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Die
Erfindung betrifft ein Speicherbauelement, wie ein dynamisches Speicherbauelement
mit direktem Zugriff (DRAM), und ein zugehöriges Betriebsverfahren.
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Halbleiterspeicherbauelemente,
wie DRAM-Bauelemente, erfordern mehrere verschiedene Spannungen
zum richtigen Betrieb. Eine dieser Spannungen ist eine interne Arrayspannung,
die sich von einer extern angelegten Versorgungsspannung unterscheidet,
welche von einer Speicherzellenfeldabtastschaltung während Speichervorgängen verwendet
wird.
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1 zeigt einen Teil eines
typischen herkömmlichen
Halbleiterspeicherbauelements 100, welches ein Speicherzellenfeld 10,
eine Steuerschaltung 20, einen Generator 30 für eine interne
Bereitschaftsspannung und einen Generator 40 für eine interne
Aktivspannung umfasst. Die beiden Spannungsgeneratoren arbeiten
zusammen, um eine interne Arrayspannung VINTA dem Speicherzellenfeld 10 von
einer externen Spannungsversorgung zuzuführen, die auf einer externen
Spannung VEXT gehalten wird.
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Der
Bereitschafts-Internspannungsgenerator 30 arbeitet im Standby-Modus, d.h. Bereitschaftsmodus,
und im Aktivmodus. Ein Bereitschaftstreibersignalgenerator 32 im
Spannungsgenerator 30 erzeugt ein erstes analoges Steuersignal
scon für
einen Treiber 34, der die Spannung VINTA treibt. Der Bereitschaftstreibersignalgenerator 32 empfängt eine
Rückkopplung
des Pegels der Spannung VINTA und stellt das Steuersignal scon so
ein, dass die Spannung VINTA auf einer Referenzspannung gehalten
wird.
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Der
Aktiv-Internspannungsgenerator 40 arbeitet nur im Aktivmodus
in Reaktion auf ein Signal act von der Steuerschaltung 20.
Ist das Signal act freigegeben, dann wird ein Aktivtreibersignalgenerator 42 aktiviert,
der ähnlich
wie der Bereitschaftstreibersignalgenerator 32 funktioniert.
Nach der Aktivierung erzeugt der Aktivtreibersignalgenerator 42 ein zweites
analoges Steuersignal acon für
einen zweiten Treiber 44 im Spannungsgenerator 40,
der ebenfalls die Spannung VINTA treibt. Daher steht die kombinierte
Treiberfähigkeit
der Treiber 34 und 44 zur Verfügung, um während eines Abtastvorgangs
des Aktivmodus Strom bereitzustellen.
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2 zeigt ein Zeitablaufdiagramm,
das einen typischen Vorgang während
des Aktivmodus des Bauelements 100 darstellt. Wird ein
Aktivbefehlssignal ACT von der Steuerschaltung 20 empfangen, dann
wird das Aktivsteuersignal act aktiviert. Anfänglich kann die interne Arrayspannung
VINTA leicht über
ihren stationären
Spannungspegel A übersteuert
werden, wenn der Aktiv-Internspannungsgenerator 40 aktiviert
wird.
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Kurz
nach dem Aktivieren des Signals act gibt die Steuerschaltung 20 ein
Abtastverstärkerfreigabesignal
SEN an das Speicherzellenfeld 10 aus, welches das Speicherzellenfeld 10 veranlasst,
einen Abtastvorgang zu initiieren. Der Abtastvorgang erfordert,
dass zahlreiche Bitleitungen schnell auf die interne Arrayspannung
VINTA geladen werden. Der während
der Anfangsphasen des Abtastvorgangs verbrauchte Strom ist signifikant,
wodurch verursacht wird, dass die interne Arrayspannung VINTA auf
einen Spannungspegel B abfällt,
bevor sie ihren stationären
Spannungspegel A wieder erreicht. Wird der Spannungsabfall während des
Abtastvorgangs nicht gesteuert und minimiert, dann arbeitet das
Speicherbauelement eventuell nicht richtig.
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3 zeigt einen Teil eines
zweiten herkömmlichen
Halbleiterspeicherbauelements 200, welches versucht, das
Spannungseinbruchproblem des Speicherbauelements 100 durch
Hinzufügen
einer Übertreiberschaltung 50 zu
lösen.
Eine Steuerschaltung 20' arbeitet
analog zur Steuerschaltung 20, versorgt aber auch die Übertreiberschaltung 50 mit einem Übertreibersteuersignal
Pact. Empfängt
die Übertreiberschaltung 50 das
Steuersignal Pact, dann erzeugt sie ein Übertreibersignal acon' für den zweiten
Treiber 44.
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Wie
aus dem Zeitablaufdiagramm gemäß 4 ersichtlich ist, wird
das Steuersignal Pact kurz vor der Aktivierung des Abtastverstärkerfreigabesignals
SEN für
das Speicherzellenfeld 10 gepulst. Während dieses Pulses zwingt
die Übertreiberschaltung 50 den
Treiber 44 dazu, die Spannung VINTA auf eine Spannung C
zu übersteuern,
wenn die externe Spannung VEXT einen ausreichenden Spannungspegel
beibehält.
Die Spannung C ist so ausgelegt, dass sie gerade hoch genug ist,
damit während des
Hochstromteils des Abtastvorgangs die interne Arrayspannung VINTA,
welche während
des Abtastvorgangs auf herkömmliche
Weise vom Bereitschafts- und vom Aktivtreibersignalgenerator 32 und 42 gesteuert
wird, auf den Pegel A und nicht wie in 2 unter den Pegel A abfällt. Ist
die externe Spannung VEXT jedoch auf einen zu hohen Spannungspegel
gesetzt, dann kann die interne Arrayspannung VINTA auf einen Spannungspegel
D übersteuert
werden. In diesem Fall kann der Spannungspegel D nach dem Hochstromteil
des Abtastvor gangs auf einen Spannungspegel E zurückfallen,
wodurch verursacht wird, dass das Speicherbauelement nicht richtig
arbeitet.
