JP2008061489A

JP2008061489A - 電源回路

Info

Publication number: JP2008061489A
Application number: JP2007139938A
Authority: JP
Inventors: Akio Toba; 章夫鳥羽; Hidetoshi Kaida; 英俊海田
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-07-31
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2008-03-13

Abstract

【課題】高周波スイッチング動作に伴って発生する電磁ノイズやスイッチング損失を大幅に低減可能な電源回路を提供する。
【解決手段】直流電圧部４０と、その電圧の直流成分よりも高い電圧を１周期中に少なくとも１回発生する電源電圧部１０と、直流電圧部４０と電源電圧部１０との間に接続され、電源電圧の１周期における、前記電圧が基準値近傍となる第１の時点を含む期間において、少なくとも複数周期に１回オン状態となり、かつ電源電圧が最も高くなる第２の時点を含む期間にオフ状態となるスイッチ２０とを備え、このスイッチ２０のオンオフにより、直流電圧部４０から負荷５０に前記基準値にほぼ等しい直流電圧を供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、低ノイズ、低損失の電源回路に関し、詳しくは、電力変換器により交流電圧や整流電圧をほぼ一定の直流電圧に変換して負荷に供給するＡＣ−ＤＣコンバータ等の電源回路に関するものである。

図１５は、一般的なフライバック型のスイッチング電源を示す回路図である。
その動作を略述すると、まず、半導体スイッチング素子１０３をオンすると直流電源１０１からトランス１０２の一次巻線１０２ａを介して電流が流れる。次にスイッチング素子１０３をオフすると、一次巻線１０２ａへの通流によりトランス１０２のコアに蓄えられた磁気エネルギーによって、二次巻線１０２ｂに電流が流れ、ダイオード１０４を介して平滑コンデンサ１０５が充電される。コアに蓄積された磁気エネルギーがゼロになると電流もゼロとなり、ダイオード１０４が逆バイアスされる。なお、１０６は平滑コンデンサ１０５の直流電圧が供給される負荷である。

上記構成において、スイッチング素子１０３のオン期間が長いほどトランス１０２に蓄えられる磁気エネルギーが大きくなり、また、スイッチング回数が多いほど多くの磁気エネルギーをトランス１０２の二次側に送ることができる。従って、スイッチング素子１０３のオン期間とスイッチング周期、あるいはスイッチング周期を固定した場合のオンデューティを調整することにより、平滑コンデンサ１０５の平均直流電圧を一定に制御することが可能となる。
なお、このように負荷に平均的にほぼ一定の直流電圧を供給する電力変換器には他にも様々な回路方式があるが、基本的には、半導体スイッチング素子の高周波スイッチング（数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）による電力変換が行われる。
この種のフライバック型のスイッチング電源は、例えば特許文献１に開示されている。

特開平７−２５５１７１号公報（［０００２］〜［０００４］、図１，図３，図４等）

上述したスイッチング電源には、次のような問題がある。
第１の問題点は電磁ノイズの発生である。すなわち、スイッチング素子の高周波スイッチング動作によって、回路の様々な部位に高周波の電位変動が発生し、また高周波電流が通流する。このため、これらが原因となって高周波の漏れ電流や放射電磁界が発生し、周囲の機器を誤動作させるという問題を生じる。
第２の問題点はスイッチング損失の発生である。すなわち、周知のようにスイッチング素子はスイッチング毎に損失を発生するため、それが原因で素子が過熱したり、効率が低下する等の問題を生じる。

そこで、本発明の解決課題は、高周波スイッチング動作に伴って発生する電磁ノイズやスイッチング損失を大幅に低減可能な電源回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電圧部と、前記直流電圧部の電圧の直流成分よりも高い電圧を１周期中に少なくとも１回発生する電源電圧部と、前記直流電圧部と前記電源電圧部との間に接続され、前記電源電圧部の電圧の１周期における、前記電源電圧部の電圧が電圧基準値近傍となる第１の時点を含む期間において、少なくとも複数周期に１回オン状態となり、かつ前記電源電圧部の電圧が最も高くなる第２の時点を含む期間にオフ状態となるスイッチと、を備え、
前記スイッチのオンオフにより、前記直流電圧部から負荷に、前記電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給するものである。

