CN1914787B - 开关式电源和半导体集成电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关式电源和半导体集成电路，即使当电源电压VDD为低电压时，其也能够获得高电位侧开关元件M1的足够的驱动电压。在控制电流通过开关元件流入感应器的开关式电源中，开关元件响应PWM信号执行开关操作，并通过与感应器串联提供的电容器形成输出电压，在开关元件的输出节点与预定电压端之间提供由自举电容和MOSFET构成的升压器电路，升高的电压用作开关元件的驱动电路的工作电压，源极和漏极区域中的另一个与衬底栅极彼此连接，使得在MOSFET呈OFF状态时，在源极和漏极区域之一与衬底栅极之间的结型二极管相对于由自举电容形成的升高电压被反向定向。

Description

开关式电源和半导体集成电路
技术领域
本发明涉及一种开关式电源和半导体集成电路，例如，涉及一种可有效地应用于将高电压转换成低电压的开关式电源的技术，以及该开关式电源中使用的半导体集成电路。
背景技术
开关式电源需要满足低成本、小型化、高效率、低电压和大电流。因此，在许多情况下使用以低成本制造的并表现出低导通电阻(低Ron)和低Qgd(低栅极电荷量)的N沟道型功率MOSFET(以下简写为NMOS)作为开关元件。图12显示了在本发明之前研究的降压型开关式电源的构成。在高电位侧开关元件M1中使用NMOS，附图中所示的被称作“自举”的升压器电路和电平移位电路是必须的。在图13所示的升压器电路中，施加电压(VDD-Vf)用于驱动高电位侧开关元件M1，电压(VDD-Vf)比电源电压VDD低于相当于二极管D4的正向电压Vf的量。也就是，将电压施加到开关元件M1的栅极，该电压比开关元件M1的源极(中间点LX)高出存储在自举CB中的电压(VDD-Vf)。为了增加上述电压(VDD-Vf)，使用具有低的正向电压Vf的肖特基势垒二极管作为二极管D4。
图14显示了图13中所示的降压型开关电源的各个部分的工作波形。在降压型开关元件中，高电位侧开关元件M1与低电位侧开关元件M2之间的中间点LX变为用于每次开关的输入电压Vin和地电位VSS。在中间点LX的电位呈现出地电位VSS期间，升压器电路通过二极管D4从电源电压VDD充电自举电容CB。因此，自举电容CB的两端电压呈现为电压(VDD-Vf)，电压(VDD-Vf)是从电源电压VDD下降对应于二极管D4的正向电压Vf的量。当中间点LX的电位呈现出输入电压Vin时，二极管D4防止向后流到电源电压VDD，并将电流从自举电容CB提供至高电位侧开关元件M1的驱动电路。高电位侧开关元件M1的驱动电压Vgs变为(VDD-Vf)。
另一方面，观察出一种趋势，包括控制电路的外围电路的电源电压VDD下降。因此，不可再忽略二极管D4的正向电压Vf的下降量，由此增加了高电位侧开关元件M1不能获得足够的驱动电压的可能性。当驱动电压变得不充分时，开关元件不能表现出其最初的性能，由此使得损失等增加。因此，在日本专利公开Hei11(1999)-501500中已知一种开关式电源，一种使用结型FET(以下简称JFET)构成自举电路并在此处结合IC的开关式电源的示例。在此开关式电源中，自举电容器通过JFET充电。
专利文献1：日本专利公开Hei11(1999)-501500
发明内容
发明所要解决的问题
但是在JFET中，OFF状态下的漏电流是不可忽略的，因此串联连接用于防止逆流的二极管，以确保足够的升高电压。也就是说，为了构成实际的电路，在上述专利文献1的开关式电源中，认为连接逆流防止二极管是必要的，因此最终出现类似于图13所示电路具有的缺陷。
因此，本发明的一个目的是提供开关式电源和该开关式电源中使用的半导体集成电路，该开关式电源即使在电源电压VDD为低电压时也能够获得高电位侧开关元件M1的足够的驱动电压。
根据此说明书和附图的描述，本发明上述和其它的特征将显而易见。
解决问题的手段
为了简要地说明本申请中所述发明的典型发明的概述，提供如下说明。也就是，在控制电流通过开关元件流入电感器的开关式电源中，开关元件响应PWM(脉宽调制)信号执行开关操作，并通过与电感器串联提供的电容器形成输出电压，在开关元件的输出节点与预定电压端之间提供由自举电容和MOSFET构成的升压器电路，升高的电压用作开关元件的驱动电路的工作电压，源极和漏极区域中的另一个与衬底栅极彼此连接，使得在MOSFET呈OFF状态时，在源极和漏极区域之一与衬底栅极之间的结型二极管相对于由自举电容形成的升高电压被反向定向。
本发明的优点
开关式电源和使用这样的开关式电源的半导体集成电路即使在电源电压VDD为低电压时也能够获得高电位侧开关元件的足够的驱动电压。
附图说明
图1是显示按照本发明的开关式电源的一个实施例的示意图；
图2是用于说明图1所示的开关式电源的驱动电路工作的波形图；
图3是显示图1所示的P沟道MOSFET M3的一个实施例的元件的示意性剖面图；
图4是按照本发明的开关式电源的一个实施例的构成图；
图5是按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成图；
