JP6176801B2 - 無線通信システム及び送信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信における送信ダイバーシチの一手法である差動時空間ブロック符号（ＤＳＴＢＣ）方式の送信技術や通信システムに関するものである。

移動体との通信を行う際に移動局の受信品質を向上させる手段の一つに、ＳＴＢＣ（Space-Time Block Coding：時空間符号化）を用いる送信ダイバーシチ方式がある。ＳＴＢＣは、送信機にＣＳＩ（Channel State Information：チャネル状態情報）を用いることなく送信ダイバーシチを実現できるため、フェージング環境下では有効であるが、受信機側でＣＳＩを必要とする。

ＣＳＩは、無線信号が空間等を伝搬した時に信号に与えられる要素であり、ＣＳＩの変動がゆるやかな時は、トレーニング信号等を用いて受信側でＣＳＩを推定することができる。しかし、伝送周波数帯域が狭く高速で移動するような通信システムにおいては、トレーニングしている間にＣＳＩのパラメータが変動してしまうため、この点が大きな問題となる。

そこで、送信機と受信機にＣＳＩを必要としないＤＳＴＢＣ（Differential Space−Time Block Coding：差動時空間符合化）方式が、Ｔａｒｏｋｈらによって提案されている。ＤＳＴＢＣ方式は、受信機側においてもＣＳＩが不要なため、ＳＴＢＣでは追従できなかった高速フェージング環境下においても有効である。

例えば列車無線システムのように、線路上に複数の基地局を設置し、該複数の基地局から、同一の周波数を使用する信号を同時に送信して１つの無線エリアを構築し、複数の車上局で同報的に信号を受信するシステムがある。この列車無線システムでは、隣接する２つの基地局の中点付近において、対向方向から到来する２つの同じ信号が同程度の電力で互いに干渉して定在波を形成し、通信品質が大幅に劣化する可能性がある。この現象は、同一波干渉と呼ばれる。

このため、列車無線システムにおける同一波干渉の対策として、ＤＳＴＢＣ方式の適用が提案されてきている（特許文献１：特開２０１２−０１５６８２）。これは、基地局−移動局間の無線伝送の下りリンク（基地局→移動局）にＤＳＴＢＣ方式を採用するもので、直交する２つの符号系列（以下、Ａ系列、Ｂ系列と称する）を生成し使用する。そして、Ａ系列のみを送信する基地局と、Ｂ系列のみを送信する基地局を交互に配置することにより、２つの基地局間の中点付近でも、２つの基地局からの到来波が互いに干渉することなく、逆に、送信ダイバーシチ効果が得られ、通信品質の向上を可能とする方法である。このことを、図７を用いて説明する。

図７は、列車無線システムの代表的なモデルケースであり、以下では下りリンクに限定して説明する。また説明の簡素化のため、本モデルは２つの基地局で構成されるシステムとする。
図７の列車無線システムは、中央卓６４と、中央装置６５と、基地局６１と、基地局６２と、車上局６３とを含むように構成される。中央卓６４は、中央装置６５に対し制御等を行う。中央装置６５と基地局６１及び６２間は、例えば光ファイバのような有線回線６６で接続される。基地局６１と車上局６３との間、及び基地局６２と車上局６３との間は、同一周波数の無線回線でそれぞれ接続される。こうして、中央卓６４と車上局６３との間で、音声による同報通話等が可能となる。

なお、図７のモデルケースの無線エリアは、次のように構築されている。すなわち、基地局６１からの送信電波は、図７のカバーエリアＣＡ１の範囲をカバーし、基地局６２からの送信電波は、図７のカバーエリアＣＡ２の範囲をカバーする。そして、不感地帯がないよう、カバーエリアＣＡ１及びＣＡ２の境界付近では、カバーエリアＣＡ１及びＣＡ２が重なるようにしている。その結果、基地局６１の電波を一定レベル以上で受信する領域８１と、基地局６２の電波を一定レベル以上で受信する領域８２と、基地局６１及び６２のどちらの電波も一定レベル以上で受信する領域８３とが存在する。

図７の列車無線システムは、領域８３で発生する同一波干渉を対策するために、ＤＳＴＢＣ符号化方式を適用したシステムである。具体的には、ＤＳＴＢＣ符号送信機６１ａを内蔵した基地局６１から、ＤＳＴＢＣのＡ系列のみを送信し、カバーエリアＣＡ１をカバーする。同様に、ＤＳＴＢＣ符号送信機６２ａを内蔵した基地局６２から、ＤＳＴＢＣのＢ系列のみを送信し、カバーエリアＣＡ２をカバーする。車上局６３は、ＤＳＴＢＣ復号受信機６３ａを内蔵し、基地局６１や基地局６２から到来する電波を受信し、復号することで通信を行う。

ここで、一般的なＤＳＴＢＣ復号受信機の特徴として以下が挙げられる。
特徴１は、Ａ系列のみを受信しても（図７の領域８１）、Ｂ系列のみを受信しても（図７の領域８２）、Ａ系列とＢ系列の合成波を受信しても（図７の領域８３）、受信機はすべて同一の回路構成で復号ができることである。
特徴２は、領域８３のようにＡ系列とＢ系列の合成波を受信する場合には、両者の位相関係によらず送信ダイバーシチの効果を得ることができることである。
以上の特徴により、図７のモデルケースは、同一波干渉の対策として有効な方式といえる。

しかし、図７のシステムでは、同一波干渉を対策する方法として、１つの基地局からはＤＳＴＢＣの片方の系列のみを送信する方法をとっている。この方法では、２つの基地局電波の干渉領域（領域８３）においては問題ないが、片方の系列しか受信しない領域や片方の電界が相当に低い領域（領域８１及び８２）においては、ＤＳＴＢＣを適用しない場合と比して、通信品質がわずかながら劣化してしまうという課題がある。