請求項２に記載した発明は、直流電圧部と、前記直流電圧部の電圧の直流成分よりも高い電圧及び低い電圧を１周期中に少なくとも１回ずつ発生する電源電圧部と、前記直流電圧部と前記電源電圧部との間に結合され、前記電源電圧部の電圧が電圧基準値近傍となる第１の時点において、少なくとも複数周期に１回オン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も高くなる第２の時点を含む期間にオフ状態となるスイッチと、を備えると共に、
前記電源電圧部または前記スイッチの少なくとも一方が、前記直流電圧部から前記電源電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有し、
前記スイッチのオンオフにより、前記直流電圧部から負荷に、前記電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した電源回路において、
前記スイッチと前記直流電圧部との間にリアクトルを接続し、前記スイッチと前記リアクトルとの接続点と、前記直流電圧部の負極との間に、前記接続点側をカソードとする極性にダイオードを接続したものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電源回路において、前記電源電圧部が、交流電源と、この交流電源電圧を整流する整流回路とからなるものである。
また、請求項５に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電源回路において、前記電源電圧部が交流電源からなるものである。

請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した電源回路において、前記電圧基準値が正または負であることを特徴とする。

請求項７に記載した発明は、請求項２に記載した電源回路において、前記電圧基準値が負であるときに、前記逆阻止特性による阻止方向を反転させたものである。

請求項８に記載した発明は、電圧基準値に対して正負の電圧の直流成分をそれぞれ有する正側直流電圧部及び負側直流電圧部と、前記電圧基準値に対して正負に交番する電圧を発生する電源電圧部と、前記電源電圧部と前記正側直流電圧部の正極との間に接続され、前記正側直流電圧部から前記電源電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有する正側スイッチと、前記電源電圧部と前記負側直流電圧部の負極との間に接続され、前記電源電圧部から前記負側直流電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有する負側スイッチと、を備え、
前記正側スイッチは、前記正側直流電圧部の電圧が正側電圧基準値以下となる時点を含む期間にオン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も高くなる時点を含む期間にオフ状態となると共に、前記負側スイッチは、前記負側直流電圧部の電圧が負側電圧基準値以上となる時点を含む期間にオン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も低くなる時点を含む期間にオフ状態となり、
前記正側スイッチ及び負側スイッチのオンオフにより、前記正側直流電圧部から正側負荷に前記正側電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給し、かつ、前記負側直流電圧部から負側負荷に前記負側電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給するものである。

請求項９に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した電源回路において、
前記スイッチは、その制御端子の電圧をしきい値以下とすることによってオフ状態になり、前記制御端子に接続された制御開閉部が、そのオン時に前記制御端子の電圧を前記しきい値以下に保持可能であると共に、
前記電源電圧部の電圧が前記電圧基準値以上である場合に前記制御開閉部をオン状態とし、かつ、前記電圧基準値未満である場合に前記制御開閉部をオフ状態とするものである。

請求項１０に記載した発明は、請求項９に記載した電源回路において、
前記電源電圧部を投入した際に、前記制御開閉部をオンさせる動作開始時定数を前記スイッチをオンさせる動作開始時定数よりも短くしたものである。

請求項１１に記載した発明は、請求項１〜１０の何れか１項に記載した電源回路において、前記電源電圧部の出力端子間に外来電磁ノイズの抑制手段を接続したものである。

本発明によれば、半導体スイッチング素子等からなるスイッチのスイッチング回数を減少させ、従来のように高周波スイッチング動作に伴って発生する電磁ノイズやスイッチング損失を大幅に低減させた電源回路を実現することができる。これにより、周囲の機器の誤動作や素子の過熱、効率低下を未然に防止することが可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、請求項１に係る発明に相当する。図１において、１０は大きさが周期的に変化する電圧を発生する電源電圧部であり、この電源電圧部１０の両端にはスイッチ２０と直流電圧部４０とが直列に接続されている。