图6是按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成图；
图7是按照本发明的开关式电源的另一个实施例的示意性电路图；
图8是按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成图；
图9是显示图8所示的电压箝位电路VCL的一个实施例的电路图；
图10是显示按照本发明的用于开关式电源的电平移位电路LS2的一个实施例的电路图；
图11是显示按照本发明的开关式电源的另一个实施例的示意性电路图；
图12是显示按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成图；
图13是在本发明之前研究的降压型开关式电源的构成图；
图14是显示图13中所示的降压型开关式电源的各个部分的工作波形图。
符号说明
D1至D4：二极管；M1至M3，M3’：MOSFET；Io：电流源；Ci：电容器；CONT：控制电路；EA：误差放大器；CMP：电压比较器；TWG：三角波发生电路；IB：输入电路；CB：自举电容；LO：电感器；CO：电容器；R1至R4：电阻；INV1至INV4：CMOS反相器电路；Reg：电源电路；LS1、2：电平移位电路。
具体实施方式
图1显示了按照本发明的开关式电源的一个实施例的示意图。此实施例涉及一种所谓的降压型开关式电源，其通过使输入电压Vin降压来形成输出电压Vout。尽管没有特别的限制，输入电压Vin可以是大约12V的相当高的电压，输出电压Vout可以是大约3V的低电压。
上述输入电压Vin通过高电位侧开关元件M1从电感器LO的一端供应电流。电容器CO设置在电感器LO的另一端与电路的地电位VSS之间，并通过电容器CO形成平滑的输出电压Vout。在电感器LO的一端与电路的地电位VSS之间设置开关元件M2，当开关元件M1呈OFF状态时，通过使得中间点LX呈现出电路的地电位，开关元件M2箝位电感器LO中产生的反电动势。开关元件M1、M2由N沟道功率MOSFET形成。开关元件M1、M2的节点构成了所谓的反相推挽式输出电路的中间点LX，并连接到电感器LO的一端。
为了将输出电压Vout控制为大约3V的预定电位，提供下面的PWM控制电路。作为示例，通过由电阻R1、R2构成的分压电路来分割上述输出电压Vout，并将其施加到误差放大器EA的一个输入(-)端。将参考电压Vr施加到误差放大器EA的另一个输入(+)端。将分割的电压与参考电压Vr之间的差分电压施加到电压比较器CMP的一个输入(+)端。将通过三角波发生电路TWG形成的三角波施加到电压比较器CMP的另一个输入(-)端。将电压比较器CMP的输出信号施加到控制电路CONT，控制电路CONT形成使得分割的电压与参考电压Vr彼此一致的PWM信号。信号不特别地限于PWM信号，可以使用能够通过控制功率MOSFET的开关来控制输出电压Vout的任何信号，例如PFW(脉冲频率调制)信号、PDM(脉冲密度调制)信号等。
控制电路CONT产生了对应于上述PWM的高电压侧控制信号hg和低电位侧控制信号lg。在此实施例中，使用具有低导通电阻和低Qgd的N沟道型功率MOSFET作为上述开关元件M1，由此允许控制电路CONT作为源极跟随器输出电路工作。因此，为了允许中间点LX的电位获得对应于输入电压Vin的高电压，也就是为了防止中间点LX的电位下降对应于MOSFET M1的阈值电压的量以及产生损失的现象，而提供升压器电路。也就是说，当MOSFET M1处于ON状态时，升压器电路执行操作，将栅极电压设置为等于输入电压Vin或比输入电压Vin高出相当于阈值电压的量的高电压。
上述中间点LX连接到自举电容CB的一端。自举电容CB的另一端通过P沟道型开关MOSFET M3的源漏极布线连接到电源电压VDD。电源电压VDD是例如5V的低电压，并且是构成包括上述控制电路CONT的PWM控制电路的误差放大器EA、电压比较器CMP和三角波发生电路TWG的工作电压，其中电源电压VDD也用作稍后所述的电平移位电路LS1、LS2的低电压侧电路的工作电压。
对应于上述PWM信号的高电压侧控制信号hg通过电平移位电路LS2使其电平移位，由此形成高电位侧开关元件M1的驱动信号HG。电平移位电路LS2使用上述的电源电压VDD和通过上述自举电容CB形成的升高的电压Vbt作为工作电压，其中通过将电源电压VDD和具有地电位(在此实施例中大约为5V)幅度的高压侧控制信号hg的电平移位到升高的电压Vbt和具有中间点LX幅度的信号，能够在开启开关元件M1时将栅极电压增加至例如升高的电压Vbt的电压。
对应于PWM信号的低压侧控制信号lg使用缓冲器等基本上被直接提供至低电位侧开关元件M2的栅极。电平移位电路LS1移位低压侧控制信号lg的电平，由此形成提供至P沟道型MOSFET M3的栅极的控制信号LG。也就是，当开关元件M2的低压侧控制信号lg通过电平移位电路反相由此关闭开关M2时，形成对应于升高的电压Vbt的控制信号LG，并将控制信号LG传输至P沟道型MOSFET M3的栅极由此关闭MOSFET M3。
