JP5236807B2

JP5236807B2 - 通信装置

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Publication number: JP5236807B2
Application number: JP2011518590A
Authority: JP
Inventors: 昭範中島
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-06-12
Filing date: 2010-06-11
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2030-06-11
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Description

この発明は１つ以上の送信局と１つ以上の受信局が通信チャネルを用いて通信を行う通信装置に関するものである。

送受信機が有するアンテナが双方１本以上の複数アンテナシステムで構成される通信においては、通信品質向上を目的とした送信信号処理が知られている。例えば下記特許文献１には、伝送速度向上を目的としたMIMO（ＭｕｌｔｉＩｎｐｕｔ−ＭｕｌｔｉＯｕｔｐｕｔ）−OFDM（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重方式）伝送において、通信品質向上を目的として各サブキャリア各送信アンテナにてランダムな位相回転を与える手法が開示されている。

以下、従来技術の説明を行う。従来技術では、MIMO-OFDM伝送を対象としており、各サブキャリアにおいて異なるアンテナから異なる信号を同時送信する空間多重技術を採用している。周波数選択性フェージング環境におけるMIMO-OFDM伝送では、周波数選択性が、誤り訂正復号時に周波数ダイバーシチ効果として良好な誤り率特性を与えることが知られている。従来技術では、上記性質を活用して、送信側では、異なるサブキャリアにおいて、直交行列とランダムな位相回転を異なるストリームに対し乗算した後、それらを合成した送信信号を送信している。受信側では、ランダムな位相回転量が既知であるか、またはランダムな位相回転量を推定して、信号検出を行う。上記処理にて、ランダムな位相回転を与えて送信することにより、等価的に伝搬路の周波数選択性が得られることになる。そのため、位相回転を付与しないときよりも、周波数ダイバーシチ効果の恩恵を受け特性が優れる。

特開２００６−８１１３１号公報

上記の構成では、各サブキャリア・各アンテナにおいて異なる位相回転を与えているためシステムの構成が複雑になり、より簡便かつ効率的な伝送品質改善システムが求められている。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチアンテナ伝送において簡便かつ効率的に伝送品質を向上することを目的とする。

この発明は、１または複数のキャリア上の所定数のシンボルからなるグループを複製することにより複数のグループを生成する複製手段と、上記複数のグループのそれぞれに対して異なる位相回転を与える位相回転手段と、上記位相回転を与えられた複数のグループをそれぞれ受信機に送信する複数の送信アンテナと、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、マルチアンテナ伝送において簡便かつ効率的に伝送品質を向上させることが可能になる。

図１は、実施の形態１における送信機の構成図である。図２は、実施の形態１における受信機の構成図である。図３は、実施の形態１における送信機の他の構成図である。図４は、実施の形態２における送信機の構成図である。図５は、実施の形態２における送信機の他の構成図である。図６は、実施の形態２における受信機の構成図である。図７は、実施の形態３における送信機の構成図である。図８は、実施の形態３における送信機の他の構成図である。図９は、実施の形態５における送信機の構成図である。図１０は、実施の形態５における送信機の他の構成図である。図１１は、実施の形態１におけるグループを説明する図である。図１２は、実施の形態１における他のグループを説明する図である。

実施の形態１．
本実施の形態は、同一信号を複数送信アンテナにて送信するマルチアンテナ送信ダイバーシチ伝送おいて、所定の規定に基づいてグループ毎に位相回転を行うことにより高い通信品質を得ることのできる例を説明する。図１、２及び３を元に説明を行う。ここで、OFDM変調方式を前提に説明を行うが、変調方式がOFDM変調に限定されるものではなく、シングルキャリア伝送でも適用可能である。受信アンテナ数を１本としているが、これも制限されるものではない。また、送信方式も同一信号送信による送信ダイバーシチ方式にも制限されるものではなく、空間多重伝送にも適用可能である。