前記スイッチ２０を構成するスイッチ素子２１には、例えば半導体スイッチング素子が用いられ、また、直流電圧部４０には、一般に電圧を安定化させるためのコンデンサ４１が用いられている。このコンデンサ４１の両端には、負荷５０が接続されている。
なお、出力電圧を更に安定化させるために、直流電圧部４０と負荷５０との間に３端子レギュレータを用いることも可能である。

この実施形態の動作を、図２を参照しつつ説明する。
まず、前記スイッチ素子２１は、図１のスイッチ制御部３０によって制御される。スイッチ制御部３０には電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃ及び電圧基準値Ｖ_ｒｅｆが入力されており、Ｖ_ａｃがＶ_ｒｅｆに近い期間（図２の時点Ａ近傍）にてスイッチ素子２１をオンし、電圧Ｖ_ａｃが最も高くなる時点を含む期間（図２の時点Ｂを含む期間）にてスイッチ素子２１をオフするように制御する。このような制御を行うことにより、直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃは電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ付近の値に維持され、ほぼ一定の直流電圧を出力する定電圧電源回路として作用することになる。

この実施形態によれば、スイッチ素子２１のスイッチング回数は電源電圧部１０の出力電圧の周波数で決まるようになり、例えば上記周波数が５０Ｈｚであれば、スイッチングも５０Ｈｚで行われる。
一般に、スイッチング電源では、前述したように数ｋＨｚ〜数ＭＨｚの高周波でスイッチングがなされるので、これに比べると、本実施形態におけるスイッチング回数ははるかに少なくなり、その結果、電磁ノイズやスイッチング損失を格段に小さくすることができる。

また、図２に示したように、オン状態にあるスイッチ素子２１をオフするタイミングは、時点Ａの近傍であって電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが低いときであるから、通常、問題となるスイッチオフ時のスイッチ両端電圧の跳ね上がりも小さくなる。その結果、図示されていないスナバ回路の省略も可能になる等の副次的効果も得ることができる。
ここで、本実施形態による電磁ノイズや損失の低減、及びスナバ回路の省略といった効果は、以下の全ての実施形態に共通するものである。

なお、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ近傍となる時点が電圧Ｖ_ａｃの１周期中に複数回存在する場合、その全てにおいてスイッチ素子２１をオンする必要はなく、複数回の内の１回だけオンさせて他の何回かはオフ状態のままとしてもよい。更に、電圧Ｖ_ａｃの１周期中にスイッチ素子２１を必ずしも１回オンする必要もなく、負荷が開放状態に近いほどに小さく、電源電圧部であるコンデンサの漏れ電流が限りなく小さい場合は、例えば１００周期に１回程度、スイッチ素子２１をオンするだけでも充分である。

また、図２では、時点Ａでスイッチ素子２１をオン、時点Ｂでスイッチ素子２１をオフとしているが、例えば時点Ａが含まれるごく短い期間にスイッチ素子２１をオフしたり、逆に時点Ｂを含むごく短い期間にスイッチ素子２１をオンしてもシステムは動作する。
すなわち、本実施形態の基本は、スイッチ素子２１をオンする主要な期間が、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ近くになる時点Ａを含む期間であり、スイッチ素子２１をオフする主要な期間が、電圧Ｖ_ａｃが最も高くなる時点Ｂを含む期間である（図２では、スイッチ素子２１をオンする期間以外の期間としてある）、という点である。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。この実施形態は請求項２に係る発明に相当する。
回路の基本構成は図１とほぼ共通しているが、この実施形態では、スイッチ２０Ｐが、直流電圧部４０から電源電圧部１０に向かう方向の通流を阻止する逆阻止特性を有している。他の構成は図１と同様である。
上記逆阻止特性を実現するには、スイッチ素子２１に対し図３の極性で直列にダイオード２２を接続するか、スイッチ２０Ｐをスイッチ素子２１のみによって構成し、このスイッチ素子２１として逆阻止特性を有する半導体スイッチング素子を用いればよい。

この実施形態において、図４に示すように、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃは、直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃを決める電圧基準値Ｖ_ｒｅｆを上回る期間と下回る期間とを有するものとする。
スイッチ素子２１は、スイッチ制御部３０により、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以下となった場合にオン状態、電圧基準値Ｖ_ｒｅｆを上回る場合にオフ状態となるように制御される。
このような制御を行うことにより、直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃはほぼ電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ付近に維持され、負荷５０にほぼ一定の直流電圧を供給する定電圧電源回路として動作させることができる。

