CN103138240B - 防反灌电流电路、防反灌电流方法及供电系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种防反灌电流电路、防反灌电流方法及供电系统，所述防反灌电流电路包括检测电路、状态保持电路、比较电路以及电压识别电路。通过本实施例提供的防反灌电流电路检测变压器副线圈中心点处的电压，即桥式同步整流型供电系统的当前输出电压，由于当前输出电压会跟随桥式同步整流型供电系统的输入电压变化，当检测到副线圈中心点处的电压出现跌落时，则可以判断输入电压也出现跌落，因此向驱动电路输出关断信号，以使驱动电路根据判断信号控制副边整流电路的MOSFET关断，从而有效抑制桥式同步整流型供电系统产生反灌电流，以提高同步整流型供电系统应用的可靠性。

Description

防反灌电流电路、防反灌电流方法及供电系统

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种防反灌电流电路、防反灌电流方法及供电系统。

背景技术

近年来，随着电子技术的发展，很多场合要求电路的工作电压越来越低、电流越来越大。在要求输出低电压、大电流的情况下，有人提出将同步整流技术应用在供电系统中，同步整流是采用通态电阻极低的专用金属-氧化层-半导体-场效晶体管（Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，简称MOSFET），来取代整流二极管以降低输出电压以及整流损耗，MOSFET属于电压控制型器件。但是，由于MOSFET在导通时的伏安特性呈线性关系，采用MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，因此，如果在供电电路中采用桥式整流技术，则输入掉电或出现电压跌落时不能及时关断副边MOSFET驱动的话，则副边MOSFET会继续工作，此时，电路中会产生反灌电流，如果副边MOSFET继续工作，就会导致副边MOSFET在同步续流期间对地短路，甚至发生损坏副边MOSFET以及变压器的情况。

目前，现有技术中有一种是在供电电路的桥式整流输入端串联一个检测电路，当采样到的输入电压出现跌落时，输出一个控制信号，并通过光耦传输到副边，以控制副边MOSFET驱动。但是，通过光耦从原边传输信号到副边，会有几微秒（us）～十几us的延迟时间，开关周期一般为几us，所以会造成关断延迟一两个周期，在延迟的时间内还是会形成一定的反灌电流。

现有技术中还有一种是在供电电路的直流输出端的低压端串联一个检测电路，当检测到反灌电流时输出一个控制信号，从而控制副边MOSFET驱动切断反灌电流通路。但是，此种方案是在检测到反灌电流产生后才能对副边MOSFET驱动进行控制，而反灌电流会迅速向副边MOSFET输出结电容充电，虽然反灌电流较小，但还是会造成一定的应力，甚至雪崩。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种防反灌电流电路、防反灌电流方法及供电系统，以在一定程度上抑制反灌电流的产生。

第一个方面，本发明实施例提供一种防反灌电流电路，所述防反灌电流电路连接在桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点与驱动电路之间，所述驱动电路的输出端连接与所述变压器副线圈相连的副边整流电路的金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET，所述驱动电路用于驱动所述副边整流电路的MOSFET；所述防反灌电流电路包括检测电路、状态保持电路、比较电路以及电压识别电路，其中：所述检测电路的输入端与所述桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，用于检测桥式同步整流型供电系统的输出电压，并输出；所述状态保持电路的输入端与所述检测电路的输出端连接，用于在保持周期内保持所述检测电路输出的所述输出电压；所述比较电路的输入端与所述检测电路的输出端以及所述状态保持电路的输出端连接，用于在所述检测电路检测的所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压低于所述状态保持电路保持的所述输出电压时输出高电平；所述电压识别电路的输入端与所述检测电路的输出端以及所述比较电路的输出端连接，所述电压识别电路的输出端与所述驱动电路的输入端连接，用于在所述检测电路输出的输出电压为高电平，且所述比较电路的输出为高电平时，向所述驱动电路输出关断信号，以使所述驱动电路根据所述关断信号控制所述副边整流电路的MOSFET关断。