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Im
Zusammenhang mit den 3 und 4 sind mehrere Probleme bei
der Erzeugung der internen Arrayspannung deutlich geworden. Wie
zunächst aus 4 ersichtlich ist, ist der
während
des Abtastvorgangs verbrauchte Strom, wenn die Übertreibspannung schlecht abgeschätzt ist,
beispielsweise auf den Pegel D, eventuell nicht ausreichend, um
die interne Arrayspannung auf den gewünschten Pegel A zurückzubringen.
Die interne Arrayspannung verbleibt auf einer erhöhten Spannung
E, wodurch ein unstabiler Bauelementbetrieb verursacht werden kann.
Wird andererseits die Übertreibspannung
zu niedrig festgelegt, dann kann trotzdem noch eine Situation auftreten,
wie sie in 2 dargestellt
ist. Solche Probleme können
beispielsweise auftreten, wenn die externe Spannung VEXT schlecht
gesteuert ist. Zudem ist die Steuerschaltung 20' durch Prozess-,
Spannungs- und Temperaturbedingungen (PVT-Bedingungen) beeinflusst,
welche die Pulsweite des Pulses Pact variieren können, wodurch Variationen in
der Übertreibspannung
verursacht werden.
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Der
Erfindung liegt als technisches Problem zugrunde, ein Speicherbauelement
und ein zugehöriges
Betriebsverfahren zur Verfügung
zu stellen, welche in der Lage sind, die oben beschriebenen Schwierigkeiten
des Standes der Technik wenigstens teilweise zu überwinden.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch ein Speicherbauelement mit den Merkmalen des
Patentanspruchs 1 oder 17 und durch ein Betriebsverfahren für ein Speicherbauelement
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 21.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Die
Erfindung umfasst ein sogenanntes Verfahren und eine Schaltung zur
Erzeugung einer internen Arrayspannung, die in der Lage sind, ein
genaueres Übertreibersignal
zu erzeugen. In einer Ausgestaltung umfasst ein Speicherbauelement
eine Übertreiberpegelsteuerschaltung
mit einer Zellenmodellierungsschaltung, welche einen Ladungs- oder Strombedarf
für einen
Abtastvorgang abschätzt,
und einen Verstärker
zum Erzeugen eines Treibersteuersignals in Reaktion auf den Ladungs- oder Strombedarf.
Da die Zellenmodellierungsschaltung in der Regel den gleichen PVT-Schwankungen
wie das aktuelle Speicherzellenfeld ausgesetzt ist und den Stromverbrauch
oder Ladungsverbrauch des Abtastvorgangs modelliert, kann die Übertreiberpegelsteuerschaltung
eine genauere Übersteuerung
der internen Arrayspannung ermöglichen.
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Eine
in der Modellierungsschaltung verwendete Referenzkapazität kann beispielsweise
als einfacher Kondensator mit einer Auswahlschaltung ausgeführt sein,
um ihn von einer Bitleitungsvorladespannung auf eine interne Arrayspannung
aufzuladen. In weiteren Ausführungsformen
kann die Referenzkapazität
die Form einer Modellspeicherzelle, von Modellbitleitungen, eines
Modellabtastverstärkers und
anderer Schaltungen annehmen, welche im Abtastpfad einer Speicherzelle
in dem Speicherzellenfeld auftreten.
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Vorteilhafte,
nachfolgend im Detail beschriebene Ausführungsformen der Erfindung
sowie die zum besseren Verständnis
der Erfindung oben erläuterten,
herkömmlichen
Ausführungsbeispiele
sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm von einigen Elementen eines herkömmlichen Speicherbauelements mit
einer Schaltung zum Erzeugen einer internen Arrayspannung,
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2 in
Zeitablaufdiagramm eines herkömmlichen
Verfahrens zum Steuern einer internen Arrayspannung beim Bauelement
gemäß 1,
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3 ein
Blockdiagramm von einigen Elementen eines zweiten herkömmlichen
Speicherbauelements mit einer Schaltung zum Erzeugen und Übersteuern
einer internen Arrayspannung,
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4 ein
Zeitablaufdiagramm eines herkömmlichen
Verfahrens zum Steuern einer internen Arrayspannung beim Bauelement
gemäß 3,
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5 ein
Schaltbild von herkömmlichen Schaltungsdetails
für einen
Teil eines Speicherzellenfelds,
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6 ein
Zeitablaufdiagramm eines Abtastvorgangs im Speicherzellenfeld gemäß 5,
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7 ein
Blockdiagramm von einigen Elementen eines Speicherbauelements mit
einer Schaltung zum Erzeugen einer internen Arrayspannung und zum Übersteuern
des Pegels der internen Arrayspannung,
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8 ein
Blockdiagramm einer Übertreiberpegelsteuerschaltung,
welche für
das Speicherbauelement gemäß 7 nützlich ist,
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9 ein
Zeitablaufdiagramm zur Veranschaulichung des Ansteuerns und Übersteuerns
des Pegels einer internen Arrayspannung beim Bauelement gemäß 7 und 8,
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10 und 11 Schaltbilder
von Ausführungsformen
einer Modellierungsschaltung zum Modellieren eines Abtastverstärkers, eines
Bitleitungspaars und einer Speicherzelle,
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12 ein
Schaltbild einer Ausführungsform einer
Modellierungsschaltung, die einen Kondensator verwendet, der von
einer Bitleitungsvorladespannung auf eine interne Arrayspannung
getrieben wird,
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13 ein
Schaltbild einer Verstärkerrealisierung,
welche in der Übertreiberpegelsteuerschaltung
gemäß 7 nützlich ist,
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14 ein
Schaltbild eines internen Spannungsgenerators, der für einige
Ausführungsformen nützlich ist,
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15 ein
Blockdiagramm von einigen Elementen eines Speicherbauelements, einschließlich eines
separaten Übersteuerungstreibers
zum Übersteuern
des Pegels der internen Arrayspannung und
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16 ein
Schaltbild einer Ausführungsform des
separaten Übersteuerungstreibers.
