CN102812763B

CN102812763B - 用于上行链路发射分集的信令和信道估计

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Publication number: CN102812763B
Application number: CN201080052595.5A
Authority: CN
Inventors: M.贾; M.埃布拉希米塔泽马哈勒; M.巴利; H.徐; J.马; A.罕达尼
Original assignee: Apple Computer Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2009-09-21
Filing date: 2010-09-21
Publication date: 2015-04-15
Anticipated expiration: 2030-09-21
Also published as: JP5702387B2; CA2773790C; EP2481248A4; BR112012006378A2; US20120307928A1; RU2518509C2; RU2012110924A; JP2013505604A; CN102812763A; KR101710616B1; EP2481248A1; KR20130084594A; WO2011032297A1; US8982997B2; CA2773790A1

Abstract

在一种在多输入多输出（MIMO）无线通信系统中从发射机发射数据流的方法中，其中所述发射机包括多个发射天线，离散傅里叶变换（DFT）被应用于数据流以生成多个符号序列；将来自所述多个符号序列的第一符号序列的符号与来自所述多个符号序列的第二符号序列的符号进行配对以生成多个符号对，其中所述配对产生孤儿符号；对所述符号对应用空时块码（STBC）以生成多组STBC符号，每组STBC符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；对所述孤儿符号应用循环延迟分集（CDD）操作以生成多个CDD符号，每个CDD符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；并且所述天线中的每一个发射对应组的STBC符号和对应的CDD符号。

Description

用于上行链路发射分集的信令和信道估计

相关申请

本申请要求于2009年9月21日提交的美国临时专利申请号61/244,126的权益，其内容通过引用合并与此。

技术领域

本发明涉及无线通信，并且尤其涉及用于提供用于上行链路传输的发射分集和信道估计的方法和系统。

背景技术

无线通信系统被广泛地部署以提供各种类型的通信内容，例如语音、数据及其他内容。这些系统可以是能够通过共享可用传输资源（例如，频率信道和/或时间间隔）同时支持多个无线终端的通信的多址接入系统。因为传输资源被共享，所以传输资源的有效分配是很重要的，这是因为它影响传输资源的利用以及单独终端用户所感知的服务质量。一种这样的无线通信系统是正交频分多址接入（OFDMA）系统，其中多个无线终端使用正交频分复用（OFDM）来执行多址接入。

OFDM是将整个系统带宽分割成多个正交频率子信道的多载波调制技术，其中每个正交频率子信道与可以利用数据进行调制的相应子载波相关联。因为使子信道正交，所以允许子信道之间的一定频谱重叠，从而产生高频谱效率。在OFDM系统中，用户数据流被分成速率降低的并行流，并且所获得的每个子流然后调制单独的子载波。

在OFDMA中，传输资源在两个维度上延伸：频率信道和时间间隔。给定频率信道的资源可以包括邻接和/或非邻接的子载波组。

OFDM通信系统的示例包括但不局限于无线协议，例如根据电气与电子工程师协会（"IEEE"）标准无线电802.11a，b，g，和n（在下文中“Wi-Fi”）定义的无线局域网（"WLAN"）协议，根据IEEE 802.16（在下文中"WiMAX"）定义的无线MAN/固定宽带无线接入（"BWA"）标准，具有空中接口高速OFDM分组接入（"HSOPA"）或演进UMTS地面无线电接入（"E-UTRA"）的移动宽带3GPP长期演进（"LTE"）协议，3GPP2超移动带宽（“UMB”），数字无线电系统数字音频广播（"DAB"）协议，混合数字（"HD"）无线电，地面数字电视系统数字视频广播-地面（"DVB-T"），蜂窝通信系统快闪式OFDM等等。使用OFDM技术的有线技术包括非对称数字用户线（"ADSL"）和甚高比特率数字用户线（"VDSL"）宽带接入、包括电力线宽带（"BPL"）的电力线通信（"PLC"），和同轴电缆多媒体联盟（"MoCA"）家庭网络。

通常，在OFDMA系统中，每个终端经由前向和反向链路上的传输与一个或多个基站进行通信。前向链路（或下行链路（DL））指的是从基站到终端的通信链路，而反向链路（或上行链路（UL））指的是从终端到基站的通信链路。

