JP3152016B2 - 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置 - Google Patents
同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流出力電圧が数ボ
ルトと低いスイッチング電源装置などの出力電流を整流
するために用いられる同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
制御装置に関する。
ルトと低いスイッチング電源装置などの出力電流を整流
するために用いられる同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来のスイッチング電源装置の基
本回路の一例としてのフライバックコンバ−タを簡略化
して示す接続図であり、パルストランス１の一次巻線１
Ｐには例えば整流ブリッジなどの直流電源２および半導
体スイッチとしてのパワ−ＭＯＳＦＥＴ３が接続され
る。また、パルストランス１の二次巻線１Ｓにはショッ
トキバリアダイオ−ドなどの高速整流ダイオ−ド４およ
び平滑用のコンデンサ５が接続され、パルストランス１
の巻線の極性を図の・印のように選び、半導体スイッチ
２をその制御部８によりオンオフ制御することにより、
コンデンサ５に並列に接続された負荷９に直流電力が供
給される。即ち、半導体スイッチ３がオンのとき、二次
側出力は高速整流ダイオ−ド４によってブロックされ、
負荷９にはコンデンサ５の蓄積電荷が放出される。ま
た、半導体スイッチ３がオフするとき一次巻線１Ｐに生
ずる逆起電力が二次巻線１Ｓ側に伝達され、高速整流ダ
イオ−ド４で整流され、コンデンサ５で平滑化した直流
電圧に変換され、負荷９に直流電力として供給される。
本回路の一例としてのフライバックコンバ−タを簡略化
して示す接続図であり、パルストランス１の一次巻線１
Ｐには例えば整流ブリッジなどの直流電源２および半導
体スイッチとしてのパワ−ＭＯＳＦＥＴ３が接続され
る。また、パルストランス１の二次巻線１Ｓにはショッ
トキバリアダイオ−ドなどの高速整流ダイオ−ド４およ
び平滑用のコンデンサ５が接続され、パルストランス１
の巻線の極性を図の・印のように選び、半導体スイッチ
２をその制御部８によりオンオフ制御することにより、
コンデンサ５に並列に接続された負荷９に直流電力が供
給される。即ち、半導体スイッチ３がオンのとき、二次
側出力は高速整流ダイオ−ド４によってブロックされ、
負荷９にはコンデンサ５の蓄積電荷が放出される。ま
た、半導体スイッチ３がオフするとき一次巻線１Ｐに生
ずる逆起電力が二次巻線１Ｓ側に伝達され、高速整流ダ
イオ−ド４で整流され、コンデンサ５で平滑化した直流
電圧に変換され、負荷９に直流電力として供給される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、直流出力電
圧が３．３Ｖ程度のスイッチング電源装置の場合、高速
整流ダイオ−ド４の順方向電圧降下が０．５Ｖ程度と直
流出力電圧に占める割合が高く、これが原因で高い電力
変換効率が得られないという問題がある。一方、スイッ
チング電源装置に半導体スイッチ３として用いられるパ
ワ−ＭＯＳＦＥＴはスイッチングロスが少なくオン抵抗
も低いので、これを同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴとし
て高速整流ダイオ−ド４と置き換えることにより、順方
向電圧降下を大幅に低減して変換効率を高めることがで
きると期待される。しかしながら、パワ−ＭＯＳＦＥＴ
には双方向に電流が流れる性質があるため、二次巻線１
Ｓ側の電位が負荷側の電位より低くなった場合には、負
荷側（コンデンサ側）からトランス側に電流が逆流し、
この逆流電力によってトランスの負荷が増加するために
トランス１が大型化するという問題が発生する。
圧が３．３Ｖ程度のスイッチング電源装置の場合、高速
整流ダイオ−ド４の順方向電圧降下が０．５Ｖ程度と直
流出力電圧に占める割合が高く、これが原因で高い電力
変換効率が得られないという問題がある。一方、スイッ
チング電源装置に半導体スイッチ３として用いられるパ
ワ−ＭＯＳＦＥＴはスイッチングロスが少なくオン抵抗
も低いので、これを同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴとし
て高速整流ダイオ−ド４と置き換えることにより、順方
向電圧降下を大幅に低減して変換効率を高めることがで
きると期待される。しかしながら、パワ−ＭＯＳＦＥＴ
には双方向に電流が流れる性質があるため、二次巻線１
Ｓ側の電位が負荷側の電位より低くなった場合には、負
荷側（コンデンサ側）からトランス側に電流が逆流し、
この逆流電力によってトランスの負荷が増加するために
トランス１が大型化するという問題が発生する。
【０００４】また、パワ−ＭＯＳＦＥＴには双方向に電
流が流れる性質を積極的に利用したフライバックコンバ
−タ方式の回生制御装置も知られているが、この方式で
は電力の回生によってトランスの負荷が増加し、これが
原因でトランスが大型化することを回避できないという
問題があるため、高周波数化による小型化が重要視され
る直流出力電圧が３．３Ｖ程度のスイッチング電源装置
においては、パワ−ＭＯＳＦＥＴの電流の逆流を阻止し
て同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴとして利用し、電力変
換効率を向上し，トランスを小型化する方向の技術開発
が求められている。
流が流れる性質を積極的に利用したフライバックコンバ
−タ方式の回生制御装置も知られているが、この方式で
は電力の回生によってトランスの負荷が増加し、これが
原因でトランスが大型化することを回避できないという
問題があるため、高周波数化による小型化が重要視され
る直流出力電圧が３．３Ｖ程度のスイッチング電源装置
においては、パワ−ＭＯＳＦＥＴの電流の逆流を阻止し