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Als
Einführung
in die unten beschriebenen erfindungsgemäßen Ausführungsformen zeigen die 5 und 6 die
Anordnung eines Speicherzellenfelds bzw. den zeitlichen Ablauf eines
Abtastvorgangs. 5 zeigt, dass das Speicherzellenfeld 10 in Speicherzellenfeldblöcke BK1,
BK2, ..., BKn aufgeteilt ist, welche sich über den Feldverlauf hinweg
wiederholen. Jeder Speicherzellenfeldblock umfasst eine Mehrzahl
von Speicherzellen, von denen zwei, MC1 und MC2, jeweils in den
Blöcken
BK1 und BK2 dargestellt sind. Beispielhaft die Speicherzelle MC1 herausgreifend
wird MC1 von einem Wortleitungsauswahlsignal auf einer Wortleitung
WL1 ausgewählt und
mit einer Bitleitung ABL1 gekoppelt. In einem Speicherbauelement,
das ein Informationsbit je Speicherzelle speichert, zeigt MC1 durch
die Abwesenheit oder Anwesenheit einer Ladung in einem Speicherzellenkondensator
an, ob das Informationsbit eine logische „0" oder eine logische „1" ist.
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Obwohl
nicht dargestellt, versteht es sich, dass eine Mehrzahl von Speicherzellen
im Block BK1 entlang der gemeinsamen Bitleitung ABL1 angeordnet
ist, welche jeweils durch Anlegen eines Wortleitungsauswahlsignals
an eine korrespondierende Wortleitung mit der Bitleitung ABL1 verbindbar
sind. Eine Referenzbitleitung ABL1B verläuft parallel zur Bitleitung
ABL1, verbindet jedoch die Speicherzellen nicht.
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Eine
Vorladeschaltung PREC1 ist zwischen der Bitleitung ABL und der Referenzbitleitung
ABL1B eingeschleift. Die Vorladeschaltung umfasst drei n-Kanal-MOSFET-Transistoren
N1, N2 und N3, die von einem Vorladesignal PRE gesteuert werden.
Das Vorladesignal PRE wird aktiviert, wenn kein Wortleitungsauswahlsignal
aktiviert ist, um die Bitleitungen ABL1 und ABL1B auf eine Bitleitungsspannung
VBL vorzuladen, die der halben Spannung zwischen einer internen
Arrayspannung VINTA und einer internen Arraymassespannung VSSA entspricht.
Der Transistor N1 koppelt ABL1 und ABL1B zusammen, wenn PRE aktiviert
ist, wodurch die Spannungen auf selbigen ausgeglichen werden. Die
Transistoren N2 und N3 koppeln ABL1 bzw. ABL1B mit der Bitleitungsspannung
VBL, wenn PRE aktiviert ist.
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Eine
der Anordnung des Blocks BK1 ähnliche
Anordnung besteht für
den Block BK2, der eine gemeinsame Bitleitung ABL2, eine Referenzbitleitung
ABL2B und eine zweite Vorladeschaltung PREC2 umfasst.
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Die
zwei Blöcke
BK1 und BK2 teilen sich einen Bitleitungsabtastverstärker SAC.
Um eine bessere Abtastfähigkeit
zur Verfügung
zu stellen, sind BK1 und BK2 über
zwei Isolationsschaltungen ISOG1 bzw. ISOG2 mit dem Bitleitungsabtastverstärker SAC
verbunden. Jede Isolationsschaltung umfasst zwei n-Kanal-MOSFET-Transistoren
N4 und N5, die zwischen einer Speicherzellenfeldbitleitung und einer
korrespondierenden Abtastbitleitung bzw. zwischen einer Speicherzellenfeldreferenzbitleitung und
einer korrespondierenden Abtastbitleitung eingeschleift sind. Soll
die in einer Speicherzelle des Blocks BK1 gespeicherte Ladung abgetastet
werden, dann wird die Isolationsschaltung ISOG1 durch ein erstes
Isolationssignal ISO1 freigegeben, während ein zweites Isolationssignal
ISO2 die Isolationsschaltung ISOG2 deaktiviert hält.
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Der
Bitleitungsabtastverstärker
SAC umfasst zwei Abtastbitleitungen SBL und SBLB, welche mit den
Bitleitungen ABL1 bzw. ABL1B gekoppelt sind, wenn die Isolationsschaltung
ISOG1 freigegeben ist. Der Abtastverstärker SAC umfasst ein serielles
Paar von p-Kanal-MOSFET-Transistoren
P1 und P2, die zwischen SBL und SBLB eingeschleift sind, wobei das
Gate von P1 mit der Abtastbitleitung SBLB und das Gate von P2 mit
der Abtastbitleitung SBL verbunden ist. Ein Abtastverstärkerfreigabesignal
LA, welches während
eines Abtastvorgangs mit der internen Arrayspannung VINTA verbunden
ist, wird zwischen P1 und P2 eingekoppelt. Zudem umfasst der Abtastverstärker SAC
ein serielles Paar von n-Kanal-MOSFET-Transistoren N6 und N7, die
zwischen SBL und SBLS eingeschleift sind, wobei das Gate von N6
mit SBLB und das Gate von N7 mit SBL verbunden ist. Ein komplementäres Abtastverstärkerfreigabesignal LAB,
das während
eines Abtastvorgangs mit der internen Arraymassespannung VSSA verbunden
ist, wird zwischen N6 und N7 eingekoppelt.
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Ein
Dateneingabe-/Datenausgabegatter IOG, welches zwei n-Kanal-MOSFET-Transistoren N8
und N9 umfasst, koppelt die Abtastbitleitungen SBL und SBLS in Reaktion
auf ein Auswahlsignal auf einer Spal tenauswahlleitung CSL selektiv
mit je einer von zwei Eingabe-/Ausgabeleitungen
IO, IOB.
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Die
allgemein bekannten peripheren Schaltungen, welche erforderlich
sind, um die verschiedenen, in 5 dargestellten
Steuersignale zu erzeugen, sind nicht dargestellt. Derartige periphere
Schaltungen umfassen einen Zeilendecoder zum Auswählen einer
Wortleitung und von Isolationssignalen, einen Spaltendecoder zum
Auswählen
einer Spaltenauswahlleitung und andere Timing- und Umschaltkomponenten,
um passende Signale auf den anderen dargestellten Signalleitungen
zu erzeugen. Ein internes Arrayleistungsverteilungssubsystem verteilt für jeden
Abtastvorgang VINTA und VSSA an die passenden Abtastverstärker.