在3GPP LTE中，定义了以下物理信道：

· 下行链路（DL）

物理广播信道（PBCH）：该信道载送需要接入网络的用户设备（UE）的系统信息。

物理下行链路控制信道（PDCCH）：该物理信道的主要目的是载送调度信息。

物理混合ARQ指示器信道（PHICH）：该信道用于报告混合ARQ状态。

物理下行链路共享信道（PDSCH）：该信道用于单播和寻呼功能。

物理多播信道（PMCH）：该物理信道载送用于多播目的的系统信息。

物理控制格式指示器信道（PCFICH）：该信道提供用于使UE能够解码PDSCH的信息。

· 上行链路（UL）

物理上行链路控制信道（PUCCH）：该信道用于传输来自能够在控制信道上进行传送的一个或多个UE的用户信令数据。该PUCCH例如向系统传输确认响应和重传请求、服务调度请求和UE所测量的信道质量信息。

物理上行链路共享信道（PUSCH）：该信道用于传输来自能够在共享信道上进行传送的一个或多个移动台的用户数据。

物理随机接入信道（PRACH）：该上行链路物理信道允许在移动台尝试接入无线通信系统时移动台随机传送接入请求。

无线多址接入通信系统中的DL和UL通信链路可以通过发射机处的一个天线和接收机处的一个天线（单输入单输出，或SISO），通过发射机处的多个天线和接收机处的一个天线（多输入单输出或MISO），或通过发射机处的一个天线和接收机处的多个天线（单输入多输出或SIMO），或通过发射机处的多个天线和接收机处的多个天线（多输入多输出或MIMO）来建立。

MIMO系统可以采用发射分集来通过使用多个天线经由多个独立衰落信道发射数据流来抵抗快衰落的影响。发射分集方案能够被分成开环发射分集（OLTD）和闭环发射分集（CLTD）方案。在OLTD中，不需要来自接收机的反馈。在一种类型的CLTD中，接收机知道发射天线的布置，并且计算应该在发射机天线处应用的相位和幅度调整以便最大化在接收机处接收的信号的功率。在另一类型的CLTD中，称为选择发射分集（STD），接收机向发射机提供有关哪个或哪些天线将被用于发射的反馈信息。

示例性OLTD方案是Alamouti 2x1空时分集方案。Alamouti 2x1空时分集方案考虑使用两个发射天线、使用两个时隙（即空时块码（STBC）发射分集））或者两个频率子载波（即空频块码（SFBC）发射分集）来发射Alamouti 2x2块码。

在一般尤其是OFDM通信系统中，多载波调制的主要问题在于所发射信号中所固有的高峰均功率比（PAPR）。在子载波中的信号同相地相长（constructively）相加时，在所发射的信号中出现大的信号峰值。这样的大的信号峰值会使得发射机处的功率放大器（PA）饱和，并且因此引起所发射信号的非线性失真，这导致性能的大幅下降，例如误比特率（BER）和带外辐射（频谱扩展）这二者的提高。这种高PAPR问题可以通过利用具有更大动态范围的更高级的PA而在DL传输中部分地得以克服。然而，就UL传输而言，用户设备（UE）在价格和尺寸方面的约束排除了这种方案的可能性。

在3GPP版本8 E-UTRA中，其中在UE处仅支持一个发射天线，已经将两种不同方法分别用于PUCCH和PUSCH以保持PAPR尽可能低。在PUCCH中，其中码分多址（CDMA）是多址接入方法，正交扩频码被设计为使得它们在OFDM的离散傅里叶逆变换（IDFT）信号处理的输出端处提供相对低的PAPR。另一方面，在PUSCH中，已经采用单载波频分多址接入（SC-FDMA）作为多址接入方案，从而与OFDMA相比降低PAPR。SC-FDMA是调制和多址接入方案，由于其固有的单载波结构，它具有比OFDMA更低的发射信号PAPR。

在高级E-UTRA中，目标是提高的峰值数据速率（例如在UL中高达500 Mbps）。满足这些高数据速率的有前景的技术是MIMO。在使用MIMO的情况下，UE能够使用OLTD方案来以可接受误差率支持目标数据速率。然而，当前提出的OLTD方案受到上面所描述的高PAPR问题或在本领域中称为孤儿符号（orphan symbol）问题的问题的影响。例如，STBC保持低PAPR特性，但是需要每时隙偶数个符号，而SFBC对任意数目的符号有效但提高了PAPR。作为另一候选发射分集方案的循环延迟分集（CDD），保持了低PAPR特性并且对于任意数目的符号有效，但是相对于STBC和SFBC遭受较差的性能。