て同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴとして利用し、電力変
換効率を向上し，トランスを小型化する方向の技術開発
が求められている。
【０００５】この発明の目的は、同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴの逆方向電流の通流を阻止してトランスの負荷
を軽減し、かつ順方向電圧降下を低減することにある。
ＳＦＥＴの逆方向電流の通流を阻止してトランスの負荷
を軽減し、かつ順方向電圧降下を低減することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明によれば、フライバックコンバ−タ回路，
フォワ−ドコンバ−タ回路等を基本回路とするスイッチ
ング電源装置のパルストランスの二次巻線側に接続され
て出力電流を整流する同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
制御装置であって、ゲ−ト駆動信号により順方向電流お
よび逆方向電流の制御が可能な前記同期整流用パワ−Ｍ
ＯＳＦＥＴのソ−ス・ドレイン間に流れる電流の方向の
変化を監視し、逆方向電流が流れる期間同期整流用パワ
−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止する
逆流防止手段を備え、逆流防止手段が前記二次巻線側の
回路に流れる電流の検出器、およびその出力側に接続さ
れた抵抗器と、この抵抗器の両端の電位の変化を監視す
るコンパレ−タ回路とからなり、この抵抗器の両端の電
位の変化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電
流の方向が順方向電流から逆方向電流に変化すると判定
されたとき、コンパレ−タ回路が同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう形
成してなるものとする。
に、この発明によれば、フライバックコンバ−タ回路，
フォワ−ドコンバ−タ回路等を基本回路とするスイッチ
ング電源装置のパルストランスの二次巻線側に接続され
て出力電流を整流する同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
制御装置であって、ゲ−ト駆動信号により順方向電流お
よび逆方向電流の制御が可能な前記同期整流用パワ−Ｍ
ＯＳＦＥＴのソ−ス・ドレイン間に流れる電流の方向の
変化を監視し、逆方向電流が流れる期間同期整流用パワ
−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止する
逆流防止手段を備え、逆流防止手段が前記二次巻線側の
回路に流れる電流の検出器、およびその出力側に接続さ
れた抵抗器と、この抵抗器の両端の電位の変化を監視す
るコンパレ−タ回路とからなり、この抵抗器の両端の電
位の変化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電
流の方向が順方向電流から逆方向電流に変化すると判定
されたとき、コンパレ−タ回路が同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう形
成してなるものとする。
【０００７】
【作用】この発明において、同期整流用パワ−ＭＯＳＦ
ＥＴに流れる電流の方向の変化を監視し、逆方向電流が
流れる期間同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供
給する駆動信号を停止する逆流防止手段を設けるよう構
成したことにより、ゲ−ト電圧により順方向および逆方
向の電流を制御できるパワ−ＭＯＳＦＥＴの特性と、こ
の電流の方向の変化を監視し、逆方向電流が流れる期間
同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動
信号を停止する逆流防止手段との組み合わせにより、同
期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの逆方向電流の通流を阻止
できるので、パワ−ＭＯＳＦＥＴを半導体スイッチのオ
ンオフ動作に同期して出力電流を整流するオン抵抗の低
い整流素子として機能させることが可能となり、直流出
力電圧が3.3 ボルト程度のスイッチング電源装置に適用
した場合、パワ−ＭＯＳＦＥＴの低いオン抵抗を利用し
て電力変換効率を向上する機能が得られるとともに、ト
ランス側への電力の逆流を阻止してトランスの負荷を軽
減し、パルストランスを小型化する機能が得られる。
ＥＴに流れる電流の方向の変化を監視し、逆方向電流が
流れる期間同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供
給する駆動信号を停止する逆流防止手段を設けるよう構
成したことにより、ゲ−ト電圧により順方向および逆方
向の電流を制御できるパワ−ＭＯＳＦＥＴの特性と、こ
の電流の方向の変化を監視し、逆方向電流が流れる期間
同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動
信号を停止する逆流防止手段との組み合わせにより、同
期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの逆方向電流の通流を阻止
できるので、パワ−ＭＯＳＦＥＴを半導体スイッチのオ
ンオフ動作に同期して出力電流を整流するオン抵抗の低
い整流素子として機能させることが可能となり、直流出
力電圧が3.3 ボルト程度のスイッチング電源装置に適用
した場合、パワ−ＭＯＳＦＥＴの低いオン抵抗を利用し
て電力変換効率を向上する機能が得られるとともに、ト
ランス側への電力の逆流を阻止してトランスの負荷を軽
減し、パルストランスを小型化する機能が得られる。
【０００８】更に、逆流防止手段を同期整流用パワ−Ｍ
ＯＳＦＥＴを有するパルストランスの二次巻線側回路に
流れる電流の検出器、およびその出力側に接続された抵
