KR101042995B1

KR101042995B1 - 다중 안테나를 이용하는 다중 부반송파 통신 시스템에서 오류를 정정하기 위한 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR101042995B1
Application number: KR1020097002060A
Authority: KR
Inventors: 이문일; 임빈철; 천진영
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2006-07-06
Filing date: 2007-07-06
Publication date: 2011-06-21
Also published as: KR20090035567A; US20140105319A1; JP2010500790A; CN101617487B; US20130034182A1; EP2044711A2; AU2007270227B2; EP3361666A1; WO2008004835A3; US20160254882A1; US8645782B2; EP2044711A4; US9106291B2; MX2009000066A; US20150304012A1; US9356677B2; JP4987077B2; WO2008004835A2; US8312335B2; EP3361666B1

Abstract

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 자동 재전송을 수행하는 오류 정정 방법 및 이를 지원하는 송수신 장치에 관한 것이다. 일 실시예에 있어서, 소정의 위상각으로 위상천이시켜 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하고, 해당 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 통해 초기 패킷을 전송한 후, 전송 오류가 발생하면 공간 다중화율이 작아지도록 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 재구성하여 재전송을 수행하거나, 수신단으로부터 피드백된 옵셋 정보 또는 임의의 옵셋 정보를 이용하여 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 변경하여 재전송을 수행한다.

Description

다중 안테나를 이용하는 다중 부반송파 통신 시스템에서 오류를 정정하기 위한 장치 및 그 방법{METHOB AND APPARATUS FOR CORRECTINC ERRORS IN A MULTIPLE SUBCARRIERS COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNAS}

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 자동 재전송을 수행하는 오류 정정 방법 및 이를 지원하는 송수신 장치에 관한 것이다.

최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 통신 시스템의 용량을 증대하는 한편 데이터의 전송 신뢰도를 높여야 한다. 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 이용 가능한 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 주어진 자원의 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보하여 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식 (OFDM;OrthogonaL Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이는 역할을 담당하고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부반송파에 싣기 위해 병렬화하는 역할을 담당하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 구체적으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환 지연 다이버시티(Cyclic DelayDiversity; CDD), 안테나 선택(Antenna Selection; AS), 안테나 호핑(Antenna Hopping; AH), 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding)등이 있다. 이하에서는 상기 나열된 기법들중 주요한 기법에 대해 좀 더 상세하게 살펴보기로 한다.

시공간 부호는 다중 안테나 환경에서 동일한 신호를 연속적으로 보내되 반복 전송시에는 다른 안테나를 통해 전송함으로써 공간 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 다음의 행렬식은 2개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 이용되는 가장 기본 적인 시공간 부호를 나타낸다.

상기 행렬식에서 행은 안테나를 나타내고 열은 타임 슬롯을 나타낸다.

순환 지연 다이버시티는 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송하는 경우 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 도 2는 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.

OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나 별로 분리 전달된 후, 채널간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환 지연되어 전송된다.

한편, 이와 같은 순환 지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환 지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나 별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ∼ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.

위상천이 다이버시티 기법에 의하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고 채널부호를 통해 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 도 4에서 보듯 위상천이 다이버시티 기법에서 큰 값의 순환 지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 개루프 시스템에서 이용된다.

또한, 작은 값의 순환 지연을 이용하는 경우 주파수 선택성의 주기가 길어지므로 폐루프 시스템에서는 이를 이용하여 채널이 가장 양호한 영역에 자원을 할당함으로써 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 도 4에서 보듯 위상천이 다이버시티 기법에서 작은 값의 순환 지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 플랫 페이딩 채널의 일정 부반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고 다른 부반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다. 이 경우 다수의 사용자를 수용하는OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 부반송파를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비를 높일 수 있게 되는 것이다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유요한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송 신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

도 5는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P₁ ∼ P_L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(X₁ ∼ X_Mt)에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일 예를 보여주고 있다.

[표 1]

한편, 무선통신 환경에서 데이터 전송의 신뢰도를 높이기 위한 방안으로는 자동 재전송 기법(Automatic Repeat reQuest; ARQ), 하이브리드 자동 재전송 기법(Hybrid ARQ;HARQ) 등을 들 수 있다. 이들 기법들을 상세히 설명하면 다음과 같다.

다중 부반송파 및 이와 유사한 형태로 운영되는 시스템에서는 시간-주파수 영역으로 정의되는 자원 블록을 정의하여 이를 하나의 단위로 사용한다. 하향 링크에서 기지국은 정해진 스케줄링 규칙에 따라 특정 단말에 1개 이상의 자원 블록을 할당하고 해당 자원 블록을 통해 데이터를 전송한다. 또한, 상향 링크에서 기지국이 정해진 스케줄링 규칙에 따라 특정 단말을 선택하고 해당 단말에 자원 블록을 할당하면, 해당 단말은 할당된 자원 블록을 통해 기지국에 데이터를 전송한다. 이때, 하향 링크 또는 상향 링크로 전송된 데이터에 프레임 유실 또는 손실이 발생한 경우 해당 오류를 정정하기 위해 상기 ARQ 및 HARQ등이 사용된다.

여기서, HARQ의 종류로는 채널 적응형(channel-adaptive) HARQ/채널 고정형(channel-non-adaptive) HARQ, 체이스 결합(Chase combining) 기법/증분 리던던시(Incremental Redundancy) 기법 등을 들 수 있다. 채널 고정형 HARQ는 재전송시 프레임의 변조나 이용하는 자원 블록의 수 등이 초기 전송시에 정해진 대로 수행되는 방식이고, 채널 적응형 HARQ는 현재 채널 상태에 따라 상기 요소들을 가변하는 방식이다. 예를 들면, 송신측에서 초기 전송시 8개의 자원 블록을 이용하여 데이터를 전송했다면 이후 재전송시에도 동일하게 8개의 자원 블록을 이용하여 재전송하는 것이 채널 고정형 HARQ이고, 초기에는 8개의 자원 블록을 이용하여 전송이 이루어 졌다고 하여도 이후에 채널 상태에 따라서 8개보다 크거나 작은 수의 자원 블록을 이용하여 재전송하는 것이 채널 적응형 HARQ이다.