结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，所述保持周期为所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期的3～5倍。

结合第一方面或第一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述检测电路包括第一电阻、第二电阻和第一电容，其中，所述第一电阻的一端与所述桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的一端串联，所述第二电阻的另一端与地连接，所述第一电阻和第二电阻的连接点与地之间连接所述第一电容，所述第一电阻和第二电阻的连接点分别与所述状态保持电路的输入端、所述比较电路的输入端和所述电压识别电路的输入端连接。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述状态保持电路包括二极管、第三电阻和第二电容，其中，所述二极管的正极与所述第一电阻和第二电阻的连接点连接，所述二极管的负极通过所述第三电阻接地，所述第三电阻和所述第二电容并联。

结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述比较电路包括直流电源、比较器和第四电阻，所述直流电源为所述比较器提供工作电压，所述二极管的负极与所述比较器的正极输入端电连接，所述第一电阻和第二电阻的连接点与所述比较器的负极输入端之间串联所述第四电阻，所述比较器的输出端连接所述电压识别电路的输入端。

结合第一方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述电压识别电路包括逻辑与门、第五电阻和第三电容，所述逻辑与门的一个输入端与所述比较器的输出端连接，所述逻辑与门的另一个输入端通过所述第五电阻，与所述第一电阻和第二电阻的连接点连接，所述逻辑与门的另一个输入端和所述第五电阻的连接点通过所述第三电容与地连接，所述逻辑与门的输出端与所述驱动电路的输入端连接。

结合第一方面的第二种可能的实现方式或第三种可能的实现方式或第四种可能的实现方式或第五种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述第二电阻的阻值小于所述第一电阻的阻值。

第二个方面，本发明实施例提供一种防反灌电流的方法，包括：检测桥式同步整流型供电系统的输出电压；在保持周期内保持检测到的所述桥式同步整流型供电系统的输出电压；若所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压低于保持的所述输出电压，且所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压为高电平时，则关断与所述桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈相连的副边整流电路的金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET。

结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，所述保持周期为所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期的3～5倍。

第三个方面，本发明实施例提供一种防反灌电流供电系统，包括桥式同步整流型供电系统和本发明实施例提供的任意一种防反灌电流电路。

采用上述本发明实施例提供的技术方案的有益效果是：通过本实施例提供的防反灌电流电路检测变压器副线圈中心点处的电压，即桥式同步整流型供电系统的当前输出电压，由于当前输出电压会跟随桥式同步整流型供电系统的输入电压变化，当检测到副线圈中心点处的电压出现跌落时，则可以判断输入电压也出现跌落，因此向驱动电路输出关断信号，以使驱动电路根据关断信号控制副边整流电路的MOSFET关断，从而有效抑制桥式同步整流型供电系统产生反灌电流，以提高同步整流型供电系统应用的可靠性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的防反灌电流电路的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的防反灌电流电路的应用场景示意图；

图3为本发明实施例提供的防反灌电流电路的一种实施方式的示意图；

图4为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的结构示意图；

图5为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的一种实施方式的示意图；

图6A为本发明实施例图5中桥式同步整流型供电系统的驱动时序图；

图6B为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的工作时序图；

图7为本发明实施例提供的防反灌电流的方法流程示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为本发明实施例提供的防反灌电流电路的结构示意图，如图1所示，本发明提供的防灌电流电路100可以包括检测电路101、状态保持电路102、比较电路103以及电压识别电路104，其中：

检测电路101的输入端与桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，用于测桥式同步整流型供电系统的输出电压，并输出；

状态保持电路102的输入端与检测电路101的输出端连接，用于在保持周期内保持检测电路101输出的输出电压；

比较电路103的输入端与检测电路101的输出端以及状态保持电路102的输出端连接，用于在检测电路101检测的桥式同步整流型供电系统的当前输出电压低于状态保持电路102保持的所述输出电压时输出高电平；

