 심벌이 생성되어 OFDM 심벌의 2개의 인접 부대역에 맵핑된다고 가정하기로 한다. SFTD에서는 송신기가 심벌 s(k) 및 s(k+1)를 부대역 k로 2개의 안테나로부터 전송하고, 심벌s * (k+1) 및 -s * (k)를 부대역 k+1로 동일한 2개의 안테나로부터 전송하게 된다. 그 한 쌍의 변조 심벌에는 인접된 부대역이 사용되는데, 그것은 2쌍의 심벌의 전송에서는 채널 응답이 일정한 것으로 가정되기 때문이다. 변조 심벌을 복원하는 수신기에서의 처리는 3개의 OFDM 심벌 구간 대신에 2개의 부대역에 대한 수신 심벌이 처리된다는 점을 제외하고는 STTD 방안에서와 동일하다.
도 8B는 다이버시티 모드에 대한 STTD 방안을 구축할 수 있는 TX 다이버시티 프로세서(720a)의 일 실시예를 나타낸 블록 선도이다.
TX 다이버시티 프로세서(720a) 내에서는 복조기(832)가 TX 데이터 프로세서(710a)로부터 변조 심벌 s(n)을 수신하여 그것을 48개의 데이터 부대역에 대한, s 1(n) 내지 s k (n)으로 표시된 48 서브스트림으로 역다중화한다. 각각의 변조 심벌 서브스트림은 각각의 심벌 구간에 대해 하나의 변조 심벌을 포함하고, 그것은 (TOFDM)-1의 심벌률에 해당하는데, 여기서 TOFDM은 하나의 OFDM 심벌의 시간 길이이다. 각각의 변조 심벌 서브스트림은 각각의 TX 부대역 다이버시티 프로세서(840)에 제공된다.
각각의 TX 부대역 다이버시티 프로세서(840) 내에서는 역다중화기(842)가 부대역에 대한 변조 심벌을 2개의 심벌 시퀀스로 역다중화하는데, 여기서 각각의 시퀀스는 (2TOFDM)-1의 심벌률을 갖는다. 공간-시간 인코더(85)는 2개의 변조 신호 시퀀스를 수신하고, 각각의 2-심벌 구간 동안 2개의 시퀀스에 있는 2개의 심벌 s1 및 s2를사용하여 2개의 전송 안테나에 대한 2개의 심벌 세트 {x i } = {s 1 s * 2} 및 {x j } = {s 2 -s * 1}을 생성한다. 각각의 심벌 세트는 2개의 시퀀스로부터 하나씩 취한 2개의 심벌을 포함한다. 심벌 세트 {x i }는 우선 스위치(856a)를 경유하여 얻은 심벌 s 1을 제공하고, 다음으로 유닛(852a)에 의해 s 2의 켤레 짝을 취하여 그 켤레 심벌을 지연 유닛(854a)에 의해 하나의 심벌 구간만큼 지연시켜 얻은 s * 2를 제공함으로써 생성된다. 그와 유사하게, 심벌 세트 {x j }는 우선 스위치(856b)를 경유하여 얻은 심벌 s 2를 제공하고, 다음으로 유닛(852b)에 의해 s 1의 음의 켤레 짝을 취하여 그 켤레 심벌을 지연 유닛(854b)에 의해 하나의 심벌 구간만큼 지연시켜 얻은 -s * 1을 제공함으로써 생성된다. 2개의 심벌 세트 심벌 {x i } 및 {x j }는 표 29에 표시된 바와 같이 부대역에 할당된 2개의 안테나 i 및 j로부터 전송될 것이다. 공간-시간 인코더(850)는 제1 심벌 세트 {x i } = {s 1 s * 2}를 제1 전송 안테나 i에 대한 버퍼/다중화기(870)에 제공하고, 제2 심벌 세트 {x i } = {s 2 -s * 1}을 제2 전송 안테나 j에 대한 다른 버퍼/다중화기(870)에 제공한다. 각각의 심벌 구간에 대해 공간-시간 인코더(850)에 의해 제공된 2개의 심벌을 STTD 심벌로서 지칭한다.
버퍼/다중화기(870a 내지 870d)는 모든 다이버시티 프로세서(840)로부터의 STTD 심벌을 버퍼링하고 다중화하는데 사용된다. 각각의 버퍼/다중화기(870)는 표 29에 의해 결정되는 바와 같이 해당 TX 부대역 다이버시티 프로세서로부터 파일럿 심벌 및 STTD 심벌을 수신한다. 예컨대, 버퍼/다중화기(870a)는 부대역 -26, -24, -22, -19 등(즉, 안테나 1에 맵핑된 모든 부대역)에 대한 변조 심벌을 수신하고, 버퍼/다중화기(870b)는 부대역 -26, -23, -20, -19 등(즉, 안테나 2에 맵핑된 모든 부대역)에 대한 변조 심벌을 수신하며, 버퍼/다중화기(870c)는 부대역 -25, -24, -20, -18 등(즉, 안테나 3에 맵핑된 모든 부대역)에 대한 변조 심벌을 수신하고, 버퍼/다중화기(870d)는 부대역 -25, -23, -22, -18 등(즉, 안테나 4에 맵핑된 모든 부대역)에 대한 변조 심벌을 수신한다.
이어서, 각각의 버퍼/다중화기(870)는 각각의 심벌 구간에 대해 4개의 파일럿과, 24개의 STTD 심벌과, 4개의 파일럿 부대역, 24개의 데이터 부대역, 및 36개의 미사용 부대역에 대한 36개의 0을 각각 다중화하여 총 64개의 부대역에 대한 64개의 전송 심벌의 시퀀스를 생성한다. 총 48개의 데이터 부대역이 있지만, 다이버시티 모드에서는 각각의 전송 안테나에 단지 24개의 부대역만이 사용되고, 그에 따라 각각의 안테나에 대한 미사용 부대역의 유효 총수는 12가 대신에 36이 된다. 각각의 전송 심벌은 하나의 심벌 구간에서 하나의 부대역으로 전송되는 복소 값(미사용 부대역에 대해서는 0일 수 있음)이다. 각각의 버퍼/다중화기(870)는 하나의 전송 안테나에 전송 심벌의 스트림 x i (n)을 제공한다. 각각의 전송 심벌 스트림은 각각의 심벌 구간에 대해 하나씩의 시퀀스인 4개의 전송 심벌의 시퀀스로 이뤄진다. 다시 도 8A를 참조하면, TX 다이버시티 프로세서(720a)는 4개의 전송 심벌 스트림 x 1(n) 내지 x 4(n)을 4개의 OFDM 변조기(722a 내지 722d)에 제공한다.
도 8C는 도 8A의 각각의 OFDM 변조기(722a 내지 722d)에 사용될 수 있는 OFDM 변조기(722x)의 일 실시에를 나타낸 블록 선도이다. OFDM 변조기(722x) 내에서는 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(852)이 전송 심벌의 스트림 x i (n)을 수신하여 64개의 전송 심벌의 각각의 시퀀스를 64점 역 고속 푸리에 변환을 사용하여 그 시간 영역 표현(그것을 변환 심벌로서 지칭함)으로 변환한다. 각각의 변환 심벌은 총 64개의 부대역에 대응하는 64개의 시간 영역 샘플로 이뤄진다.
각각의 변환 심벌에 대해, 순환 프리픽스 생성기(854)가 변환 심벌의 일부를 반복시켜 해당 OFDM 심벌을 생성한다. 전술된 바와 같이, 2개의 상이한 주기 프리픽스 길이 중의 하나가 사용될 수 있다. BCH에 대한 순환 프리픽스는 고정되고, 800 nsec이다. 다른 모든 전송 채널에 대한 순환 프리픽스는 선택 가능하고(400 nsec 또는 800 nsec), BCH 메시지의 Cyclic Prefix Duration 필드에 의해 지시된다. 20 ㎒의 대역 폭, 50 nsec의 샘플 주기, 및 64개의 부대역을 갖는 시스템에서는 각각의 변환 심벌이 3.2 msec(또는 64 × 50 nsec)의 시간 길이를 갖고, 각각의 OFDM 심벌은 OFDM 심벌에 400 nsec의 순환 프리픽스가 사용되는지 800 nsec의 순환 프리픽스가 사용되는지의 여하에 따라 3.6 msec 아니면 4.0 msec의 시간 길이를 갖는다.
도 8D는 OFDM 심벌을 나타낸 것이다. OFDM 심벌은 2개의 부분으로, 즉 400 또는 800 nsec의 시간 길이를 갖는 순환 프리픽스와 3.2 sec의 지속 시간을 갖는 변환 심벌(64개의 샘플)로 이뤄진다. 순환 프리픽스는 변환 심벌의 마지막 8 또는 16개의 샘플의 복제물(즉, 주기적 연속물)이고, 변환 심벌의 앞에 삽입된다. 순환 프리픽스는 OFDM 심벌이 다중 경로 지연 확산의 존재 하에 그 직교성을 유지하도록 하는 것을 보장하고, 그에 의해 주파수 선택 페이딩에 의해 유발되는 다중 경로 및 채널 확산과 같은 해로운 경로 효과에 대항하는 성능을 개선시킨다.
순환 프리픽스 생성기(854)는 OFDM 심벌의 스트림을 송신기(TMTR)(856)에 제공한다. 송신기(856)는 OGDM 심벌 스트림을 하나 이상의 아날로그 신호로 변환하고, 추가로 그 아날로그 신호를 증폭, 필터링, 및 주파수 상향 변환하여 해당 안테나로부터 전송하기 적절한 변조 신호를 생성한다.
OFDM 심벌에 대한 대역 폭 파형은 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서,
n은 심벌 구간(즉, OFDM 심벌 지수)을 나타내고;
k는 부대역 지수를 나타내며;
N ST 는 파일럿 및 데이터 부대역의 수를 나타내고;
c n (k)는 심벌 구간 n의 부대역 k로 전송된 심벌을 나타내며;
여기서, T CP 는 순환 프리픽스 시간 길이를, T S 는 OFDM 심벌 시간 길이를, 그리고 Δf는 각각의 부대역의 대역 폭을 각기 나타낸다.
2. 공간 다중화 모드 - 전송 처리
도 9A는 공간 다중화 모드에서의 전송 처리를 실행할 수 있는 전송 유닛(900)의 블록 선도를 나타낸 것이다. 그러한 전송 유닛(900)은 접속점과 사용자 단말의 송신부의 다른 실시예이기도 하다. 본 공간 다중화 모드에서는 다시 4개의 전송 안테나 및 4개의 수신 안테나가 사용될 수 있고, 데이터가 4개까지의 공간 채널로 전송될 수 있다고 가정하기로 한다. 각각의 전송 채널의 전송 용량에 의존하여 그 각각의 공간 채널에 상이한 속도가 사용될 수 있다. 각각의 속도는 표 25에 나타낸 바와 같이 특정의 코드율 및 전송 방안과 관련된다. 이후의 설명에서는 데이터 전송에의 사용을 위해 N E 개의 공간 채널이 선택되는 것으로 가정하기로 하는데, 여기서 N E ≤ N S ≤ min{N T , N R }이다.
TX 데이터 프로세서(710b) 내에서는 프레이밍 유닛(808)이 각각의 FCH/RCH 패킷에 대한 데이터를 프레이밍하여 그 패킷에 대한 하나 이상의 PHY 프레임을 생성한다. 각각의 PHY 프레임은 N E 개의 모든 공간 채널에서 6개의 OFDM 심벌 내로 전송될 수 있는 개수의 데이터 비트를 포함한다. 스크램블러(810)는 각각의 전송 채널에 대해 데이터를 스크램블링한다. 인코더(812)는 스크램블링된 데이터를 수신하고, 선택된 코딩 방안에 따라 코딩하여 코드 비트를 제공한다. 일 실시예에서는 N E 개의 모든 공간 채널에 대해 데이터를 코딩하는데 공통의 코딩 방안을 사용하고, 코드 비트를 상이한 천공 패턴으로 천공함으로써 갖가지 공간 채널에 대해 상이한 코드율을 얻는다. 즉, 천공 유닛(814)은 코드 비트를 천공하여 각각의 공간 채널에 대해 원하는 코드율을 얻는다. 공간 다중화 모드에서의 천공에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다.
역다중화기(816)는 천공 유닛(8140으로부터 코드 비트를 수신하고 역다중화하여 사용을 위해 선택된 N E 개의 공간 채널에 대한 N E 개의 코드 비트 스트림을 제공한다. 각각의 코드 비트 스트림은 각각의 인터리버(818)에 제공되고, 그 각각의 인터리버(818)는 48개의 데이터 부대역에 걸쳐 스트림 내의 비트를 인터리빙한다. 공간 다중화 모드에서의 코딩 및 인터리빙에 관해서는 더욱 상세하게 후술하기로 한다. 각각의 인터리버(818)로부터 나오는 인터리빙된 데이터는 각각의 심벌 맵핑 유닛(820)에 제공된다.
공간 다중화 모드에서는 4개의 공간 채널에 대해 얻어지는 수신 SNR에 의존하여 4개까지의 상이한 속도가 그 4개의 공간 채널에 사용될 수 있다. 각각의 속도는 표 25에 나타낸 바와 같이 특정의 변조 방안과 관련된다. 각각의 심벌 맵핑 유닛(820)은 인터리빙된 데이터를 관련 공간 채널에 대해 선택된 특정의 변조 방안에 따라 맵핑하여 변조 심벌을 제공한다. 4개의 공간 채널 모두가 사용을 위해 선택되었다면, 심벌 맵핑 유닛(820a)은 4개의 공간 채널에 대한 4개의 변조 심벌 스트림을 TX공간 프로세서(720b)에 제공한다.
TX 공간 프로세서(720b)는 공간 다중화 모드에 대한 공간 처리를 실행한다. 단순화를 위해, 이후의 설명에서는 4개의 전송 안테나, 4개의 수신 안테나, 및 48개의 데이터 부대역이 데이터 전송에 사용되는 것으로 가정하기로 한다. 데이터 부대역 지수는 세트 K에 의해 주어지는데, 여기서 전술된 OFDM 부대역 구조에 있어 K = ±{1, …, 6, 8, …, 20, 22, …, 26}이다.
MIMO-OFDM 시스템에 대한 모델은 다음과 같이 표현될 수 있다:
,
여기서,
r (k)는 부대역 k에 대해 4개의 수신 안테나를 경유하여 수신된 심벌에 대한 4개의 엔트리를 갖는 "수신" 벡터이고(즉, 임);
x (k)는 부대역 k에 대해 4개의 전송 안테나를 경유하여 전송된 심벌에 대한 4개의 엔트리를 갖는 "전송" 벡터이며(즉, 임);
H (k)는 부대역 k에 대한 (N R × N T ) 채널 응답 행렬이고;
n (k)는 부대역 k에 대한 부가 백색 가우스 잡음(AWGN)의 벡터이다.
잡음 벡터 n (k)는 0의 평균과 Λ n = σ 2 I 의 공분산 행렬을 갖는 것으로 가정학로 하는데, 여기서 I 는 항등 행렬이고, σ 2은 잡음 분산이다.
부대역 k에 대한 채널 응답 행렬 H (k)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
,
여기서, i ∈ {1, 2, 3, 4} 및 j ∈ {1, 2, 3, 4}에 대한 엔트리 h ij (k)는 ㅂ부대역 k에 대한 전송 안테나 i와 수신 안테나 j 사이의 커플링(즉, 복소 이득)이다. 단순화를 위해, k ∈ K에 대한 채널 응답 행렬 H (k)를 송신기와 수신기 양자가 모두 알고 있거나 확인할 수 있는 것으로 가정하기로 한다.
각각의 부대역에 대한 채널 응답 행렬 H (k)는 대각화되어 그 부대역에 대해 N S 개의 고유 모드를 얻을 수 있다. 그것은 R (k) = H H(k) H (k)인 H (k)의 상관 행렬에서 고유치 분해를 실행함으로써 구현될 수 있는데, 여기서 H H(k)는 H (k)의 켤레 전치 행렬을 나타낸 것이다. 상관 행렬 R (k)의 고유치 분해는 다음과 같이 표현될 수 있다:
,
여기서,
V (k)는 그 열이 R (k)의 고유 벡터인 (N T × N T ) 단위 행렬(즉, V (k) = [ v 1(k) v 2(k) v 3(k) v 4(k)]로서, 여기서 각각의 v i(k)는 하나의 고유 모드에 대한 고유 벡터]이고;
D (k)는 R (k)의 고유치의 (N T × N T ) 대각 행렬이다.
단위 행렬은 M H M = I 의 성질로서 특징져진다. i ∈ {1, 2, 3, 4}에 대한 고유 벡터 v i(k)를 각각의 공간 채널에 대한 전송 스티어링 벡터로서 지칭하기도 한다.
채널 응답 행렬 H (k)는 특이치 분해를 사용하여 대각화될 수도 있는데, 그것은 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서,
V (k)는 그 열이 H (k)의 우측 고유 벡터인 행렬이고;
는 D (k)의 대각 요소의 양의 제곱근, 즉 R (k)의 고유치인 H (k)의 특이치를 포함하는 대각 행렬이며;
U (k)는 그 열이 H (k)의 좌측 고유 벡터인 행렬이다.
특이치 분해는 Gilbert Strang이 저술한 "선형 대수학과 그 적용(Linear Algebraa and Its Application)", Second Edition, Academic Press, 1980에 개시되어 있다. 수학식 11 및 수학식 12에 나타낸 바와 같이, 행렬 V (k)의 열은 R (k)의 고유벡터이자 H (k)의 우측 고유 벡터이다. 행렬 U (k)의 열은 H (k) H H (k)의 고유 벡터이자 H (k)의 좌측 고유 벡터이다.
각각의 부대역에 대한 대각 행렬 D (k)는 대각선를 따라 음이 아닌 실를 포함하고, 그 이외의 다른 모든 곳에서는 0이다. R (k)의 고유 벡터는 i ∈ {1, 2, 3, 4}에 대해 {λ 1(k), λ 2(k), λ 3(k), λ 4(k)} 또는 {λ i(k)}로서 표시된다.
고유치 분해는 48개의 각각의 데이터 부대역에서의 채널 응답 행렬 H (k)에 대해 별개로 실행되어 그 부대역에 대해 4개의 고유 모드를 결정할 수 있다(각각의 행렬 H (k)가 풀 랭크(full rank)인 것을 가정하여). 각각의 대각 행렬 D (k)의 4개의 고유치는 {λ 1(k) ≥ λ 2(k) ≥ λ 3(k) ≥ λ 4(k)}이 되도록 순서 매김될 수 있는데, 여기서 λ 1(k)는 부대역 k에 대한 최대 고유치이고, λ 4(k)는 최소 고유치이다. 각각의 대각 행렬 D (k)에 대한 고유치를 순서 매김할 경우, 해당 행렬 V (k)의 고유 벡터(또는 열)도 역시 그와 상응하게 순서 매김된다.
"광대역" 고유 모드는 순서 매김 후의 모든 부대역의 동일 순서 매김된 고유 모드의 집합으로서 규정져질 수 있다(즉, 광대역 고유 모드 m은 모든 부대역의 고유 모드 m을 포함함). 각각의 광대역 고유 모드는 모든 부대역에 대한 각각의 고유 벡터의 집합과 관련된다. "주된" 광대역 고유 모드는 순서 매김 후에 각각의 행렬 에 들어 있는 가장 큰 특이치와 관련된다.
이어서, 벡터 d m을 생성하여 48개의 모든 데이터 부대역에 대해 m번째 랭크 고유치를 포함시킬 수 있다. 그러한 벡터 d m은 다음과 같이 표현될 수 있다:
벡터 d 1은 최상의 또는 주된 광대역 고유 모드에 대한 고유치를 포함한다. 4개의l 전송 안테나 및 4개의 수신 안테나를 구비한 MIMO-OFDM 시스템(즉, 4 × 4 시스템)에서는 4개까지의 광대역 고유 모드가 있다.
수신기에서의 잡음 분산 σ 2이 동작 대역에 걸쳐 일정하고 송신기에 알려져 있다면, 고유치 λ m(k)를 잡음 분산 σ 2으로 나눔으로써 각각의 광대역 고유 모드의 각각의 부대역에 대한 수신 SNR을 결정할 수 있다. 단순화를 위해, 잡음 분산은 1인 것으로 가정하기로 한다(즉, σ 2 = 1).
공간 다중화 모드에서는 송신기에 사용될 수 있는 총 전송 전력 P total 이 각종의 전력 할당 방안에 의거하여 광대역 고유 모드에 분배될 수 있다. 일 방안에서는 총 전송 전력 P total 이 P m = P total /4이 되도록 4개의 모든 광대역 고유 모드에 균일하게 분배되는데, 여기서 P m 은 광대역 고유 모드 m에 할당되는 전송 전력이다. 다른 방안에서는 총 전송 전력 P total 이 워터-필링(water-filling) 절차를 사용하여 4개의 광대역 고유에 분배된다.
워터-필링 절차는 최대의 전력 이득을 갖는 광대역 고유 모드가 총 전송 전력 중의 보다 더 큰 몫을 차지하도록 전력을 분배한다. 주어진 광대역 고유 모드에 할당된 전송 파워의 양은 그것의 수신 SNR 에 의해 결정되는 바, 그 수신 SNR 은 그 광대역 고유 모드의 모든 부대역들에 대한 파워 이득들(또는 고유치들)에 따라 결정된다. 상기 워터-필링 처리는 광대역 고유 모드들에 대해 충분히 적은 수신 SNR 들을 가지고 제로 전송 파워를 할당할 수 있다. 상기 워터-필링 처리는 4 개의 광대역 고유 모드들에 대해 를 수신하며, 여기서 는 광대역 고유 모드 m 에 대한 정규화 인자로서 다음과 같이 표현될 수 있다:
정규화 인자 는, 채널 반전이 적용된 후에도 광대역 고유 모드 m 에 할당된 전송 파워를 불변으로 유지할 수 있는 바, 이에 대해 이하에서 설명한다. 수학식 10 에서 보는 바와 같이, 정규화 인자 은, 노이즈 변화 가 1이라는 (즉, ) 가정하에서 벡터 내의 고유치들을 기준으로 도출될 수 있다.
또한, 상기 워터-필링 처리는 집합 를 기초로 한 각각의 광대역 고유 모드에 대해 할당될 전체 전송 파워의 비율 을 결정하며, 이에 따라 스펙트럼 효율 또는 기타의 기준이 최적화된다. 상기 워터-필링 처리에 의해 광대역 고유 모드 m 에 할당된 전송 파워는 다음과 같이 표현 될 수 있다:
4 개의 광대역 고유 모드들에 대한 파워 할당은 으로 주어 질 수 있는 바, 여기서 이며, 이다. 집합 에 대해 하나 이상의 값이 제로 아닌 값일 때, 공간 다중화 모드가 선택 사용 될 수 있다.
워터-필링을 수행 하기 위한 절차는 당업계에 공지되어 있으며, 따라서 여기서는 설명을 생략한다. 워터-필링을 설명하는 하나의 참고 자료로서, 본 명세서 중에 참고로 개시된 바와 같은, Robert G. Gallager, John Wiley and Sons 저 1968 년 출간의 "정보 이론 및 신뢰성 있는 통신(Information Theory and Reliable Communication)"이라는 제목의 문헌을 들 수 있다.
상기 공간 다중화 모드를 위하여, 각각의 공간 채널 또는 광대역 고유 모드에 대한 속도가 수신된 SNR 을 기초로 하여 선택될 수 있으며, 여기서 상기 SNR 은 의 할당 전송 파워에 의한 상기 공간 채널/광대역 고유 모드에 의해 구해진다. 단순성을 위해, 이하의 설명은 광대역 고유 모드들에 대한 데이터 전송을 기초로 한다. 각각의 광대역 고유 모드에 대해 수신 SNR 은 다음과 같이 표현될 수 있다:
본 발명의 일 실시예에서는, 각각의 광대역 고유 모드들에 대한 레이트는, 상기 시스템에 의해 지원되는 레이트들과 각각의 레이트에 대한 SNR 들의 범위를 포함하는 테이블을 기초로 하여 결정된다. 이 테이블은 컴퓨터 시뮬레이션, 실험적 측정 등등에 의해 구해 질 수 있다. 각각의 광대역 고유 모드를 위해 사용할 특정 레이트는, 광대역 고유 모드를 위한 수신 SNR 을 포괄하는 SNR 들의 범위를 가지는 테이블 내에서의 레이트이다. 또 다른 실시예에서는, 각각의 광대역 고유 모드에 대한 레이트는, (1) 광대역 고유 모드에 대한 수신 SNR, (2) MIMO 채널 내에서의 추정 오프셋, 가변성을 설명하기 위해 사용되는 SNR 오프셋, 및 (3) 지원되는 레이트들 및 그들의 필요 SNR 들의 테이블. 본 실시예를 위하여, 각각의 광대역 고유 모드에 대해 평균 수신 SNR 은 먼저, 전술한 방식으로 또는 광대역 고유 모드의 모든 부대역들에 대한 수신 SNR 들의 평균으로서 (dB들의 단위로) 계산된다. 어느 경우이든, 그 이후에, 연산 SNR 이 수신 SNR 및 SNR 오프셋의 합 으로서 계산된다(양자 모두 dB들의 단위로 주어진 경우). 그 다음에, 연산 SNR 은, 상기 시스템에 의해 지원되는 레이트들 각각에 대한 필요 SNR 과 비교된다. 그리고 나서, 상기 연산 SNR 보다 작거나 같은 필요 SNR 을 포함하는 테이블 내에서 가장 높은 레이트가 상기 광대역 고유 모드를 위해 선택된다. 전송 다이버시티 모드 및 빔-조향 모드를 위한 레이트 또한 유사한 방법으로 결정될 수 있다.
각각의 고유 모드에 할당된 전송 파워 Pm 는, 모든 부대역들에 대한 수신 SNR 들이 거의 동일해 지게 될 수 있도록, 그 광대역 고유 모드의 48 데이터 부대역들에 걸쳐서 분배된다. 부대역들에 걸친 이와 같은 비-균일 파워 할당은 채널 반전이라고 칭한다. 각각의 서브밴드에 할당되는 전송 파워 Pm(k)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서, 은 수학식 10 에 의해 구해진다.
수학식 13에 나타낸 바와 같이, 전송 파워 Pm 은 채널 파워 이득들을 기초로 데이터 부대역들에 걸쳐 불균일하게 분배되는 바, 인 경우의 고유값들 에 의해 주어진다. 상기와 같은 파워 분배의 결과, 각각의 광대역 고유 모드의 모든 데이터 부채널들에 대한 수신기에서 대략 동일한 수신 SNR 들이 성취된다. 이러한 채널 반전은, 상기 네개의 광대역 고유 모드들 각각에 대해 독립적으로 수행된다. 광대역 고유 모드 각각에 대한 채널 반전에 대해 더 상세히 설명하고 있는 자료로서, 2002 년 8월 27일에 출원되어 공동 양수된 "아이겐 모드 각각에 대해 적용된 선택적 채널 반전을 가지는 부호화된 MIMO 시스템(Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversion Applied Per Eigenmode)" 라는 명칭의 미합중국 특허 출원 제10/229,209호를 들 수 있다.
상기 채널 반전은 여러가지 방법으로 실행될 수 있다. 전체적 채널 반전을 위하여, 하나의 광대역 고유 모드가 사용을 위해 선택되는 경우 모든 데이터 부대역들이 데이터 전송에 사용될 수 있다. 선택적 채널 반전을 위해, 가용 데이터 부대역들의 모든 또는 하나의 부집합이, 각각의 광대역 고유 모드에 대해 사용되도록 선택될 수 있다. 상기 선택적 채널 반전에 의해 수신 SNR 이 특정 문턱치 보다 낮은 부실한 부대역들은 폐기되고 선택된 부대역들에 대해서만 채널 반전이 수행된다. 각각의 광대역 고유 모드에 대한 선택적 채널 반전에 대해 개시하는 자료로서도 또한, 2002 년 8월 27일에 출원되어 공동 양수된 "아이겐 모드 각각에 대해 적용된 선택적 채널 반전을 가지는 부호화된 MIMO 시스템(Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversion Applied Per Eigenmode) 라는 명칭의 미합중국 특허 출원 제10/229,209호를 들 수 있다. 단순성을 위해, 이하의 설명에서는, 사용을 위해 선택되는 각각의 광대역 고유 모드에 대해 완전한 채널 반전이 실행된다고 가정한다.
각각의 광대역 고유모드의 각각의 부대역을 위해 사용하는 이득은 그 부대역에 할당된 전송 파워 Pm(k)를 기초로 하여 결정될 수 있다. 각각의 데이터 부대역에 대한 이득 gm(k)은 다음과 같이 표현될 수 있다:
각각의 부대역에 대해 대각 이득 행렬 가 정의될 수 있다. 이 행렬 는, 대각선을 따라서 부대역 k 에 대한 네개의 고유 모드들에 대한 이들들을 포함하며, 으로 표현될 수 있다.
공간 다중화 모드에 대해, 각각의 데이터 부대역에 대한 전송 벡터 는 다음과 같이 표현될 수 있다:
여기서,
그리고
이다.
벡터 는 부대역 k 에 대한 네개의 고유 모드들에 대해 전송될 네 개의 변조 심벌들을 포함하며, 벡터 는 부대역 k 에 대해 네개의 안테나들로부터 전송될 네 개의 전송 심벌들을 포함한다. 간명하게 하기 위해, 수학식 15 는 상기 엑세스 포인트 및 상기 사용자 단말에서의 송신/수신 체인들 사이의 차이를 상쇄하기 위해 사용되는 보정 인자들을 포함하지는 않는 바, 이하에서는 이들에 대해 상세히 설명한다.
도 9B 에는 공간 다중화 모드를 위한 공간 처리를 수행할 수 있는 전송 (TX) 공간 프로세서(720b)의 실시예의 블록도가 도시되었다. 간명하게 하기 위해, 이하의 설명에서는, 모두 네개의 광대역 고유 모드들이 사용을 위해 선택되는 것으로 가정한다. 다만, 네개 이하의 광대역 고유 모드들이 선택 사용될 수도 있음은 물론이다.
프로세서(720b) 내에서, 역다중화기(932)는, 네개의 광대역 고유 모드들에 대해 전송되는 네개의 변조 심벌 스트림들(내지 의 도면 부호로 지시됨)을 수신하며, 각각의 스트림을 48 개의 데이터 부대역들을 위한 48 개의 서브스트림으로 역다중화하고, 각각의 데이터 부대역을 위한 네개의 변조 심벌 스트림들을 각각의 송신 (TX) 부대역 공간 프로세서(940)에게 제공한다. 각각의 프로세서(940)는 하나의 부대역에 대해 수학식 15 에서와 같은 처리를 수행한다.
각각의 송신 부대역 공간 프로세서(940) 내에서, 네개의 변조 심벌들(내지 의 도면 부호로 지시됨)은 네개의 승산기들(942a)에 제공되며, 상기 승산기들은 또한 해당 부대역의 상기 네개의 고유 모드들에 대한 이득들 및 을 수신한다. 각각의 이득 는, 수학식 14에 나타낸 바와 같이, 상기 부대역/고유모드에 할당된 전송 파워 Pm(k)를 기초로 결정될 수 있다. 각각의 승산기(942)는 이득 를 이용하여 그 변조심벌들을 스케일링(scale)하여, 스케일링된 변조 심벌들(scaled modulation symbols)을 제공한다. 승산기들(942a 내지 942d)은 네개의 스캐일링된 변조심벌 서브스트림들을 네개의 빔-형성기(950a 내지 950d)에 각각 제공한다.
각각의 빔-형성기(950)은 빔형성을 실행하여 하나의 부대역의 하나의 고유모드에 대해 하나의 서브스트림을 전송한다. 각각의 빔-형성기(950)은 해당 고유 모드에 대해 하나의 심벌 서브스트림 및 하나의 고유 벡터를 수신한다. 특히, 빔-형성기(950a)은 제1 고유 모드에 대해 고유 벡터 를 그리고 제2 고유 모드에 대해 고유 벡터 를 수신하고, 그리고 계속하여 동일한 방식으로 고유 벡터를 수신한다. 빔-형성은 해당 고유 모드에 대한 고유 벡터를 이용하여 실행된다.
