DE3811554A1 - Sense-verstaerkerschaltung zum einseitigen lesen von daten - Google Patents
Sense-verstaerkerschaltung zum einseitigen lesen von datenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf integrierte Elektronik-
Schaltungen und betrifft insbesondere einen Abtast/Haltever
stärker zum Auslesen von Information oder "Sense"-Verstärker,
der das Eingangssignal selbst dazu benutzt, eine Bezugsspannung
zu erlangen.
Eine Halbleiterspeichervorrichtung weist normalerweise ein
Array aus Reihen und Spalten auf, und jeder Schnittpunkt zwischen
den Reihen und Spalten bestimmt eine Speicher-"Zelle". In einer
Zelle ist entweder eine logische "0" oder eine logische "1" ge
speichert. Jeder Spalte ist eine Vorrichtung zugeordnet, die
benutzt wird, um Änderungen im logischen Zustand der Zellen die
ser Spalte wahrzunehmen. Es ist üblich, diese Vorrichtung als
einen Verstärker der Abfühlinformation beziehungsweise "Sense"-
Verstärker zu bezeichnen, da er eine Änderung im logischen Zu
stand der Zelle "abfühlt" und zur Übertragung an die nächste
Stufe der Schaltung verstärkt.
Um diese Aufgabe erfüllen zu können, muß ein "Sense"-Verstärker
zwischen einer "0" und einer "1" unterscheiden können. Beim
Erkennen einer "1" stellen Ladungsleckverluste eines der Pro
bleme dar, denn im Verlauf der Zeit nimmt der Spannungspegel
in der Zelle ab. Wenn der "Sense"-Verstärker eine zerfallene
oder Schale "1" mit einer Bezugsspannung vergleicht, die eine
klare "1" definiert, erscheint dies für den "Sense"-Verstärker
so, als ob die Zelle eine "0" speichere.
Für die Verstärkung der Leseinformation stehen verschiedene
Techniken zur Verfügung, von denen eine eine sogenannte Ab
tast/Haltefunktion nutzt. Gemäß dieser Technik tastet der
"Sense"-Verstärker die Speicherzelle ab und hält die abgetaste
te Spannung während einer exakt kontrollierten Zeitspanne.
Wenn das Ende dieser Zeitspanne kommt, zeigt sich die Spannung
als geschwächt. Durch Messen der Spannungsschwächung unter
scheidet die Schaltung eine "0" von einer "1". Die Messung
wird so vorgenommen, daß der geschwächte Abtastwert mit einem
anderen stabilen und bekannten Spannungspegel verglichen wird,
der häufig als Bezugsspannung oder Referenzspannung Vref be
zeichnet wird. Wenn eine abgetastete Spannung am Ende der Zeit
spanne oberhalb der Referenzspannung Vref liegt, wird sie als
"1" erkannt, während umgekehrt eine abgetastete Spannung, die
unterhalb Vref liegt, als "0" identifiziert wird. Da die
Messung gegenüber einer Bezugsspannung Vref erfolgt, wird diese
Art von Vorrichtung Bezugsspannungs-Vergleichsschaltung genannt.
Bei diesem Verfahren tritt unter anderem die Schwierigkeit auf,
daß das Ausmaß der Schwächung variiert. Der "Sense"-Verstärker
ist so gestaltet, daß er die Schwächung bis zu einer gewissen
Grenze mißt, ehe der Ausgang auf "0" geändert wird. Da die Zeit
seit dem letzten, vorherigen Lesen der Speicherzelle variiert
und auch Variationen bei der Herstellung der Zelle auftreten,
ist das Ausmaß der Schwächung, welches für eine "1" auftritt,
nicht immer das, was der "Sense"-Verstärker als eine "1" er
kennt.
Fig. 1 zeigt einen herkömmlichen Sense-Verstärker mit Pegel
umschaltung. Wenn die Speicherzelle eine "1" speichert, fließt
Strom von einer Stromversorgung 10 zur Erde 12. Der Eingang
eines Inverters 14 wird tief gehalten, und infolgedessen wird
der Ausgang hoch gehalten. Wenn die Zelle eine "0" speichert,
fließt kein Strom. Der Eingang des Inverters bleibt hoch, da
Transistor T 1 nunmehr abgeschaltet ist, und der Ausgang des
Inverters ist tief, das heißt "0". Diese Konstruktion ist zwar
anschaulich, aber nicht mehr weit verbreitet. Die Konstruktion
erfordert nämlich zusätzlich Gleichstrom für den Inverter und
ist übermäßig empfindlich sowohl gegenüber positiv gehendem
Rauschen als auch gegenüber Fluktuationen der Energiestromver
sorgung.
Fig. 2 zeigt einen herkömmlichen "Sense"-Verstärker, der
mit "Dummy-Zellen" arbeitet. Eine Dummy-Zelle ist ein
Duplikat der Speicherzeile und speichert den Spannungs
pegel der Speicherzelle von einer früheren Zeit.
