JP5656072B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Description
Q1は、ドレイン端子に入力電圧Vinが印加され、そのソース端子にはローサイドMOSFET
Q2のドレイン端子が接続される。ハイサイドMOSFET Q1及びローサイドMOSFET Q2との接続点には、コイルL11の一端が接続され、コイルL11の他端とGNDとの間には、平滑コンデンサC12と負荷RLが接続される。コイルL11と平滑コンデンサC12は、DC−DCコンバータの出力部において直流平滑回路を構成している。そして、ハイサイドMOSFET
Q1の駆動回路は、バッファ回路BF1とハイサイドMOSFET Q1のゲート端子に入力電圧Vinよりも高い電圧を与えるためにハイサイドMOSFET Q1のソース端子の電位(図2に示すSW端子の電位)を基準として、バッファ回路BF1にほぼ一定の電圧を供給するブートストラップコンデンサC11により構成されている。
Q1のゲート端子に入力され、ローサイドドライブ信号がバッファ回路BF2を介してローサイドMOSFET
Q2のゲート端子に入力されることで、ハイサイドMOSFET Q1、ローサイドMOSFET Q2はオン・オフ制御される。
Q1のゲート―ソース間及びゲート―ドレイン間の耐圧を超え、これらが耐圧破壊し、ショートしてしまうことがある。
Q2がオン状態時に起こる。この時、ハイサイドMOSFET Q1及びローサイドMOSFET
Q2を介して、VinからGNDへ貫通電流が流れるため、ローサイドMOSFET Q2も過電流でASO(Area of safe Operation:安全動作領域)破壊となる。さらに、ローサイドMOSFET
Q2が破壊することで、Vin−GND間にさらに過大電流が流れ、製品が激しい損傷を伴う破壊となることがある。
図3に、ブートストラップ回路を備えたDC−DCコンバータの本発明による実施形態1を示す。
Q2との接続点には、コイルL11の一端が接続され、コイルL11の他端とGNDとの間には、平滑コンデンサC12と負荷RL及び負荷保護用のクランプダイオードD13が接続される。コイルL11と平滑コンデンサC12は、DC−DCコンバータの出力部において直流平滑回路を構成している。ブートストラップコンデンサC11は、一端がSW端子に接続され、他端がBS端子に接続されている。そして、ブートストラップコンデンサC11は、図示しないレギュレータにより生成される所定の電圧が、同じく図示しない逆流防止ダイオードと、BS端子とを介して印加されることにより充電され、ブートストラップ電圧を生成する。このブートストラップ電圧により、バッファ回路BF1の出力信号の電圧レベルとSW端子の電圧との電位差を生じさせ、ハイサイドMOSFET
Q1のゲート閾値電圧よりも大きくすることでハイサイドMOSFET Q1がオンとなり、ハイサイドMOSFET Q1のドレイン―ソース間を介してSW端子に電流が流れるよう構成される。
Q1とローサイドMOSFET Q2のゲート端子には、個別に相補的なドライブ信号が入力される。すなわち、図示しないドライブ信号生成回路から入力されるドライブ信号入力端子がオア回路ORとアンド回路ANDの一方の入力端子にそれぞれ接続される。また、過電圧保護回路1からの出力信号がラッチ回路LC1を介し、オア回路ORの他方の入力端子と、インバータ回路INVを介してアンド回路ANDの他方の入力端子にそれぞれ接続される。オア回路ORの出力は、バッファ回路BF1を介してハイサイドMOSFET
Q1のゲート端子へ接続される。また、アンド回路ANDの出力は、バッファ回路BF2を介してローサイドMOSFET
Q2のゲート端子へ接続される。
Q2がオンした場合には、まずBS端子とSW端子間の電位差が通常時より大きくなるため、この電位差がオペアンプOP1及び抵抗R1〜R4によって構成される差動増幅器から変換されて出力される。次に、当該差動増幅器で変換された電位差信号がコンパレータCP1で基準電圧Vrefとの比較において閾値を超えると、コンパレータCP1からはHighの信号が出力される。このコンパレータCP1から出力された信号は、ラッチ回路LC1を介して、オア回路ORのドライブ信号入力端子が接続されない側の入力端子及びインバータ回路INVを介してアンド回路ANDのドライブ信号入力端子が接続されない側の入力端子へそれぞれ入力される。