如图12所示，通过使用替代二极管D4构成开关元件的P沟道型MOSFET(简称PMOS)M3来描述本发明升压器电路的特性。此处，PMOS M3使其漏极端子D连接到电源VDD，使其源极端子S连接到自举电容CB侧。MOSFET的源极和漏极可以根据电压施加的方向而颠倒，因此附图中所示的漏极端子D和源极端子S是出于方便的原因而设置的。也就是，漏极端子D和源极端子S表示在形成由自举电容CB引起的高于电源电压VDD的升高电压Vbt的状态下的漏极和源极。PMOS M3的衬底栅极(背栅极、沟道区域或N型阱区域)连接到源极端子S侧，也就是自举电容CB侧。
图2显示了用于说明图1所示的开关式电源的驱动电路工作的波形。基本上，在响应对应于PWM信号的控制信号hg、lg而开启开关元件M2期间(也就是在开关元件M1关闭期间)，开关元件M3开启，通过电源电压VDD对自举电容CB充电。在附图中，此充电电压表示为VDD-V3(on)。V3(on)表示在充电操作期间MOSFET M3的源漏极布线中的电压损失，基本上视为零。
将此处PMOS M3的操作称作反向特性。也就是，将低电平(例如地电位)的控制信号LG从电平移位电路LS1施加到PMOS M3的栅极，电源电压VDD侧(漏极端子D)作为源极区域工作以呈ON状态，因此开始对自举电容CB充电。此处，也通过由衬底栅极与作为源极工作的漏极端子D的PN结所构成的寄生二极管形成充电线路，因此当作为漏极区域工作的源极端子S侧上的电位Vbt低于(VDD-Vf)(Vf是寄生二极管的正向电压)时，充电电流也流过这样的寄生二极管。
在响应对应于PWM信号的控制信号hg、lg而开启开关元件M1期间(也就是在开关元件M2开启期间)，由于开关元件M1的开启使得中间点LX的电位从低电平上升。对应于低电平的上升，自举电容CB的升高电压Vbt升高到高出相当于充电电压VDD的量的电压。也就是，在栅极与开关元件M1的源极(HG-LX)之间，通过电平移位电路LS2施加了自举电容CB的保持电压VDD(VDD-V3(on))，因此从源极侧获得的中间点LX的电位升高到对应于输出电压Vin的高电压。此处，VDD大约是5V，开关元件M1的阈值电压大约是1V，由此建立关系VDD＞Vth。
由于升高电压Vbt的上升，在与上述充电操作中向一对源极和漏极区域施加电压方向相反的方向上向MOSFET M3的一对源极、漏极施加电压，因此如图1所示，升高电压Vbt侧作为源极端子S工作，电源电压VDD侧作为漏极端子D工作。因此，假设将施加到栅极G的控制信号LG设为高电平，例如电源电压VDD，当源极端子S的电位上升到阈值电压Vth或更高时，开关元件再次呈现为ON状态，形成升高电压Vbt的自举电容CB的电荷泄漏到电源电压VDD侧。电平移位电路LS1将高电平的控制信号LG设置为对应于升高电压Vbt的高电压，并通过将栅极G和源极端子S设在相同电位(等于或低于Vth)来维持OFF状态。此外，在相反方向上将电压施加到寄生二极管，并且没有用于使自举电容Cb的电荷放电的电流流过。
能够通过Cg×Vgs粗略地计算在一次充电操作中用于使开关元件M1成为ON状态所消耗的自举电容Cb的电荷。此处，符号Cg表示开关元件M1的栅极输入电容，符号Vgs表示栅极与源极之间的驱动电压。通过使电荷与开关频率相乘，能够获得平均充电电流。作为例子，为了计算充电电流，将Cg、Vgs和开关频率设置为Cg＝3000pF、Vgs＝5V、开关频率＝1MHz，充电电流为15mA。此外，一般情况下MOSFET M3的导通电阻是几十mΩ，充电时的压降V3(on)很小，被视为零。因此，与传统的二极管D4的正向电压Vf引起的压降相比，此实施例能够将压降抑制到极小的值。
以上所述在开关元件M2关闭期间(在开关元件M1开启期间)，必须关闭P沟道MOSFET M3。为了关闭P沟道MOSFET M3，电平移位电路LS1通过使用升高电压Vbt作为工作电压，将施加到P沟道MOSFET M3的栅极端子G的控制信号LG的电平移位至等于源极端子S的升高电压Vbt的电压电平。此外，具有在MOSFET M3的漏极端子D与衬底栅极之间寄生的二极管(也称作体二极管)。由于此寄生二极管，MOSFET M3进入上述的OFF状态，同时能够防止从升高的电位Vbt向电源电压VDD逆流。因此，不必重新提供在上述专利文献1中用作JFET的二极管用于防止逆流。
由于到开关元件M1、M2、M3的ON状态或OFF状态的渡越时间具有由元件等引起的不规则性，所以在开关元件M1、M2、M3的转变中提供停止时间，用于防止直通电流。以相同的方式，在开关元件M1完全关闭之前，当开关元件M3开启时，产生从升高的电位侧向电源电压VDD的逆流，因此以相同的方式提供停止时间。尽管没有特别的限制，但是通过对应于PWM信号形成信号lg和hg的控制电路CONT来设置停止时间。如上所述，本发明提供了升压器电路，即使将电源电压VDD设置为低电压也能够获得开关元件M1的足够的驱动电压。
图3是显示图1所示的P沟道型MOSFET M3的一个实施例的元件的示意性剖面图。图3(A)显示了一般MOSFET的示例，图3(B)显示了高电介质强度MOSFET的示例。从图2中各个部分的信号的波形可以理解，升高电压Vbt达到了电源电压VDD+输入电压Vin。因此，出于安全的目的，期望使用图3(B)所示的具有高电介质强度的LDMOS(横向扩散MOS)作为P沟道MOSFET M3。