Diese Konstruktion eines "Sense"-Verstärkers ist im wesentli
chen von der Abtast/Halte-Bauart. Als Bezugsspannung benutzt
der "Sense"-Verstärker die Dummy-Zellenspannung. Damit hängt
die Referenzquelle in hohem Maß von Herstellungsvariationen
ab. Außerdem verhält sich diese Konstruktion nicht gut bei
Rauschen auf den Zellenspaltenleitungen. "Sense"-Verstärker
mit Dummy-Zellen sind außerdem wegen ihrer Größe und wegen
ihres Energiebedarfs unerwünscht. Normalerweise ist eine Spalte
von Dummy-Zellen für jede Hälte des Speicherarray nötig. Bei
der ständig wachsenden Zahl von Zellen, die in modernen Spei
chervorrichtungen enthalten sind, führt dies zu einer Ein
schränkung des gesamten nutzbaren Speicherraums, der auf ein
Halbleiterplättchen von begrenzter Größe paßt.
Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der oben beschriebenen herkömm
lichen Konstruktion mit Pegelumschaltung. Bei der in Fig. 3
gezeigten Konstruktion, die einen "High Trip"-Inverter aufweist,
sind eine Vorspannungsleitung und ein Vorladungsschalter vorge
sehen. Transistor 30 wird eingeschaltet, um die Vorspannleitung
auf ihre Obergrenze anzuheben. Transistor 32 hält die Vorspann
leitung hoch. Transistor 30 wird abgeschaltet, so daß kein Strom
aus Stromversorgung 34 nach Erde 36 fließt, wenn auf die Zelle
zugegriffen wird. Der Eingang des Inverters 38 ist folglich
eine "1" und der Ausgang eine "0". Speichert die Zelle eine "0",
dann fließt kein Strom zwischen Knotenpunkt 39 und Erde, und
der Ausgang des Inverters bleibt so, wie er war, nämlich tief.
Speichert die Zelle eine "1", dann fließt Strom aus der Vor
spannleitung durch einen Transistor 40 an Erde ab. Die Vor
spannleitung wird also von der Zelle auf tiefes Niveau "herab
gezogen", und der Ausgang des Inverters 38 geht hoch, das heißt
auf "1". Diese Konstruktion ist gegenüber Rauschen und auf der
Datenleitung vom zuletzt gelesenen Zyklus verbliebene Ladung
empfindlich. Der Inverter 38 hat eine Schwellenspannung, bei
der er auf den Eingang so anspricht, als ob er "1" wäre. Diese
Schwelle ist gegenüber Variationen bei der Herstellung der
Vorrichtung empfindlich.
Fig. 4 zeigt eine Abwandlung des "Sense"-Verstärkers mit Dummy-
Zellen. Bei der in Fig. 4 gezeigten Schaltung wird eine Kopie
des Inversen der in einer Speicherzelle gespeicherten Spannung
für anschließenden Vergleich mit einem Bezugswert beibehalten.
Mit dieser Lösung werden zwar einige der mit "Sense"-Verstärkern
verbundenen Schwierigkeiten umgangen, aber es ist wiederum Platz
auf dem Chip nötig, um die Dummy-Zellen unterzubringen.
In US-PS 43 01 518 ist eine Differentialleseschaltung zum Er
zeugen eines Datenausgangs offenbart. Diese Leseschaltung er
laubt eine Vorspannung des Array unabhängig von dem Lesevor
gang. Eine Bezugsspannung ist für einen direkten Vergleich mit
dem Betriebspunkt der ausgewählten Spaltenleitung vorgesehen;
es wird eine Differenzspannung erzeugt, deren Polarität den
logischen Zustand der äusgewählten Zelle anzeigt.
In US-PS 41 66 982 ist die Verwendung von Bezugs-Spannung
und/oder -Strom zur Verteilung an eine Vielzahl logischer
Schaltungen auf einem Halbleiterplättchen offenbart, auf dem
sich in der Größenordnung von tausend solcher Schaltungen
befinden. Eine Operationsverstärker- und Glättungsschaltungs
anordnung treibt das über das Halbleiterplättchen ausgebrei
tete Bezugsspannungs-Verteilungsgitter.
Beispiele für typische bipolare "Sense"-Verstärker finden sich
in US-PS 33 76 515 und US-PS 40 99 266. Ein Beispiel einer
Lese- oder Schreib-MTL (merged transistor logic) ist in
US-PS 43 30 853 offenbart.