この実施の形態１では、送信アンテナNt本、受信アンテナNr本を用いるマルチアンテナシステムを前提とし、構成要素数をGfサブキャリア、OFDMシンボルGtシンボルとし、上記単位で信号をグループ化しており、その一例が図１１である。この時、構成要素数を４とし、Gf=2、Gt=2としている。このグループ内では同一の位相回転を与えることになる。ここでMを任意の正の数として、M×Nt=Gf×Gtの関係を満たしている。ここではM＝１の場合を説明するが、M＝１に制限されるわけではない。送信側で施された位相回転情報を受信側においてメモリに持たず、位相回転情報を推定した上で復調する場合においては、上記の制約によって、推定する位相回転の候補数を削減する効果ももたらす。

先ず、図１に示す送信機において、誤り訂正符号化部001にて誤り訂正符号がなされた後、インターリーブ部002にてビットインターリーブが施される。続いて、マッピング部003においてシンボル変調を行い、シンボル変調された直列シンボル系列をコピー部004にて送信アンテナ本数分コピーする。次に、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）005にて直並列変換し、各サブキャリアに対して送信シンボルを割り当てた後、グループ位相回転部006にてグループ毎に位相回転を付与する。上述の通り、送信アンテナ毎にGfサブキャリア（サブキャリアGf本）を１グループとして扱っている。第fサブキャリアの送信信号Ｓ（ｆ，ｔ）に対し、第nt送信アンテナにおいては、下式に示されように位相回転

を与え、位相回転後の送信信号

を得ている。すなわち、

である。ここで、tはOFDMシンボル番号に相当する。また、

は次式となる。

ここで、

はx以下の最大整数値である。

は各アンテナに割り当てられた定数である。これは隣接するグループ間の位相回転の位相差量を決定付けるパラメータであり、取りうる値が−∞＜Ｃnt＜＋∞の実数値である。Nsは全サブキャリアの総数である。

ここでは、周波数軸方向（ｔ方向＝サブキャリア方向）または時間軸方向（ｆ方向＝シンボル方向）のいずれかに隣接する隣接グループに対し、一定の位相差を与えるという規定に基づいたグループ位相回転を実施している。ところで、複数グループに付与する位相回転量に関しては、使用帯域で少なくとも１回転するのが良い。上記の位相回転例は、使用帯域内における回転数をCntのパラメータによって決定することができる。そのため、Cnt≧Gfであれば、使用帯域内で位相回転は１回転以上となる。なお、隣接するグループの位相回転量は、全サブキャリア数と１グループ内のサブキャリア数に規定される。しかし、位相回転量の決定は上記の式に限定されるものではなく、グループ毎にランダムに位相を付与する方式や、複数グループが同一のグループ位相回転を付与する方式でも良く、特に制約はない。

位相回転を付与された送信信号に対し、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）007にて逆FFTが行われOFDM信号が生成される。次に、ガードインターバル挿入部008にてガード挿入が行われ、Ｄ／Ａ変換部、アナログ信号処理部を経て、アンテナ009にてNt本のアンテナからOFDM信号が送信される。

送信されたNt個のOFDM信号は各々マルチパス伝搬路を経由し図２に構成を示す受信機で受信される。受信アンテナ011から得られた受信信号はガードインターバル除去部12にてガード除去が行われた後、フーリエ変換部（ＦＦＴ）013にてFFTが行われる。ここで、周波数領域受信信号は下記で示される。

ここで、

は、第fサブキャリアにおける第nt送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル利得であり、

は雑音である。

は各送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル利得に位相回転

が付与された上で、合成された合成チャネル利得であり、下記で表される。

上記合成チャネル利得を合成チャネル利得推定処理部014にて推定を行った後、推定された合成チャネル利得を用いてサブキャリア毎に周波数領域等化処理部015にて等化／復調処理を行う。得られた受信シンボルは軟判定部016にて軟判定され、デインターリーブ部017でデインターリーブが施された後、誤り訂正復号部018にて誤り訂正復号が行われる。

