JPH07222439A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07222439A JPH07222439A JP6010727A JP1072794A JPH07222439A JP H07222439 A JPH07222439 A JP H07222439A JP 6010727 A JP6010727 A JP 6010727A JP 1072794 A JP1072794 A JP 1072794A JP H07222439 A JPH07222439 A JP H07222439A
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- JP
- Japan
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- power supply
- voltage
- gate
- switch element
- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】主スイッチ素子にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３を
用いた降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにてＦＥＴ
３のゲート駆動用昇圧電源を装置効率低下なく作る。 【構成】電源１の電圧が所定値を下回るか、ＦＥＴ３が
１００％オンのとき、制御部２０はトランジスタ９を開
閉して昇圧用リアクトル８を断続付勢するので、トラン
ジスタ９のオフ時にリアクトル８はダイオード１０を介
しゲート電源コンデンサ１１を充電し、その端子ａにＦ
ＥＴ３をオンできるゲート用昇圧電源を得る。電源電圧
が所定値を上回り、かつＦＥＴ３が開閉しているとき制
御部２０はトランジスタ９の駆動を停止する。このとき
ＦＥＴ３のオフ時、転流ダイオード４の導通にてゲート
電源コンデンサ１１はダイオード１５を介し電源１によ
り充電され、端子ａは電源電圧となる。ＦＥＴ３がオン
すると端子ａは電源電圧の２倍となり、低損失で端子ａ
にゲート用電源が得られる。
用いた降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにてＦＥＴ
３のゲート駆動用昇圧電源を装置効率低下なく作る。 【構成】電源１の電圧が所定値を下回るか、ＦＥＴ３が
１００％オンのとき、制御部２０はトランジスタ９を開
閉して昇圧用リアクトル８を断続付勢するので、トラン
ジスタ９のオフ時にリアクトル８はダイオード１０を介
しゲート電源コンデンサ１１を充電し、その端子ａにＦ
ＥＴ３をオンできるゲート用昇圧電源を得る。電源電圧
が所定値を上回り、かつＦＥＴ３が開閉しているとき制
御部２０はトランジスタ９の駆動を停止する。このとき
ＦＥＴ３のオフ時、転流ダイオード４の導通にてゲート
電源コンデンサ１１はダイオード１５を介し電源１によ
り充電され、端子ａは電源電圧となる。ＦＥＴ３がオン
すると端子ａは電源電圧の２倍となり、低損失で端子ａ
にゲート用電源が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧の変動する直流電源
から所定電圧の直流電源を作り出すＤＣチョッパとして
のＤＣ−ＤＣコンバータであって、特に主スイッチ素子
としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、電源電圧より高
い電圧のゲート用電源を作って、そのゲート駆動を行う
方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
から所定電圧の直流電源を作り出すＤＣチョッパとして
のＤＣ−ＤＣコンバータであって、特に主スイッチ素子
としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、電源電圧より高
い電圧のゲート用電源を作って、そのゲート駆動を行う
方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】なお以下各図において、同一の符号は同一
もしくは相当部分を示す。
もしくは相当部分を示す。
【０００３】
【従来の技術】図２は主スイッチ素子としてＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴを用いたこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示す。なおＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる理
由はＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方がＰチャネルＭＯＳＦ
ＥＴより作りやすく低コストとなるためである。図２に
おいて、１は電圧の変動する直流電源、２は電源電圧の
脈動を抑える電解コンデンサからなる電源コンデンサ、
３は主スイッチ素子としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、