또한, 재전송 시 어떤 패킷을 전송하느냐에 따라 체이스 결합(Chase conbining) 기법과 증분 리던던시(Incremental Redundancy) 기법으로 구분할 수 있 다. 체이스 결합 기법은 도 6에서 보듯 첫 번째로 전송한 패킷에 오류가 발생한 경우 두 번째 또는 세 번째 전송에 해당 패킷과 동일한 포맷의 패킷 또는 동일한 데이터 심볼들을 다른 형태로 재전송하는 것으로서, 수신측에서 패킷을 복조할 수 없는 경우 송신측에 NAK 메시지를 전송한다는 점에서 상기 ARQ와 유사하지만, 이미 수신한 패킷을 일정 시간 버퍼에 저장하고 해당 프레임이 재전송된 경우 이를 미리 수신한 프레임과 결합(combining)하여 수신 성공율을 높인다는 점에서 차이가 있다. 중분 리던던시 기법은 초기 전송시에 보낸 패킷과는 상이한 포맷의 패킷을 재전송할 수 있다는 점에서 체이스 결합 기법과 차이가 있다. 즉, 도 7에서 보듯 2번째 또는 3번째의 재전송을 수행함에 있어서 채널부호의 추가적인 패리티 부분만을 재전송하며 채널 부호화율을 낮춤으로써 패킷 오류를 정정하는 방식인 것이다.

그 외에도, 초기 데이터의 전송이 실패한 경우 이후의 재전송이 시스템에 의해 정해진 타이밍에 이루어질 것인지 여부에 따라 동기식(synchronous)HARQ과 비동기식(asynchronous)HARQ로 구분할 수 있다.

이상 설명한 다중 안테나 관련 기법 및 자동 재전송 관련 기법들은 서로 독립적으로 발전되어 왔기 때문에 양자의 결합으로 인한 시너지 효과를 얻지 못해온 것이 사실이다. 이를 해결하기 위한 방안으로 시공간 부호 기반 HARQ 가 제안된 바 있다. 시공간 부호 기반 HARQ는 다중 안테나 시스템에서 이용되는 것으로서, 도 8에서 보듯 초기 전송시에는 BLAST(Bell Labs Layered Space Time) 기법을 통해 데이터 전송량을 증가시키다가 특정 타임 슬롯의 심볼(S₁, S₂)에 에러가 발생하면 해 당 타임 슬롯의 심볼에 대하여 시공간 부호를 적용하여 재전송함으로써 전송 신뢰도를 높이는 방식이다.

그러나, 이와 같은 시공간 부호 기반 HARQ는 첫째, 채널의 변화 속도가 상대적으로 느린 플랫 페이딩 채널을 전제로 한다는 점에서 한계가 있고, 둘째, 다중 부호어(Multiple Codeword)를 사용하는 경우 여러 개의 부호어 중 일부에만 오류가 발생하더라도 전체 부호어를 재전송해야 한다는 점에서 비효율적이며, 셋째, 초기 전송을 BLAST 와 같은 공간 다중화 기법으로 수행하여야 한다는 점에서 유연성이 떨어지고, 넷째 증분 리던던시와 같은 적응형 ARQ를 적용할 수 없다는 점에서 효율적인 오류 정정이 불가능하다는 한계가 있다.

본 발명은 위와 같은 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 다중 안테나 관련 기법 및 자동 재전송 관련 기법을 결합하여 데이터 전송의 속도 및 신뢰도를 동시에 향상시킬 수 있는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법 및 이를 지원하는 송수신 장치를 제공하는 데에 그 목적이 있다.

위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법에 관한 것으로서, 소정의 위상각으로 위상천이(phase shift)시킨 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계와, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 통해 프리코딩된 각 부반송파 심볼을 패킷 단위로 수신단으로 전송하는 초기 전송 단계와, 수신단으로부터 전송 오류 신호가 수신된 경우, 공간 다중화율이 작아지도록 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계 및 상기 재구성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 통해 상기 초기 전송한 부반송파 심볼을 프리코딩한 후 패킷 단위로 수신단으로 전송하는 재전송 단계를 포함하여 이루어지며, 여기에 수신단으로부터 피드백된 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 단계가 더 포함될 수 있다.

또한, 위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법을 지원하는 송수신 장치에 관한 것으로서, 소정의 위상각으로 위상천이(phase shift)시킨 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈과, 수신단으로부터 전송 오류 신호가 수신된 경우, 공간 다중화율이 작아지도록 상기 프리코딩 행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈 및 상기 프리코딩 행렬을 통해 각 부반송파 심볼을 프리코딩하는 프리코딩 모듈;을 포함하여 이루어지며, 여기에 수신단으로부터 피드백된 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 모듈이 더 포함될 수 있다.

상기 두 가지 양태에 있어서, 프리코딩 행렬의 재구성은 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 상기 작아진 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택한 후, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 프리코딩 행렬을 재구성하는 것일 수 있다.

또한, 상기 초기 전송한 패킷 중 일부 패킷에만 오류가 발생한 경우, 상기 재전송 단계에서는 상기 오류가 발생한 일부 패킷만을 재전송하되, 재전송이 완료될 때까지 새로운 패킷의 전송은 수행되는 않을 수도 있고, 상기 오류가 발생한 일부 패킷을 재전송함과 동시에, 그 외의 패킷은 새로운 패킷을 전송할 수도 있다. 양자(□者)의 경우에 있어서 상기 오류가 발생한 패킷은 송신된 안테나 이외의 안테나를 통해 재전송되도록 할 수도 있고, 채널 상태가 양호한 안테나를 선택하여 재전송되도록 할 수도 있다.

또한, 일부 패킷에 오류가 발생한 경우 상기 방식대로 재전송을 수행하되, 패킷의 전부에 오류가 발생한 경우라면 상기 초기 패킷 전송은 각각의 안테나에 서로 다른 부반송파 심볼을 전송하고,상기 패킷 재전송은 각 안테나에 대한 부반송파 심볼이 직교성을 갖도록 전송하는 방식을 이용할 수 있다.

한편, 본 발명의 다른 일 양태는 상술한 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법에서 프리코딩 행렬 재구성 단계 대신 수신단으로부터 전송 오류 신호가 수신된 경우, 소정의 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 단계를 포함하여 이루어진다.

또한, 본 발명의 다른 일 양태는 상술한 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치에서, 상기 프리코딩 행렬 재구성 모듈 대신 소정의 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬에 반영하여 프리코딩 행렬을 변경하는 옵셋 적용 모듈을 포함하여 이루어진다.