本実施形態では、スイッチ２０Ｐが逆阻止特性を有するため、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃより低くなっている期間中、スイッチ素子２１をオン状態にしておいても電流が電源電圧部１０側に逆流することがない。従って、逆流防止のためにスイッチ素子２１をオフさせる操作が不要となり、スイッチ制御部３０等の制御系の構成及び動作を簡略化することができる。

なお、電源電圧部１０が逆阻止特性を有している場合には、ダイオード２２等によってスイッチ２０Ｐに逆阻止特性を持たせる必要はない。その具体例は、後述するように、交流電源に整流回路を接続して電源電圧部を構成する場合である。
また、スイッチ素子２１をオン状態とするのは、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以下の場合ではなく、電圧基準値Ｖ_ｒｅｆをわずかに上回る時点としてもよい。
更に、電圧Ｖ_ａｃの１周期において、電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以下であるかその近傍にある場合の全てにおいてスイッチ素子２１をオンする必要はなく、また、電圧Ｖ_ａｃの１周期に１回、必ずしもスイッチ素子２１をオンさせる必要もない。これについては、前述した図１の実施形態と同様である。

次いで、図５は本発明の第３実施形態を示す回路図である。この実施形態は請求項３に係る発明に相当する。
この実施形態では、図３の構成に対して、スイッチ２０Ｐと直流電圧部４０との間にリアクトル７０が接続され、かつ、スイッチ２０Ｐとリアクトル７０との接続点と直流電圧部４０の負極との間に環流ダイオード６０が接続されている。

図１や図３の実施形態では、スイッチ素子２１がオン状態となった際、電源電圧部１０と直流電圧部４０とが実質的に短絡されるため、両者間に電位差があると大きな電流が瞬間的に流れて過熱の原因となる。そこで、図５に示す如くリアクトル７０を挿入することにより、電流の変化率を抑制することができる。但し、リアクトル７０を挿入しただけでは、電流が通流している状態でスイッチ素子２１をオフすると過大な電圧がリアクトル７０の両端に生じ、それが結果的にスイッチ素子２１の両端に印加されるため、スイッチ素子２１を過電圧破壊する恐れがある。
このため、環流ダイオード６０を接続することにより、スイッチ素子２１をオフした際にリアクトル７０に電流が流れている場合には、環流ダイオード６０がリアクトル電流の経路となり、リアクトル７０の過大な電圧がスイッチ素子２１に印加されるのを防止することができる。

なお、環流ダイオードとして、逆回復特性が良好なファストリカバリータイプを用いることにより、過電圧の印加や電圧振動を更に抑制することができる。
本実施形態のようにリアクトル７０及び環流ダイオード６０を接続する構成は、図１の実施形態にも適用可能である。

図６は本実施形態の動作を示す波形図であり、図４に示した第２実施形態の動作と概ね同様である。すなわち、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃは、電圧基準値Ｖ_ｒｅｆを上回る期間と下回る期間とを有しており、スイッチ素子２１は、スイッチ制御部３０により、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以下となった場合にオン状態、電圧基準値Ｖ_ｒｅｆを上回る場合にオフ状態となるように制御される。
この結果、直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃはほぼ電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ付近に維持され、負荷５０にほぼ一定の直流電圧を供給する定電圧電源回路として動作させることができる。

次いで、図７は本発明の第４実施形態を示す回路図である。この実施形態は請求項４に係る発明に相当する。
電源電圧部としては、交流電源（商用電源）を整流回路により整流したものを用いることも可能である。これにより、図３や図５に示した電源回路において必要な、直流電圧部４０の電圧基準値Ｖ_ｒｅｆよりも高い電圧と低い電圧とを周期的に繰り返す電源電圧部１０Ａを簡単に構成することができる。

なお、図７では交流電源電圧を全波整流する場合を示したが、交流電源電圧を半波整流してもよい。
本実施形態のように整流回路を用いて電源電圧部を構成すれば、整流回路を構成するダイオードが電流の逆流、すなわち直流電圧部４０から交流電源への通流を防止するため、スイッチ自体に逆阻止特性を持たせる必要がなくなり、図３や図５におけるダイオード２２を省略することができる。