４は転流ダイオード、５は出力電流平滑用のリアクト
ル、６は出力電圧平滑用のコンデンサ、７は負荷、１
２，１３は出力電圧検出用の分圧抵抗である。２０は分
圧抵抗１２，１３によって検出される出力電圧を所定値
に保つように、定周期でＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３をオ
ン／オフ駆動制御する制御部である。
ＭＯＳＦＥＴを用いたこの種のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示す。なおＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる理
由はＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方がＰチャネルＭＯＳＦ
ＥＴより作りやすく低コストとなるためである。図２に
おいて、１は電圧の変動する直流電源、２は電源電圧の
脈動を抑える電解コンデンサからなる電源コンデンサ、
３は主スイッチ素子としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、
４は転流ダイオード、５は出力電流平滑用のリアクト
ル、６は出力電圧平滑用のコンデンサ、７は負荷、１
２，１３は出力電圧検出用の分圧抵抗である。２０は分
圧抵抗１２，１３によって検出される出力電圧を所定値
に保つように、定周期でＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３をオ
ン／オフ駆動制御する制御部である。
【０００４】ＦＥＴ３のオン時には直流電源１→ＦＥＴ
３→平滑リアクトル５→負荷７→直流電源１の経路で負
荷電流が流れ、平滑リアクトル５の存在により、この負
荷電流は徐々に増大する。次にＦＥＴ３をオフすると、
平滑リアクトル５は今までの電流を維持する方向に電圧
を発生し、負荷電流は転流ダイオード４→平滑リアクト
ル５→負荷７→転流ダイオード４の経路で流れ続け、こ
の間、負荷電流は徐々に減少する。平滑コンデンサ６は
この間の負荷７の電圧の脈動を平滑化する。
３→平滑リアクトル５→負荷７→直流電源１の経路で負
荷電流が流れ、平滑リアクトル５の存在により、この負
荷電流は徐々に増大する。次にＦＥＴ３をオフすると、
平滑リアクトル５は今までの電流を維持する方向に電圧
を発生し、負荷電流は転流ダイオード４→平滑リアクト
ル５→負荷７→転流ダイオード４の経路で流れ続け、こ
の間、負荷電流は徐々に減少する。平滑コンデンサ６は
この間の負荷７の電圧の脈動を平滑化する。
【０００５】このようにして負荷７には下記式（１）又
は（１ａ）で表される出力電圧（平均値）が供給され
る。
は（１ａ）で表される出力電圧（平均値）が供給され
る。
【０００６】
【数１】 出力電圧（平均値）＝（電源電圧）×（オン時間）／（開閉周期）・・（１） ＝（電源電圧）×（オン比率） ・・（１ａ） ここで電源電圧は直流電源１の電圧であり、オン時間は
ＦＥＴ３の１開閉周期中のオン時間である。制御部２０
は電源１の電圧変動に応じ、上式１ａに示すＦＥＴ３の
オン比率（デューティともいう）を制御することによっ
て出力電圧を一定に保つ。
ＦＥＴ３の１開閉周期中のオン時間である。制御部２０
は電源１の電圧変動に応じ、上式１ａに示すＦＥＴ３の
オン比率（デューティともいう）を制御することによっ
て出力電圧を一定に保つ。
【０００７】ところでＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３をオン
し、かつこのオン状態を維持するにはＦＥＴ３のゲート
ＧにソースＳよりゲート電圧分、高い電圧を与え、かつ
この状態を保たなければならない。ＦＥＴ３のソースＳ
の電位は、ＦＥＴ３のオフ時にはＤＣチョッパの起動時
および転流ダイオード４の導通時には、ほぼグランドＧ
ＮＤの電位にあるが、平滑リアクトル５の電流が消滅
し、転流ダイオード４がオフしたときには平滑コンデン
サ６の正極電位に上昇する。
し、かつこのオン状態を維持するにはＦＥＴ３のゲート
ＧにソースＳよりゲート電圧分、高い電圧を与え、かつ
この状態を保たなければならない。ＦＥＴ３のソースＳ
の電位は、ＦＥＴ３のオフ時にはＤＣチョッパの起動時
および転流ダイオード４の導通時には、ほぼグランドＧ
ＮＤの電位にあるが、平滑リアクトル５の電流が消滅
し、転流ダイオード４がオフしたときには平滑コンデン
サ６の正極電位に上昇する。
【０００８】またＦＥＴ３のオン時にはほぼ直流電源１
の正極の電位にある。従ってＦＥＴ３あオンするゲート
用電源の電圧は少なくとも直流電源１の電圧をさらにゲ
ート電圧分昇圧したものでなければならぬことになる。
８〜１１はこのゲート用昇圧電源を作るための手段であ
り、いわゆる昇圧型のＤＣチョッパを構成している。こ
こで８は昇圧用リアクトル、９は昇圧用トランジスタ、
１０は充電用のダイオード、１１はゲート用昇圧電源を
維持するゲート電源コンデンサである。
の正極の電位にある。従ってＦＥＴ３あオンするゲート
用電源の電圧は少なくとも直流電源１の電圧をさらにゲ
ート電圧分昇圧したものでなければならぬことになる。
８〜１１はこのゲート用昇圧電源を作るための手段であ