合成後のチャネル利得は、周波数選択性を強めることができるのでより大きなダイバーシチ効果が期待できる。さらにチャネル推定においては、リファレンス信号も同様にグループ位相回転を付与して送信すれば、014のチャネル推定器では、各受信アンテナにおける合成チャネル利得を推定することができ、各送信アンテナと受信アンテナ間の全チャネル利得を推定することなく、簡易に一括して推定することができる。

図３は、構成要素を送信シンボル（Gs）としたときの送信機構成であり、図１２は、構成要素が送信シンボルの場合における信号グループ化の一例である。この場合、時間軸におけるグループ化を行っており、所定のシンボル数（図１２では４シンボル）を１グループとして区切っている。図３においては、コピー部020において送信アンテナ本数の系列にコピーした後、グループ位相回転部021にて各アンテナにてグループ位相回転が付与され、OFDM信号として送信されるものである。受信側は図２と同一の構成で受信可能である。

本実施の形態において、グループの構成要素数を多く取ることで、より簡易に送信ダイバーシチ伝送を実現することができる。一方、構成要素数をより小さく設定すれば、チャネルの変動を見かけ上大きくすることができるので、より大きな受信品質向上を享受することができる。最適な構成要素数に設定することができれば、比較的簡易でありながら大きな送信ダイバーシチ効果を得ることができる。

また、本実施の形態は、マルチアンテナシステムであるが、マルチアンテナシステムに制限されるものではなく、シングルアンテナシステムでも適用可能である。

実施の形態２．
本実施の形態２は、送信符号化を用いた伝送において、送信信号の直交性に考慮したグループ位相回転を行うことで、高品質な通信を提供できる手段である。一例として、図４及び図５は、Space frequency block coding（SFBC）の直交性を考慮したグループ位相回転を用いる送受信機の構成例であり、図６は、Space frequency block coding（SFBC）の直交性を考慮したグループ位相回転を用いる受信機の構成例である。

ここでは、SFBC符号化が対応する送信アンテナ本数以上の送信アンテナを有するマルチアンテナシステムにおけるグループ位相回転について説明する。しかし、一般的には、送信アンテナ本数から使用する送信符号化が決定される。例えば、送信アンテナが２本の場合、送信シンボル２シンボルをSFBC符号化して、各送信アンテナ（２本）に対して２サブキャリア分の符号化シンボル（２シンボル）を出力する送信アンテナ２本用SFBC符号化を行う。一方、送信アンテナ４本の場合は、３シンボルをSFBC符号化して、各送信アンテナ（４本）に４サブキャリア分の符号化シンボル（４シンボル）を出力する送信アンテナ４本用SFBC符号化を実施する。以降では、SFBC符号化により各送信アンテナに割り当てられる複数の符号化シンボルを１組とし、この１組をSFBC符号化セットと定義する。

なお、ここでは、SFBCを一例として用いたが、これに限定されるわけでなく、広く知られた送信符号化から、送信符号化と空間多重を混在させた送信方式でも良い。また、OFDM伝送を対象としているが、それに限定されない。

また、１つの送信符号化器及び対応する復号器を使用しているが、それに制限されず、複数の送信符号化器を用い、さらに送信符号の直交性を考慮した位相回転を行ってもよい。また、ここでは、受信アンテナ本数を１としているが、その限りでもない。

先ず、送信符号化の直交性について、送信アンテナ２本用のSFBC符号化を例に述べる。この場合、送信シンボル２シンボルをSFBC符号化して、各アンテナに対し、２サブキャリア分の送信符号化シンボルを割り当てることになる。第０、１番目の送信シンボルD（0）、D（1）は、下式に基づいて送信符号化され、第０、１番の送信アンテナにおける第０、１サブキャリアに割り当てられる。