여기서, 상기 옵셋 정보는 부반송파 인덱스 옵셋 정보이거나 위상값 옵셋 정보일 수 있으며, 두 가지를 동시에 적용할 수도 있다. 또한, 상기 옵셋 정보는 모든 부반송파에 적용되는 부반송파 인덱스 옵셋 정보이며, 상기 부반송파 옵셋 정보는 고정값일 수도 있다.

도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도.

도 2는 종래의 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.

도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.

도 4는 종래의 위상천이 다이버시티 기법의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것.

도 5는 종래의 프리코딩 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도.

도 6은 HARQ 중 체이스 결합 기법의 개념을 도시한 것.

도 7은 HARQ 중 증분 리던던시 기법의 개념을 도시한 것.

도 8은 시공간 부호 기반 HARQ 기법의 개념을 도시한 것.

도 9는 4개의 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 시스템에서 종래의 위상천이 다이버시티 기법이 수행되는 과정을 도시한 것.

도 10은 상기 도 9의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법이 수행되는 과정을 도시한 것.

도 11은 상기 도 10의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법에 이용되는 프리코딩 행렬.

도 12는 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 모든 패킷에서 오류가 발생한 경우에 사용되는 초기 전송 및 재전송시의 프리코딩 행렬.

도 13은 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 일부 패킷에서 오류가 발생한 경우를 위한 위상천이 다이버시티 재전송 방법의 일 실시예에 사용되는 프리코딩 행렬.

도 14는 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 일부 패킷에서 오류가 발생한 경우를 위한 위상천이 다이버시티 재전송 방법의 다른 일 실시예에 사용되는 프리코딩 행렬.

도 15는 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 일부 패킷에 오류가 발생한 경우를 위한 하이브리드 재전송 방법의 일 실시예에 사용되는 프리코딩 행렬.

도 16은 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 일부 패킷에 오류가 발생한 경우를 위한 안테나 호핑 재전송 방법의 일 실시예에 사용되는 프리코딩 행렬.

도 17은 MCW 구조에서 동시에 전송된 다수의 패킷 중 일부 패킷에서 오류가 발생한 경우를 위한 위상천이 다이버시티 재전송 방법의 다른 일 실시예에 사용되는 프리코딩 행렬.

도 18은 본 발명의 다중 안테나 시스템 기반 하이브리드 자동 재전송 방법을 지원하는 송수신 장치의 블록 구성도.

도 19는 도 18의 무선통신부를 구성하는 SCW OFDM송신부의 블록 구성도.

도 20은 도 18의 무선통신부를 구성하는 MCW OFDM 송신부의 블록 구성도.

도 21a 및 도 21b는 본 발명에 의해 부반송파 인덱스 옵셋이 피드백되는 위 상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

도 22a 및 도 22b는 본 발명에 의해 위상값 옵셋이 피드백되는 위상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

도 23a 및 도 23b는 본 발명에 의해 부반송파 인덱스 옵셋 및 위상간 옵셋이 피드백되는 위상천이 기반 프리코딩 기법의 개념을 도시한 것.

Best Mode for Carrying Out the Invention

이하, 본 발명의 명세서에 포함된 도면을 참고로 하여 바람직한 실시예를 상세하게 설명하기로 한다.

본 발명은 특히, 플랫 페이딩 채널 외에 채널의 변화가 심한 주파수 선택성 채널에도 대응할 수 있고, 단일 부호어(Single Codeword) 및 다중 부호어(Multi Codeword)구조 모두에 적용할 수 있으며, 적응형 ARQ를 적용할 수 있는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법 및 이를 지원하는 송수신 장치에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은 공간 다중화율 및 각종 옵셋 정보에 따라 프리코딩 행렬을 용이하게 재구성 내지 변경할 수 있는 위상천이 기반 프리코딩 기법을 이용하되, 수신단으로부터 전송 오류로 인한 NAK신호가 도달한 경우 공간 다중화율이 낮아지도록 프리코딩 행렬을 재구성한 후 재전송을 수행하는 제 1 방식과, 수신단으로부터 피드백된 소정의 옵셋 정보를 이용하여 프리코딩 행렬을 변경한 후 재전송을 수행하는 제 2 방식을 제안한다.

≪제 1 방식≫

전술한 바와 같이 순환지연 다이버시티 또는 위상천이 다이버시티는 순환지 연의 값에 따라 개루프 및 폐루프 시스템 모두에 동시에 적용할 수 있고 구현이 간단하다는 장점이 있으나, 공간 다중화율이 1이므로 데이터 전송률이 낮아지는 문제가 있다. 또한, 코드북 기반의 프리코딩은 인덱스의 피드백으로 효과적인 데이터 전송이 가능하다는 장점이 있으나, 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고, 송수신단 양측에 코드북이 구비되어야 하므로 메모리의 사용량이 증가하는 문제가 있다. 따라서, 본 발명은 위상천이 다이버시티와 프리코딩의 장점을 동시에 구비하면서 상황에 따라 프리코딩 행렬을 용이하게 변경할 수 있는 위상천이 기반 프리코딩 방법 및 여기에 자동 재전송 기법을 접목시킨 오류 정정 방법을 제안한다.

이하에서는 본 발명이 제안하는 위상천이 기반 프리코딩 기법 및 이를 이용한 제 1 방식의 자동 재전송 기법을 소개하고, 이어서 제 1 방식의 자동 재전송 기법을 지원하는 송수신 장치를 설명한다.

위상천이 기반 프리코딩 기법

본 발명이 제안하는 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)을 일반화하여 표현하면 다음과 같다.

[수학식 1]

여기서,

(i = ,...,N_t, j = 1,...,R)는 부반송파 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타내고, N_t는 송신 안테나 또는 가상 안테나(공간 다중화율과 같은 값 N_t=R)의 개수, R은 공간 다중화율을 각각 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM심볼 및 해당 부반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다.

한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬(P)은 다중 안테나 시스템에서의 채널 용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬 구성을 위한 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 시스템의 채널용량을 수학식으로 나타내면 다음과 같다.

[수학식 2]

여기서, H는 우N_rN_t크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N_r은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)을 적용하면 다음과 같다.

[수학식 3]

수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP^H가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 단위행렬이 되어야 한다.

[수학식 4]

위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 여기서, 전력 제약은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직교 제약은 행렬의 각 열(column)사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

[수학식 5]

[수학식 6]

다음으로, 하나의 실시예로서 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식을 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 수학식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 2개의 송신 안테나를 가지고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타내고 있다.