Zusammengefaßt läßt sich sagen, daß bekannte "Sense"-Ver
stärker mehreren Einschränkungen unterliegen. Bezugsspannungen,
die von Stromversorgungen unabhängig von der Datenleitung abge
leitet werden, sind gegenüber Variationen der Schwellenspannun
gen unempfindlich. Änderungen der Versorgung für die Bezugs
spannung können dazu führen, daß diese nicht anspricht. Be
zugsspannungen von außerhalb des Halbleiterplättchens sind
wegen der hohen Anforderungen, die an Herstellungsparameter
gestellt werden müssen, begrenzt, geringfügige Abweichungen
bei der Herstellung erweisen sich als verhängnisvoll für die
Genauigkeit. Ferner bestehen Geschwindigkeitsgrenzen aufgrund
der Empfindlichkeit gegenüber Rauschen, was zu einer ungenauen
Ablesung des Zellspeichers führt.
Von der Datenleitung selbst erzeugte Bezugsspannungen unter
lägen nicht solchen Einschränkungen.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine "Sense"-Verstärkerschaltung
zu schaffen, die keinen Gleichstrom zum Stützen der Bezugs
spannung benötigt. Ferner soll die Spannungsänderung auf der
Datenleitung von der Spannung der Stromversorgung ver
hältnismäßig unabhängig sein; weiter soll die Bezugsspannung
auf Rauscheffekte und Schwellenspannungen auf der Datenlei
tung ansprechen und außerdem soll eine hohe Zugriffgeschwindig
keit erzielt werden.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung nutzt eine Spalte
von Speicherzellen des EEPROM-Typs eine "Sense"-Verstärker
schaltung zum Erzeugen einer Datenausgangsspannung. Der "Sense"-
Verstärker vergleicht eine stabile Referenzspannung mit der in
einer ausgewählten Speicherzelle in einer assoziierten Spei
cherspalte gespeicherten Spannung und erzeugt eine Differenz
spannung, deren Polarität den logischen Zustand der ausge
wählten Speicherzelle anzeigt. Die stabile Bezugsspannung wird
unmittelbar vor der Vornahme des vorstehend genannten Vergleichs
von der Spaltenleitung abgeleitet, um exakter an den Spannungs
pegel der ausgewählten Zelle angepaßt zu sein und den richtigen
logischen Ausgang zu erzeugen.
Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften
Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Ausführungs
beispiele näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 ein Diagramm zur Veranschaulichung eines herkömm
lichen "Sense"-Verstärkers mit Pegelumschaltung;
Fig. 2 ein Diagramm zur Veranschaulichung eines herkömm
lichen "Sense"-Verstärkers derjenigen Bauart, die
mit einer Dummy-Zelle arbeitet;
Fig. 3 ein Diagramm zur Veranschaulichung eines herkömm
lichen "Sense"-Verstärkers derjenigen Bauart, die
mit einem "High Trip"-Inverter arbeitet;
Fig. 4 ein Diagramm zur Veranschaulichung einer herkömm
lichen Abwandlung des "Sense"-Verstärkers mit Dummy-
Zelle;
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines "Sense"-Verstärkers gemäß
der Erfindung;
Fig. 6 ein Diagramm zur Veranschaulichung einer "Sense"-
Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 7 ein Diagramm zur Veranschaulichung eines alternativen
Ausführungsbeispiels einer "Sense"-Verstärkerschaltung
gemäß der Erfindung; und
Fig. 8 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der zum Be
treiben der in Fig. 7 gezeigten Schaltung gemäß der
Erfindung nötigen Zeitgebung.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild eines "Sense"-Verstärkers zum
Wahrnehmen einer Änderung in einem einseitigen Datenleitungs
eingang unter Verwendung einer stabilen Bezugsspannung, die
vom Datenleitungseingang abgeleitet ist. Die Datenleitungs
eingabe und ein Taktsignal Φ welches von einem Lesesignaler
zeuger geliefert wird, werden an eine Vorspannungssteuerung
und Referenzgenerator-Schaltungsanordnung angelegt, in der
die Bezugsspannung V REF abgeleitet wird. Die Bezugsspannung
V REF und eine Vorspannleitungsspannung V BIAS werden von der
Vorspannsteuerung- und Referenzgenerator-Schaltungsanordnung
an einen Differentialverstärker geliefert. Der Differential
verstärker vergleicht die beiden Spannungen V REF und VBIAS und
erzeugt eine Ausgabespannung V AUS, die in Beziehung steht zum
Zustand der Datenleitungseingabe. Die Verstärkerausgabe V AUS
wird an ein Latch gegeben, welches diesen Wert über das Ende
des Lesezyklus hinaus speichert und eine Ausgabe V AUS liefert,
welche dem Zustand der Datenleitungseingabe entspricht.
Wie Fig. 7 zeigt, ist eine Spalte von Speicherzellen, welche
Transistoren X 1-X N aufweist, an eine Datenleitung angeschlossen.