特開２０１２−０１５６８２号公報

本発明の目的は、２つの基地局電波の干渉領域以外の領域においても、通信品質の劣化を抑制することのできるＤＳＴＢＣ送信技術を提供することにある。

上記の課題を解決するための、無線通信システムの代表的な構成は、次のとおりである。すなわち、
第１の送信機と第２の送信機と受信機とを備える無線通信システムであって、
前記第１の送信機は、
第１のビット列をシンボル変調して第１及び第２の送信基本シンボルを出力する第１のシンボルマッピング部と、
第１の初期値に基づき、前記第１及び第２の送信基本シンボルが入力されて差動時空間符号化処理を行い、直交する２種の系列Ａ系列符号とＢ系列符号とを生成する第１の差動時空間符号化部と、
前記Ａ系列符号と前記Ｂ系列符号を無線周波数に変調し、それぞれＡ系列送信信号とＢ系列送信信号として出力する第１の送信部と、
前記Ａ系列送信信号を無線出力する第１のアンテナと、
前記Ｂ系列送信信号を無線出力する第２のアンテナと、を備え、
前記第２の送信機は、
前記第１のビット列をシンボル変調して前記第１及び第２の送信基本シンボルを出力する第２のシンボルマッピング部と、
前記第１の初期値と異なる第２の初期値に基づき、前記第１及び第２の送信基本シンボルが入力されて前記差動時空間符号化処理を行い、前記Ａ系列及び前記Ｂ系列と異なり、かつ直交性を有する２種の系列Ｃ系列符号とＤ系列符号を生成する第２の差動時空間符号部と、
前記Ｃ系列符号と前記Ｄ系列符号を無線周波数に変調し、それぞれＣ系列送信信号とＤ系列送信信号として出力する第２の送信部と、
前記Ｃ系列送信信号を無線出力する第３のアンテナと、
前記Ｄ系列送信信号を無線出力する第４のアンテナと、を備え
前記受信機は、
前記Ａ系列送信信号と前記Ｂ系列送信信号と前記Ｃ系列送信信号と前記Ｄ系列送信信号とを受信して復調する受信部と、
前記受信部からの出力信号を差動時空間復号化処理する差動時空間復号化部と、
前記差動時空間復号化部からの出力信号に基づき前記第１のビット列を復元するシンボル判定部と、を備えることを特徴とする無線通信システム。

このように構成すると、２つの基地局電波の干渉領域以外の領域においても、通信品質の劣化を抑制することができる。

本発明の実施形態に係る列車無線システムの構成図である。 本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ送信機の構成図である。 本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ受信機の構成図である。 比較例１に係るＤＳＴＢＣ送受信系統の等価系統図である。 比較例１に係る平均受信電界を示す図である。 比較例２に係るＤＳＴＢＣ送受信系統の等価系統図である。 比較例２に係る平均受信電界を示す図である。 本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ送受信系統の等価系統図である。 本発明の実施形態に係る平均受信電界を示す図である。 背景技術に係る列車無線システムの構成図である。

本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
まず、本発明の実施形態に係る列車無線システムの構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施形態に係る列車無線システムの構成図である。図７と同じ構成については、図７と同じ符号を付している。
図１に示すように、基地局７１と基地局７２には、それぞれ送信アンテナが２本設けられ、それら２本のアンテナからＤＳＴＢＣのＡ系列信号とＢ系列信号とが送信される。つまり、２つの基地局７１，７２のＤＳＴＢＣ送信機７１ａ，７２ａから、それぞれ、互いに直交するＡ系列信号とＢ系列信号の２系列を送信する。そして、本実施形態では、基地局７１と基地局７２から送信されるＡ系列信号は互いに異なり、かつ、基地局７１と基地局７２から送信されるＢ系列信号は互いに異なるように構成される。

このように、本実施形態では、すべての基地局に送信アンテナ２本を用意して、すべての基地局で送信ダイバーシチ構成をとり、すべての基地局から、互いに直交するＤＳＴＢＣの２系列の信号を同時送信する。そして、このとき、互いに隣接する基地局から送信する２系列の信号が互いに異なるように構成する。
なお、図１では、説明の簡素化のため、２つの基地局で構成されるシステムとしたが、３つ以上の基地局で構成されるシステムとすることも可能である。

次に、ＤＳＴＢＣ方式の送信機及び受信機の回路構成について、図２と図３を用いて説明する。図２は、本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ送信機の構成図である。図３は、本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ受信機の構成図である。

まず、ＤＳＴＢＣ送信機１０について、図２を用いて説明する。
図２に示すように、本実施形態のＤＳＴＢＣ送信機１０は、Ｓ／Ｐ（シリアル−パラレル）変換部１１、２つのシンボルマッピング部１２ａ，１２ｂ、差動演算部１３、遅延部１４、時空間符号化部（ＳＴＢＣ符号化部）１５、記憶部１６、２つの送信部１７ａ，１７ｂ、２つのアンテナ１８ａ，１８ｂを含むように構成される。そして、差動時空間符号化部（ＤＳＴＢＣ符号化部）１９は、差動演算部１３、遅延部１４、時空間符号化部１５、記憶部１６を含むように構成される。

本実施形態のＤＳＴＢＣ送信機１０の動作を説明する。
Ｓ／Ｐ変換部１１には、例えば音声信号などをデジタル化したビット（ｂｉｔ）列のシリアル信号が入力される。Ｓ／Ｐ変換部１１は、入力されたシリアル信号を２シンボル毎に分割し、パラレル信号として、シンボルタイミングの間隔でシンボルマッピング部１２ａ，１２ｂへ出力する。シンボルタイミングとは、送信側において情報（シンボル）を搬送波に載せるタイミングである。

本実施形態では４値デジタル変調（２ｂｉｔ／１シンボル）を使用しているので、Ｓ／Ｐ変換部１１は、４ビットの入力信号（ｂ_４ｎ、ｂ_４ｎ＋１、ｂ_４ｎ＋２、ｂ_４ｎ＋３）を（ｂ_４ｎ、ｂ_４ｎ＋１）と（ｂ_４ｎ＋２、ｂ_４ｎ＋３）の２ビットずつに分割し、例えば、初めのシンボルタイミングで（ｂ_４ｎ、ｂ_４ｎ＋１）をシンボルマッピング部１２ａへ出力し、次のシンボルタイミングで（ｂ_４ｎ＋２、ｂ_４ｎ＋３）をシンボルマッピング部１２ｂへ出力する。ここで、ｎ（＝０、１、２、・・・）は、４ｂｉｔ毎に変化する時系列番号である。
なお、４値デジタル変調（２ｂｉｔ／１シンボル）のシンボル変調としては、例えば、位相変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）と呼ばれる変調方式を用いることができる。