ここで、S0（0）のSの添え字は送信アンテナ番号に相当し、（）内はサブキャリア番号に相当する。

上記の様に割り当てられた信号は同時送信され、送信された２つの送信信号は異なる伝搬路を経由し受信される。このときの受信信号は下式で示される。ここでは、簡単のために受信アンテナ１本を前提とし、雑音は考慮しないものとする。

ここで、R（0）は受信信号であり、（）はサブキャリア番号に相当する。H0（0）の添え字は送信アンテナ番号、（）内はサブキャリア番号に相当する。次にSFBC復号を、下式に従って実施する。

隣接するサブキャリアのチャネル利得が等しいものとすると、下式が成り立つ。

そのため、SFBC復号結果は、最大比合成され、なおかつD（0）及びD（1）が互いに干渉しない形で受信信号を得ることができる。

仮に、第０番送信アンテナにおいて、隣接するサブキャリアで異なる位相回転を与え、D（0）に対するSFBC復号を行うと、

となり、

であったとしても、

であるので、

となり、D（0）のSFBC復号結果にD（1）が残留する。これが直交性の崩れである。そのため、直交性を維持するためには、SFBC符号化セットを構成する符号化シンボル数の整数倍でサブキャリアをグループ化し、そのグループ内にて同一の位相回転を与えれば良い。上記の場合では、

を満たすように位相回転を与えればよい。なお、上記の例では位相回転の付与による効果はないが、直交性の崩れを簡単に説明するために上記例を取り上げた。

実施の形態２では、図４の通り、マッピング部031にてシンボル変調された直列シンボル系列に対し、SFBC符号化部032にて送信アンテナ本数に対応したSFBC符号化を施す。上記は、例えば送信アンテナが２本の場合、送信シンボル２シンボルをSFBC符号化して各アンテナに対して２サブキャリア分の符号化シンボル（すなわち２シンボル）を出力するケースや送信アンテナ４本の場合において３シンボルをSFBC符号化して、各アンテナに４サブキャリア分の符号化シンボル（４シンボル）を出力するケースに相当する。次に、SFBC符号化によって得られた符号化送信信号をコピー部033において複数の送信アンテナに割り当てる。そして、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）034にて直並列変換し、各サブキャリアに対する送信シンボルを割り当てた後、グループ位相回転部035にてグループ毎位相回転を与える。

ここで、SFBC符号化された符号化シンボルは、全ての送信アンテナにおいて同じサブキャリア位置へ割り当てられる。実施の形態２では、実施の形態１と同様なグループ位相回転を与えるものの、送信符号化の符号直交性を考慮し、Gfを送信符号化セットの倍数に設定すればよい。上述の通り、送信アンテナ２本の場合のSFBC符号化では、２シンボルをSFBC符号化し、２つサブキャリアへ符号化シンボル（２シンボル）を割り当てることになる。このケースにおけるグループ位相回転は、Gf=2とし、２つのサブキャリアに対し、同一の位相回転を付与することになる。これにより、SFBC符号化による符号化シンボルの信号の直交性を保証することができる。もし、２つのサブキャリアに異なる位相回転を付与すると、SFBC符号化に用いられた２シンボル間の信号の直交性が崩れ、SFBC復号時に信号が互いに干渉として残留してしまう。

各サブキャリアに割り当てられたグループ位相回転後の送信信号は036の逆フーリエ変換部（IFFT）にて時間領域送信信号に変換される。その後、037の複数の送信アンテナにて送信される。位相回転を付与された送信信号は、マルチパス伝搬路を経由し受信される。図６に示されている通り、受信アンテナ050から得られた受信信号に対してフーリエ変換部051にてFFTを行い、周波数領域受信信号に変換する。次に、これと合成チャネル利得推定処理部052にて得られた合成チャネル推定値を用いて、ＳＦＢＣ復号処理部053にてSFBC復号を行い復調している。ここで、伝送路推定に関しては、送信符号化が出力する複数系列の内、同一の送信符号化系列を送信する送信アンテナ群の合成伝送路推定を行えば、簡易に合成伝送路推定が可能である。すなわち、各送信アンテナに対し、同一のリファレンス信号を割り当てた上で、グループ位相回転を与えて送信すれば、受信側で推定処理の追加・変更することなく合成伝送路を推定することができる。