抗器と、この抵抗器の両端の電位の変化を監視するコン
パレ−タ回路とで構成し、この抵抗器の両端の電位の変
化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の方
向が順方向電流から逆方向電流に変化すると判定された
とき、コンパレ−タ回路が同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥ
Ｔのゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう構成すれ
ば、抵抗器を電流検出器としての変流器の出力側に設け
て損失を低減できるので、構成部材の数は増えるもの
の、発明の目的を達成する機能が得られる。
ＯＳＦＥＴを有するパルストランスの二次巻線側回路に
流れる電流の検出器、およびその出力側に接続された抵
抗器と、この抵抗器の両端の電位の変化を監視するコン
パレ−タ回路とで構成し、この抵抗器の両端の電位の変
化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の方
向が順方向電流から逆方向電流に変化すると判定された
とき、コンパレ−タ回路が同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥ
Ｔのゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう構成すれ
ば、抵抗器を電流検出器としての変流器の出力側に設け
て損失を低減できるので、構成部材の数は増えるもの
の、発明の目的を達成する機能が得られる。
【０００９】
【実施例】以下、この発明を実施例に基づいて説明す
る。図１はこの発明の参考例になる同期整流用パワ−Ｍ
ＯＳＦＥＴを用いたフライバックコンバ−タ方式のスイ
ッチング電源装置を簡略化して示す接続図であり、従来
技術と同じ構成部分には同一参照符号を付すことによ
り、重複した説明を省略する。図において、パルストラ
ンス１の一次巻線１Ｐには例えば整流ブリッジなどの直
流電源２および半導体スイッチとしてのパワ−ＭＯＳＦ
ＥＴ３が従来と同様に接続される。また、パルストラン
ス１の二次巻線１Ｓには出力電流の整流素子として同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３および平滑用のコンデン
サ５が接続され、パルストランス１の巻線の極性を図の
・印のように減極性に選び、かつ順逆両方向に通流性を
有する同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス側を
二次巻線１Ｓに，ドレイン側を負荷９側に接続する。ま
た、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−ト電圧を
制御する逆流防止手段はコンパレ−タ回路１４からな
り、ソ−ス電位がドレイン電位と同等またはそれ以下に
低下したとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに
供給する駆動信号を停止するよう構成される。
る。図１はこの発明の参考例になる同期整流用パワ−Ｍ
ＯＳＦＥＴを用いたフライバックコンバ−タ方式のスイ
ッチング電源装置を簡略化して示す接続図であり、従来
技術と同じ構成部分には同一参照符号を付すことによ
り、重複した説明を省略する。図において、パルストラ
ンス１の一次巻線１Ｐには例えば整流ブリッジなどの直
流電源２および半導体スイッチとしてのパワ−ＭＯＳＦ
ＥＴ３が従来と同様に接続される。また、パルストラン
ス１の二次巻線１Ｓには出力電流の整流素子として同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３および平滑用のコンデン
サ５が接続され、パルストランス１の巻線の極性を図の
・印のように減極性に選び、かつ順逆両方向に通流性を
有する同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス側を
二次巻線１Ｓに，ドレイン側を負荷９側に接続する。ま
た、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−ト電圧を
制御する逆流防止手段はコンパレ−タ回路１４からな
り、ソ−ス電位がドレイン電位と同等またはそれ以下に
低下したとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに
供給する駆動信号を停止するよう構成される。
【００１０】上述のように構成したフライバックコンバ
−タ形スイッチング電源装置において、半導体スイッチ
３がオンしたとき、トランス１の２次巻線側には同期整
流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３をそのドレイン側からソ−
ス側に向けて逆方向電流を流す方向に起電力が発生す
る。しかしこの時、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ両端
の電位はドレイン側で高くソ−ス側で低くなるので、こ
れを監視するコンパレ−タ回路１４がその出力ゲ−ト電
圧の出力を停止する。このため、ゲ−ト電圧により順逆
両方向の電流の制御が可能なパワ−ＭＯＳＦＥＴ１３は
オフ状態となり、出力電流が２次巻線に逆流することに
よって従来生じたパルストランス１の負荷の増加が阻止
され、トランス１を小型化することが可能になるととも
に、負荷９への直流電力の供給は平滑コンデンサ５の蓄
積電荷を放出することによって行われる。
−タ形スイッチング電源装置において、半導体スイッチ
３がオンしたとき、トランス１の２次巻線側には同期整
流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３をそのドレイン側からソ−
ス側に向けて逆方向電流を流す方向に起電力が発生す
る。しかしこの時、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ両端