在图3(A)所示的一般的P沟道型MOSFET中，在P型衬底PSUB上形成N型阱区域NWEL，并在N型阱区域NWEL中形成一对P+型源漏极区域。在这样一对源极和漏极区域之间的阱区域(沟道或衬底栅极)上，形成具有小的膜厚度的栅极绝缘膜。在栅极绝缘膜上，以栅极电极跨在该对源极和漏极区域上的状态形成栅极电极。此外，当使用P沟道型MOSFET作为构成上述升压器电路的开关元件M3时，构成图1中的源极端子S侧的阱区域NWEL和P+区域彼此连接。在构成图1中的漏极端子D的P+区域与衬底栅极(NWEL)之间，存在图中所示的寄生二极管。
在图3(B)所示的高电介质强度MOSFET中，在P型衬底PSUB(P-)上形成用于构成漏极端子D的P+区域。相对于与源极端子S对应的半导体区域，在N型阱区域NWEL中按照P+区域面对以相反方式构成漏极端子D的P+区域的状态形成P+区域，并且在N型阱区域NWEL中形成用于获得欧姆接触的N+区域。此外，通过在P+区域和N+区域上形成电极，建立了与N型阱区域NWEL的连接。在此高电介质强度MOSFET中，P+区域和P-衬底作为有效的漏极区域工作，而在N型阱区域NWEL中形成的P+区域之间的阱区域(沟道或衬底栅极)用作有效的衬底栅极(沟道区域)。
在该对P+区域和衬底PSUB之间的N阱区域NWEL上，形成具有小的膜厚度的栅极绝缘膜。在栅极绝缘膜上，以栅极电极跨在该对P+区域上的状态形成栅极电极。此外，当使用高电介质强度MOSFET作为构成上述升压器电路的开关元件M3时，构成图1中的源极端子S侧的阱区域NWEL和P+区域彼此连接。在构成图1所示的一部分漏极区域的衬底PSUB与衬底栅极(NWEL)之间，存在图中所示的寄生二极管。在这样的LDMOS中，源极区域和漏极区域的结构是不对称的，因此如附图所示地表示源极和漏极以显示此不对称。
如作为元件的示意性结构剖面图的图3(A)、(B)所示，在源极和衬底栅极(阱区域)彼此连接的状态下使用该MOSFET，因此在图3(A)所示的一般P沟道MOSFET和图3(B)所示的LDMOS中，在漏极与源极之间存在寄生二极管。因此，在本发明的开关元件M3中使用P沟道MOSFET和LDMOS不会出现问题。此外，在向图3(B)所示的LDMOS的自举电容CB充电过程中，电流从图3(B)中的漏极流到源极。但是，此操作是在线性区域(低电流)中执行的操作，因此不会有极大地降低开关元件M3的性能的可能。
按照此实施例的开关式电源，即使当电源电压VDD降低时，高电位侧开关元件也能够获得足够的驱动电压。由于N沟道功率MOSFET能够用在高电位侧开关元件中，因此能够构成廉价且小型化的开关式电源。此外，此实施例的开关式电源也具有能够将开关元件结合在IC中的优点，如稍后所述。通过将开关式电源结合在IC中，能够减少外部安装部件的数量，由此有助于小型化和降低电源的成本。
在本发明的升压器电路中，通过对应于升高电压来移位MOSFET的栅极电压的电平，并通过使用体二极管，通过开启P沟道MOSFETM3对自举电容CB进行充电，通过关闭MOSFET来防止从升高的电位侧的逆流。因此，能够省略用于防止逆流的二极管，该二极管在上述专利文献1所述的开关式电源中是必须的。此外，由于MOS的导通电阻很小，也就是几十mΩ，所以与二极管的正向电压Vf相比，能够抑制充电期间内电压的下降。只要能够设置足够的充电时间，就能够将自举电容CB升高到VDD。
如上所述，即使电源电压VDD为低电压，也能够获得高电位侧开关元件M1的足够的驱动电压。因此，此实施例能够采用可以低成本制造的、可以小型化并表现出低的Ron和低的Qgd的N沟道功率MOSFET作为高电位侧开关元件，因此能够构成可以低成本制造且小型化的开关式电源。此外，与肖特基势垒二极管相比，由于该MOSFET表现出较小的芯片面积，因此可以容易地将该MOSFET合并在IC中。因此，能够省略外部安装的二极管，所以此实施例适于电源的小型化和成本降低。
图4显示了按照本发明的开关式电源的一个实施例的构成。在此实施例的开关式电源中，实线框包围的部分由半导体集成电路(IC)构成。也就是，高电位侧开关元件M1和低电位侧开关元件M2由外部安装的单元元件构成。此外，电感器LO、自举电容CB和电容器CO、以及构成分压电路的电阻R1和R2也构成了单元元件。在此实施例中，在开关元件M3结合在半导体集成电路中的状态下形成用于构成升压器电路的开关元件M3。也就是，在半导体集成电路中，除了MOSFET M3之外，还形成误差放大器EA、电压比较器CMP、三角波发生电路TWG、控制电路CONT、电平移位电路LS1、LS2等。尽管附图中没有显示，但是用于驱动MOSFET M1和M2的驱动电路也结合在半导体集成电路中。在此实施例中，通过在半导体集成电路中形成控制部件，并且通过将自举开关元件M3结合在半导体集成电路中，能够实现部件数量的减少和电源的小型化。
图5显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成图。在此附图中，实线框包围的部分按照与上述实施例相同的方式由半导体集成电路(IC)构成。在此实施例中，也通过将开关元件M1、M2结合在半导体集成电路中，能够进一步减少外部安装部件的数量，所以此实施例适于电源的小型化和成本降低。