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6 zeigt
ein relatives Timing eines Abtastvorgangs, der auf die Speicherzelle
MC1 aus 5 zugreift. Vor dem Empfang
eines Aktivmodusbefehls ACT ist PRE aktiv, so dass die Bitleitungen
ABL1 und ABL1B auf VBL vorgeladen werden. Die Abtastbitleitungen
SBL und SBLB sind durch Setzen der Abtastverstärkerfreigabesignale LA und
LAB ebenfalls auf VBL vorgeladen.
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Nach
dem Empfang des Aktivmodusbefehls ACT wird ISO1 aktiviert, um die
vorgeladenen Bitleitungen ABL1 und ABL1B mit den vorgeladenen Abtastbitleitungen
SBL und SBLB zu koppeln, und die Wortleitung WL1 wird aktiviert,
um MC1 mit der Bitleitung ABL1 zu koppeln. Sind MC1 und ABL1 gekoppelt,
dann wird die Spannung auf ABL1 gemäß eines Ladungsteilungsvorgangs
zwischen dem Kondensator der Speicherzelle MC1 und der verteilten
Kapazität
der Bitleitung verändert.
Daher erhöht
der Ladungsteilungsvorgang die Bitleitungsspannung um eine inkrementale
Spannung +ΔV,
wenn die Speicherzelle eine logische „1" als eine Spannung höher als VBL speichert. Speichert
die Speicherzelle eine logische „0" als eine Spannung niedriger als VBL, dann
reduziert der La dungsteilungsvorgang die Bitleitungsspannung um
eine inkrementale Spannung –ΔV.
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Nach
dem Stabilisieren des Ladungsteilungsvorgangs wird der Bitleitungsabtastverstärker SAC
durch ein Abtastvorgangssteuersignal SEN aktiviert. Das Steuersignal
SEN bewirkt, dass das Abtastverstärkerfreigabesignal LA die interne
Arrayspannung VINTA an die p-Kanal-Transistoren P1 und P2 anlegt und dass
das komplementäre
Abtastverstärkerfreigabesignal
LAB die interne Arraymassespannung VSSA an die n-Kanal-Transistoren
N6 und N7 anlegt. Dadurch präsentiert
der Transistor P1 der Spannung VINTA einen niedrigeren Widerstandspfad als
der Transistor P2, und der Transistor N7 präsentiert der Spannung VSSA
einen niedrigeren Widerstandspfad als der Transistor N6, wenn das
Steuersignal SEN aktiviert wird und die Abtastbitleitung SBL etwas
positiver als die Abtastbitleitung SBLB geladen ist, wodurch bewirkt
wird, dass der Abtastverstärker die
Abtastbitleitung SBL schnell auf die Spannung VINTA treibt und die
Abtastbitleitung SBLB auf die Spannung VSSA absenkt. Wird das Steuersignal SEN
aktiviert, wenn die Abtastbitleitung SBL etwas negativer geladen
ist als die Abtastbitleitung SBLB, dann verursacht eine ähnliche
Analyse einen umgekehrten Effekt, wodurch der Abtastverstärker die
Abtastbitleitung SBL schnell auf die Spannung VSSA absenkt und die
Abtastbitleitung SBLB auf die Spannung VINTA treibt.
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Unabhängig davon,
auf welche Weise der Abtastverstärker
SAC getrieben wird, wird ein signifikanter Strom aus dem Spannungsgenerator
für die Spannung
VINTA gezogen, um eine der Bitleitungen vom Spannungspegel VBL oder
VBL + ΔV
auf die Spannung VINTA aufzuladen. In den meisten Speicherbauelementen
werden mehrere Abtastverstärker
zusammen betrieben, wodurch der Strombedarf für das Speicherzellenfeld während eines
Abtastvorgangs multipliziert wird. Das Verständnis dieser Konzepte erleichtert
das Verständnis
der Ausführungsformen,
welche nun vorgestellt werden.
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7 zeigt
ein Halbleiterspeicherbauelement 300 mit einem Speicherzellenfeld 10,
einer Steuerschaltung 20',
einer internen Bereitschaftsspannungsgeneratorschaltung 30,
einer internen Aktivspannungsgeneratorschaltung 40 und
einer Übertreiberpegelsteuerschaltung 60.
Die interne Bereitschaftsspannungsgeneratorschaltung 30 arbeitet ähnlich wie
die gleiche Schaltung in 1 und 3, um die
interne Arrayspannung VINTA im Aktivmodus und im Bereitschaftsmodus
dem Speicherzellenfeld zur Verfügung
zu stellen. Die interne Aktivspannungsgeneratorschaltung 40 arbeitet ähnlich wie
die gleiche Schaltung in 3, um die Erzeugung der internen
Arrayspannung VINTA im Aktivmodus zu unterstützen, mit dem Unterschied,
dass der Treiber 44 ein analoges Steuersignal acon'' von der Übertreiberpegelsteuerschaltung 60 empfängt.
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Wie
aus 8 ersichtlich ist, umfasst die Übertreiberpegelsteuerschaltung 60 eine
Zellenmodellierungsschaltung 70 und einen Verstärker 72.
Die Zellenmodellierungsschaltung 70 empfängt ein Übertreibersteuersignal
Pact und erzeugt ein Signal out, welches eine Ladungs- oder Strommenge
bestimmt, die vom Speicherzellenfeld während eines Abtastvorgangs
mit der internen Arrayspannung VINTA verbraucht wird. Das Signal
out kann beispielsweise einen Strom oder eine Spannung bestimmen,
der z.B. die zur Rate des Ladungsverbrauchs der Spannung VINTA während eines
Abtastvorgangs proportional ist, oder kann einen Strom oder eine
Spannung bestimmen, der z.B. die nach einer Integration zum Ladungsverbrauch
der Spannung VINTA während
eines Abtastvorgangs proportional ist. Der Verstärker 72 empfängt das
Signal out und verstärkt
es entsprechend, um dem Treiber der Spannung VINTA das analoge Steuersignal
acon'' zur Verfügung zu
stellen.
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9 zeigt
den zugehörigen
Zeitablauf der Ausgabe der Übertreiberpegelsteuerschaltung
für ein Ausführungsbeispiel.
In Reaktion auf den Aktivmodusbefehl ACT erzeugt die Steuerschaltung 20' das Übertreibersteuersignal
Pact für
die Übertreiberpegelsteuerschaltung 60.