Q1のゲート端子へ入力されることで、ハイサイドMOSFET Q1はオン状態、すなわちドレイン―ソース間が導通した状態を保持する。
Q2のゲート端子へ入力されることで、ローサイドMOSFET Q2のドレイン―ソース間が遮断された状態を保持する。
Q1、そしてハイサイドMOSFET Q1のソース端子へ接続されているコイルL11を通過し、負荷保護用クランプダイオードD13へ流れるため(太点線矢印)、入力電源ラインへ接続されているヒューズF11が溶断し、電源ラインからの電圧供給が遮断される。
Q1及びローサイドMOSFET Q2の発煙、焼損、破裂音などを阻止して、安全性を向上させることができる。
図4に、ブートストラップ回路を備えるDC−DCコンバータの本発明による実施形態2を示す。
Q3、BS端子−SW端子間に接続されるツェナーダイオードD14と抵抗R6から構成される。
Q2のドレイン―ソース間は、瞬時に遮断されるため、Vin―GND間に貫通電流が流れることなく、ハイサイドMOSFET
Q1及びローサイドMOSFET Q2は損傷なく保護することが可能となる。また、BS端子とバッファ回路BF1間に接続される抵抗は、例えば薄膜抵抗を用いることで、過電流による溶断時においても発煙が抑制され、電源ラインを安全に遮断することが可能となる。
Q2 パワーMOSFET(ローサイドスイッチング素子)
Q3 パワーMOSFET
C11,C12 コンデンサ
BF1,BF2 バッファ回路
RL 負荷
D12,D13,D14 ダイオード
OP1 オペアンプ
CP1 コンパレータ
R1〜R6 抵抗
AND アンド回路
OR オア回路
L11 コイル
F11 ヒューズ
INV インバータ回路
LC1 ラッチ回路
Claims (2)
- 直流電源にブートストラップコンデンサを用いて駆動する主スイッチング素子としてのハイサイド側MOSFETと同期整流素子としてのローサイド側MOSFETとの直列回路を接続し、ローサイド側MOSFETのドレイン−ソース間にコイルと平滑コンデンサとを直列に接続すると共に、ハイサイド側MOSFET及びローサイド側MOSFETを相補的にオン/オフ駆動することにより前記平滑コンデンサの端子間から直流出力を得る同期整流方式の降圧型DC−DCコンバータであって、
前記平滑コンデンサの直流出力電圧が所定値以上である場合の過電圧をクランプする過電圧保護用素子と、
前記過電圧保護用素子が過電圧をクランプした時に流れる過電流を遮断する過電流遮断用素子と、
保護回路と、を備え、
前記保護回路は、前記ブートストラップコンデンサの両端の電圧を検出する差動電圧検出手段と、
前記差動電圧検出手段により検出された電圧が所定値以上である場合に、前記ローサイド側MOSFETをオフし、前記ハイサイド側MOSFETをオンする制御手段と、
を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 直流電源にブートストラップコンデンサを用いて駆動する主スイッチング素子としてのハイサイド側MOSFETと同期整流素子としてのローサイド側MOSFETとの直列回路を接続し、ローサイド側MOSFETのドレイン−ソース間にコイルと平滑コンデンサとを直列に接続すると共に、ハイサイド側MOSFET及びローサイド側MOSFETを相補的にオン/オフ駆動することにより前記平滑コンデンサの端子間から直流出力を得る同期整流方式の降圧型DC−DCコンバータであって、
前記DC−DCコンバータは保護回路を備え、
前記保護回路は、前記ブートストラップコンデンサの両端の電圧を検出する差動電圧検出手段と、
前記差動電圧検出手段により検出された電圧が所定値以上である場合に、前記ローサイド側MOSFETをオフする制御手段と、
前記ブートストラップコンデンサに対し並列に接続されるスイッチ素子と、
前記ブートストラップコンデンサ両端の電圧が所定値以上の場合に前記スイッチ素子をオンする電圧検出手段と、
前記ブートストラップコンデンサの高圧側の端子と前記スイッチ素子のドレイン端子間に前記スイッチ素子がオンすることにより流れる電流により溶断される素子と、
を備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。
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