り、いわゆる昇圧型のＤＣチョッパを構成している。こ
こで８は昇圧用リアクトル、９は昇圧用トランジスタ、
１０は充電用のダイオード、１１はゲート用昇圧電源を
維持するゲート電源コンデンサである。
【０００９】制御部２０は定周期でトランジスタ９をオ
ン／オフする。トランジスタ９のオン時、電源１→リア
クトル８→トランジスタ９→電源１の経路で電流が流
れ、リアクトル８が付勢される。次にトランジスタ９が
オフすると、リアクトル８はその電流を維持する方向に
電圧を発生し、この発生電圧と電源１の電圧との和の電
圧によってダイオード１０を介しゲート電源コンデンサ
１１が充電される。制御部２０はコンデンサ１１の電圧
を所定値に保つようにトランジスタのオン比率を制御す
る。そしてこのコンデンサ１１の電圧をＦＥＴ３のゲー
トＧに印加することによって前述のようにＦＥＴ３をオ
ンさせる。
ン／オフする。トランジスタ９のオン時、電源１→リア
クトル８→トランジスタ９→電源１の経路で電流が流
れ、リアクトル８が付勢される。次にトランジスタ９が
オフすると、リアクトル８はその電流を維持する方向に
電圧を発生し、この発生電圧と電源１の電圧との和の電
圧によってダイオード１０を介しゲート電源コンデンサ
１１が充電される。制御部２０はコンデンサ１１の電圧
を所定値に保つようにトランジスタのオン比率を制御す
る。そしてこのコンデンサ１１の電圧をＦＥＴ３のゲー
トＧに印加することによって前述のようにＦＥＴ３をオ
ンさせる。
【００１０】図３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータのゲー
ト用電源の別の構成例を示す。同図において１４は例え
ば５Ｖ，１０Ｖ等のゲート電圧分の電圧を持つ基準電圧
源である。この図３の回路では、ＦＥＴ３のオフ時であ
って、装置の起動時及び転流ダイオード４の導通時には
転流ダイオード４のカソードの電位がほぼグランドＧＮ
Ｄのレベルとなる。このときゲート電源コンデンサ１１
は充電用のダイオード１０を介し基準電圧源１４によっ
てその電圧まで充電される。このゲート電源コンデンサ
１１の転流ダイオード４との接続点（負側端子と呼ぶ）
はＦＥＴ３のソースＳの電位にあるので、ゲート電源コ
ンデンサ１１の充電用ダイオード１０との接続点（正側
端子と呼ぶ）ａの電位はこのソース電位よりゲート電圧
分高い（つまりＦＥＴ３をオンできる）電位となる。制
御部２０はこのａ点の電圧をＦＥＴ３のゲートＧに印加
してＦＥＴ３をオンすることができる。
ト用電源の別の構成例を示す。同図において１４は例え
ば５Ｖ，１０Ｖ等のゲート電圧分の電圧を持つ基準電圧
源である。この図３の回路では、ＦＥＴ３のオフ時であ
って、装置の起動時及び転流ダイオード４の導通時には
転流ダイオード４のカソードの電位がほぼグランドＧＮ
Ｄのレベルとなる。このときゲート電源コンデンサ１１
は充電用のダイオード１０を介し基準電圧源１４によっ
てその電圧まで充電される。このゲート電源コンデンサ
１１の転流ダイオード４との接続点（負側端子と呼ぶ）
はＦＥＴ３のソースＳの電位にあるので、ゲート電源コ
ンデンサ１１の充電用ダイオード１０との接続点（正側
端子と呼ぶ）ａの電位はこのソース電位よりゲート電圧
分高い（つまりＦＥＴ３をオンできる）電位となる。制
御部２０はこのａ点の電圧をＦＥＴ３のゲートＧに印加
してＦＥＴ３をオンすることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のゲート用の昇圧
電源は，図２のように昇圧チョッパ電源を使用した場
合、図２の装置を小型化すると昇圧用トランジスタ９，
昇圧用リアクトル８，充電用ダイオード１０等の損失の
割合が全損失に対し無視できない大きさになる（特に装
置の出力電力が小さい場合）。またゲート用昇圧電源の
損失を小さくしょうとすると、大型化してしまうという
問題がある。
電源は，図２のように昇圧チョッパ電源を使用した場
合、図２の装置を小型化すると昇圧用トランジスタ９，
昇圧用リアクトル８，充電用ダイオード１０等の損失の
割合が全損失に対し無視できない大きさになる（特に装
置の出力電力が小さい場合）。またゲート用昇圧電源の
損失を小さくしょうとすると、大型化してしまうという
問題がある。
【００１２】また図３のように基準電圧源１４と転流ダ
イオード４のカソード間にゲート電源コンデンサ１１を
接続する方法の場合、主スイッチ素子３のスイッチング
を利用して昇圧するため、部品点数が少なく、損失も小
さいが、主スイッチ素子３がスイッチングをしない場合
（デューディ（オン比率）１００％時）や、電源１の電
圧が低く基準電圧源１４の電圧が充分でない場合は使用
できないという問題がある。そこで本発明はこれらの問
題を解消できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを
課題とする。
イオード４のカソード間にゲート電源コンデンサ１１を
接続する方法の場合、主スイッチ素子３のスイッチング
を利用して昇圧するため、部品点数が少なく、損失も小
さいが、主スイッチ素子３がスイッチングをしない場合
（デューディ（オン比率）１００％時）や、電源１の電
圧が低く基準電圧源１４の電圧が充分でない場合は使用