[수학식 7]

여기서, α _i, β _i(i=1,2)는 실수값을 가지고, θ_i(i=1,2,3,4)는 위상값을 나타내며, k는 OFDM신호의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.

[수학식 8]

[수학식 9]

여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2x2위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 실시예는 다음과 같다.

[수학식 10]

여기서, θ₂ 와 θ₃는 직교제약에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.

[수학식 11]

한편, 프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ₂값을 통해 생성된 다양한 프리코딩 행렬을 포함하여 구성될 수 있다. 또한, θ₂값은 채널 상황과 피드백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ ₂를 주로 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ ₂를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

한편, 상기 수학식 7과 같은 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 생성되더라도 채널 상황에 따라서 실제로 안테나 수에 비해 공간 다중화율이 작게 설정되어야 하 는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 경우에는 상기 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬 중 현재의 공간 다중화율(작아진 공간 다중화율)에 상응하는 개수의 특정 열(column)을 선택하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 새롭게 재구성할 수도 ,있다. 즉, 공간 다중화율이 달라질 때마다 해당 시스템에 적용되는 새로운 프리코딩 행렬를 생성하는 것이 아니라, 최초 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 그대로 활용하되 해당 프리코딩 행렬의 특정 열을 선택하여 프리코딩 행렬을 재구성한다.

이에 대한 일 예로, 상기 수학식 10의 프리코딩 행렬은 2개의 송신 안테나를 가지는 다중 안테나 시스템에서 공간 다중화율이 2인 경우를 상정하고 있으나, 어떠한 이유로 공간 다중화율이 1로 낮아지는 경우가 발생할 수 있다. 이 경우, 상기 수학식 10의 행렬 중 특정 열을 선택하여 프리코딩을 순행할 수 있는데,두 번째 열을 선택한 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 다음의 수학식 12와 같고, 이는 종래에 있어서 2개의 송신 안테나의 순환지연 다이버시티 기법과 동일한 형태가 된다.

[수학식 12]

여기서는 2개의 송신 안테나를 가지는 시스템을 일 예로 들었으나, 4개의 송신 안테나를 가지는 시스템에도 확장하여 적용될 수 있다. 즉,송신 안테나가 4개인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 생성한 후 변화하는 공간 다중화율에 따라 특정 열을 선택하여 프리코딩을 수행할 수 있다. 이에 대한 일 예로, 도 9는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 종래의 공간 다중화 기법(Spatial Multiplexing)과 순환 지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity)가 적용된 경우를 도시한 것이고, 도 10은 상기와 같은 다중 안테나 시스템에 수학식 10의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 적용한 경우를 도시한 것이다.

도 9에 의하면 제1 안테나 및 제3 안테나에는 제1 시퀀스(

) 및 제 2 시퀀스(

가 전달되고, 제2 안테나 및 제4 안테나에는 소정 크기로 위상천이된 제1 시퀀스(

) 및 제2 시퀀스(

)가 전달된다. 따라서, 전체적으로는 공간 다중화율이 2가 됨을 알 수 있다.

이에 비해, 도 10에서 제1 안테나에는

가 전달되고, 제2 안테나에는

가 전달되며, 제3 안테나에는

가 전달되고, 제4 안테나에는

가 전달된다. 따라서, 상기 도 9의 시스템에 비해 프리코딩 기법의 장점을 가지면서도 단일한 프리코딩 행렬을 이용하여 4개의 안테나에 대해 순환지연(또는 위상천이)을 수행할 수 있으므로 순환지연 다이버시티 기법에 의한 장점까지 가질 수 있다.

이상에서 살펴본 2개 안테나 시스템 및 4개 안테나 시스템에 대한 공간 다중화율별 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 정리하면 다음과 같다.

[표 2]

여기서, θ_i(i= 1,2,3)는 순환지연 값에 따른 위상각이고, K는 OFBM의 부반송파 인덱스이다. 상기 표 2에서 상기 4가지 경우의 프리코딩 행렬 각각은 도 11에서 볼 수 있듯이 4개의 송신 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 대한 프리코딩 행렬의 특정 부분을 취하여 얻을 수 있다. 따라서, 상기 4가지의 경우에 대한 각각의 프리코딩 행렬을 코드북에 별도로 구비할 필요가 없으므로 송신단 및 수신단의 메모리 용량을 절약할 수 있다. 상술한 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 동일한 원리에 의해 안테나 수가 M(M은 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 N(N은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여도 확장될 수 있다.

이상에서는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 구성되는 과정을 설명하였으나, 위상천이 기반의 프리코딩은 안테나 수가 N_t(N_t는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 13과 같은 방법으로 일반화될 수 있다. 이하, 일반화된 위상천이 기반 프리코딩을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부른다.

[수학식 13]

여기서,

는 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,

는

를 만족하는 단위 행렬(제2행렬)로서 위상천이 행렬(제1행렬)을 단위행렬(unitary matrix)화하기 위해 사용된다. 수학식 13에서 위상각 θ_i(t), i=1,...,Nt 은 지연 값 τ_i(t), i=1,...,N_t에 따라 아래의 수학식 14과 같이 얻을 수 있다.

[수학식 14]

여기서,N_fft는 OFDM신호의 부반송파 개수를 나타낸다.

2개의 전송 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 경우의 GPSD 행렬 생성식의 일 예는 다음과 같다.

[수학식 15]

수학식 15에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로 α간에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일 예로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.

제2행렬의 일 예로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 특히 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬코드(Walsh code)가 사용되는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P) 생성식을 살펴보면 다음과 같다.

[수학식 16]

수학식 16은 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 제2행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다.

다음의 수학식 17은 송신 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 제2행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.

[수학식 17]

또한, 아래의 표 3은 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 제2행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주고 있다.

[수학식 18]

이때, 수학식 18에서는 다중화율에 따라 제2행렬의 1번째 열, 1∼2번째 열, 1∼4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 두 개의 열이 선택될 수 있다.

한편, 상기 제2행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수도 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위 행렬(후반부 행렬)을 선택한 후 상기 수학식 13을 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.

또한, 상기 제2행렬은 동일한 타임 슬롯에 전송되는 캐리어(들)이 주파수 대역별로 서로 다른 프리코딩 행렬을 가지도록 주기적으로 변경될 수 있다.

한편, 위상천이 기반의 프리코딩을 위한 순환지연값은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.