Das Signal Pact aktiviert die Zellenmodellierungsschaltung 70,
welche den Verstärker 72 und
dementsprechend den Treiber 44 treibt, um die interne Arrayspannung
gemäß dem Modell
zu erhöhen.
Der Aktivtreibersignalgenerator 42 wird durch das Aktivsteuersignal
act vor der Aktivierung des Abtastvorgangssteuersignal SEN freigegeben.
Das Übertreibersteuersignal
Pact wird ungefähr
zum gleichen Zeitpunkt gesperrt, an welchem das Steuersignal SEN
aktiviert wird (in verschiedenen Ausführungsformen kann das Steuersignal
Pact so ausgelegt sein, dass es kurz vor, gleichzeitig oder kurz
nach der Aktivierung des Steuersignals SEN gesperrt wird). Durch
einen genauen Modellierungsvorgang wird die Überspannung, welche während der Aktivierung
der Modellierungsschaltung zur Spannung VINTA addiert wird, verbraucht,
wenn die Speicherzellenfeldabtastverstärker Strom ziehen, um die Bitleitungen
auf die Spannung VINTA aufzuladen, was die Spannung VINTA auf oder
in die Nähe
ihres vorgegebenen Spannungspegels A zurückbringt.
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Ausführungsformen
der Zellenmodellierungsschaltung 70 und des Verstärkers 72 werden nachfolgend
im Detail beschrieben. Eine erste Ausführungsform der Zellenmodellierungsschaltung 70 ist
in 10 dargestellt.
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Die
Modellierungsschaltung 70 umfasst zum Teil eine Modellspeicherzelle
MMC, eine Modellvorladeschaltung MPREC, zwei Modellisoliergatter MISOG1
und MISOG2, Modellarraybitleitungen MABL und MABLB und einen Modellbitleitungsabtastverstärker MSAC.
Andere Schaltungen im Umfeld dieser Elemente sind ebenfalls vorhanden
und werden im zum weiteren Verlauf des Betriebs der Modellierungsschaltung 70 beschrieben.
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Die
Modellspeicherzelle MMC ist in einiger Hinsicht ähnlich zu einer Speicherzelle
im Speicherzellenfeld. Sie umfasst einen Kondensator C, welcher
mit einer Bitleitung MABL gekoppelt werden kann, wenn ein n-Kanal-MOSFET-Durchlasstransistor
N freigegeben wird. Der Durchlasstransistor N wird durch das Übertreibersteuersignal
Pact freigegeben, wodurch ein Ladungsteilungsvorgang zwischen dem
Kondensator C und der Bitleitung MABL verursacht wird.
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Das Übertreibersteuersignal
Pact wird ebenfalls an einen Inverter I angelegt, dessen Ausgabe
als Freigabesignal an Gatter von drei n-Kanal-MOSFET-Transistoren MN1, MN2 und MN3
in der Modellvorladeschaltung MPREC angelegt wird. Die drei Transistoren
MN1, MN2 und MN3 sind wie die Transistoren N1, N2 und N3 in 5 ausgeführt, so
dass die Modellvorladeschaltung MPREC die Modellbitleitungen MABL
und MABLB auf die Bitleitungsvorladespannung VBL auflädt, außer wenn
das Übertreibersteuersignal
Pact aktiviert ist.
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Die
Modellisoliergatter MISOG1 und MISOG2 sind funktional ähnlich wie
die Isoliergatter ISO1 und ISO2 aus 5 aufgebaut.
Anstatt von einem Isoliersignal getrieben zu werden, sind die Gates
der Durchlasstransistoren im Modellisoliergatter MISOG1 jedoch permanent
an eine verstärkte Spannung
Vpp angebunden, welche einen höheren Pegel
als die externe Spannung VEXT aufweist, so dass das Modellisoliergatter
MISOG1 permanent freigegeben ist. Analog sind die Gates der Durchlasstransistoren
im Modellisoliergatter MISOG2 permanent an die interne Arraymassespannung
VSSA angebunden, so dass das Modellisoliergatter MISOG2 permanent
gesperrt ist. Da das Modellisoliergatter MISOG2 permanent gesperrt
ist, werden keine Bitleitungsvorladeschaltung oder Speicherzellen
am Ende des Modellisoliergatter MISOG2 gegenüber dem Modellbitleitungsabtastverstärker MSAC
zur Verfügung gestellt.
Stattdessen ist das Modellisoliergatter MISOG2 einfach mit der Bitleitungsvorladespannung VBL
gekoppelt.
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Da
das Modellisoliergatter MISOG1 permanent freigegeben ist, sind die
Modellabtastbitleitungen MSBL und MSBLB im Modellabtastverstärker MSAC
jeweils permanent mit den Modellbitleitungen MABL und MABLB gekoppelt.
Daher werden durch den Vorladevorgang der Modellbitleitungen MABL und
MABLB auch die Modellabtastbitleitungen MSBL und MSBLB auf die Bitleitungsvorladespannung
VBL vorgeladen.
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Wie
der Bitleitungsabtastverstärker
SAC aus 5 umfasst der Modellbitleitungsabtastverstärker zwei
p-Kanal-MOSFET-Transistoren (MP1 und MP2) und zwei n-Kanal-MOSFET-Transistoren
(MN6 und MN7), welche zwischen den Modellabtastbitleitungen MSBL
und MSBLB eingeschleift sind. Ist der Modellbitleitungsabtastverstärker MSAC
aktiviert, dann funktioniert er wie der Bitleitungsabtastverstärker SAC
gemäß 5 und
verstärkt
eine Spannungsdifferenz zwischen MSBL und MSBLB.
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Die
Aktivierung des Modellbitleitungsabtastverstärkers MSAC tritt in Reaktion
auf das Übertreibersteuersignal
Pact auf. Ist das Übertreibersteuersignal
Pact freigegeben, dann treibt das Signal Pact das Gate eines n-Kanal-MOSFET-Transistors
MN8, um eine Seite der Transistoren MN6 und MN7 mit VSSA zu koppeln.
Zudem treibt, wenn Pact freigegeben ist, die Ausgabe des Inverters
I (das logisch Inverse des Übertreibersteuersignals
Pact) das Gate eines p-Kanal-MOSFET-Transistors MP3, um eine Seite
der Transistoren MP1 und MP2 mit VINTA zu koppeln.
