KR101705991B1 - 중첩 변조를 이용한 ofdm 협력 통신 시스템 및 그 방법 - Google Patents

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송형규
안영섭
김명진
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세종대학교산학협력단
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Abstract

본 발명은 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 OFDM 협력 통신 시스템을 이용한 협력 통신 방법에 따르면, 송신단, 중계단 및 수신단을 포함하는 OFDM 협력 통신 시스템을 이용한 협력 통신 방법에 있어서, 상기 송신단이 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 상기 중계단으로 전송하는 단계, 상기 중계단이 상기 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 상기 중계단으로부터 상기 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신하는 단계, 상기 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계, 상기 결정된 송신 신호의 개수에 따라 상기 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하는 단계, 그리고 상기 중첩 신호를 상기 중계단을 통하여 상기 수신단으로 전송하는 단계를 포함한다.
이와 같이 본 발명에 따르면, 송신단과 중계단의 채널 상태에 따라 중첩되는 송신 신호의 수를 적응적으로 제어함으로써, 협력 통신에서 중계단을 사용함에 따라 발생하는 필연적인 전송률 손실을 중첩 변조를 통해 극복하여 높은 데이터 전송 속도를 획득함과 동시에 비트 에러율을 감소시켜 안정적인 데이터 통신을 할 수 있다.

Description

중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템 및 그 방법{OFDM COOPERATIVE COMMUNICATION SYSTEM USING SUPERPOSITION MODULATION AND METHOD THEREOF}
본 발명은 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 채널 상태에 따라 적응적으로 중첩 변조를 제어하는 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선 통신 환경에서는 다중 경로 페이딩에 의한 신호의 감쇄와 왜곡이 발생한다. 이와 같은 신호의 감쇄와 왜곡으로 인해 수신단에서 원 신호를 복원하는데 어려움을 겪게 된다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여 동일한 신호를 반복적으로 전송하는 기법이 이용되는데, 이러한 기법 중 하나가 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 기법이다. MIMO 기법은 송신단에서 다중의 안테나를 통해서 신호를 전송하며, 이러한 다중의 안테나에서 전송하는 신호에 의해서 수신단에서는 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 그러나 MIMO 기법은 단일 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에 적합하지 않다는 문제점이 있는데 이를 극복하고자 협력 통신이 제안되었다.
협력 통신은 단일 안테나를 사용하는 사용자들이 협력을 통해 가상의 다중안테나를 형성하여 데이터를 전송하는 기술로서, 사용자들이 안테나를 공유하여 마치 하나의 이동통신 기기에서 정보를 보내는 것처럼 보이도록 한다.
하지만 이러한 협력 통신은 송신단과 중계단 사이의 채널 상태에 따라 데이터의 전송 성능이 변하게 되며, 채널 상태가 나쁜 경우 최소한의 통신 서비스도 보장할 수 없게 된다. 그러므로, 채널의 상태에 따라 적응적으로 협력 통신을 제어하는 기술이 요구된다.
본 발명의 배경이 되는 기술은 한국공개특허 제10-2015-0044888호(2015.04.27공개)에 개시되어 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 채널 상태에 따라 적응적으로 중첩 변조를 제어하는 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템 및 그 방법을 제공하기 위한 것이다.
이러한 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따르면 OFDM 협력 통신 시스템을 이용한 협력 통신 방법은 송신단, 중계단 및 수신단을 포함하는 OFDM 협력 통신 시스템을 이용한 협력 통신 방법에 있어서, 상기 송신단이 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 상기 중계단으로 전송하는 단계, 상기 중계단이 상기 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 상기 중계단으로부터 상기 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신하는 단계, 상기 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계, 상기 결정된 송신 신호의 개수에 따라 상기 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하는 단계, 그리고 상기 중첩 신호를 상기 중계단을 통하여 상기 수신단으로 전송하는 단계를 포함한다.