图6显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成。在此附图中，实线框包围的部分按照与上述实施例相同的方式由半导体集成电路(IC)构成。在此实施例中，针对控制IC和驱动器IC使用两个半导体集成电路。控制IC安装了误差放大器EA、电压比较器CMP、三角波发生电路TWG和构成其上的PWM控制部件并输出PWM信号的控制电路CONT。驱动器IC包括开关元件M1、M2，电平移位电路LS1、LS2，构成升压器电路的MOSFET M3以及在接收PWM信号时在低电位侧形成控制信号LG’的反相器电路INV1。在此实施例中，当接收PWM信号时电平移位电路LS1形成开关MOSFETM3的控制信号LG。
图7显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的示意性电路。此实施例是图1所示实施例的修改例，其中使用二极管D1替换低压侧的开关MOSFET M2。当以此方式使用二极管D1时，尽管产生了相当于ON状态下正向电压Vf的数量的电压损失，但是由于阳极与阴极之间的电位关系使得ON/OFF被自动地操作，因此上述控制信号lg变得不必要。在所谓的降压型开关式电源中，上述控制信号lg、hg具有如图2所示的互补关系。可以根据MOSFET M1的控制信号hg来产生此实施例的升压器电路的MOSFET M3的控制信号LG。此实施例也采用图4、图5和图6所示的构成。
图8显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成。在此附图中，按照与图6所示的实施例相同的方式针对控制IC和驱动器IC使用两个半导体集成电路。例如，将公用的工作电压VCC施加到控制IC和驱动器IC。电压VCC可以是例如上述VDD的低电压或者是对应于输入电压Vin的高电压。因此，驱动器IC包括降压电源电路Reg，并形成对应于VDD的内部电压。另一方面，控制IC形成对应于上述电源电压VCC的PWM信号。因此，驱动器IC包括接收PWNM信号的电压箝位电路VCL。其它的构成基本上与图6所示实施例中的构成相同，因此省略其说明。
在此实施例中，驱动器IC不要求特别的电源电压VDD，并且能够使用输入电压Vin作为电源电压VCC。通过使驱动器IC内部的这样的高电压降压，并且通过使用降压的电压作为低电压，能够降低内部驱动器电路的功耗。在此情况下，PWM控制IC和驱动器IC以彼此不同的工作电压工作。也就是，控制IC以12V工作，驱动器IC以5V的内部电压工作，因此为PWM信号的输入电路(VCL)提供了适当的电压箝位装置。
图9显示了图8所示的电压箝位电路VCL的一个实施例的电路。附图所示的电压箝位电路VCL，将具有从驱动器IC外部端子施加的高信号幅度VCC的输入信号(PWM)的电平箝位到对应于驱动器IC的反相器电路INV1和电平移位电路LS1、LS2的低压侧的工作电压VDD电平的电平。
在输入端子PWM中，提供了构成静电击穿保护电路的二极管D2、D3。尽管没有特别的限制，此实施例的驱动器IC包括两个工作电压，即，高电压VCC和由电源电路Reg形成的低的内部电压VDD。二极管D2设置在输入端子PWM与电源端子VCC之间，而二极管D3设置在输入端子PWM与电路的地电位VSS之间。尽管没有特别的限制，但是电源电压VCC是大约12V的高电压，内部电压VDD是大约5V的低电压。
输入端子PWM连接到构成电压箝位电路的N沟道MOSFET M4的一个源漏极布线。内部电压VDD施加到MOSFET M4的栅极作为将要限制的电压。从MOSFET M4的另一个源漏极布线获得通过内部电压VDD箝位的输出电压，并将该输出电压传输到输入电路IB的输入端子。在此实施例中，为了以稳定的状态通过MOSFET M4执行电压箝位操作，在另一个源漏极布线与电路的地电位之间设置电流源Io。此外，与电流源Io并联的设置电容器Ci。
在此实施例中，将具有例如表示为附图中波形的VCC-0V(12V-0V)的大信号幅度的输入信号提供给输入端子PWM，而从MOSFET M4的另一个源漏极布线的输出其信号幅度被电源VDD移位到例如(VDD-Vth)-0V的小的限制值的电压。此外，通过输入电路IB的输出电压Vo具有如附图中波形表示的CMOS幅度，例如VDD-0V(5V-0V)。此处，Vth是MOSFET M4的阈值电压。尽管没有特别的限制，但是MOSFET M4形成在与衬底电隔离的P型阱区域上，这样的P型阱(沟道区域)连接到构成MOSFET M4的输出侧的另一个源漏极布线。
在上述的电压箝位电路中，当在MOSFET M4输出侧的节点处形成由电路的不良绝缘等产生的高电阻所引起的漏电流时，电位升高，因此MOSFET M4的保持在OFF状态，因此除非提供上述的电流源Io，否则电压箝位操作变得不可执行。通过提供电流源Io，能够抑制输出节点侧的电位的上升，因此能执行稳定的电压箝位操作。因此，为电流源Io设置成大于漏电流并且不视为缺陷的细小电流，足以实现低功耗。