이상에서 설명된 위상천이 기반의 프리코딩의 확장된 형태로 아래의 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 19]

위의 수학식 19에서 D₁은 채널을 변화시키기 위한 용도로 사용되며 D₂는 각 스트림간의 채널을 평준화 하기 위하여 사용된다. 또한,

행렬과 U_RxR은 단위행렬 (unitary)을 나타낸다.

이제, 상술한 위상천이 기반 프리코딩 방법을 이용하여 오류 정정을 위한 자동 재전송을 수행하는 과정을 살펴보기로 한다. 여기서는 특히 상기 표 2에서 송신 안테나가 2개이고 공간 다중화율이 2인 프리코딩 행렬을 이용하여 초기 전송을 수행하되 다중 부호어(multiple codeword; MCW)구조로 전송을 수행한다고 가정한다. 다만, 이에 한정하는 것은 아니며 전술한 바와 같이 안테나 수가 M(M은 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 N(N은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대한 프리코딩 행렬을 이용할 수도 있고, 단일 부호어(single codeword; SCW)구조를 이용할 수도 있다.

다중 부호어 구조에서는 공간 다중화를 통해 다수의 패킷이 동시에 전송될 수 있으며, i(i는 2 이상의 자연수)개의 패킷을 전송하였으나 모든 패킷에서 오류가 발생한 경우와, i개의 패킷을 전송하였으나 j(j는 i보다 작은 1 이상의 자연수)개의 패킷에만 오류가 발생한 경우로 구분해 볼 수 있다. 우선, 전자(前者)의 경우에 대해 설명한다.

도 12와 같이, 초기 전송시에는 공간 다중화율이 2인 프리코딩 행렬을 이용하고,수신단으로부터 전송 패킷 오류로 인한 NAK신호가 도착하면 초기 전송시의 프리코딩 행렬에서 제1열 또는 제2열을 선택하여 공간 다중화율이 1이 되도록 프리코딩 행렬을 재구성한 후 자동 재전송을 수행한다. 공간 다중화율이 낮아지면 전송 전력을 높일 수 있으므로 전송 신뢰도를 향상시킬 수 있다. 이때, 재전송시에 사용하는 송신 안테나는 수신단으로부터 전송된 채널 품질 정보를 참고하여 채널 상태가 양호한 것으로 선택될 수 있다.

다음으로, 후자(後者)와 같이 전송된 패킷 중 일부 패킷에만 오류가 발생한 경우에는 다시 2가지의 재전송 방법을 생각해 볼 수 있다. 첫째는, 오류가 발생한 패킷만을 재전송하면서 정상 패킷에 대한 공간 자원은 재전송 수행시 사용하지 않는 것으로서 이를 blanking 방식이라 명하기로 한다. 이에 의하면 오류가 발생한 j개의 패킷이 자동 재전소에 의해 복구될 때까지 새로운 패킷을 전송하지 않게 된다. 둘째는, j개의 패킷을 재전송함과 동시에 나머지 패킷들에 대한 공간 자원을 통해 새로운 패킷을 전송하는 것으로서 이를 non-blanking방식이라 명하기로 한다.

- blanking 방식에서 다중 안테나기반의 자동 재전송방법

1. 안테나 호핑 재전송 방법

초기 전송에 사용된 송신 안테나 이외의 다른 안테나를 선택하여 재전송을 수행한다.

2. 안테나 선택 재전송 방법

수신단으로부터 피드백된 송신 안테나 관련 정보를 통해 재전송할 송신 안테나를 선택하거나, 송신단에서 직접 수신단의 채널을 추정하여 송신 안테나를 임의로 선택하여 재전송을 수행한다.

3. 위상천이 다이버시티 재전송 방법

초기 전송시에는 공간 다중화 기법 또는 위상천이 다이버시티 기법을 이용하 고, 재전송시에는 오류가 발생한 패킷의 개수에 상응하는 공간 다중화율의 위상천이 기반 프리코딩 방법을 이용한다.

즉, 도 13에서 보듯 초기 전송시에는 공간 다중화율을 2로 하는 공간 다중화 기법을 이용하고, 전송 패킷에 오류가 발생한 경우 2개 송신 안테나 시스템의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 첫째 열 또는 둘째 열을 선택하여 공간 다중화율이 1인 프리코딩 행렬을 재구성하고 이를 통해 재전송을 수행한다. 또한, 도 14에서 보듯 초기 전송시에는 공간 다중화율을 2로 하는 위상천이 다이버시티 기법을 이용하고, 전송 패킷에 오류가 발생한 경우 2개 송신 안테나 시스템의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 첫째 열 또는 둘째 열을 선택하여 공간 다중화율이 1인 프리코딩 행렬을 재구성하고 이를 통해 재전송을 수행하거나, 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하되 송신 안테나를 바꾸어 재전송을 수행한다.

4. 하이브리드 재전송 기법

j개의 패킷에 오류가 발생한 경우에는 상기 안테나 호핑 재전송 방법 또는 위상천이 다이버시티 재전송 방법을 사용하고, 모든 패킷에 오류가 발생한 경우에는 상기 도 8의 시공간 부호 기반의 HARQ를 사용한다. 도 15는 일부 패킷에 오류가 발생한 경우 상기 위상천이 다이버시티 재전송 방법을 사용하고, 모든 패킷에 오류가 발생한 경우 시공간 부호 기반의 HARQ를 사용하는 과정을 도시하고 있다.

- non-blanking방식에서 다중 안테나 기반의 자동 재전송 방법

1. 안테나 호핑 재전송 방법

초기 전송에 사용된 송신 안테나 이외의 다른 안테나를 선택하여 재전송을 수행한다. 도 16은 위상천이 다이버시티 기법을 통해 패킷을 전송하는 경우 재전송시 안테나가 호핑되는 과정을 도시하고 있다.

2. 위상천이 다이버시티 재전송 방법

초기 전송시에는 공간 다중화 기법 또는 위상천이 다이버시티 기법을 이용하고, 재전송시에는 위상천이 기반 프리코딩 방법을 이용하되 프리코딩 행렬의 각 열의 위치를 변경한다. 도 17은 위상천이 다이버시티 기법을 통해 패킷을 전송하는 경우 재전송시 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 각 열이 교환되는 과정을 도시하고 있다.

3. 하이브리드 재전송 기법

j개의 패킷에 오류가 발생한 경우에는 상기 non-blanking 방식에서의 안테나 호핑 재전송 방법 또는 위상천이 다이버시티 재전송 방법을 사용하고, 모든 패킷에 오류가 발생한 경우에는 도 8의 시공간 부호 기반의 HARQ를 사용한다.