図８は、第４実施形態の動作を示す波形図である。
電源電圧部１０Ａの電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以下の場合にスイッチ素子２１をオンし、電圧Ｖ_ａｃが電圧基準値Ｖ_ｒｅｆを超えるとスイッチ素子２１をオフする。この単純な動作により、直流電圧部４０の電圧Ｖ_ｄｃは、図８に示すように電圧基準値Ｖ_ｒｅｆにほぼ等しい直流電圧となる。なお、電源電圧部１０Ａ以外の回路構成としては、図３または図５の何れも用いることができ、この場合、前述したようにスイッチ２０Ｐのダイオード２２は不要になる。

ところで、図３及び図５における電源電圧部１０としては、請求項５に記載するように、交流電源（商用電源）をそのまま用いることもできる。なぜならば、スイッチ２０Ｐの逆阻止特性により、電源電圧部１０の電圧が負の値となっても、電流が電源電圧部１０に逆流することがないからである。このことは、図４に示した電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃの波形が、一部で負の値となっていることからも分かる。

次に、本発明の第５実施形態を図９を参照しつつ説明する。この実施形態は請求項６，７に係る発明に相当する。
上述した各実施形態では、電圧基準値Ｖ_ｒｅｆが正であり、直流電圧部４０も正の直流電圧を発生する場合を説明したが、負の電圧基準値に基づいて負の直流電圧を出力するように同様に回路を構成できることは明らかである。その回路の例を、図９に示す。

図９では、スイッチ制御部の図示を省略してある。図に示すように、スイッチ２０Ｎはスイッチ素子２１とダイオード２２とからなり、このダイオード２２の極性を図３，図５と逆にして逆阻止特性の阻止方向を反転させている。つまり、電源電圧部１０から直流電圧部４０に向かう方向の電流通流を阻止する特性を持たせている。
なお、本実施形態において、直流電圧部４０に用いるコンデンサ４１が極性を有する場合には、その極性も反転させる必要がある。

図示されていないが、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃと比較されてスイッチング信号を生成するための電圧基準値Ｖ_ｒｅｆも負となっている。例えば、電源電圧部１０の電圧が電圧基準値Ｖ_ｒｅｆ以上である場合にスイッチ素子２１をオン状態とし、そうでない場合にはスイッチ素子２１をオフ状態とする制御を行うことにより、直流電圧部４０の電圧を電圧基準値Ｖ_ｒｅｆに近いほぼ一定の負の直流電圧に維持することができる。

次いで、図１０、図１２は本発明の第６実施形態を示す回路図であり、請求項８に係る発明に相当する。
この実施形態では、図１０に示すように電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが正負に交番するものとし（電源電圧部１０をいわゆる交流電源により構成し）、この電源電圧部１０に正負の電源回路を組み合わせることにより、１つの電源電圧部１０から正負のほぼ一定の直流電圧を生成するようにした。この種の正負直流電源は、オペアンプ回路のように様々な用途に用いられるため、このように簡便に正負直流電源を構成できることの有用性は高い。

図１０では、正側の電源回路を、スイッチ素子２１及びダイオード２２からなる正側スイッチ２０Ｐと、コンデンサ４１Ｐからなる正側直流電圧部４０Ｐと、により構成し、負側の電源回路を、スイッチ素子２１及びダイオード２２からなる負側スイッチ２０Ｎと、コンデンサ４１Ｎからなる負側直流電圧部４０Ｎと、により構成してある。なお、５０Ｐは正側直流電圧部４０Ｐに接続された正側負荷、５０Ｎは負側直流電圧部４０Ｎに接続された負側負荷である。
更に、図１２は、図１０の構成に対して、過電流防止用のリアクトル７０Ｐ，７０Ｎ及び環流ダイオード６０Ｐ，６０Ｎを、正負の電源回路にそれぞれ追加したものである。
なお、図１０，図１２では、スイッチ制御部の図示を何れも省略してある。