由于MIMO引起的另一问题涉及UL信道估计。LTE中的UL参考信号（RS）可以被分为三大类型：用于解调PUSCH的参考信号，用于解调PUCCH的参考信号，以及用于测量UL信道质量的参考信号。当前，对于LTE中的特定PUCCH格式，在每个时隙内RS符号彼此分离。该RS分离在低SNR下不是有益的，因为在低SNR下内插准确度下降。直接的解决方案是向每个UE分配两个正交序列（OS）以使得可以与在单个天线的情形中一样执行针对每个天线的信道估计。然而，这种解决方案浪费了原本可以用来支持更多UE的资源（正交序列）。此外，这种解决方案需要一些信令开销来通知UE选择哪个附加序列。

需要用于上行链路传输的改进的发射分集方案。还需要改进的信道估计方案。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种在多输入多输出（MIMO）无线通信系统中从发射机发射数据流的方法，其中所述发射机包括多个发射天线。根据所述方法，对数据流应用离散傅里叶变换（DFT）以生成多个符号序列；将来自所述多个符号序列的第一符号序列的符号与来自所述多个符号序列的第二符号序列的符号进行配对以生成多个符号对，其中所述配对产生孤儿符号；对所述符号对应用空时块码（STBC）以生成多组STBC符号，每组STBC符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；对所述孤儿符号应用循环延迟分集（CDD）操作以生成多个CDD符号，每个CDD符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；并且所述天线中的每一个发射对应组的STBC符号和对应的CDD符号。

根据本发明的另一个方面，提供了一种移动站，所述移动站包括控制器和多个发射天线，所述移动站可操作用于在多输入多输出（MIMO）无线通信系统中发射数据流。所述控制器可操作用于：对数据流应用离散傅里叶变换（DFT）以生成多个符号序列；将来自所述多个符号序列的第一符号序列的符号与来自所述多个符号序列的第二符号序列的符号进行配对以生成多个符号对，其中所述配对产生孤儿符号；对所述符号对应用空时块码（STBC）以生成多组STBC符号，每组STBC符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；对所述孤儿符号应用循环延迟分集（CDD）操作以生成多个CDD符号，每个CDD符号与所述多个天线中对应的一个天线相关联；并且从所述天线中的每一个发射对应组的STBC符号和对应的CDD符号。

在结合附图审阅了本发明的具体实施例的以下描述后，本发明的其他方面和特征对于本领域技术人员将变得明显。

附图说明

在仅仅通过举例说明本发明实施例的附图中，

图1是蜂窝通信系统的框图；

图2是可以被用于实施本申请的一些实施例的示例性基站的框图；

图3是可以被用于实施本申请的一些实施例的示例性移动终端的框图；

图4是可以被用于实施本申请的一些实施例的示例性中继站的框图；

图5是可以被用于实施本申请的一些实施例的示例性OFDM发射机架构的逻辑分解的框图；

图6是可以被用于实施本申请的一些实施例的示例性OFDM接收机架构的逻辑分解的框图；

图7A是示例性SC-FDMA发射机；

图7B是示例性SC-FDMA接收机；

图8是示例性空时块码（STBC）方案；

图9是可以被用于支持信道估计的示例性参考信号布置；和

图10是可以被用于支持信道估计的另一示例性参考信号布置。

具体实施方式

现在参考其中类似附图标记指代类似元素的附图，图1示出了控制多个小区12内的无线通信的基站控制器（BSC）10，所述小区由对应基站（BS）14服务。在一些配置中，每个小区进一步被分成多个扇区13（未示出）。通常，每个基站14使用OFDM来促进与移动终端16的通信，所述移动终端16位于与对应基站14相关联的小区12内。移动终端16相对于基站14的移动导致信道条件的明显波动。如所示，基站14和移动终端16可以包括多个天线以提供用于通信的空间分集。如以下更详细地描述的，中继站15可以辅助基站14与移动终端16之间的通信。移动终端16能够从任何小区12、扇区13（未示出）、基站14或中继站15切换18到其他小区12、扇区13（未示出）、基站14或中继站15。在一些配置中，基站14彼此通信并且通过回程网络11与另一网络（例如核心网或互联网，二者均未示出）进行通信。在一些配置中，不需要基站控制器10。