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Ein
zusätzlicher
n-Kanal-MOSFET-Transistor MN9 kann ebenfalls in der Zellenmodellierungsschaltung 70 enthalten
sein. Ein Gate des Transistors MN9 wird durch ein Steuersignal pup
getrieben, welches vorübergehend
während
einer Geräteeinschaltsequenz
auf einen logisch hohen Zustand getrieben wird. Wird das Signal
pup auf den hohen Zustand getrieben, dann koppelt MN9 den Kondensator C
mit der internen Arraymassespannung VSSA, wodurch jegliche Ladung
aus dem Kondensator C abgezogen wird. Dies setzt die Modellspeicherzelle
MMC effektiv auf einen bekannten logischen Speicherzustand „0".
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Mit
der vorhergehenden Komponentenbeschreibung kann nun die Funktionsweise
der Zellenmodellierungsschaltung 70 in Reaktion auf den
Aktivmodusbefehl ACT beschrieben werden. Das Aktivieren von Pact
schaltet die Modellvorladeschaltung MPREC ab und initiiert einen
Ladungsteilungsvorgang, der einen Teil der Ladung auf den Modellbitleitungen
MABL und MSBL in den Kondensator C zieht, wodurch die Spannung auf
MSBL unter VBL abfällt, während die
Modellbitleitungen MABLB und MABLB auf VBL bleiben. Das Aktivieren
von Pact verbindet auch MN6 und MN7 mit VSSA, wodurch Ladung von MABL,
C und MSBL über
MN6 entladen wird, bis MABL, C und MSBL die Spannung VSSA erreichen. Das
Aktivieren von Pact verbindet außerdem MP1 und MP2 mit VINTA,
wodurch Ladung von VINTA über
MP2 an MABLB und MSBLB übertragen
wird, bis MABLB und MSBLB die Spannung VINTA erreichen.
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Es
ist nun zu beachten, dass ein Widerstand R1 zwischen VINTA und einen
Transistor MP3 eingeschleift ist, so dass alle Ladungen, welche
während der
Aktivierung der Modellierungsschaltung von VINTA zu MABLB und MSBLB übertragen
werden, als Ladestrom den Widerstand R1 passieren. Das Ausgabesignal
out der Modellierungsschaltung wird an einem Verbindungsknoten,
der R1 und MP3 verbindet, abgenommen. Daher wird vor der Aktivierung der
Modellierungsschaltung das Signal out auf die Spannung VINTA gesetzt,
wenn kein Strom durch R1 fließt.
Ist die Modellierungsschaltung 70 aktiviert, dann fließt ein Bitleitungsladestrom
Ic durch R1, so dass die Spannung am Anschluss out auf VINTA-Ic·R1 abfällt. Der
Strom Ic nimmt ab, wenn die Bitleitungen MABLB und MSBLB nahe VINTA
sind, wodurch die Spannung an out ansteigt, bis out eventuell wieder
die Spannung VINTA erreicht.
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Das
Layout und die Größe der Modellkomponenten
in der Zellenmodellierungsschaltung 70 können so
gewählt
werden, dass sie mit den während
eines Abtastvorgangs im Speicherzellenfeld benutzten Komponenten übereinstimmen
oder diesen ähnlich sind.
Daher kann der Ladestrom, welcher während der Aktivierung der Modellierungsschaltung
verwendet wird, so ausgelegt sein, dass er eine Schätzung des
Ladestroms repräsentiert,
der während
eines aktuellen Abtastvorgangs erforderlich ist, welcher direkt nach
dem Zeitpunkt der Modellierung dieses Abtastvorgangs beginnt. Da
der geschätzte
Ladestrom so zeitnah in einem gleichartigen Schaltkreis, welcher gleichzeitig
auf der gleichen Schaltung hergestellt wird, zum aktuellen Abtastvorgang
auftritt, kann davon ausgegangen werden, dass Prozess-, Spannungs-
und Temperaturunterschiede, welche den Strombedarf für einen
Abtastvorgang beeinflussen können,
die Modellierungsschaltung in gleicher Weise beeinflussen, so dass
eine erhöhte
Genauigkeit zum Übertreiben
von VINTA zur Verfügung
gestellt wird. Zudem kann die Sensibilität hinsichtlich der Breite eines
Pact-Pulses reduziert werden, da der größte Anteil des Ladestroms,
welcher während
der Aktivierung der Modellierungsschaltung abgeschätzt wird,
näher am
Beginn des Pact-Pulses auftritt.
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11 zeigt
eine alternative Konfiguration der Zellenmodellierungsschaltung 70.
Der MOSFET-Transistor MP4, welcher den Zustand des Kondensators
C während
der Geräteeinschaltsequenz setzt,
ist durch einen p-Kanal-MOSFET-Transistor MP4 ersetzt. Ein Gate
des Transistors MP4 wird durch ein Steuersignal pupB getrieben,
welches vorübergehend
während
der Geräteeinschaltsequenz auf
einen logisch niedrigen Zustand getrieben wird. Wird pupB auf den
niedrigen Zustand getrieben, dann koppelt MP4 den Kondensator C
mit der internen Arrayspannung VINTA, wodurch der Kondensator C
geladen wird. Dies setzt die Modellspeicherzelle MMC effektiv auf
einen bekannten logischen Speicherzustand „1".
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Mit
der Aktivierung der Modellierungsschaltung lädt der Ladungsteilungsvorgang
zwischen C und den Modellbitleitungen MABL und MSBL die Modellbitleitungen
MABL und MSBL vom Kondensator C, wodurch die Spannung auf MSBL über VBL
ansteigt, während
die Modellbitleitungen MABLB und MSBLB auf VBL bleiben. Das Aktivieren
von Pact verbindet auch die Transistoren MN6 und MN7 mit VSSA, wodurch
Ladung von MABLB und MSBLB über
den Transistor MN7 entladen wird, bis MABLB und MSBLB die Spannung
VSSA erreichen. Das Aktivieren von Pact verbindet zudem die Transistoren MP1
und MP2 mit VINTA, wodurch Ladung von VINTA über den Transistor MP1 an MABL,
C und MSBL übertragen
wird, bis MABL, C und MSBL die Spannung VINTA erreichen.