図５は、構成要素をシンボル数としたときの送信器構成である。ここでは、系列選択手段を包含している。コピー部041にて送信アンテナ本数分の系列にコピーした後、各アンテナで送信符号化セットの整数倍の単位にてグループ位相回転（グループ位相回転部０４２）を与える。例えば、送信アンテナNt=４本にて送信アンテナ４本用のSFBCを行う場合（ＳＦＢＣ符号化部０４３）、構成要素数をシンボル数Gs=４のグループ化を行えばよい。そして、選択部044において各アンテナでの送信する符号化信号系列を選択した後に、OFDM信号を送信する。なお、送信符号化系列の選択方法は任意であり、各アンテナにおいて、送信符号化セットの４セットを周期的に選択しても良い。

ここでは、送信符号化セット内にて同一の位相回転を付与しており、送信符号化による送信信号の直交性を考慮したグループ位相回転を行っているため、符号の直交性の崩れは生じず、送信符号化セット単位でのSFBC復号後の等価チャネル利得に対して周波数選択性を与えることができる。その結果、誤り訂正復号時の周波数ダイバーシチ効果が期待できる。

また、上述の通り、シングルキャリア伝送においても、グループ毎の位相回転は適用可能であり、例えば下記文献に紹介されているSC-SFBC（Single−carrier SFBC）などを用いて、直交関係の各周波数成分を周波数グループとして扱い、信号をグループ化することもできる。

Ciochina，C．； Castelain，D．； Mottier，D．； Sari，H．， “Single−Carrier Space−Frequency Block Coding：Performance Evaluation，”Vehicular Technology Conference， 2007． VTC−2007 Fall． 2007 IEEE 66th Sept． 30 2007−Oct． 3 2007 Page（s）：715−719

実施の形態３．
この実施の形態３では、実施の形態２のさらに具体的な例について述べる。送信アンテナに対応する送信符号化を行う場合、送信アンテナ本数３本以上となると、通常、フルダイバーシチを得る送信符号化では伝送速度が劣化してしまう。上記課題に対し、伝送速度劣化を抑えつつ送信符号化の直交性を保ち、全送信アンテナのダイバーシチ利得を得ることができるのが以下の実施の形態である。

具体的には、送信アンテナ２本用のSFBC送信符号化を用い、送信アンテナ３本目以降に対して、SFBC符号化出力をコピーして割り当てている。このケースでは、シンボル系列の２シンボルに対しSFBC符号化を行い、各アンテナに対し２サブキャリア分の符号化シンボル１組を出力することになる。また、SFBC符号化された符号化シンボルは、全ての送信アンテナにおいて同じサブキャリア位置へ割り当てられる．例えば、２つの送信シンボルをSFBC符号化して得られた２つの符号化シンボルからなる１組のセットは、全ての送信アンテナにおいて第０番目と第１番目のサブキャリアに割り当てられる。図７および８は、本実施の形態における送信アンテナが３本以上の場合の送信機の構成図である。しかし、送信符号化がSFBCに限定されるものでなく、伝送方式がOFDM伝送に制限されない。

本実施の形態では、マッピング部061にてマッピングされたシンボル系列は、伝送速度の劣化しない送信アンテナ２本用のSFBCをＳＦＢＣ符号化部062にて行い、SFBC符号化後のシンボル系列２系列を出力する。この２系列の内どちらかを送信アンテナ第３番目以降に割り当てるべく、コピー部063にて送信符号化系列をコピーする。次に、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）064にて各サブキャリアに送信符号化シンボルが割り当てられたのち、グループ位相回転部065にてグループ位相回転を行う。グループ位相回転の付与の仕方は実施の形態２と同様である。ここで、送信アンテナ２本用のSFBCの符号直交性を考慮するため、一例として、構成要素数をGf=２サブキャリア、Gt=Nt／2のOFDMシンボルとしている。グループ位相回転後、逆フーリエ変換部066にてOFDM変調されアンテナ067でOFDM信号が送信される。