各シンボルマッピング部１２ａ，１２ｂは、Ｓ／Ｐ変換部１１から、それぞれ、ビット列（ｂ_４ｎ、ｂ_４ｎ＋１）、（ｂ_４ｎ＋２、ｂ_４ｎ＋３）が入力されると、予め指定されたシンボル変調に従ってマッピングして、その結果を、送信シンボルの基本となる送信基本シンボルとして、差動演算部１３へ出力する。
具体的には、Ｓ／Ｐ変換部１１で分割した２シンボル分のビット列に対して、シンボルマッピング部１２ａにより、入力ビット列（ｂ_４ｎ、ｂ_４ｎ＋１）をＩＱ平面の値にマッピングして、シンボル変調結果ｍ_２iを出力する。また、シンボルマッピング部１２ｂにより、入力ビット列（ｂ_４ｎ＋２、ｂ_４ｎ＋３）をＩＱ平面の値にマッピングして、シンボル変調結果ｍ_２i＋１を出力する。

こうして、シンボルマッピング部１２ａとシンボルマッピング部１２ｂから、送信機１０のシンボルマッピング部１２が構成される。シンボルマッピング部１２は、送信機１０に入力されたビット列をシンボル変調して、第１の送信基本シンボルｍ_２iと第２の送信基本シンボルｍ_２i＋１を出力する。

このように、差動演算部１３の入力は、ベクトル［m_２i m_２i＋１］^Ｔであり、送信するデジタルビットに基づき、各シンボルマッピング部１２ａ，１２ｂで変調された送信基本シンボル（複素数）である。ここで、Ｔは転置を表す。また、時系列を表す添え字i（＝０、１、２、・・・）は、２シンボル毎にインクリメントされる番号で、i≧０とする。なお、i＝０は、送信する無線フレームの先頭を意味し、無線フレームの先頭で０にリセットされる。

差動演算部１３は、シンボル変調結果ｍ_２i、ｍ_２i＋１が入力された後に、（式１）の演算を行い、その結果であるｓ_２i、ｓ_２i＋１を、遅延部１４及び時空間符号化部（ＳＴＢＣ符号化部）１５へ出力する。（式１）では、入力ｍ_２i、ｍ_２i＋１と、遅延部１４の出力ｓ_２i−２、ｓ_２i−１、つまり差動演算部１３の前回の出力ｓ_２i−２、ｓ_２i−１とを用いて演算し、演算結果ｓ_２i、ｓ_２i＋１を出力する。ここで、（式１）において、＊は共役複素数を表す。
なお、差動演算部１３は、（式１）の演算を行う際に、ｓ_２i、ｓ_２i＋１の初期値であるs_―２，s_−１を、記憶部１６から取り込む。

このように、差動演算部１３の出力シンボルは、前回の出力、つまり２シンボル時間前の自身の出力値を用いた、式（１）による再帰的行列演算の結果である。ここで、シンボル時間とは、送信部１７a，１７ｂからシンボルが送信される時間間隔である。なお、差動演算部１３の演算は、前回の出力を用いた再帰的行列演算であれば、式（１）による演算に限られるものではない。

遅延部１４は、差動演算部１３で（式１）の演算ができるように、差動演算部１３から入力されるｓ_２i、ｓ_２i＋１を遅延させて、差動演算部１３へ出力する。
記憶部１６は、初期値s_―２，s_−１を記憶する。初期値s_―２，s_−１は、後述の式（６）を満足するものであればよく、任意の値が設定可能である。初期値s_―２，s_−１は、例えば送信機１０の操作部（不図示）から操作員により入力され、予め記憶部１６に記憶される。

時空間符号化部１５は、差動演算部１３の出力ベクトルである［s_２i s_２i＋１］^Ｔを入力とし、公知の時空間符号化処理を行って、その結果、Ａ系列信号とＢ系列信号とを生成し、これらを、２シンボル時間かけて送信部１７ａ，１７ｂへ出力する。詳しくは、時空間符号化部１５は、Ａ系列信号の出力として、シンボル番号２iのタイミングでｓ_２iを送信部１７aへ出力し、シンボル番号２i＋１のタイミングで−ｓ^＊ _２i＋１を送信部１７aへ出力する。また、時空間符号化部１５は、Ｂ系列信号の出力として、シンボル番号２iのタイミングでｓ_２i＋１を送信部１７ｂへ出力し、シンボル番号２i＋１のタイミングでｓ^＊ _２iを送信部１７ｂへ出力する。このように、時空間符号化部１５は、入力ベクトル［s_２i s_２i＋１］^Ｔの各要素を、時間的及び空間的に組みかえた信号系列を生成し出力する。

送信部１７aは、時空間符号化部１５からの出力に対して、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換処理や直交変調処理を施した後に、所望の無線送信周波数に変調し、増幅してアンテナ１８aへ出力する。送信部１７ｂも、送信部１７aと同様の処理を行う。送信部１７aと送信部１７ｂから、送信機１０の送信部１７が構成される。このように、送信部１７（送信部１７aと送信部１７ｂ）の出力は、送信部１７aと送信部１７ｂのそれぞれの出力信号が、互いに同一周波数であってかつ直交性を有する。

アンテナ１８aは、送信部１７aからの出力信号を無線により出力する。アンテナ１８ｂは、送信部１７ｂからの出力信号を無線により出力する。なお、アンテナ１８aとアンテナ１８ｂは、本実施形態では無指向性であるが、指向性をもたせ、所定の方向、例えば対向する基地局の方向へ送信するよう構成することも可能である。アンテナ１８aとアンテナ１８ｂから、送信機１０のアンテナ１８が構成される。
こうして、Ａ系列の出力（ｓ_２i，−ｓ^＊ _２i＋１）は、２シンボル時間かけてアンテナ１８ａより送信され、Ａ系列と直交するＢ系列の出力（ｓ_２i＋１，ｓ^＊ _２i）は、２シンボル時間かけてアンテナ１８ｂより送信される。