できないという問題がある。そこで本発明はこれらの問
題を解消できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを
課題とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源
（１など）の正極側に直列に、負荷に給電する極性に第
１のスイッチ素子（主スイッチ素子など）を設け、この
第１のスイッチ素子の負荷側の端子と直流電源の負極と
の間に、平滑リアクトル（５など）と負荷（７など）と
の直列回路を接続し、第１のスイッチ素子の負荷側の端
子と直流電源の負極との間に転流ダイオード（４など）
を平滑リアクトルの電流を維持する極性に設け、負荷に
並列に平滑コンデンサ（６など）を維持してなり、負荷
の電圧を検出する手段（出力電圧検出用分圧抵抗１２，
１３など）、前記電圧検出手段によって検出された負荷
電圧を所定値に保つように、所定周期で第１のスイッチ
素子をオン／オフ駆動制御する制御手段（制御部２０な
ど）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のス
イッチ素子の負荷側の端子にゲート電源コンデンサ（１
１など）の負側の端子を接続し、ゲート電源コンデンサ
の正側の端子と直流電源の正極との間にゲート電源コン
デンサがカソード側となるように第１の充電用ダイオー
ド（１５など）を設け、さらに少なくとも直流電源によ
って付勢される昇圧用リアクトル（８など）と、前記制
御手段によってオン／オフ駆動制御され、この昇圧用リ
アクトルの付勢電流をスイッチングする第２のスイッチ
素子（昇圧用トランジスタ９など）とを持って直流電源
の電圧を昇圧した電圧を出力するゲート電源用昇圧チョ
ッパを設け、このゲート電源用昇圧チョッパの昇圧電圧
により、ゲート電源コンデンサの正側端子にカソードが
接続された第２の充電用ダイオード（１０など）を介し
て、このゲート電源コンデンサを充電し得るようにし、
前記制御手段はゲート電源コンデンサの正側端子の電圧
を用いて第１のスイッチ素子をオンするようにする。
めに、請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源
（１など）の正極側に直列に、負荷に給電する極性に第
１のスイッチ素子（主スイッチ素子など）を設け、この
第１のスイッチ素子の負荷側の端子と直流電源の負極と
の間に、平滑リアクトル（５など）と負荷（７など）と
の直列回路を接続し、第１のスイッチ素子の負荷側の端
子と直流電源の負極との間に転流ダイオード（４など）
を平滑リアクトルの電流を維持する極性に設け、負荷に
並列に平滑コンデンサ（６など）を維持してなり、負荷
の電圧を検出する手段（出力電圧検出用分圧抵抗１２，
１３など）、前記電圧検出手段によって検出された負荷
電圧を所定値に保つように、所定周期で第１のスイッチ
素子をオン／オフ駆動制御する制御手段（制御部２０な
ど）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のス
イッチ素子の負荷側の端子にゲート電源コンデンサ（１
１など）の負側の端子を接続し、ゲート電源コンデンサ
の正側の端子と直流電源の正極との間にゲート電源コン
デンサがカソード側となるように第１の充電用ダイオー
ド（１５など）を設け、さらに少なくとも直流電源によ
って付勢される昇圧用リアクトル（８など）と、前記制
御手段によってオン／オフ駆動制御され、この昇圧用リ
アクトルの付勢電流をスイッチングする第２のスイッチ
素子（昇圧用トランジスタ９など）とを持って直流電源
の電圧を昇圧した電圧を出力するゲート電源用昇圧チョ
ッパを設け、このゲート電源用昇圧チョッパの昇圧電圧
により、ゲート電源コンデンサの正側端子にカソードが
接続された第２の充電用ダイオード（１０など）を介し
て、このゲート電源コンデンサを充電し得るようにし、
前記制御手段はゲート電源コンデンサの正側端子の電圧
を用いて第１のスイッチ素子をオンするようにする。
【００１４】また請求項２のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御手段は、直流電源の電圧が所定値を下回るか、
または第１のスイッチ素子のオン比率を１００％とした
場合には第２のスイッチ素子のオン／オフ駆動を行い、
直流電源の電圧が前記所定値を上回り、かつ第１のスイ
ッチ素子のオン／オフを行っているときは第２のスイッ
チ素子のオン／オフ駆動を停止するものであるようにす
る。
は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御手段は、直流電源の電圧が所定値を下回るか、
または第１のスイッチ素子のオン比率を１００％とした
場合には第２のスイッチ素子のオン／オフ駆動を行い、
直流電源の電圧が前記所定値を上回り、かつ第１のスイ
ッチ素子のオン／オフを行っているときは第２のスイッ
チ素子のオン／オフ駆動を停止するものであるようにす
る。