电压识别电路104的输入端与检测电路101的输出端以及比较电路103的输出端连接，该电压识别电路104的输出端还与驱动电路的输入端连接，用于在检测电路101输出的输出电压为高电平，且比较电路103的输出也为高电平时，向驱动电路输出关断信号，以使驱动电路根据关断信号控制副边整流电路的MOSFET关断。

举例来说，由于检测电路检测的是桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点处的电压，即桥式同步整流型供电系统的输出电压，又由于该输出电压会跟随桥式同步整流型供电系统的输入电压变化，因此，当桥式同步整流型供电系统的输入电压发生跌落时，其输出电压也会跌落，为了使得电压识别电路能够识别该跌落，本实施例通过采用状态保持电路，该状态保持电路可以在一定周期内保持跌落前检测电路检测的桥式同步整流型供电系统的输出电压缓慢下降，使得在该保持周期内状态保持电路的输出电压能够大于检测电路检测到的桥式同步整流型供电系统的输入电压发生跌落时的当前输出电压，从而使得比较电路在此情况下可以输出高电平至电压识别电路；又由于检测电路的输出电压为方波信号，因此，只有当检测电路的输出和比较电路的输出均为高电平时，电压识别电路才会确定输入电压出现跌落，则向驱动电路输出关断信号，以使驱动电路根据关断信号控制副边整流电路的MOSFET关断，从而有效抑制桥式同步整流型供电系统产生反灌电流，以提高同步整流型供电系统应用的可靠性。

图2为本发明实施例提供的防反灌电流电路的应用场景示意图，如图2所示，在具体应用中，本发明实施例所提供的上述防反灌电流电路100可以连接在桥式同步整流型供电系统200的变压器201副线圈的中心点与驱动电路202之间，其中，驱动电路的输出端还与变压器201副线圈相连的副边整流电路的MOSFET连接，且驱动电路可以用于驱动该副边整流电路的MOSFET。以下结合图1、图2对本发明实施例中防反灌电流电路的工作原理进行说明，在本实施例中，当桥式同步整流型供电系统的输入电压经与变压器原线圈相连的桥式整流电路从变压器原线圈向副线圈传输时，副线圈的中心点处的电压与供电系统的输入电压成正比，例如，若供电系统的输入电压为Vin，变压器的匝比为n，其中n的取值一般为2～5，其副线圈中心点处的电压则为Vin/n，而对于供电系统的输入电压范围在36～75V的情况而言，变压器副线圈中心点处的电压仍然偏高，因此可以通过检测电路进行分压而降低检测电路的输出电压，假设检测电路的分压比为k，则检测电路的输出电压Vs与供电系统的输入电压关系为：当变压器201原边的MOSFET导通时，检测电路的输出电压Vs=Vin/（n*k），即检测电路的输出电压Vs与输入电压Vin成比例，而当变压器201原边的MOSFET不导通时，则变压器的副边MOSFET导通，此时，Vs就为0，因此，检测电路的输出电压Vs为方波信号。进一步地，由于寄生参数影响，副线圈中心点处的电压会有高频震荡毛刺，因此检测电路还可以对分压后的电压进行滤波以消除毛刺。而当检测电路的输出电压Vs出现跌落时，状态保持电路则可以在一定周期内保持跌落前检测电路的输出电压，即保持检测电路的输出电压Vs缓慢下降，但是，如果状态保持电路的维持周期太长则会导致电压跌落状态消失后，比较电路仍然维持动作状态，不能立刻恢复稳态运行状态，而维持周期太短则又可能导致无法检测到电压跌落的状态，因此，在本实施例中状态保持电路的维持周期一般取检测电路的输出电压Vs的变化周期的3～5倍，具体可以通过调节其内部器件的参数实现。比较电路则用于对检测电路的输出电压Vs与状态保持电路保持的电压Vh进行比较，当发现检测电路的输出电压Vs小于状态保持电路保持的电压Vh时，则说明副线圈中心点处的电压出现跌落，即可以判断输入电压也出现跌落，因此，比较电路在此时输出一个高电平的脉冲，脉冲的持续时间与检测电路的输出电压Vs的变化周期内的导通时间相同。然而由于检测电路的输出电压Vs是方波信号，而状态保持电路保持的电压Vh是直流信号，所以当稳态运行中Vs为低电平时，比较电路也会持续输出高电平，因此通过电压识别电路根据比较电路的输出对检测电路的输出电压Vs进行取样，从而将真正反应输入电压跌落的脉冲分离出来，即，如果在比较电路输出高电平的时刻，电压识别电路对检测电路的采样信号Vs也为高电平，则表示输入电压出现跌落。