Die Spalte stellt eine typische Last für den "Sense"-Verstärker
gemäß der Erfindung dar. Eine angemessene Spannung, die an das
Gate eines Transistors Y angelegt wird, wählt diese spezielle
Spalte zum Lesen-Verstärken aus.
Die Transistoren X 1 bis einschließlich X N stellen jeweils eine
getrennte Speicherzelle dar. Wenn eine bestimmte der Zellen
X 1-X N eingeschaltet ist, ist die Spannung am Gate dieser Vor
richtung hoch, was eine logische "1" darstellt.
Unter diesen Umständen bewirkt die Zelle, daß ein großer Strom
zur Erde abgeleitet wrid. Ist die Zelle ausgeschaltet, so ist
die Spannung am X-Gate tief, was eine logische "0" darstellt.
Unter diesen Umständen bleibt der durch die Datenleitung fließen
de Strom im wesentlichen unbeeinflußt.
Während der "Sense"-Verstärker gemäß der Erfindung nachfolgend
unter Hinweis auf eine spezielle Last beschrieben werden soll,
gilt diese Beschreibung jedoch in keiner Weise in einschränken
dem Sinn. Für den Fachmann sind verschiedene Belastungen ebenso
wie andere Ausführungsbeispiele der Erfindung offenkundig, wenn
er die folgende Beschreibung liest.
Das zum Aktivieren der "Sense"-Verstärkerschaltung gemäß
der Erfindung benötigte Lesesignal wird außerhalb der Schal
tung erzeugt und dieser in Form eines Taktes Φ 1 zugeführt.
Alle weiteren Takte oder Steuersignale Φ 2, 2, Φ 3 und Φ 4
werden von diesem ursprünglichen Signal abgeleitet. Das
Taktsignal Φ 3, nämlich das die Vorladedauer steuernde Takt
signal wird durch Invertieren von 1 unter Verwendung eines
typischen CMOS-Inverters abgeleitet. Wie Fig. 8 zeigt, geht
das Taktsignal Φ 3 im Zeitpunkt t 1 hoch und im Zeitpunkt t 3
tief, und während dieser Zeitdauer wird der Vorladungsvorgang
beendet. Die Taktsignale Φ 2 und 2 aktivieren beide im glei
chen Zeitpunkt, nämlich t 1, ihren entsprechenden Transistor.
Beide Taktsignale bleiben jedoch so lange aktiv, bis der Lese
zyklus im Zeitpunkt t 5 beendet ist.
Wie Fig. 7 zeigt, ist die Datenleitung an drei getrennte
Vorrichtungen angeschlossen, von denen die erste ein Transistor
T 2 ist. Der Transistor T 2 arbeitet mit einem Transistor T 3
zusammen als eine kleine Stromsenke, um restliche Ladung aus
der Datenleitung zu entfernen, die vom zuletzt gelesenen
Zyklus noch übriggeblieben ist. Die Datenleitung ist an den
Drain des Transistors T 2, der Transistor T 2 ist mit seiner
Source an den Drain des Transistors T 3 angeschlossen; der
Transistor T 3 ist mit seiner Source geerdet. Das Gate des
Transistors T 3 ist an V cc angeschlossen. Das Gate des Transistors
T 2 ist sowohl an das Taktsignal Φ 3 als auch an das Gate eines
Transistors T 6 angeschlossen.
Die von den Transistoren T 2 und T 3 gebildete Stromsenke wird
entaktiviert, ehe die Referenzspannung V REF im Zeitpunkt t 4
von der Datenleitung isoliert wird. Die Stromsenke ist aus
reichend klein, um keine Auswirkung auf die Ladung der Vor
spannleitung zu haben. Die Stromsenke wird im Zeitpunkt t 1
aktiviert und im Zeitpunkt t 3 entaktiviert, wobei Aktivierung
und Entaktivierung durch das Taktsignal Φ 3 gesteuert werden.
Die Datenleitung ist ferner an die Source eines Transistors T 1
angeschlossen. Das Gate des Transistors T 1 ist auf V cc -V t
fixiert und an die Vorspannleitung angeschlossen.
Die Datenleitung ist auch an den Drain eines Transistors T 13
angeschlossen, dessen Gate vom Taktsignal Φ 4 gesteuert wird.
Mit seiner Source ist der Transistor T 13 an die Gates von zwei
Transistoren T 14 und T 19 angeschlossen. Der Transistor T 14 dient
als Kondensator beziehungsweise Ladungsspeicher. Hierbei handelt
es sich um einen "schweren" (heavy) Knoten, der dementsprechend
sehr widerstandsfähig gegen Rauschen ist. Die Ladungsspeicher
funktion wird durch Verwendung einer Verarmungsvorrichtung er
reicht. Dieser Knoten, das heißt das gemeinsame Gate der
Transistoren T 14 und T 19 und der Drain des Transistors T 13
liefert eine Referenzspannung V REF an einen Differential
verstärker, der Transistoren T 15, T 16, T 17, T 18, T 20 und T 21
aufweist.