상기 복수의 참조 신호들은, 동일한 데이터를 가지는 2개의 신호일 수 있다.
상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계는, 상기 중계단으로부터 수신된 상기 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정할 수 있다.
상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계는, 상기 참조 신호가 n비트인 경우, 상기 0의 개수가 0보다 크거나 같고 (n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 1로 결정하고, 상기 0의 개수가 (n/4)보다 크거나 같고 (n/2 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 2로 결정하고, 상기 0의 개수가 (n/2)보다 크거나 같고 (3n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 3로 결정하며, 상기 0의 개수가 (3n/4)보다 크거나 같고 (n)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 4로 결정할 수 있다.
상기 중첩신호를 생성하는 단계는, 1개 이상의 상기 송신 신호를 QPSK 방식으로 변조한 후, 서로 다른 가중치를 부여하여 상기 중첩 신호를 생성할 수 있다.
상기 중첩 신호를 상기 수신단으로 전송하는 단계는, 상기 송신단이 상기 중계단으로 상기 중첩 신호를 전송하는 단계, 상기 중계단이 수신한 상기 중첩 신호를 DF(Decode and Forward) 기법을 이용하여 복조화하는 단계, 상기 중계단이 상기 복조된 신호를 CDD(Cyclic Delay Diversity) 기법을 이용하여 시프트(shift)한 후 인코딩하는 단계, 그리고 상기 중계단이 상기 인코딩된 신호를 상기 수신단으로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 송신단, 중계단 및 수신단을 포함하는 OFDM 협력 통신 시스템에 있어서, 상기 송신단은, 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 상기 중계단으로 전송하는 송신부, 상기 중계단이 상기 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 상기 중계단으로부터 상기 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신하는 수신부, 상기 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 제어부, 그리고 상기 결정된 송신 신호의 개수에 따라 상기 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하고, 상기 중첩 신호를 상기 중계단을 통하여 상기 수신단으로 전송하는 중첩 신호 생성부를 포함한다.
이와 같이 본 발명에 따르면, 송신단과 중계단의 채널 상태에 따라 중첩되는 송신 신호의 수를 적응적으로 제어함으로써, 협력 통신에서 중계단을 사용함에 따라 발생하는 필연적인 전송률 손실을 중첩 변조를 통해 극복하여 높은 데이터 전송 속도를 획득함과 동시에 비트 에러율을 감소시켜 안정적인 데이터 통신을 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 협력 통신 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 송신단의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 협력 통신 방법의 순서도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 참조 신호의 중첩을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 S330단계의 중첩 신호 생성 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 2개의 QPSK신호에 대한 중첩 변조의 벡터로 표현한 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 비트 오류 확률을 나타낸 그래프이다.
도 8는 본 발명의 실시예에 따른 데이터 전송률을 나타낸 그래프이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있다는 것을 의미한다.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
먼저, 도 1을 통해 본 발명의 실시예에 따른 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템에 대하여 살펴본다. 도 1은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 협력 통신 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
본 발명의 실시예에 따른 중첩 변조를 이용한 OFDM 협력 통신 시스템은 송신단(100), 중계단(200) 및 수신단(300)을 포함하며, 도 1에 S는 송신단(100)을, R은 중계단(200)을, D는 수신단(300)을 의미한다. 또한, 송신단(100), 중계단(200) 및 수신단(300)은 모두 통신이 가능한 단말 장치를 의미한다.
먼저, 송신단(100)은 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 중계단(200)으로 전송한다. 이때, 복수의 참조 신호들은 동일한 데이터를 가진다.
그러면, 중계단(200)은 송신단(100)으로부터 수신받은 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산(XOR)을 수행하고, 배타적 논리합 연산 결과 값을 송신단(100)으로 전송한다.