因此通过本实施例提供的防反灌电流电路检测变压器副线圈中心点处的电压，即桥式同步整流型供电系统的当前输出电压，由于当前输出电压会跟随桥式同步整流型供电系统的输入电压变化，当检测到副线圈中心点处的电压出现跌落时，则可以判断输入电压也出现跌落，因此向驱动电路输出关断信号，以使驱动电路根据判断信号控制副边整流电路的MOSFET关断，从而可以有效抑制桥式同步整流型供电系统产生反灌电流，以提高同步整流型供电系统应用的可靠性。

具体的，在上述实施例中，桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期，即检测电路的输出电压Vs的方波周期，可以是桥式同步整流型供电系统中变压器原边的桥式同步整流电路的MOSFET开关周期的2倍；而状态保持电路的保持周期则可以是桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期的3～5倍，即检测电路的输出电压Vs的方波周期的3～5倍。

图3为本发明实施例提供的防反灌电流电路的一种实施方式的示意图，如图3所示，具体的，检测电路101包括第一电阻R1、第二电阻R2以及第一电容C1，其中，第一电阻R1的一端与桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，该第一电阻的另一端则与第二电阻R2的一端串联，该第二电阻R2的另一端与地连接，该第一电阻R1和第二电阻R2的连接点与地之间连接第一电容C1，且该第一电阻R1和第二电阻R2的连接点还分别与状态保持电路102的输入端、比较电路103的输入端和电压识别电路104的输入端连接；状态保持电路102包括二极管D、第三电阻R3和第二电容C2，其中，二极管D的正极与第一电阻R1和第二电阻R2的连接点连接，二极管D的负极通过第三电阻R3接地，第三电阻R3和第二电容C2并联；比较电路103包括直流电源Vcc、第六电阻R6、比较器P和第四电阻R4，其中，直流电源Vcc为比较器P提供工作电压，第六电阻R6为上拉电阻，主要为集电极为开路输出型的比较器P提供输出电流通道，比较器P的正极输入端与二极管D的负极电连接，第一电阻R1和第二电阻R2的连接点与比较器P的负极输入端之间串联第四电阻R4，比较器P的输出端连接电压识别电路104的输入端，需要说明的是，对于非集电极（或漏极）为开路输出型的比较器来说，比较电路103也可以不包括第六电阻R6；电压识别电路104包括逻辑与门A、第五电阻R5和第三电容C3，其中，逻辑与门A的一个输入端与比较器P的输出端连接，逻辑与门A的另一个输入端通过第五电阻R5、与第一电阻R1和第二电阻R2的连接点连接，逻辑与门A的另一输入端和第五电阻R5的连接点通过第三电容C3接地，逻辑与门A的输出端与驱动电路的输入端相连接。

图4为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的结构示意图，如图4所示，防反灌电流供电系统可以包括如图1、图2、图3所示的防反灌电流电路100和桥式同步整流型供电系统200。

图5为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的一种实施方式的示意图，如图5所示，防反灌电流电路100可以连接在桥式同步整流型供电系统200的变压器201副线圈的中心点与驱动电路202之间。