Als Differentialverstärker kann einer von vielen herkömmlichen
Differentialverstärkern eingesetzt werden. Die in Fig. 7
gezeigte Differentialverstärkerschaltung besteht aus einem
abgeglichenen Paar von Treibertransistoren T 17 und T 19 gemein
sam mit Lasttransistoren T 16 und T 18 vom p-Typ. Der Transistor
T 20 verbindet beide Treibertransistoren T 17, T 19 mit Erde und
hat an seinem Gate eine Vorspannung, damit er als Stromquelle
wirken kann. Die Vorspannung am Gate des Transistors T 20 wird
von einem Taktsignal ⌀2 gesteuert, welches bei Beginn der Vor
ladungsdauer den Transistor T 20 zu aktivieren beginnt. Die
Lasttransistoren T 16 und T 18 teilen sich in ein gemeinsames
Gate, welches mit einem Schalter T 21 verbunden ist. Das Gate
des Schalters T 21 wird von einem Taktsignal Φ 3 gesteuert, wel
ches den Schalter T 21 am Anfang der Vorladedauer zu aktivieren
beginnt. Wenn der Schalter T 21 aktiv ist, balanciert er die Be
lastungen der Transistoren T 16 und T 18. Die Transistoren T 16
und T 18 teilen sich eine gemeinsame Source, die mit dem Drain
des Transistors T 15 vom p-Typ verbunden ist. Das Gate des
Transistors T 15 wird vom Taktsignal Φ 2 gesteuert, welches
auf 2 invertiert wird, um den Transistor T 15 während der
Vorladedauer zu aktivieren. Der Transistor T 15 hat die Auf
gabe, den Differentialverstärker vorzubereiten.
Differentialverstärker dieser Art sind bistabile Schaltungen,
das heißt entweder die Transistoren T 16 und T 17 sind während
des Betriebs eingeschaltet und die Transistoren T 18 und T 19
ausgeschaltet oder umgekehrt. Die Ausgabe des Differential
verstärkers kann entweder vom Drain des Transistors T 16 oder
vom Drain des Transistors T 18 abgenommen werden.
In Fig. 7 ist der Ausgang des Differentialverstärkers mit
dem Drain des Transistors T 16 verbunden. Da der Schalter
T 21 am Ende der Vorladedauer entaktiviert wird und danach
effektiv offen ist, ist die Source des Transistors T 16 nicht
äquivalent mit der Source des Transistors T 18.
Einen Eingang des Differentialverstärkers stellt das Gate
des Transistors T 17 dar, das an die Vorspannleitung ange
schlossen ist. Der andere Eingang des Differentialverstärkers
ist die Referenzspannung V ref . Die Ausgabe des Differential
verstärkers V aus , hat die Tendenz, je nach der Polarität der
Differenz zwischen den Spannungen an den Eingängen auf hoch
oder tief zu gehen. Der endgültige Ausgang kann auf verschie
dene Weise von diesem ersten oder primären Ausgang erhalten
werden. Oft sind verschiedene Stufen der Schaltung, die als
Differentialverstärker arbeitet, das heißt der Vergleichs- und
Verstärkungsschaltungsanordnung, in Kaskade geschaltet, um
einen "Sense"-Verstärker mit hoher Verstärkung zu bilden.
Das Signal V aus wird in ein herkömmliches Latch eingegeben,
welches in Fig. 7 zwei CMOS-Inverter aufweist. Bei V aus han
delt es sich um den Eingang in einen ersten Inverter. Der
Ausgang des ersten Inverters ist mit dem Eingang des zweiten
Inverters verbunden. Der Ausgang des zweiten Inverters kehrt
als Eingang zum ersten Inverter zurück. Dies bewirkt, daß
das verstärkte Signal V aus in eine klare logische "0" oder
logische "1" umgewandelt wird. Häufig sind verschiedene
Stufen der Signalspeicherschaltungsanordnung in Kaskade ge
schaltet, um eine logische Ausgabe zu bilden, wie sie nötig
ist, um mit dem Lesewert der Datenzelle übereinzustimmen.
Während der Vorladedauer wird die Vorspannleitung, die vom
Drain des Transistors T 1 zum Gate des Transistors T 17 reicht,
in ihrem Spannungsniveau auf den maximalen Punkt angehoben.