각각의 빔 생성기(950) 내에서는 스케일링된 변조 심벌이 4개의 곱셈기(952a 내지 952d)에 제공되고, 그 4개의 곱셈기(952a 내지 952d)는 아울러 해당 고유 모드에 대한 고유 벡터 v m(k)의 4개의 요소 v m ,1(k), v m ,2(k), v m ,3(k), 및 v m ,4(k)를 수신한다. 이어서, 각각의 곱셈기(952)는 스케일링된 변조 심벌에 그 고유 벡터 v m , j (k)를 곱하여 "빔으로 생성된" 심벌을 제공한다. 곱셈기(952a 내지 952d)는 4개의 빔으로 생성된 심벌 서브스트림(그것은 4개의 전송 안테나로부터 전송될 것임)을 합산기(960a 내지 960d)에 각각 제공한다.
각각의 합산기(960)는 각각의 심벌 구간에서의 4개의 고유 모드의 대한 4개의 빔으로 생성된 심벌을 수신하고 합하여 해당 전송 안테나에 대해 미리 조건화된 심벌을 제공한다. 합산기(906a 내지 960d)는 4개의 전송 안테나에 대해 미리 조건화된 심벌의 4개의 서브스트림을 버퍼/다중화기(970a 내지 970d)에 각각 제공한다.
각각의 버퍼/다중화기(970)는 TX 부대역 공간 프로세서(940a 내지 940d)로부터 48개의 데이터 부대역에 대한 파일럿 심벌 및 미리 조건화된 심벌을 수신한다. 이어서, 각각의 버퍼/다중화기(970)는 각각의 심벌 구간에 대해 4개의 파일럿 심벌, 48개의 미리 조건화된 심벌, 4개의 파일럿 부대역에 대한 12개의 0, 48개의 데이터 부대역, 및 12개의 미사용 부대역을 각각 다중화하여 그 심벌 구간에 대한 64개의 전송 심벌의 시퀀스를 생성한다. 각각의 버퍼/다중화기(970)는 하나의 전송 안테나에 대한 전송 심벌의 스트림 x i (n)을 제공하는데, 여기서 전송 심벌 스트림은 64개의 전송 심벌의 접합된 시퀀스로 이뤄진다. 전송 심벌은 교정 계수로 스케일링되어 후술되는 바와 같이 접속점과 사용자 단말에 있는 전송/수신 체인 사이의 차이를 규명하도록 할 수 있다. 각각의 전송 심벌 스트림에 대한 후속 OFDM 변조는 전술된 바 있다.
접속점에서의 공간 처리가 없이 비 스티어링 공간 다중화 모드를 사용하여 병렬 심벌 스트림이 4개의 전송 안테나로부터 전송될 수도 있다. 그러한 모드에서는 채널 역전 과정 및 빔 생성기(950)에 의한 빔 생성이 생략될 수 있다. 각각의 변조 심벌 스트림은 추가로 OFDM 처리되어 각각의 전송 안테나로부터 전송된다.
비 스티어링 공간 다중화 모드는 송신기가 고유 모드 분해에 의거한 빔 스트어링을 지원하는데 필요한 공간 처리를 실행할 수 없는 경우와 같은 각종의 상황에 사용될 수 있다. 그것은 송신기가 교정 절차를 실행하지 않았기 때문에, 충분히 양호한 채널 추정치를 생성할 수 없기 때문에, 또는 교정 및 고유 모드 처리 능력을 전혀 갖지 못하기 때문에 그러할 수 있다. 비 스티어링 공간 다중화 모드에서는 전송 용량을 증대시키는데 여전히 공간 다중화가 사용될 수 있지만, 수신기가 개별 스트림을 분리해내는 공간 처리를 실행하지 못한다.
비 스티어링 공간 다중화 모드에서는 수신기가 전송된 심벌 스트림을 복원하는 공간 처리를 실행한다. 특히, 사용자 단말은 채널 교정 행렬 역전(CCMI) 기법, 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기법, 연속 간섭 삭제 수신기 처리 기법, 또는 몇 가지 다른 수신기 공간 처리를 실행할 수 있다. 그러한 기법들은 2001년 11월 6일 출원되어 공동 양도된 "다중 접속 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템"이란 명칭의 미국 특허 출원 제09/993,087호에 상세하게 개시되어 있다. 비 스티어링 공간 다중화 모드는 하향 링크 전송과 상향 링크 전송의 양자 모두에 사용될 수 있다.
다중 사용자 공간 다중화 모드는 사용자 단말의 "공간 서명(spatial signature)"에 의거하여 하향 링크로 다중 사용자 단말에 동시에 데이터 전송을 하는 것을 지원한다. 사용자 단말에 대한 공간 서명은 접속점 안테나와 각각의 사용자 단말 안테나 사이의 채널 응답 벡터(각각의 부대역에 대한)에 의해 주어진다. 접속점은 사용자 단말에 의해 전송된 스티어링된 기준에 기초하여 공간 서명을 획득할 수 있다. 접속점은 데이터 전송을 원하는 사용자 단말에 대한 서명을 처리하여 (1) 하향 링크로 동시에 데이터 전송을 하기 위한 사용자 단말의 세트를 선택하고, (2) 선택된 사용자 단말에 전송될 별개의 각각의 데이터 스트림에 대한 스티어링 벡터를 구할 수 있다.
다중 사용자 공간 다중화 모드를 위한 스티어링 벡터는 다양하게 구해질 수 있다. 이하에서는 대표적인 2가지 방안에 관해 설명하기로 한다. 단순화를 위해, 이후의 설명에서는 하나의 부대역에 대해 설명하기로 하고, 각각의 사용자 단말이 하나의 안테나를 구비하는 것으로 가정하기로 한다.
제 2 방안에서는 접속점이 채널 역전을 사용하여 스티어링 벡터를 얻는다. 접속점은 하향 링크로 동시에 전송을 하기 위한 N ap 개의 단일 안테나 사용자 단말을 선택할 수 있다. 접속점은 각각의 선택된 사용자 단말에 대한 1 × N ap 개의 채널 응답 행 벡터를 얻어 N ap 개의 사용자 단말에 대한 N ap 개의 행 벡터를 갖는 N ap × N ap 개의 행렬 H mu 를 생성한다. 이어서, 접속점은 N ap 개의 선택된 사용자 단말에 대한 N ap 개의 스티어링 벡터의 행렬 H steer 를 H steer = H mu -1로서 얻는다. 접속점은 스티어링된 참조치를 각각의 사용자 단말에 전송할 수도 있다. 각각의 사용자 단말은 그 스티어링된 참조치를 처리하여 채널 이득 및 위상을 추정하고, 그 단일 안테나에 대해 수신된 심벌을 그 채널 이득 및 위상으로써 코히어런트하게 복조하여 복원 심벌을 얻는다.
제1 방안에서는 접속점이 N ap 개의 사용자 단말에 전송될 N ap 개의 심벌 스트림을 그 심벌 스트림이 사용자 단말에서 누화(cross talk)를 덜 겪도록 예비 코딩한다. 접속점은 N ap 개의 선택된 사용자 단말에 대한 채널 응답 행렬 H mu 를 생성하여 H mu = T tri Q mu 가 되도록 H mu 의 QR 인수 분해를 실행할 수 있는데, 여기서 T tri 는 하단 좌측 삼각 행렬 T tri 이고, Q mu 는 단위 행렬이다. 이어서, 접속점은 N ap 개의 데이터 심벌 스트림을 행렬 T tri 으로 예비 코딩하여 N ap 개의 예비 코딩된 심벌 스트림 a 를 얻고, 그 예비 코딩된 심벌 스트림을 단위 행렬 Q mu 로 추가로 처리하여 N ap 개의 사용자 단말에 전송하기 위한 N ap 개의 전송 심벌 스트림을 얻는다. 다시, 접속점은 스티어링된 참조치를 각각의 사용자 단말에 전송할 수 있다. 각각의 사용자 단말은 스티어링된 참조치를 사용하여 수신된 심벌을 코히어런트하게 복조함으로써 복원 심벌을 얻는다.
다중 사용자 공간 다중화 모드에서의 상향 링크의 경우에는 접속점이 MMSE 수신기 처리, 연속 간섭 삭제, 또는 특정의 다른 수신기 처리 기법을 사용하여 N ap 개의 사용자 단말에 의해 동시에 전송된 N ap 개의 심벌 스트림을 복원할 수 있다. 접속점은 각각의 사용자 단말에 대한 상향 링크 채널 응답을 추정하여 그 채널 응답 추정치를 수신기 공간 처리 및 상향 링크 전송의 스케줄링에 사용할 수 있다. 각각의 단일 안테나 사용자 단말은 상향 링크로 직교 파일럿을 전송할 수 있다. N ap 개의 사용자 단말로부터의 상향 링크 파일럿은 시간 및/또는 주파수에 있어 직교성을 갖는다. 시간 직교성은 각각의 사용자 단말이 그 상향 링크 파일럿을 그 사용자 단말에 할당된 직교 시퀀스로 커버링하도록 함으로써 구현될 수 있다. 주파수 직교성은 각각의 사용자 단말이 상이한 세트의 부대역으로 그 상향 링크 파일럿을 전송하도록 함으로써 구현될 수 있다. 사용자 단말로부터의 상향 링크 전송은 접속점에 개략적으로 시간 맞춤되어야 한다(예컨대, 순환 프리픽스 내에서의 시간 맞춤).
3. 빔-조향 모드 : 송신공정
도10A에는 빔-조향 모드에서 송신공정을 수행할 수 있는 송신기 유닛(1000)의 블록도가 도시되어 있다. 상기 송신기 유닛(1000)은 액세스 포인트(access point)와 사용자 단말의 송신부의 또 다른 실시예를 나타낸 것이다.
TX 데이터 프로세서(710c) 내에서, 프레이밍 유닛(808)은 각각의 FCH/RCH 패킷용 데이터를 프레임화하여 하나 이상의 패킷용 PHY 프레임을 생성한다. 이어서, 스크램블러(scrambler, 810)는 각각의 송신 채널용 데이터를 스크램블한다. 아울러, 부호화기(812)는 프레임화된 데이터를 선택된 부호화 방식에 따라 부호화하여 부호화 비트를 제공한다. 이어서, 데이터 송신에 사용되는 광대역 고유모드(eigenmode)에 적합한 부호화율이 얻어질 수 있도록, 천공 유닛(814)을 이용하여 코드 비트들을 천공한다. 상기 천공 유닛(818)에 의해 천공된 코드 비트들은 모든 데이터 부대역들에서 인터리브(interleave)된다. 심볼 매핑 유닛(820)은 선택된 변조 방식에 따라 인터리브된 데이터들을 매핑시켜, 변조 심볼들을 제공한다. 이어서, TX 공간 프로세서(720c)에 의해 빔-조향 모드에서 상기 변조 심볼들이 송신된다.
상기 빔-조향 모드는 하나의 공간 채널 상에서 또는 모든 데이터 부대역들의 가장 큰 고유 값들과 연관되어 있는 광대역 고유모드에서 데이터를 송신하기 위해 사용된다. 상기 광대역 고유모드들에 대한 송신 전력 할당이 0이 아닌 세트() 내에 하나의 엔트리(entry) 만을 발생시킬 경우, 상기 빔-조향 모드가 선택된다. 한편, 상기 공간 다중화 모드에서는 각각의 부대역들의 고유 벡터에 기반하여 부대역들의 선택된 고유 모드에 대해 빔-포밍을 수행하며, 상기 빔-조향 모드에서는 각각의 부대역들의 주(principal) 고유 모드에 대해 "정규화(normalized)"된 고유 벡터에 기반하여 빔-조향을 수행하므로써, 상기 단일 고유 모드에서 데이터를 송신하게 된다.
상기 주 고유모드에 대한 각각의 고유 벡터 (k∈K)의 4개의 요소들은 서로 다른 크기를 가지고 있다. 각각의 부대역들을 위해 상기 고유 벡터 의 4개의 요소들에 기반하여 얻어지는 상기 4개의 설정된 심볼들 또한 서로 다른 크기를 갖게된다. 따라서, 각각이 소정의 송신 안테나용 데이터 부대역들을 위해 설정된 심볼들을 포함하고 있는 안테나 별(per-antenna) 4개의 송신 벡터들도 서로 다른 크기를 가지고 있다. 각각의 송신 안테나에 대한 송신 전력이 제한될 경우 (예컨대, 전력 증폭기의 제한성들로 인하여), 상기 빔-포밍 모드에서는 각각의 안테나에 대해 사용 가능한 전력을 모두 사용할 수 없다.
상기 빔-조향 모드에서는, 주 고유 모드를 위해 상기 고유 벡터 (k∈K)로부터 얻어지는 상 정보(phase information) 만을 이용하며, 각각의 고유 벡터들을 정규화하므로써, 상기 고유 벡터 내의 4개의 요소들이 동일한 크기를 가질 수 있도록 한다. 상기 부대역(k)에 대해 정규화된 고유 벡터는 다음의 수학식(16)으로 표현된다.
상기 수학식(16)에서 A는 상수이다 (A=1).
또한, 는 송신 안테나(i)의 부대역(k)에 대한 상(phase)이며 다음의 수학식(17)으로 표현될 수 있다.
수학식(17)에 나타나 있는 바와 같이, 정규화된 벡터내의 각각의 요소들의 상은 고유 벡터 내의 대응 요소로부터 얻어질 수 있다. 즉, 는 로부터 얻어질 수 있다. 여기서, .
또한, 빔-조향 모드에서는 채널 반전이 수행되므로써, 공통 전송률이 모든 데이터 부대역들을 위해 사용될 수도 있다. 상기 빔-조향 모드에서, 각각의 데이터 부대역들에 할당되는 송신 전력 는 다음의 수학식(18)과 같이 표현된다.
상기 수학식(18)에서, k∈K 이며, 는 채널 반전이 적용된 이후에 전체 송신 전력이 변화되지 않도록 유지시키는 정규화 인자 (normalization factor)를 나타낸다. 또한,는 4개의 안테나 각각에 할당되는 송신 전력을 나타내며, 는 빔-조향 모드에서 주 고유모드의 부대역(k)에 대한 전력 이득을 나타낸다.
상기 정규화 인자 는 다음의 수학식(19)으로 표현된다.
상기 송신 전력 는 식 로 표시될 수 있다. 즉, 4개의 송신 안테나에 전체적으로 균일하게 송신 전력이 할당된다. 상기 전력 이득 은 다음의 수학식(20)으로 표현된다.
상기 채널 반전에 의해, 48개의 데이터 부대역에 대해 송신전력 (k∈K)가 할당된다. 상기 데이터 부대역별 이득은 다음의 식으로 나타낼 수 있다. .
빔-조향 모드에서, 각각의 부대역에 대한 송신 벡터 는 다음의 수학식(21)으로 표현된다.
단순화를 위해, 수학식(21)에서는 상기 엑세스 포인트 및 사용자 단말에서의 송신/수신 체인들 사이의 차이를 계산하기 위해 사용되는 교정 인자들을 포함하지 않고 있다.
수학식(16)에서 알 수 있는 바와 같이, 각각의 부대역들의 정규화된 조향 벡터에 포함된 4개의 요소들은 동일한 크기를 가지고 있으며, 서로 다른 위상을 가질 수 있다. 따라서, 상기 빔-조향 모드에서는 각각의 부대역들에 대해 하나의 송신 벡터를 발생하고, 상기 송신 벡터의 4개의 요소들은 동일한 크기를 가지며, 서로 다른 위상을 가질 수 있다.
도10B에는 빔-조향 모드에서 공간 송신 공정을 수행할 수 있는 TX 공간 프로세서(720c)의 블록도가 도시되어 있다.
상기 TX 공간 프로세서(720c) 내에서, 역다중화기(1032)는 변조 심볼 스트림(s(n))을 수신하고, 이를 48개의 데이터 부대역들(s(1)-s(k))을 위해 48개의 서브스트림으로 역다중화한다. 각각의 심볼 스트림은 각각의 TX 부대역 빔-조향 프로세서(1040)로 제공된다. 상기 각각의 TX 부대역 빔-조향 프로세서(1040)는 하나의 부대역에 대해 수학식(14)에 따른 공정을 수행한다.
각각의 TX 부대역 빔-조향 프로세서(1040) 내에서, 상기 변조 심볼 서브스트림은 관련된 부대역의 이득을 수신하는 곱셈기(1042)로 제공된다. 상기 곱셈기(1042)는 상기 변조 심볼들을 상기 이득에 따라 환산하며, 상기 환산된 변조 심볼들을 빔-조향 유닛(1050)으로 제공한다.
또한, 상기 빔-조향 유닛(1050)은 관련된 부대역들에 대한 정규화된 고유 벡터를 수신한다. 상기 빔-조향 유닛(1050) 내에서, 상기 환산된 변조 심볼들은 상기 정규화된 고유벡터 의 4개의 심볼들 및 을 수신하는 4개의 곱셈기들(1052a-1052d)로 제공된다. 각각의 곱셈기(1052)는 환산된 변조 심볼들을 정규화된 고유 벡터값에 곱하여 설정된 심볼들을 제공한다. 상기 곱셈기들(1052a-1052d)은 4개의 설정된 심볼들을 버퍼/다중화기들(1070a-1070d)로 각각 제공한다.
상기 각각의 버퍼/다중화기들(1070a-1070d)은 TX 부대역 빔-조향 프로세서들(1040a-1040k)로부터 48개의 데이터 부대역들에 대한 파일럿 심볼들과 설정된 심볼들을 수신하며, 각각의 심볼 주기에서 상기 파일럿 심볼들, 설정된 심볼들 및 제로들(zeros)을 다중화하고, 송신 심볼들()의 스트림을 하나의 송신 안테나로 전송한다. 각각의 송신 심볼 스트림을 위한 후속 OFDM 변조는 이미 상술한 바와 같다.
상기 빔-조향 모드에서의 데이터 처리공정은 "광대역 MIMO 시스템에서의 빔-조향 및 빔-포밍 방법(Beam-steering and Beam-forming for Wideband MIMO system)" 이라는 명칭으로 2002년 8월 27일 미합중국 특허청에 출원된 미합중국 특허 출원번호 제10/228,393호에 상세히 개시되어 있다. 상기 광대역 MIMO 시스템은 빔-포밍 모드를 지원할 수 있도록 설계되어 있으며, 이에 따라, 데이터 스트림이 정규화된 고유벡터가 아닌 고유 벡터를 이용한 주 고유모드에 기반하여 전송된다.
4. PHY 프레임을 위한 프레이밍 공정
도11A에는 본 발명의 일 실시예에 따른 프레이밍 유닛(808)이 도시되어 있다. 상기 프레이밍 유닛(808)은 상기 TX 데이터 프로세서에 의해 후속 공정이 진행되기 전에 각각의 FCH/RCH 패킷용 데이터를 프레임화 하기 위해 사용된다. 상기 프레이밍 기능은 BCH, FCCH 및 RACH을 통해 전송되는 메시지들을 위해 무시(bypass)될 수 있다. 상기 프레이밍 유닛은 각각의 FCH/RCH 패킷에 대해 정수의 PHY 프레임들을 생성한다. 이하 기재될 실시예에서는, 각각의 PHY 프레임들이 6개의 OFDM 심볼들을 포함하고 있다.
다이버시티(diversity) 모드와 빔-조향 모드에서는, 하나의 공간 채널 또는 광대역 고유 모드 만이 데이터 전송을 위해 사용된다. 상기 모드들에서의 전송률은 공지되어 있으며, 각각의 PHY 프레임의 페이로드 내에서 전송될 수 있는 정보 비트들의 수는 계산을 통해 얻어질 수 있다. 공간 다중화 모드에서는, 데이터 전송을 위해 다중 공간 채널들이 사용된다. 상기 각각의 공간 채널의 전송률이 공지되어 있기 때문에, 모든 공간 채널들에 대해 각각의 PHY 프레임의 페이로드 내에서 전송될 수 있는 정보 비트들의 수가 계산을 통해 얻어질 수 있는 것이다.
도11A에 도시되어 있는 바와 같이, 각각의 FCH/RCH 패킷용 정보 비트들(i1, i2, i3, i4....)은 상기 프레이밍 유닛(808) 내에서 CRC 생성기(1102)와 다중화기(1104)로 제공된다. 상기 CRC 생성기(1102)는 헤더 및 각각의 PHY 프레임의 페이로드 필드 내의 비트들에 대한 CRC 값들을 생성하며, 상기 CRC 비트들을 상기 다중화기(1104)로 제공한다. 상기 다중화기(1104)는 상기 정보 비트들, CRC 비트들 및 패드 비트들 (즉, 제로들)을 수신하며, 상기 비트들을 PHY 프레임 제어 신호에 근거하여 도6에 도시된 바와 같은 적절한 순서에 따라 송신한다. 상기 다중화기(1104)를 통해 정보 비트들을 직접 전송하는 경우에, 상기 프레이밍 기능은 무시될 수 있다. 상기 프레임화된 또는 프레임화 되지 않은 비트들(d1, d2, d3, d4....)은 스크램블러(810)로 제공된다.
5. 스크램블 공정(Scrambling)
본 발명의 일 실시예에 따르면, 각각의 송신 채널용 데이터 비트들은 부호화되기에 앞서 스크램블된다. 상기 스크램블 공정에 의해, 상기 데이터들은 임의화(randomized)되며, 따라서, 전체가 하나인 또는 전체가 제로인 형태의 긴 시퀀스는 전송되지 않는다. 이로인해, OFDM 파형에서 피크 대 평균 전력 (peak to average power)의 변화를 감소시킬 수 있다. 상기 스크램블 공정은 하나 또는 그 이상의 송신 채널에 대해 생락될 수 있으며, 선택적으로 인에이블(enable) 또는 디스에이블(disable) 된다.
도11A에는 본 발명의 일 실시예에 다른 스크램블러(810)가 도시되어 있다. 본 실시예에 따르면, 상기 스크램블러(810)는 수학식(22)에 표시된 바와 같은 생성 다항식(generator polynomial)을 제공한다.
본 발명의 기술적 사상의 범주 내에서, 다른 생성 다항식들 또한 사용 가능하다.
도11A에 도시된 바와 같이, 상기 스크램블러(810)는 일렬로 결합된 일곱개의 지연 요소들(1112a-1112g)를 포함한다. 각각의 클럭 사이클에서, 덧셈기(1114)는 지연 요소들(1112a-1112g)에 저장된 두개의 비트에 대해 모듈로-2 덧셈을 수행하며, 상기 지연 요소(1112a)에 스크램블링 비트를 제공한다.
상기 프레임화된 또는 프레임화 되지 않은 비트들(d1, d2, d3, d4....)은 상기 덧셈기(1114)로부터 스크램블링 비트들을 수신하는 덧셈기(1116)로 제공된다. 상기 덧셈기(1116)는 스크램블링 비트에 대응하는 각각의 비트(dn)에 대해 모듈로-2 덧셈을 수행하므로써 스크램블링 비트(qn)를 제공한다. 상기 스크램블러(810)는 일련의 스크램블 비트들(q1, q2, q3, q4....)을 제공한다.
상기 스크램블러의 초기 상태, 즉, 상기 지연 요소들(1112a-1112g)의 컨텐츠는 각각의 TDD 프레임의 시작 위치에서 7-비트 비제로(7-bit non-zero)로 설정된다. 세개의 주요 비트들(MSBs), 즉, 3개의 지연 요소들(1112e-1112f)은 항상 "1"로 설정되며, 4개의 비주요 비트들(LSBs)은 BCH 메시지 내에 표시된 바와 같이 TDD 프레임 카운터로 설정된다.
6. 부호화/천공 공정(Encoding/Puncturing)
본 발명의 일 실시예 따르면, 데이터 송신에 앞서 데이터를 부호화시키기 위해 단일 베이스 코드가 사용된다. 상기 베이스 코드는 하나의 부호화율로 코드 비트들을 생성한다. 시스템에 의해 지원되는 다른 부호화율들(표25 참조)은 코드 비트들을 반복하거나 천공하므로써 얻어질 수 있다.
도11B는 시스템의 기준 코드(base code)를 제공하는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호화기(812)를 도시하고 있다. 본 실시예에 따르면, 상기 기준 코드는 부호화율 1/2, 구속 길이 7 (K=7), 및 생성기들(133, 171)에 의한 컨벌루션 코드(convolution code)(8진법)를 갖는다.
부호화기(812) 내에서, 다중화기(1120)는 스크램블 비트 및 테일 비트(즉, 제로들)을 수신하여 다중화시킨다. 상기 부호화기(812)는 일렬로 결합된 6개의 지연 요소들(1122a-1122f)을 추가로 포함한다. 또한, 4개의 덧셈기들(1124a-1124d)이 일렬로 결합되어 상기 제1 생성기(133)를 실행시킨다. 아울러, 4개의 덧셈기들(1126a-1126d)이 일렬로 결합되어 상기 제2 생성기(171)를 실행시킨다. 또한, 도11B에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 덧셈기들은 상기 지연 요소들에 결합되어 상기 생성기들(131,171)을 실행시킨다.
상기 스크램블 비트들은 제2 지연 요소(1122a) 및 덧셈기들(1124a-1124d)에 제공된다. 각각의 클럭 사이클에서, 상기 덧셈기들(1124a-1124d)은 수신 비트 및 지연 요소(1122b, 1122c, 1122e, 1122f)에 저장된 4개의 선행 비트들에 대해 모듈로-2 덧셈을 수행하므로써 각각의 클럭 사이클에 대한 제1 코드 비트를 제공한다. 유사한 방식으로, 상기 덧셈기들(1126a-1126d)은 수신 비트 및 지연 요소(1122a, 1122b, 1122c, 1122f)에 저장된 4개의 선행 비트들에 대해 모듈로-2 덧셈을 수행하므로써 각각의 클럭 사이클에 대한 제2 코드 비트를 제공한다. 상기 제1 생성기에 의해 생성된 코드 비트들은 부호(a1, a2, a3, a4....)로 표시되며, 상기 제2 생성기에 의해 생성된 코드 비트들은 부호(b1, b2, b3, b4....)로 표시된다. 이어서, 다중화기(1128)가 상기 두개의 생성기로부터 두개의 코드 비트 스트림을 수신하고, 이를 다중화하여 단일 코드 비트 스트림을 생성한다. 상기 단일 코드 비트 스트림은 (a1b1, a2b2, a3b3, a4b4....)로 표시된다. 각각의 스크램블 비트(qn)에 대하여, 두개의 코드 비트(an,bn)가 생성되므로써, 부호화율 1/2이 얻어진다.
또한, 도11B에는 기준 코드의 부호화율 1/2에 기초하여 다른 부호화율들을 생성시키기 위해 사용되는 본 발명의 일 실시예에 따른 반복/천공 (repeat/puncture) 유닛(814)이 도시되어 있다. 상기 반복/천공 유닛(814) 내에서, 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트들은 부호화기(812)로부터 반복 유닛(1132) 및 천공 유닛(1134)으로 제공된다. 상기 반복 유닛(1132)은 유효 부호화율 1/4을 획득하기 위해 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트들을 각각 일회 반복시킨다. 상기 천공 유닛(1134)은 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트들을 소정의 천공 패턴으로 부분적으로 제거하므로써 바람직한 부호화율을 제공한다.
표30에는 시스템에 의해 지원되는 다양한 부호화율을 얻기 위해 사용되는 바람직한 천공 패턴의 리스트가 기재되어 있다. 다른 천공 패턴이 사용될 수 있고, 이는 본발명의 사상내에 있다.
부호화율 천공 패턴
1/2 11
7/12 11111110111110
5/8 1110111011
2/3 1110
11/16 1111101111111010011100
3/4 111001
13/16 01111011111101110000101100
5/6 1110011001
7/8 11101010011001
소정의 부호화율(k/n)을 얻기 위하여, 상기 천공 유닛(1134)은 상기 부호화기(812)로부터 수신되는 2k개의 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트들로 구성된 각각의 그룹에 대해 n개의 코드 비트들이 제공될 수 있도록 한다. 따라서, 2k-n 개의 코드 비트들이 2k개의 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트들로 구성된 각각의 그룹으로부터 제거된다. 각각의 그룹에서 제거되는 비트들은 천공 패턴에서 제로(zero)로 표시된다. 예컨대, 7/12의 부호화율을 얻기 위하여, 부호화기(812)로부터 제공된 14개의 코드 비트들로 구성된 각각의 그룹으로부터 두개의 비트들이 제거된다. 여기서, 각 그룹 내에서 제거되는 비트는 8번째 및 14번째 코드 비트이며, 이는 천공 패턴에서 "11111110111110"으로 표시된다. 바람직한 부호화율(1/2) 에서는 천공이 수행되지 않는다.
다중화기(1136)는 반복 유닛(1132) 및 천공 유닛(1134)으로부터 코드 비트 스트림을 수신한다. 상기 코드 비트 스트림을 수신함에 따라, 상기 다중화기(1136)는 바람직한 부호화율이 1/4일 경우에는 상기 반복 유닛(1132)으로부터 수신된 코드 비트들을 전송하며, 바람직한 부호화율이 1/2 또는 그 이상일 경우에는 상기 천공 유닛(1134)으로부터 수신된 코드 비트들을 전송한다.
상기 언급된 것 이외의 다른 코드들 및 천공 패턴들 또한 본 발명의 기술 사상의 범주 내에서 사용될 수 있다. 예컨대, 터보 코드, 블록 코드, 소정의 다른 코드들 및 이들의 조합이 데이터를 부호화하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 서로 다른 전송 채널들에 대해서는 서로 다른 부호화 방식이 사용될 수도 있다. 예컨대, 컨벌루션 코딩 방식이 공통 전송 채널에 대해 사용될 수 있으며, 터보 코딩 방식이 전용 전송 채널에 대해 사용될 수 있다.
7. 인터리빙 공정(Interleaving)
본 발명의 일 실시예에 따르면, 송신될 코드 비트들은 전체 48개의 데이터 부대역에 걸쳐 인터리브된다. 다이버시티 모드 및 빔-조향 모드에서는, 하나의 코드 비트 스트림이 전송되어 모든 데이터 부대역에 걸쳐 인터리브된다. 공간 다중화 모드에서는, 4개의 코드 비트 스트림들이 4개의 공간 채널을 통해 전송될 수 있다. 상기 인터리빙 공정은 각각의 공간 채널 별로 다르게 수행되므로써, 상기 스트림들을 전송하기 위해 사용되는 공간 채널의 모든 데이터 부대역에 걸쳐 각각의 코드 비트 스트림들이 인터리브될 수 있다. 표(29)에는 모든 전송 모드에 대한 인터리빙에 사용되는 바람직한 코드 비트-부대역 할당이 기재되어 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 인터리빙은 각각의 인터리빙 구간에서 모든 48개의 데이터 부대역에 걸쳐 수행된다. 이러한 경우, 48개의 코드 비트들로 구성되어 있는 코드 비트 스트림 그룹이 48개의 데이터 부대역에 걸쳐 확산되므로, 주파수 다이버시티가 가능하게 된다. 상기 각각의 그룹에 존재하는 48개의 코드 비트들은 0 내지 47의 인덱스로 할당된다. 각각의 코드 비트 인덱스들은 각각의 부대역들과 연관되어 있다. 특수한 인덱스를 갖는 코드 비트들은 연관된 부대역들 상으로 전송된다. 예컨대, 각각의 그룹내의 제1 코드 비트(인덱스 0)는 -26 부대역 상으로 전송되며, 제2 코드 비트(인덱스 1)는 1 부대역 상으로 전송되고, 그리고 제3 코드 비트(인덱스 2)는 -17 부대역 상으로 전송된다. 이러한 인터리빙 방식은 다이버시티 모드, 빔-조향 모드, 및 공간 다중화 모드에서 사용될 수 있다. 이하 기재되는 바와 같이, 선택적인 인터리빙 방식이 상기 공간 다중화 모드에서 사용될 수 있다.