このように、ＤＳＴＢＣ送信機１０は、１つの信号系列（ｓ_２ｉ ｓ_２ｉ＋１）から、Ａ系列信号（ｓ_２i −ｓ^＊ _２i＋１）とＢ系列信号（ｓ_２i＋１ ｓ^＊ _２i）を発生させ、Ａ系列信号とＢ系列信号を、アンテナから送信する。受信側では、受信したＡ系列信号とＢ系列信号を復調演算することにより、時間的及び空間的にダイバーシチ効果を得る。

次に受信機２０について、図３を用いて説明する。
ＤＳＴＢＣ受信機２０は、受信アンテナ２１、受信部２２、Ｓ／Ｐ（シリアル−パラレル）変換部２３、差動演算部２４、遅延部２５、シンボル判定部２７を含むように構成される。そして、差動時空間復号化部（ＤＳＴＢＣ復号化部）２６は、差動演算部２４、遅延部２５を含むように構成される。
なお、デジタル無線通信において、受信機は受信ダイバーシチの構成をとることが一般的であるが、説明の簡素化のため、本明細書ではＤＳＴＢＣ受信機２０はシングル受信とする。

受信部２２は、受信アンテナ２１を介して送信機１０から送信された信号を受信すると、増幅、周波数変換、復調、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換等の処理を行い、Ｓ／Ｐ変換部２３へ出力する。
Ｓ／Ｐ変換部２３は、受信部２２から入力されるシリアル信号をパラレル変換し、２シンボルずつまとめて、差動演算部２４と遅延部２５へ出力する。
遅延部２５は、差動演算部２４で演算ができるように、Ｓ／Ｐ変換部２３から入力される信号を、２シンボル時間遅延させて差動演算部２４へ出力する。

ここで、送信機１０の送信アンテナ１８ａ，１８ｂから受信アンテナ２１に至る伝搬路のＣＳＩをそれぞれｈ_１,ｈ_２で表すと、受信部２２の受信信号、つまりＳ／Ｐ変換部２３の出力は、式（２）で表される。

差動演算部２４は、この受信信号ｒ_2ｉ,ｒ_2ｉ＋1から元の送信基本シンボル［m_２i m_２i＋１］^Ｔを復号するために、Ｓ／Ｐ変換部２３から差動演算部２４へ前回出力された受信信号r_２i―２，r_２i―１（２シンボル時間前の受信信号）を遅延部２５から受け取り、これを用いて、式（３）であらわす演算を、２シンボル時間に１回行う。これにより、送信機１０で行われたＤＳＴＢＣ符号化に対応する復号処理が行われ、その処理結果である［p_２i p_２i＋１］^Ｔが、シンボル判定部２７に出力される。

ここで、差動演算部２４の出力であるベクトル［p_２i p_２i＋１］^Ｔは、雑音成分を無視でき、ｈ_１,ｈ_２の時間変動が十分に緩やかであるという条件下では、送信シンボルベクトル［m_２i m_２i＋１］^Ｔと等しくなる。したがって、上記の条件下では、ベクトル［p_２i p_２i＋１］^Ｔの成分をシンボル判定することによって得られるビット列を、受信ビットとして出力することで、送信機１０に入力されたビット列のデータを復元することが可能となる。

シンボル判定部２７は、差動演算部２４から出力される信号［p_２i p_２i＋１］^Ｔをシンボル判定し、その判定結果に基づきビット列のデータを復元、つまり送信機１０に入力されて送信されたビット列のデータを推定して出力する。

ここで、送信機１０のＤＳＴＢＣ符号化部１９の出力信号の電力を一定値に維持するためには、式(１)内の行列である式（４）がユニタリ行列である必要がある。

式（４）の行列がユニタリ行列であるための条件は、送信基本シンボルベクトル［m_２i m_２i＋１］^Ｔが、式（５）を満足し、かつ、式（１）の初期値s_―２，s_−１が式（６）を満足することである。つまり、［m_２i m_２i＋１］^Ｔが式（５）を満足し、初期値s_―２，s_−１が式（６）を満足する場合、式（１）の出力に関し、｜s_２i｜^２＋｜s_２i＋１｜^２＝１の関係が保たれることになる。

ここで、ＤＳＴＢＣ符号化部１９の出力シンボル［s_２i s_２i＋１］^Ｔ、［−s^＊ _２i＋１ s^＊ _２i］^Ｔは、式（６）を満たす初期値s_―２，s_−１の与え方により、ＤＳＴＢＣ符号化部１９の入力［m_２i m_２i＋１］^Ｔが同じであっても、異なる出力シンボルとなることが確認されている。つまり、式（１）の演算を２シンボル送信時間毎に繰り返すことで得られるＤＳＴＢＣ符号化部１９の出力の時間的遷移は、ＤＳＴＢＣ符号化部１９に与える初期値s_―２，s_−１の値により異なることが確認されている。このことは、国際出願公開公報ＷＯ２０１１／１０５１０３やＷＯ２０１１／１２５３２９に開示されている。

なお、この初期値s_―２，s_−１は、式（６）の条件を満たしていれば、受信機２０の回路構成には影響を与えない。即ち、式（６）の条件を満たしていれば、初期値s_―２，s_−１がどのような値であっても、受信機２０は、その回路構成を変更することなく、ＤＳＴＢＣ復号処理を行うことができる。

（比較例１）
ここで比較例１として、前述した図７のシステムについて説明する。
図２は、図１に示す１つのＤＳＴＢＣ送信機、例えば送信機７１ａの系統を表すように表記しているが、Ａ系列とＢ系列を２つの別のアンテナから出力するという点で、図７に示す２つのＤＳＴＢＣ送信機６１ａ，６２ａと等価なブロック図でもある。したがって、図７に示す２つのＤＳＴＢＣ送信機と、図３に示すＤＳＴＢＣ受信機とで構成される送受信系統図は、図２と図３で構成される送受信系統図で表すことができる。