图6A为本发明实施例图5中桥式同步整流型供电系统的驱动时序图、图6B为本发明实施例提供的防反灌电流供电系统的工作时序图，以下结合图3、图4、图5、图6A及图6B对本发明的工作原理进行说明，在本实施例中，如果桥式同步整流型供电系统的输入电压Vin在t0时刻开始跌落，此时变压器201原边的桥式整流电路中的MOSFETQ1、Q2、Q3及Q4关闭，由于在桥式同步整流的拓扑控制模式中，Q1、Q4的时序与Q5的时序互补，而Q2、Q3的时序与Q6的时序互补，因此，副边整流电路的MOSFETQ5、Q6处于续流状态，则检测电路检测到副线圈的中心点处的输出电压Vs为0，而此时，状态保持电路中的二极管D承受反向电压而不导通，第二电容C2通过第三电阻R3开始放电，因此，状态保持电路保持的电压Vh开始下降，但此时Vh高于Vs；在t1时刻到来之前，即Q1、Q2、Q3、Q4的状态发生改变之前，变压器副边整流电路的MOSFETQ5、Q6一直处在续流状态，因此，Vs始终为0，由于状态保持电路的输出端与比较器的正极输入端相连接，检测电路的输出端与比较器的负极输入端相连接，因此Vh高于Vs时，比较器输出高电平；而电压识别电路中逻辑与门A的一个输入端输入的是对Vs进行采样后的采样信号Vp，因此，当Vs为0时，其采样信号Vp也为0，即为低电平，而比较器输出的高电平与采样信号Vp的低电平经过逻辑与门A后，输出低电平，因此，在t0时刻电压识别电路的输出Vc为低电平，此时不会产生关断信号。

而在t1时刻，变压器原边的桥式整流电路中的一组MOSFETQ2、Q3导通，则Q6关闭，此时，原边向副边传递能量，检测电路则检测到跌落后的电压Vs，但是，由于跌落后的电压Vs还是低于Vh，因此，状态保持电路中的二极管D依旧承受反向电压而不导通，第二电容C2通过第三电阻R3继续放电，但此时Vh还是高于Vs，因此，比较器输出高电平；而电压识别电路此时对Vs的采样Vp也为高电平，经过逻辑与门A后，输出高电平，因此，在t1时刻电压识别电路的输出Vc为高电平，此时产生关断信号，并向驱动电路输出关断信号，控制副边整流电路的MOSFETQ5、Q6关断。需要说明的是，状态保持电路中第二电容C2的放电速度取决于第二电容C2的容值与第三电阻R3的阻值的取值，如果放电速度太快，在t1时刻，Vh就会低于Vs，从而检测不到跌落状态，因此，在本发明实施例中，C2与R3的放电常数一般取为检测电路的输出电压Vs的方波周期的3～5倍，而检测电路的输出电压Vs的方波周期通常为桥式同步整流型供电系统中变压器原边的桥式同步整流电路的MOSFET开关周期的2倍。

在t2时刻，Q2、Q3关闭，则Q6又进入续流状态，由于Q1、Q4的状态一直未改变，因此，Q5也一直处于续流状态，此时，变压器副线圈的中心点处的输出电压Vs又为0，又由于在此之前状态保持电路中的第二电容C2一直在放电，但在放电周期内其输出电压Vh还是高于Vs，因此，比较器输出高电平，而电压识别电路此时对Vs的采样Vp为低电平，经过逻辑与门A后，输出低电平，因此从t2时刻开始，电压识别电路的输出Vc又为低电平，此时不会产生控制信号。

在t3时刻，变压器原边的桥式整流电路中的中的另一组MOSFETQ1、Q4导通，则Q5关闭，防反灌电流电路进入稳态工作，Vh维持比Vs低一个二极管压降，比较器输出低电平，因此，电压识别电路的输出Vc也为低电平，所以在t3时刻不产生控制信号。此后如果再没有输入电压跌落现象，变压器原边的桥式整流电路中的两组MOSFET交替导通，Vs会通过二极管D对第二电容C2充电，而副边整流电路的MOSFETQ5、Q6导通续流时，第二电容C2放电，比较器将会输出周期性的高低电平，但当比较器输出高电平时，检测电路检测到变压器副线圈的中心点处的输出电压Vs却为0，因此，电压识别电路对Vs的采样Vp为低电平，所以电压识别电路的输出Vc也为低电平，因此，不会产生控制信号。