の電位はドレイン側で高くソ−ス側で低くなるので、こ
れを監視するコンパレ−タ回路１４がその出力ゲ−ト電
圧の出力を停止する。このため、ゲ−ト電圧により順逆
両方向の電流の制御が可能なパワ−ＭＯＳＦＥＴ１３は
オフ状態となり、出力電流が２次巻線に逆流することに
よって従来生じたパルストランス１の負荷の増加が阻止
され、トランス１を小型化することが可能になるととも
に、負荷９への直流電力の供給は平滑コンデンサ５の蓄
積電荷を放出することによって行われる。
【００１１】また、半導体スイッチ３がオフするとき一
次巻線１Ｐに生ずる逆起電力が二次巻線１Ｓ側に伝達さ
れ、これにより同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３の両
端電位はソ−ス側で高く，ドレイン側で低くなるので、
これを感知したコンパレ−タ回路１４が順方向電流の通
流を促すゲ−ト電圧を出力し、同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１３で整流され，コンデンサ５で平滑化した直流
電力が負荷９に供給される。その結果、オン抵抗がショ
ットキ−バリアダイオ−ドなどの整流素子に比べて低く
低損失なパワ−ＭＯＳＦＥＴの特性を利用することが可
能となり、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上
できる利点が得られる。
次巻線１Ｐに生ずる逆起電力が二次巻線１Ｓ側に伝達さ
れ、これにより同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３の両
端電位はソ−ス側で高く，ドレイン側で低くなるので、
これを感知したコンパレ−タ回路１４が順方向電流の通
流を促すゲ−ト電圧を出力し、同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１３で整流され，コンデンサ５で平滑化した直流
電力が負荷９に供給される。その結果、オン抵抗がショ
ットキ−バリアダイオ−ドなどの整流素子に比べて低く
低損失なパワ−ＭＯＳＦＥＴの特性を利用することが可
能となり、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上
できる利点が得られる。
【００１２】図２は上述の参考例の変形例を示す接続図
であり、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３を二次巻線
１Ｓの他方の端子側に移し、そのソ−ス側を巻線に接続
した点が前述の参考例と異なっているが、このように構
成しても前述の参考例と同様な作用効果を得ることがで
きる。また、図示しないが、同期整流用パワ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１３をそのドレインからソ−スに向かう電流を順方
向電流としてパルストランスの二次巻線に接続した場合
においても、ソ−ス電位がドレイン電位と同等またはそ
れ以下に低下したとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
ゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう、コンパレ−
タ回路１４を同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３に接続
することにより、前述の参考例におけると同様の作用効
果が得られる。
であり、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３を二次巻線
１Ｓの他方の端子側に移し、そのソ−ス側を巻線に接続
した点が前述の参考例と異なっているが、このように構
成しても前述の参考例と同様な作用効果を得ることがで
きる。また、図示しないが、同期整流用パワ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１３をそのドレインからソ−スに向かう電流を順方
向電流としてパルストランスの二次巻線に接続した場合
においても、ソ−ス電位がドレイン電位と同等またはそ
れ以下に低下したとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの
ゲ−トに供給する駆動信号を停止するよう、コンパレ−
タ回路１４を同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３に接続
することにより、前述の参考例におけると同様の作用効
果が得られる。
【００１３】図３はこの発明の異なる参考例になる同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバ
ックコンバ−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示
す接続図、図４は図３に示す異なる参考例の変形例を簡
略化して示す接続図であり、逆流防止手段２１を、同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３を有するパルストランス
の二次巻線側回路に直列接続された抵抗器２５と、この
抵抗器の両端の電位の変化を監視するコンパレ−タ回路
２４とで構成した点が前述の実施例と異なっており、同
期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス電位およびド
レイン電位を、抵抗器２５の両端の電位に置き換えて検
出することにより、前述の参考例と同様の作用効果が得
られる。なお、抵抗器２５は図４に示す位置に接続して
もよく、その接続位置を任意に選択することができる。
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバ
ックコンバ−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示