다음으로, 송신단(100)은 중계단(200)으로부터 수신한 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 송신 신호의 중첩 개수를 결정하고, 결정된 송신 신호의 중첩 개수에 따라 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성한다. 이때, 송신단(100)은 중첩하기 위한 송신 신호를 QPSK 방식으로 변조 후, 각기 다른 가중치를 부여하여 중첩 신호를 생성하며, 송신 신호의 중첩 개수는 1개 이상으로 결정된다.
그러면, 중계단(200)은 송신단(100)으로부터 수신한 중첩 신호를 DF 기법을 이용하여 신호 처리한 후 신호 처리된 신호를 수신단(300)으로 전송한다. 이때, 중계단(200)은 중첩 신호를 복조후 인코딩하는 단계에서 CDD 기법을 이용하여 중첩 신호의 심볼을 시프트할 수 있다.
그리고, 수신단(300)은 중계단(200)으로부터 신호 처리된 신호를 수신한 후, 복조시킨다.
다음으로, 도 2를 통해 본 발명의 실시예에 따른 협력 통신 시스템의 송신단(100)의 구성에 대해 구체적으로 살펴본다. 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 송신단의 구성도이다.
도 2에서 나타난 바와 같이, 송신단(100)은 송신부(110), 수신부(120), 제어부(130) 및 중첩 신호 생성부(140)를 포함한다.
우선, 송신부(110)는 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 중계단(200)으로 전송한다. 이때, 복수의 참조 신호는 동일한 데이터를 가지는 2개의 신호일 수 있으며, 이 경우 송신부(110)는 2개의 신호를 각각 QPSK 변조하고, 서로 다른 가중치를 곱한 후 중첩 변조된 참조 신호를 생성한다.
다음으로, 수신부(120)는 중계단(200)이 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 중계단(200)으로부터 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신한다.
그러면, 제어부(130)는 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 송신 신호의 중첩 개수를 결정한다. 구체적으로 제어부(130)는 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 송신 신호의 중첩 개수를 결정하게 된다.
예를 들어, 최대 4개의 송신 신호를 중첩할 수 있다고 가정한다면, 참조 신호가 n비트인 경우, 0의 개수가 0보다 크거나 같고 (n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 송신 신호의 중첩 개수를 1로 결정하고, 0의 개수가 (n/4)보다 크거나 같고 (n/2 - 1)보다 작거나 같은 경우 송신 신호의 중첩 개수를 2로 결정할 수 있다.
그리고, 0의 개수가 (n/2)보다 크거나 같고 (3n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 송신 신호의 중첩 개수를 3로 결정하고, 0의 개수가 (3n/4)보다 크거나 같고 (n)보다 작거나 같은 경우 송신 신호의 중첩 개수를 4로 결정할 수 있다.
그러면, 중첩 신호 생성부(140)는 제어부(130)에 의해 결정된 송신 신호의 중첩 개수에 따라 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성한다. 구체적으로 중첩 신호 생성부(140)는 1개 이상의 송신 신호를 QPSK 방식으로 변조한 후, 각각의 송신 신호에 서로 다른 가중치를 부여하고, 가중치가 부여된 각 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성한다.
또한, 중첩 신호 생성부(140)는 중계단(200)을 통하여 수신단(300)으로 중첩 신호를 전송한다. 중계단(200)으로 전송된 중첩 신호는 DF 기법을 이용하여 신호 처리되며, DF 기법을 이용한 신호 처리 과정에서 CDD 기법을 이용하여 중첩 신호의 심볼을 시프트(shift)하게 된다.
다음으로, 도 3 내지 도 6을 통해 본 발명의 실시예에 따른 중첩 변조를 이용한 협력 통신 방법에 대하여 구체적으로 살펴본다. 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 협력 통신 방법의 순서도이다.
먼저, 송신단(100)은 복수의 참조 신호를 중첩한 후(S305), 중첩된 참조 신호를 중계단(200)으로 전송한다(S310). 구체적으로, 송신단(100)은 복수의 참조 신호를 각각 QPSK 변조 방식으로 변조하고 변조된 참조 신호에 서로 다른 가중치를 곱한 후 중첩하며, 복수의 참조 신호는 동일한 데이터를 가진다. 이하에서는 설명의 편의상 복수의 참조 신호는 두개의 참조 신호로 가정하도록 한다.