図１１は、この実施形態の動作を示す波形図である。
図示するように、正負のスイッチ素子２１は、正側電圧基準値Ｖ_ｒｅｆｐ、負側電圧基準値Ｖ_ｒｅｆｎに基づいてそれぞれ前述したように制御される。その結果、正側直流電圧部４０Ｐ及び負側直流電圧部４０Ｎの電圧Ｖ_ｄｃｐ，Ｖ_ｄｃｎは、各々電圧基準値Ｖ_ｒｅｆｐ，Ｖ_ｒｅｆｎにほぼ等しい値に維持されることになり、ほぼ一定の正負直流電圧を出力可能な定電圧電源回路を実現することができる。

次に、図１３は本発明の第７実施形態を示す回路図であり、請求項９，１０に係る発明に相当する。この実施形態は、前述したスイッチ制御部を含む具体的な回路構成に関するものである。

図１３において、３１は電源電圧部１０の両端に接続されたスイッチ駆動用電源部、３２は同じく電圧比較部である。
スイッチ駆動用電源部３１は、電源電圧部１０の両端に接続された抵抗Ｒ_３、ダイオードＤ_２及びコンデンサＣ_１の直列回路と、コンデンサＣ_１に並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ_３とからなり、ダイオードＤ_２とコンデンサＣ_１との接続点の電圧Ｖ_ｓｏｎ（スイッチ駆動用電源部３１の出力電圧）は抵抗Ｒ_ｇを介してスイッチ素子２１の制御端子に加えられている。

電圧比較部３２は、抵抗Ｒ_１、ダイオードＤ_１、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２の直列回路と、ツェナーダイオードＺＤ_２に並列に接続された抵抗Ｒ_２とからなり、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２同士の接続点は抵抗Ｒ_ｂを介して半導体スイッチング素子からなる制御開閉部３３のベースに接続されている。なお、制御開閉部３３のコレクタはスイッチ素子２１の制御端子（抵抗Ｒ_ｇの一端）に接続され、エミッタはグラウンド電位となっている。
ここで、スイッチ駆動用電源部３１の出力電圧Ｖ_ｓｏｎは、前記抵抗Ｒ_ｇを介して（または直接）スイッチ素子２１の制御端子に印加することにより、スイッチ素子２１をオンさせることができるような値に設定される。

前記制御開閉部３３は、これをオン状態とすることにより、スイッチ素子２１の制御端子をグラウンド電位とする（制御端子の電圧をしきい値以下にする）目的で設けられている。このため、図１３の構成では、制御開閉部３３がオン状態になるとスイッチ素子２１がオフ状態となる。
電圧比較部３２は、上記制御開閉部３３のオン、オフを切り替えるためのものであり、ここでは、電源電圧部１０の電圧がツェナーダイオードＺＤ_２によって決まる基準値以上になると制御開閉部３３がオン状態になってスイッチ素子２１がオフし、基準値以下になると制御開閉部３３がオフ状態になってスイッチ素子２１がオンするように動作する。
以上の回路により、電源電圧部１０の電圧Ｖ_ａｃが基準値を超えた場合に、制御開閉部３３をオンさせることによってオン状態にあるスイッチ素子２１をオフさせることができる。

図１３に示した回路において、スイッチ素子２１をオフするための制御開閉部３３及び電圧比較部３２は、電源電圧部１０の投入によって直ちに動作する一方、スイッチ素子２１をオンするための手段、つまりスイッチ駆動用電源部３１は、抵抗Ｒ_３及びコンデンサＣ_１によって決まる時定数をもって動作が開始する。
すなわち、スイッチ素子２１をオフさせる手段とオンさせる手段について、前者の方が後者よりも早く動作を開始する。このようにスイッチ素子２１をオフさせる手段の動作開始時定数をオンさせる手段よりも短くすることにより、電源電圧部１０から高電圧が出力された時にはスイッチ素子２１を直ちにオフさせることができ、これによって直流電圧部４０に高電圧が印加されるのを防止し、電源電圧部１０の投入時にシステムを安全に起動することが可能となる。