Die Vorspannleitung ist ein "leichter" (light) Knoten und
erreicht höchstens das Spannungsniveau von V cc - V t . Ein
Transistor T 6A ist mit seiner Source an den Drain des
Transistors T₆ angeschlossen. Das Gate des Transistors T 6A
ist an die Energiequelle V cc angeschlossen, mit der auch der
Drain des Transistors T 6A verbunden ist. Bei einer Schaltung
in der genannten Weise wirkt der Transistor T 6A als Stromquelle,
da er in gesättigter Betriebsweise funktioniert. Damit
ist dafür gesorgt, daß die Quelle des Transistors T 6A ,
die mit dem Drain des Transistors T₆ verbunden ist, sich ständig
auf V cc - V t befindet. Wenn das Taktsignal Φ₃ am Gate des
Transistors T₆ diesen aktiviert, arbeitet der Transistor T₆
in linearer Betriebsweise, und die Spannung am Drain des
Transistors T₆ wird an die Vorspannleitung weitergegeben, die
mit der Source des Transistors T₆ verbunden ist. Bei einer
Schaltung in der genannten Weise liefern die Transistoren T₆
und T 6A eine Maximalgrenze von V cc - V t für den Spannungspegel
der Vorspannleitung.
Die Vorspannleitung ist auch an den Transistor T 5 angeschlossen,
bei dem es sich um eine Verarmungsvorrichtung handelt, deren
Gate an die Source des gleichen Transistors angeschlossen ist.
Mit seinem Drain ist der Transistor T 5 an den Drain des
Transistors T 4 vom p-Typ angeschlossen. Das Gate des Transistors
T 4 wird vom Taktsignal 2 gesteuert, welches den Transistor
T 4 am Anfang der Vorladedauer aktiviert und bis zum Ende
des Lesezyklus aktiv bleibt. Der Transistor T 4 ist mit
seiner Source an die Energiequelle V cc angeschlossen. Wenn
die Transistoren T 5 und T 4 auf diese Weise geschaltet sind,
wirken sie als Stromquelle. Die Transistoren T 5 und T 4 sind
so bemessen, daß sie eine kleine Stromquelle bilden. Da der
Transistor T 5 als Quelle eines kleinen Stroms wirkt, ist er
sehr widerstandsbehaftet. Die Drainspannung bleibt in der
Nähe von V cc - V t . Bei einem hohen Widerstandswert bleibt
auch die Source des Transistors T 5 hoch. Die Stromquelle
liefert Unterstützung für das Spannungsniveau der Vorspann
leitung, wenn die Vorladedauer vorüber ist. Wenn also der
Transistor T 6 abgeschaltet wird, bleibt die Vorspannleitung
auf ihrem hohen Niveau beziehungsweise V cc - V t wegen des
Transistors T 5, es sei denn, daß eine "1" aus einer der Zellen
gelesen wird. Wenn eine "1" aus einer Zelle gelesen wird,
wirkt die Zelle als eine starke Stromsenke oder ein großer
Stromabfluß. Der Abfluß aus der Zelle kann leicht den
kleinen Strom von Transistor T 5 überwältigen. Somit wird das
Niveau der Vorspannleitung abgesenkt, was den Dateneingang
wiedergibt.
Der steuernde Takt am Gate des Transistors T 13 wird kurz
nach Beginn der Vorladedauer aktiviert. Das Taktsignal Φ 4
wird vom Taktsignal Φ 3 über zwei endweise verbundene CMOS-
Inverter abgeleitet. Damit ist das Taktsignal Φ 4 eine
Reflexion des Taktsignals Φ 3 nur mit geringfügiger zeit
licher Verzögerung. Genauer gesagt ist das Taktsignal Φ 4
um zwei Gateverzögerungen beziehungsweise die Zeit verzögert,
die das Signal braucht, um beide Inverter zu durchlaufen.
Am Ende der Vorladedauer ist die Spannung der Vorspannleitung
circa V cc - V t . Die Datenleitungsspannung in diesem Zeitpunkt
ist circa V cc - 2V t . Die zweite Schwellenspannung gibt den
Spannungsabfall über den Transistor T 1 wieder. Die Näherung
ist nötig, um die sich durch die Last an der Datenleitung
ergebende Justierung wiederzugeben. Die Auswirkung der
Last und der Spannungen längs der Spalte von Zellen
leitungen stellt also die Spannung ein, die durch den
Transistor T 13 zum Referenzknoten weitergegeben wird. Damit
wird eine Bezugsspannung mit einer genaueren Reflexion der
Zellspannungen erhalten.
Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, daß das Gate des Tran
sistors T 13 noch geringfügig nach der Vorladedauer aktiv
bleibt. Die Vorladung endet im Zeitpunkt t 3, während das
Gate des Transistors T 13 durch die beiden Invertergates ge
ringfügig verzögert ist und bis zum Zeitpunkt t 4 aktiv bleibt.
Diese beabsichtigte zeitliche Überlappung ist wichtig, da sie
es ermöglicht, daß die Bezugsspannung geringfügige Schwankun
gen der Datenleitungsspannung bei Erreichen des Maximalpegels
auf genaueste Weise wiedergibt. Es ist auch wichtig, darauf
hinzuweisen, daß die von den Transistoren T 2 und T 3 gebildete
kleine Stromsenke am Ende der Vorladung abgeschaltet wird und
die Spannung auf der Datenleitung während dieser kleinen zeit
lichen Überlappung, t 3 und t 4, nicht beeinflußt.