【００１５】また請求項３のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記第１のスイッチ素子をＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴとする。また請求項４のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記昇圧用リアクトルの一旦は直流電源の正極
に接続され、この昇圧用リアクトルの他端と直流電源の
負極との間に第２のスイッチ素子が接続され、前記昇圧
用リアクトルの他端に第２の充電用ダイオードのアノー
ドが接続されてなるようにする。
は、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記第１のスイッチ素子をＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴとする。また請求項４のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記昇圧用リアクトルの一旦は直流電源の正極
に接続され、この昇圧用リアクトルの他端と直流電源の
負極との間に第２のスイッチ素子が接続され、前記昇圧
用リアクトルの他端に第２の充電用ダイオードのアノー
ドが接続されてなるようにする。
【００１６】
【作用】ゲート用の昇圧電源は図２のような昇圧チョッ
パ方式とするが、充電用ダイオード１０の後段のゲート
電源コンデンサ１１の負側端子はグランドＧＮＤではな
く、主回路の転流ダイオード４のカソードへ接続する。
また、このゲート電源コンデンサ１１の正側端子（つま
り充電用ダイオード１０との接続点）ａと、直流電源１
の正極との間に充電用ダイオード１５を、そのカソード
がコンデンサ１１（の端子ａ）側となる極性に接続す
る。そして入力電圧（つまり直流電源１の電圧）がＦＥ
Ｔ３をオンするに必要な所定電圧より低い時、または主
スイッチ素子３がスイッチングをしない場合（デューテ
ィ１００％時）は、ゲート用昇圧チョッパ回路を動作さ
せＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３のゲート印加に必要な電圧
をつくる。入力電圧が充分に高く、かつ主スイッチ素子
３がスイッチングしている場合は、ゲート用昇圧チョッ
パ回路を停止し、主スイッチ素子３のスイッチングを利
用して転流ダイオード４の導通時に直流電源１から充電
用ダイオード１５を介しゲート電源コンデンサ１１に充
電し、ゲート印加に必要な電圧をつくる。これによりＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの常時の効率を高める。
パ方式とするが、充電用ダイオード１０の後段のゲート
電源コンデンサ１１の負側端子はグランドＧＮＤではな
く、主回路の転流ダイオード４のカソードへ接続する。
また、このゲート電源コンデンサ１１の正側端子（つま
り充電用ダイオード１０との接続点）ａと、直流電源１
の正極との間に充電用ダイオード１５を、そのカソード
がコンデンサ１１（の端子ａ）側となる極性に接続す
る。そして入力電圧（つまり直流電源１の電圧）がＦＥ
Ｔ３をオンするに必要な所定電圧より低い時、または主
スイッチ素子３がスイッチングをしない場合（デューテ
ィ１００％時）は、ゲート用昇圧チョッパ回路を動作さ
せＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３のゲート印加に必要な電圧
をつくる。入力電圧が充分に高く、かつ主スイッチ素子
３がスイッチングしている場合は、ゲート用昇圧チョッ
パ回路を停止し、主スイッチ素子３のスイッチングを利
用して転流ダイオード４の導通時に直流電源１から充電
用ダイオード１５を介しゲート電源コンデンサ１１に充
電し、ゲート印加に必要な電圧をつくる。これによりＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの常時の効率を高める。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の一実施例としての構成を示
す。同図においては図２のゲート電源コンデンサ１１の
グランドＧＮＤ側の端子（負側端子）を転流ダイオード
４のカソードに接続し、新たに充電用のダイオード１５
を直流電源の正極とゲート電源コンデンサ１１の充電用
ダイオード１０側の端子（正側端子）ａとの間に、充電
用ダイオード１５のカソードがコンデンサ１１の正側端
子ａ側となるように接続した構成となっている。
す。同図においては図２のゲート電源コンデンサ１１の
グランドＧＮＤ側の端子（負側端子）を転流ダイオード
４のカソードに接続し、新たに充電用のダイオード１５
を直流電源の正極とゲート電源コンデンサ１１の充電用
ダイオード１０側の端子（正側端子）ａとの間に、充電
用ダイオード１５のカソードがコンデンサ１１の正側端
子ａ側となるように接続した構成となっている。
【００１８】この図１では制御部２０は、入力電圧（電
源１の電圧）が低い場合、またはＮチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ３をスイッチングしない場合（デューティ１００％
時）には、前者の場合は端子Ｐ１を介し、後者の場合は
端子Ｐ２を介し夫々これを検知確認し、昇圧用トランジ