이러한 인터리빙 방식은 시간에 대해 선택적으로 또는 부가적으로 수행된다. 예컨대, 데이터 부대역들에 대해 인터리빙이 수행된 이후, 각각의 부대역에 대한 코드 비트들이 추가로 인터리브되어,즉, 하나의 PHY 프레임 또는 하나의 PDU에 대해 인터리브되어 시간 다이버시티를 제공한다. 이러한 공간 다중화 모드에 있어서, 상기 인터리빙은 다중 공간 채널에 대해 수행될 수도 있다.
부가적으로, 상기 인터리빙은 QAM 심볼들에 대해 사용될 수도 있다. 이러한 경우, 상기 QAM 심볼들을 구성하는 코드 비트들은 상기 QAM 심볼들의 다른 비트 위치에 매핑된다.
8. 심볼 매핑 공정(Symbol Mapping)
표31에는 시스템에 의해 지원되는 다양한 변조 방식들을 위한 심볼 매핑이 기재되어 있다. 각각의 변조 방식(BSPK 제외)에 있어서, 비트들의 절반은 동위상(inphase) 요소(I)에 매핑되며, 나머지 절반의 비트들은 직교 요소(Q)에 매핑된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 각각의 지원되는 변조 방식에 대한 신호 성상도(signal constellation)는 계조 매핑(gray mapping)을 기반으로 형성된다. 상기 계조 매핑에 따르면, 신호 성상도 내의 인접 지점들 (I 및 Q 요소들)은 일 비트 위치 만큼 다른 위치에 형성된다. 상기 계조 매핑은 비트 에러의 수를 감소시키며, 보다 구체적으로, 에러 발생을 감소시킬 수 있다. 상기 에러 발생은 정확한 지점 근방에 위치하는 지점에 매핑되는 수신 심볼에 대응하며, 이러한 경우 하나의 코드 비트만이 에러를 갖고 수신될 수 있다.
BPSK
b I Q
0 -1 0
1 1 0
QPSK
bo I b1 Q
0 -1 0 -1
1 1 1 1
16 QAM
bob1 I b2b3 Q
00 -3 00 -3
01 -1 01 -1
11 1 11 1
10 3 10 3
64 QAM
bob1b2 I b3b4b5 Q
000 -7 000 -7
001 -5 001 -5
011 -3 011 -3
010 -1 010 -1
110 1 110 1
111 3 111 3
101 5 101 5
100 7 100 7
256 QAM
bob1b2b3 I b4b5b6b7 Q
0000 -15 0000 -15
0001 -13 0001 -13
0011 -11 0011 -11
0010 -9 0010 -9
0110 -7 0110 -7
0111 -5 0111 -5
0101 -3 0101 -3
0100 -1 0100 -1
1100 1 1100 1
1101 3 1101 3
1111 5 1111 5
1110 7 1110 7
1010 9 1010 9
1011 11 1011 11
1001 13 1001 13
1000 15 1000 15
정규화 인자 Knorm
변조방식 값
BPSK 1.0
QPSK
16 QAM
64 QAM
256 QAM
표(31)에 기재된 각각의 변조 방식들에서 I 요소와 Q요소의 값들은 정규화 인자 Knorm에 따라 환산되며, 이에 의해, 관련 신호 성상도 내의 모든 신호 포인트들의 평균 전력은 단위값에 상응한다. 각각의 변조 방식에 사용되는 정규화 인자들은 표(31)에 기재되어 있다. 상기 지원되는 변조 방식용 정규화 인자들에 대해서 정량화된 값(quantized value)이 사용될 수도 있다. 이경우, 특정의 신호 성상도로부터 발생되는 변조 심볼(s)은 다음과 같은 식에 의해 정의된다.
s=(I+jQ) ·Knorm , (여기서, I 와 Q는 신호 성상도 내에 존재하는 요소로서, 표(31)에 기재된 값을 갖는다.)
소정의 PDU에서, 변조는 전체 PDU에 걸쳐서 다르게 발생될 수 있으며, 데이터 전송을 위해 사용되는 다중 공간 채널들에서도 다르게 나타날 수 있다. 예컨대, BCH PDU에 있어서, 비컨(beacon) 파일럿, MIMO 파일럿, 및 BCH 메시지에 대해 서로 다른 변조 방식들이 사용될 수 있다.
9. 공간 다중화 모드를 위한 처리공정
공간 다중화 모드에 있어서, PDU는 전체 다중 공간 채널을 통해 전송된다. 상기 다중 공간 채널을 통해 전송되는 데이터를 처리하기 위해 다양한 방식들이 사용될 수 있다. 이하, 상기 공간 다중화 모드에서 사용되는 두가지 처리 방식들에 대해 서술하기로 한다.
제1 처리 방식에 있어서, 각각의 공간 채널들에 대해 바람직한 부호화율을 획득하기 위하여 공간 채널 마다 부호화 및 천공 공정이 수행된다. 데이터 전송을 위해 사용되는 NE 공간 채널들은 최상위 SNR 에서 최하위 SNR 까지 랭크된다. 전체 PDU를 위한 데이터가 먼저 부호화되어 부호화율 1/2을 갖는 코드 비트 스트림을 생성한다. 이어서, 상기 코드 비트들을 천공하여 각각의 공간 채널들에 대해 바람직한 부호화율을 획득한다.
상기 천공 공정은 NE 공간 채널들에 대해 순차적으로 수행되며, 최상의(즉, 최상위 SNR) 공간 채널에서부터 최악의(즉, 최하위 SNR) 공간 채널의 순서로 진행된다. 특히, 상기 천공 유닛은 최상위 SNR을 갖는 최상의 공간 채널에 대해 우선적으로 천공을 실시한다. 상기 최상의 공간 채널에 적합한 수의 코드 비트가 생성되면, 상기 천공 유닛은 다음 순위의 SNR을 갖는 다음 순위의 공간 채널에 대해 천공을 실시한다. 이러한 공정은 상기 모든 NE 공간 채널들에 대해 코드 비트들이 생성될 때 까지 연속적으로 수행된다. 천공순서는 각각의 공간 채널에 사용되는 특정한 부호화율에 관계없이 가장 큰 SNR에서부터 가장 작은 SNR의 순서로 진행된다.
표(28에 기재된 예를 참조하면, PHY 프레임 내에서 전송될 3456개의 정보 비트들이 부호화율 1/2을 갖는 기본 코드에 의해 부호화되어 6912개의 코드 비트들을 생성한다. 처음의 3168개의 코드 비트들은 부호화율 11/16에 대응하는 천공 패턴을 이용하여 천공되어 제1 공간 채널용 PHY 프레임에 제공되는 2304개의 코드 비트들이 얻어된다. 이어서, 다음의 2592개의 코드 비트들이 부호화율 3/4에 대응하는 천공 패턴을 이용하여 천공되어 제2 공간 채널용 PHY 프레임에 제공되는 1728개의 코드 비트들이 얻어진다. 그 다음의 864개의 코드 비트들은 부호화율 3/4에 대응하는 천공 패턴을 이용하여 천공되어 제3 공간 채널용 PHY 프레임에 제공되는 576개의 코드 비트들이 얻어진다. 최종적으로, 나머지 288개의 코드 비트들이 부호화율 1/2에 대응하는 천공 패턴을 이용하여 천공되어 최종 공간 채널용 PHY 프레임에 제공되는 288개의 코드 비트들이 얻어진다. 상기 4개의 개별 PHY 프레임들은 추가로 가공되어 4개의 공간 채널 상으로 전송된다. 이어서, 다음의 PHY 프레임에 대한 천공 공정이 유사한 방식으로 수행된다. 상기 제1 처리 방식은 도9A에 도시된 TX 데이터 프로세서(710b)에 의해 수행된다.
제2 처리 방식에 있어서, 상기 부호화 및 천공 공정은 쌍으로 이루어진 부대역들에 대해 수행된다. 또한, 부호화 및 천공 공정은 쌍으로 이루어진 부대역들에 대하여 선택된 모든 공간 채널들을 통해 사이클링된다.
도11C는 상기 제2 처리 방식을 수행하는 TX 데이터 프로세서(710d)의 구조를 보여주는 블록도이다. 부호화기(812)는 스크램플러(810)로부터 전송된 스크램블 비트들에 대해 부호화율 1/2의 컨벌루션 부호화 공정을 수행한다. 각각의 공간 채널들에는 특별한 부호화율이 할당되며, 상기 특별한 부호화율은 표(25)에 기재된 부호화율과 변조 방식을 연합하여 생성된다. 여기서, bm은 공간 채널(m)의 변조 심볼당 코드 비트들의 수(또는, 공간 채널(m)의 각각의 데이터 부대역 상에 전송된 코드 비트들의 수)를 나타내고, rm은 공간 채널(m)에 사용되는 부호화율을 나타내는 것으로 가정한다. 상기 bm의 값은 공간 채널(m)에 사용되는 변조 방식의 성상도 크기에 따라 달라진다. 특히, BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM에 대해 상기 bm의 값은 1, 2, 4, 6 및 8을 각각 갖는다.
부호화기(812)는 부호화율 1/2를 갖는 코드 비트 스트림을 역다중화기(816)에 제공하며, 이에 따라, 상기 역다중화기(816)는 수신된 코드 비트 스트림을 4개의 공간 채널들을 위한 4개의 서브 스트림으로 역다중화시킨다. 상기 역다중화는 첫번째 4개의 코드 비트들(b1r1)이 공간 채널(1)용 버퍼(813a)로 전송되고, 그 다음 4개의 코드 비트들(b2r2)이 공간 채널(2)용 버퍼(813b)로 전송되는 방식으로 진행된다. 각각의 버퍼들은 상기 역다중화기(816)가 4개의 공간 채널들을 순환할 때 마다 4개의 코드 비트들(bmrm)을 수신한다. 부호화율 1/2를 갖는 코드 비트들의 총 개수는 으로 표시되며 각각의 사이클이 진행되는 동안 4개의 버퍼들(813a-813d)로 제공된다. 따라서, 상기 4개의 공간 채널을 사용하여 쌍으로 형성된 부대역들에 전송될 수 있는 개수에 해당되는 총(btotal) 코드 비트들이 상기 버퍼로 전송될 수 있도록, 상기 역다중화기(816)는 상기 4개의 공간 채널들에 대해 4개의 위치를 순환한다.
관련된 공간 채널에서 각각의 버퍼(813)가 4bmrm개의 코드 칩들로 일단 채워지면, 버퍼 내의 코드 비트들은 상기 공간 채널에 적합한 부호화율이 얻어질 수 있도록 천공된다. 부호화율 1/2를 갖는 4bmrm개의 코드 비트들이 각각의 천공 패턴으로 정수개(integer number)의 천공 주기에 존재하기 때문에, 각각의 공간 채널(m)에 대한 천공 공정이 수행된 이후 정확히 2bm개의 코드 비트들이 제공된다. 이어서, 각각의 공간 채널(m)에 대한 상기 2bm개의 코드 비트들은 데이터 부대역에 걸쳐 분포(인터리브) 된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 인터리빙은 각각의 공간 채널에 대해 4개의 부대역들로 구성된 그룹들 내에서 일시에 수행된다. 각각의 공간 채널에 대한 천공 공정이 실행된 이후, 상기 코드 비트들에 대해 순차적으로 번호가 매겨진다 (즉, ci, i=0, 1, 2, ....). 카운터는 공간 채널을 위해 천공 유닛에 의해 제공되는 6bm개의 코드 비트들로 구성된 각각의 그룹들을 카운트하기 위해 각각의 공간 채널들에 대해 제공된다. 예컨대, 2bm개의 코드 비트에 대해 QPSK를 수행함에 있어서, 상기 카운터는 천공 유닛에 의해 제공되는 코드 비트들(c0-c11)에 대해 그 값이 Cm=0 으로 세팅되며, 코드 비트들(c12-c23)에 대해 그 값이 Cm=1로 세팅된다. 상기 공간 채널(m)에 대한 카운트 값(Cm)은 수학식(23)으로 표현될 수 있다.
코드 비트(ci)가 할당되는 부대역을 결정하기 위하여, 코드 비트용 비트 인덱스가 수학식(24)에 기재된 바와 같이 먼저 결정된다.
이어서, 상기 비트 인덱스는 표(29)를 사용하여 대응 부대역에 매핑된다.
상기 실시예에 있어서, 6개의 코드 비트들(c0-c5)로 구성된 제1 그룹은 각각 비트 인덱스 0 내지 5와 연관되어 있으며, 6개의 코드 비트들(c6-c11)로 구성된 제2 그룹 또한 각각 비트 인덱스 0 내지 5와 연관되어 있다. 표(29)에 기재되어 있는 바와 같이, 코드 비트들(c0-c6)은 -26 부대역에 매핑되며, 코드 비트들(c1-c7)은 1 부대역에 매핑되는 방식으로 매핑 공정이 수행된다. 이어서, 공간 처리 공정이 상기 6개의 부대역으로 구성된 제1 그룹을 위해 개시된다. Cm=1인 6개의 코드 비트들(c12-c17)로 구성된 제3 그룹은 각각 비트 인덱스 6 내지 11와 연관되어 있으며, Cm=1인 6개의 코드 비트들(c18-c23)로 구성된 제4 그룹또한 각각 비트 인덱스 6 내지 11와 연관되어 있다. 코드 비트들(c12-c18)은 -25 부대역에 매핑되며, 코드 비트들(c13-c19)은 2 부대역에 매핑되는 방식으로 매핑 공정이 수행된다. 이어서, 공간 처리 공정이 상기 6개의 부대역으로 구성된 다음 그룹을 위해 개시된다.
수학식(24)에 사용된 숫자 6은 상기 인터리빙이 6개의 부대역들로 구성된 그룹들 내에서 수행되기 때문에 발생한 숫자이다. 수학식(23)에 사용된 (mod 8) 연산은, 48 개의 데이터 부대역들에 대해 8개의 인터리빙 그룹들이 존재하기 때문에 발생한 것이다. 도11C에 도시된 역다중화기(816)의 각각의 사이클에서, 각각의 광대역 고유 모드에서 두개의 부대역을 충분히 채울수 있을 만큼의 코드 비트들이 생성되기 때문에, 각각의 공간 채널에 대한 하나의 OFDM 심볼용 48개의 bm 코드 비트들을 제공하기 위해서는 총 24 사이클이 필요하게 된다.
6개의 부대역으로 구성된 그룹들 내에서 인터리빙을 일시에 수행하므로써, 공정 지연이 감소될 수 있다. 특히, 6개의 부대역으로 구성된 각각의 그룹들이 일단 형성되면, 공간 처리 공정이 개시될 수 있다.
선택적으로, 상기 각각의 공간 채널에 대한 인터리빙은 NB개의 부대역들로 구성된 그룹 내에서 일시에 수행될 수도 있다. 이때, NB는 정수 중에서 선택된다. (예컨대, NB는 총 48개의 데이터 부대역들에 대한 인터리빙이 수행될 수 있도록 48로 설정될 수 있다).
Ⅵ. 캘리브레이션
TTD 시스템에 있어서, 하향링크와 상향링크는 동일한 주파수 대역을 시분할 이중화 방식으로 공유한다. 이 경우, 일반적으로, 하향링크와 상향링크 채널응답들 사이에는 높은 정도의 상관관계가 존재한다. 이러한 상관관계가 채널 추정 및 공간 처리를 단순화시키는데 이용될 수 있다. TDD 시스템에 있어서, 무선 링크의 각 부대역(subband)은 상대적인 것으로 가정될 수 있다. 즉, 만일 가 부대역 'k'에 대한 안테나 어레이 'A'로부터 안테나 어레이 'B'로의 채널응답 행렬을 나타낸다면, 하나의 상대 채널은 안테나 어레이 'B'로부터 안테나 어레이 'A'로 커플링이 의 전치행렬(transpose), 즉, , 로 주어지게 됨을 의미한다.
그러나, 일반적으로, 액세스 포인트에서의 송신/수신 채널의 응답(이득과 위상)들은 사용자 단말에서의 송신/수신 채널응답들과 다르다. 액세스 포인트와 사용자 단말 간에 송수신 채널들의 주파수 응답들의 차이를 판단하고 그 차이를 보상하기 위하여, 캘리브레이션 된 하향링크와 상향링크 응답들이 서로 상대측 항으로 환산 표현될 수 있도록 캘리브레이션이 수행될 수 있다. 송수신 채널들이 일단 캘리브레이션 되어 보상되면, 일측 링크(예컨데, 하향링크)에 대한 측정이 타측 링크(예컨데, 상향링크)에 대한 조향 벡터(steering vectors)를 도출하는데 사용될 수 있다.
상기 액세스 포인트와 사용자 단말에서 적용 가능한 송신 및 수신 채널응답들을 포함하는 "유효한" 하향링크와 상향링크 채널응답들 와 는 하기 수학식 (25)와 같이 나타낼 수 있다.
(k ∈ K)
(k ∈ K)
여기서, 와 는, 부대역 'k'에 대한 액세스 포인트에서의 'Nap' 안테나들에 대하여, 각각 상기 송신체인과 수신체인과 연관된 복소수 이득에 대한 엔트리들을 갖는 "Nap×Nap" 대각선 행렬들이고; 와 는, 부대역 'k'에 대한 사용자 단말에서의 'Nut' 안테나들에 대하여, 각각 상기 송신체인과 수신체인과 연관된 복소수 이득에 대한 엔트리들을 갖는 "Nut×Nut" 대각선 행렬들이며; 그리고, 는 하향링크를 위한 "Nap×Nap" 채널응답 행렬이다.
수학식 (25)에 있는 두 개의 수학식을 결합하면, 아래 수학식과 같은 관계를 얻을 수 있다.
(k ∈ K)
여기서,
수학식 (26)에서, 왼쪽은 상향링크에서 "실제" 캘리브레이션된 채널응답을 나타내며, 오른쪽은 하향링크에서 "실제" 캘리브레이션된 채널응답의 전치행렬을 나타낸다. 수학식 (26)에 보여진 바와 같이, 상기 대각선 행렬 와 를 상기 유효한 하향링크 및 상향링크 채널응답들에 각각 적용하는 것은, 상기 하향링크 및 상향링크용으로 캘리브레이션된 채널응답들이 서로 상대의 전치행렬로 표현될 수 있게 한다. 상기 액세스 포인트를 위한 상기 (Nap×Nap) 대각선 행렬 는, 상기 전송 체인 응답 에 대한 상기 수신 체인 응답 의 비율 (즉, ) 이며, 여기서, 상기 비율은 엘리먼트 별로 구해진다. 마찬가지로, (Nut×Nut) 대각선 행렬 는, 상기 전송 체인 응답 에 대한 상기 수신 체인 응답 의 비율이다.
상기 행렬 와 는, 액세스 포인트와 사용자 단말에서 상기 송신/수신 채널에서의 차이를 보상해 줄 수 있는 값들을 포함한다. 이것은 일측 링크를 위한 채널응답을, 수학식 (26)에 나타난 바와 같이, 타측 링크의 채널응답으로 표시하는 것을 가능하게 한다.
상기 행렬 와 를 결정하기 위해 캘리브레이션이 수행될 수 있다. 일반적으로, 상기 실제 채널응답 와 상기 송신/수신 체인 응답들은 알려지지도 않았으며, 이것들은 정확하게 또는 쉽게 조사될 수도 있는 것도 아니다. 대신에, 이하에서 설명하는 바와 같이, 상기 유효한 하향링크 및 상향링크 채널응답들 와 은 하향링크 및 상향링크 상에서 보내진 파일럿들을 근거로 각각 추정될 수 있다. 상기 행렬 와 에 대한 추정치들은, 교정 행렬 와 로서 표현되며, 하기에서 설명되는 바와 같이, 하향링크 및 상향링크 채널응답 추정치들 와 를 근거로 도출될 수 있다. 상기 행렬들 와 는 상기 액세스 포인트와 사용자 단말 측에서 송신/수신 체인들의 차이를 보상할 수 있는 교정 인자들(correction factors)을 포함한다.
사용자 단말과 액세스 포인트에 의해 관측된 상기 "캘리브레이션된" 하향링크 및 상향링크 채널응답들은, 각각 하기 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
(k ∈ K)
여기서, 와 는 수학식 (26)의 상기 "실제" 캘리브레이션된 채널응답 수식들에 대한 추정치들이다. 수학식 (26)의 수식을 이용하여 수학식 (27)에 있는 두개의 수학식을 결합하면, 임을 알 수 있다. 상기 관계 의 정확성은 상기 행렬 와 의 정확성에 따라 좌우되며, 상기 행렬 와 의 정확성은 일반적으로 상기 하향링크 및 상향링크 채널응답 추정치들 와 의 품질에 따라 좌우된다.
상기 캘리브레이션은 다양한 방식을 이용하여 수행될 수 있다. 설명의 명확성을 위해, 하나의 특정 캘리브레이션 방식을 하기에서 설명한다. 캘리브레이션을 수행하기 위해, 상기 사용자 단말은, 먼저 상기 BCH 을 통해 전송된 비컨 파일럿을 근거로 상기 액세스 포인트의 타이밍과 주파수를 획득한다. 그 다음, 상기 사용자 단말은 상기 액세스 포인트와 캘리브레이션 절차를 시작하기 위한 메시지를 RACH 을 통해 전송한다. 상기 캘리브레이션은 등록/인증과 함께 실행될 수도 있다.
상기 액세스 포인트와 사용자 단말에서 송신/수신 체인들의 주파수 응답들은 일반적으로 대부분의 관련 대역에서 평탄하므로, 상기 송신/수신 체인들의 위상/이득 차이들은 적은 수의 부대역들을 가지고 특징화 될 수 있다. 상기 캘리브레이션은 4개, 8개, 16개, 48개 또는 그외 다른 갯수의 부대역에 대해 수행될 수 있으며, 이것은 캘리브레이션을 시작하기 위해 전송된 메시지 내에 명기될 수 있다. 캘리브레이션은 파일럿 부대역들에 대해서도 수행될 수 있다. 캘리브레이션이 명백하게 수행되지 않은 부대역들에 대한 캘리브레이션 상수들(constants)은, 캘리브레이션된 부대역들에서의 보간(interpolation)에 의해 계산될 수 있다. 명확한 설명을 위하여, 이하에서는 캘리브레이션이 모든 데이터 부대역들에 대해 수행되었음을 가정한다.
상기 캘리브레이션을 위해, 상기 액세스 포인트는 상기 사용자 단말에게 충분한 시간을 RCH 을 통하여 할당함으로써, 사용자 단말이 메시지와 더불어 충분한 지속시간의 상향링크 MIMO 파일럿을 전송할 수 있도록 한다. 상기 상향링크 MIMO 파일럿의 지속시간은 캘리브레이션이 수행된 부대역의 숫자에 따라 달라질 수 있다. 예컨데, 캘리브레이션이 4개의 부대역에 대해 수행되었다면 8개의 OFDM 심벌들로 충분하며, 더 많은 수의 부대역에 대하여는 더 많은 수(일 예로 20개)의 OFDM 심벌들이 필요하게 될 것이다. 일반적으로, 총 전송 파워는 고정되어 있다. 따라서, 만일 상기 MIMO 파일럿이 적은 수의 부대역들을 통해 전송되었다면, 상기 부대역들 각각에 대하여 더 높은 전송 파워가 사용될 수 있으며, 각 부대역에서의 SNR는 높게 된다. 반면에, 만일 상기 MIMO 파일럿이 많은 수의 부대역들을 통해 전송되었다면, 각 부대역 대하여 더 낮은 전송 파워가 사용될 수 있으며, 각 부대역에서의 SNR는 더 나빠지게 된다. 만일 각 부대역의 SNR이 충분히 높지 않다면, 해당 부대역에 대해 더 높은 전체 SNR을 얻을 수 있도록 상기 MIMO 파일럿을 위해 더 많은 OFDM 심벌들이 전송되고 수신기에서 통합될 수 있다.
이때, 상기 사용자 단말은, RCH를 통해 MIMO 파일럿을 전송하며, 그 MIMO 파일럿은 상기 액세스 포인트가 상기 각 데이터 부대역에 대한 유효한 상향링크 채널응답 추정치 를 도출하는데 이용된다. 상기 상향링크 채널응답 추정치는 (예컨데, 동상(I)와 직교(Q) 성분들을 갖는 12 비트 복소수 값들로) 양자화되어 상기 사용자 단말로 전송된다.
또한, 상기 사용자 단말은, BCH를 통해 전송된 상기 하향링크 MIMO 파일럿에 따른 상기 각 데이터 부대역에 대하여, 상기 유효한 하향링크 채널응답 추정치 를 도출한다. 모든 데이터 부대역들에 대하여 상기 유효한 상향링크 및 하향링크 채널응답 추정치들 와 을 구한 다음, 상기 사용자 단말은 상기 각 데이터 부대역에 대하여 교정 인자 와 를 결정하며, 이 교정 인자들 와 은 상기 액세스 포인트와 사용자 단말에 의해 각각 이용되게 된다. 교정 벡터 는 상기 의 대각선 엘리먼트들만을 포함하도록 정의될 수 있고, 교정 벡터 는 상기 의 대각선 엘리먼트들만을 포함하도록 정의될 수 있다.
상기 교정 인자들은 행렬 비율 계산이나 MMSE 계산을 이용하는 등 다양한 방식에 의해 도출될 수 있다. 상술한 2가지 계산방법에 대하여는 이하에서 상세히 설명하기로 한다. 이외에도, 다른 계산 방법들이 사용될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위에 포함된다.
1. 행렬 비율 계산
유효한 하향링크 및 상향링크 채널응답 추정치들 와 에게로 주어진 상기 교정 벡터들 와 을 결정하기 위하여, 각 데이터 부대역에 대하여 (Nut×Nap) 행렬 가 먼저 다음 수학식과 같이 계산된다.
(k ∈ K)
여기서, 상기 비율은 엘리먼트 별로 구해진다. 그 결과, 의 각 엘리먼트는 하기의 수학식과 같이 계산된다.
[i = {1 .... Nut}, j={1 .... Nap}]
여기서, 는 의 (i,j)번째 [행(row), 열(column)] 엘리먼트를 나타내고, 는 의 (i,j)번째 엘리먼트를 나타내며, 는 의 (i,j)번째 엘리먼트를 나타낸다.
이때, 액세스 포인트를 위한 상기 교정 벡터 는 의 정규화(normalization)된 행들의 평균치와 동일하다. 의 각 행의 첫번째 엘리먼트를로 그 행 내의 Nap 엘리먼트들 각각을 환산함으로써, 의 각 행이 먼저 정규화된다. 그 결과, 식 를 의 i 번째 행이라 하면, 정규화된 행 는 다음 수학과 같이 표현될 것이다.
이때, 정규화된 행들의 평균치는 Nut 로 나눠진 Nut 개의 정규화된 행들의 합이 되며, 이것은 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 정규화 때문에, 의 첫번째 엘리먼트는 단위값이 된다.
사용자 단말을 위한 교정 벡터 는, 의 정규화된 열들의 역(inverse)들의 평균치와 같게 된다. 의 j번째 열은, 먼저 해당 열의 각 엘리먼트를 벡터 의 j번째 엘리먼트로 환산함으로써 정규화되며, 이것을 라고 한다. 따라서, 가 의 j번째 열이라면, 정규화된 열 는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
이때, 정규화된 열들의 역들의 평균은, Nap 로 나눠진 Nap 개의 정규화된 행들의 역들의 합이 되며, 이것은 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 상기 정규화된 열들의 역 은 엘리먼트 위주로(element-wise) 수행된다.
2. MMSE 계산
MMSE 계산을 위하여, 상기 교정 인자들 와 가 상기 유효한 하향링크 및 상향링크 채널응답 추정치들 와 로부터 도출되며, 이것은 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답과 상기 캘리브레이션된 상향링크 채널응답 간의 평균 제곱 오차(MSE)가 최소화시키도록 수행된다. 이러한 조건은 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
수학식 (34)는 또한 다음과 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 대각선 행렬이므로, 이다.
수학식 (34)는, 의 선도 엘리먼트가 단위값 (예컨데, ) 으로 설정된다는 것을 제약조건으로 갖는다. 이러한 제약조건 없다면, 행렬 와 의 모든 엘리먼트들을 '0'으로 설정한 상태에서 평범한 해답을 얻을 수도 있을 것이다. 수학식 (34)에서, 먼저, 행렬 가 로서 구해진다. 그 다음, 상기 절대값의 제곱이 상기 행렬 의 개의 엔트리들 각각에 대하여 구해진다. 이때, 상기 평균 제곱 오차(또는 제곱 오차; 에 의한 나눗셈이 생략되므로)는 모든 제곱된 값들의 합과 같게 된다.
상기 MMSE 계산은 각 지정된 부대역에 대하여 수행되어 해당 부대역에 대한 교정 인자들 와 들을 구한다. 하나의 부대역을 위한 MMSE 계산이 이하에서 설명된다. 설명을 단순화시키기 위하여, 이하의 설명에서 부대역 이넥스 'k'는 생략한다. 또한, 설명을 단순화시키기 위하여, 상기 하향링크 채널응답 추정치 의 엘리먼트들은 {aij}로 명명하고, 상기 상향링크 채널응답 추정치 의 엘리먼트들은 {bij}로 명명하며, 행렬 의 대각선 엘리먼트들은 {ui}로 명명하고, 행렬 의 대각선 엘리먼트들은 {vj}로 명명한다. 여기서, i = {1 ... Nap} 이고 j = {1 ... Nut} 이다.
상기 평균 제곱 오차는 상기 수학식 (34)를 이용하여 다음과 같이 다시 표현될 수 있다.
다시 U1=1 이라는 제약조건을 갖게 된다. 'u'와 'v'에 대하여 수학식 (35)의 편도함수들을 취하고 그 편도함수들을 '0'으로 설정함으로써, 최소의 평균 제곱 오차가 구해질 수 있다. 이러한 작업의 결과는 아래 수학식들과 같다.
[ i ∈ {2 ... Nap}]
[ j ∈ {1 ... Nut}]
수학식 (36a)에서, U1=1 이므로 편도함수는 없고, 인덱스 'i'는 2 부터 Nap 까지 진행된다.
상기 수학식 (36a)와 (36b) 내에 있는 (Nap +Nut-1)개의 방정식 세트는 아래와 같은 행렬 형태에 의해 더 편리하게 표현될 수 있다.
여기서,
이다.
상기 행렬 는 (Nap +Nut-1)개의 행을 포함하며, 그 전반부 (Nap-1)개의 행들은 수학식 세트 (36a)에서 나온 (Nap-1)개의 수학식들에 대응되고, 그 후반부 Nut 개의 행들은 수학식 세트 (36b)에서 나온 Nut 개의 수학식들에 대응된다. 특히, 상기 행렬 의 첫번째 행은 수학식 세트 (36a)에서 i=2인 경우에 발생되고, 상기 행렬 의 두번째 행은 i=3 인 경우에 발생되며, 이러한 방식으로 각 행이 발생된다. 상기 행렬 의 Nap 번째 행은 수학식 (36b)에서 j=1이 경우에 발생되고, 이하 동일한 방식으로 각 행이 발생되며, 그 마지막 행은 j= Nut 인 경우에 발생된다. 이상에서 설명한 바와 같이, 상기 행렬 의 엔트리들과 벡터 의 엔트리들은 상기 행렬들 과 의 엔트리들을 근거로 구해질 수 있다.
상기 교정 인자들은 상기 벡터 내에 포함되며, 이것은 다음 수학식으로서 구해질 수 있다.
수학식 (34)에 보여진 바와 같이, MMSE 계산의 결과는, 캘리브레이션된 하향링크 및 상향링크 채널 응답들에서 상기 평균 제곱 오차를 최소화하는 교정 행렬들 와 이다. 상기 행렬들 와 은 상기 상향링크 및 하향링크 채널응답 추정치들 와 을 근거로 구해지므로, 수정 행렬들 와 의 품질은 상기 채널 추정치들 와 의 품질에 좌우된다. 와 에 대한 좀 더 정확한 추정치들을 얻기 위해, 상기 MIMO 파일럿이 수신기에서 평균 될 수도 있다.