Gemäß Fig. 7 und Fig. 5 erfolgt die Vorspannsteuerung und
die Erzeugung der Referenzspannung V ref durch die Transistoren
T 1-T 14 sowie durch Zeitgebermechanismen, die zum Betreiben
entsprechend den Anweisungen nötig sind. Fig. 6 zeigt die
Vorspannsteuerungs- und Bezugsspannungs-Erzeugerschaltungs
anordnung, die an eine einfache Last aus einer Zelle ange
schlossen ist, wobei der Ausgang, eine Vorspannleitung und
Referenzspannung, in einen üblichen Differentialverstärker
eingespeist wird, dessen Ausgang mit einem üblichen Latch
verbunden ist. Fig. 8 zeigt die für den Betrieb von Fig. 7
nötige Zeitgabe und die Spannungspegel von Adressenleitungen
und der Datenleitung. A X stellt ein Signal dar, welches eine
getrennte Schaltungsanordnung von einer Adressenänderung
in Kenntnis setzt. Das A X -Signal wird in einen Lesesignal
erzeuger eingespeist, der im Zeitpunkt t 1 als Ausgang Takt
signal Φ 1 als Eingang für die Erfindung erzeugt. Ein Sig
nal A INT gibt die interne Adressenänderung wieder. Während
des Lesezyklus kann der logische Pegel am Gate einer Zelle
hochgehen. Das Ergebnis eines hohen logischen Pegels am
Gate einer Zelle besteht darin, daß der Spannungspegel der
Datenleitung auf einen niedrigen Pegel herabgezogen wird.
Ehe die Datenleitung auf tiefen Pegel gezogen wird, wird
die Bezugsspannung von der Datenleitung abgeleitet, dann
nach dem Zeitpunkt t 4 isoliert, um ihre Integrität als
genaue Reflexion eines hohen Spannungspegels auf der Daten
spaltenleitung zu erhalten. Nach dem Zeitpunkt t 4, aber
vor dem Zeitpunkt t 5 setzt sich das Absinken des Datenlei
tungsspannungspegels fort und zieht dabei auch die Vor
spannleitung mit herab. Der Zeitpunkt t 5 ist ausreichend
weit verzögert gewählt, damit die Vorspannleitung auf ihr
Mindestniveau absinken kann, wie es vom logischen Pegel
der Zelle bestimmt wird. Nach dem Zeitpunkt t 5 wird der
Differentialverstärker durch die Signale Φ 2 und 2 entakti
viert und das Ergebnis des Vergleichs zwischen der Referenz
spannung V ref und dem Spannungspegel der Vorspannleitung
wird in den Latches verriegelt.
Es ist zu erkennen, daß die Referenzspannung V ref circa
V cc - 2V t beträgt, wobei die Näherung Schwankungen wieder
gibt, die von der mit der Vorrichtung verbundenen Last her
vorgerufen werden. Aber die Vorspannleitung ist nur auf das
Niveau von V cc - V t vorgeladen. Es sei jedoch erwähnt, daß
diese Differenz einer einzigen Schwellenspannung keinerlei
Auswirkungen auf die Genauigkeit der Vergleich- und Ver
stärkungsschaltungsanordnung hat. Wenn der logische Pegel
einer Zelle niedrig oder Null ist, bleibt die Vorspannleitung
auf ihrem maximalen Wert V cc - V t . Der Differentialverstärker
erzeugt bei seinem Vergleich des Vorspannleitungspegels
mit V cc - 2V t oder der Bezugsspannung immer eine Ausgabe,
die das höhere Niveau der Vorspannleitung wiedergibt.
Sollte der Zellenwert ein logischer Pegel "1" sein und die
Vorspannleitungsspannung absinken, so fällt die Vorspannlei
tung signifikant mehr ab als um eine einzige Schwellen
spannung, da der Stromabfluß durch die Zelle stark genug
ist, um die Transistoren T 5 und T 4 zu überwältigen, wobei
die Stromquelle das maximale Niveau der Vorspannleitung
aufrechterhält. Die Spannung der Vorspannleitung sinkt
also deutlich unter den Pegel ab, den der Differential
verstärker braucht, um eine Ausgabe zu erzeugen, die V ref
als größere Spannung wiedergibt.