受信側では、実施の形態２の復調処理と同一の要領で復調することになる。

次に、他の構成例を以下に示す。図８は、構成要素を送信ブロック、送信シンボルとしたときの送信器構成であり、系列選択部074を備えている。コピー部071にて送信アンテナ本数分の系列にコピーした後、グループ位相回転部072にて２シンボル単位の整数倍を構成要素とする信号のグループ化を行って、グループ位相回転を与えた後、ＳＦＢＣ符号化部073にて２送信アンテナ用の送信符号化が行われる。次に、選択部074でSFBCの２符号化系列の内どちらかを任意の規則に従って系列選択後、生成されたOFDM信号が送信される。なお、上記系列選択は送信符号化信号の直交性を考慮している。上記選択に関しても、制限されるものはなく、OFDMシンボル毎に交互に符号化信号セットを切り替えても良いし、少なくとも全送信アンテナの内、２本の送信アンテナにてSFBCの２符号化系列が送信されるようにした上で、残りの送信アンテナに関しては、ランダムに切り替えることを行っても良い。この切替操作によって各アンテナ間のチャネルを合成する際の組み合わせ数が多くなるので、切替を行わない場合に比べて、より多くの合成チャネルを得ることができる。そのため、より大きなダイバーシチ効果を得ることができる。符号間の直交性が多少崩れるケースでは、平均最小二乗誤差検出や干渉キャンセル技術を適用することで、直交性の崩れを最小限にしつつ、大きなダイバーシチ効果を得ることができる。なお、これらは、送信符号化がSFBCに限定されるものではなく、伝送方式がOFDM伝送に限定されない。

実施の形態４．
上記実施の形態１から３は固定通信でも適用可能であるが、ここでは、移動時におけるケース、または、静止と移動が混在するケース、すなわち移動速度あるいは伝搬環境状況に応じたグループ位相回転について述べる。本実施の形態では、OFDM伝送方式における上り伝送を前提として、伝搬環境に応じたグループ毎位相回転により、より適応的に品質向上が見込める。以下に、具体的な回転位相規則に関して述べる。なお、下記はOFDM伝送方式にも上りケースにも制限されるものではない。

セルラー移動体通信における徒歩や車による移動時や、列車無線等の高速移動時において、何らかの手法により移動端末にて自身の移動速度が判別できる場合、グループ位相回転の位相回転量は、下式に示される移動速度vの関数となる、

により、グループ位相回転を行う。上記により、移動局の移動速度の異なる環境にも対応して品質向上を図ることができる。下記式は、実施の形態１にて示した位相回転量に対し、更に移動速度のパラメータを追加したものである。

一般的に、時間選択性が大きい（すなわち、チャネル利得の変動が大きい）と誤り訂正復号による誤り訂正能力が大きい。静止環境においては、時間選択性が比較的小さい環境であるため、誤り訂正復号時に十分な復号効果を得ることができない。上記環境においては、

の値を大きく設定することで、時間選択性を擬似的に発生させて、時間ダイバーシチを得るようにすることができる。その結果、より大きな誤り訂正復号効果を得ることができる。

一方、比較的高速な移動環境では、時間選択性が比較的強い環境下ではあるが、位相回転量を決定する係数が大きすぎると、所定の時間間隔で配置したパイロットを用いて線形補間を行うような伝送路推定では、追従性の劣化が顕著となる。その結果、チャネル推定誤差が大きくなって伝送品質の劣化が生じる。そのため、この様な環境においては、