図２と図３で構成される送受信系統図を簡素化すると、図４Ａのブロック図のように表記できる。図４Ａは、比較例１の送受信系統（図７に示す２つのＤＳＴＢＣ送信機と、図３に示すＤＳＴＢＣ受信機とで構成される送受信系統）を示す図である。図４Ａに示すように、ＤＳＴＢＣ符号化部１９で生成されたＡ系列とＢ系列の２系統の信号が、送信部（不図示）で直交変調された後、送信機１０から出力される。そして、伝搬路のＣＳＩとしてＡ系列信号にはｈ_１の重みが加えられ、Ｂ系列信号にはｈ_２の重みが加えられる。Ａ系列信号とＢ系列信号の電波は、受信機２０に入力されると、電波的に合成された後、ＤＳＴＢＣ復号化部２６へ入力される。加算器３１は、電波的な合成を意味する。

図４Ｂは、図７のモデル図における基地局６１と基地局６２の中点付近の受信機２０の平均受信電界を、概念的に示したものである。図４Ｂの横軸は、上記中点付近における数メートル〜数１０メートルの範囲と位置を表す。但し、図４Ｂは、見通し環境、つまり、２つの基地局間に物理的な障害物が存在しない環境の場合であるので、ｈ_１とｈ_２が略等しい条件の場合、つまり｜ｈ_１｜≒｜ｈ_２｜の条件の場合である。

送信機６１ａ，６２ａからＤＳＴＢＣ符号化されたＡ系列信号とＢ系列信号が送信されるため、図４Ｂのイメージ図のように、２つの基地局の中点付近における数１０メートル程度の範囲内では、場所によらずほぼ一定の受信入力を確保できる。しかし、前述したように、図７のシステムでは、片方の系列しか受信しない領域においては、ＤＳＴＢＣを適用しない場合と比して、通信品質が劣化してしまうという問題点がある。

（比較例２）
比較例１の問題点を解決するために、すべての基地局に送信アンテナ２本を用意して、すべての基地で送信ダイバーシチ構成をとり、すべての基地局からＤＳＴＢＣの２系列信号を同時送信する方式（比較例２）が考えられる。ただし、この比較例２では、基地局７１と基地局７２から送信されるＡ系列信号は互いに同一であり、かつ、基地局７１と基地局７２から送信されるＢ系列信号は互いに同一である。

比較例２は、すべての基地局からＤＳＴＢＣの２系列を同時送信する点において、本実施形態と共通するので、図１のモデル図で表すことができる。つまり、図１は、本実施形態に係る列車無線システムの構成図であるが、比較例２に係る列車無線システムの構成図でもある。

図７のモデルとの相違点のみ説明すると、比較例２では、基地局７１と基地局７２にはそれぞれ送信アンテナが２本あり、それら２本のアンテナからＤＳＴＢＣ符号化されたＡ系列信号とＢ系列信号とが送信される。前述したように、比較例２では、基地局７１と基地局７２から送信されるＡ系列信号は互いに同一であり、かつ、基地局７１と基地局７２から送信されるＢ系列信号は互いに同一である。

比較例２のシステムによれば、図７に示す全ての領域８１〜８３において送信ダイバーシチの効果を得ることができるため、システム全体として通信品質は向上する。しかし、２つの基地局から同時に同一信号を送信するので、基地局７１からのＡ系列と基地局７２からのＡ系列同士が同電力逆位相で干渉し、かつ、基地局７１からのＢ系列と基地局７２からのＢ系列同士も同電力逆位相で干渉するという条件下では、同一波干渉対策としての効果がなくなってしまうという問題点がある。これは、見通し環境において比較的生じやすい。

以下、比較例２の構成について、詳しく説明する。
比較例２の送受信系統は、簡素化してブロック図で表すと、図５Ａのようになる。図５Ａは、比較例２に係るＤＳＴＢＣ送受信系統の等価系統図である。比較例２では、図１に示すように、２つの基地局７１，７２のＤＳＴＢＣ送信機７１ａ，７２ａで、それぞれ、Ａ系列信号とＢ系列信号の２系列を生成し、無線周波数に変調し送信する。すなわち、図５Ａに示すように、２つの基地局１，２のＤＳＴＢＣ符号化部１９ａ，１９ｂで、それぞれ、Ａ系列信号とＢ系列信号の２系列を生成する。

このとき、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａ，１９ｂには、互いに同じ値の初期値s_―２，s_−１が与えられる。したがって、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａとＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂで生成されるＡ系列信号は、互いに同じ内容（ｓ_2ｉ,−ｓ^＊ _2ｉ＋1）である。また、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａとＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂで生成されるＢ系列信号は、互いに同じ内容（ｓ_2ｉ＋１,ｓ^＊ _2ｉ）である。

ここで、基地局１のＡ系列信号用アンテナ１８ａから、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｈ_１とし、基地局１のＢ系列信号用アンテナ１８ｂから、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｈ_２とし、基地局２のＡ系列信号用アンテナ１８ａ´から、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｇ_１とし、基地局２のＢ系列信号用アンテナ１８ｂ´から、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｇ_２とする。

基地局１，２からそれぞれ送信されたＡ系列信号とＢ系列信号の電波は、受信機２０に入力されると、電波的に合成されて、ＤＳＴＢＣ復号化部２６へ入力される。したがって、このときの受信アンテナ２１の入力信号、つまりＤＳＴＢＣ復号化部２６の入力信号は、式（７）、つまり式（８）で表される。図５Ａに示す加算器５１は、電波的な合成を意味する。

図５Ｂは、比較例２における、図１のモデル図に示す基地局７１と基地局７２の中点付近の受信機２０の平均受信電界を、概念的に示したものである。図５Ｂの横軸は、上記中点付近における数メートル〜数１０メートルの範囲と位置を表す。但し、図５Ｂは、見通し環境の場合であるので、ｈ_１とｈ_２とｇ_１とｇ_２が略等しい条件の場合、つまり｜ｈ_１｜≒｜ｈ_２｜≒｜ｇ_１｜≒｜ｇ_２｜の条件の場合である。

式（８）からも明らかなように、式（９）の条件が成立すると、式（７）の受信機入力ｒ_2ｉ,ｒ_2ｉ＋1がゼロとなる。この状態は、信号の無受信状態と等価であり、この状態となる場所において通信品質が劣化する。その場所は、イメージ図の図５Ｂにおいて、周期的に平均受信電界レベルが落ち込んでいる箇所である。