이때 QPSK(quadrature phase shift keying)라 함은, 위상 편이 방식(PSK)의 하나로, 전송하고자 하는 두 값(0 또는 1)의 전송 신호를 반송파의 0위상과 π위상의 2위상에 대응시켜 전송하는 2진 위상 편이 변조(BPSK:binary PSK)와는 달리, 두 값의 디지털 신호의 0과 1의 2비트를 모아서 반송파의 4위상에 대응시켜 전송하는 방식. 예를 들면 0위상에 (0, 0), π/2위상에 (0, 1), ?위상에 (1, 0), 3π/2위상에 (1, 1)을 대응시켜 전송한다. 반송파의 위상 변화를 90° 간격으로 취하여 하나의 부호(1symbol)로 1비트를 전송하는 2진 위상 편이 변조와는 달리 하나의 부호로 2비트를 전송하는 방식이다. 직교 위상 편이 변조(QPSK)를 4위상 편이 변조(quadri-phase PSK)라고도 한다. 4위상 편이 변조파는 2위상 편이 변조파와 같은 주파수 대역폭에서 2배의 정보를 전송할 수 있다.
그러면, 도 4를 통해 복수의 참조 신호를 중첩하는 과정에 대하여 살펴본다. 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 참조 신호의 중첩을 설명하기 위한 도면이다.
도 4에서 보는 바와 같이 동일한 데이터(a, b, c, … 의 심볼로 이루어짐)를 가지는 두 개의 참조 신호(제1 참조 신호 및 제2 참조 신호)를 중첩하는 경우, 제1 참조 신호 및 제2 참조 신호를 각각 QPSK 변조한 후, 변조된 데이터에 각각 가중치를 곱하게 된다.
이때, 가중치는 제1 참조 신호에의 경우 1이 되고, 제2 참조 신호의 경우에는 0.5가 될 수 있다. 그러면, 서로 다른 가중치를 곱한 제1 참조 신호 및 제2 참조 신호를 중첩하여 aSM, bSM, cSM, … 의 심볼로 이루어진 중첩 변조된 참조 신호를 생성한다.
그러면, 중계단(200)은 중첩된 참조 신호에 대하여 배타적 논리합 연산(XOR)을 수행하고(S315), 배타적 논리합 연산의 결과 값을 송신단(100)으로 전송한다(S320).
구체적으로, 중계단(200)은 중첩 변조된 참조 신호를 복조하여 복수의 참조 신호를 추정하고, 추정된 복수의 참조 신호에 대하여 배타적 논리합 연산을 수행한다.
예를 들어, 두 개의 참조 신호(제1 참조 신호 및 제2 참조 신호)가 중첩된 경우, 중계단(200)은 중첩된 참조 신호를 복조하여 제1 참조 신호와 제2 참조 신호를 추정한다. 그리고, 중계단(200)은 추정된 제1 참조 신호와 제2 참조 신호에 대하여 배타적 논리합 연산을 수행한다. 그러면, 중계단(200)은 제1 참조 신호와 제2 참조 신호의 대응되는 심볼의 데이터가 동일한 경우 0을, 대응되는 심볼의 데이터가 다른 경우 1을 배타적 논리합 연산의 결과 값으로 출력한다. 즉, 256 비트로 구성된 참조 신호의 경우, 배타적 논리합 연산의 결과 값은 256개의 0 또는 1을 포함하게 된다.
다음으로, 송신단(100)은 중계단(200)으로부터 수신한 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여, 송신 신호의 중첩 개수를 결정한다(S325). 구체적으로 송신단(100)은 중계단(200)으로부터 수신한 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 송신 신호의 중첩 개수를 결정하게 된다.