이상의 설명에서 사용되는 자동 재전송 기법으로는 채널 적응형(channel-adaptive)HARQ/채널 고정형(channel-non-adaptivc)HARQ, 체이스 결합(Chase combining) 기법/증분 리던던시(Incremental Redundancy) 기법, 동기식(synchronous) HARQ/비동기식(asynchronous)HARQ 중 적어도 어느 하나일 수 있다.

제 1 방식을 지원하는 송수신 장치

도 18은 제 1 방식을 지원하는 송수신 장치의 내부 구성을 블록으로 도시한 것이다. 송수신 장치는 원하는 기능을 선택하거나 정보를 입력받기 위한 입력부(1801)와, 송수신 장치를 운용하기 위한 다양한 정보를 보여주기 위한 표시부 (1803)와, 송수신 장치가 동작하는 데에 필요한 각종 프로그램 및 수신측에 전송할 데이터를 저장하는 메모리부(1805)와, 외부 신호를 수신하고 수신측에 데이터를 전송하기 위한 무선통신부(1807)와, 디지털 음성신호를 아날로그 음성신호로 변환하고 증폭하여 스피커(SP)로 출력하거나 마이크(MIC)로부터의 음성신호를 증폭하고 디지털신호로 변환하는 음성처리부(1809)와, 송수신 장치의 전체 구동을 제어하기 위한 제어부(1811)를 포함하여 이루어질 수 있다.

여기서, 무선통신부(1807)의 구성을 좀더 상세하게 살펴보면 다음과 같다. 참고로, 도 19는 무선통신부(1807)에 포함된 SCW(Single CodeWord) OFDM송신부의 구성을 블록으로 도시한 것이고,도 20은 MCW(Multi CodeWord) OFDM송신부의 구성을 도시한 것이다. 또한, 상기 각 송신부에 대응하는 수신부는 해당 송신부의 각 구성이 수행하는 역할을 역으로 수행하는 구성들로 이루어지므로 여기서는 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

우선 SCW OFDM 송신부에 있어서, 채널 인코더(1910)는 전송 데이터가 채널에서 왜곡되는 것을 막기 위해 잉여 비트(redundancy bits)를 추가하며, 터보 코드 또는 LDPC 코드 등의 암호화 코드를 이용하여 채널 인코딩을 수행한다. 이어서, 인터리버(1920)는 데이터 전송 과정에 있어서 순간잡음에 의한 손실을 최소화하기 위해 코드비트 파싱을 통한 인터리빙을 수행하고, 맵퍼(1930)는 상기 인터리빙된 데이터 비트를 OFDM 심볼로 변환한다. 이와 같은 심볼 맵핑(symbol mapping)은 QPSK등과 같은 위상 변조 기법 또는 16QAM, 8QAM, 4QAM등의 진폭 변조 기법을 통해 수행될 수 있다. 이후, 상기 OFDM 심볼은 본 발명에 의한 프리코더(1940)를 거친후 부채널 변조기(subchannel modulator)(도면에 미도시) 및 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(1950)를 거쳐 시간 영역의 반송파에 실리게 되고, 필터(도면에 미도시)와 아날로그 변환기(1960) 거쳐 무선 채널로 전송된다. 한편, MCW OFDM 송신기에서는 OFDM 심볼이 각 채널별로 병렬화된 상태에서 채널 인코더(2010) 및 인터리버(2020)를 거친다는 점만이 상이할 뿐 나머지 구성(2030∼2060)은 동일하다.

프리코딩 행렬 결정 모듈(1941, 2041)은 첫 번째 인덱스의 부반송파를 위한 제1 프리코딩 행렬을 결정하고, 상기 제1 프리코딩 행렬을 위상천이(Phase Shift)시켜 나머지 부반송파를 위한 프리코딩 행렬들을 결정한다. 본 발명에서는 (송신 안테나 개수) x (공간 다중화율)크기의 단위 행렬(Unitary Matrix)을 이용하여 프리코딩을 수행하는데, 상기 단위 행렬은 각 부반송파의 인덱스별로 구비되며, 첫 번째 인덱스에 대한 단위 행렬을 위상천이 하여 나머지 인덱스의 단위 행렬을 구한다 이를 좀더 상세하게 살펴보면 다음과 같다.

즉, 프리코딩 행렬 결정 모듈(1941, 2041)은 메모리(도면에 미도시)에 미리 저장된 코드북(codebook)에서 임의의 프리코딩 행렬을 선택하고 이를 1번 인덱스의 부반송파에 대한 프리코딩 행렬(제1 프리코딩 행렬)로 결정한다. 여기서, 제1 프리코딩 행렬은 상기 코드북으로부터 임의로 선택되는 것 외에도 미리 정해진 소정의 정책, 채널 상황 등에 따라 선택될 수도 있다.

이어서, 2번 인덱스의 부반송파에 대한 제2 프리코딩 행렬은 상기 제1 프리코딩 행렬에 소정 크기의 위상천이(phase shift)를 가하여 생성된다. 이때, 천이되는 위상의 크기는 현재의 채널 상황 및/또는 수신단으로부터의 피드백 정보의 유무 에 따라 다양하게 설정될 수 있다. 3번째 인덱스의 부반송파에 대한 제3 프리코딩 행렬은 상기 제2 프리코딩 행렬에 재차 위상천이를 수행하여 얻어진다. 즉, 상기 제2 프리코딩 행렬의 생성 과정은 제3 프리코딩 행렬 내지 마지막 순번의 프리코딩 행렬의 생성 과정에서 반복되어 수행된다.

프리코딩 행렬 재구성 모듈(1942, 2042)은 상기 프리코딩 행렬 결정 모듈(1941, 2041)에서 생성된 각 프리코딩 행렬로부터 메모리에 미리 설정되거나 제어부(1811)에 의해 통보된 정보에 따라 프리코딩 행렬을 재구성한다. 여기서, 프리코딩 행렬의 재구성은 송수신 장치가 지원하는 재전송 기법의 종류에 따라 상이하게 진행될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬의 특정 열(column)을 선택하여 공간 다중화율을 낮추거나, 프리코딩 행렬의 각 행 또는 열의 위치를 교환하는 방식으로 수행될 수 있다.

프리코딩 모듈(1943, 2043)은 상기 재구성된 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM시퀀스를 대입하여 프리코딩을 수행한다.