なお、スイッチ制御部をオペアンプを用いて構成することも可能であり、例えばオペアンプでコンパレータを構成することによって、電圧比較に基づくスイッチングという回路動作が分かり易くなる。しかし、一般にオペアンプは電源電圧が確立していなければ所定の動作をすることができないため、起動直後の動作不安定性が問題となる。これに対して、図１３に示したようにディスクリート部品で回路を構成すれば、上述のように電圧が確立する前の起動後過渡期の動作も比較的自由に設計することが可能となる。

図１４は本発明の第８実施形態を示す回路図であり、請求項１１に係る発明に相当する。
通常、インバータのように交流入力部のダイオードブリッジの後段に電圧平滑用の大容量コンデンサを備え、その両端の直流電圧からＤＣ／ＤＣコンバータを用いて制御回路用の直流電源を生成する構成では、大容量コンデンサの電圧平滑能力により、交流電源を介して侵入する外来ノイズの影響が制御回路に現れにくい。

一方、図１３に示したように電源電圧部１０の出力側にスイッチ駆動用電源部３１等を直接接続すると、外来ノイズが大きな影響を及ぼし、最悪の場合には、外来ノイズによってスイッチ駆動用電源部３１等が破損したり、異常な信号を発生することによって、例えば大電力や機械動力を扱う図示しない別の部位が誤動作して大きな事故を招く危険性がある。

そこで、図１４に示すように、電源電圧部１０の両端に外来の電磁ノイズを抑制または吸収する外来ノイズ抑制手段９０を接続することが有効であり、具体的には、フィルタ回路やサージアブソーバを用いて外来ノイズを抑制する。なお、図１４に示した外来ノイズ抑制手段９０は、例えば図１３におけるスイッチ駆動用電源部３１や電圧比較部３２を内部に備え、更にフィルタ回路やサージアブソーバを付加したものを想定しており、図１３における抵抗Ｒ_ｇ，Ｒ_ｂ及び制御開閉部３３は図示を省略してある。
このように電源電圧部１０の出力側に外来ノイズ抑制手段９０を接続する着想は、図１３だけでなく全ての実施形態に適用可能である。
本実施形態によれば、外来ノイズによる電源回路の誤動作を防止し、システムを安全に稼働することができる。

上記各実施形態において、スイッチングのために電源電圧部１０の電圧と電圧基準値Ｖ_ｒｅｆとを比較する場合には、比較器としてヒステリシスコンパレータ、あるいはそれと同じ効果の得られるハードウェア、ソフトウェア構成を用いることができる。これによって、スイッチング信号のチャタリングを防止することができる。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。第１実施形態の動作を示す波形図である。本発明の第２実施形態を示す回路図である。第２実施形態の動作を示す波形図である。本発明の第３実施形態を示す回路図である。第３実施形態の動作を示す波形図である。本発明の第４実施形態を示す回路図である。第４実施形態の動作を示す波形図である。本発明の第５実施形態を示す回路図である。本発明の第６実施形態を示す回路図である。第６実施形態の動作を示す波形図である。本発明の第６実施形態の変形例を示す回路図である。本発明の第７実施形態を示す回路図である。本発明の第８実施形態を示す回路図である。従来技術を示す回路図である。

符号の説明

１０，１０Ａ：電源電圧部
２０，２０Ｐ，２０Ｎ：スイッチ
２１：スイッチ素子
２２：ダイオード
３０：スイッチ制御部
３１：スイッチ駆動用電源部
３２：電圧比較部
３３：制御開閉部
４０，４０Ｐ，４０Ｎ：直流電圧部
４１，４１Ｐ，４１Ｎ：コンデンサ
５０，５０Ｐ，５０Ｎ：負荷
６０，６０Ｐ，６０Ｎ：環流ダイオード
７０，７０Ｐ，７０Ｎ：リアクトル
９０：外来ノイズ抑制手段
Ｃ_１：コンデンサ
Ｄ_１，Ｄ_２：ダイオード
Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３，Ｒ_ｂ，Ｒ_ｇ：抵抗
ＺＤ_１，ＺＤ_２，ＺＤ_３：ツェナーダイオード