일반적으로, MMSE 계산에 따라 구해진 상기 교정 행렬들 와 이 행렬 비율 계산에 따라 구해진 교정 행렬들보다 더 정확하다. 이러한 사실은, 일부분의 채널 이득들이 작고 측정 노이즈가 채널 이득들을 크게 저하시킬 수 있는 경우에, 특히 진실로서 나타난다.
3. 후처리 계산 (Post Computation)
데이터 부대역들 각각에 대하여 한 쌍의 교정 벡터 와 가 결정될 수 있다. 근접한 부대역들은 상호 관련이 있을 것이므로, 상기 계산이 단순화될 수 있을 것이다. 예컨데, 상기 계산이, 각 부대역 대신에 매 n번째 부대역마다 수행될 수 있으며, 이때, 'n'은 상기 송신/수신 체인에 대해 기대되는 응답에 의해 결정될 수 있다. 만일 상기 캘리브레이션이 상기 데이터 및 파일럿 부대역들 전체보다 적은 수에 대하여 수행된다면, "캘리브레이션되지 않은" 부대역들의 교정 인자들은, "캘리브레이션된" 부대역들에 대해 구해진 교정 인자들 사이의 값들을 선택(interpolation)함으로써 구해질 수 있다.
상기 액세스 포인트와 상기 사용자 단말 각각을 위한 교정 벡터들 와를 도출하기 위하여, 여러 가지 다양한 캘리브레이션 방식이 이용될 수 있다. 그러나, 상술한 방식은, 그 캘리브레이션이 다른 사용자 단말들에 의해 수행되었을 때 "호환 가능한" 교정 벡터들이 상기 액세스 포인트를 위해 도출될 수 있게 한다.
상기 도출 후, 상기 사용자 단말은 모든 데이터 부대역에 대한 교정 벡터들 을 상기 액세스 포인트로 되돌려 보낸다. 만일, 상기 액세스 포인트가 (예컨데, 다른 사용자 단말들에 의해) 이미 캘리브레이션을 완료한 상태이면, 현재의 교정 벡터들이 새롭게 수신된 교정 벡터로 업데이트된다. 그 결과, 만일 상기 액세스 포인트가 상기 MIMO 파일럿을 전송하기 위해 교정 벡터들 을 사용하였고 그것으로 부터 상기 사용자 단말이 새로운 교정 벡터들 을 결정하였다면, 상기 업데이트된 교정 벡터들은 상기 현재 교정 벡터들과 상기 새로운 교정 벡터들의 적(product), 즉 이며, 여기서 상기 곱은 엘리먼트 별로 수행된다. 이때, 상기 업데이트된 교정 벡터들 은 그것들이 다시 업데이트될 때 까지 상기 액세스 포인트에 의해 사용될 수 있다.
상기 교정 벡터들 와 는 동일한 또는 다른 사용자 단말에 의해 도출될 수 있다. 일 실시예에 따라, 상기 업데이트된 교정 벡터들은 로 정의 되며, 여기서 상기 곱은 엘리먼트 별로 수행된다. 다른 실시예에 따라, 상기 업데이트된 교정 벡터들은 로 다시 정의될 수 있으며, 여기서 'α'는 가중치 (예컨데, 0<α<1)를 준 평균을 제공하기 위해 사용된 인자이다. 만일 상기 캘리브레이션 업데이트가 자주 발생되지 않는다면, '1'에 가까운 α가 최상으로 작용할 것이다. 만일, 상기 캘리브레이션 업데이트가 자주 발생되고 난해(noisy)하다면, α를 위해 작은 값이 더 좋을 것이다. 이때, 상기 업데이트된 교정 벡터들 은, 그것들이 다시 업데이트될 때까지 상기 액세스 포인트에 의해 사용될 수 있을 것이다.
하기에 설명되는 바와 같이, 상기 액세스 포인트과 사용자 단말은, 그들 각각의 교정 벡터들 와 또는 대응하는 교정 벡터들 와 (여기서, k ∈ K)을 사용하여, 전송 이전에 변조 심벌들을 스케일링 한다. 상기 사용자 단말과 액세스 포인트가 관찰한 캘리브레이션된 하향링크 및 상향링크 채널들은, 수학식 (27)에 나타나 있다.
Ⅶ. 공간 처리
상기 송신/수신 채널들의 차이를 밝히기 위한 캘리브레이션이 수행된 후, 상기 액세스 포인트와 사용자 단말에서의 공간처리가 TDD 시스템을 위해 단순화될 수 있다. 상술한 바와 같이, 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답은 로 표현된다. 상기 캘리브레이션된 상향링크 채널응답은 로 표현된다.
1. 상향링크 공간 처리
상기 캘리브레이션된 상향링크 채널응답 행렬의 특이값 분해(decomposition) 는 아래 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 중 왼쪽 고유벡터들의 (Nap×Nap) 유니타리 행렬이고, 는 중 특이값들에 대한 (Nap×Nut) 대각선 행렬이며, 는 중 오른쪽 고유벡터들의 (Nut×Nap) 유니타리 행렬이다.
따라서, 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 행렬의 특이값 분해(decomposition) 는 아래 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 행렬 와 는 또한 각각 의 왼쪽 및 오른쪽 고유벡터들의 행렬들이다. 수학식 (39) 및 (40)에 보여지고 상술한 바와 같이, 일측 링크를 대한 왼쪽 및 오른쪽 고유벡터들의 행렬들은, 각각 타측 링크에 대한 왼쪽 및 오른쪽 고유벡터들의 행렬들의 복소공액가 된다. 행렬 , , 및 는 행렬 의 다른 형태들이며, 행렬 , , 및 는 행렬 의 다른 형태들이다. 설명을 단순화시키기 위하여, 이하의 설명에서 행렬 와 에 대한 언급이, 또한 이들의 다른 형태 행렬들을 나타내게 될 것이다. 상기 행렬 와 가 상기 액세스 포인트와 사용자 단말에 의해 공간 처리를 위해 각각 사용되며, 이러한 것들이 아래첨자에 의해 명명된다. 상기 고유벡터들은 또한 "조향 벡터(steering vectors)"로서 자주 불리어진다.
상기 사용자 단말은, 상기 액세스 포인트로부터 전송된 MIMO 파일럿에 따라 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답을 추정할 수 있다. 이때, 상기 사용자 단말은, 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 (k ∈ K)의 왼쪽 고유벡터들의 행렬와 대각선 벡터 를 구하기 위해, 상기 의 특이값 분해를 수행할 수 있다. 상기 특이값 분해는 식 로서 나타낼 수 있으며, 여기서 각 행렬 상단의 모자기호( ^ )는 그 행렬이 실제 행렬에 대한 추정치 임을 가리킨다.
마찬가지로, 상기 액세스 포인트는 상기 사용자 단말로부터 전송된 MIMO 파일럿에 따라 상기 캘리브레이션된 상향링크 채널응답을 추정할 수 있다. 이때, 상기 액세스 포인트는, 상기 캘리브레이션된 상향링크 채널응답 추정치 (k ∈ K)의 왼쪽 고유벡터들의 행렬 와 대각선 벡터 를 구하기 위해, 상기 에 대해 특이값 분해를 수행할 수 있다. 상기 특이값 분해는 식 로서 나타낼 수 있다.
(Nut×Nut) 행렬 는 다음 수학식과 같이 정의될 수 있다.
(k ∈ K)
그것이 활성화되어 있는 동안, 상기 사용자 단말은 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널 과 의 왼쪽 고유벡터 행렬들 에 대한 실행 추정치를 유지하며, 이것들은 상기 행렬 을 업데이트시키는데 사용된다.
상기 사용자 단말은 빔-조향 모드 및 공간 다중화 모드를 위한 공간 처리를 위하여 상기 행렬 을 이용한다. 공간 다중화 모드에 대하여, 각 부대역을 위한 전송 벡터는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 부대역 'k'의 NS 고유모드들 상에서 전송되는 NS 개까지의 심볼들을 갖는 데이터 벡터이고, 는 수학식 (15)에서의 를 치환한 것으로서, 채널 반전을 성취하기 위한 에 의한 신호 스케일링은 설명의 단순화를 위해 상기 수학식 (42)에서 생략되어 있으며, 는 부대역 'k'에 대한 상향링크용 전송 벡터이다.
상기 액세스 포인트에서, 상향링크 전송을 위해 수신된 벡터 는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 부대역 'k'에 대한 수신된 벡터이고, 은 부대역 'k'에 대한 부가 백색 가우스 잡음(additive white Gaussian noise; AWGN)이다.
수학식 (43)은 식 과 식 이라는 관계를 이용한다. 수학식 (43)에 보여진 바와 같이, 액세스 포인트에서, 상기 수신된 상향링크 전송은 에 의해 변환되며, 상기 는 특이값들의 대각선 벡터 에 의해 환산된 의 왼쪽 고유벡터들의 행렬 이다.
상기 사용자 단말은 상기 행렬 를 이용하여 상향링크 상에서 조향된 참조기준(steered reference)을 전송한다. 상기 조향된 참조기준은 빔-조향 또는 빔-포밍(beam-forming)을 이용하여 하나의 광대역 고유모드 상에서 파일럿 전송되며, 이것에 대하여는 나중에 상세히 설명한다. 상기 액세스 포인트에서, (노이즈를 포함되지 않은) 상기 수신된 상향링크 조향된 참조기준은, 대략 이다. 따라서, 상기 액세스 포인트는, 상기 사용자 단말로부터 전송된 상기 조향된 참조기준을 근거로, 상기 유니타리 행렬 와 대각선 행렬 의 추정치를 구할 수 있다. 상기 유니타리 및 대각선 행렬들의 추정치를 구하기 위해 다양한 추정 기술이 사용될 수 있을 것이다.
일 실시예에 따르면, 의 추정치를 구하기 위해, 광대역 고유모드 'm'의 부대역 'k'에 대하여 조향된 참조기준을 위한 상기 수신된 벡터 가, 상기 조향된 참조기준을 위해 전송된 파일럿 OFDM 심벌 의 복소 공액에 의해 먼저 곱해진다. 상기 파일럿 OFDM 심벌과 상기 조향된 참조기준의 발생에 대하여는 나중에 상세히 설명하기로 한다. 그 다음,광대역 고유모드 'm'를 위한 의 스케일링된 왼쪽 공유벡터인 의 추정치를 구하기 위해, 상기 곱셈의 결과가 각 광대역 고유모드를 위한 다수의 수신된 조향된 참조기준 심벌들에 대해 적분된다. 고유벡터들은 단위 파워를 가지므로, 내의 특이값들 (또는 )이 상기 조향된 참조기준의 수신된 파워에 따라 추정될 수 있으며, 상기 조향된 참조기준의 수신된 파워는 각 광대역 고유모드의 각 부대역에 대해 측정될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, MMSE 기술을 사용하여, 상기 조향된 참조기준에 대한 상기 수신되 벡터 에 따라 의 추정치를 구할 수 있다.
상기 조향된 참조기준은 어떤 주어진 심벌 주기 내에서 하나의 광대역 고유모드를 위해 전송될 수 있으며, 그 광대역 고유모드의 각 부대역을 위한 하나의 고유벡터의 추정치를 구하기 위해 차례로 사용될 수 있다. 그 결과, 수신기는 어떤 주어진 심벌 주기 동안 단위 행렬 내의 하나의 고유벡터의 추정치를 구할 수 있다. 상기 단위 행렬을 위한 다수의 고유벡터들의 추정치들은 서로 다른 심벌 주기에 대해 구해지기 때문에, 전송로 내의 노이즈와 다른 품질 저하 요인들로 인해, 상기 유니타리 행렬을 위한 상기 추정된 고유벡터들이 직교하지 않기 쉽다. 만일, 상기 추정된 고유벡터들이 이후에 다른 링크에서 데이터 전송의 공간 처리를 위해 사용된다면, 이 고유벡터들 내에서 직교성의 에러가 고유모들간의 혼선을 유발시킬 것이며, 그 결과 성능을 저하시키게 될 것이다.
일 실시예에 따르면, 각 유니타리 행렬을 위한 상기 추정된 고유벡터들은 서로 직교하도록 강요된다. 상기 고유벡터들의 직교화는, QR 인수분해, 최소 제곱 오차 계산, 극 분해(polar decomposition) 등 다양한 기술을 사용하여 성취될 수 있다. QR 인수분해는, (직교하지 않는 열들을 갖는) 행렬 를 직교 행렬 와 상위 삼각행렬 로 분해한다. 상기 행렬 는 의 열들을 위한 직교 기준을 형성한다. 의 대각선 엘리먼트들은, 의 각 열들의 방향으로 의 열들의 성분들의 길이를 제공한다. 상기 행렬 는 하향링크 상에서 공간 처리를 위해 이용될 수 있다. 상기 행렬들 와 는 상향링크를 위한 강화 정합필터 행렬을 도출하기 위해 사용될 수 있다. 상기 QR 인수분해는, 그램-슈미트(Gram-Schmidt) 절차, 하우스홀더 변환(householder transformation) 등을 포함하는 다양한 방법으로 수행될 수 있을 것이다.
상기 조향된 참조기준에 따라 상기 유니타리 및 대각선 행렬들을 추정하기 위하여 다른 기술들이 사용될 수도 있으며, 이러한 것들은 본 발명의 범위 내에 포함된다.
이와 같이, 상기 액세스 포인트는, 에 대한 특이값 분해를 수행하지 않고서도, 상기 사용자 단말에 의해 전송된 상기 조향된 참조기준을 이용하여 와 둘 다를 추정할 수 있다.
상기 사용자 단말로부터의 상향링크 전송을 위한 정규화된 정합필터 행렬 은 하기 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
이에 따라, 상기 상향링크 전송을 위한 상기 액세스 포인트에서의 정합 필터링은 하기 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 공간 다중화 모드 동안 상기 사용자 단말에 의해 전송된 변조 심벌들의 벡터 의 추정치이다. 빔-조향 모드 동안, 상기 행렬 중 단지 하나의 행만 사용하여, 데이터 전송을 위해 사용된 고유모드를 위한 하나의 심벌 추정치 를 제공한다.
2. 하향링크 공간 처리
하향링크에 대하여, 상기 액세스 포인트는,공간 처리를 위해 (Nut×Nap) 행렬 를 이용한다. 이 행렬은 아래 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 교정 행렬 는, 상기 사용자 단말에 의해 도출되고 캘리브레이션 동안 상기 액세스 포인트로 되돌려 보내진다. 상기 행렬 는, 상기 사용자 단말에 의해 상향링크로 전송된 조향된 참조기준을 근거로 구해질 수 있다.
상기 공간 다중화 모드 동안, 각 데이터 부대역에 대한 하향링크용 전송 벡터 는 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 전송 벡터이고, 는 하향링크를 위한 데이터 벡터이며, 채널 반전을 성취하기 위한 에 의한 신호 조향(signal steering)은 설명의 단순화를 위해 생략된다.
상기 사용자 단말에서, 상기 하향링크 전송을 위한 상기 수신된 벡터 는 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
수학식 (48)에 보여진 바와 같이, 사용자 단말에서, 상기 수신된 하향링크 전송은 에 의해 변환되며, 상기는 특이값들의 대각선 벡터 에 의해 스케일링된 의 왼쪽 고유벡터들의 행렬 이다.
상기 액세스 포인트로부터의 하향링크 전송을 위한 정규화된 정합필터 행렬 은 하기 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상술한 바와 같이, 왼쪽 고유벡터들에 대한 행렬 과 대각선 행렬 는, 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 에 대해 특이값 분해를 수행함으로써, 상기 사용자 단말에 의해 도출될 수 있다.
상기 하향링크 전송을 위한 상기 사용자 단말에서의 정합 필터링은, 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
3. 액세스 포인트와 사용자 단말의 공간 처리
상기 TDD 시스템을 위한 가역 채널(reciprocal channel)과 캘리브레이션 때문에, 상기 액세스 포인트와 상기 사용자 단말에서의 공간 처리가 단순화 될 수 있다. 표 32는 데이터의 송신과 수신을 위한 상기 액세스 포인트과 사용자 단말에서의 공간 처리를 요약한 것이다.
상향링크 하향링크
사용자 단말 송신: 수신:
액세스 포인트 수신: 송신:
데이터 수신을 위한 공간 처리는 또한 '정합 필터링' 이라고도 지칭된다.
상기 가역 채널 때문에, 는 상기 사용자 단말의 (전송될) 의 오른쪽 고유벡터들의 행렬이면서 또한, 상기 사용자 단말의 (수신될) 의 왼쪽 고유벡터들의 행렬이다. 마찬가지로, 는 상기 액세스 포인트의 (전송될) 의 왼쪽 고유벡터들의 행렬이면서 또한, 상기 액세스 포인트의 (수신될) 의 오른쪽 고유벡터들의 행렬이다. 상기 특이값 분해는, 와 를 구하기 위한 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 에 대해서 상기 사용자 단말에 의해 수행될 필요가 있을 뿐인다. 상기 액세스 포인트는, 상기 사용자 단말에 의해 전송된 상기 조향된 참조기준을 근거로 와 를 구할 수 있으며, 상기 상향링크 채널응답 추정치 에 대한 특이값 분해를 수행할 필요는 없다. 상기 액세스 포인트와 사용자 단말은, 를 구하기 위해 상기 액세스 포인트와 사용자 단말에서 사용된 다른 수단으로 인해, 상기 행렬 의 서로 다른 버전(version)을 가질 수 있다. 더욱이, 일반적으로 상기 조향된 참조기준을 근거로 상기 액세스 포인트에 의해 구해진 행렬 는, 특이값 분해를 사용하여 상기 사용자 단말에 의해 구해진 행렬 와 다르다. 설명의 단순화를 위해, 이 차이점들에 대하여는 상술한 유도(derivation)에서는 나타내지 않았다.
4. 빔-조향(beam-steering)
어떤 채널 조건들에 대하여, 데이타 전송이 단지 하나의 광대역 고유모드(일반적으로, 최상 또는 주요한 (principal) 광대역 고유모드) 상에서 이루어지는 것이 바람직하다. 이것은, 다른 모든 광대역 고유모드들에 대한 상기 수신된 SNR 들이 너무 나쁘므로 상기 주요한 광대역 고유모드 상에서 이용 가능한 모든 전송파워를 사용하여 향상된 성능이 성취되는 경우일 수 있다.
하나의 광대역 고유모드 상에서의 데이터 전송은, 빔-포밍(beam-forming)이나 빔-조향(beam steering)을 이용하여 성취될 수 있다. 빔-포밍을 위하여, 변조 심벌들이, 상기 주요한 광대역 고유모드를 위한 고유벡터들 또는 (k ∈ K)(즉, 그 명령후, 또는 의 첫번째 열)과 함께 공간적으로 처리된다. 빔-조향을 위하여, 상기 주요한 광대역 고유모드를 위한 한 세트의 "정규화된" (또는 "포화된") 고유벡터들 또는 (k ∈ K)와 함께 공간적으로 처리된다. 설명을 명확하게 하기 위하여, 이하에서 빔-조향이 상기 링크에 대하여 설명된다.
상향링크를 위하여, 상기 주요한 광대역 고유모드를 위한 각 고유벡터 (k ∈ K)의 엘리먼트들은 서로 다른 크기를 갖는다. 그러므로, 부대역 'k'를 위한 변조신호와 부대역 'k'를 위한 고유벡터 의 엘리먼트들을 곱함으로써 얻어진 각 부대역을 위한 미리 조정된 심벌들은, 서로 다른 크기를 가질 수 있다. 그 결과, 전체 안테나 전송 벡터들은, 그들 각각이 주어진 전송 안테나에 대해 모든 데이터 부대역들을 위한 상기 미리 조정된 심벌들을 포함하므로, 서로 다른 크기를 가질 수 있다. 만일, (파워 증폭기들의 제한 때문에) 각 전송 안테나의 전송 파워가 제한된다면, 빔-포밍은 각 안테나에 대해 이용 가능한 전체 파워를 충분히 사용할 수 없을 수 있다.
빔-조향은, 상기 주요한 광대역 고유모드를 위한 상기 고유벡터들 (k ∈ K)에서 단지 위상 정보만을 이용하며, 각 고유벡터를 정규화하여 각 고유벡터 내의 모든 엘리먼트들이 동일한 크기를 갖도록 한다. 부대역 'k'을 위한 상기 정규화된 고유벡터 는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
여기서, 'A'는 상수 (예컨데, A=1)이며, 는 전송 안테나 'i'의 부대역 'k'용 위상이며, 이 는 하기 수학식과 같이 주어진다.
수학식 (52)에 보여진 바와 같이, 상기 벡터 내에 있는 각 엘리먼트의 위상은 상기 고유벡터 의 대응하는 엘리먼트로부터 구해진다(즉, 가 로부터 획득되며, 여기서 이다).
5. 상향링크 빔-조향
상향링크에서 빔-조향을 위한 상기 사용자 단말의 공간 처리는, 하기 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 부대역 'k'로 전송될 변조 심벌이고, 는 빔-조향을 위한 부대역 'k'용 전송 벡터이다. 수학식 (53)에 보여진 바와 같이, 각 부대역용 상기 정규화된 조향 벡터 의 Nut 개 엘리먼트들은, 동일한 크기를 갖으나 서로 다른 위상을 갖을 수 있다. 따라서, 상기 빔-조향은, 각 부대역을 위해 하나의 전송 벡터 를 발생시키며, 이때, 상기 의 Nut 개 엘리먼트들은 동일한 크기를 갖으나 서로 다른 위상을 갖을 수 있게 된다.
상기 빔-조향을 위해 상기 액세스 포인트에서의 상기 수신된 상향링크 전송은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 빔-조향을 위하여 부대역 'k'에 대한 상향링크용 수신된 벡터이다.
빔-조향을 사용하는 상향링크 전송을 위한 정합필터 행 백터 는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 정합필터 백터 는 하기에서 설명되는 바와 같이 구해질 수 있다. 빔-조향을 갖는 상기 수신된 상향링크 전송을 위한 액세스 포인트에서의 공간 처리(또는 정합 필터링)은, 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k∈K)
여기서, (즉, 는 과 자신의 공액 전치행렬의 내적(inner product))이고, 는 상향링크 상에서 상기 사용자 단말에 의해 전송된 변조 심벌 의 추정치이며, 는 후처리된 노이즈이다.
6. 하향링크 빔-조향
상기 하향링크 상에서 빔-조향을 위한 상기 액세스 포인트의 공간 처리는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 상기에서 상향링크에 대한 설명에서와 마찬가지로, 는, 상기 주요한 광대역 고유모드를 위하여 상기 고유벡터 를 근거로 발생된 부대역 'k'용의 정규화된 고유벡터이다.
빔-조향을 이용하는 하향링크 전송용 정합필터 행 벡터 는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 수신된 하향링크 전송을 위한 상기 사용자 단말에서의 공간 처리 (또는 정합 필터링)은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, (즉, 는 와 자신의 공액 전치행렬의 내적)이다.
7. 채널 반전을 갖는 공간 처리
상기 상향링크에 대하여, 공간 다중화 모드를 위한 전송 벡터 는 하기 수학식과 같이 사용자 단말에 의해 도출될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는, 상술한 바와 같이, 채널 반전을 위한 이득들의 대각선 행렬이다. 상기 수학식 (60)은, 가 대신에 사용된다는 점을 제외하고는, 상기 수학식 (15)와 비숫하다. 의 엘리먼트들은 도 9B에 도시된 빔-포머들(950) 내에 있는 곱셈기들(952)에게로 제공된다.
상기 상향링크에 대하여, 빔-조향 모드를 위한 전송 벡터 는 하기 수학식과 같이 사용자 단말에 의해 도출될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 4개의 엘리먼트를 갖는 벡터로서, 이 4개의 엘리먼트는 동일한 크기를 갖으나 상기 주요한 고유모드에 대하여 고유벡터 를 근거로 얻어진 위상들을 갖는다. 상기 벡터 는 상술한 수학식 (16) 및 (17)에 대한 것과 유사하게 도출될 수 있을 것이다. 상기 이득 는, 채널 반전을 이루며, 수학식 (20)에 대해 이 사용되었다는 점을 제외하고는, 상기 수학식들 (18)(19)(20)에 대해 상술한 바와 유사한 방식으로 도출될 수 있을 것이다. 의 엘리먼트들은 도 10B에 도시된 빔-조향 유닛(1050) 내에 있는 곱셈기들(1052)에게로 제공된다.
상기 하향링크에 대하여, 공간 다중화 모드를 위한 전송 벡터 는 하기 수학식과 같이 액세스 포인트에 의해 도출될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 수학식 (62)은, 가 대신에 사용된다는 점을 제외하고는, 상기 수학식 (15)와 비숫하다. 의 엘리먼트들은 도 9B에 도시된 빔-포머들(950) 내에 있는 곱셈기들(952)에게로 제공된다.
상기 하향링크에 대하여, 빔-조향 모드를 위한 전송 벡터 는 하기 수학식과 같이 액세스 포인트에 의해 도출될 수 있다.
(k ∈ K)
여기서, 는 4개의 엘리먼트를 갖는 벡터로서, 이 4개의 엘리먼트는 동일한 크기를 갖으나 상기 주요한 고유모드에 대하여 고유벡터 를 근거로 얻어진 위상들을 갖는다. 상기 이득 는, 채널 반전을 이루며, 수학식 (20)에 대해 이 사용되었다는 점을 제외하고는, 상기 수학식들 (18)(19)(20)에 대해 상술한 바와 유사한 방식으로 도출될 수 있을 것이다. 의 엘리먼트들은 도 10B에 도시된 빔-조향 유닛(1050) 내에 있는 곱셈기들(1052)에게로 제공된다.
Ⅷ. 파일럿 구조
MIMO WLAN 시스템에서 상기 액세스 포인트와 사용자 단말이 타이밍 과 주파수 획득, 채널 추정, 및 적합한 시스템 운영에 위해 필요한 그 외 기능들을 수행할 수 있도록,파일럿 구조가 제공된다. 표 33은 파일럿 구조의 일 예로서 4가지 타입의 파일럿과 그것들에 대한 간단한 설명을 보여주고 있다. 더 짧고, 다른, 및/또는 추가된 파일럿 타입들이 상기 파일럿 구조를 위해 사용될 수 있다.
파일럿 타입 설 명
비컨 파일럿 모든 전송 안테나들로부터 전송되고 타이밍과 주파수 획득을 위해 사용되는 파일럿
MIMO 파일럿 서로 다른 직교 코드들을 갖는 모든 전송 안테나들로부터 전송되고 태널 추정을 위해 사용되는 파일럿
조향된 참조기준 또는 조향된 파일럿 특별한 사용자 단말을 위한 MIMO 채널의 특별한 고유모드들로 전송되고, 채널 추정 및 비율 제어를 가능하게 하기 위해 사용되는 파일럿
반송파 파일럿 반송파 신호의 위상 추적을 위해 사용되는 파일럿
조향된 참조기준과 조향된 파일럿은 같은 의미를 나타내는 용어이다.
일 실시예에 따르면, 상기 파일럿 구조는, (1) 하향링크에 대하여 - 상기 액세스 포인트에 의해 전송된 비컨 파일럿, MIMO 파일럿, 조향된 파일럿 및 반송파 파일럿을 포함하고, (2) 상향링크에 대하여 - 상기 사용자 단말들에 의해 전송된 MIMO 파일럿, 조향된 파일럿 및 반송파 파일럿을 포함한다.
상기 하향링크 비컨 파일럿과 MIMO 파일럿은 각 TTD 프레임 내에서 도 5A에 도시된 바와 같이 BCH로 전송된다. 상기 비컨 파일럿은, 상기 사용자 단말에 의해, 타이밍 및 주파수 획득과 도플러 추정(Doppler estimation)을 위해 사용될 수 있다. 상기 MIMO 파일럿은, 상기 사용자 단말들에 의해 (1) 하향링크 MIMO 채널의 추정치를 구하기 위해 (2) (만일 빔-조향 또는 공간 다중화 모드가 지원된다면) 상향링크 전송을 위한 조향 벡터들을 도출시키기 위해 그리고 (3) 하향링크 전송을 위한 정합 필터를 도출시키기 위해 사용될 수 있다. 상기 하향링크 조향된 참조기준은, 또한 특별한 사용자 단말에 의해 채널 추정을 위해 사용될 수 있다.
상향링크 조향된 참조기준은 빔-조향 또는 공간 다중화 모드를 지원하는 각 활성 사용자 단말에 의해 전송되며, 상기 액세스 포인트에 의해 (1) 하향링크 전송을 위한 조향 벡터들을 구하기 위해 (2) 상향링크 전송을 위한 정합필터를 구하기 위해, 사용될 수 있다. 일반적으로, 상기 조향된 참조기준은 상기 빔-조향 및/또는 공간 다중화 모드를 지원하는 사용자 단말들을 위해서만 그리고 그러한 사용자 단말들에 의해서만 전송된다. 전송된 참조기준은 (예컨데, 불충분한 채널 추정치 등으로 인해) 그것이 적합하게 조향되었는지 여부와 무관하게 기능한다. 즉, 상기 조향 행렬이 직교하므로, 상기 참조기준은 단위 전송 안테나를 기준으로 직교하게 된다.
만일 사용자 단말이 캘리브레이션 되었다면, 그 사용자 단말은 벡터 (k ∈ K)를 이용하여 RACH 로 상기 주요한 고유모드 상에서 조향된 참조기준을 전송할 수 있다. 여기서, 는 상기 주요한 고유모드을 위한 의 열(column)이다. 만일 상기 사용자 단말이 캘리브레이션 되지 않았다면, 그 사용자 단말은 벡터 (k ∈ K)를 이용하여 RACH 로 파일럿을 전송할 수 있다. 각 부대역을 위한 상기 벡터 는 Nut 개의 랜덤 조향 계수들(random steering coefficients)을 포함하며, 상기 임의 조향 계수들의 위상들 [i ∈ {1, 2, ... Nut}] 은 의사 랜덤 절차에 따라 선택될 수 있다. 상기 Nut 개의 랜덤 조향 계수들 간의 상대적 위상(relative phases)이 중요하므로, 첫번째 조향 계수의 위상은 '0'(즉, )으로 설정될 수 있다. 그외 Nut-1 개의 랜덤 조향 계수들의 위상들은, 각 접근 시도를 위해 변화될 수 있으며, 따라서 360°전체가 의 간격의 각 조향 계수에 의해 커버된다. 여기서 는 Nut 의 함수이다. RACH 시도 마다 상기 조향 벡터 의 Nut 개 엘리머트의 위상들의 섭동(perturbation)은, 캘리브레이션 전에 빔-조향 모드에서 상기 RACH을 사용할 때 존재하며, 따라서, 상기 사용자 단말은 모든 접근 시도에 대해 불량한 조향 벡터를 사용하지 않는다. MIMO 파일럿은, 빔-조향 및/또는 공간 다중화 모드들을 지원하지 않는 사용자 단말을 위해 그리고 그러한 사용자 단말들에 의해 전송될 수 있다.
상기 액세스 포인트는, 어떤 사용자 단말이 그 액세스 포인트와 직접적으로 통신을 할 때 까지, 그 사용자 단말을 위한 채널을 알지 못한다. 사용자 단말이 데이터를 전송하고자 할 때, 그 사용자 단말은 먼저, 상기 액세스 포인트에 의해 전송된 MIMO 파일럿을 근거로 채널을 추정한다. 그 다음, 상기 사용자 단말이 상기 시스템으로의 접근을 시도할 때, 상기 사용자 단말은 상기 RACH 의 프리엠블을 이용하여 조향된 참조기준을 전송한다. 상기 액세스 포인트는 신호 탐색 및 채널 추정을 위하여 상기 RACH 프리엠블 상의 상기 참조기준을 이용한다.
일단 상기 사용자 단말이 상기 액세스 포인트에 의해 상기 시스템으로의 접근을 승인받고 FCH/RCH 자원들을 할당받았으면, 상기 사용자 단말은 그것이 전송하는 각 RCH PDU의 초기에 하나의 참조기준(reference)(예컨데, MIMO 파일럿)을 전송한다. 만일 상기 사용자 단말이 다이버서티(diversity) 모드를 사용하고 있다면, 상기 참조기준은 조향없이 상기 RCH 로 전송된다. 만일, 상기 사용자 단말이 상기 빔-조향 또는 공간 다중화 모드를 사용하고 있다면, 조향된 참조기준이 상기 RCH 로 전송됨으로써, 상기 액세스 포인트가 48개 데이터 부대역들 각각에 대하여, 상기 주요한 고유모드를 위해 고유 벡터(빔-조향 모드의 겨우) 또는 4개의 고유벡터들의 셋트(공간 다중화 모드의 경우)를 결정할 수 있도록 한다. 상기 조향된 참조기준은, 상기 액세스 포인트가 채널에 대해 더 정확한 추정치를 얻고 그 채널을 추적할 수 있게 한다.