の値を小さく設定することで、劣化を抑えつつダイバーシチ効果を得ることができる。周波数選択性に関しても同様である。

なお、グループの構成要素である複数サブキャリアに対しては、複数グループに付与する位相回転を、使用帯域で少なくとも１回転するのがよい。この場合、隣接するグループの位相回転量は、全サブキャリア数と単位当りのサブキャリア数に規定される。しかしながら、移動速度に応じた位相回転規則は上記の限りではない。

また、何らかの手法により移動局の電波伝搬環境を把握できれば、それに応じて位相回転量規則を変化させることもできる。例えば、移動局が静止環境にある場合、基地局が最適なグループ毎位相回転量を求め、移動局に通知する。移動局はそれに従った位相回転量で送信することで、品質の向上を期待することができる。仮に、２送信アンテナを使用し、片方の送信アンテナにてグループ毎の位相回転を１回転させた場合、受信電力の最も高いグループが１つ存在し、その時の位相回転量が上記環境における最適な位相回転量に相当する。上記の例では、基地局が何らかの形で適切な位相回転量を算出し、受信側に通知することで実現できる。

実施の形態５．
本実施の形態では、アナログの遅延素子を用いた場合において、送信信号の直交性を考慮したグループ毎位相回転について述べる。なお、ここではアナログ遅延素子を用いた場合を実施例として挙げているが、それに制限される訳ではなく、ディジタル遅延素子を利用しても良い。図１０は、３送信アンテナ時のSFBC−OFDMにおいて、Gf=1、Gt=Nt（=3）のグループ位相回転を与える時の一例である。この場合、各サブキャリアでは異なる位相回転を与えていることになる。ここでは、１本の送信アンテナにおいて、アナログ遅延素子を用いて遅延付与部091により時間遅延τを与えて送信している。ここでは、簡単のために時間遅延τ（=mTs）はIFFTサンプル時間Tsの整数倍とするが、その限りではない。なお、本実施の形態の様にOFDM伝送方式や送信アンテナ本数３本であること、グループ化がGf=1、Gt=Ntであることに制限されない。また、SFBCに制限されるわけではない。

通常、グループ位相回転を付与せずに上記システムにて送信した場合、アンテナ092の送信アンテナ２本から送信された信号における第f及び第（f+1）サブキャリアの合成チャネル利得はそれぞれ下式に示される。

ここで、

及び

の関係が成り立つような、２チャネル自身が隣り合うサブキャリアで殆ど同じものと見なすことができる場合でも、遅延送信によって生じる、

の複素係数

による

分の位相差の影響により、隣り合うサブキャリアの合成チャネル利得の関係が、

となってしまう。

が成り立つならば、送信符号化による信号の直交性が保たれ、SFBC復号出力には互いの信号が干渉として残留することがない。しかしながら、上記の場合、そのままSFBCの復号処理を行うと、復号後の信号には互いに信号が干渉として残留してしまう。

そこで、グループ毎位相回転処理部にて、下式を一例とした送信信号の直交性を考慮したグループ位相回転を予め付与する。

ここで、

は下記に示される。

なお、

はm（またはm-Ns）の半分としたが、分母の値には制限はない。

上記操作により、対象サブキャリアグループにおいて、遅延送信によって生じる複素係数の位相回転が半分となり、受信側において送信信号の直交性の崩れから起因する残留干渉を低減した形で送信信号の復調が可能である。具体的には、上記操作を施すと、

の複素係数は、

であり、一方、

の複素係数は、

となる。なお、ここではfを偶数番目のサブキャリアに対応しているものとしている。隣接するサブキャリアの合成チャネルの関係は、

であるものの、

及び

における位相差が、

となり、上記の操作によれば、

が成り立つため、遅延素子導入により生じる送信符号化の直交性の崩れを低減することができる。

本実施の形態であれば、送信アンプが送信アンテナ本数に依存することなく送信ダイバーシチシステムを構築でき、なおかつ送信符号化の直交性の崩れを低減しながら、周波数ダイバーシチ効果を獲得することができる。