スタ１９をスイッチングさせ、昇圧用リアクトル８，充
電用ダイオード１０，ゲート電源コンデンサ１１からな
るゲート用昇圧チョッパ回路を動作させ、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ３のゲートＧの駆動に必要な電圧（例えば
（入力電圧）＋５Ｖ）をつくる。そしてこのコンデンサ
１１の正側端子ａの電圧を利用し、制御部２０はＮチャ
ネルＭＯＳＦＥＴ３のスイッチングを行い、転流ダイオ
ード４，平滑リアクトル５，平滑コンデンサ６からなる
降圧チョッパ回路を動作させる。
源１の電圧）が低い場合、またはＮチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ３をスイッチングしない場合（デューティ１００％
時）には、前者の場合は端子Ｐ１を介し、後者の場合は
端子Ｐ２を介し夫々これを検知確認し、昇圧用トランジ
スタ１９をスイッチングさせ、昇圧用リアクトル８，充
電用ダイオード１０，ゲート電源コンデンサ１１からな
るゲート用昇圧チョッパ回路を動作させ、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ３のゲートＧの駆動に必要な電圧（例えば
（入力電圧）＋５Ｖ）をつくる。そしてこのコンデンサ
１１の正側端子ａの電圧を利用し、制御部２０はＮチャ
ネルＭＯＳＦＥＴ３のスイッチングを行い、転流ダイオ
ード４，平滑リアクトル５，平滑コンデンサ６からなる
降圧チョッパ回路を動作させる。
【００１９】制御部２０は入力電圧がＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ４の駆動に必要な電圧（例えば４Ｖ駆動品の場合
は４Ｖ以上）になり、ゲート用昇圧チョッパ回路の設定
電圧以上になるとこれを端子Ｐ１により検知し、さらに
主スイッチ素子をスイッチング動作していることを端子
Ｐ２により確認するとゲート用昇圧チョッパ回路を停止
し、充電用ダイオード１５とゲート電源コンデンサ１１
によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３の駆動に必要な電圧を
つくる。
ＦＥＴ４の駆動に必要な電圧（例えば４Ｖ駆動品の場合
は４Ｖ以上）になり、ゲート用昇圧チョッパ回路の設定
電圧以上になるとこれを端子Ｐ１により検知し、さらに
主スイッチ素子をスイッチング動作していることを端子
Ｐ２により確認するとゲート用昇圧チョッパ回路を停止
し、充電用ダイオード１５とゲート電源コンデンサ１１
によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３の駆動に必要な電圧を
つくる。
【００２０】即ちＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３がオンから
オフへ変わると転流ダイオード４が導通しそのカソード
がほとんど０Ｖとなり、充電用ダイオード１５によりゲ
ート電源コンデンサ１１を入力電圧まで充電する。Ｎチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ３がオフからオンへ変わると転流ダ
イオード４のカソードがほとんど入力電圧となるため、
ゲート電源コンデンサ１１の低電圧側（負側端子）が入
力電圧へ引き上げられる。そこでゲート電源コンデンサ
１１の高電圧側（正側端子）ａは入力電圧の二倍の電圧
となる。この電圧を用いてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３を
駆動する。
オフへ変わると転流ダイオード４が導通しそのカソード
がほとんど０Ｖとなり、充電用ダイオード１５によりゲ
ート電源コンデンサ１１を入力電圧まで充電する。Ｎチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ３がオフからオンへ変わると転流ダ
イオード４のカソードがほとんど入力電圧となるため、
ゲート電源コンデンサ１１の低電圧側（負側端子）が入
力電圧へ引き上げられる。そこでゲート電源コンデンサ
１１の高電圧側（正側端子）ａは入力電圧の二倍の電圧
となる。この電圧を用いてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３を
駆動する。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば主スイッチ素子３にＮチ
ャネルＭＯＳＦＥＴを用いたＤＣチョッパ回路にて、ゲ
ート用昇圧チョッパ電源の出力側コンデンサ（ゲート電
源コンデンサ）１１のグランド接続端子を主回路の転流
ダイオード４のカソードに接続し、かつ直流電源１から
ゲート電源コンデンサ１１の高圧側端子ａへ向けて充電
極性にダイオード１５を接続し、電源電圧が低いか、主
スイッチ素子のオン比率（デューティ）が１００％のと
き、ゲート用昇圧チョッパを作動させ、電源電圧が高
く、かつ主スイッチ素子がスイッチングしているときゲ
ート用昇圧チョッパを停止し、主スイッチ素子のスイッ
チングを利用してゲート電源コンデンサを充電するよう
にしたので、入力電圧（電源電圧）が低い時や主スイッ