1. 비컨 파일럿 - 하향링크
하향링크 비컨 파일럿은, 도 5A에 도시된 바와 같이, 상기 BCH의 첫번째 부분에 포함되고 각 TTD 프레임 내에서 전송된다. 상기 비컨 파일럿은, 상기 액세스 포인트에서 4개의 안테나들 각각으로부터 전송되는 특정 OFDM 심벌(이하, "B OFDM 심벌"이라 함)을 포함한다. 상기 비컨 파일럿을 위한 2-심벌 지속기간 내에서, 동일한 B OFDM 심벌이 2번 전송된다.
구체적인 일 실시예에 따라, 상기 B OFDM 심벌은 12개 특정 부대역들을 위한 12개 BPSK 변조 심벌들의 세트 'b(K)'를 포함하며, 이것들이 하기 표 34에 나타나 있다.
부대역 인텍스 비컨 파일럿b(K) MIMO파일럿p(k) 부대역 인텍스 비컨 파일럿b(K) MIMO파일럿p(k) 부대역 인텍스 비컨 파일럿 b(K) MIMO파일럿p(k) 부대역 인텍스 비컨 파일럿b(K) MIMO파일럿 p(k)
N 0 0 -13 0 1-j 1 0 1-j 15 0 1+j
-26 0 -1-j -12 -1-j 1-j 2 0 -1-j 16 1+j -1+j
-25 0 -1+j -11 0 -1-j 3 0 -1-j 17 0 -1+j
-24 1+j -1+j -10 0 -1-j 4 -1-j -1-j 18 0 1-j
-23 0 -1+j -9 0 1-j 5 0 -1+j 19 0 1+j
-22 0 1-j -8 -1-j -1-j 6 0 1+j 20 1+j -1+j
-21 0 1-j -7 0 1+j 7 0 -1-j 21 0 1+j
-20 -1-j 1+j -6 0 -1+j 8 -1-j -1+j 22 0 -1+j
-19 0 -1-j -5 0 -1-j 9 0 -1-j 23 0 1+j
-18 0 -1+j -4 1+j -1+j 10 0 -1-j 24 1+j -1+j
-17 0 1+j -3 0 -1+j 11 0 1+j 25 0 1-j
-16 1+j -1+j -2 0 1-j 12 1+j 1-j 26 0 -1-j
-15 0 1-j -1 0 -1+j 13 0 -1+j N 0 0
-14 0 1+j 0 0 0 14 0 -1-j
표 34에 보여진 비컨 파일럿 실시예에 따르면, 상기 B OFDM 파일럿은, (1) '-24', '-16', '-4', '12', '16', '20' 및 '24'의 부대역들에 대하여 BPSK 변조 심벌 (1+j)를, (2) '-20', '-12', '-8', '4' 및 '8'의 부대역들에 대하여 BPSK 변조 심벌 -(1+j)를, (3) 나머지 52개 부대역들에 대하여 '0'의 신호값을 포함한다. 상기 B OFDM 파일럿은, 특히 상기 사용자 단말들이 타이밍과 주파수 획득을 용이하게 할 수 있도록 설계되었다. 그러나, 상기 비컨 파일럿을 위해 다른 OFDM 심벌들이 사용될 수도 있으며, 이 또한 본 발명의 범위 내에 포함된다.
2. MIMO 파일럿 - 하향링크
다른 링크 MIMO 파일럿은 도 5A에 도시된 바와 같이, 상기 BCH의 두번째 부분에 포함되고 각 TTD 프레임 내에서 전송된다. 상기 MIMO 파일럿은, 상기 액세스 포인트에서 4개의 안테나들 각각으로부터 전송되는 특정 OFDM 심벌(이하, "P OFDM 심벌"이라 함)을 포함한다. 상기 MIMO 파일럿을 위한 8-심벌 지속기간 내에서, 동일한 P OFDM 심벌이 8번 전송된다. 그러나, 각 안테나을 위한 8개 P OFDM 심벌들은, 해당 안테나에게 할당된 다른 4-칩 월시 시퀀스로 덮히게된다(covered). 커버링(covering)은, 전송을 위해 주어진 파일럿 또는 데이터 심벌(또는 동일값을 갖는 L개 파일럿/데이터 심벌들의 한 세트)을, 'L-칩 직교 시퀀스의 모든 L개의 칩들과 곱함으로써, 'L' 개의 커버링된 심벌들을 얻는 절차이며, 이 절차 후 전송이 수행된다. 해제(decovering)는, 수신된 심벌들을 동일한 L-칩 직교 시퀀스의 L 개 칩들과 곱함으로써 L개의 복원된 심벌들 얻는 보완 절차이며, 이때, 얻어진 L개의 복원된 심벌들은, 상기 전송된 파일럿/데이터 심벌의 추정치를 구하기 위해 누적된다. 상기 커버링은, NT 개 전송 안테나들에 의한 NT 개 파일럿 전송들 간의 직교성을 성취시키며, 상기 사용자 단말들이 상기 각각의 전송 안테나를 구별할 수 있게 한다. 커버링은 월시 시퀀스들이나 다른 직교 시퀀스들에 의해 성취될 수 있다.
일 실시예에 따라, 표 34에 기재된 바와 같이, 상기 P OFDM 심벌은, 48개 데이터 부대역들과 4개 파일럿 부대역들을 위하여, 52개 QPSK 변조 심벌들 한 세트 'p(k)'를 포함한다. 나머지 12개 부대역들에서는 '0'의 신호값들이 전송된다. 상기 P OFDM 심벌은, 상기 사용자 단말들이 채널 추정을 용이하게 할 수 있도록 설계된, 52개 QPSK 변조 심벌들의 독특한 '단어(word)'를 포함한다. 이 독특한 단어는 또한, 상기 전송된 MIMO 파일럿 내에서 첨두치 대 평균치 변동을 최소화하도록 선택될 수 있다. 이때, 이것은 상기 사용자 단말들에서 수신기 회로에 의해 발생된 왜곡과 비선형성의 양을 감소시킬 수 있으며, 그 결과 채널 추정의 정확성을 향상시킬 수 있게 된다. 그러나, 상기 MIMO 파일럿을 위해 다른 OFDM 심벌들이 사용될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위 내에 포함된다.
일 실시예에 따라, 상기 액세스 포인트의 4개의 안테나들이, 상기 MIMO 파일럿을 위해 4-칩 월시 스퀀스들 'W1=1111', 'W2=1010', 'W3=1100' 및 'W4=1001'을 할당받는다. 할당된 월시 시퀀스에 있어서, "1"의 값은 'P' OFDM 심벌이 전송되는 것을 가리키며, "0"의 값은 '-P' OFDM 심벌(즉, 'P' 내의 52개 변조 심벌들 각각이 반전된 것)이 전송되는 것을 가리킨다.
표 35는 상기 비컨 파일럿과 MIMO 파일럿을 위해 상기 액세스 포인트의 4개 안테나 각각으로부터 전송되는 OFDM 심벌들을 나타낸다. 'B' 와 'P' OFDM 심벌들은 상술한 바와 같은 것들이다.
파일럿 OFDM 심벌 안테나 #1 안테나 #2 안테나 #3 안테나 #4
비컨파일럿 1 B B B B
2 B B B B
MIMO파일럿 3 +P +P +P +P
4 +P -P +P -P
5 +P +P -P -P
6 +P -P -P +P
7 +P +P +P +P
8 +P -P +P -P
9 +P +P -P -P
10 +P -P -P +P
상기 MIMO 파일럿은, 상기 하향링크의 채널응답을 추정하기 위해 상기 사용자 단말에 의해 사용될 수 있다. 특히, 액세스 포인트 'i'에서 전송되고 사용자 단말 'j'에 의해 수신된 파일럿을 재생시키기 위하여, 사용자 단말 'j'에 의해 수신된 상기 파일럿은 먼저 액세스 포인트 'i'에게 할당된 월시 시퀀스와 곱해진다. 이때, 상기 MIMO 파일럿을 위한 전체 8개 심벌 주기동안 8개의 복원된 OFDM 심벌들이 누적된다. 이러한 누적은 상기 MIMO 파일럿을 전달하기 위해 사용된 52개 부대역들 각각에 대하여 개별적으로 수행된다. 상기 누적의 결과는 이며, 이것은 52개의 데이터 및 파일럿 부대역들에 대한 액세스 포인트 'i'부터 사용자 단말 'j'로의 캘리브레이션된 하향링크 채널응답의 추정치이다.
각 사용자 단말 안테나에서 각 액세스 포인트 안테나로부터의 파일럿을 회복시키기 위하여, 상기와 동일한 파일럿 처리가 상기 액세스 포인트에 의해 수행될 수 있다. 각 액세스 포인트 안테나로부터 전송된 파일럿은, 그 안테나에게 할당된 월시 시퀀스로 디커버링(decovering)을 수행함으로써 회복될 수 있다. 상기 파일럿 처리는 52개 부대역들 각각에 대하여 개의 값들을 제공하며, 여기서 는 상기 액세스 포인트의 안테나 갯수를 나타내며, 는 상기 사용자 단말의 안테나 갯수를 나타낸다. 각 부대역에 대한 상기 개의 값들은 해당 부대역에 대한 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 의 엘리먼트들이다.
상기 MIMO 파일럿은 또한, 다이버서티 모드에서 그리고 캘리브레이션을 위한 상기 사용자 단말의 상향링크를 통하여 전송될 수 있다. 상기 액세스 포인트에 의해 전송된 MIMO 파일럿을 상기 사용자 단말이 회복시키기 수행한 상기의 설명과 동일한 처리가, 상기 사용자 단말에 의해 전송된 MIMO 파일럿을 회복하기 위해 상기 액세스 포인트에 의해 수행될 수도 있다.
3. 조향된 참조기준 (Steered Reference)
조향된 참조기준은, 각 활성 사용자 단말에 의해, 도 5C에 도시된 바와 같은 RACH PDU 또는 도 5E 및 도 5G에 도시된 바와 같은 RCH PDU의 프리엠블 부분에 실려 전송될 수 있다. 조향된 참조기준은 또한, 상기 액세스 포인트에 의해, 도 5E 및 도 5F에 도시된 바와 같은 FCH PDU의 프리엠블 부분에 실려 활성 사용자 단말까지 전송될 수 있다.
A. 공간 처리를 위한 조향된 참조기준
조향된 참조기준은, 상향링크를 위한 사용자 단말과 하향링크를 위한 액세스 포인트의 모든 안테나들로 부터 전송되는 특정 OFDM 심벌(예컨데, MIMO 파일럿을 위해 사용된 것과 동일한 P OFDM 심벌)을 포함한다. 그러나, 각 심벌 주기 동안의 P OFDM 심벌은, 하나의 고유모드를 위한 조향 벡터와 공간적으로 처리(즉, 빔-포밍)된다.
상기 RACH의 프리엠블에 실려 상기 사용자 단말에 의해 전송된 조향된 참조기준의 첫번째 심벌은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K')
여기서, 는 부대역 'k'를 위한 전송벡터이고;
는 상기 사용자 단말의 부대역 'k'를 위한 교정 벡터이며;
는 주요한 광대역 고유모드의 부대역 'k'를 위한 조향벡터이고;
는 부대역 'k'를 위한 파일럿 심벌이며; 그리고,
는 64개 부대역들 모두를 위한 인덱스들의 세트이다.
상기 벡터 는, 'k'의 각 값에 대해 4개의 전송 심벌들을 포함하며, 그 전송 심벌들은 상기 사용자 단말의 4개 안테나들로부터 전송되기 위한 것들이다. 상기 조향 벡터 는, 상기 캘리브레이션 상향링크 채널응답 추정치 의 오른쪽 고유벡터들의 행렬 의 첫번째 열(column)이며, 여기서, 이고, 이 의 'i'번째 열이다. 여기서, 의 열들과 내에 있는 특이값들(singular values)이 앞서 설명한 바와 같이 배열된다고 가정한다.
상기 RACH의 프리엠블에 실려 상기 사용자 단말에 의해 전송되는 조향된 참조기준의 두번째 심벌은, RACH PDU를 위한 데이터 비율 표시자(data rate indicator; DRI)를 포함한다. DRI는 RACH PDU를 통해 전송되는 RACH 메시지를 위해 사용되는 레이트를 나타낸다. 상기 DRI는, 표 (15)에 나타난 바와 같이, 그 DRI를 특별한 QPSK 심벌 에 매핑시킴으로써 두번째 조향된 참조기준 심벌 내에 삽입된다. 이때, 상기 심벌 는, 공간 처리를 수행하기 전에, 파일럿 심벌 과 곱해진다. 상기 RACH 을 위한 조향된 참조기준의 두번째 심벌은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K')
수학식 (64) 및 (65)에 나타난 바와 같이, 상기 주요한 고유모드를 위한 고유벡터 만이 상기 RACH 의 조향된 참조기준을 위해 사용된다.
상기 RACH의 프리엠블에 실려 상기 사용자 단말에 의해 전송되는 조향된 참조기준의 심벌은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K')
여기서, 는 광대역 고유모드 'm'의 부대역 'k'용 전송 벡터이며; 그리고,
는 광대역 고유모드 'm'의 부대역 'k'용 조향 벡터(즉,의 m번째 열(column) 이다.
상기 FCH의 프리엠블에 실려 상기 액세스 포인트에 의해 전송된 조향된 참조기준의 심벌은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K')
여기서, 는 광대역 고유모드 'm'의 부대역 'k'용 전송 벡터이고;
는 상기 액세스 포인트를 위한 부대역 'k'용 교정 벡터이며; 그리고,
는 광대역 고유모드 'm'의 부대역 'k'용 조향 벡터이다.
상기 조향 벡터 는, 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 의 오른쪽 고유벡터들의 행렬 중 m번째 열(column)이며, 여기서, 이다.
상기 조향된 참조기준은 다양한 방식으로 전송될 수 있다. 일 실시예에 따라, 하나 이상의 고유벡터들이 각 TDD 프레임에 대한 조향된 참조기준을 위해 사용되고, 그 고유벡터들은 상기 조향된 참조기준의 지속기간에 따르며, 이것은 FCCH 정보 엘리먼트 내의 FCH/RCH 프리엠블 타입 필드들에 의해 지시된다. 표 36은 다양한 프리엠블 사이즈에 대하여 상기 FCH와 RCH를 위해 사용된 고유모드들의 전형적인 구성예를 열거하고 있다.
타입 프리엠블 사이즈 사용된 고유모드들
0 0개 OFDM 심벌 프리엠블 없음
1 1개 OFDM 심벌 고유모드 m, 여기서 m은 프레임 카운터 모드 4 (frame counter mod 4)
2 4개 OFDM 심벌들 프리엠블 내에서 4개의 고유모드 전체를 통한 순환
3 8개 OFDM 심벌들 프리엠블 내에서 4개의 고유모드 전체를 통한 2회 순환
표 36에 나타난 바와 같이, 상기 프리엠블 사이즈가 4개 또는 8개 OFDM 심벌들일 때, 상기 조향된 참조기준은 하나의 TDD 프레임 내에서 4개의 고유모드 모두를 위해 전송된다. 상기 RCH의 프리엠블 내에서 n번째 OFDM 심벌을 위해 상기 사용자 단말에 의해 전송되는 조향된 참조기준은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[k ∈ K', n={1,...L}]
여기서, 'L'은 프리엠블 사이즈로서, 타입 2의 경우 L=4 이고, 타입 3의 경우 L=8 이다.
마찬가지로, FCH의 프리엠블 내에서 n번째 OFDM 심벌을 위해 상기 액세스 포인트에 의해 전송되는 조향된 참조기준은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[k ∈ K', n={1,...L}]
수학식 (68) 및 (69)에 나타난 바와 같이, 상기 4개의 고유모드들이, 상기 조향 벡터를 위한 상기 (n mod 4) 동작에 의한 각 4-심벌 주기 내에서 순환된다. 적절한 시스템 동작을 위해 우수한 채널 추정치를 구할 필요가 있을 때 만일 그 채널이 더 빠르게 및/또는 접속 초기 동안에 변한다면, 상술한 방식이 이용될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 상기 조향된 참조기준은 각 TDD 프레임에 대해 하나의 광대역 고유모드를 위해 전송된다. 4개의 광대역 고유모드들을 위한 상기 조향된 참조기준은 4개의 TDD 프레임들 내에서 순환될 수 있다. 예컨데, 조향 벡터 및 가 각각 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 TDD 프레임들을 위해, 상기 사용자 단말에 의해 사용될 수 있다. 사용될 특별한 조향 벡터가, 상기 BCH 메시지 내의 프레임 카운터 값에 대한 2 LSB들에 의해 명기될 수 있다. 이러한 방식은 상기 PDU 내에서 더 짧은 프리엠블 부분이 사용되도록 하지만, 우수한 채널 추정치를 얻기 위해 더 긴 시간 주기를 요구할 수 있다.
상술한 2가지 실시예에 따르면, (예컨데, 사용되지 않는 고유모드가 불량하여 워터 필링(water-filling)에 의해 버려졌기 때문에) 4개 보다 적은 수의 고유모드들이 현재 사용되고 있을지라도, 상기 조향된 참조기준이, 데이터 전송을 위해 사용될 수 있는 4개의 고유모드들 전체로 전송될 수 있다. 현재 미사용중인 고유모드 상에서의 조향된 참조기준의 전송은, 그 고유모드가 사용을 위해 선택될 수 있을 정도로 충분히 향상된 때를 상기 수신기가 결정할 수 있게 한다.
B. 빔-조향을 위한 조향된 참조기준
빔-조향 모드 동안, 전송측에서의 공간 처리는, 상기 주요한 광대열 고유모드를 위한 한 세트의 정규화된 고유벡터들을 이용하여 수행된다. 정규화된 고유벡터를 갖는 전체 전달함수는, 비정규화된 고유벡터를 갖는 전체 전달함수와 다르다. (즉, ). 전체 부대역들을 위해 정규화된 고유벡터들 세트를 사용하여 발생된 조향된 참조기준은, 상기 송신기에 의해 전송될 수 있고, 상기 빔-조향 모드동안 이 부대역들을 위한 정합필터 벡터들을 도출시키기 위해 상기 수신기에 의해 사용될 수 있다.
상향링크에 있어서, 상기 빔-조향 모드를 위한 조향된 참조기준은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
상기 액세스 포인트에서, 상기 빔-조향 모드를 위한 상기 수신 상향링크 조향된 참조기준은 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
(k ∈ K)
빔-조향을 갖는 상향링크 전송을 위한 상기 정합필터 행 벡터 를 구하기 위하여, 먼저, 조향된 참조기준을 위한 상기 수신된 벡터 가 와 곱해진다. 그 다음, 그 결과가 다수의 수신된 조향된 참조기준 심벌들에 대해서 누적됨으로써의 추정치를 형성시킨다. 이때, 상기 벡터 는 이 추정치의 공액 전치행렬이다.
상기 빔-조향 모드에서 동작하는 동안, 상기 사용자 단말은, 조향된 참조기준의 다수의 심벌들 (예컨데, 상기 정규화된 고유벡터 을 사용하는 하나 이상의 심벌들, 상기 주요한 광대역 고유모드 동안 상기 고유벡터 를 사용하는 하나 이상의 심벌들, 그리고 어쩌면 다른 광대역 고유모드들 동안 고유벡터들을 사용하는 하나 이상의 심벌들)을 전송할 수 있다. 상기 와 함께 발생된 상기 조향된 참조기준 심벌들은, 상기 정합필터 벡터 를 도출시키기 위해 상기 액세스 포인트에 의해 사용될 수 있다. 상기 와 함께 발생된 상기 조향된 참조기준 심벌들은, 를 구하기 위해 사용될 수 있으며, 이때, 상기 는 하향링크 상에서 빔-조향을 위해 사용되는 상기 정규화된 고유벡터 를 도출시키기 위해 사용될 수 있다. 다른 고유모드들 동안 를 통하여 상기 고유벡터들 과 함께 발생된 상기 조향된 참조기준 심벌들은, 이러한 다른 고유모드들 동안 특이값(singular value)과 를 통한 를 구하기 위해 사용될 수 있다. 이때, 이러한 정보는, 데이터 전송을 위해 상기 공간 처리 모드를 사용할 것이지 또는 상기 빔-조향 모드를 사용할 것이지를 결정하기 위해, 상기 액세스 포인트에 의해 사용될 수 있다.
상기 하향링크를 위해, 상기 사용자 단말은, 상기 캘리브레이션된 하향링크 채널응답 추정치 를 근거로 상기 빔-조향 모드를 위한 상기 정합필터 벡터 를 도출시킬 수 있다. 특히, 상기 사용자 단말은 상기 의 특이값 분해로부터 를 갖으며, 상기 정규화된 고유벡터 를 도출시킬 수 있다. 상기 사용자 단말은 이때, 를 와 곱함으로써 를 얻을 수 있으며, 이 를 근거로 를 도출시킬 수 있다. 선택적으로, 조향된 참조기준이 상기 정규화된 고유벡터 를 사용하는 액세스 포인트에 의해 전송될 수 있으며, 이 조향된 참조기준은, 를 얻기위해 상술한 방법으로 상기 사용자 단말에 의해 처리될 수 있다.
4. 반송파 파일럿 - 상향링크
여기서 설명된 OFDM 부대역 구조는, 인덱스 '-21', '-7', '7' 및 '21'을 갖는 4개의 파일럿 부대역들을 포함한다. 일 실시예에 따라, 파일럿 반송파는, 프리엠블 부분이 아닌 모든 OFDM 심벌들 내의 4개 파일럿 부대역들 상에서 전송된다. 상기 반송파 파일럿은, 상기 송신기와 수신기의 발진기들에서의 드리프트(drift)에 의한 위상 변화를 추적하기 위하여, 상기 수신기에 의해 이용될 수 있다. 이것은 향상된 데이터 복조 성능을 제공할 수 있을 것이다.
상기 반송파 파일럿은 4개의 파일럿 시퀀스들, , , 및 를 포함하며, 이 4개의 파일럿 시퀀스들은 4개의 파일럿 부대역들을 상에서 전송된다. 상기 파일럿 시퀀스들은 다음과 같이 정의된다.
[ n={1,2, ... 127}]
여기서, 'n'은 OFDM 심벌 주기를 위한 인덱스이다.
상기 파일럿 시퀀스들은 다양한 데이터 시퀀스들을 근거로 정의 될 수 있다. 일 실시예에 따라, 상기 파일럿 시퀀스 는 다항식 에 따라 발생되며, 여기서, 초기 상태는 모두 '1'로서 설정되고, 출력 비트들은 다음과 같이 신호 값들에 매핑된다: 1 ⇒ -1, 그리고 0 ⇒ 1. 그러면, 상기 파일럿 시퀀스 [ n={1,2, ... 127}]는 아래와 같이 표현될 수 있다.
상기 파일럿 시퀀스 의 "1"과 "-1" 값들은, 특별한 변조 방식을 이용하여 파일럿 심벌들에 맵핑될 수 있다. 예컨데, BPSK를 이용하여, "1"을 "1+j"로 그리고 "-1"을 "-(1+j)"로 각각 매핑시킬 수 있다. 만일, 127개보다 많은 수의 OFDM 심벌들이 있다면, (n > 127)이 되도록, 상기 파일 시퀀스가 반복될 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 4개의 파일럿 시퀀스들이 각 전송채널에 대해 리셋된다. 이에 따라, 하향링크 상에서, 상기 파이럿 시퀀스들은 상기 BCH 메시지의 첫번째 OFDM 심벌을 위해 리셋되고, 상기 FCCH 메시지의 첫번째 OFDM 심벌을 위해 다시 리셋되며, 그리고, 상기 FCH 상에서 전송된 첫번째 OFDM 심벌을 위해 리셋된다. 다른 실시예에 따라, 상기 파일럿 시퀀스들은 각 TDD 프레임의 초기에 리셋되고 필요한 만큼 자주 반복된다. 이 실시예에서, 상기 파일럿 시퀀스들은 상기 BCH와 FCH의 프리엠블 부분동안 정지될 수 있다.
상기 다이버서티 모드에서, 상기 4개의 파일럿 시퀀스들은 표 29에 나타낸 바와 같은 4개의 부대역/안테나 짝(pairing)에 매핑된다. 특히, 는 안테나 '1'의 부대역 '-21'을 위해 사용되고, 는 안테나 '2'의 부대역 '-7'을 위해 사용되며, 는 안테나 '3'의 부대역 '7'을 위해 사용되고, 그리고, 는 안테나 '4'의 부대역 '21'을 위해 사용된다. 그래서, 각 파일럿 시퀀스는 연합된 부대역과 안테나 상에서 전송된다.
상기 공간 다중화 모드에서, 상기 4개의 파일럿 시퀀스들은, 그것들 각각의 부대역의 주요한 고유모드 상에서 전송된다. 상기 반송파 파일럿을 위한 공간 처리는, 상술한 바와 같이, 상기 변조 심벌들을 위해 수행된 그것과 유사하다. 상기 빔-조향 모드에서, 상기 4개의 파일럿 시퀀스들은 빔-조향을 사용하여 그들 각각의 부대역 상에서 전송된다. 상기 반송파 파일럿 심벌들을 위한 빔-조향은, 상기 변조 심벌들을 위해 수행된 그것과 또한 유사하다.
이상에서는, 상기 MIMO WLAN 시스템을 위한 특정 파일럿 구조가 설명되었다. 상기 시스템을 위해 다른 파일럿 구조들이 사용될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위 내에 포함된다.
Ⅸ. 시스템 동작
도 12A는 사용자 단말의 동작을 위한 상태 다이어그램(1200)의 일 실시예를 도시하고 있다. 이 상태 다이어그램은 4가지 상태 - 초기 상태(1210), 휴지 상태(1220), 액세스 상태(1230) 및 연결 상태(1240) - 를 포함한다. 도면의 단순화를 위해 도 12A에서 생략되었으나, 상기 각 상태(1210)(1220)(1230)(1240)는 다수의 기판들과 결합될 수 있다.
상기 초기 상태에서, 상기 사용자 단말은 시스템 주파수와 타이밍을 획득하고 BCH을 통해 전송된 시스템 파라미터(parameter)들을 얻는다. 상기 초기 상태에서, 상기 사용자 단말은 다음의 기능들을 수행할 수 있다.
시스템 판정(determination) - 상기 사용자 단말은 상기 시스템을 획득하기 위한 반송자 주파수를 판정한다.
주파수/타이밍 획득 - 상기 사용자 단말은 비컨 파일럿을 획득하고 그에 따라 그것의 주파수와 타이밍을 조정한다.
파라미터 획득 - 상기 사용자 단말은 상기 BCH 를 처리함으로써, 하향링크 신호가 수신되는 액세스 포인트와 연관된 시스템 파라미터들을 얻는다.
상기 초기 상태를 위한 상기 요구된 기능들을 완료하면, 상기 사용자 단말은 상기 휴지 상태로 천이된다.
상기 휴지 상태에서, 상기 사용자 단말은, 업데이트된 시스템 파라미터들, 하향링크로 전송될 페이지 및 브로드케스트 메시지에 대한 표시(indication) 등을 위하여, 상기 BCH를 주기적으로 모니터링한다. 이 상태에서 상기 사용자 단말에게로 할당된 무선 자원은 없다. 상기 휴지 상태에서, 상기 사용자 단말은 다음과 같은 기능들을 수행한다.
만일 등록이 보장되면, 상기 사용자 단말은 등록 요청과 더불어 상기 액세스 상태로 진입한다.
만일, 송신기/수신기에 대한 캘리브레이션이 보장되면, 상기 사용자 단말은 캘리브레이션 요청과 더불어 상기 액세스 상태로 진입한다.
상기 사용자 단말은, 상기 FCH를 통해 전송되는 페이지 및 브로드케스트 메시지들에 대한 표시를 모니터링한다.
만일 상기 사용자 단말이 상향링크를 통해 전송될 데이터를 갖고 있으면, 상기 사용자 단말은 자원 요청과 더불어 상기 액세스 상태로 진입한다.
상기 사용자 단말은, 시스템 파라미터 업데이트 및 채널 추적 등과 같은 관리 절차를 수행한다.
만일 파워 절약 동작의 슬롯 모드가 상기 사용자 단말에 의해 지원된다면, 상기 사용자 단말이 그 슬롯 모드로 진입할 수도 있다.
만일, 상기 사용자 단말이 어떤 태스크(task)를 위해 상기 액세스 포인트로부터의 무선 자원을 원한다면, 상기 사용자 단말은 액세스 상태로 천이된다. 예컨데, 상기 사용자 단말은, 등록이나 캘리브레이션을 위한 요청을 위해 상기 BCH 메시지를 통해 전송되는 DST 표시자 또는 페이지에 대한 응답으로, 또는 전용 자원을 요청하기 위해 상기 액세스 상태로 천이될 수 있다.
상기 액세스 상태에서, 상기 사용자 단말은 상기 시스템에 접속하는 절차 속에 있게 된다. 상기 사용자 단말은 FCH/RCH 자원들을 위한 요청 및/또는 단문 메시지들을 상기 RACH를 이용하여 전송할 수 있다. 상기 RACH 상에서의 동작은 이하에서 더 상세히 설명할 것이다. 만일, 상기 사용자 단말이 상기 액세스 포인트에 의해 해제되었다면, 그때, 상기 사용자 단말은 상기 휴지 상태로 다시 천이된다. 만일, 상기 사용자 단말이 하향링크 및/또는 상향링크를 위해 자원들을 할당받았으면, 그때 상기 사용자 단말은 연결 상태로 천이된다.
상기 연결 상태에서, 상기 사용자 단말은, 모든 TDD 프레임을 대해서는 반드시 그렇지는 아닐지라도, 상기 FCH/RCH 자원들을 할당받는다. 상기 연결 상태에서, 상기 사용자 단말은 상기 할당된 자원들을 적극적으로 사용할 수도 있고 (그 연결을 그대로 유지하면서) 아이들 상태에 있을 수도 있다. 상기 사용자 단말이 상기 액세스 포인트에 의해 해제될 때까지 상기 사용자 단말은 상기 연결 상태에 남아있게 되며, 만일 사용자 단말이 어떤 활동도 하지 않은 채 특정 타임아웃(timeout) 기간이 종료된다면, 이 경우 상기 사용자 단말은 상기 휴지 상태로 다시 천이된다.
상기 휴지, 액세스 또는 연결 상태 동안, 만일 파워가 다운되거나 또는 그 연렬이 끊어지게 되면, 상기 액세스 포인트는 다시 초기상태로 천이하게 된다.
도 12B는 연결 상태(1240)에 대한 상태 다이어그램에 대한 일 실시예를 도시하고 있다. 이 실시예에서, 상기 연결 상태는 3가지 서브상태 - 설정 서브상태(1260), 오픈 서브상태(1270) 및 아이들 서브상태(1280)를 포함한다. 상기 사용자 단말은, FCCH을 통해 할당을 받았을 때, 상기 설정 서브상태로 진입한다.
상기 설정 서브상태에서, 상기 사용자 단말은 그 연결을 설정하는 절차 속에 있게 되며, 아직 데이터를 교환하지는 않는다. 상기 연결 설정은, 상기 액세스 포인트에 대한 채널 추정, 레이트 결정, 서비스 협상 등을 포함할 수 있다. 상기 설정 서브상태에 진입하였을 때, 상기 사용자 단말은 특정 시간만큼으로 타이머를 설정한다. 만일, 상기 사용자 단말이 이 서브상태를 떠나기 전에 상기 타이머에 설정된 시간이 경과되면, 상기 사용자 단말은 다시 상기 휴지 상태로 천이된다. 상기 연결 설정이 완료되었을 때, 상기 사용자 단말은 상기 오픈 서브상태로 천이된다.