图2描绘了基站14的示例。基站14通常包括控制系统20、基带处理器22、发射电路24、接收电路26、天线28和网络接口30。接收电路26从由（在图3图示的）移动终端16和（在图4图示的）中继站15所提供的一个或多个远程发射机接收承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以进行协作以放大信号并从信号中去除宽带干扰以供处理。下变频和数字化电路（未示出）然后将把经滤波的接收信号下变频成中间或基带频率信号，其然后被数字化成一个或多个数字流。

基带处理器22对数字化的接收信号进行处理以提取在接收信号中所运送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。因而，基带处理器22一般在一个或多个数字信号处理器（DSP）或专用集成电路（ASIC）中实施。所接收的信息然后经由网络接口30跨越无线网络发送，或者直接地或在中继站15的辅助下被传送到由基站14服务的另一移动终端16。

在发射侧，基带处理器22在控制系统20的控制下从网络接口30接收可以表示语音、数据或控制信息的数字化数据，并且对该数据进行编码以供传输。经编码的数据被输出到发射电路24，其中通过具有一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号对所述数据进行调制。功率放大器（未示出）将把已调载波信号放大到适合于传输的电平，并且通过匹配网络（未示出）将已调载波信号递送到天线28。以下更详细地描述调制和处理细节。

图3图示了移动终端16的示例。与基站14类似，移动终端16将包括控制系统32、基带处理器34、发射电路36、接收电路38、天线40和用户接口电路42。接收电路38接收来自一个或多个基站14和中继站15的承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以进行协作以放大信号并从信号中去除宽带干扰以供处理。下变频和数字化电路（未示出）然后将把经滤波的接收信号下变频成中间或基带频率信号，其然后被数字化成一个或多个数字流。

基带处理器34对数字化的接收信号进行处理以提取在接收信号中所运送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。基带处理器34一般在一个或多个数字信号处理器（DSP）和专用集成电路（ASIC）中实施。

对于传输，基带处理器34从控制系统32接收可以表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据，所述控制系统32对数据进行编码以供传输。经编码的数据被输出到发射电路36，其中调制器使用该数据来对处于一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号进行调制。功率放大器（未示出）将把已调载波信号放大到适合于传输的电平，并且通过匹配网络（未示出）将已调载波信号递送到天线40。本领域技术人员可用的各种调制和处理技术被用于移动终端和基站之间的直接地或经由中继站的信号传输。

在OFDM调制中，传输频带被分成多个正交的载波。每个载波根据待传送的数字数据来调制。因为OFDM将传输频带划分成多个载波，所以每个载波的带宽减小并且每个载波的调制时间增加。因为多个载波被并行发射，所以任何给定载波上的数字数据或符号的传输速率都比使用单个载波时要低。

OFDM调制利用对待传送的信息执行快速傅里叶逆变换（IFFT）。对于解调，对接收信号执行快速傅里叶变换（FFT）恢复了所传送信息。实际上，IFFT和FFT是由分别执行离散傅里叶逆变换（IDFT）和离散傅里叶变换（DFT）的数字信号处理来提供的。因此，OFDM调制的表征性特征是为传输信道内的多个频带生成正交载波。已调信号是具有相对低传输速率并且能够停留在其相应频带内的数字信号。单独载波不是直接由数字信号调制的。而是通过IFFT处理对所有载波一起调制。

在一个实施例中，OFDM优选地被用于从基站14到移动终端16的至少下行链路传输。每个基站14配备有"n"个发射天线28（n > = 1），并且每个移动终端16配备有"m"个接收天线40（m> = 1）。值得注意地，各个天线能够通过使用适当的双工器或开关而被用于接收和发射，因此如此标记只是为了清楚起见。

当使用中继站15时，OFDM优选地被用于从基站14到中继站15和从中继站15到移动终端16的下行链路传输。

图4图示了示例性中继站15。与基站14和移动终端16类似，中继站15包括控制系统132、基带处理器134、发射电路136、接收电路138、天线130和中继电路142。中继电路142使得中继站14能够辅助基站16和移动终端16之间的通信。接收电路138接收来自一个或多个基站14和移动终端16的承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以进行协作以放大信号并从信号中去除宽带干扰以供处理。下变频和数字化电路（未示出）然后将把经滤波的接收信号下变频成中间或基带频率信号，其然后被数字化成一个或多个数字流。

基带处理器134对数字化的接收信号进行处理以提取在接收信号中所运送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。基带处理器134一般在一个或多个数字信号处理器（DSP）和专用集成电路（ASIC）中实施。