此外，在MOSFET M4的源极和漏极之间存在寄生电容Cds。由于此寄生电容Cds，所以当输入信号PWM变为例如VCC的高电压时，会出现由于耦合导致输出侧的电压变为等于或高于电源电压VDD的电平的缺点。为了避免这样的缺点，与电流源Io并联的设置电容器Ci。由于这样的构成，所以寄生电容Cds和电容器Ci串联连接，对应于电容比的反比来分割输入电压PWM，因此防止了输出侧节点具有等于或大于电源电压VDD的电平。
此处，尽管在输入电路IB中存在构成输入电路的MOSFET的栅极电容，但是只有通过这样的栅极电容，输出侧节点的电压才由于上述的耦合而变为等于或高于电源电压VDD的电平。因此，将电容器Ci的值设置成与输入电路IB的输入电容相比为足够大的值。在此实施例中，尽管将电压箝位电路应用到输入信号PWM，但是此电路可应用于电压电平高于内部工作电压的输入信号。作为示例，可以命名驱动器IC等的工作ON/OFF控制信号。通过将图9所示的电压箝位电路应用到输入了图8所示的输入信号PWM的端子，此实施例能够响应PWM信号的高速改变，由此实现驱动器IC的精确控制。
图10显示了按照本发明的用在开关式电源中的电平移位电路LS2的一个实施例的电路。在此实施例的电平移位电路中，提供以电源电压VDD工作的CMOS反相器电路INV2作为输入电路。作为反相器电路INV2的输入，施加控制信号hg。将反相器电路INV2的输出信号施加到N沟道MOSFET M5的栅极。负载电阻R3设置在MOSFET M5的漏极与升高电压Vbt之间。尽管没有特别的限制，但是电阻R4设置在MOSFET M5的源极与电路的地电位之间。上述MOSFET M5的漏极输出作为驱动信号HG，驱动信号HG通过CMOS反相器电路INV3和INV4为使其电平移位，反相器电路INV3和INV4以升高电压Vbt和中间点LX的电位工作。
当控制信号hg位于低电平(VSS)时，反相器电路INV2的输出信号呈现出高电平，使得MOSFET M5成为ON状态。可以获得如下所述的在此状态下的电路的工作点。在图10中，假设MOSFET M5的栅极电压为Vi，源极电压为Vs，漏极电压为Vo，栅极-源极电压为Vgs，流过电阻R4的电流为Is，流过电阻R3的电流为Id，则建立下面的关系。
Vs＝Vi-Vgs＝Is×R4  公式(1)
Is≈Id  公式(2)
Vo＝Vbt-Id×R3≈Vbt-Is×R3公式(3)
在公式(1)中，Vgs是根据上述MOSFET M5的特性确定的值。
从上述的公式得到下面的关系。
Vo＝Vbt-(Vi-Vgs)×(R3/R4)    公式(3)
此处，确定上述电阻R3、R4的值，以便将反相器电路INV3的输入电压，即上述的漏极电压Vo设置为低于漏极电压Vo的逻辑阈值的电位。因此，反相器电路INV3输出对应于升高电压Vbt的高电平，并通过反相器电路INV4形成对应于中间点LX电位的低电平驱动信号HG。
当控制信号hg呈现出高电平(VDD)时，反相器电路INV2的输出信号呈现出低电平，使得MOSFET M5成为OFF状态。因此，由于电阻R3使得MOSFET M5的漏极输出成为高电压，例如为升高电压Vbt。因此，反相器电路INV3的输入电压呈现为高于输入电压之逻辑阈值的电位，并输出对应于中间点LX电位的低电平，同时通过反相器电路INV4形成对应于升高电压Vbt的高电平驱动信号HG。上述的电平移位电路特征在于，即使在施加电源时电路的输出也是固定的，并且不会落入传统锁存型电平移位电路所落入的不稳定状态。
用于形成将要提供至开关MOSFET M3栅极的控制信号LG的电平移位电路LS1也由如图10中括号所示的基本相同的电路构成。此处，反相器电路INV3、INV4的低电位侧呈现出电路的地电位(VSS)。当控制信号(lg)的反相信号作为控制信号(LG)输出时，省略上述的反相器电路INV4。
图11显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的示意性电路。此实施例是图1所示实施例的修改例，其中使用N沟道MOSFETM3’作为升压器电路的开关元件。在以此方式使用N沟道MOSFETM3’中，为了开启用于将自举电容CB充电至电源电压VDD的MOSFET M3’，必须将栅极电压设置为电源电压VDD或更高。为了此目标，电平移位电路LS1基于升高电压VCC工作。可以从外侧提供此VCC，或者可以由类似的升压器电路形成VCC。以此方式，当使用N沟道MOSFET时，电源电压VDD侧的源极和漏极区域以及衬底栅极彼此连接，并利用升高电压侧的源极和漏极区域与衬底栅极之间的寄生二极管来防止逆流。由于必须具有用于产生升高电压VCC的电路，所以作为升压器电路的开关元件，P沟道MOSFET优于N沟道MOSFET。
图12显示了按照本发明的开关式电源的另一个实施例的构成。此实施例是图6所示实施例的修改例。尽管驱动器IC可以由如图6所示形成在一个半导体衬底上的半导体集成电路形成，但是在此实施例中，使用适于各自电路的工艺在半导体芯片(半导体衬底)上，在由图12中虚线所示的芯片1、芯片2、芯片3上分别制备上述的MOSFETM1、M2和其它电路，并将这些部件密封在一个封装中作为多芯片模块结构，由此形成了半导体集成电路器件。此外，可以通过在各自的封装中分别密封半导体芯片1、芯片2、芯片3来构成三个半导体集成电路器件，并且可以通过在一个安装衬底上彼此连接这些半导体集成电路器件来构成电路。