상기 오픈 서브상태에서, 상기 사용자 단말과 액세스 포인트는, 하향링크 및/또는 상향링크를 통하여 데이터를 교환한다. 상기 오픈 서브상태 동안, 상기 사용자 단말은, 시스템 파라미터들 과 페이지/브로드케스트 메시지들을 위해 상기 BCH을 모니터링 한다. 만일, BCH 메시지가 특정 갯수의 TDD 프레임들 내에서 정확하게 복호화될 수 없다면, 상기 사용자 단말은 다시 상기 초기 상태로 천이된다.
상기 사용자 터미널은 또한, 채널 할당, 레이트 제어, RCH 채널 제어 및 파워 제어 정보를 위해 상기 FCCH 를 모니터링 한다. 상기 사용자 단말은 상기 BCH 비컨 파일럿과 FCH 프리엠블을 이용하여 수신된 SNR 을 추정하고, 상기 FCH 상에서 신뢰성있게 유지될 수 있는 최대 레이트(rate)를 결정한다.
각 TDD 프레임에 대해 상기 사용자 단말을 위한 FCH 및 RCH 할당은, 현재의 (또는 어쩌면 이전의) TDD 프레임에서 전송된 FCCH PDU 내의 정보 엘리먼트들에 의해 주어진다. 상기 사용자 단말은, 어떤 주어진 TDD 프레임을 대해 FCH 및/또는 RCH 를 통한 데이터 전송을 위해 할당 받지 않을 수 있다. 상기 사용자 단말의 데이터 전송 스케쥴이 잡혀있지 않은 각 TDD 프레임에 대해, 상기 사용자 단말은 하향링크로 FCH PDU 를 수신하지 않고 상향링크로 전송하지 않는다.
상기 사용자 단말이 스케쥴 상에 잡혀있는 각 TDD 프레임에 대해, 하향링크 및/또는 상향링크로의 데이터 전송은, FCCH 할당 (즉, 상기 사용자 단말에게로 어드레스가 지정된 FCCH 정보 엘리먼트들) 내에서 지시된 레이트, 전송 모드 및 RCH 타이밍 옵셋(상향링크용)을 이용하여 수행된다. 상기 사용자 단말은 자신에게로 전송된 FCH PDU들을 수신, 복조, 그리고 복호화한다. 상기 사용자 단말은 또한, 프리엠블과 FCH 데이터 레이트 표시자를 포함하는 RCH PDU 등을 전송한다. 상기 사용자 단말은 상기 FCCH 할당에 포함된 레이트 제어 정보에 따라 상기 RCH에서 사용되는 레이트를 조정한다. 만일, 상향링크 전송에 대해 파워 제어가 적용되고 있다면, 상기 사용자 단말은, 상기 FCCH 할당에 포함된 파워 제어 명령들에 따라 자신의 전송 파워를 조정한다. 교환될 데이터가 없을 때마다 상기 사용자 단말이 아이들 서브상태로 진입할 수 있는 경우, 데이터 교환이 버스티(bursty)될 수 있다. 상기 사용자 단말은, 상기 액세스 포인트에 의해 지시되었을 때, 상기 아이들 서브상태로 진입한다. 만일, 상기 액세스 포인트가, 지정된 갯수의 TDD 프레임들 내에서 상기 사용자 단말에게 FCH 또는 RCH를 할당하지 않았다면, 사용자 단말은 상기 휴지 상태로 다시 천이되고 그것의 MAC ID는 유지한다.
상기 아이들 서브상태에서는, 상기 상향링크와 하향링크가 둘 다 쉬고 있는 상태이다. 데이터는 어느 쪽 방향으로도 전송되지 않고 있다. 그러나, 그 링크들은 상기 조향된 참조기준과 제어 메시지들과 함께 유지된다. 이 서브상태에서, 상기 액세스 포인트는 주기적으로 상기 RCH 또는 FCH(이것들이 동시에 이용될 필요는 없음)를 통하여 Idle PDU 들을 상기 사용자 단말에게 할당한다. 상기 액세스 포인트가 해당 링크를 유지하기 위해 FCH와 RCH를 통해 Idle PDU 들을 주기적으로 할당한다는 조건 하에서, 상기 사용자 단말은 상기 연결 상태에 무기한으로 체류할 수 있을 것이다.
상기 아이들 서브상태 동안, 상기 사용자 단말은 상기 BCH를 모니터링한다. 만일, BCH 메시지가 지정된 갯수의 TDD 프레임 내에서 정확하게 복호화되지 않았다면, 상기 사용자 단말은 상기 초기 상태로 다시 천이된다. 상기 사용자 단말은 또한, 채널 할당, 레이트 제어, RCH 타이밍 제어 및 파워 제어 정보를 위해 상기 FCCH 를 모니터링한다. 상기 사용자 단말은 또한, 수신된 SNR을 추정하고 상기 FCH에 의해 지원되는 최대 레이트(rate)를 결정할 수 있다. 상기 사용자 단말은, 할당 받았을 때, RCH를 통해 Idle PDU를 전송하며, 만일 전송할 데이터를 갖고 있다면 상기 Idle PDU 내에 RCH 요청 비트를 설정한다. 만일, 상기 액세스 포인트가, 지정된 갯수의 TDD 프레임들 내에서 상기 사용자 단말에게 FCH 또는 RCH를 할당하지 않았다면, 사용자 단말은 상기 휴지 상태로 다시 천이되고 그것의 MAC ID는 유지한다.
타임-아웃용 타이머는, 상기 3개의 서브상태들중 어느 서브상태로 진입하는 순간에, 특정 값으로 설정될 수 있다. 이 타이머는, 해당 서브상태 동안에 어떤 활동이 없다면 카운트 다운을 하게 될 것이다. 상기 설정, 액티브 또는 아이들 서브상태 동안, 상기 사용자 단말은, 만일 상기 타임-아웃용 타이머의 시간이 경과되면 상기 휴지 상태로 다시 처닝되고 상기 연결이 떨어졌을 때 상기 초기 상태로 천이된다. 상기 액티브 또는 아이들 서브상태 동안, 상기 사용자 단말은 또한, 해당 연결이 해제되었을 때 상기 휴지 상태로 다시 천이된다.
도 12A와 12B는 상기 사용자 단말을 위해 사용될 수 있는 상태 다이어그램의 일 실시예를 보인 것이다. 더 적은, 추가적인 및/또는 다른 상태들과 서브상태들을 갖는 다야한 상태 다이어그램들이, 상기 시스템을 위해 사용될 수 있을 것이며, 이 또한 본 발명의 범위 내에 포함된다.
X. 램덤 액세스
본 발명의 일 실시예로서, 램덤 액세스 방식을 이용하여 사용자 단말이 MIMO WLAN 시스템을 액세스할 수 있도록 하고 있다. 본 발명의 실시예에 있어서 랜덤 액세스 방식은 슬롯형 알로하(Aloha) 방식에 근거한 것으로서, 이 방식을 통해 사용자 단말은 시스템에 대한 액세스를 얻도록 시도하기 위해 임의로 선택된 RACH 슬롯으로 송신을 한다. 사용자 단말은 액세스를 얻거나 최대 개수의 액세스 시도가 도달할 때까지 RACH를 통해 다중 송신을 보낸다. 각 RACH 송신을 위한 여러 가지 파라메터를 때에 따라 변경하여 성공의 가능성을 높이며, 이 부분에 대해서는 이하에서 설명한다.
도 13은 RACH 슬롯으로 분할된 RACH를 위한 타임라인을 예시한 것이다. 각 TDD 프레임에 유용한 RACH 슬롯의 개수와 RACH 슬롯의 지속시간은 구성가능(configurable) 파라메터이다. 최대 32 RACH 슬롯이 각 TDD 프레임에서 사용가능하다. 최종 RACH 슬롯의 종단과 다음 TDD 프레임을 위한 BCH PDU의 시작단 또한 구성가능 파라메터이다. RACH를 위한 이들 3개의 파라메터는 프레임 마다 다를 수 있으며, RACH 길이, RACH 슬롯 사이즈, BCH 메시지의 RACH 가드 간격 필드로 표시된다.
사용자 단말이 시스템의 액세스를 요구할 때, 먼저, BCH를 처리하여 적절한 시스템 파라메터를 얻는다. 이후 사용자 단말은 RACH를 통해 RACH PDU를 송신한다. 이 RACH PDU는 RACH 메시지를 포함하며, 이 RACH 메시지에는 사용자 단말로부터 액세스 요청을 처리하기 위해 액세스 포인트가 필요로하는 정보가 담겨 있다. 예를들면, RACH 메시지는 액세스 포인트가 사용자 단말을 식별하도록 해당 사용자 단말의 할당 MAC ID를 포함하고 있다. 등록 MAC ID(즉, 특정 MAC ID 값)은 미등록 사용자 단말을 위해 보존된다. 이 경우 사용자 단말의 긴 ID가 등록 MAC ID에 따른 RACH 메시지의 페이로드 필드에 포함된다.
전술한 바와 같이, RACH PDU는 4개의 데이터 레이트 중 하나로 송신되며, 이것은 표 15에 나열되어 있다. 선택된 레이트는 RACH PDU의 프리앰블(도 5c에 도시함)에 포함되어 있다. RACH PDU는 또한 1,2,4,8 OFDM 심벌로되는 가변길이(표 15에 나열됨)를 가지고 있으며, 이 가변길이는 RACH 메시지의 메시지 지속 필드에서 표시하고 있다.
RACH PDU를 송신하기 위해, 사용자 단말은 먼저 송신을 위해 사용되는 RACH 슬롯의 개수(즉 "사용가능" RACH 슬롯의 개수). 이 판정은 (1)(현재 TDD 프레임에서 유용한 RACH 슬롯의 개수, (2)각 RACH 슬롯의 지속시간, (3)가드 간격, (4)송신될 RACH PDU의 길이를 근거로 행해진다. RACH PDU는 TDD 프레임의 RACH 세그먼트의 종단을 벗어나서 확대될 수 없다. 따라서, RACH PDU가 가드 간격을 더한 한 RACH 슬롯 보다 길다면 이 PDU는 하나 이상의 유용한 후행 RACH 슬롯으로는 송신되지 않는다. 상기한 요인에 따라서, RACH PDU를 송신하는데 사용되는 RACH 슬롯의 개수는 유용한 RACH 슬롯의 개수 보다 작다. RACH 세그먼트는 가드 간격을 포함하며, 이 가드 간격은 사용자 단말로부터의 상향링크 전송이 다음 BCH 세그먼트에 간섭되지 않도록 하기 위해 제공되며, 이러한 현상은 라운트 트립 지연을 보상하지 않는 사용자 단말의 경우에 적용될 수 있다.
사용자 단말은 이후 임의로 사용가능 슬롯 중 하나를 선택하여 RACH PDU를 송신한다. 다시 사용자 단말은 선택된 RACH 슬롯에서 시작하는 RACH PDU를 송신한다. 사용자 단말이 액세스 포인트에 대한 라운드 트립 지연을 인식하면, 그에 따라서 그 타이밍을 조정하여 이 지연을 보상할 수 있다.
액세스 포인트는 RACH PDU를 수신하면, 메시지에 포함된 CRC를 이용하여 수신된 RACH 메시지를 체크한다. CRC가 페일이면 액세스 포인트는 RACH 메시지를 버린다. CRC가 패스이면 액세스 포인트는 다음 TDD 프레임에서 BCH상에서 RACH 승인 비트를 설정 하고 FCCH를 통해 2TDD 프레임 내에 RACH 승인을 송신한다. BCH 상에서 승인 비트의 설정과 FCCH 상에서 승인의 송신 간에는 지연이 있을 수 있으며, 이 지연은 지연 등을 스케쥴링하는데 참고로 사용된다. 예를들면, 액세스 포인트는 RACH를 통해 메시지를 수신하면 BCH 상에 승인 비트를 설정하고 FCCH를 통해서 지연응답을 갖는다. 승인 비트는 사용자 단말이 재시도를 하는 것을 방지하고, 미성공 사용자 단말이 신속하게 재시도 할 수 있도록 하지만, 비지(Busy) RACH 주기 동안은 이러한 동작을 하지 않는다.
사용자 단말은 등록을 수행하면 이후 등록 MAC ID(예를들면 0x0001)을 사용한다. 액세스 포인트는 FCH를 통해 MAC ID 할당 메시지를 보내어 이에 응답한다. 그 밖의 다른 모든 RACH 송신 타입은 시스템에 의해 할당된 사용자 단말의 MAC ID 를 포함하고 있다. 액세스 포인트는 사용자 단말에 할당된 MAC ID를 이용하여 FCCH 를 통해 승인을 송신하여 바르게 수신된 모든 RACH 메시지를 명확하게 승인한다.
사용자 단말은 RACH PDU를 송신한 이후 BCH 및 FCCH를 감시하여 액세스 포인트에 의해 상기 RACH PDU가 수신되어 처리되었나의 여부를 판정한다. 사용자 단말은 BCH를 감시하여 BCH 메시지에서 RACH 승인 비트가 설정되었나의 여부를 판정한다. 상기 해당 사용자 단말 및/또는 다른 사용자 단말을 위한 승인이 FCCH를 통해 송신된다는 것을 표시하는 비트가 설정되면, 이후 사용자 단말은 추가로 FCCH를 처리하여 승인을 포함하는 IE 타입 3 정보 엘리먼트를 얻는다. 그렇지 않고 RACH 승인 비트가 설정되지 않으면 사용자 단말은 BCH를 감시하거나 RACH 상에서 그 액세스 과정을 재개한다.
FCCH IE 타입3은 성공적인 액세스 시도를 위한 신속 승인을 운반하는데 사용된다. 각 승인 정보 엘리먼트는 승인이 송신된 사용자 단말과 연관된 MAC ID를 포함한다. 신속승인은 사용자에게 그 액세스 요청은 수신되었지만 FCH/RCH 자원의 할당과는 연관되지 않았다는 것을 통보하는데 사용된다. 이와는 달리, 할당 기반 승인은 FCH/RCH 할당과 연관이 있다. FCCH를 통해 신속 승인을 수신하면 사용자 단말은 휴지상태로 천이된다. 할당기반 승인을 수신하면, 사용자 단말은 이 승인과함께 송신된 스케쥴링 정보를 얻고, 현재 TDD 프레임에 할당된 FCH/RCH를 이용하기 시작한다.
사용자 단말은 RACH PDU를 송신한 이후 특정 개수의 TDD 프레임 내에서 FCCH를 통해 승인을 수신하지 않으면 RACH 상에서 액세스 과정을 재개한다. 이 경우, 사용자 단말은 액세스 포인트가 RACH PDU를 올바르게 수신하지 않았다고 추정할 수 있다. 사용자 단말은 카운터가 액세스 시도의 개수를 카운트하는 것을 지속시킨다. 이 카운터는 1차 액세스 시도를 위해 0으로 초기화되어 후속하여 액세스시도가 발생할 때마다 1씩 카운트를 증대할 수도 있다. 사용자 단말은 카운터 값이 최대 시도 회수에 도달하면 액세스 과정을 종료한다.
각 후속 액세스 시도에 있어서 사용자 단말은 먼저 이 액세스 시도를 위한 여러 가지 파라메터를 판정하며, 여기서의 파라메터는 (1)RACH PDU 송신 이전의 대기 시간의 양, (2)RACH PDU 송신을 위해 사용되는 RACH 슬롯, (3)RACH PDU 레이트를 포함한다. 대기 시간의 양을 판정하기 위해, 사용자 단말은 먼저 다음 액세스 시도를 위한 최대 대기시간의 양을 판정하며, 여기서 다음 액세스 시도는 경합 창(CW : Contention Window)을 말한다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 경합 창(TDD 프레임 유닛에 주어짐)은 각 액세스 시도마다 기하급수적으로 증대한다(즉, CW = 2access_attempt). 경합창은 또한 액세스 시도 개수의 함수(선형함수)에 기초하여 결정될 수도 있다. 다음 액세스 시도에 대한 대기 시간의 양은 이후 임의로 0과 CW 사이에서 선택된다. 사용자 단말은 다음 액세스 시도를 위한 RACH PDU를 송신하기 전에 이러한 시간의 양 만큼 대기한다.
다음 액세스 시도에 있어서, 최종 액세스 시도를 위해 최저 레이트가 사용되지 않았다면 사용자 단말은 RACH PDU 를 위해 레이트를 감소한다. 제1액세스 싯도를 위해 사용되는 초기 레이트는 BCH를 통해 송신된 파일럿의 수신 SNR에 기초하여 선택될 수 있다. 승인 수신 실패는 액세스 포인트가 RACH PDU를 바르게 수신하지 못한 것에 기인할 수 있다. 따라서, 다음 액세스 시도에서의 RACH PDU를 위한 레이트를 감소시켜 액세스 포인트가 올바른 수신을 할 수 있는 가능성을 높인다.
임의로 선택된 대기 시간을 기다린 후에 사용자 단말은 다시 RACH PDU의 송신을 위한 RACH 슬롯을 임의로 선택한다. 이 액세스 시도를 위한 RACH 슬롯의 선택은 일차 액세스 시도에 대해 상기한 바와 같은 유사한 방법으로 수행될 수 있으며, 단 BCH 메시지로 전달되는 바와 같이 현재 TDD 프레임에 대한 RACH 파라메터(즉, RACH 슬롯의 개수, 슬롯 지속시간, 가드 간격)는 현재 RACH PDU 길이와 함께 사용된다는 점은 제외된다. RACH PDU는 임의로 선택된 RACH 슬롯에서 전송된다.
상기한 액세스 과정은 (1)사용자 단말이 액세스 포인트로부터 승인을 받거나,(2)허용된 액세스 시도의 최대 개수가 도달할 때까지 지속된다. 각 액세스 시도의 경우, RACH PDU를 송신하기 전 대기시간의 양, RACH PDU 송신을 위해 사용되는 RACH 슬롯, RACH PDU를 위한 레이트는 상기한 바와 같이 선택된다. 승인이 수신되면, 사용자 단말은 승인에 의해 표시된 바와같이 동작한다(즉, 사용자 단말은 신속 승인이 수신되면 휴지상태로 대기하고, 할당 기반 승인이 수신되면 FCH/RCH를 이용하여 동작을 개시한다). 허용된 최대 액세스 시도 개수에 도달하면, 사용자 단말은 초기 상태로 돌아간다.
XI. 레이트, 파워 및 타이밍 제어
액세스 포인트는 FCH 및 RCH 상에서 상향링크와 하향링크를 스케쥴링하고, 또한 모든 액티브 사용자 단말을 위한 레이트를 제어한다. 그리고, 액세스 포인트는 상향링크 상에서 특정 액티브 사용자 단말의 송신 파워를 조정한다. 여러 가지 제어 루프가 유지되어 각 액티브 사용자 단말에 대해 레이트, 송신 파워, 타이밍을 조절한다.
1. 고정 및 가변 레이트 서비스
액세스 포인트는 FCH와 RCH를 통해 고정레이트 서비스와 가변 레이트 서비스를 지원할 수 있다. 고정 레이트 서비스는 음성, 비디오, 등을 위해 사용되고, 가변 레이트 서비스는 패킷 데이터(예를들면 웹 브라우징)을 위해 사용된다.
FCH/RCH 상에서의 고정 레이트 서비스의 경우, 전체 접속을 위한 고정 레이트가 사용된다. FCH 및 RCH를 위한 최선형 전달이 사용된다(즉 재송신 없음). 액세스 포인트는 서비스의 QoS 요건을 만족하도록 규정 시간 간격 당 FCH/RCH PDU의 일정 개수를 스케쥴링한다. 지연요건에 따라서, 액세스 포인트는 모든 TDD 프레임 마다 FCH/RCH PDU를 스케쥴링할 필요는 없다. 파워 제어는 RCH 상에서 수행되지만 고정레이트의 경우 FCH 상에 수행된다.
FCH/RCH를 통한 가변 레이트 서비스의 경우, FCH 및 RCH를 위해 사용되는 레이트는 채널 상태에 따라 변경될 수 있다. 일부 등시성 서비스(예를들면 비디오, 오디오)의 경우, QoS 요건은 최소 레이트 제한을 부여할 수도 있다. 이들 서비스의 경우, 액세스 포인트에서의 스케쥴러는 FCH/RCH 할당을 조절하여 일정 레이트가 제공되도록 한다. 동기성 데이터 서비스의 경우(예를들면 웹 브라우징, 파일 전달 등), 재송신의 옵션과 함께 최선형 전달이 제공된다. 이들 서비스의 경우, 레이트는 채널 상태에 의해 신뢰성 있게 유지될 수 있는 최대값이다. 사용자 단말을 위한 FCH/RCH PDU의 스케쥴링은 통상적으로 그 QoS 요건의 함수이다. 하향링크/상향링크 상에서의 송신을 위한 데이터가 없을 때마다, 링크를 유지하기 위해 아이들 PDU가 FCH/RCH 상에서 송신된다. 가변 레이트 서비스를 위해 FCH 또는 RCH 상에서 폐쇄루프 파워 제어가 수행되지 않는다.
2. 레이트 제어
FCH/RCH의 레이트를 변화하는 채널 상태에 적응하기 위해 FCH 및 RCH 상에서 동작하는 가변 레이트 서비스를 위해 레이트 제어를 사용한다. FCH 및 RCH를 위해 사용되는 레이트는 독립적으로 제어될 수 있다. 또한, 공간 다중화 모드에서, 각 전용 전송채널의 각 광대역 고유모드의 레이트도 독립적으로 제어될 수 있다. 레이트 제어는 각 액티브 사용자 단말에 의해 제공되는 피드백에 기초하여 액세스 포인트에 의해 수행된다. 액세스 포인트 내에서의 스케쥴러는 데이터 송신을 스케쥴하여 액티브 사용자 단말을 위한 레이트 할당을 결정한다.
링크마다 지원될 수 있는 최대 레이트는 (1)모든 데이터 부대역에 대한 채널 응답, (2)수신기에서 관찰된 노이즈 레벨, (3)채널 추정의 품질 및 개연성 있는 다른 인수의, 함수이다. TDD 시스템의 경우, 채널은 하향링크와 상향링크의 경우 가역적인 것으로 간주된다(캘리브레이션이 수행되어 액세스 포인트와 사용자 단말에서 임의 차이에 대한 보상을 행한 이후). 그러나, 이 가역 채널은 노이즈 플로어가 액세스 포인트와 사용자 단말에서 동일하지 않다는 것을 의미하지 않는다. 따라서, 특정 사용자 단말의 경우 FCH 및 RCH에서의 레이트가 독립적으로 제어된다.
하나 이상의 공간 채널을 통해 데이터 송신을 위한 페쇄 루프 레이트 제어를 사용할 수도 있다. 폐쇄루프 레이트 제어는 하나 이상의 다중 루프로 이루어질 수도 있다. 내측 루프는 채널 상태를 추정하고, 데이터 송신을 위해 사용되는 각 공간채널을 위해 적절한 레이트를 선택한다. 채널 추정 및 레이트선택은 상기한 바와 같이 수행될 수 있다. 외측루프는 각 공간 채널에서 수신된 데이터 송신의 품질을 추정하고 내측 루프의 동작을 조정하는데 사용된다. 데이터 송신 품질은 패킷 에러 레이트(PER:Packet Error Rate), 디코더 매트릭스 등 또는 이들의 조합체로 계량화된다. 예를들면, 외측루프는 각 공간채널에 대한 SNR 옵셋을 조절하여 이 공간채널에 대한 목표 PER을 얻는다. 외측 루프는 또한 공간 채널에 대한 과도한 패킷 에러를 검출하면 내측 루프에게 지시하여 보다 낮은 레이트를 선택하도록 한다.
하향링크 레이트제어
각 액티브 사용자 단말은 TDD 프레임에서 BCH를 통해 전송되는 MIMO 파일럿에 기초하여 하향링크 채널을 추정할 수 있다. 액세스 포인트는 또한 특정 사용자 단말로 송신된 FCH PDU에서의 조향 참조기준을 송신할 수도 있다. BCH 상에서의 MIMO 파일럿 및/또는 FCH 상에서의 조향 참조기준을 이용하여, 사용자 단말은 수신 SNR을 추정할 수 있고, FCH를 통해 지원될 수 있는 최대 레이트를 결정한다. 사용자 단말이 공간 다중화 모드에서 동작하면 최대 레이트는 각 광대역 고유모드를 위해 결정될 수 있다. 각 사용자 단말은 RCH PDU의 FCH 레이트 표시기 필드에서 각 광대역 고유모드에 의해(공간 다중화 모드를 위해) 지원되는 최대 레이트, 기본 광대역 모드에 의해(빔 조향 모드를 위해) 지원되는 최대 레이트, 또는 MIMO 채널에 의해(다이버시티 모드를 위해) 지원되는 최대 레이트를 액세스 포인트로 되돌려 준다. 이들 레이트는 수신 SNR에 맵핑되며, 이후 이것은 상기한 워터 필링을 수행하는데 사용된다. 이와는 달리, 사용자 단말은 충분한 정보(예를들면 수신 SNR)를 되돌려 보내 액세스 포인트가 하향링크가 지원하는 최대 레이트를 결정하도록 할 수도 있다.
다이버시티 모드, 빔 조향 모드, 또는 공간 다중화 모드를 사용할 것인가의 여부는 사용자 단말로부터의 피드백을 기초로 수행될 수 있다. 사용을 위해 선택되는 광대역 고유모드의 개수는 조향 벡터들 간의 고립성이 커짐에 따라 증대할 수 있다.
도 14a는 사용자 단말을 위한 하향링크의 레이트를 제어하기 위한 프로세스를 예시한다. 각 TDD 프레임의 제1 세그먼트에 담겨서 BCH PDU가 송신되며, 이 BCH PDU는 사용자 단말에 의해 사용될 수 있는 비컨과 MIMO 파일럿을 포함하여 채널을 추정하고 추적한다. 사용자 단말로 송신된 FCH PDU의 프리앰블에는 조향 참조기준이 담겨 송신될 수도 있다. 사용자 단말은 MIMO 및/또는 조향 참조기준에 기초하여 채널을 추정하고 하향링크가 지원할 수 있는 최대 레이트를 결정한다. 사용자 단말이 공간 다중화 모드에서 동작한다면 각 광대역 고유모드를 위해 한 레이트를 제공하게 된다. 그러면 사용자 단말은 RCH PDU의 FCH 레이트 표시기를 통해 FCH를 위한 레이트 표시기를 액세스 포인트로 보낸다.
스케쥴러는 각 액티브 사용자 단말을 위해 하향링크가 지원할 수 있는 최대 레이트를 사용하여 이후 TDD 프레임에서 하향링크 데이터 송신을 스케쥴링한다. 사용자 단말을 위한 레이트 및 기타 채널 할당정보는 FCCH에 송신된 정보 엘리먼트에 반영된다. 한 사용자 단말에 할당된 레이트는 다른 사용자 단말을 위한 스케쥴링을 방해할 수 있다. 사용자 단말에 의한 레이트 결정과 그 사용 간의 최소 지연간격은 대략 단일 TDD 프레임에 상당한다.
그램 쉬미트(Gram-Schmidt) 차수화 과정을 이용하여, 액세스 포인트는 RCH 프리앰블로부터 직접 FCH를 통해 지원되는 최대 레이트를 정확하게 결정할 수 있다. 이는 레이트 제어를 상당히 간단하게 할 수 있다.
상향링크 레이트 제어
각 사용자 단말은 시스템 액세스 중에 RACH를 통해 조향 참조기준을 송신하고, FCH/RCH 자원이 할당될 경우에는 RCH를 통해 조향 참조기준을 송신한다. 액세스 포인트는 RCH를 통해 조향참조 기준에 기초하여 광대역 고유모드 각각을 위해 수신 SNR을 추정하고, 각 광대역 고유모드에 의해 지원되는 최대 레이트를 결정한다. 초기에, 액세스 포인트는 각 광대역 고유모드가 지원하는 최대 레이트 또는 최대 레이트에 근접하는 신뢰성 있는 동작이 가능하도록 하는 양호한 추정을 갖지 못할 수도 있다. 신뢰성을 향상시키기 위해 FCH/RCH가 사용되는 초기 레이트는 최대 지원 레이트 보다도 매우 낮을 수 있다. 액세스 포인트는 다수의 TDD 프레임 위에 조향 참조기준을 통합하여 채널에 대한 향상된 추정을 얻는다. 채널 추정이 향상됨에 따라 레이트가 증대된다.
도 14b는 사용자 단말에서 상향링크 송신의 레이트를 제어하기 위한 프로세스를 나타낸다. 상향링크 송신을 위해 스케쥴링이 될 때, 사용자 단말은 참조기준이 포함된 RCH PDU를 송신하며, 이 RCH PDU는 액세스 포인트가 상향링크 상에서 최대 레이트를 결정하는데 사용된다. 그러면 스케쥴러는 각 액티브 사용자 단말을 위해 상향링크가 지원할 수 있는 최대 레이트를 이용하여 후속 TDD 프레임에서의 상향링크 데이터 송신을 스케쥴링한다. 사용자 단말을 위한 레이트와 기타 채널 할당 정보는 FCCH를 통해 송신된 정보 엘리먼트에 반영된다. 액세스 포인트와그 사용 사이의 최소 지연은 대략 단일 TDD 프레임에 상당한다.
3. 파워 제어
파워 제어는 고정레이트 서비스의 경우 RCH를 통한 상향링크 송신을 위해 사용된다(레이트 제어 대신에). 고정 레이트 서비스의 경우, 그 레이트는 호출 셋업에서 조정되어 접속 지속시간 동안 고정된 상태로 남는다. 일부 고정 레이트 서비스는 제한된 이동성 요건과 관련을 가질 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 파워 제어는 상향링크의 경우 사용자 단말 간의 간섭을 방지하기 위해 사용되며, 하향링크의 경우는 이 파워어제를 사용하지 않는다.
파워 제어 기구를 통해 각 사용자 단말의 상향링크 송신기 파워를 제어하여 액세스 포인트에서 수신 SNR이 목표 서비스 품질을 달성할 수 있는 레벨로 유지될 수 있도록 한다. 이 레벨을 목표 수신 SNR, 동작 포인트, 또는 셋포인트로 칭하기도 한다. 이동 사용자 단말의 경우, 사용자 단말의 이동에 따라서 전파손실도 변화할 수 있다. 파워 제어기구는 채널에서의 변화를 추적하여 수신SNR이 셋포인트 부근에서 유지될 수 있도록 한다.
파워 제어 기구는 2개의 파워 제어 루프(즉, 내측 루프와 외측루프)로 구현될 수 있다. 내측루프는 사용자 단말의 송신 파워를 조절하여 액세스 포인트에서의 수신SNR이 셋포인트 부근에 유지되도록 한다. 외측 루프는 셋포인트를 조절하여 특정 레벨의 성능을 얻고, 이것이 특정 프레임 오차 레이트(FER:Frame Error Rate)(예를들면 1% FER), 패킷 오차 레이트(PER:Packet Error Rate), 블록 오차 레이트(BLER:Block Error Rate), 메시지 오차 레이트(MER:Message Error Rate) 또는 기타 다른 측정값으로 계량화 한다.
도 15는 사용자 단말을 위한 내측 파워 제어의 동작을 예시한 것이다. 사용자 단말이 FCH/RCH로 할당된 후, 액세스 포인트는 RCH를 통해 수신 SNR을 추정하고 이것을 셋 포인트와 비교한다. 사용자 단말에 의해 사용되는 초기 파워는 호출 셋업시에 결정되며, 통상 그 최대 송신 파워 레벨 부근이된다. 각 프레임 간격의 경우, 수신 SNR이 특정 플러스 마진δ만큼 셋포인트를 초과하면, 사용자 단말로 송신된 FCCH 정보에 특정량(예를들면 1dB)만큼 송신 파워를 감소하도록 액세스 포인트가 사용자 단말에 에게 지시할 수 있다. 역으로 수신 SNR이 임계값보다 마진 δ만큼 마이너스가 되면, 액세스 포인트는 사용자 단말에게 특정량 만큼 송신 파워를 증대시키도록 지시할 수 있다. 수신SNR이 셋포인트의 수용가능한 한계 내에 있을 때, 액세스 포인트는 사용자 단말에 의한 송신 파워의 변경을 요청하지 않는다. 상향링크 송신 파워는 초기 송신 파워와 액세스 포인트로부터 수신된 모든 파워 조절량의 합계를 더한 것으로 주어진다.