그 외에, 송수신 장치가 blanking 방식에서 안테나 호핑 재전송 방법, 안테나 선택 재전송 방법, 위상천이 다이버시티 재전송 방법, 하이브리드 재전송 방법 중 어느 하나를 지원하거나, non-blanking방식에서 안테나 호핑 재전송 방법, 위상천이 다이버시티 재전송 방법, 하이브리드 재전송 방법 중 어느 하나를 지원하는 경우라면 해당 방법을 구현하기 위해, 공간 다중화를 수행하는 모듈(도면에 미도시), 위상천이 다이버시티를 수행하는 모듈(도면에 미도시), 시공간 부호를 수행하는 모듈(도면에 미도시)중 어느 하나 이상을 더 포함할 수 있다.

제어부(1811)는 송수신 장치가 지원하는 재전송 방법에 따라 프리코딩 행렬을 변경 또는 재구성하기 위한 각종 정보를 프리코딩 행렬 재구성 모듈(1942, 2042)에 통보하거나, 메모리에 저장된 공간 다중화율 정보를 갱신하여 프리코딩 행렬 재구성 모듈(1942,2042)이 이를 참고하여 동작하도록 한다.

≪제 2 방식≫

상술한 제 1 방식에서 공간 다중화율이 낮아지도록 재구성되기 전의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 수신단으로부터 피드백되거나 송신단에서 임의로 설정된 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보가 적용되도록 해당 프리코딩 행렬을 변경함으로써 재전송에 최적화된 프리코딩 행렬을 얻을 수 있다. 이하에서는 상기 표 2에서 4개 안테나를 사용하고 공간 다중화율이 2인 시스템이 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 위상값 옵셋 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋을 적용하여 프리코딩 행렬을 변경하는 과정을 실시예 별로 살펴보기로 한다. 이 경우에도, 본 발명의 개선된 위상천이 기반 프리코딩 기법은 아래의 실시예들에 한정하여 해석할 것은 아니며 안테나 수가 M(M은 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 N(N은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 동일한 방식으로 적용될 수 있음은 본 발명이 속한 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.

＜제 1 피드백 실시예＞

본 실시예는 도 21a와 같이 수신단으로부터 부반송파 인덱스 옵셋(N_offset)을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적응하는 경우이다.

도 21b에서 보듯, 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 비해 상대적으로 열악한 상태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악한 후 적절한 옵셋(N_offset)을 산정하여 송신단으로 피드백하고, 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋(N_offset)을 적용하여 해당 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 인덱스 옵셋(N_offset)이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 20]

위의 수학식 19를 일반화된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 21과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 21]

또한, 확장된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 22와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 22]

＜제 2 피드백 실시예＞

본 실시예는 도 22a와 같이 수신단으로부터 적절한 위상값(θ)을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이인 위상값 옵셋(θ _offset)을 피드백 받아 위상천이 기만 프리코텅 행렬에 적용하는 경우이다. 또한, 상기 위상값 옵셋(θ _offset)은 재전송 횟수에 따라서 미리 정해놓은 값을 사용할 수도 있다.

도 22b에서 보듯, 위상이 θ ₀인 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 비해 상대적으로 열악한 상 태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악하여 최적의 위상값(θ)을 산정하고, 이를 미리 피드백한 위상값(θ ₀)과 비교하여 그 차이값인 옵셋(N_offset)을 송신단으로 피드백한다. 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋(θ _offset)을 적용하여 해당 부반송파가 이전에 비해 상대적으로 양호한 상태의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 옵셋(θ _offset)이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 23]

한편, 수신단에서 해당 부반송파에 할당된 채널의 상태를 파악하여 최적의 위상값(θ)을 산정하고 이값을 직접 송신단에 피드백하면,송신단에서는 상기 피드백된 위상값을 기반으로 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 새로 생성하는 방식으로 구현할 수도 있다.

위의 수학식 23을 일반화된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 24와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 24]

또한, 확장된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 25와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 25]

위의 수학식 24, 25의 옵셋(θ _offset)은 수신기로부터 피드백 받을 수도 있으며, 미리 정해놓은 값을 재전송 횟수에 따라서 적용하여 사용 할 수 있다.

＜제 3 피드백 실시예＞

본 실시예는 도 23a와 같이 수신단으로부터 적절한 위상값(θ) 및 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)을 피드백 받거나, 이전에 피드백한 위상값과 최적화된 위상값과의 차이인 위상값 옵셋(θ _offset)및 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)을 피드백 받아 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 적용하는 경우이다.

도 23b에서 보듯, 위상이 θ ₀ 인 인덱스 k의 부반송파에 최초로 할당된 채널 영역(실선의 사인파에 대해 할당된 영역)은 타 영역에 이해 상대적으로 열악한 상태임을 알 수 있다. 따라서, 수신단에서는 해당 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악하여 최적의 상태로 되기 위한 위상값(θ) 및 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)을 산정하고, 상기 위상값(θ)과 미리 피드백한 위상값(θ ₀)과의 차이값인 옵셋(θ _offset)과 상기 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)을 송신단으로 피드백한다. 이를 수신한 송신단은 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋들(θ _offset, N _offset) 을 추가하여 해당 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 상기 피드백된 옵셋들(θ _offset, N _offset)이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 26]

위의 수학식 26dmf일반화된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 27과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 27]

또한, 확장된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 28과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 28]

＜제 4 피드백 실시예＞

본 실시예는 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 부반송파 인덱스를 수신단으로부터 피드백 받은 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)으로 고정하여 사용하는 경우이다.

수신단에서는 임의의 부반송파 또는 소정의 부반송파에 할당된 자원의 채널 상태를 파악한 후 적절한 옵셋(N _offset)을 산정하여 송신단으로 피드백하고, 이를 수신한 송신단은 부반송파의 종류(또는 부반송파의 인덱스)에 상관없이 모드 부반송파에 대한 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 상기 피드백된 옵셋(N _offset)을 적 용하여 모든 부반송파가 최적의 채널 영역(점선의 사인파에 대해 할당된 영역)으로 이동하도록 한다. 즉, 이 경우에는 채널 크기가 가장 큰 주파수 영역이 모든 부반송파에 대하여 동일하게 적용되므로 시스템의 성능이 더욱 개선될 수 있다. 상기 피드백된 인덱스 옵셋(N _offset)이 적용된 위상천이 기반 프리코딩 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 29]

여기서, 부반송파 인덱스 옵셋(N _offset)은 고정값이며 수신단에서 채널 크기를 가장 크게 만들어 주는 정보가 된다.