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Ist
die Modellierungsschaltung 70 aktiviert, dann fließt ein Bitleitungsladestrom
Ic durch R1, so dass die Spannung am Ausgabeanschluss out auf VINTA-Ic·R1 abfällt. Der
Strom Ic nimmt ab, wenn die Bitleitungen MABL und MSBL und der Kondensator C
nahe VINTA sind, bis die Spannung an out eventuell wieder VINTA
erreicht. Es ist zu beachten, dass sich, da die Spannung auf MSBL
zu Beginn des Abtastvorgangs etwas höher als die Anfangsspannung auf
MSBLB gemäß 11 ist
und die Modellspeicherzelle MMC ebenfalls geladen ist, das Ausgabesignal
out der Modellierungsschaltung gemäß der Ausführungsform gemäß 11 leicht
von dem der Ausführungsform
gemäß 10 unterscheiden
kann.
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Obwohl
die in 10 und 11 dargestellten
Ausführungsformen
der Zellenmodellierungsschaltung eine aktuelle Abtastkonfiguration
gut nachbilden, sind andere Ausführungsformen
der Modellierungsschaltung möglich. 12 zeigt
beispielsweise eine einfachere Ausführung der Zellenmodellierungsschaltung 70.
Eine Modellspeicherzelle MMC umfasst einen Kondensator C, welcher über einen
n-Kanal-MOSFET-Durchlasstransistor
N gekoppelt ist, der wiederum über
einen Widerstand R2 mit der internen Arrayspannung VINTA verbunden
ist. Das Ausgabesignal out der Zellenmodellierungsschaltung wird
vom Knoten, der den Widerstand R2 mit dem Transistor N verbindet,
zur Verfügung
gestellt. Ein p-Kanal-MOSFET-Transistor MP3 ist zudem mit dem Kondensator
C und mit der Bitleitungsvorladespannung VBL gekoppelt. Das Übertreibersteuersignal Pact
treibt das Gate des Durchlasstransistors N und treibt ebenfalls
das Gate des Transistors MP3.
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Vor
der Aktivierung des Übertreibersteuersignals
Pact ist der Transistor MP3 aktiv, wodurch ermöglicht wird, dass der Kondensator
C auf die Bitleitungsvorladespannung VBL aufgeladen wird. Ist das Übertreibersteuersignal
Pact aktiviert, dann wird der Transistor MP3 gesperrt und der Transistor
N wird freigegeben, wodurch es C erlaubt wird, sich von VBL auf
VINTA aufzuladen. Das Ausgabesignal out fällt wie bei der vorherigen
Ausführungsform
unter VINTA ab, wenn ein Ladestrom an den Kondensator C angelegt
wird. Der Kondensator C und der Widerstand R2 können so ausgewählt werden,
dass ein gewünschtes
Ausgabesignalprofil erreicht wird. Obwohl wahrscheinlich nicht so
genau wie das in den 10 und 11 gezeigte
Modell, verfolgt auch die Modellierungsschaltung gemäß 12 PVT-Veränderungen in ähnlicher
Weise wie die komplexeren Ausführungsformen.
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Nunmehr 13 betrachtend,
ist eine Ausführungsform
für einen
Verstärker 72 gezeigt,
welche mit einer Ausführungsform
der Zellenmodellierungsschaltung 70 kombiniert werden kann.
Der Verstärker 72 umfasst
einen Eingangsbereich IP, einen Stromspiegel CM und einen Ausgangsbereich
OP. All dies wird nachfolgend beschrieben.
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Der
Eingangsbereich IP umfasst einen n-Kanal-MOSFET-Transistor N10,
einen Widerstand R3 und einen p-Kanal-MOSFET-Transistor P3. Der
Transistor N10 und der Widerstand R3 sind in einer Sourcefolgerkonfiguration
verschaltet, wobei eine Drain des Transistors N10 mit der internen
Arrayspannung VINTA verbunden ist, ein Gate des Transistors N10 vom
Ausgabesignal out der Modellierungsschaltung getrieben wird und
der Widerstand R3 zwischen einer Source des Transistors N10 und
der internen Arraymassespannung VSSA eingeschleift ist. Die Spannung
an einem Knoten a, an welchem der Transistor N10 und der Widerstand
R3 gekoppelt sind, folgt der Spannung des Ausgabesignals out der
Modellierungsschaltung. Das Gate des Transistors P3 ist mit dem
Knoten a gekoppelt, die Source des Transistors P3 ist mit VINTA
gekoppelt und die Drain des Transistors P3 ist mit einem Eingang
des Stromspiegels CM am Knoten b gekoppelt.
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Der
Stromspiegel CM umfasst zwei n-Kanal-MOSFET-Transistoren N11 und
N12 mit einem Transistorbreitenverhältnis von A:B. Eine Drain des Transistors
N11 ist mit dem Stromspiegeleingangsknoten b gekoppelt, eine Source
ist mit VSSA gekoppelt und ein Gate ist mit dem Stromspiegeleingangsknoten
b gekoppelt. Eine Drain des Transistors N12 ist mit einem Stromspiegelausgangsknoten
c gekoppelt, eine Source ist mit VSSA gekoppelt und ein Gate ist
mit dem Stromspiegeleingangsknoten b gekoppelt. Das Breitenverhältnis A:B
zwingt den Strom i2, welcher durch den Transistor N12 fließt, sich über einen
Skalierungsfaktor B/A auf den Strom i1 zu beziehen, welcher durch
den Transistor N11 fließt.
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Der
Ausgangsbereich OP umfasst einen p-Kanal-MOSFET-Transistor P4, dessen
Source mit der externen Versorgungsspannung VEXT gekoppelt ist und
dessen Drain und Gate mit dem Stromspiegelausgangsknoten c gekoppelt
sind. Zudem wird auch das Ausgangssignal acon'' der Übertreiberpegelsteuerschaltung
am Knoten c abgegriffen.