对于传输，基带处理器134从控制系统132接收可以表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据，所述控制系统对数据进行编码以供传输。经编码的数据被输出到发射电路136，其中调制器使用该数据来对处于一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号进行调制。功率放大器（未示出）将把已调载波信号放大到适合于传输的电平，并且通过匹配网络（未示出）将已调载波信号递送到天线130。如上所述，本领域技术人员可用的各种调制和处理技术被用于移动终端和基站之间的直接或经由中继站间接的信号传输。

参考图5，将描述逻辑OFDM传输架构。最初，基站控制器10将直接地或在中继站15的辅助下把要传送到各个移动终端16的数据发送到基站14。如以下更详细描述的，基站14使用与移动终端相关联的信道质量指示器（CQI）值来对用于传输的数据进行调度以及为传送经调度数据而选择适当调制和编码方案（MCS）等级。CQI值可以直接从移动终端16接收或在基站14处基于移动终端16所提供的信息来确定。在任一种情况下，与每个移动终端16相关联的CQI值例如可以是信号与干扰比（SIR）以及信道振幅（或响应）跨OFDM频带的变化程度的函数。

使用数据加扰逻辑46以减少与数据相关联的峰均功率比的方式对经调度的数据44（其为比特流）进行加扰。为加扰数据确定循环冗余校验（CRC）并使用CRC添加逻辑48将其附加到加扰数据。接下来，使用信道编码器逻辑50来执行信道编码以有效地向数据增加冗余以促进移动终端16处的恢复和纠错。如以下更详细的描述的，用于特定移动终端16的信道编码基于与该移动终端相关联的当前CQI值。在一些实施方式中，信道编码器逻辑50使用已知的涡轮（Turbo）编码技术。然后通过速率匹配逻辑52对编码数据进行处理以补偿与编码相关联的数据扩展。

比特交织器逻辑54系统地对编码数据中的比特进行重排序以使得连续数据比特的损失最小化。结果得到的数据比特通过映射逻辑56根据所选择的基带调制而被系统地映射到对应的符号。优选地，使用正交调幅（QAM）或正交相移键控（QPSK）调制。如以下更详细地描述的，基于特定移动终端的CQI值来选择调制度。可以使用符号交织器逻辑58对符号进行系统地重排序以进一步加强所传送信号对于由频率选择性衰落引起的周期性数据损失的抗扰性。

此时，比特组已经被映射到表示振幅和相位星座中的位置的符号。当期望空间分集时，然后通过空时块码（STC）编码器逻辑60对符号块进行处理，所述编码器逻辑60以使得所传送信号更抗干扰并且在移动终端16处更容易解码的方式来修改符号。STC编码器逻辑60将处理输入的符号并且提供与基站14的发射天线28的数目相对应的"n"个输出。如上参考图5所描述的控制系统20和/或基带处理器22将提供映射控制信号以控制STC编码。此时，假设"n"个输出的符号表示待传送数据并且能够由移动终端16恢复。

对于本示例，假设基站14具有两个天线28（n =2）并且STC编码器逻辑60提供两个输出符号流。因此，STC编码器逻辑60所输出的每个符号流被发送到对应的IFFT处理器62，其被分别图示以便于理解。本领域技术人员将会认识到一个或多个处理器可以被用于单独地或与在此描述的其他处理相结合地提供这样的数字信号处理。IFFT处理器62将优选地对各个符号进行操作以提供傅里叶逆变换。TUFT处理器62的输出在时域中提供符号。时域符号被分组成帧，通过前缀插入逻辑64将所述帧与前缀相关联。每个结果所得到的信号经由对应的数字上变频（DUG）和数模（DIA）转换电路66在数字域中被上变频到中频并且转换成模拟信号。结果所得的（模拟）信号然后以期望的RF频率同时调制、放大并经由RF电路68和天线28进行发射。值得注意地，预定移动终端16所已知的导频信号分散在子载波之中。以下详细讨论的移动终端16将使用导频信号进行信道估计。

现在参考图6以图示由移动终端16直接地从基站14或在中继站15的辅助下接收所传送信号。在所传送信号到达移动终端16的每个天线40时，通过对应的RF电路70对各个信号进行解调和放大。为了简明和清楚起见，仅详细描述和说明两个接收路径之一。模数（AID）转换器和下变频电路72对模拟信号进行数字化和下变频以进行数字处理。结果所得到的数字化信号可以被自动增益控制电路（AGC）74用于基于接收信号电平来控制RF电路70中放大器的增益。