前述したように、図５Ｂに示すような定在波は、実フィールドでは、平野部などの見通し環境にある路線上で発生しやすいという問題があるので、なんらかの対策が必要である。本発明では、この問題に対する対策を提案するものである。

本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ送信機について、図６Ａを用いて説明する。
図６Ａは、本発明の実施形態に係るＤＳＴＢＣ送受信系統の等価系統図である。図５Ａとの相違点は、基地局１から出力する２系列（Ａ系列、Ｂ系列）の送信シンボルと異なる２系列（Ａ系列に対応するＣ（Ａ´）系列、Ｂ系列に対応するＤ（Ｂ´）系列）の送信シンボルを、基地局２から出力する点である。これにより、基地局１と基地局２間の中点付近においても、同一波干渉の影響を抑えることを可能とする。

本実施形態では、図６Ａに示すように、基地局１のＤＳＴＢＣ符号化部１９ａで、Ａ系列信号（ｓ_2ｉ,−ｓ^＊ _2ｉ＋1）と、Ｂ系列信号（ｓ_2ｉ＋１,ｓ^＊ _2ｉ）の２系列の送信シンボルを生成する。また、基地局２のＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂで、Ａ系列信号と異なるＣ系列信号（ｕ_2ｉ,−ｕ^＊ _2ｉ＋1）と、Ｂ系列信号と異なるＤ系列信号（ｕ_2ｉ＋１,ｕ^＊ _2ｉ）の２系列の送信シンボルを生成する。このように、Ａ系列信号、Ｂ系列信号、Ｃ系列信号、Ｄ系列信号は、互いに異なる信号である。
なお、前述したように、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａ後段の送信部（図６Ａでは送信部の図示を省略）において、Ａ系列信号とＢ系列信号は互いに直交性を有する。また、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂ後段の送信部（図６Ａでは送信部の図示を省略）において、Ｃ系列信号とＤ系列信号は互いに直交性を有する。

図６Ａにおいて、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａとＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂの入力信号は、同じ入力［m_２i m_２i＋１］^Ｔであるが、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａ，１９ｂには、それぞれ、互いに異なる値の初期値s_―２，s_−１とu_―２，u_−１が与えられる。これにより、前述したように、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａで、Ａ系列信号とＢ系列信号が生成され、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂで、Ａ系列信号と異なるＣ系列信号と、Ｂ系列信号と異なるＤ系列信号とが生成される。

なお、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａとＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂは、与えられる初期値以外は、同一の構成であり、同一のＤＳＴＢＣ符号化処理を行う。したがって、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂに初期値s_―２，s_−１が与えられた場合は、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂは、Ａ系列信号とＢ系列信号とを生成し、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａに初期値u_―２，u_−１が与えられた場合は、ＤＳＴＢＣ符号化部１９ａは、Ｃ系列信号とＤ系列信号とを生成するように動作する。

このように、基地局１の送信機１０の差動時空間符号化部１９は、第１の初期値s_―２，s_−１が与えられ、第１及び第２の送信基本シンボルｍ_２i、ｍ_２i＋１が入力されて差動時空間符号化処理を行い、Ａ系列符号とＢ系列符号とを生成する。そして、基地局１の送信機１０の送信部１７は、直交変調後、無線周波数に変調し、それぞれＡ系列送信信号とＢ系列送信信号として出力する。

また、基地局２の送信機１０の差動時空間符号化部１９は、第１の初期値と異なる第２の初期値u_―２，u_−１が与えられ、第１及び第２の送信基本シンボルｍ_２i、ｍ_２i＋１が入力されて差動時空間符号化処理を行い、Ａ系列符号と異なるＣ（Ａ´）系列符号と、Ｂ系列符号と異なるＤ（Ｂ´）系列符号とを生成する。そして、基地局２の送信機１０の送信部１７は、直交変調後、無線周波数に変調し、それぞれＣ（Ａ´）系列送信信号とＤ（Ｂ´）系列送信信号として出力する。

こうして、本実施形態に係る無線通信システムでは、
第１のビット列が入力され、第１の初期値が与えられた場合に、Ａ系列送信信号と、前記Ａ系列送信信号と直交するＢ系列送信信号とを生成し、前記Ａ系列送信信号と前記Ｂ系列送信信号とを互いに異なるアンテナから送信する第１の送信機と、
前記第１のビット列が入力され、前記第１の初期値が与えられた場合に、前記Ａ系列送信信号と前記Ｂ系列送信信号とを生成し、前記第１の初期値と異なる第２の初期値が与えられた場合に、前記Ａ系列送信信号と異なるＣ系列送信信号と、前記Ｃ系列送信信号と直交するＤ系列送信信号とを生成し、前記Ｃ系列送信信号と前記Ｄ系列送信信号とを互いに異なるアンテナから送信する第２の送信機と、を備え、
前記第１の送信機には前記第１の初期値が与えられ、前記第２の送信機には前記第２の初期値が与えられる。

図６Ｂは、本発明の実施形態に係る平均受信電界を示す図であり、図１のモデル図における基地局７１と基地局７２の間の中点付近の受信機２０の平均受信電界を、概念的に示したものである。図６Ｂの横軸は、上記中点付近における数メートル〜数１０メートルの範囲と位置を表す。図６Ｂに示すように、本実施形態の送信機１０を用いれば、見通し環境においても、同一波干渉による定在波の落ち込みレベルを低減することが可能である。

なお、図６Ａに示すような本実施形態のＤＳＴＢＣ送信機を用いる場合においても、受信機側の構成は、図３に示されるＤＳＴＢＣ受信機の構成でよい。つまり、図４Ａや図５Ａの受信系統で使用されるＤＳＴＢＣ受信機の構成でよい。
前述したように、式（１）を用いて生成されるＤＳＴＢＣ符号化部１９の出力信号を単独に受信した場合は、受信機２０では式（３）により復号でき、元の信号を復元可能である。