す接続図、図４は図３に示す異なる参考例の変形例を簡
略化して示す接続図であり、逆流防止手段２１を、同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３を有するパルストランス
の二次巻線側回路に直列接続された抵抗器２５と、この
抵抗器の両端の電位の変化を監視するコンパレ−タ回路
２４とで構成した点が前述の実施例と異なっており、同
期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス電位およびド
レイン電位を、抵抗器２５の両端の電位に置き換えて検
出することにより、前述の参考例と同様の作用効果が得
られる。なお、抵抗器２５は図４に示す位置に接続して
もよく、その接続位置を任意に選択することができる。
【００１４】図５はこの発明の実施例になる同期整流用
パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコ
ンバ−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示す接続
図であり、逆流防止手段３１を同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１３を有するパルストランス１の二次巻線側回路
に流れる電流の検出器３３、およびその出力側に接続さ
れた抵抗器３５と、この抵抗器の両端の電位の変化を監
視するコンパレ−タ回路３４とで構成し、抵抗器３５の
両端の電位の変化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１
３に流れる電流の方向が順方向電流から逆方向電流に変
化すると判定されたとき、コンパレ−タ回路３４が同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−トに供給する駆動
信号を停止するよう構成される。抵抗器を電流検出器３
３としての変流器の出力側に設けることによりその損失
を低減できるので、構成部材の数は増えるものの、前述
の各参考例と同様の作用効果が得られる。
パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコ
ンバ−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示す接続
図であり、逆流防止手段３１を同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１３を有するパルストランス１の二次巻線側回路
に流れる電流の検出器３３、およびその出力側に接続さ
れた抵抗器３５と、この抵抗器の両端の電位の変化を監
視するコンパレ−タ回路３４とで構成し、抵抗器３５の
両端の電位の変化から同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１
３に流れる電流の方向が順方向電流から逆方向電流に変
化すると判定されたとき、コンパレ−タ回路３４が同期
整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−トに供給する駆動
信号を停止するよう構成される。抵抗器を電流検出器３
３としての変流器の出力側に設けることによりその損失
を低減できるので、構成部材の数は増えるものの、前述
の各参考例と同様の作用効果が得られる。
【００１５】図６はこの発明の参考例になる同期整流用
パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフォワ−ドコン
バ−タ方式のスイッチング電源装置を簡略化して示す接
続図であり、パルストランス１１は図示しない直流偏磁
防止用の三次巻線を備え、その一次巻線１１Ｐと二次巻
線１１Ｓの極性は図に・印で示すように加極性となるよ
う接続される。また、二次巻線１Ｓ側には出力電流の整
流素子として同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３，平滑
用のコンデンサ５，リアクトル７，および還流ダイオ−
ド６が接続され、ソ−スからドレインに向かう電流を順
方向電流として、ソ−ス側を二次巻線１１Ｓに，ドレイ
ン側をリアクトル７を介して負荷９側に接続する。ま
た、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−ト電圧を
制御する逆流防止手段は図１について説明したと同様に
コンパレ−タ回路１４からなり、ソ−ス電位がドレイン
電位と同等またはそれ以下に低下したとき同期整流用パ
ワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止す
るよう構成される。
パワ−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフォワ−ドコン
バ−タ方式のスイッチング電源装置を簡略化して示す接
続図であり、パルストランス１１は図示しない直流偏磁
防止用の三次巻線を備え、その一次巻線１１Ｐと二次巻
線１１Ｓの極性は図に・印で示すように加極性となるよ
う接続される。また、二次巻線１Ｓ側には出力電流の整
流素子として同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３，平滑
用のコンデンサ５，リアクトル７，および還流ダイオ−
ド６が接続され、ソ−スからドレインに向かう電流を順
方向電流として、ソ−ス側を二次巻線１１Ｓに，ドレイ
ン側をリアクトル７を介して負荷９側に接続する。ま
た、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のゲ−ト電圧を
制御する逆流防止手段は図１について説明したと同様に
コンパレ−タ回路１４からなり、ソ−ス電位がドレイン
電位と同等またはそれ以下に低下したとき同期整流用パ
ワ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−トに供給する駆動信号を停止す