最初，数字化信号被提供给同步逻辑76，所述同步逻辑76包括粗同步逻辑78，其缓冲若干OFDM符号并且计算两个连续的OFDM符号之间的自相关。与相关性结果的最大值相对应的结果所得到的时间索引确定了细同步搜索窗，该细同步搜索窗被细同步逻辑80用于基于首部来确定精确的成帧起始位置。细同步逻辑80的输出促进通过帧定位（frame alignment）逻辑84进行的帧捕获（acquisition）。适当的成帧定位是重要的，从而后续的PET处理提供从时域到频域的准确转换。细同步算法基于由首部载送的所接收导频信号与已知导频数据的本地副本之间的相关性。一旦发生了帧定位捕获，就利用前缀去除逻辑86来去除OFDM符号的前缀并且结果所得到的样本被发送到频偏校正逻辑88，所述频偏校正逻辑88补偿由发射机和接收机中不匹配的本地振荡器所引起的系统频率偏移。优选地，同步逻辑76包括频偏和时钟估计逻辑82，所述频偏和时钟估计逻辑82基于首部以帮助估计对所传送信号的这种影响并且将那些估计提供给校正逻辑88以适当地处理OFDM符号。

此时，时域中的OFDM符号准备好通过使用EFT处理逻辑90转换到频域。结果是频域符号，所述频域符号被发送到处理逻辑92。处理逻辑92使用分散导频提取逻辑94来提取分散的导频信号，使用信道估计逻辑96基于所提取的导频信号来确定信道估计，并且使用信道重建逻辑98来为所有子载波提供信道响应。为了确定每个子载波的信道响应，导频信号实质上是在时间和频率这二者中以已知模式在遍及OFDM子载波的数据符号之中分散的多个导频符号。继续图6，所述处理逻辑将所接收导频符号与在某些子载波中在某些时间所预期的导频符号进行比较以确定其中传送导频符号的子载波的信道响应。结果被内插以估计为其提供导频符号的剩余子载波中的大多数（如果不是所有）的信道响应。实际和内插信道响应被用于估计总信道响应，所述总信道响应包括OFDM信道中的子载波中的大多数（如果不是所有）的信道响应。

从每个接收路径的信道响应得到的频域符号和信道重建信息被提供给STC解码器100，所述STC解码器100在这两个接收路径上提供STC解码以恢复所传送的符号。信道重建信息向STC解码器100提供在处理各个频域符号时足以去除传输信道的影响的均衡信息。在本发明的上下文中，中继站可以充当另一基站或充当终端。

使用符号去交织器逻辑102将所恢复的符号依次放回，所述符号去交织器逻辑102对应于发射机的符号交织器逻辑58。然后使用解映射逻辑104将去交织的符号解调或解映射到对应的比特流。然后使用比特去交织器逻辑106将比特去交织，所述比特去交织器逻辑106对应于发射机架构的比特交织器逻辑54。然后通过解速率匹配逻辑108对去交织的比特进行处理，并且将其提供给信道解码器逻辑110以恢复最初加扰的数据和CRC校验和。相应地，CRC逻辑112去除CRC校验和，以传统方式检查加扰数据，并且将其提供给解扰逻辑114以用已知的基站解扰码进行解扰以恢复原始传送的数据116。

与恢复数据116并行地，确定CQI值或至少足以在基站14处确定CQI值的信息并且将其传送到基站14。如上所述，CQI值可以是信号与干扰比（SIR）以及信道响应跨OFDM频带中的各个子载波变化的程度的函数。对于该实施例，用于传送信息的OFDM频带中的每个子载波的信道增益相对于彼此进行比较以确定信道增益跨OFDM频带变化的程度。虽然可以使用许多技术来测量变化程度，但是一种技术是计算遍及用于传送数据的OFDM频带的每个子载波的信道增益的标准偏差。

图1到6提供了能够被用于实施本申请的实施例的通信系统的一个具体示例。应该理解的是，可以利用具有不同于该具体示例的架构但是以与在此描述的实施例的实施方式一致的方式操作的通信系统来实施实施例。

在一个实施例中，图1到6的通信系统是依从3GPP LTE的，并且单载波频分多址接入（SC-FDMA）被用作从移动设备16到中继站15和基站14中任一个的上行链路传输的多址接入方案。