尽管已经结合实施例具体说明了本发明的发明人所作出的发明，但是本发明不限于这样的实施例，在不脱离本发明要旨的情况下能够进行各种修改。例如，低电位侧的开关元件M2可以具有通过高电压驱动的驱动电路。在此情况下，通过开关元件M2的小的导通电阻值，能够将电感器中产生的中间点LX箝位到地电位，因此开关元件能够进一步小型化，或者进一步有效地工作。电平移位电路LS1、LS2的具体电路可以采用用于执行本发明的各种模式。本发明可广泛应用于开关式电源器件中。

Claims (24)

1.一种开关式电源，包括：
电感器；
电容器，其一端连接到所述电感器的一端而其另一端连接到电路的地电位，并形成输出电压；
第一开关元件，连接到所述电感器的另一端，并基于输入电压控制流入所述电感器的电流；
第二开关元件，连接到电感器的所述另一端并当所述第一开关元件呈OFF状态时使所述电感器的另一端的电位为预定的电位；
驱动电路，用于驱动所述第一和第二开关元件；
升压器电路，包括自举电容和MOSFET，所述自举电容的一端连接到所述电感器的所述另一端，所述MOSFET的源漏极布线连接在所述自举电容的另一端与外部电源端子之间，该升压器电路能够产生升高的电压，作为自举电容的所述另一端上的驱动电路的工作电压；
电平移位电路，形成开关控制信号，该开关控制信号在所述第二开关元件处于导电状态时允许所述MOSFET呈ON状态，在所述第二开关元件没有处于导电状态时允许所述MOSFET呈OFF状态；以及
PWM控制电路，形成PWM信号并通过所述驱动电路控制所述第一和第二开关元件的操作；其中
MOSFET被配置为连接源极和漏极区域中的一个与衬底栅极，使得在源极和漏极区域中的另一个与所述衬底栅极之间的结型二极管被定向在与从所述自举电容的所述另一端朝向外部电源端子方向相反的方向上，并在通过响应所述PWM信号允许所述MOSFET呈OFF状态时利用所述结型二极管防止电流从所述自举电容的所述另一端流向外部电源端子。
2.如权利要求1所述的开关式电源，其中
该开关式电源包括电源电路，用于接收对应于输入电压的高电压并形成通过使该高电压降压获得的内部电压，和
使用通过电源电路形成的所述内部电压作为提供到所述升压器电路和PWM控制电路的工作电压。
3.如权利要求1所述的开关式电源，其中所述第一开关元件和第二开关元件由N沟道MOSFET形成，其中
所述升压器电路的MOSFET由P沟道MOSFET形成，所述升压器电路的MOSFET的所述衬底栅极连接到所述自举电容的所述另一端。
4.如权利要求1所述的开关式电源，其中
所述第一开关元件、所述第二开关元件和所述升压器电路中的MOSFET由N沟道MOSFET形成；和
所述升压器电路的MOSFET的所述衬底栅极连接到外部电源端子一侧。
5.如权利要求4所述的开关式电源，其中
所述开关式电源进一步包括另一个升压器电路，该另一个升压器电路升高从外部电源端子提供的外部电源电压，和
电平移位电路，响应通过另一个升压器电路形成的所述外部电源电压的升高的电压而允许所述升压器电路的MOSFET呈ON状态。
6.如权利要求3所述的开关式电源，其中
所述电平移位电路响应通过所述自举电容形成的所述升高的电压而允许所述升压器电路的MOSFET呈OFF状态。
7.如权利要求6所述的开关式电源，其中
所述PWM控制电路包括用于接收对应于参考电压和所述输出电压的电压信号的误差放大器、三角波发生电路、接收所述误差放大器的输出信号和由所述三角波发生电路形成的三角波的比较器、和响应所述比较器的输出信号形成PWM信号的控制电路。
8.如权利要求7所述的开关式电源，其中
所述第一开关元件、第二开关元件、自举电容、电感器和电容器分别由外部元件形成；以及
所述升压器电路的MOSFET、电平移位电路、驱动电路和PWM控制电路由一个半导体集成电路形成，并形成所述PWM信号使得当所述PWM控制电路的误差放大器接收对应于输出电压的电压信号时所述输出电压呈现为预定电压。
9.如权利要求7所述的开关式电源，其中
所述自举电容、电感器和电容器分别由外部元件形成；以及
所述第一开关元件、第二开关元件、升压器电路的MOSFET、驱动电路、电平移位电路和PWM控制电路由一个半导体集成电路形成，并形成所述PWM信号使得当所述PWM控制电路的误差放大器接收对应于输出电压的电压信号时所述输出电压呈现为预定电压。
10.如权利要求7所述的开关式电源，其中
所述自举电容、电感器和电容器分别由外部元件形成；
所述第一开关元件、第二开关元件、驱动电路、升压器电路的MOSFET和电平移位电路由第一半导体集成电路构成；和
所述控制电路由第二半导体集成电路器件形成，形成PWM信号使得当所述PWM控制电路的误差放大器接收对应于输出电压的电压信号时输出电压呈现为预定电压，并将所述PWM信号发送至第一半导体集成电路。
11.如权利要求1所述的开关式电源，其中
所述开关式电源进一步包括电源电路，该电源电路接收对应于输入电压的高电压并形成通过使该高电压降压而获得的内部电压；