図１１は、構成要素を送信ブロック、送信シンボルとしたときの送信器構成である。グループ位相回転部101にて２シンボル単位の整数倍を構成要素とする信号のグループ化を行って、グループ位相回転を与えた後、ＳＦＢＣ符号化部102にて２送信アンテナ用の送信符号化が行わる。次に、選択部103でSFBCの２符号化系列の内どちらかを任意の規則に従って選択した後、OFDM信号が生成される。図２２では、一方の送信アンテナでは、遅延付与部104にて時間遅延を与えたOFDM信号も同時に送信される。

また、送信信号の直交性を考慮したサブキャリア割り当てにより、送信信号の直交性を維持することができる。例えば、上記ケースと同様な遅延送信実施の場合、遅延送信によってチャネル利得に掛かる位相回転はNs／m周期で同一となる。周波数非選択性環境や選択性が比較的緩やかな環境では、同一の位相回転となる複数サブキャリアにおいては、合成チャネル利得

が等しいものとしてみなせるため、それらの複数サブキャリアに対し送信符号化された複数シンボルをマッピングすることで、送信信号の直交性を維持することができる。

なお、本発明は、上記にて示した実施の形態にそのまま制限されるものではない。実施段階では、上記内容の予測可能な範囲内で構成要素を変形できる。また、無線通信に制限されず、光通信などの有線通信においても適用可能である。

以上のように、この発明は複数アンテナを用いて送受信を行う通信システムに対して適用可能である。

００１誤り訂正符号化部、００２インターリーブ部、００３マッピング部、００４コピー部、００５直並列変換部（Ｓ／Ｐ）、００６グループ位相回転部、００７逆フーリエ変換部、００８ガードインターバル挿入部、００９アンテナ、０１１受信アンテナ、０１２ガードインターバル除去部、０１３フーリエ変換部、０１４合成チャネル利得推定処理部、０１５周波数領域等化処理部、０１６軟判定部、０１７デインターリーブ部、０１８誤り訂正復号部、０２０コピー部、０２１グループ位相回転部、０３１マッピング部、０３２ SFBC符号化部、０３３直並列変換部（Ｓ／Ｐ）、０３４グループ位相回転部、０４１コピー部、０４２グループ位相回転部、０４３ＳＦＢＣ符号化部、０４４選択部、０５０受信アンテナ、０５１フーリエ変換部、０５２チャネル利得推定処理部、０５３ＳＦＢＣ復号処理部、０６１マッピング部、０６２ＳＦＢＣ符号化部、０６３コピー部、０６４直並列変換部（Ｓ／Ｐ）、０６５グループ位相回転部、０６６逆フーリエ変換部、０６７アンテナ、０７１コピー部後、０７２グループ位相回転部、０７３ＳＦＢＣ符号化部、０７４選択部、０８１アンテナ、０８２フーリエ変換部、０８３合成チャネル利得推定処理部、０８４ＳＦＢＣ復号処理部、０９１遅延付与部、０９２アンテナ、１０１グループ位相回転部、１０２ＳＦＢＣ符号化部、１０３選択部、１０４遅延付与部。

Claims

１または複数のキャリア上の所定数のシンボルからなる送信符号化グループを複製することにより複数の送信符号化グループを生成する複製手段と、
上記複数の送信符号化グループのそれぞれに対して異なる位相回転を与える位相回転手段と、
上記位相回転を与えられた複数の送信符号化グループから直交性を考慮して１つを選択して各々送信する複数の送信アンテナと、
を備えたことを特徴とする通信装置。
通信方式として直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式）を採用し、
上記複製手段は、送信データについて所定数のサブキャリアおよび所定数のシンボルからなる送信符号化グループを複製することにより複数の送信符号化グループを生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
上記送信符号化グループを構成するキャリア数とシンボル数の積は、送信符号化次数の整数倍である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
上記位相回転手段は、電波伝搬状況もしくは移動局の移動速度に応じて送信符号化グループ毎の位相回転決定する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。