チ素子がスイッチングしない場合（デューティ１００
％）でも充分にゲート用昇圧電圧が得られ、入力電圧が
高い時は低損失でゲート用昇圧電圧が得られる。
ャネルＭＯＳＦＥＴを用いたＤＣチョッパ回路にて、ゲ
ート用昇圧チョッパ電源の出力側コンデンサ（ゲート電
源コンデンサ）１１のグランド接続端子を主回路の転流
ダイオード４のカソードに接続し、かつ直流電源１から
ゲート電源コンデンサ１１の高圧側端子ａへ向けて充電
極性にダイオード１５を接続し、電源電圧が低いか、主
スイッチ素子のオン比率（デューティ）が１００％のと
き、ゲート用昇圧チョッパを作動させ、電源電圧が高
く、かつ主スイッチ素子がスイッチングしているときゲ
ート用昇圧チョッパを停止し、主スイッチ素子のスイッ
チングを利用してゲート電源コンデンサを充電するよう
にしたので、入力電圧（電源電圧）が低い時や主スイッ
チ素子がスイッチングしない場合（デューティ１００
％）でも充分にゲート用昇圧電圧が得られ、入力電圧が
高い時は低損失でゲート用昇圧電圧が得られる。
【図１】本発明の一実施例としての構成を示す回路図
【図２】図１に対応する従来回路の１例を示す図
【図３】図１の対応する従来回路の他の例を示す図
１ 直流電源 ２ 電源コンデンサ ３ 主スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ） ４ 転流ダイオード ５ 平滑リアクトル ６ 平滑コンデンサ ７ 負荷 ８ 昇圧用リアクトル ９ 昇圧用トランジスタ １０ 充電用ダイオード １１ ゲート電源コンデンサ １２，１３ 出力電圧検出用分圧抵抗 １５ 充電用ダイオード ２０ 制御部 Ｐ１ 入力電圧検出端子 Ｐ２ スイッチング検出端子 ＧＮＤ グランド
Claims (4)
- 【請求項１】直流電源の正極側に直列に、負荷に給電す
る極性に第１のスイッチ素子を設け、この第１のスイッ
チ素子の負荷側の端子と直流電源の負極との間に、平滑
リアクトルと負荷との直列回路を接続し、 第１のスイッチ素子の負荷側の端子と直流電源の負極と
の間に転流ダイオードを平滑リアクトルの電流を維持す
る極性に設け、 負荷に並列に平滑コンデンサを接続してなり、 負荷の電圧を検出する手段、 前記電圧検出手段によって検出された負荷電圧を所定値
に保つように、所定周期で第１のスイッチ素子をオン／
オフ駆動制御する制御手段を備えたＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、 第１のスイッチ素子の負荷側の端子にゲート電源コンデ
ンサの負側の端子を接続し、ゲート電源コンデンサの正
側の端子と直流電源の正極との間にゲート電源コンデン
サがカソード側になるように第１の充電用ダイオードを
設け、 さらに少なくとも直流電源によって付勢される昇圧用リ
アクトルと、前記制御手段によってオン／オフ駆動制御
され、この昇圧用リアクトルの付勢電流をスイッチング
する第２のスイッチ素子とを持って直流電源の電圧を昇
圧した電圧を出力するゲート電源用昇圧チョッパを設
け、 このゲート電源用昇圧チョッパの昇圧電圧により、ゲー
ト電源コンデンサの正側端子にカソードが接続された第
２の充電用ダイオードを介して、このゲート電源コンデ
ンサを充電して得るようにし、 前記制御手段はゲート電源コンデンサの正側端子の電圧
を用いて第１のスイッチ素子をオンとするようにしたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 前記制御手段は、直流電源の電圧が所定値を下回るか、
または第１のスイッチ素子のオン比率を１００％とした
場合には第２のスイッチ素子のオン／オフ駆動を行い、 直流電源の電圧が前記所定値を上回り、かつ第１のスイ
ッチ素子のオン／オフを行っているときは第２のスイッ
チ素子のオン／オフ駆動を停止するものであることを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】請求項１または２記載のＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記第１のスイッチ素子をＮチャネルＭＯＳＦＥＴとし
たことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、 前記昇圧用リアクトルの一端は直流電源の正極に接続さ
れ、この昇圧用リアクトルの他端と直流電源の負極との
間に第２のスイッチ素子が接続され、前記昇圧用リアク
トルの他端に第２の充電用ダイオードのアノードが接続
されてなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010727A JPH07222439A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010727A JPH07222439A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222439A true JPH07222439A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=11758330