예를 들어, 참조 신호가 n비트이고 송신 신호의 최대 중첩 개수가 4개인 경우, 송신단(100)은 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수가 0보다 크거나 같고 (n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 중첩되는 신호의 개수를 1로 결정하고, 0의 개수가 (n/4)보다 크거나 같고 (n/2 - 1)보다 작거나 같은 경우 중첩되는 신호의 개수를 2로 결정할 수 있다.
그리고, 0의 개수가 (n/2)보다 크거나 같고 (3n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 중첩되는 신호의 개수를 3로 결정하고, 0의 개수가 (3n/4)보다 크거나 같고 (n)보다 작거나 같은 경우 중첩되는 신호의 개수를 4로 결정할 수 있다.
구체적으로, 참조 신호가 256비트이고 송신 신호의 최대 중첩 개수가 4개인 경우 아래 표 1과 같이 송신 신호의 중첩 개수가 결정된다.
XOR0 중첩 개수
0 ≤ XOR0 ≤ 63 1
64 ≤ XOR0 ≤ 127 2
128 ≤ XOR0 ≤ 191 3
192 ≤ XOR0 ≤ 256 4
상기와 같이 배타적 논리합 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 송신 신호의 중첩 개수를 결정하는 이유는, 배타적 논리합의 결과 값에 포함된 0의 개수가 많을수록 송신단(100)과 중계단(200)의 통신 채널의 상태가 좋기 때문이다.
원칙적으로, S305 단계에서 동일한 참조 신호를 중첩하여 전송하였으므로, 중계단(200)이 중첩 변조된 참조 신호를 복조하여 추정한 제1 참조 신호와 제2 참조 신호의 배타적 논리합 연산의 결과 값은 모두 0이어야 한다.
하지만, 중계단(200)이 추정한 제1 참조 신호 및 제2 참조 신호에는 송신단(100)과 중계단(200) 사이의 통신 과정에서 채널 간섭이나 노이즈로 인한 비트 에러가 발생할 수 있으므로 배타적 논리합 연산의 결과 값으로 1이 발생할 수 있다.
그러므로, 송신단(100)과 중계단(200)의 통신 채널 상태가 좋을수록 채널 간섭이나 노이즈로 인한 비트 에러의 발생이 줄어 들게 되므로, 제1 참조 신호와 제2 참조 신호의 배타적 논리합 연산 결과 값은 0을 더 많이 포함하게 된다. 즉, 중계단(200)은 배타적 논리합의 결과 값에 포함된 0의 개수가 많을수록 채널 상태가 양호한 것으로 판단하여 송신 신호의 중첩 개수를 높게 결정하게 된다.
S325단계에서 송신 신호의 중첩 개수를 결정한 다음, 송신단(100)은 결정된 중첩 개수에 따라 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하여(S330), 중계단(200)으로 전송한다(S335). 여기서, 중첩 변조는 신호 가중치에 따라 equal power allocation(EPA), unequal power allocation(UPA), grouped power allocation(GPA)로 나누어지며, 본 발명의 실시예에서는 UPA를 적용한다.
그러면, 도 5를 통해 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하는 과정에 대하여 구체적으로 살펴본다. 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 S330단계의 중첩 신호 생성 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 5에서 나타난 것처럼, 송신단(100)은 N개의 신호를 직렬로 입력받은 후, 직/병렬 변환부(S/P)를 통하여 N개의 신호를 병렬적으로 변환시킨다. 이때 N은 S325단계에서 결정된 중첩 개수를 의미한다.
그리고, 송신단(100)은 각각의 병렬 처리된 N개의 신호(x1, … , xN)를 각각 QPSK 변조시킨다. 그러면, 송신단(100)은 QPSK 변조된 각 신호(xQPSK,1, … , xQPSK,N)에 각각 서로 다른 가중치(a1, … , aN)을 곱한 후, 가중치가 곱해진 신호(xUPA,1, … , xUPA,N)를 중첩하여 중첩 신호(xSM)을 생성한다.