图7A和7B图示了针对SC-FDMA信道在发射机和接收机处分别所需的基本信号处理步骤。如所示，SC-FDMA可以被视为离散傅里叶变换（DFT）预编码的OFDMA方案。在SC-FDMA和OFDMA的整体收发器处理中存在若干相似性。OFDMA和SC-FDMA之间的那些共同方面通常描述为OFDMA发射电路702和OFDMA接收电路704，因为它们对于考虑到本说明书的本领域普通技术人员而言将是显而易见的。由于已调符号的DFT预编码703和已解调符号的对应IDFT 705，SC-FDMA明显不同于OFDMA。由于该预编码的缘故，SC-FDMA子载波并不如OFDMA子载波的情况一样被独立地调制。因此，SC-FDMA信号的PAPR低于OFDMA信号的PAPR。

根据本申请的一些实施例，通过将特定序列馈送至图5的STC编码器块60来将空时块码（STBC）发射分集用作OLTD方案（例如用于PUSCH和PUCCH）。更具体地，对于PUSCH，STBC可以供从两个连续时隙配对的符号使用。如果所述符号具有低PAPR特性，则利用STBC，得以保持低PAPR。如果在配对之后，存在不成对的符号（即孤儿符号），则可以使用循环延迟分集（CDD）方案以大的延迟发送孤儿符号。所述延迟例如可以是周期的四分之一或周期的四分之三。所述延迟在没有任何性能下降的情况下提供了实施方式的简单性。而且，在信道条件随时间而改变的情况下，所述延迟通过提供频率分集而使得CDD等效于预编码的MIMO系统。所述码本可以是已经对于下行链路闭环MIMO系统所采用的大小4。这种方法相当于预编码矩阵跳跃（PMH）方案，其中预编码矩阵在码本中逐条目发生变化。

对于PUCCH，STBC可以供从两个正交序列配对的符号使用。在PUCCH中，每个子帧中的符号的数目是偶数。然而，在某些情况下，每个时隙中的符号的数目为奇数。在这种情况下，时隙0的最后一个符号可以与时隙1的第一个符号配对。因为两个时隙在不同频带中，所以最小均方误差（MMSE）接收机可以被用于这些符号。

图8图示了应用于来自两个连续低PAPR序列的配对符号以使得低PAPR特性得以保持的STBC编码。如果由来自不同时隙的两个STBC符号构成的符号对由于时隙间跳跃而在不同频带上发射，则可以使用最小均方误差（MMSE）接收机。否则，可以使用Alamouti解码器。例如，PUCCH信道格式2/2a/2b在每个时隙中可以具有奇数个符号而在每个子帧中则具有偶数个符号。

在每个子帧中的符号的数目为奇数的情况下，配对操作产生不成对的符号，也称为孤儿符号。对于孤儿符号，可以使用CDD发射分集。例如，在PUSCH中，第二时隙的一个符号被专用于探测参考信号（SRS）。

为了低复杂度的实施方式以及更好的性能，CDD的循环移位（CS）被建议为OFDM或SC-FDMA符号的四分之一或四分之三（CS = N/4或CS = 3N/4）。如上所述，在CS=N/4或CS=3N/4的情况下，CDD可以被认为在频率方向等效于预编码矩阵跳跃（PMH）并且其次序为：

或。

已经针对下行链路闭环MIMO采用了上述码本。PMH可以以低复杂度来实施，并且表现得与利用其它CS值的CDD一样好（或比之更好）。

对于PUCCH中的信道估计，当多个天线同时进行发射时，可以使用用于参考信号（RS）传输的二级码分复用（CDM）方案，其中第一级区分UE（与仅支持一个发射天线一样）并且第二级区分天线。例如，当每个时隙存在两个发射天线和两个RS时，从这两个天线发射相同的RS。然而，对四个RS的块（跨时间和空间）进行Hadamard编码。有利地，每次仅一个序列被分配给每个UE。为了改进该方案的性能，可以在每个时隙的中部发射RS以便减少码内干扰的影响。

图9示出了针对相同时隙中的两个RS的示例性RS布置（例如，针对格式2、2a和2b的LTE中具有正常循环前缀（CP）的PUCCH）。可以在给定时隙使用相同的正交序列（OS）利用两个天线来发射Hadamard编码的RS。在每个时隙内跨时间和空间对RS进行Hadamard编码：在RS1，发射天线Tx1和Tx2都发射序列S1；在RS2，发射天线Tx1发射序列S1并且发射天线Tx2发射序列-S1。