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Die
Funktionsweise des Verstärkers 72 ist wie
folgt. Vor der Aktivierung des Übertreibersteuersignals
Pact entspricht das Signal out ungefähr VINTA, wodurch bewirkt wird,
dass die Spannung am Knoten a ebenfalls ungefähr VINTA entspricht. Diese hohe
Spannung am Knoten a schaltet den Transistor P3 sperrend, wodurch
die Ströme
i1 und i2 unterbrochen werden und kein Treibersignal am Ausgang acon'' zur Verfügung gestellt wird. Gibt das Übertreibersteuersignal
Pact die Zellenmodellierungsschaltung frei, dann fällt die
Spannung out am Gate des Transistors N10 ab, wodurch auch die Spannung
am Knoten a abfällt.
Mit abfallender Spannung am Knoten a wird der Transistor P3 leitend
geschaltet und ein Strom i1 beginnt zu fließen. Der Strom i1 wird skaliert vom
Skalierungsfaktor B/A als Strom i2 gespiegelt. Dies resultiert in
einem korrespondierenden Spannungsabfall am Knoten c und einer reduzierten
Spannung für
das Ausgangssignal acon''.
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14 zeigt
eine Konfiguration eines Aktivtreibersignalgenerators 42 und
eines Treibers 44 gemäß 7.
Der Aktivtreibersignalgenerator 42 umfasst einen Differenzverstärker COM
und einen n-Kanal-MOSFET-Transistor
N13, dessen Gate durch das Aktivierungssignal act getrieben wird.
Wird das Signal act von der Steuerschaltung 20' erzeugt, dann wird
der Transistor N13 leitend geschaltet, wodurch der Verstärker COM
aktiviert wird. Ein negativer Eingangsanschluss des Verstärkers COM
ist mit einer Referenzspannung VREF gekoppelt und ein positiver Eingangsanschluss
des Verstärkers
COM ist mit VINTA gekoppelt. Die Ausgabe des Differenzverstärkers, acon,
treibt das Gate eines p-Kanal-MOSFET-Transistors
P5 im Treiber 44. Eine Source des Transistors P5 ist mit
der externen Arrayspannung VEXT verbunden und eine Drain ist mit
der internen Arrayspannung VINTA verbunden. Diese Verbindung vervollständigt einen
Rückkopplungskreis,
welcher bewirkt, dass der Verstärker
COM versucht, das Signal acon so zu treiben, dass VINTA gleich VREF
ist.
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Das
Steuersignal acon'' von der Übertreiberpegelsteuerschaltung 60 treibt
auch das Gate des Transistors P5 im Treiber 44. Ist Pact
aktiv und act nicht aktiv, dann wird der Rückkopplungskreis mit dem Verstärker COM
gesperrt, wodurch acon'' die Spannung VINTA über die
Spannung VREF treibt. Fällt
acon'' beispielsweise in
Reaktion auf den Ladestrom der Modellierungsschaltung ab, dann wird
der Transistor P5 zu einem höheren
Grad leitend geschaltet, wodurch VINTA zusätzlich über den Pegel von VREF geladen
wird. Anschließend
kann, wenn act freigegeben ist, der Verstärker COM die interne Arrayspannung
VINTA nicht auf VREF zurücksteuern,
bis ausreichend Ladung im internen Arrayversorgungsverteilungssubsystem
und in den Abtastverstärkern
verbraucht ist, wodurch ein Abfall der Spannung ermöglicht wird.
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15 zeigt
eine zweite Ausführungsform 400 eines
Halbleiterspeicherbauelements. Obwohl es in vielen Beziehungen der
Ausführungsform 300 aus 7 entspricht,
sind einige Unterschiede vorhanden. Ein separater Treiber 62 wird
zum Übertreiben
von VINTA zur Verfügung
gestellt. Das Steuersignal acon'' wird nicht mehr
dem Aktivmodustreiber 44 von der Übertreiberpegelsteuerschaltung 60 zur
Verfügung
gestellt, sondern wird stattdessen dem neuen Treiber 62 zugeführt. Alle
drei Treiber 34, 44 und 62 können einen
Treiberstrom für
die interne Arrayspannung VINTA zu Verfügung stellen, wobei der Treiber 34 immer
aktiviert ist, der Treiber 44 für die Dauer eines Pulses von
act aktiviert ist und der Treiber 62 für die Dauer eines Pulses von
Pact aktiviert ist.
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16 zeigt
eine Konfiguration des Treibers 62. Die Ausgabe der Übertreiberpegelsteuerschaltung 60,
acon'', treibt das Gate
des p-Kanal-MOSFET-Transistors
P6 im Treiber 62. Eine Source des Transistors P6 ist mit
der externen Arrayspannung VEXT verbunden und eine Drain ist mit
der internen Arrayspannung VINTA verbunden. Ist Pact aktiviert, dann
kann acon'' die Spannung VINTA über die Spannung
VREF treiben. Fällt
acon'' beispielsweise in
Reaktion auf den Ladestrom der Mo dellierungsschaltung ab, dann wird
der Transistor P6 zu einem höheren
Grad leitend geschaltet, wodurch ein zusätzliches Laden von VINTA über den
Pegel von VREF ermöglicht
wird.
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Der
Fachmann erkennt, dass viele andere Abwandlungen der Bauelementekonfiguration
vorgenommen werden können
und viele Entwurtsparameter nicht näher beschrieben worden sind.
In den Ausführungsformen
gemäß den 10 und 11 kann beispielsweise
ein Ausgabesignal der Zellenmodellierungsschaltung durch Verwendung
einer Schaltung erzeugt werden, welche während eines Abtastvorgangs
den zur Spannung VSSA abfließenden Strom
misst. Die besonderen, in den Ausführungsformen gezeigten Strommodus-
und Spannungsmodussignale sind nur eine Möglichkeit zur Erzeugung von Modellierungssignalen.
Des Weiteren existieren andere Speicherzellenfeld- und Abtastkonfigurationen, welche
andere Modellierungsschaltungskonfigurationen erfordern oder besser
hierfür
geeignet sind, die solche anderen Konfigurationen genauer modellieren können. Die
beschriebenen und in den Zeichnungen dargestellten speziellen Schaltungen
sind nur beispielhaft, in den meisten Fällen können andere Schaltungen die
gleichen oder ähnliche
Funktionen ausführen.
Solche geringen Modifikationen und Implementierungsdetails sind
von den Ausführungsformen
der Erfindung umfasst und sind als in den Schutzbereich der Ansprüche fallend
anzusehen.