예를 들어, S325단계에서 결정된 중첩 개수가 4라고 가정한다. 우선, 송신단(100)은 4개의 송신 신호를 직렬로 입력받은 후, 직/병렬 변환부(S/P)를 통하여 4개의 송신 신호를 병렬적으로 변환시킨다. 그리고 병렬 처리된 4개의 신호(x1, x2, x3, x4)는 각각 서로 다른 가중치(예를 들면, 1, 0.5, 0.25, 0.125)를 곱한 후, 가중치가 곱해진 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하게 된다.
도 6은 2개의 QPSK신호에 대한 중첩 변조의 벡터로 표현한 도면이다. 도 6에서처럼 송신 신호의 중첩 개수가 2개라고 가정하는 경우, 도 6의 좌측 벡터 그림은 1번째 신호(xQPSK,1)의 가로축(Q축)에 대하여 가중치 1을 곱한 신호를 나타낸 것이고, 도 6의 가운데 벡터 그림은 2번째 신호(xQPSK,2)의 가로축(Q축)에 대하여 가중치 0.5를 곱한 신호를 나타낸 것이다, 그리고 도 6의 우측 벡터 그림은 가중치를 곱한 신호 1에 신호 2를 중첩하여 생성된 중첩 신호(xSM)를 나타낸다. 이와 같이 중첩 신호는 가중치가 곱해진 신호의 벡터 합으로 표현할 수 있다.
표 2는 본 발명의 실시예에 따른 신호 가중치와 중첩 개수에 따른 정규화 값을 나타낸 표이다. 여기서, 정규화 값이란, 중첩 신호에 곱하는 경우 중첩 신호의 수신 전력이 1이 되는 값, 즉 중첩 신호의 수신 전력을 정규화(수신 전력 1)하는 값을 의미한다.
중첩 개수(N) 신호 가중치 정규화 값
1 1
Figure 112015098871014-pat00001
2 1, 0.5
Figure 112015098871014-pat00002
3 1, 0.5, 0.25
Figure 112015098871014-pat00003
4 1, 0.5, 0.25, 0.125
Figure 112015098871014-pat00004
S335 단계에서 송신단(100)이 중계단(200)으로 중첩 신호를 송신한 후, 중계단(200)은 중첩 신호에 대한 신호 처리를 수행하고(S340), 신호 처리된 중첩 신호를 수신단(300)으로 전송한다(S345). 이때, 중계단(200)은 중첩 신호에 대한 신호 처리를 위해 DF 기법 및 CDD 기법을 사용한다.
여기서, DF(Decode and Forward) 기법이란 중계단(200)이 송신단(100)으로부터 수신한 신호를 복호화한 후, 이를 다시 재부호화하여 수신단(300)에게 전송하는 기법을 의미한다.
그리고, CDD(cyclic delay diversity) 기법이란 순환 지연 다이버시티 기법을 의미하며, 중계단(200)말기의 협력에 따른 이득을 극대화하기 위하여 신호의 순환 지연을 통해 신호를 전송하는 기법으로 간단한 처리로 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 장점이 있다.
S340 및 S345 단계를 구체적으로 살펴보면, 중계단(200)은 송신단(100)으로부터 전송받은 중첩 신호를 복호화한 후, 복호화된 중첩 신호에 CDD 기법을 적용하여 신호를 순환 지연(shift) 시킨 다음, 이를 다시 인코딩하여 수신단(300)으로 전송한다.
그러면, 수신단(300)은 중계단(200)으로부터 수신한 신호를 복조시킨다(S350).
이하에서는 도 7 및 도 8를 통해 본 발명의 시뮬레이션 결과에 대하여 살펴본다. 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 비트 오류 확률을 나타낸 그래프이고, 도 8는 본 발명의 실시예에 따른 데이터 전송률을 나타낸 그래프이다.