ここでは、式（１０）を用いて生成されるＤＳＴＢＣ符号化部１９ａの出力信号と、式（１１）を用いて生成されるＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂの出力信号との合成波を受信した場合において、この合成波を受信機２０で式（３）により復号でき、元の信号を復元可能であること、つまり、図３に示す受信機２０の回路構成で元の信号を復元可能であることを説明する。

図６Ａに示す基地局１のＤＳＴＢＣ符号化部１９ａの差動演算部１３の出力は、式（１）と同様にして、式（１０）で表すことができる。

但し、基地局１の差動演算部１３には、｜s_―２｜^２＋｜s_−１｜^２＝１の条件を満たす初期値s_―２，s_−１を与えることとする。

一方、図６Ａに示す基地局２のＤＳＴＢＣ符号化部１９ｂの差動演算部１３の出力は、式（１１）で表すことができる。

但し、基地局２の差動演算部１３には、基地局１の初期値s_―２，s_−１とは異なり、かつ｜u_―２｜^２＋｜u_−１｜^２＝１の条件を満たす初期値u_―２，u_−１を与えることとする。
当然ながら、基地局１と基地局２の差動演算部１３へ入力される送信基本シンボル［m_２i m_２i＋１］^Ｔは、互いに同一となるように設定される。つまり、基地局１と基地局２の各送信機１０には、同一データのビット列が同一のタイミングで入力される。

ここで、式（１０）の両辺に、式（１２）を左から掛けると、式（１３）となる。

式（１３）を式（１１）に代入すると、式（１４）となる。

図６Ａに示すように、基地局１のＡ系列信号用アンテナ１８ａから、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｈ_１とし、基地局１のＢ系列信号用アンテナ１８ｂから、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｈ_２とし、基地局２のＣ系列信号用アンテナ１８ａ´から、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｇ_１とし、基地局２のＤ系列信号用アンテナ１８ｂ´から、受信機２０の受信アンテナ２１のまでの伝搬路のＣＳＩをｇ_２とする。

基地局１，２からそれぞれ送信されたＡ系列信号とＢ系列信号とＣ系列信号とＤ系列信号の電波は、受信機２０に入力されると、電波的に合成されて、ＤＳＴＢＣ復号化部２６へ入力される。図６Ａに示す加算器５１は、電波的な合成を意味する。したがって、このときの受信アンテナ２１の入力信号、つまりＤＳＴＢＣ復号化部２６へ入力信号は、式（１５）で表される。

さらに、式（１５）の２番目の式のみ両辺の共役をとると、式（１６）に変形できる。

式（１６）を行列表記すると、式（１７）となる。

式（１７）に式（１４）を代入すると、式（１８）となる。

（式１８）で示すｚ１とｚ２は、それぞれ、式（１９）、式（２０）のとおりである。

式（１９）の右辺を、２シンボル送信時間後の式で表し、さらに、式（１０）と式（１１）を代入すると、式（２１）となる。

式（２１）から、式（１９）は、２シンボル送信時間ずらせても同一であることが解る。したがって、ｚ_１＝u_−２s^＊ _−２＋u^＊ _−１s_−１ となる。

同様に、式（２０）の右辺についても２シンボル送信時間後の式で表し、さらに、式（１０）と式（１１）を代入して整理すると、
ｚ_２＝u_−２s^＊ _−１−u^＊ _−１s_−２ となる。

したがって、式（１９）と式（２０）のz_１,z_２は、固定値であることが解る。つまり、z_１,z_２は、各初期値s_―２，s_−１、u_―２，u_−１を決定した時点で、各初期値s_―２，s_−１、u_―２，u_−１により確定する固定値（複素数）である。

式（１８）をさらに展開すると、式（２２）となる。

但し、

式（２２）の両辺に左からＫ^−１を掛けると、式（２４）となる。

ここで、ＣＳＩの時間変動がシンボルレートに対して十分緩やかである場合は、上述したようにｚ_１,ｚ_２は固定値なので、式（２３）の時間変動はないものとみなすことができる。したがって、式（２４）を２シンボル送信時間前に適用することができ、その場合、式（２４）は、式（２５）となる。

式（２５）のエルミート転置Ｈをとると、式（２６）となる。

式（２４）と式（２６）の両辺同士をかける（式（２４）に式（２６）を左からかける）と、式（２７）となる。

式（１３）より、式（２７）の左辺＝ｍ_２ｉである。
また、式（２７）の一部である［Ｋ^−１］^ＨＫ^−１は、式（２８）となる。

したがって、式（２７）の左辺であるｍ_２ｉは、式（２９）となる。

次に、式（２５）の左から式（３０）を掛けて、式（２５）のベクトルを回転させると、式（３１）となる。

式（３１）の転置Ｔをとると、式（３２）となる。

式（２４）と式（３２）の両辺同士をかける（式（２４）に式（３２）を左からかける）と、式（３３）となる。

式（１３）より、式（３３）の左辺＝ｍ_２ｉ＋１である。
また、式（３３）の右辺の一部である式（３４）は、式（３５）となる。

よって、式（３３）の右辺は、式（３６）となる。

したがって、式（３３）の左辺であるｍ_２ｉ＋１は、式（３７）となる。

式（２９）と式（３７）を行列表記すると、式（３８）となる。

ここで、式（２２）を変形すると式（３９）となる。

式（３９）の導出について説明する。
前述の式（２２）を１時刻前に適用すると、式（２２ａ）となる。

式（２２ａ）の両辺のエルミート転置 Ｈをとると、式（２２ｂ）となる。

式（２２ａ）と式（２２ｂ）の右辺同士、左辺同士をかける（式（２２ｂ）を式（２２ａ）の左からかける）と、式（３９）となる。

したがって、式（３８）は、式（４０）となる。

式（４０）の右辺は、式（３）の右辺と一致する。したがって、式（４０）の左辺であるｍ_２ｉとｍ_２ｉ＋１は、それぞれ、式（３）の左辺であるｐ_２ｉとｐ_２ｉ＋１と一致する。このことは、図６ＡのＤＳＴＢＣ受信機が、図４ＡのＤＳＴＢＣ受信機、つまり図３のＤＳＴＢＣ受信機と同一の構成で実現できることを意味する。