るよう構成される。
【００１６】このように構成されたフォワ−ドコンバ−
タ方式のスイッチング電源装置においては、半導体スイ
ッチ３がオンするとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１
３には順方向電流が流れ、半導体スイッチ３がオフする
とき、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス電位
がドレイン電位に比べて低くなり、これを検知したコン
パレ−タ回路１４がゲ−トへの駆動電圧の出力を停止す
るので、パワ−ＭＯＳＦＥＴが同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴとして機能し、トランス側への逆流電力を阻止し
てトランスの負荷を軽減するとともに、パワ−ＭＯＳＦ
ＥＴの低いオン抵抗を利用してスイッチング電源装置の
電力変換効率を向上する効果が得られる。
タ方式のスイッチング電源装置においては、半導体スイ
ッチ３がオンするとき同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１
３には順方向電流が流れ、半導体スイッチ３がオフする
とき、同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ１３のソ−ス電位
がドレイン電位に比べて低くなり、これを検知したコン
パレ−タ回路１４がゲ−トへの駆動電圧の出力を停止す
るので、パワ−ＭＯＳＦＥＴが同期整流用パワ−ＭＯＳ
ＦＥＴとして機能し、トランス側への逆流電力を阻止し
てトランスの負荷を軽減するとともに、パワ−ＭＯＳＦ
ＥＴの低いオン抵抗を利用してスイッチング電源装置の
電力変換効率を向上する効果が得られる。
【００１７】
【発明の効果】この発明は前述のように、同期整流用パ
ワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の方向の変化を監視し、
逆方向電流が流れる期間同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ
のゲ−トに供給する駆動信号を停止する逆流防止手段を
設けるよう構成した。その結果、パワ−ＭＯＳＦＥＴを
半導体スイッチのオンオフ動作に同期して出力電流を整
流するオン抵抗の低い整流素子として利用することが可
能となり、直流出力電圧が3.3 ボルト程度のスイッチン
グ電源装置に適用した場合、パワ−ＭＯＳＦＥＴの低い
オン抵抗を利用して電力変換効率を向上する機能が得ら
れるとともに、トランス側への電力の逆流を阻止してト
ランスの負荷を軽減し、パルストランスを小型化できる
利点が得られる。
ワ−ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の方向の変化を監視し、
逆方向電流が流れる期間同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ
のゲ−トに供給する駆動信号を停止する逆流防止手段を
設けるよう構成した。その結果、パワ−ＭＯＳＦＥＴを
半導体スイッチのオンオフ動作に同期して出力電流を整
流するオン抵抗の低い整流素子として利用することが可
能となり、直流出力電圧が3.3 ボルト程度のスイッチン
グ電源装置に適用した場合、パワ−ＭＯＳＦＥＴの低い
オン抵抗を利用して電力変換効率を向上する機能が得ら
れるとともに、トランス側への電力の逆流を阻止してト
ランスの負荷を軽減し、パルストランスを小型化できる
利点が得られる。
【図１】この発明の参考例になる同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴを用いたフライバックコンバ−タ形スイッチン
グ電源装置を簡略化して示す接続図
ＳＦＥＴを用いたフライバックコンバ−タ形スイッチン
グ電源装置を簡略化して示す接続図
【図２】図１に示す参考例の変形例を示す接続図
【図３】この発明の異なる参考例になる同期整流用パワ
−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコンバ
−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
−ＭＯＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコンバ
−タ形スイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
【図４】図３に示す異なる参考例の変形例を簡略化して
示す接続図
示す接続図
【図５】この発明の実施例になる同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコンバ−タ形
スイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
ＳＦＥＴの制御装置を用いたフライバックコンバ−タ形
スイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
【図６】この発明の参考例になる同期整流用パワ−ＭＯ
ＳＦＥＴの制御装置を用いたフォワ−ドコンバ−タ方式
のスイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
ＳＦＥＴの制御装置を用いたフォワ−ドコンバ−タ方式
のスイッチング電源装置を簡略化して示す接続図
【図７】従来のスイッチング電源装置の基本回路の一例
としてのフライバックコンバ−タを簡略化して示す接続
図
としてのフライバックコンバ−タを簡略化して示す接続
図
１ パルストランス ２ 直流電源部 ３ 半導体スイッチ（パワ−ＭＯＳＦＥＴ） ４ 高速整流ダイオ−ド ５ コンデンサ ６ 帰還ダイオ−ド ７ リアクトル ８ 制御部 ９ 負荷 １１ パルストランス １３ 同期整流用パワ−ＭＯＳＦＥＴ １４ コンパレ−タ回路（逆流防止手段） ２１ 逆流防止手段 ２４ コンパレ−タ回路 ２５ 抵抗器 ３１ 逆流防止手段 ３３ 電流検出器 ３４ コンパレ−タ回路 ３５ 抵抗器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 7/06