Claims

直流電圧部と、
前記直流電圧部の電圧の直流成分よりも高い電圧を１周期中に少なくとも１回発生する電源電圧部と、
前記直流電圧部と前記電源電圧部との間に接続され、前記電源電圧部の電圧の１周期における、前記電源電圧部の電圧が電圧基準値近傍となる第１の時点を含む期間において、少なくとも複数周期に１回オン状態となり、かつ前記電源電圧部の電圧が最も高くなる第２の時点を含む期間にオフ状態となるスイッチと、
を備え、
前記スイッチのオンオフにより、前記直流電圧部から負荷に、前記電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給することを特徴とする電源回路。
直流電圧部と、
前記直流電圧部の電圧の直流成分よりも高い電圧及び低い電圧を１周期中に少なくとも１回ずつ発生する電源電圧部と、
前記直流電圧部と前記電源電圧部との間に結合され、前記電源電圧部の電圧が電圧基準値近傍となる第１の時点において、少なくとも複数周期に１回オン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も高くなる第２の時点を含む期間にオフ状態となるスイッチと、
を備えると共に、
前記電源電圧部または前記スイッチの少なくとも一方が、前記直流電圧部から前記電源電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有し、
前記スイッチのオンオフにより、前記直流電圧部から負荷に、前記電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給することを特徴とする電源回路。
請求項１または２に記載した電源回路において、
前記スイッチと前記直流電圧部との間にリアクトルを接続し、
前記スイッチと前記リアクトルとの接続点と、前記直流電圧部の負極との間に、前記接続点側をカソードとする極性にダイオードを接続したことを特徴とする電源回路。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電源回路において、
前記電源電圧部が、
交流電源と、この交流電源電圧を整流する整流回路とからなることを特徴とする電源回路。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電源回路において、
前記電源電圧部が、交流電源からなることを特徴とする電源回路。
請求項１〜５の何れか１項に記載した電源回路において、
前記電圧基準値が正または負であることを特徴とする電源回路。
請求項２に記載した電源回路において、
前記電圧基準値が負であるときに、前記逆阻止特性による阻止方向を反転させたことを特徴とする電源回路。
電圧基準値に対して正負の電圧の直流成分をそれぞれ有する正側直流電圧部及び負側直流電圧部と、
前記電圧基準値に対して正負に交番する電圧を発生する電源電圧部と、
前記電源電圧部と前記正側直流電圧部の正極との間に接続され、前記正側直流電圧部から前記電源電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有する正側スイッチと、
前記電源電圧部と前記負側直流電圧部の負極との間に接続され、前記電源電圧部から前記負側直流電圧部への電流通流を阻止する逆阻止特性を有する負側スイッチと、
を備え、
前記正側スイッチは、前記正側直流電圧部の電圧が正側電圧基準値以下となる時点を含む期間にオン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も高くなる時点を含む期間にオフ状態となると共に、
前記負側スイッチは、前記負側直流電圧部の電圧が負側電圧基準値以上となる時点を含む期間にオン状態となり、前記電源電圧部の電圧が最も低くなる時点を含む期間にオフ状態となり、
前記正側スイッチ及び負側スイッチのオンオフにより、前記正側直流電圧部から正側負荷に前記正側電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給し、かつ、前記負側直流電圧部から負側負荷に前記負側電圧基準値にほぼ等しい直流電圧を供給することを特徴とする電源回路。
請求項１〜５の何れか１項に記載した電源回路において、
前記スイッチは、その制御端子の電圧をしきい値以下とすることによってオフ状態になり、前記制御端子に接続された制御開閉部が、そのオン時に前記制御端子の電圧を前記しきい値以下に保持可能であると共に、
前記電源電圧部の電圧が前記電圧基準値以上である場合に前記制御開閉部をオン状態とし、かつ、前記電圧基準値未満である場合に前記制御開閉部をオフ状態とすることを特徴とする電源回路。
請求項９に記載した電源回路において、
前記電源電圧部を投入した際に、前記制御開閉部をオンさせる動作開始時定数を前記スイッチをオンさせる動作開始時定数よりも短くしたことを特徴とする電源回路。
請求項１〜１０の何れか１項に記載した電源回路において、
前記電源電圧部の出力端子間に外来電磁ノイズの抑制手段を接続したことを特徴とする電源回路。