위의 수학식 29를 일반화된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 30와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 30]

또한, 확장된 위상천이 다이버시티 기법에 적용하면 아래의 수학식 31와 같 이 표현할 수 있다.

[수학식 31]

본 발명의 제 2 방식은 전송 패킷에 오류가 발생하여 수신단으로부터 NAK신호가 도착한 경우, 수신단으로부터 피드백된 각종 옵셋 정보를 이용하여 기존의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 상기 제 1 내지 제 4 피드백 실시예의 행렬 중 어느 하나로 변경한 후, 변경된 프리코딩 행렬을 이용하여 패킷 재전송을 수행하는 것을 내용으로 한다. 이하에서는 제 2 방식을 지원하는 송수신 장치의 주요 구성을 설명하기로 한다.

제 2 방식을 지원하는 송수신 장치

이 경우, 송수신 장치의 입력부, 표시부, 메모리부, 무선통신부, 스피커(SP), 마이크(MIC), 음성처리부, 제어부 및 무선통신부에 포함된 채널 인코더, 인터리버, 맵퍼, 프리코더, 부채널 변조기, 고속 역퓨리에 변환기(IFFT), 필터, 아날로그 변환기와, 프리코더에 포함된 프리코딩 행렬 결정 모듈 및 프리코딩 모듈은 제 1 방식을 지원하는 상기 송수신 장치의 그것들과 동일하다. 따라서, 여기서는 프리코더에 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 대신하여 구비되는 옵셋 적용 모듈(도면에 미도시)에 대해서만 설명하기로 한다.

옵셋 적용 모들은 본 발명의 송수신 장치가 폐루프 시스템에서 동작하는 경우 수신단으로부터 피드백된 위상간 옵셋 정보 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬 재구성 모듈에 의해 재구성된 프리코딩 행렬에 적용하여 상기 제 1 내지 제 4 피드백 실시예의 행렬 중 어느 하나로 최종 완성한다. 만약, 본 발명의 송수신 장치가 개루프 시스템에서 동작하는 경우라면 송신단에서 임의로 주어지는 위상값 옵셋 정보 및/또는 부반송파 인덱스 옵셋 정보를 적용한다.

한편, 본 발명의 송수신 장치로는 PDA(Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, PCS(Personal Communication Service)폰, GSM(Global System for Mobile)폰, WCDMA(Wideband CDMA)폰, MBS(Mobile Broadband Systsm)폰 등이 이용될 수 있다.

본 발명에 의하면, 다중 안테나 관련 기법 및 자동 재전송 관련 기법을 결합하여 데이터 전송의 속도 및 신뢰도를 동시에 향상시킬 수 있는 한편, 주파수 선택성 채널에도 대응할 수 있고 다중 부호어의 에러 처리를 수행할 수 있으며 특정 다중 안테나 전송 방식에 한정되지 않고 적응형 ARQ를 적용할 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

본 발명은 무선 인터넷 시스템, 이동통신 시스템 등과 같은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법에 있어서,

송신단에서 소정의 위상각으로 위상천이(phase shift)시킨 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계;

상기 송신단에서 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 각 부반송파 심볼을 패킷 단위로 수신단으로 전송하는 초기 전송 단계;

상기 수신단으로부터 전송 오류 신호가 수신된 경우, 상기 송신단에서 공간 다중화율이 작아지도록 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계; 및

상기 송신단에서 상기 재구성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 초기 전송한 부반송파 심볼을 재전송하는 단계를 포함하는, 오류 정정 방법.
제1항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬 재구성 단계는,

상기 송신단이 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 상기 작아진 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계와;

상기 송신단이 상기 선택된 열로만 이루어지도록 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제1항에 있어서,

상기 초기 전송한 패킷 중 일부 패킷에만 오류가 발생한 경우,

상기 재전송 단계에서는 상기 송신단은 상기 오류가 발생한 일부 패킷만을 재전송하되, 재전송이 완료될 때까지 새로운 패킷의 전송은 수행되는 않는 것을 특징으로 하는, 오류 정정 방법.
제1항에 있어서,

상기 초기 전송한 패킷 중 일부 패킷에만 오류가 발생한 경우,

상기 송신단은 상기 재전송 단계에서는 상기 오류가 발생한 일부 패킷은 재전송하고, 그 외의 패킷은 새로운 패킷을 전송하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 재전송 단계는,

상기 송신단에서 상기 오류가 발생한 패킷이 송신된 안테나 이외의 안테나를 통해 재전송을 수행하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제3항에 있어서, 상기 재전송 단계는,

상기 송신단이 채널 상태가 양호한 안테나를 선택하여 재전송을 수행하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제1항에 있어서,

상기 초기 전송 단계는 각각의 안테나에 서로 다른 부반송파 심볼을 전송하 는 것을 특징으로 하고,

상기 초기 전송한 패킷의 전부에 오류가 발생한 경우 상기 재전송 단계는 각 안테나에 대한 부반송파 심볼이 직교성을 갖도록 전송하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 오류 정정 방법에 있어서,

송신단에서 소정의 위상각으로 위상천이(phase shift)시킨 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계;

상기 송신단이 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 각 부반송파 심볼을 패킷 단위로 수신단으로 전송하는 초기 전송 단계;

상기 송신단이 상기 수신단으로부터 전송 오류 신호가 수신된 경우, 소정의 옵셋 정보를 상기 프리코딩 행렬에 반영하는 옵셋 적용 단계; 및

상기 송신단이 상기 옵셋 정보가 반영된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 초기 전송한 부반송파 심볼을 재전송하는 단계를 포함하는, 오류 정정 방법.
제8항에 있어서,

상기 옵셋 정보는 수신단으로부터 피드백된 것임을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제8항에 있어서,

상기 옵셋 정보는 상기 송신단에서 임의로 설정된 것임을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제9항 또는 제10항에 있어서,

상기 옵셋 정보는 부반송파 인덱스 옵셋 정보 또는 위상값 옵셋 정보 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.
제9항 또는 제10항에 있어서,

상기 옵셋 정보는 모든 부반송파에 적용되는 부반송파 인덱스 옵셋 정보이며, 상기 부반송파 옵셋 정보는 고정값인 것을 특징으로 하는 오류 정정 방법.