Claims (16)
1. Verfahren zur Schaffung einer stabilen Referenzspannung,
die von der Datenleitungsspannung abgeleitet ist, und zur
Wahrnehmung einer Änderung beim einseitigen Lesen von Daten,
bestehend aus folgenden Schritten:
- a) die Vorspannleitungsspannung wird auf ihren maximalen Pegel angehoben,
- b) Die Datenleitungsspannung wird gespeichert,
- c) die gespeicherte Datenleitungsspannung wird isoliert, so daß die stabile Bezugsspannung erhalten wird,
- d) auf die Daten wird so zugegriffen, daß die Vorspannlei tungsspannung die Eingangs-Daten reflektiert, und
- e) die Vorspannleitungsspannung wird mit der Referenz spannung verglichen und der Unterschied mit einem Differenz verstärker so verstärkt, daß die Ausgangsspannung die Ein gangs-Daten wiedergibt.
2. "Sense"-Verstärkerschaltung zum Wahrnehmen einer Änderung beim
einseitigen Lesen von Daten unter Verwendung einer stabilen
Referenzspannung, gekennzeichnet durch
- a) ein Eingangssignal auf einer Datenleitung,
- b) einen Schalter, der die Datenleitung mit einer Vorspannlei tung verbindet, wobei ein Spannungspegel der Datenleitung die Datenleitungsspannung ist, ein Spannungspegel der Vor spannleitungsspannung die Vorspannleitungsspannung ist,
- c) einen Schalter, der die Datenleitung mit einer Speichervor richtung verbindet,
- d) eine Einrichtung, die eine von der Datenleitung abgeleitete Referenzspannung erzeugt, und
- e) einen Differentialverstärker, der so angeschlossen ist, daß er die Vorspannleitungsspannung und die Referenzspannung empfängt und die beiden Spannungen vergleicht und eine in Beziehung zum Eingangssignal stehende Ausgangsspannung er zeugt.
3. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet
durch ein Latch, welches die Ausgangsspannung über das Ende
eines Lesezyklus hinaus hält.
4. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Anheben der Vorspannleitungsspannung auf
ihren maximalen Pegel während einer Vorladedauer erfolgt,
die zu einer Zeit t 1 in Abhängigkeit von einem Lesesignal be
ginnt.
5. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die vom Differentialverstärker durchge
führte Vergleichs- und Verstärkungsfunktion als Antwort auf
ein Lesesignal zu einer Zeit t 1 aktiviert und ausgleicht.
6. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Vorspannleitungsspannung bis zum Ende eines
Lesezyklus auf ihrem maximalen Niveau gehalten wird, es sei
denn, daß die Dateneingabe, wenn Zugriff genommen wird, eine
"1" ist.
7. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Vorspannleitungsspannung durch Aktivieren
einer kleinen Stromquelle an die Vorspannleitung zu der Zeit
t 1 beibehalten wird.
8. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Speichern und Isolieren der Datenleitungs
spannung kurz nach dem Ende der Vorladedauer beendet sind.
9. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Speichern der Datenleitungsspannung mit
einem Kondensator mit einem "schweren", gegen Rauschen wider
standsfähigen Knoten durchgeführt wird.
10. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Datenleitungsspannung an den Kondensator
mit einem Schalter weitergegeben und mit dem gleichen Schalter
von der Datenleitung isoliert wird.
11. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekenn
zeichnet, daß die isolierte Datenleitungsspannung als Referenz
spannung dient und ausreicht, um einen Zweig des Differential
verstärkers zu aktivieren.
12. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 11, dadurch ge
kennzeichnet, daß der maximale Pegel der Vorspannleitung
dem Datenleitungsspannungspegel im wesentlichen gleich ist.
13. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 12, dadurch ge
kennzeichnet, daß der maximale Pegel der Vorspannleitung
ausreicht, einen Zweig des Differentialverstärkers zu
aktivieren.
14. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 11 oder 13, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung nur dann eine "1"
ist, wenn die Vorspannleitungsspannung geringer ist als die
Referenzspannung.
15. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Ausgangsspannung der Eingang eines Latch
ist, wobei das Latch die Daten nach dem Ende eines Lesezyklus
hält.
16. "Sense"-Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß eine kleine Stromsenke an der Datenleitung
hängt und als Antwort auf das Lesesignal aktiviert und am
Ende der Vorladedauer entaktiviert wird.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE3811554A1 true DE3811554A1 (de) | 1988-10-27 |
Family
ID=21888731
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4763026A (de) |
JP (1) | JPH01209808A (de) |
DE (1) | DE3811554A1 (de) |
GB (1) | GB2203309B (de) |
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1988
- 1988-01-25 JP JP63012759A patent/JPH01209808A/ja active Pending
- 1988-04-06 GB GB8808006A patent/GB2203309B/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-04-06 DE DE3811554A patent/DE3811554A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
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---|---|
US4763026A (en) | 1988-08-09 |
JPH01209808A (ja) | 1989-08-23 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: BLUMBACH, P., DIPL.-ING., 6200 WIESBADEN WESER, W. |
|
8141 | Disposal/no request for examination |