도 7의 경우 중첩된 신호의 수에 따른 SISO(single-input single-output) 및 CDD를 이용한 협력 통신의 비트 오류 확률과 본 발명의 실시예에 따른 협력 통신의 비트 오류 확률을 비교한 것이다. 도 7에 적용된 중첩되는 신호의 수에 따른 가중치와 정규화 값은 표 2에 따랐다.
도 7에 나타난 바와 같이, 중첩되는 신호의 수가 동일할 경우 기존의 SISO에 비해 CDD 기법을 적용한 협력 통신이 더 낮은 비트 오류 확률을 보여준다. 이는 CDD 기법을 적용한 협력 통신이 SISO에 비해 BER(bit error rate) 성능이 더 좋다는 것을 의미한다.
그리고, 본 발명의 협력 통신의 경우는 도 7에서 보는 바와 같이 4개의 신호를 중첩한 CDD를 이용한 협력 통신보다 더 낮거나 유사한 비트 오류 확률을 보여주는바, 이는 CDD 기법을 적용한 협력 통신에 비해 본 발명의 BER 성능이 더 좋다는 것을 의미한다..
다시 말해, 본 발명은 기존 방식에 비해 더 좋거나 유사한 신뢰성을 보유한 통신이 가능하며, 복수의 송신단(100) 신호가 추정된 채널 상태에 따라 중첩되어 전송되므로, 전송 속도는 채널 상태에 따라 적응적으로 높아지게 된다는 것을 보여준다.
도 8는 중첩되는 신호의 수에 따른 CDD 기법을 이용한 협력 통신의 전송률과 본 발명의 전송률을 비교하여 보여주고 있다. 높은 SNR(signal to noise ratio) 값을 가짐에 따라서 4개의 신호를 중첩한 신호의 전송률과 유사하다. 따라서 제안된 방식은 SNR이 증가함에 따라 4개의 신호를 중첩한 것과 같은 전송률을 획득할 수 있으며, 추정된 채널 상태에 따라 적응적인 전송률 향상을 기대할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 송신단과 중계단의 채널 상태에 따라 중첩되는 송신 신호의 수를 적응적으로 제어함으로써, 협력 통신에서 중계단을 사용함에 따라 발생하는 필연적인 전송률 손실을 중첩 변조를 통해 극복하여 높은 데이터 전송 속도를 획득함과 동시에 비트 에러율을 감소시켜 안정적인 데이터 통신을 할 수 있다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.
100 : 송신단 110 : 송신부
120 : 수신부 130 : 제어부
140 : 중첩 신호 생성부 200 : 중계단
300 : 수신단

Claims (12)

  1. 송신단, 중계단 및 수신단을 포함하는 OFDM 협력 통신 시스템을 이용한 협력 통신 방법에 있어서,
    상기 송신단이 복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 상기 중계단으로 전송하는 단계,
    상기 중계단이 상기 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 상기 송신단이 상기 중계단으로부터 상기 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신하는 단계,
    상기 송신단이 상기 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계,
    상기 송신단이 상기 결정된 송신 신호의 개수에 따라 상기 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하는 단계, 그리고
    상기 송신단이 상기 중첩 신호를 상기 중계단을 통하여 상기 수신단으로 전송하는 단계를 포함하며,
    상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계는,
    상기 송신단이 상기 중계단으로부터 수신된 상기 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 협력 통신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 참조 신호들은,
    동일한 데이터를 가지는 2개의 신호인 협력 통신 방법.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 단계는,
    상기 참조 신호가 n비트인 경우,
    상기 0의 개수가 0보다 크거나 같고 (n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 1로 결정하고,
    상기 0의 개수가 (n/4)보다 크거나 같고 (n/2 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 2로 결정하고,
    상기 0의 개수가 (n/2)보다 크거나 같고 (3n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 3로 결정하며,
    상기 0의 개수가 (3n/4)보다 크거나 같고 (n)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 4로 결정하는 협력 통신 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 중첩신호를 생성하는 단계는,
    상기 송신단이 1개 이상의 상기 송신 신호를 QPSK 방식으로 변조한 후, 서로 다른 가중치를 부여하여 상기 중첩 신호를 생성하는 협력 통신 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 중첩 신호를 상기 수신단으로 전송하는 단계는,
    상기 송신단이 상기 중계단으로 상기 중첩 신호를 전송하는 단계,
    상기 중계단이 수신한 상기 중첩 신호를 DF(Decode and Forward) 기법을 이용하여 복조화하는 단계,
    상기 중계단이 상기 복조된 신호를 CDD(Cyclic Delay Diversity) 기법을 이용하여 시프트(shift)한 후 인코딩하는 단계, 그리고
    상기 중계단이 상기 인코딩된 신호를 상기 수신단으로 전송하는 단계를 포함하는 협력 통신 방법.