图10示出了针对相同时隙中的两个RS的另一示例性RS布置。如先前所述，对于双层CDM RS布置，RS可以彼此紧挨着放在该时隙的中部，如图10中所示。在一个实施例中，针对格式2/2a/2b的具有正常CP的PUCCH，符号3和4可以用于时隙0中的RS，并且符合2和3可以用于时隙1中的RS。将会理解的是，通过使用这种方法，码内干扰被抑制，并且能够实现更好的性能。

有利地，所提出的二级CDM RS传输实现了高效的CDM MIMO信道估计。与单个发射天线情形一样的相同数目的UE可以被复用并且无需改变现有的RS序列分配方案。而且，因为在UL传输模式（TxD对非TxD）和RS序列生成/映射方案之间存在一对一的关系，所以不需要引入附加的信令比特。如上所述，所提出的RS布置使得二级CDM RS传输方案能够通过抑制码内干扰而获得更好的性能。

其他修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的，因此本发明在权利要求中限定。

Claims

1.一种在多输入多输出(MIMO)无线通信系统中从发射机发射数据流的方法，所述发射机包括多个发射天线，所述方法包括：

对所述数据流应用离散傅里叶变换(DFT)以生成多个符号序列；

将来自所述多个符号序列的第一符号序列的符号与来自所述多个符号序列的第二符号序列的符号配对以生成多个符号对，其中所述配对产生孤儿符号；

对所述符号对应用空时块码(STBC)以生成多组STBC符号，每组STBC符号与所述多个发射天线中对应的一个天线相关联；

对所述孤儿符号应用循环延迟分集(CDD)操作以生成多个CDD符号，每个CDD符号与所述多个发射天线中对应的一个天线相关联；并且

从所述发射天线中的每一个发射所述对应组的STBC符号和所述对应的CDD符号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述第一符号序列与第一时隙相关联，并且所述第二符号序列与第二时隙相关联，所述第一和第二时隙彼此连续。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述CDD操作的循环移位(CS)是周期的四分之一和周期的四分之三中的一个。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述多个发射天线包括两个发射天线，并且所述STBC码是阿拉莫提码。

5.如权利要求4所述的方法，进一步包括在每个时隙从所述两个发射天线中的每一个发射两个参考信号，其中每个时隙中，所述两个天线二者使用一个正交序列，其中所述参考信号中的第一参考信号区分所述发射机，并且所述参考信号中的第二参考信号区分所述两个天线中对应的一个天线。

6.如权利要求5所述的方法，其中在每个时隙内跨时间和空间对所述参考信号进行哈达玛编码。

7.如权利要求6所述的方法，其中对于所述两个天线中的每一个，在对应时隙的中部连续发射所述两个参考信号。

8.如权利要求6所述的方法，其中所述两个天线中的每一个对于所述两个参考信号使用第一时隙的第一组符号，并且对于所述两个参考信号使用第二时隙的第二组符号，其中所述第一和第二时隙是连续的。

9.一种移动站，所述移动站包括控制器和多个发射天线，所述移动站可操作用于在多输入多输出(MIMO)无线通信系统中发射数据流，所述控制器可操作用于：

10.如权利要求9所述的移动站，其中所述第一符号序列与第一时隙相关联，并且所述第二符号序列与第二时隙相关联，所述第一和第二时隙彼此连续。

11.如权利要求9所述的移动站，其中所述CDD操作的循环移位(CS)是周期的四分之一和周期的四分之三中的一个。

12.如权利要求9所述的移动站，其中所述多个发射天线包括两个发射天线，并且所述STBC码是阿拉莫提码。

13.如权利要求12所述的移动站，其中所述控制器还可操作用于在每个时隙从所述两个发射天线中的每一个发射两个参考信号，其中每个时隙中，所述两个天线二者使用一个正交序列，其中所述参考信号中的第一参考信号区分所述移动站，并且所述参考信号中的第二参考信号区分所述两个天线中对应的一个天线。

14.如权利要求13所述的移动站，其中在每个时隙内跨时间和空间对所述参考信号进行哈达玛编码。

15.如权利要求14所述的移动站，其中所述两个天线中的每一个，在对应时隙的中部连续发射所述两个参考信号。

16.如权利要求15所述的移动站，其中所述两个天线中的每一个对于所述两个参考信号使用第一时隙的第一组符号，并且对于所述两个参考信号使用第二时隙的第二组符号，其中所述第一和第二时隙是连续的。