액세스 포인트에서 사용되는 초기 셋포인트는 특정 레벨의 선능을 얻도록 설정된다. 이 셋포인트는 FER 또는 RCH를 위한 PER에 기초한 외측 루프에 의해 조절된다. 예를들면, 특정 타임 주기 동안 프레임/패킷 에러가 발생하지 않으면 셋포인트가 제1량(예를들면 0.1dB)만큼 감소할 수 있다. 평균FER이 하나 이상의 프레임/패킷 에러의 발생만큼 초과하면 셋포인트가 제2양(예를들면 1dB)만큼 증대할 수 있다. 셋포인트, 히스테리시스 마진, 및 외측루프동작은 시스템을 위해 사용되는 파워제어설계에 따라 특별하게 결정된다.
4. 타이밍 제어
타이밍 제어는 하향링크와 상향링크가 함께 시분할 이중 기법으로 동일 주파수 대역을 공유하는 TDD 기반 프레임 구조에 사용하는 것이 바람직하다. 사용자 단말는 시스템 전반에 걸쳐 분포하고 따라서 액세스 포인트에 대한 여러 가지 전파 지연과 관련이 있을 수 있다. 상향링크 상에서 효율을 최소화하기 위해, 각 사용자 단말로부터 RCH 및 RACH에 대한 상향링크 송신의 타이밍을 조절하여 그 전파지연을 보상할 수 있다. 그러면 여러 다양한 사용자 단말로부터의 상향링크 송신이 액세스 포인트에서의 특정 시간 창 내에 도달하여 이 상향링크에 또는 하향링크 송신에서 상호간 간섭이 일어나지 않는다.
도 16은 사용자 단말의 상향링크 타이밍을 조절하기 위한 프로세스를 나타낸 도면이다. 초기에 사용자 단말는 상향링크를 통해 RACH PDU를 송신하여 시스템에 대한 액세스를 얻는다. 액세스 포인트는 사용자 단말와 연관된 라운드 팁 지연(RTD:Round Tip Delay)의 초기 추정을 도출한다. 라운드 팁 지연은 (1)송신의 시작을 결정하기 위해 애세스 포인트에서 사용되는 슬라이딩 상관기, (2)사용자 단말이 송신한 RACH PDU에 포함된 슬롯ID(2)에 기초하여 추정될 수 있다. 액세스 포인트는 초기 RTD 추정에 기초하여 사용자 단말을 위한 초기 타이밍 어드밴스을 연산한다. 초기 타이밍 어드밴스은 RCH를 통해 송신되기에 앞서 사용자 단말에 송신된다. 초기 타이밍 어드밴스은 FCH를 통한 메시지, FCCH 정보 엘리먼트의 필드 또는 기다 다른 수단을 통해 송신된다.
사용자 단말는 액세스 포인트로부터 초기 타이밍 어드밴스을 수신하고 RCH 및 RACH 양쪽을 통해 이루어지는 모든 후속 상향송신에 대해 이 타이밍 어드밴스을 이용한다. 사용자 단말에 FCH/RCH 자원이 할당될 때, 그 타이밍 어드밴스는 FCCH 정보 엘리먼트의 RCH 타이밍 조절 필드에서 액세스 포인트에 의해 송신된 명령에 의해 조절될 수 있다. 사용자 단말는 이후 현재 타이밍 어드밴스에 기초하여 RCH를 통해 상향링크 송신을 조절하며, 여기서의 현재 타이밍 어드밴스는 액세스 포인트가 사용자 단말에게 송신한 모든 타이밍 조절을 초기 타이밍 어드밴스에 합친 것과 같다.
본 명세서에서 설명하는 MIMO WLAN 시스템의 여러 가지 구성요소 및 여러 가지 기술은 여러 가지 다양한 수단으로 구현될 수 있다. 예를들면, 액세스 포인트와 사용자 단말에서의 프로세스(처리)는 하드웨어 또는 소프트웨어 또는 이들의 조합체를 통해 구현될 수 있다. 하드웨어의 구현의 경우, 그 프로세스는 하나 이상의 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), DSP(Digital Signal Processor), DSPD(Digital Signal Processing Devices), PLD(Programmable Logic Devices), FPGA(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 콘트롤러(제어기), 마이크로-콘트롤러, 마이크로프로세서, 그 밖에 여기서 설명하는 기능을 수행할 수 있는 기타 전자유니트와, 이들의 임의 조합체를 통해 구현될 수 있다.
소프트웨어 구현의 경우, 상기 프로세스는 여기서 설명하는 기능을 수행하는 모듈(예를들면 과정, 기능 등)과 함께 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유니트(예를들면 도 7의 메모리 유니트 732, 782)에 저장되고, 프로세서(예를들면 제어기130, 780)에 의해 실행된다. 메모리 유니트는 프로세서 내에서 구현되거나, 프로세서에 외부적으로 연결될 수 있으며, 이 경우 메모리 유니트는 공지된 여러 가지 수단을 개재시켜 프로세서와 통신적으로 결합될 수 있다.
명칭은 본 명세서에는 단지 참조를 위한 것으로서, 명세서의 특정부분의 현황을 파악하는데 도움을 주기 위한 것이다. 이들 명칭은 본 발명의 범위를 제한하기 위한 것은 아니며 본 발명의 전반에 걸쳐 응용가능한 개념들을 가지고 있다.
이상의 실시예는 당분야의 통상의 기술자라면 본 발명을 제조, 이용할 수 있는 정도로 기재되었으며, 당분야의 통상의 기술자라면 본 발명의 범위 및 그 기술적 사상을 일탈하지 않고도 상기 실시예에 대하여 여러 가지 변경 및 변형이 가능함은 물론이다. 따라서 본 발명은 여기서 설명하는 실시시예에 그 범위가 제한되지 않으며, 여기서 개시된 원리와 신규성에 근거하여 최광의로 해석되어야 할 것이다.

Claims (216)

  1. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 송신을 위한 방법으로서,
    현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 위해 다수의 사용자 단말 중에서 하나 이상을 선택하며, 상기 하나 이상의 단말는 다중 안테나를 갖는 사용자 단말을 포함하는 단계와,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위해 하나 이상의 레이트를 선택하며, 이 하나 이상의 레이트 각각은 시스템에 의해 지원되는 다수의 레이트로부터 선택되고, 다수의 레이트 각각은 특정 코드 레이트와 특정 변조 방식과 관련이 되어 있는 단계와,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신모드를 선택하며, 각 사용자 단말을 위한 송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 단계와,
    각 사용자 단말을 위해 선택된 상기 하나 이상의 레이트와 송신모드를 통해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 하기 위해 하나 이상의 사용자 단말을 스케쥴링하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신 지속시간을 선택하는 단계를 더 포함하고, 여기서 하나 이상의 사용자 단말는 각 사용자 단말을 위해 선택된 송신 지속시간을 위해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터를 송신하기 위해 스케쥴링되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 상기 하나 이상의 사용자 단말 각각은 현재 스케쥴링 간격으로 하향링크를 통해, 또는 상향링크를 통해, 또는 하향링크와 상향링크 모두를 통해 데이터 송신을 하기 위해 스케쥴링되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    하향링크와 상향링크 모두를 통해 데이터 송신을 하기 위해 스케쥴링된 각 사용자 단말의 경우, 이 사용자 단말을 위한 하나 이상의 레이트와 송신모드는 하향링크와 상향링크를 위해 독립적으로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    하향링크와 상향링크 모두를 통해 데이터 송신을 하기 위해 스케쥴링된 각 사용자 단말의 경우, 이 사용자 단말을 위한 송신 지속시간은 하향링크와 상향링크를 위해 독립적으로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다이버시티 모드와 공간 다중화 모드를 포함하며, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터의 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    다수의 송신모드는 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 다수의 송신 모드는 단일 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로 데이터 송신을 지원하는 단일 입력 다중 출력(SIMO:Single-Input Multiple-Output)모드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    각 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드는 사용자 단말에서 유용한 안테나의 개수에 따라 결정되는 것은 특징으로 하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    MIMO 통신 시스템은 직교주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 하나 이상의 사용자 단말 각각을 위해 OFDM 심벌 개수의 정수로 송신 지속시간을 선택하는 단계를 더 포함하고, 상기 하나 이상의 사용자 단말는 각 사용자 단말을 위해 선택된 송신 지속시간에 대한 현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 위해 스케쥴링되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에 사용되며, 제어기와 스케쥴러를 포함한 장치로서,
    상기 제어기는 현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 위해 다수의 사용자 단말 중에서 하나 이상을 선택하도록 동작하며, 상기 하나 이상의 단말는 다중 안테나를 갖는 사용자 단말을 포함하고,
    상기 제어기는 하나 이상의 사용자 단말 각각을 위해 하나 이상의 레이트를 선택하도록 동작하며, 이 하나 이상의 레이트 각각은 시스템에 의해 지원되는 다수의 레이트로부터 선택되고, 다수의 레이트 각각은 특정 코드 레이트와 특정 변조 방식과 관련이 되어 있으며,
    상기 제어기는 하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신모드를 선택하도록 동작하며, 각 사용자 단말을 위한 송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되고,
    상기 스케쥴러는 각 사용자 단말을 위해 선택된 상기 하나 이상의 레이트와 송신모드를 통해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 하기 위한 하나 이상의 사용자 단말을 스케쥴링하는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제어기는 추가로 하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신 지속시간을 선택하도록 동작하고, 여기서 하나 이상의 사용자 단말는 각 사용자 단말을 위해 선택된 송신 지속시간을 위해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터를 송신하기 위해 스케쥴링되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다이버시티 모드와 공간 다중화 모드를 포함하며, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터의 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    다수의 송신모드는 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제12항에 있어서,
    MIMO 통신 시스템은 직교주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에 사용되는 장치로서,
    현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 위해 다중 안테나를 갖는 사용자 단말을 포함하는 다수의 사용자 단말 중에서 하나 이상을 선택하는 수단과,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위해 상기 하나 이상의 레이트를 선택하는 수단과,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신모드를 선택하는 수단과,
    각 사용자 단말을 위해 선택된 상기 하나 이상의 레이트와 송신모드를 통해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터 송신을 하기 위한 하나 이상의 사용자 단말을 스케쥴링하는 수단을, 구비하며,
    상기 하나 이상의 레이트 각각은 시스템에 의해 지원되는 다수의 레이트로부터 선택되고, 상기 다수의 레이트 각각은 특정 코드 레이트와 특정 변조 방식과 관련이 되어 있으며,
    상기 각 사용자 단말을 위한 송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    하나 이상의 사용자 단말 각각을 위한 송신 지속시간을 선택하는 수단을 더 포함하고, 상기 하나 이상의 사용자 단말는 각 사용자 단말을 위해 선택된 송신 지속시간을 위해 현재 스케쥴링 간격으로 데이터를 송신하기 위해 스케쥴링되는 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다이버시티 모드와 공간 다중화 모드를 포함하며, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터의 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  21. 제17항에 있어서,
    MIMO 통신 시스템은 직교주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 송신을 위한 방법으로서,
    다수의 사용자 단말 중에서 단일 수신 안테나가 설치된 제1 사용자 단말을 선택하는 단계와,
    제1시간 간격으로 그리고 제1 송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제1사용자 단말의 단일 수신 안테나로 데이터를 송신하는 단계와,
    다중 수신 안테나가 설치된 제2사용자 단말을 다수의 사용자 단말로부터 선택하는 단계와,
    제2시간 간격으로 그리고 제2송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제2사용자 단말의 다중 수신 안테나로 데이터를 송신하는 단계를, 구비하며,
    상기 제1송신모드와 제2송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신방법.
  23. 제22항에 있어서,
    다중 수신 안테나가 설치된 제3사용자 단말을 다수의 사용자 단말로부터 선택하는 단계와,
    제3시간 간격으로 그리고 제3송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제3사용자 단말의 다중 수신 안테나로 데이터를 송신하는 단계를, 더 구비하며,
    상기 제3송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나에 의해 형성된 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 공간 다중화 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    다수의 공간채널 각각은 각 레이트와 관련된 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 공간 다중화 모드에서 데이터 송신에 사용되는 공간채널의 개수는 선택적인 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제22항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나로 형성된 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제22항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 다이버시티 모드는 2개의 심벌 주기로 한쌍의 안테나로부터 변조심벌 각 쌍의 송신을 지원하는 공간 시간 송신 다이버시티(STTD:Space-Time Transmit Diversity)를 구현하는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 다이버시티 모드는 2개의 부대역으로 한쌍의 안테나로부터 변조심벌 각 쌍의 송신을 지원하는 공간 주파수 송신 다이버시티(SFTD:Space-Frequency Transmit Diversity)를 구현하는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    다수의 사용자 단말 중에서 단일 수신 안테나가 설치된 제1 사용자 단말와 다중 수신 안테나가 설치된 제2사용자 단말을 선택하도록 동작하는 제어기와,
    제1시간 간격으로 그리고 다중 송신 안테나로부터 제1사용자 단말의 단일 수신 안테나로 송신을 위한 제1송신모드에 따라서 데이터를 처리하고,
    제2시간 간격으로 그리고 다중 송신 안테나로부터 제2사용자 단말의 다중 수신 안테나로 송신을 위한 제2송신모드에 따라서 데이터를 처리하는 송신 공간 프로세서를, 구비하며,
    상기 제1송신모드와 제2송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 제어기는 다중 수신 안테나가 설치된 제3사용자 단말을 다수의 사용자 단말로부터 선택하는 동작을 더 포함하고, 상기 송신 공간 프로세서는 제3시간 간격으로 그리고 다중 송신 안테나로부터 제3사용자 단말의 다중 수신 안테나로 송신을 위한 제3송신모드에 따라서 데이터를 처리하는 동작을 더 포함하고, 상기 제3송신모드는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  33. 제31항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나에 의해 형성된 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 공간 다중화 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  34. 제31항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나로 형성된 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  35. 제31항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  36. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    다수의 사용자 단말 중에서 단일 수신 안테나가 설치된 제1 사용자 단말을 선택하는 수단과,
    제1시간 간격으로 그리고 제1송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제1사용자 단말의 단일 수신 안테나로 데이터를 송신하는 수단과,
    다중 수신 안테나가 설치된 제2사용자 단말을 다수의 사용자 단말로부터 선택하는 수단과,
    제2시간 간격으로 그리고 제2송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제2사용자 단말의 다중 수신 안테나로 데이터를 송신하는 수단을, 구비하며,
    상기 제1송신모드와 제2송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  37. 제36항에 있어서,
    다중 수신 안테나가 설치된 제3사용자 단말을 다수의 사용자 단말로부터 선택하는 수단과,
    제3시간 간격으로 그리고 제3송신모드에 따라서 다중 송신 안테나로부터 제3사용자 단말의 다중 수신 안테나로 데이터를 송신하는 수단을, 더 포함하고,
    상기 제3송신모드는 다수의 송신모드로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  38. 제36항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나에 의해 형성된 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 공간 다중화 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  39. 제36항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나로 형성된 다수의 공간채널 중에서 가장 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 빔 조향 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  40. 제36항에 있어서,
    상기 다수의 송신모드는 다중 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  41. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 교환을 위한 방법으로서,
    현재 스케쥴링 간격으로 하향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하는 단계와,
    현재 스케쥴링 간격으로 상향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하는 단계와,
    현재 스케쥴링 간격의 제1시간 세그먼트에서 하향링크를 통해 상기 제1조의 하나 이상의 사용자 단말로 데이터를 송신하는 단계와,
    현재 스케쥴링 간격의 제2시간 세그먼트에서 상향링크를 통해 상기 제2조의 하나 이상의 사용자 단말로부터 데이터를 수신하는 단계를, 구비하며,
    상기 제1 시간 세그먼트와 상기 제2시간 세그먼트는 현재 스케쥴링 간격으로시분할 이중화된 것을 특징으로 하는 데이터 교환 방법.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 단계를 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  43. 제41항에 있어서,
    상향링크를 통해 사용자 단말이 송신한 파일럿에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위한 채널 추정(estimate)을 얻는 단계를 더 포함하고, 상기 사용자 단말을 위해 얻은 채널 추정에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  44. 제41항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 단계를 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각으로부터 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  45. 제41항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각의 타이밍을 판정하는 단계와,
    상기 사용자 단말의 판정된 타이밍에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 타이밍을 조절하는 단계를, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  46. 제41항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각의 수신 파워를 판정하는 단계와,
    상기 사용자 단말의 수신 파워에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 송신파워를 조절하는 단계를, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  47. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    현재 스케쥴링 간격으로 하향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하고, 현재 스케쥴링 간격으로 상향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하도록 동작하는 제어기와,
    현재 스케쥴링 간격의 제1시간 세그먼트에서 하향링크를 통해 상기 제1조의 하나 이상의 사용자 단말로 송신하기 위해 데이터를 처리하도록 동작하는 송신 공간 프로세서와,
    현재 스케쥴링 간격의 제2시간 세그먼트에서 상향링크를 통해 상기 제2조의 하나 이상의 사용자 단말로부터 데이터를 수신하도록 동작하는 수신공간 프로세서를, 구비하며,
    상기 제1 시간 세그먼트와 상기 제2시간 세그먼트는 현재 스케쥴링 간격으로시분할 이중화된 것을 특징으로 하는 장치.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 동작을 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  49. 제47항에 있어서,
    상기 제어기는 상향링크를 통해 사용자 단말이 송신한 파일럿에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위한 채널 추정(estimate)을 얻는 동작을 더 포함하고, 상기 사용자 단말을 위해 얻은 채널 추정에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  50. 제47항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 동작을 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각으로부터 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  51. 제47항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제2조의 사용자 단말 각각의 타이밍을 판정하는 동작과, 상기 사용자 단말의 판정된 타이밍에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 타이밍을 조절하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  52. 제47항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제2조의 사용자 단말 각각의 수신 파워를 판정하는 동작과, 상기 사용자 단말의 수신 파워에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 송신파워를 조절하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  53. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    현재 스케쥴링 간격으로 하향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하는 수단과,
    현재 스케쥴링 간격으로 상향링크를 통해 데이터 송신을 하기 위해 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 선택하는 수단과,
    현재 스케쥴링 간격의 제1시간 세그먼트에서 하향링크를 통해 상기 제1조의 하나 이상의 사용자 단말로 데이터를 송신하는 수단과,
    현재 스케쥴링 간격의 제2시간 세그먼트에서 상향링크를 통해 상기 제2조의 하나 이상의 사용자 단말로부터 데이터 송신신호를 수신하는 수단을, 구비하며,
    상기 제1 시간 세그먼트와 상기 제2시간 세그먼트는 현재 스케쥴링 간격으로시분할 이중화된 것을 특징으로 하는 장치.
  54. 제53항에 있어서,
    상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 수단을 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  55. 제53항에 있어서,
    상향링크를 통해 사용자 단말이 송신한 파일럿에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각을 위한 채널 추정(estimate)을 얻는 수단을 더 포함하고, 상기 사용자 단말을 위해 얻은 채널 추정에 따라서 상기 제1조의 사용자 단말 각각으로 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  56. 제53항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신 모드 중에서 송신모드를 선택하는 수단을 더 포함하고, 사용자 단말을 위해 선택된 상기 송신모드에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각으로부터 데이터가 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  57. 제53항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각의 타이밍을 판정하는 수단과, 상기 사용자 단말의 판정된 타이밍에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 타이밍을 조절하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  58. 제53항에 있어서,
    상기 제2조의 사용자 단말 각각의 수신 파워를 판정하는 수단과, 상기 사용자 단말의 수신 파워에 따라서 상기 제2조의 사용자 단말 각각을 위해 상향링크를 통한 데이터 송신의 송신파워를 조절하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  59. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 교환 방법으로서,
    상향링크를 통해 사용자 단말로부터 파일럿을 수신하는 단계와,
    수신된 파일럿에 따라서 상기 사용자 단말을 위해 하향링크에 대한 하나 이상의 조향벡터를 도출하는 단계와,
    하향링크를 통해 사용자 단말로 송신된 제1 데이터 송신에 대해 상기 하나 이상의 조향 벡터로 공간처리를 수행하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 교환방법.
  60. 제59항에 있어서,
    사용자 단말을 위한 하향링크용으로 단일 조향 벡터를 도출하고, 이 단일 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 빔 조향을 위한 공간 처리를 수행하여 하향링크의 단일공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
  61. 제59항에 있어서,
    사용자 단말을 위한 하향링크용으로 다수의 조향 벡터를 도출하고, 이 다수의 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 공간 다중화를 위한 공간처리를 수행하여 하향링크의 다수의 공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
  62. 제59항에 있어서,
    수신된 파일럿에 따라서, 사용자 단말을 위한 상향링크용으로 정합필터를 도출하는 단계와,
    정합 필터와 함께 사용자 단말로부터 상기 상향링크를 통해 수신된 제2데이터 송신의 정합 필터링을 수행하는 단계를, 더 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  63. 제62항에 있어서,
    상기 정합 필터는 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 위한 하나 이상의 고유벡터를 포함하고, 상향링크를 위한 하나 이상의 고유벡터는 하향링크를 위한 하나 이상의 조향벡터와 같은 것을 특징으로 하는 방법.
  64. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    상향링크를 통해 사용자 단말로부터 파일럿을 수신하도록 동작하는 수신공간 프로세서와,
    수신된 파일럿에 따라서 상기 사용자 단말을 위해 하향링크에 대한 하나 이상의 조향벡터를 도출하도록 동작하는 제어기와,
    하향링크를 통해 사용자 단말로 송신된 제1 데이터 송신에 대해 상기 하나 이상의 조향 벡터로 공간처리를 수행하도록 동작하는 송신 공간 프로세서를, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  65. 제64항에 있어서,
    상기 제어기는 사용자 단말을 위한 하향링크용으로 단일 조향 벡터를 도출하고, 이 단일 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 빔 조향을 위한 공간 처리를 수행하여 하향링크의 단일공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  66. 제64항에 있어서,
    상기 제어기는 사용자 단말을 위한 하향링크용으로 다수의 조향 벡터를 도출하고, 이 다수의 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 공간 다중화를 위한 공간 처리를 수행하여 하향링크의 다수의 공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  67. 제64항에 있어서,
    상기 제어기는 수신된 파일럿에 따라서, 사용자 단말을 위한 상향링크용으로 정합필터를 도출하는 동작을 더 포함하고, 상기 수신공간 프로세서는 정합 필터와 함께 사용자 단말로부터 상기 상향링크를 통해 수신된 제2데이터 송신의 정합 필터링을 수행하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  68. 제67항에 있어서,
    상기 정합 필터는 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 위한 하나 이상의 고유벡터를 포함하고, 상향링크를 위한 하나 이상의 고유벡터는 하향링크를 위한 하나 이상의 조향벡터와 같은 것을 특징으로 하는 장치.
  69. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    상향링크를 통해 사용자 단말로부터 파일럿을 수신하는 수단과,
    수신된 파일럿에 따라서 상기 사용자 단말을 위해 하향링크에 대한 하나 이상의 조향벡터를 도출하는 수단과,
    하향링크를 통해 사용자 단말로 송신된 제1 데이터 송신에 대해 상기 하나 이상의 조향 벡터로 공간처리를 수행하는 수단을, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  70. 제69항에 있어서,
    사용자 단말을 위한 하향링크용으로 단일 조향 벡터를 도출하고, 이 단일 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 빔 조향을 위한 공간 처리를 수행하여 하향링크의 단일공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  71. 제69항에 있어서,
    사용자 단말을 위한 하향링크용으로 다수의 조향 벡터를 도출하고, 이 다수의 조향벡터로 상기 제1데이터 송신에 대해 공간 다중화를 위한 공간 처리를 수행하여 하향링크의 다수의 공간 채널을 통해 상기 제1데이터 송신을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  72. 제69항에 있어서,
    수신된 파일럿에 따라서, 사용자 단말을 위한 상향링크용으로 정합필터를 도출하는 수단과,
    정합 필터와 함께 사용자 단말로부터 상기 상향링크를 통해 수신된 제2데이터 송신의 정합 필터링을 수행하는 수단을, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  73. 제72항에 있어서,
    상기 정합 필터는 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 위한 하나 이상의 고유벡터를 포함하고, 상향링크를 위한 하나 이상의 고유벡터는 하향링크를 위한 하나 이상의 조향벡터와 같은 것을 특징으로 하는 장치.
  74. 무선 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 파일럿을 송수신하는 방법으로서,
    다수의 안테나로부터 제1 통신 링크를 통해 MIMO 파일럿을 송신하는 단계와,
    제2통신 링크의 하나 이상의 고유 모드를 통해 조향된 파일럿을 통신개체로부터 수신하는 단계를, 구비하고,
    상기 MIMO 파일럿은 다수의 안테나로부터 송신된 다수의 파일럿 송신을 포함하고, 각 안테나로부터의 파일럿 송신은 상기 MIMO 파일럿를 수신하는 통신개체에 의해 식별가능하며,
    상기 조향된 파일럿은 상기 MIMO 파일럿에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 파일럿 송수신 방법.
  75. 제74항에 있어서,
    상기 제1통신 링크는 상향 링크이고, 제2통신 링크는 하향링크이며, 상기 통신개체는 사용자 단말인 것을 특징으로 하는 방법.
  76. 제74항에 있어서,
    상기 제1통신 링크는 하향 링크이고, 제2통신 링크는 상향 링크이며, 상기 통신 개체는 액세스 포인트인 것을 특징으로 하는 방법.
  77. 제74항에 있어서,
    각 안테나로부터의 상기 파일럿 송신은 다른 직교코드와 연관된 것을 특징으로 하는 방법.
  78. 제74항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 단일 고유모드를 통해 수신되고, 상기 송신 개체에서의 다수의 안테나로부터 전체 송신 파워로 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  79. 제74항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 다수의 고유 모드를 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  80. 제74항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 시스템에 의해 구성가능한(configurable) 지속시간 동안 상기 통신 개체에 의해 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  81. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    다수의 안테나로부터 제1 통신 링크를 통해 MIMO 파일럿을 생성하도록 동작하는 송신 공간 프로세서와,
    제2통신 링크의 하나 이상의 고유 모드를 통해 통신개체로부터 조향된 파일럿을 수신하는 수신공간 프로세서를, 구비하고,
    상기 MIMO 파일럿은 다수의 안테나로부터 송신된 다수의 파일럿 송신을 포함하고, 각 안테나로부터의 파일럿 송신은 상기 MIMO 파일럿를 수신하는 통신개체에 의해 식별가능하며,
    상기 조향된 파일럿은 상기 MIMO 파일럿에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  82. 제81항에 있어서,
    각 안테나로부터의 상기 파일럿 송신은 다른 직교코드와 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  83. 제81항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 단일 고유모드를 통해 수신되고, 상기 송신 개체에서의 다수의 안테나로부터 전체 송신 파워로 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  84. 제81항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 다수의 고유 모드를 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  85. 무선 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    다수의 안테나로부터 제1 통신 링크를 통해 MIMO 파일럿을 송신하는 수단과,
    제2통신 링크의 하나 이상의 고유 모드를 통해 통신개체로부터 조향된 파일럿을 수신하는 수단을, 구비하고,
    상기 MIMO 파일럿은 다수의 안테나로부터 송신된 다수의 파일럿 송신을 포함하고, 각 안테나로부터의 파일럿 송신은 상기 MIMO 파일럿를 수신하는 통신개체에 의해 식별가능하며,
    상기 조향된 파일럿은 상기 MIMO 파일럿에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  86. 제85항에 있어서,
    각 안테나로부터의 상기 파일럿 송신은 다른 직교코드와 연관된 것을 특징으로 하는 장치.
  87. 제85항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 단일 고유모드를 통해 수신되고, 상기 송신 개체에서의 다수의 안테나로부터 전체 송신 파워로 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  88. 제85항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 제2통신 링크의 다수의 고유 모드를 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  89. 무선 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 채널 추정을 수행하는 방법으로서,
    상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 사용자 단말로부터 조향된 파일럿을 수신하는 단계와,
    수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위해 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  90. 제89항에 있어서,
    상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 정합 필터를 도출하는 단계를 더 포함하고, 상기 정합 필터는 상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로부터 수신된 데이터 송신의 정합 필터링을 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  91. 제89항에 있어서,
    수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위한 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  92. 제91항에 있어서,
    상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 하나 이상의 조향 벡터를 도출하는 단계를 더 포함하고, 상기 하나 이상의 조향 벡터는 상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로 데이터 송신을 하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  93. 제92항에 있어서,
    상기 조향된 파일럿은 상향링크의 다수의 고유모드를 통해 수신되고, 상기 사용자 단말을 위한 하향링크의 다수의 고유모드의 채널응답은 수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 추정되고, 다수의 조향 벡터는 하향링크의 다수의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 도출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  94. 제93항에 있어서,
    다수의 조향 벡터는 상호 직교적으로 도출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  95. 무선 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 사용자 단말로부터 조향된 파일럿을 수신하도록 동작하는 수신 공간 프로세서와,
    수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위해 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하도록 동작하는 제어기를, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  96. 제95항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 정합 필터를 도출하는 동작을 더 포함하고, 상기 정합 필터는 상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로부터 수신된 데이터 송신의 정합 필터링을 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
  97. 제95항에 있어서,
    상기 제어기는 수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위한 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  98. 제97항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 하나 이상의 조향 벡터를 도출하는 동작을 더 포함하고, 상기 하나 이상의 조향 벡터는 상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로 데이터 송신을 하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
  99. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 사용자 단말로부터 조향된 파일럿을 수신하는 수단과,
    수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위해 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하는 수단을, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  100. 제99항에 있어서,
    상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 정합 필터를 도출하는 수단을 더 포함하고, 상기 정합 필터는 상기 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로부터 수신된 데이터 송신의 정합 필터링을 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
  101. 제99항에 있어서,
    수신된 상기 조향된 파일럿에 따라서 사용자 단말을 위한 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 채널응답을 추정하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  102. 제101항에 있어서,
    상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드의 추정된 채널 응답에 따라서 하나 이상의 조향 벡터를 도출하는 수단을 더 포함하고, 상기 하나 이상의 조향 벡터는 상기 하향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 상기 사용자 단말로 데이터 송신을 하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
  103. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 채널구조로서,
    하향링크의 채널 추정을 위해 사용되는 시스템 파라메터와 파일럿을 하향링크를 통해 송신하는 방송 채널과,
    하향링크와 상향링크를 통한 데이터 송신을 위한 스케쥴을 하향링크를 통해 송신하는 순방향 제어 채널과,
    하향링크를 통해 트래픽 데이터를 송신하는 순방향 채널과,
    시스템을 액세스 하기 위한 사용자 요청을 상향링크를 통해 송신하는 랜덤 액세스 채널과,
    상향링크를 통해 트래픽 데이터를 송신하는 역방향 채널을, 구비하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  104. 제103항에 있어서,
    상기 방송채널, 순방향 제어 채널, 순방향 채널, 랜덤 액세스 채널 및 역방향 채널은 소정의 지속시간을 갖는 프레임 내에서 시분할 다중화되는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  105. 제104항에 있어서,
    상기 방송채널이 1차로 송신되고, 상기 순방향 제어 채널이 2차로 프레임으로 송신되는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  106. 제103항에 있어서,
    상기 방송채널 및 순방향 제어 채널은 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  107. 제103항에 있어서,
    상기 순방향 채널 및 상기 역방향 채널은 다이버시티 모드와 공간 다중화모드를 지원하고, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  108. 제103항에 있어서,
    상기 랜덤 액세스 채널은 단일 입력 다중 출력(SIMO:Single-Input Multiple-Output) 모드, 빔 조향 모드를 지원하고, 상기 SIMO 모드는 단일 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 데이터 송신을 지원하고, 상기 빔 조향 모드는 다수의 공간 채널 중에서 최고 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  109. 제103항에 있어서,
    상기 순방향 채널 및 상기 역방향 채널은 각각 가변 지속시간을 갖는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  110. 제103항에 있어서,
    상기 순방향 제어 채널 및 랜덤 액세스 채널은 각각 가변 지속시간을 갖는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  111. 제103항에 있어서,
    상기 스케쥴은 하향링크와 상향링크를 통한 데이터 송신을 위해 스케쥴링된 사용자 단말의 식별ID를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  112. 제103항에 있어서,
    상기 스케쥴은 송신모드와 상기 상향링크 및 하향링크를 통한 데이터 송신을 위해 스케쥴링된 각 사용자 단말을 위한 하나 이상의 레이트를 포함하고, 상기 송신모드는 시스템에 의해 지원되는 다수의 송신모드 중에서 선택되고, 하나 이상의 레이트 각각은 시스템에 의해 지원되는 다수의 레이트로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  113. 제103항에 있어서,
    상기 순방향 채널은 추가로 사용자 단말을 위한 하향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 조향된 파일럿을 송신하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  114. 제103항에 있어서,
    상기 역방향 채널은 추가로 사용자 단말로부터 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 조향된 파일럿을 송신하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  115. 제103항에 있어서,
    상기 역방향 채널은 추가로 상기 사용자 단말로부터 상향링크의 하나 이상의 고유모드를 통해 조향된 파일럿을 송신하는 것을 특징으로 하는 채널 구조.