  7. 송신단, 중계단 및 수신단을 포함하는 OFDM 협력 통신 시스템에 있어서,
    상기 송신단은,
    복수의 참조 신호들을 중첩 변조하여 상기 중계단으로 전송하는 송신부,
    상기 중계단이 상기 복수의 참조 신호들에 대한 배타적 논리합 연산을 수행하면, 상기 중계단으로부터 상기 배타적 논리합 연산의 결과 값을 수신하는 수신부,
    상기 배타적 논리합 연산 결과 값을 이용하여 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 제어부, 그리고
    상기 결정된 송신 신호의 개수에 따라 상기 송신 신호를 중첩하여 중첩 신호를 생성하고, 상기 중첩 신호를 상기 중계단을 통하여 상기 수신단으로 전송하는 중첩 신호 생성부를 포함하며,
    상기 제어부는,
    상기 중계단으로부터 수신된 상기 배타적 논리합 연산 결과 값에 포함된 0의 개수에 따라 상기 중첩되는 송신 신호의 개수를 결정하는 OFDM 협력 통신 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 복수의 참조 신호들은,
    동일한 데이터를 가지는 2개의 신호인 OFDM 협력 통신 시스템.
  9. 삭제
  10. 제7항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 참조 신호가 n비트인 경우,
    상기 0의 개수가 0보다 크거나 같고 (n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 1로 결정하고,
    상기 0의 개수가 (n/4)보다 크거나 같고 (n/2 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 2로 결정하고,
    상기 0의 개수가 (n/2)보다 크거나 같고 (3n/4 - 1)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 3로 결정하며,
    상기 0의 개수가 (3n/4)보다 크거나 같고 (n)보다 작거나 같은 경우 상기 중첩되는 신호의 수를 4로 결정하는 OFDM 협력 통신 시스템.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 중첩 신호 생성부는,
    1개 이상의 상기 송신 신호를 QPSK 방식으로 변조한 후, 서로 다른 가중치를 부여하여 상기 중첩 신호를 생성하는 OFDM 협력 통신 시스템.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 중첩 신호 생성부는,
    상기 중계단으로 상기 중첩 신호를 전송하고,
    상기 중계단은,
    수신한 상기 중첩 신호를 DF(Decode and Forward) 기법을 이용하여 복조화하고, 상기 복조된 신호를 CDD(Cyclic Delay Diversity) 기법을 이용하여 시프트(shift)한 후 인코딩하며, 상기 인코딩된 신호를 상기 수신단으로 전송하는 OFDM 협력 통신 시스템.
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Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Peter Adam Hoeher et al., "Superposition Modulation: Myths and Facts," IEEE Communications Magazine, Vol. 49, No. 12, p. 110, (2011.12)* *
안영섭 외 2명, "무선 통신에서 중첩 변조를 활용한 효과적인 중계단 선택과 협력 통신 기법,"한국통신학회 2014년도 하계종합학술발표회 논문집, p. 724, (2014.06)* *

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