Claims (1)
- 【請求項１】フライバックコンバータ回路，フォワード
コンバータ回路等を基本回路とするスイッチング電源装
置のパルストランスの二次巻線側に接続されて出力電流
を整流する同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴの制御装置で
あって、ゲート駆動信号により順方向電流および逆方向
電流の制御が可能な前記同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴ
のソース・ドレイン間に流れる電流の方向の変化を監視
し、逆方向電流が流れる期間同期整流用パワーＭＯＳＦ
ＥＴのゲートに供給する駆動信号を停止する逆流防止手
段を備え、前記逆流防止手段が前記二次巻線側の回路に
流れる電流の検出器、およびその出力側に接続された抵
抗器と、この抵抗器の両端の電位の変化を監視するコン
パレータ回路とからなり、この抵抗器の両端の電位の変
化から同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流の方
向が順方向電流から逆方向電流に変化すると判定された
とき、コンパレータ回路が同期整流用パワーＭＯＳＦＥ
Ｔのゲートに供給する駆動信号を停止するよう形成して
なることを特徴とする同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴの
制御装置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP14241493A JP3152016B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14241493A JP3152016B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077928A JPH077928A (ja) | 1995-01-10 |
| JP3152016B2 true JP3152016B2 (ja) | 2001-04-03 |
Family
ID=15314783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14241493A Expired - Fee Related JP3152016B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3152016B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7019991B2 (en) | 2003-03-11 | 2006-03-28 | Denso Corporation | Rectifying circuit |
| CN100505496C (zh) * | 2005-11-08 | 2009-06-24 | 台达电子工业股份有限公司 | 自适应同步整流控制电路及方法 |
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| CN1119720C (zh) † | 1995-09-07 | 2003-08-27 | 咨询及生产Vlg股份有限公司 | 钟表的运行机构 |
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| AU722043B2 (en) | 1997-01-24 | 2000-07-20 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| DE19841341A1 (de) | 1998-09-10 | 2000-03-16 | Bosch Gmbh Robert | Abwärts-Drosselwandler |
| JP2002027759A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Seiko Instruments Inc | 整流電子機器 |
| TW200525869A (en) * | 2004-01-28 | 2005-08-01 | Renesas Tech Corp | Switching power supply and semiconductor IC |
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| JP4378707B2 (ja) | 2006-01-27 | 2009-12-09 | 株式会社デンソー | 電圧変換回路の制御装置 |
| JP4326531B2 (ja) | 2006-01-27 | 2009-09-09 | 株式会社デンソー | 電圧変換回路の制御装置 |
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| JP5386312B2 (ja) * | 2009-11-10 | 2014-01-15 | 新電元工業株式会社 | 共振型コンバータ |
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-
1993
- 1993-06-15 JP JP14241493A patent/JP3152016B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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|---|---|
| JPH077928A (ja) | 1995-01-10 |
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