本実施形態では、少なくとも次の効果を得ることができる。
（１）互いに隣接する２つの基地局の送信機に、それぞれ、同一のＤＳＴＢＣ符号化処理を行うＤＳＴＢＣ符号化部を設け、該２つの基地局のＤＳＴＢＣ符号化部に、送信する同一のデジタルビット列に基づく同一の送信基本シンボルを入力し、かつ、２つの基地局のＤＳＴＢＣ符号化部に与える初期値を互いに異なるように構成した。この構成により、２つの基地局電波の干渉領域以外の領域においては、通信品質の劣化を抑制することができ、また、２つの基地局電波の干渉領域においては、同一波干渉の影響を低減することができる。
（２）上記（１）のように送信機を構成したので、背景技術で述べた受信機と同じ構成で、本実施形態の受信機を構成することができる。つまり、背景技術で述べた受信機を、そのまま本実施形態の受信機に転用することができる。

なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々に変更が可能であり、また、前記実施形態の各構成要素を、必要に応じて任意にかつ適宜に組み合わせてもよい。
例えば、前記実施形態においては、送信する２デジタルビットに基づき１つの送信シンボルを生成する４値デジタル変調（２ｂｉｔ／１シンボル）を例に説明したが、３つ以上のデジタルビットに基づき１つの送信シンボルを生成するように構成することも可能である。

また、前記実施形態においては、列車無線システムにおいて互いに隣接する基地局に、ＤＳＴＢＣ送信機を設けたが、本発明の適用は、列車無線システムに限られるものではない。また、基地局の送信機に限られるものではない。

また、本発明は、本発明に係る処理を実行するシステムとしてだけでなく、装置、方法として、或いは、このような方法やシステムを実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして把握することができる。
また、本発明は、ＣＰＵがメモリに格納された制御プログラムを実行することにより制御する構成としてもよく、また、ハードウエア回路として構成してもよい。

１０…送信機、１１…Ｓ／Ｐ変換部、１２，１２ａ，１２ｂ…シンボルマッピング部、１３…差動演算部、１４…遅延部、１５…時空間符号化部(ＳＴＢＣ符号化部)、１６…記憶部、１７，１７ａ，１７ｂ…送信部、１８，１８ａ，１８ｂ…送信アンテナ、１９…差動時空間符号化部（ＤＳＴＢＣ符号化部）、２０…受信機、２１…受信アンテナ、２２…受信部、２３…Ｓ／Ｐ変換部、２４…差動演算部、２５…遅延部、２６…差動時空間復号化部（ＤＳＴＢＣ復号化部）、２７…シンボル判定部、３１…加算器、５１…加算器、６１，６２…基地局、６３…車上局、６３ａ…受信機、６４…中央卓、６５…中央装置、６６…回線、７１，７２…基地局、７１ａ，７２ａ…送信機。

Claims (4)

1. 第１の送信機と第２の送信機と受信機とを備える無線通信システムであって、
   前記第１の送信機は、
   第１のビット列をシンボル変調して第１及び第２の送信基本シンボルを出力する第１のシンボルマッピング部と、
   第１の初期値が与えられ、前記第１及び第２の送信基本シンボルが入力されて差動時空間符号化処理を行い、Ａ系列符号とＢ系列符号とを生成する第１の差動時空間符号化部と、
   前記Ａ系列符号と前記Ｂ系列符号を無線周波数に変調し、それぞれＡ系列送信信号とＢ系列送信信号として出力する第１の送信部と、
   前記Ａ系列送信信号を無線出力する第１のアンテナと、
   前記Ｂ系列送信信号を無線出力する第２のアンテナと、を備え、
   前記第２の送信機は、
   前記第１のビット列をシンボル変調して前記第１及び第２の送信基本シンボルを出力する第２のシンボルマッピング部と、
   前記第１の初期値と異なる第２の初期値が与えられ、前記第１及び第２の送信基本シンボルが入力されて前記差動時空間符号化処理を行い、前記Ａ系列符号と異なるＣ系列符号と、前記Ｂ系列符号と異なるＤ系列符号とを生成する第２の差動時空間符号化部と、
   前記Ｃ系列符号と前記Ｄ系列符号を無線周波数に変調し、それぞれＣ系列送信信号とＤ系列送信信号として出力する第２の送信部と、
   前記Ｃ系列送信信号を無線出力する第３のアンテナと、
   前記Ｄ系列送信信号を無線出力する第４のアンテナと、を備え
   前記受信機は、
   前記Ａ系列送信信号と前記Ｂ系列送信信号と前記Ｃ系列送信信号と前記Ｄ系列送信信号とを受信して復調する受信部と、
   前記受信部からの出力信号を差動時空間復号化処理する差動時空間復号化部と、
   前記差動時空間復号化部からの出力信号に基づき前記第１のビット列を復元するシンボル判定部と、を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１に記載の無線通信システムであって、
   前記第１の差動時空間符号化部は、第１の差動演算部と第１の時空間符号化部とを備え、
   前記第２の差動時空間符号化部は、第２の差動演算部と第２の時空間符号化部とを備え、
   前記第１及び第２の差動演算部では、それぞれ、その出力をｓ ２i 、ｓ ２i＋１ とし、前記第１及び第２の送信基本シンボルをｍ ２i 、ｍ ２i＋１ とする場合に、（式１）を用いて差動演算を行い、
   前記第１及び第２の時空間符号化部では、それぞれ、前記第１及び第２の差動演算部からの出力ｓ ２i 、ｓ ２i＋１ を入力とし、前記Ａ系列符号及び前記Ｃ系列符号としてｓ ２i ，−ｓ ＊２i＋１ を出力し、前記Ｂ系列符号及び前記Ｄ系列符号としてｓ ２i＋１ ，ｓ ＊２i を出力することを特徴とする無線通信システム。
   

   

   ・・・（式１）
3. 請求項１又は請求項２に記載の無線通信システムであって、
   前記第１の送信機と前記第２の送信機は、見通し環境に設けられることを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の無線通信システムであって、
   前記第１の送信機は第１の基地局に設けられ、前記第２の送信機は第２の基地局に設けられ、前記第１の送信機及び前記第２の送信機からの信号を受信する受信機は、車上局に設けられることを特徴とする無線通信システム。

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