自举电容、电感器和电容器分别由外部元件形成；
所述第一开关元件、第二开关元件、驱动电路、MOSFET和电平移位电路由第一半导体集成电路构成；
所述PWM控制电路由第二半导体集成电路器件形成，形成对应于所述高电压的PWM信号使得当PWM控制电路接收对应于输出电压的电压信号时输出电压呈现为预定电压，并将所述PWM信号发送至第一半导体集成电路，以及
第一半导体集成电路包括用于将PWM信号的电平箝位到所述内部电压与电路的地电位之间幅度的电压箝位电路。
12.如权利要求11所述的开关式电源，其中第一半导体集成电路包括构成所述第一开关元件的第三半导体集成电路、构成所述第二开关元件的第四半导体集成电路和构成所述MOSFET和电平移位电路的第五半导体集成电路。
13.一种半导体集成电路，包括：
第一开关元件，其通过使允许用于形成输出电压的电流流入第一开关元件的输入电压降压来执行针对用于形成所述输出电压的所述电流的开关控制；
该第一开关元件的第一端子，允许所述电流流过其中；
第二端子，一端连接到第一端子的自举电容的另一端连接到该第二端子；
MOSFET，其源漏极布线连接在外部电源端子与第二端子之间；和
驱动电路，用于驱动所述第一开关元件，其中
所述自举电容和MOSFET构成了升压器电路，该升压器电路产生用作所述驱动电路的工作电压的升高的电压，和
MOSFET被配置成连接源极和漏极区域中的一个与衬底栅极，使得当所述MOSFET呈OFF状态时，在源极和漏极区域中的另一个与衬底栅极之间的结型二极管被定向在与从自举电容的所述另一端朝向外部电源端子方向相反的方向上，并防止所述电流通过结型二极管从所述自举电容的所述另一端流向外部电源端子。
14.如权利要求13所述的半导体集成电路，其中
所述自举电容设置在该半导体集成电路的外部。
15.如权利要求14所述的半导体集成电路，其中
所述电流是从输入电压流入电感器的电流，所述电感器的一端连接到第一端子，通过所述电感器和电容器形成所述输出电压，所述电容器的一端连接到所述电感器的另一端，而所述电容器的另一端连接到电路的地电位。
16.如权利要求15所述的半导体集成电路，其中
所述第一开关元件由N沟道MOSFET形成；
所述升压器电路的所述MOSFET由P沟道MOSFET形成，并且升压器电路的MOSFET的所述衬底栅极连接到所述自举电容的所述另一端。
17.如权利要求15所述的半导体集成电路，其中
所述第一开关元件和所述升压器电路的MOSFET由N沟道MOSFET形成；和
所述升压器电路的MOSFET的所述衬底栅极连接到外部电源端子侧。
18.如权利要求15所述的半导体集成电路，其中
所述半导体集成电路进一步包括用于当所述第一开关元件呈OFF状态时使所述电感器的所述一端成为预定电位的第二开关元件；
该第二开关元件形成在第一半导体衬底上；
所述第一开关元件形成在第二半导体衬底上；
所述驱动电路是在接收了允许输出电压呈现为预定电压的控制信号时执行所述第一开关元件和所述第二开关元件的ON和OFF控制的电路，所述驱动电路形成在第三半导体衬底上；
第一半导体衬底、第二半导体衬底和第三半导体衬底被密封在一个封装中。
19.如权利要求18所述的半导体集成电路，其中
所述控制信号由PWM信号形成。
20.如权利要求19所述的半导体集成电路，其中
所述驱动电路包括电平移位电路，该电平移位电路用于形成在所述第二开关元件处于ON状态时允许所述MOSFET呈ON状态以及在所述第二开关元件处于OFF状态时允许所述MOSFET呈所述OFF状态的开关控制信号。
21.如权利要求20所述的半导体集成电路，其中
PWM信号是由接收对应于所述输出电压和参考电压的电压信号的误差放大器、三角波发生电路、接收所述误差放大器的输出信号和由所述三角波发生电路形成的三角波的比较器、以及接收所述比较器的输出信号的控制电路所形成的信号。
22.如权利要求21所述的半导体集成电路，其中
所述半导体集成电路进一步包括电源电路，该电源电路接收对应于输入电压的高电压并形成通过使该高电压降压所获得的内部电压，以及
在所述半导体集成电路中形成电压箝位电路，该电压箝位电路用于将PWM信号的电平箝位到内部电压与电路的所述地电位之间的幅度。
23.如权利要求22所述的半导体集成电路，其中
所述电压箝位电路包括：
输入端子，PWM信号被提供到该输入端子；
N沟道MOSFET，其源极和漏极布线之一连接到输入端子，并允许其栅极接收提供的内部电压；
电流源，设置在N沟道MOSFET的源极和漏极布线中的另一个与该电路的所述地电位之间；和
电容器，其与所述电流源并联形成。
24.如权利要求20所述的半导体集成电路，其中
所述电平移位电路由以下电路构成：
以第一幅度工作的第一电路；
包括第一MOSFET和电阻的第二电路，第一MOSFET接收从第一电路输出的信号，所述电阻与第一MOSFET串联，并且所述电阻在所述自举电容的所述另一端与第一MOSFET之间；和
第三电路，其接收从连接了第二电路之第一MOSFET和电阻的节点所输出的信号并使用所述自举电容的所述另一端的电压作为电源，并产生所述开关控制信号。
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