  116. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서, 송신 데이터 프로세서와 수신 데이터 프로세서를 포함하며,
    상기 송신 데이터 프로세서는
    방송 채널을 통해 송신하기 위해 시스템 파라메터와 하향링크의 채널 추정을 위해 사용되는 파일럿을 처리하고,
    순방향 제어 채널을 통해 송신하기 위해 하향링크와 상향링크 상에서의 데이터 송신을 위한 스케쥴링 정보를 처리하며,
    순방향 채널을 통해 송신하기 위해 트래픽 데이터를 처리하고,
    상기 수신 데이터 프로세서는
    랜덤 액세스 채널을 통해 수신된 사용자 요청을 처리하고,
    역방향 채널을 통해 수신된 트래픽 데이터를 처리하는, 것을 특징으로 하는 장치.
  117. 제116항에 있어서,
    상기 방송채널, 순방향 제어 채널, 순방향 채널, 랜덤 액세스 채널 및 역방향 채널은 소정의 지속시간을 갖는 프레임 내에서 시분할 다중화되는 것을 특징으로 하는 장치.
  118. 제116항에 있어서,
    상기 방송채널 및 순방향 제어 채널은 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는 장치.
  119. 제116항에 있어서,
    상기 순방향 채널 및 상기 역방향 채널은 다이버시티 모드와 공간 다중화모드를 지원하고, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  120. 제116항에 있어서,
    상기 랜덤 액세스 채널은 단일 입력 다중 출력(SIMO:Single-Input Multiple-Output) 모드, 빔 조향 모드를 지원하고, 상기 SIMO 모드는 단일 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 데이터 송신을 지원하고, 상기 빔 조향 모드는 다수의 공간 채널 중에서 최고 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  121. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    방송 채널을 통해 송신하기 위해 시스템 파라메터와 하향링크의 채널 추정을 위해 사용되는 파일럿을 처리하는 수단과,
    순방향 제어 채널을 통해 송신하기 위해 하향링크와 상향링크 상에서의 데이터 송신을 위한 스케쥴링 정보를 처리하는 수단과,
    순방향 채널을 통해 송신하기 위해 트래픽 데이터를 처리하는 수단과,
    랜덤 액세스 채널을 통해 수신된 사용자 요청을 처리하는 수단과,
    역방향 채널을 통해 수신된 트래픽 데이터를 처리하는 수단을, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  122. 제121항에 있어서,
    상기 방송채널, 순방향 제어 채널, 순방향 채널, 랜덤 액세스 채널 및 역방향 채널은 소정의 지속시간을 갖는 프레임 내에서 시분할 다중화되는 것을 특징으로 하는 장치.
  123. 제121항에 있어서,
    상기 방송채널 및 순방향 제어 채널은 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하는 다이버시티 모드를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는 장치.
  124. 제121항에 있어서,
    상기 순방향 채널 및 상기 역방향 채널은 다이버시티 모드와 공간 다중화모드를 지원하고, 상기 다이버시티 모드는 다수의 송신 안테나로부터 나오는 중복성을 갖는 데이터 송신을 지원하고, 상기 공간 다중화 모드는 다수의 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  125. 제121항에 있어서,
    상기 랜덤 액세스 채널은 단일 입력 다중 출력(SIMO:Single-Input Multiple-Output) 모드, 빔 조향 모드를 지원하고, 상기 SIMO 모드는 단일 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 데이터 송신을 지원하고, 상기 빔 조향 모드는 다수의 공간 채널 중에서 최고 높은 레이트와 연관된 단일 공간 채널을 통한 데이터 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 장치.
  126. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 시그널링 정보를 송신하는 방법으로서,
    순방향 제어 채널의 제1 부채널을 통해 제1 레이트로 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 단계와,
    순방향 제어 채널의 제2 부채널을 통해 제2 레이트로 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 단계를, 구비하고,
    상기 제2 레이트는 제1 레이트 보다 높고, 상기 제2 부채널은 상기 제1부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 시그널링 정보 송신방법.
  127. 제126항에 있어서,
    순방향 제어 채널의 제3 부채널을 통해 제3 레이트로 32의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 단계를 더 구비하고,
    상기 제3 레이트는 제2 레이트 보다 높고, 상기 제3 부채널은 상기 제2부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  128. 제126항에 있어서,
    상기 제1부채널은 상기 제2부채널이 현재 프레임으로 송신되었나의 여부를 표시하는 것을 특징으로 하는 방법.
  129. 무선 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 송신 데이터 프로세서와 송신기 유닛을 포함하는 장치로서,
    상기 송신 데이터 프로세서는
    제1 레이트에 따라서 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 처리하고,
    상기 제1 레이트 보다 높은 제2 레이트에 따라서 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 처리하도록 동작하고,
    상기 송신기 유닛은
    순방향 채널의 제1부채널을 통해 제1조의 사용자 단말을 위해 처리된 스케쥴링 정보를 송신하고,
    상기 순방향 채널의 제2부채널을 통해 상기 제2조의 사용자 단말을 위해 처리된 스케쥴링 정보를 송신하며, 상기 제2부채널은 상기 제1부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  130. 제129항에 있어서,
    상기 송신 데이터 프로세서는 제2레이트 보다 높은 제3레이트에 따라서 제3조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 처리하는 동작을 더 포함하고, 상기 송신기 유닛은 상기 순방향 채널의 제3부채널을 통해 상기 제3조의 사용자 단말을 위해 처리된 시그널링 정보를 송신하는 동작을 더 포함하며, 상기 제3부채널은 상기 제2부채널 이후에 송신되는 것는 특징으로 하는 장치.
  131. 제129항에 있어서,
    상기 제1부채널은 현재 프레임으로 상기 제2부채널이 송신되는가의 여부를 표시하는 것을 특징으로 하는 장치.
  132. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    제1 레이트에 따라서 순방향 제어 채널의 제1부채널을 통해 제1조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 수단과,
    상기 제1 레이트 보다 높은 제2 레이트에 따라서 상기 순방향 제어 채널의 제2부채널을 통해 제2조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 수단을, 구비하고,
    상기 제2부채널은 상기 제1부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  133. 제132항에 있어서,
    제2레이트 보다 높은 제3레이트에 따라서 순방향 제어 채널의 제3부채널을 통해 제3조의 하나 이상의 사용자 단말을 위한 시그널링 정보를 송신하는 수단을 더 포함하고, 상기 제3부채널은 상기 제2부채널 이후에 송신되는 것는 특징으로 하는 장치.
  134. 제132항에 있어서,
    상기 제1부채널은 현재 프레임으로 상기 제2부채널이 송신되는가의 여부를 표시하는 것을 특징으로 하는 장치.
  135. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 사용자 단말에서 시그널링 정보를 수신하는 방법으로서,
    순방향 제어 채널의 제1부채널을 통해 제1레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 단계와,
    상기 제1부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제2부채널을 통해 제2레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 단계를, 구비하고,
    상기 제2레이트는 상기 제1레이트 보다 높고, 상기 제2부채널은 제1부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 시그널링 정보 수신방법.
  136. 제126항에 있어서,
    상기 제2부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제3부채널을 통해 제3레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 단계를, 구비하고,
    상기 제3레이트는 상기 제2레이트 보다 높고, 상기 제3부채널은 제2부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  137. 제126항에 있어서,
    순방향 제어 채널의 부채널에 대한 복호화 실패가 발생하면 순방향 제어 채널의 처리를 종료하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  138. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서, 수신 데이터 프로세서와 제어기를 포함하고,
    상기 수신 데이터 프로세서는
    순방향 제어 채널의 제1부채널을 통해 제1레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하고,
    상기 제1부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제2부채널을 통해 제2레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하도록 동작하고, 상기 제2레이트는 상기 제1레이트 보다 높고, 상기 제2부채널은 제1부채널 이후에 송신되며,
    상기 제어기는 상기 제1부채널과 상기 제2부채널을 처리를 지시하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  139. 제138항에 있어서,
    상기 수신 데이터 프로세서는 상기 제2부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제3부채널을 통해 제3레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 동작을 더 포함하고, 상기 제3레이트는 상기 제2레이트 보다 높고, 상기 제3부채널은 제2부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  140. 제138항에 있어서,
    상기 제어기는 순방향 제어 채널의 부채널에 대한 복호화 실패가 발생하면 순방향 제어 채널의 처리를 종료하는 동작은 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  141. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    순방향 제어 채널의 제1부채널을 통해 제1레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 수단과,
    상기 제1부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제2부채널을 통해 제2레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 수단을, 구비하며,
    상기 제2레이트는 상기 제1레이트 보다 높고, 상기 제2부채널은 제1부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  142. 제141항에 있어서,
    상기 제2부채널로부터 사용자 단말을 위한 시그널링 정보가 얻어지지 않으면 순방향 제어 채널의 제3부채널을 통해 제3레이트로 송신된 시그널링 정보를 수신하는 수단을 더 포함하고, 상기 제3레이트는 상기 제2레이트 보다 높고, 상기 제3부채널은 제2부채널 이후에 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  143. 제141항에 있어서,
    순방향 제어 채널의 부채널에 대한 복호화 실패가 발생하면 순방향 제어 채널의 처리를 종료하는 동작은 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  144. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 처리를 위한 방법으로서,
    부호화 방식에 따라서 데이터 프레임을 부호화하여 부호화된 데이터 프레임을 얻는 단계와,
    상기 부호화된 데이터 프레임을 다수의 공간채널 각각에 대응하는 다수의 부호화된 데이터 서브프레임으로 분할하는 단계와,
    인터리빙 방식에 따라서 각 부호화된 데이터 서브프레임을 인터리브하여 다수의 공간채널을 위한 대응 인터리브된 데이터 서브프레임을 얻는 단계와,
    각 인터리브된 데이터 서브프레임을 변조하여 대응 변조심벌 스트림을 얻는 단계를, 구비하고,
    다수의 변조심벌 스트림은 다수의 공간 채널을 위해 얻어지는 것을 특징으로 하는 데이터 처리 방법.
  145. 제144항에 있어서,
    부호화된 데이터 프레임은 한번에 한 부호화된 데이터 서브프레임을 완전하게 채워서 분할되는 것을 특징으로 하는 방법.
  146. 제144항에 있어서,
    상기 부호화된 서브프레임은 다수의 반복으로 다수의 부호화된 데이터 서브프레임을 순환(cycling)하고, 각 반복에서 부호화된 데이터 프레임으로부터 특정 개수의 코드 비트로 각 부호화된 데이터 서브 프레임을 부분적으로 채워서 분할되는 것을 특징으로 하는 방법.
  147. 제144항에 있어서,
    다수의 공간채널 각각은 각 레이트에 연관되고, 각 공간채널을 위한 레이트는 공간채널을 위해 사용되는 특정 변조 방식과 특정 코드 레이트를 표시하고, 상기 특정 변조 방식은 시스템에 의해 지원되는 다수의 변조 방식으로부터 선택되며, 특정 코드 레이트는 시스템에 의해 지원되는 다수의 코드 레이트로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  148. 제147항에 있어서,
    다수의 코드 레이트는 단일 베이스 코드와 다수의 펑크추어 패턴(puncture pattern)에 따라 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  149. 제144항에 있어서,
    각 부호화된 데이터 서브프레임을 펑크추어 하여 부호화된 데이터 서브프레임에 대해 공간채널을 위해 선택된 코드 레이트를 얻는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  150. 제144항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  151. 제150항에 있어서,
    상기 부호화된 서브프레임은 다수의 반복으로 다수의 부호화된 데이터 서브프레임을 순환(cycling)하고, 각 반복에서 부호화된 데이터 프레임으로부터 M 부대역 그룹을 위해 특정 개수의 코드 비트로 각 부호화된 데이터 서브 프레임을 부분적으로 채워서 분할하며, 상기 M은 1 보다 크고, 데이터 송신을 위해 사용되는 부대역 전체개수 보다 작은 것을 특징으로 하는 방법.
  152. 제151항에 있어서,
    상기 인터리빙은 각 그룹의 M 부대역을 위한 코드 비트에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  153. 제150항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻는 단계를 더 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 순환 프리픽스 길이로부터 선택되는 순환 프리픽스 길이를 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  154. 제150항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻는 단계를 더 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 OFDM 심벌 사이즈로부터 선택되는 사이즈인 것을 특징으로 하는 방법.
  155. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    부호화 방식에 따라서 데이터 프레임을 부호화하여 부호화된 데이터 프레임을 얻도록 동작하는 엔코더와,
    상기 부호화된 데이터 프레임을 다수의 공간채널 각각에 대응하는 다수의 부호화된 데이터 서브프레임으로 분할하도록 작용하는 디멀티플렉서와,
    인터리빙 방식에 따라서 각 부호화된 데이터 서브프레임을 인터리브하여 다수의 공간채널을 위한 대응 인터리브된 데이터 서브프레임을 얻도록 동작하는 인터리버와,
    각 인터리브된 데이터 서브프레임을 변조하여 대응 변조심벌 스트림을 얻도록 동작하는 심벌 맵핑 유닛을, 구비하고,
    다수의 변조심벌 스트림은 다수의 공간 채널을 위해 얻어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  156. 제155항에 있어서,
    다수의 공간채널 각각은 각 레이트에 연관되고, 각 공간채널을 위한 레이트는 공간채널을 위해 사용되는 특정 변조 방식과 특정 코드 레이트를 표시하고, 상기 특정 변조 방식은 시스템에 의해 지원되는 다수의 변조 방식으로부터 선택되며, 특정 코드 레이트는 시스템에 의해 지원되는 다수의 코드 레이트로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  157. 제155항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  158. 제157항에 있어서,
    상기 디멀티플렉서는 다수의 반복으로 다수의 부호화된 데이터 서브프레임을 순환(cycling)하고, 각 반복에서 부호화된 데이터 프레임으로부터 M 부대역 그룹을 위해 특정 개수의 코드 비트로 각 부호화된 데이터 서브 프레임을 부분적으로 채워서 상기 부호화된 서브프레임을 분할하도록 동작하며, 상기 M은 1 보다 크고, 데이터 송신을 위해 사용되는 부대역 전체개수 보다 작은 것을 특징으로 하는 장치.
  159. 제157항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻도록 동작하는 다수의 OFDM 변조기를 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 순환 프리픽스 길이로부터 선택되는 순환 프리픽스 길이를 갖는 것을 특징으로 하는 장치.
  160. 제157항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻는 다수의 OFDM 변조기를 더 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 OFDM 심벌 사이즈로부터 선택되는 사이즈인 것을 특징으로 하는 장치.
  161. 무선 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    부호화 방식에 따라서 데이터 프레임을 부호화하여 부호화된 데이터 프레임을 얻도록 동작하는 수단과,
    상기 부호화된 데이터 프레임을 다수의 공간채널 각각에 대응하는 다수의 부호화된 데이터 서브프레임으로 분할하도록 동작하는 수단과,
    인터리빙 방식에 따라서 각 부호화된 데이터 서브프레임을 인터리브하여 다수의 공간채널을 위한 대응 인터리브된 데이터 서브프레임을 얻도록 동작하는 수단과,
    각 인터리브된 데이터 서브프레임을 변조하여 대응 변조심벌 스트림을 얻도록 동작하는 수단을, 구비하고,
    다수의 변조심벌 스트림은 다수의 공간 채널을 위해 얻어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  162. 제161항에 있어서,
    다수의 공간채널 각각은 각 레이트에 연관되고, 각 공간채널을 위한 레이트는 공간채널을 위해 사용되는 특정 변조 방식과 특정 코드 레이트를 표시하고, 상기 특정 변조 방식은 시스템에 의해 지원되는 다수의 변조 방식으로부터 선택되며, 특정 코드 레이트는 시스템에 의해 지원되는 다수의 코드 레이트로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  163. 제161항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  164. 제163항에 있어서,
    다수의 반복으로 다수의 부호화된 데이터 서브프레임을 순환(cycling)하고, 각 반복에서 부호화된 데이터 프레임으로부터 M 부대역 그룹을 위해 특정 개수의 코드 비트로 각 부호화된 데이터 서브 프레임을 부분적으로 채워서 상기 부호화된 서브프레임이 분할되고, 상기 M은 1 보다 크고, 데이터 송신을 위해 사용되는 부대역 전체개수 보다 작은 것을 특징으로 하는 장치.
  165. 제163항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻도록 동작하는 수단을 더 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 순환 프리픽스 길이로부터 선택되는 순환 프리픽스 길이를 갖는 것을 특징으로 하는 장치.
  166. 제163항에 있어서,
    다수의 변조 심벌 스트림을 처리하여 다수의 OFDM 심벌 스트림을 얻는 수단을 더 포함하고, OFDM 심벌은 시스템에 의해 지원되는 2개 이상의 OFDM 심벌 사이즈로부터 선택되는 사이즈인 것을 특징으로 하는 장치.
  167. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템을 액세스하는 방법으로서,
    하향링크 상에서 제1전송채널을 통해 시스템 정보를 수신하는 단계와,
    수신된 시스템 정보에 따라서 액세스 요청을 상향링크 상에서 제2전송채널을 통해 송신하는 단계와,
    송신된 액세스 요청의 승인을 위해 하향링크 상에서 제3전송채널을 감시하는 단계와,
    소정의 시간 주기 내에 상기 승인이 수신되지 않으면, 수신, 송신 및 감시를 반복하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  168. 제167항에 있어서,
    제3송신채널을 감시하는 단계는
    제1전송채널에서 승인 비트를 감시하는 단계와,
    승인 비트가 설정되면 승인을 위해 제3전송채널을 처리하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  169. 제167항에 있어서,
    다수의 액세스 요청이 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  170. 제169항에 있어서,
    연속적으로 낮아지는 레이트로 다수의 액세스 요청을 송신하는 것을 특징으로 하는 방법.
  171. 제169항에 있어서,
    다수의 액세스 요청 중에서 다음 액세스 요청을 송신하기에 앞서 의사 랜덤 시간주기을 기다리는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  172. 제169항에 있어서,
    제2전송채널을 통해 액세스 요청과 함께 조향된 파일럿을 송신하는 단계를 더 포함하며, 상기 조향된 파일럿은 상향링크에서 MIMO 채널의 하나 이상의 고유모드로 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  173. 제167항에 있어서,
    상기 시스템 정보는 액세스 요청의 송신이 허여되는 시간 간격을 표시하고, 상기 액세스 요청은 상기 시간 간격 내에서 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  174. 제167항에 있어서,
    상기 시스템 정보는 액세스 요청의 송신이 허여되는 슬롯의 특정 개수를 표시하고, 상기 액세스 요청은 이 액세스 요청이 송신되는 특정 슬롯을 식별하는 것을 특징으로 하는 방법.
  175. 제174항에 있어서,
    상기 슬롯은 시스템에 의해 구성가능한(configrable) 지속시간을 갖는 것을특징으로하는 방법.
  176. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    하향링크 상에서 제1전송채널을 통해 시스템 정보를 수신하도록 동작하는 수신 데이터 프로세서와,
    수신된 시스템 정보에 따라서 액세스 요청을 상향링크 상에서 제2전송채널을 통해 송신하도록 동작하는 송신 데이터 프로세서와,
    송신된 액세스 요청의 승인을 위해 하향링크 상에서 제3전송채널을 감시하도록 동작하는 제어기를, 구비하고,
    상기 수신 데이터 프로세서는 갱신된 시스템 정보를 수신하도록 동작하고, 상기 송신 데이터 프로세서는 다른 액세스 요청을 처리하도록 동작하며, 상기 제어기는 소정의 시간 주기 내에 상기 승인이 수신되지 않으면, 상기 제3전송채널을 감시하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  177. 제176항에 있어서,
    상기 제어기는 제1전송채널에서 승인 비트를 감시하고, 승인 비트가 설정되면 승인을 위해 제3전송채널을 처리하도록 상기 수신 데이터 프로세서에게 지시하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  178. 제176항에 있어서,
    다수의 액세스 요청이 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  179. 제178항에 있어서,
    연속적으로 낮아지는 레이트로 다수의 액세스 요청을 송신하는 것을 특징으로 하는 장치.
  180. 제178항에 있어서,
    상기 제어기는 다수의 액세스 요청 중에서 다음 액세스 요청을 송신하기에 앞서 의사 랜덤 시간주기을 기다리도록 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  181. 제178항에 있어서,
    상기 송신 공간 프로세서는 제2전송채널을 통해 액세스 요청과 함께 조향된 파일럿을 송신하도록 동작하며, 상기 조향된 파일럿은 상향링크에서 MIMO 채널의 하나 이상의 고유모드로 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  182. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    하향링크 상에서 제1전송채널을 통해 시스템 정보를 수신하는 수단과,
    수신된 시스템 정보에 따라서 액세스 요청을 상향링크 상에서 제2전송채널을 통해 송신하는 수단과,
    송신된 액세스 요청의 승인을 위해 하향링크 상에서 제3전송채널을 감시하는 수단과,
    소정의 시간 주기 내에 상기 승인이 수신되지 않으면, 상기 수신, 송신 및 감시를 반복하는 수단을, 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  183. 제182항에 있어서,
    상기 제3전송채널을 감시하는 수단은
    제1전송채널에서 승인 비트를 감시하는 수단과,
    승인 비트가 설정되면 승인을 위해 제3전송채널을 처리하는 수단을, 포함하는 것을 특징을 하는 장치.
  184. 제182항에 있어서,
    다수의 액세스 요청이 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  185. 제184항에 있어서,
    연속적으로 낮아지는 레이트로 다수의 액세스 요청을 송신하는 것을 특징으로 하는 장치.
  186. 제184항에 있어서,
    다수의 액세스 요청 중에서 다음 액세스 요청을 송신하기에 앞서 의사 랜덤 시간주기을 기다리는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  187. 제184항에 있어서,
    제2전송채널을 통해 액세스 요청과 함께 조향된 파일럿을 송신하는 수단을 더 포함하며, 상기 조향된 파일럿은 상향링크에서 MIMO 채널의 하나 이상의 고유모드로 송신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  188. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터 송신 방법으로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하는 단계와,
    상기 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위해 각 공간채널에 각각 대응하는 하나 이상의 레이트를 판정하는 단계와,
    상기 하나 이상의 레이트로 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 통해 데이터를 송신하는 단계를, 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
  189. 제188항에 있어서,
    상기 제1통신링크는 상향링크이고, 상기 제2통신링크는 MIMO시스템에서의 하향링크인 것을 특징으로 하는 방법.
  190. 제188항에 있어서,
    상기 제1통신링크를 위한 노이즈 추정과 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 다수의 공간채널의 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 추정하는 단계와,
    상기 다수의 공간채널의 SNR에 따라서 다수의 공간채널로부터 하나 이상의 공간채널을 선택하는 단계를, 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  191. 제190항에 있어서,
    상기 하나 이상의 공간채널은 워터 필링 과정에 따라서 추가로 선택되고, 상기 하나 이상의 레이트는 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 판정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  192. 제188항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  193. 제192항에 있어서,
    다수의 부대역 각각을 위해 다수의 공간채널을 얻고, 다수의 부대역의 다수의 공간채널에 의해 다수의 광대역 공간채널이 형성되며, 각 광대역 공간채널은 다수의 부대역 각각 당 한 공간채널을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  194. 제193항에 있어서,
    하나 이상의 광대역 공간 채널은 다수의 부대역의 다수의 공간채널을 위한 SNR에 따라서 데이터 송신을 위해 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  195. 제194항에 있어서,
    하나 이상의 광대역 공간 채널은 각 광대역 공간채널의 다수의 부대역에 걸쳐 있는 유사 SNR을 얻기 위해 채널 반전에 따라서 추가로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  196. 제188항에 있어서,
    상기 제1통신링크의 채널응답은 제1통신링크의 다수의 고유모드를 통해 수신되는 조향 파일럿에 따라서 추정되며, 하나 이상의 공간채널은 각각 다수의 고유모드 각각과 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.
  197. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하고, 상기 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위해 각 공간채널에 각각 대응하는 하나 이상의 레이트를 판정하도록 동작하는 제어기와,
    상기 하나 이상의 레이트에 따라서 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 통해 데이터를 처리하는 송신 데이터 프로세서를 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  198. 제197항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제1통신링크를 위한 노이즈 추정과 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 다수의 공간채널의 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 추정하고, 상기 다수의 공간채널의 SNR에 따라서 다수의 공간채널로부터 하나 이상의 공간채널을 선택하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  199. 제198항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 하나 이상의 공간채널을 워터 필링 과정에 따라서 선택하고, 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 상기 하나 이상의 레이트를 판정하는 동작을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  200. 제197항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  201. 제200항에 있어서,
    다수의 부대역 각각을 위해 다수의 공간채널을 얻고, 다수의 부대역의 다수의 공간채널에 의해 다수의 광대역 공간채널이 형성되며, 각 광대역 공간채널은 다수의 부대역 각각 당 한 공간채널을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  202. 무선 시분할 이중(TDD:Time Division Duplex) 다중 액세스 다중입력 다중 출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하는 수단과,
    상기 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위해 각 공간채널에 각각 대응하는 하나 이상의 레이트를 판정하는 수단과,
    상기 하나 이상의 레이트에 따라서 제2통신링크의 하나 이상의 공간채널을 통해 데이터를 송신하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  203. 제202항에 있어서,
    상기 제1통신링크를 위한 노이즈 추정과 제1통신링크의 추정된 채널응답에 따라서, 제2통신링크의 다수의 공간채널의 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 추정하는 수단과,
    상기 다수의 공간채널의 SNR에 따라서 다수의 공간채널로부터 하나 이상의 공간채널을 선택하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  204. 제203항에 있어서,
    상기 하나 이상의 공간채널은 워터 필링 과정에 따라서 선택되고, 상기 하나 이상의 레이트는 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 판정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  205. 제202항에 있어서,
    상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)를 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  206. 제205항에 있어서,
    다수의 부대역 각각을 위해 다수의 공간채널을 얻고, 다수의 부대역의 다수의 공간채널에 의해 다수의 광대역 공간채널이 형성되며, 각 광대역 공간채널은 다수의 부대역 각각 당 한 공간채널을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  207. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템에서 데이터를 송신하는 방법으로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하는 단계와,
    추정된 채널 응답에 따라서 제1통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위한 하나 이상의 지원 레이트를 판정하는 단계와,
    제2통신링크를 통해 하나 이상의 지원 레이트를 송신개체에 보내는 단계와,
    하나 이상의 공간 채널을 위해 하나 이상의 선택 레이트를 수신하는 단계와,
    상기 하나 이상의 선택 레이트에 따라서, 상기 제1통신링크의 하나 이상의 공간 채널을 통해 데이터 송신을 수신하는 단계를, 구비하며,
    상기 지원 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 지원 레이트는 소정의 성능 레벨을 위해 대응 공간채널에 의해 지원되는 최대 레이트를 표시하고,
    상기 선택 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 선택 레이트는 공간채널을 위한 지원 레이트와 같거나 작은 것은 특징으로 하는 데이터 송신방법.
  208. 제207항에 있어서,
    상기 제1통신링크는 상향링크이고, 상기 제2통신링크는 MIMO 시스템에서의 하향링크인 것을 특징으로 하는 방법.
  209. 제207항에 있어서,
    상기 제1통신링크의 추정된 채널 응답은 제1통신링크의 다수의 공간채널에 대한 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 포함하고, 다수의 공간채널에 대한 SNR에 따라서 상기 하나 이상의 공간채널이 다수의 공간채널 중에서 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  210. 제209항에 있어서,
    상기 하나 이상의 공간채널은 워터 필링 과정에 따라서 추가로 선택되고, 상기 하나 이상의 지원 레이트는 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 판정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  211. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하고, 추정된 채널 응답에 따라서 제1통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위한 하나 이상의 지원 레이트를 판정하는 제어기와,
    제2통신링크를 통해 하나 이상의 지원 레이트를 송신개체에 보내는 송신 데이터 프로세서와,
    하나 이상의 공간 채널을 위해 하나 이상의 선택 레이트를 수신하고,
    상기 하나 이상의 선택 레이트에 따라서, 상기 제1통신링크의 하나 이상의 공간 채널을 통해 데이터 송신을 수신하는 수신 데이터 프로세서를, 구비하고,
    상기 지원 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 지원 레이트는 소정의 성능 레벨을 위해 대응 공간채널에 의해 지원되는 최대 레이트를 표시하고,
    상기 선택 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 선택 레이트는 공간채널을 위한 지원 레이트와 같거나 작은 것은 특징으로 하는 장치.
  212. 제211항에 있어서,
    상기 제1통신링크의 추정된 채널 응답은 제1통신링크의 다수의 공간채널에 대한 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 포함하고, 상기 제어기는 다수의 공간채널에 대한 SNR에 따라서 다수의 공간채널 중에서 상기 하나 이상의 공간채널을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
  213. 제212항에 있어서,
    상기 제어기는 워터 필링 과정에 따라서 상기 하나 이상의 공간채널을 추가로 선택하고, 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 상기 하나 이상의 지원 레이트를 판정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  214. 무선 다중 액세스 다중입력 다중출력(MIMO:Multiple-Input Multiple-Output) 통신 시스템용 장치로서,
    제1통신링크의 채널응답을 추정하는 수단과,
    추정된 채널 응답에 따라서 제1통신링크의 하나 이상의 공간채널을 위한 하나 이상의 지원 레이트를 판정하는 수단과,
    제2통신링크를 통해 하나 이상의 지원 레이트를 송신개체에 보내는 수단과,
    하나 이상의 공간 채널을 위해 하나 이상의 선택 레이트를 수신하는 수단과,
    상기 하나 이상의 선택 레이트에 따라서, 상기 제1통신링크의 하나 이상의 공간 채널을 통해 데이터 송신을 수신하는 수단을, 구비하고,
    상기 지원 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 지원 레이트는 소정의 성능 레벨을 위해 대응 공간채널에 의해 지원되는 최대 레이트를 표시하고,
    상기 선택 레이트는 각 공간채널 당 하나씩 할당되고, 각 선택 레이트는 공간채널을 위한 지원 레이트와 같거나 작은 것은 특징으로 하는 장치.
  215. 제214항에 있어서,
    상기 제1통신링크의 추정된 채널 응답은 제1통신링크의 다수의 공간채널에 대한 신호 대 잡음(noise) 및 간섭 비(SNR:Signal-to-Noise-and interference Ratio)를 포함하고, 다수의 공간채널에 대한 SNR에 따라서 상기 하나 이상의 공간채널이 다수의 공간채널 중에서 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
  216. 제215항에 있어서,
    상기 하나 이상의 공간채널은 워터 필링 과정에 따라서 추가로 선택되고, 상기 하나 이상의 지원 레이트는 하나 이상의 공간 채널의 SNR과 워터 필링 과정에 따라서 판정되는 것을 특징으로 하는 장치.
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