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6010727A Pending JPH07222439A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07222439A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005074110A1 (ja) * | 2004-01-28 | 2005-08-11 | Renesas Technology Corp. | スイッチング電源と半導体集積回路 |
| JP2006033974A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源回路 |
| JP2007236112A (ja) * | 2006-03-01 | 2007-09-13 | Victor Co Of Japan Ltd | スイッチング電源回路 |
| US7586212B2 (en) | 2006-09-28 | 2009-09-08 | Panasonic Corporation | Multi-output power supply apparatus |
| US7656143B2 (en) | 2006-07-13 | 2010-02-02 | Fujitsu Microelectronics Limited | DC-DC converter |
| KR100988266B1 (ko) * | 2008-02-22 | 2010-10-18 | 매크로블록 인코포레이티드 | Ａｃ-ｄｃ 컨버터의 전원공급 회로 |
| US8508963B2 (en) | 2007-11-26 | 2013-08-13 | Ricoh Company, Ltd. | Step-down switching regulator capable of providing high-speed response with compact structure |
| US8836300B2 (en) | 2008-05-13 | 2014-09-16 | Ricoh Company, Ltd. | Step-down switching regulator |
-
1994
- 1994-02-02 JP JP6010727A patent/JPH07222439A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8305060B2 (en) | 2004-01-28 | 2012-11-06 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US8471541B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-06-25 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US9369045B2 (en) | 2004-01-28 | 2016-06-14 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US7514908B2 (en) | 2004-01-28 | 2009-04-07 | Renesas Technology Corp. | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US8604764B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-12-10 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US7902799B2 (en) | 2004-01-28 | 2011-03-08 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and semiconductor integrated circuit |
| WO2005074110A1 (ja) * | 2004-01-28 | 2005-08-11 | Renesas Technology Corp. | スイッチング電源と半導体集積回路 |
| US8063620B2 (en) | 2004-01-28 | 2011-11-22 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and semiconductor integrated circuit |
| JP2006033974A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源回路 |
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| US8836300B2 (en) | 2008-05-13 | 2014-09-16 | Ricoh Company, Ltd. | Step-down switching regulator |
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