图7为本发明实施例提供的防反灌电流的方法流程图，如图7所示，所述方法可以包括：

步骤701，检测桥式同步整流型供电系统的输出电压；

步骤702，在保持周期内保持检测到的所述桥式同步整流型供电系统的输出电压；

步骤703，若所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压低于保持的所述输出电压，且桥式同步整流型供电系统的当前输出电压为高电平时，则关断与桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈相连的副边整流电路的MOSFET。

具体的，上述实施例中所述的保持周期可以是桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期的3～5倍。

本实施例的方法可以应用于图1、图2以及图3所示实施例提供的技术方案或电路，其实现原理和技术效果与前面实施例介绍的类似，此处不再赘述。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (7)

1.一种防反灌电流电路，其特征在于，

所述防反灌电流电路连接在桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点与驱动电路之间，所述驱动电路的输出端连接与所述变压器副线圈相连的副边整流电路的金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET，所述驱动电路用于驱动所述副边整流电路的MOSFET；

所述防反灌电流电路包括检测电路、状态保持电路、比较电路以及电压识别电路，其中：

所述检测电路的输入端与所述桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，用于检测桥式同步整流型供电系统的输出电压，并输出；

所述状态保持电路的输入端与所述检测电路的输出端连接，用于在保持周期内保持所述检测电路输出的所述输出电压；

所述比较电路的输入端与所述检测电路的输出端以及所述状态保持电路的输出端连接，用于在所述检测电路检测的所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压低于所述状态保持电路保持的所述输出电压时输出高电平；

所述电压识别电路的输入端与所述检测电路的输出端以及所述比较电路的输出端连接，所述电压识别电路的输出端与所述驱动电路的输入端连接，用于在所述检测电路输出的输出电压为高电平，且所述比较电路的输出为高电平时，向所述驱动电路输出关断信号，以使所述驱动电路根据所述关断信号控制所述副边整流电路的MOSFET关断；

所述检测电路包括第一电阻、第二电阻和第一电容，其中，所述第一电阻的一端与所述桥式同步整流型供电系统的变压器副线圈的中心点连接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的一端串联，所述第二电阻的另一端与地连接，所述第一电阻和第二电阻的连接点与地之间连接所述第一电容，所述第一电阻和第二电阻的连接点分别与所述状态保持电路的输入端、所述比较电路的输入端和所述电压识别电路的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的防反灌电流电路，其特征在于，所述保持周期为所述桥式同步整流型供电系统的当前输出电压的变化周期的3～5倍。

3.根据权利要求1或2所述的防反灌电流电路，其特征在于，所述状态保持电路包括二极管、第三电阻和第二电容，其中，所述二极管的正极与所述第一电阻和第二电阻的连接点连接，所述二极管的负极通过所述第三电阻接地，所述第三电阻和所述第二电容并联。

4.根据权利要求3所述的防反灌电流电路，其特征在于，所述比较电路包括直流电源、比较器和第四电阻，所述直流电源为所述比较器提供工作电压，所述二极管的负极与所述比较器的正极输入端电连接，所述第一电阻和第二电阻的连接点与所述比较器的负极输入端之间串联所述第四电阻，所述比较器的输出端连接所述电压识别电路的输入端。

5.根据权利要求4所述的防反灌电流电路，其特征在于，所述电压识别电路包括逻辑与门、第五电阻和第三电容，所述逻辑与门的一个输入端与所述比较器的输出端连接，所述逻辑与门的另一个输入端通过所述第五电阻，与所述第一电阻和第二电阻的连接点连接，所述逻辑与门的另一个输入端和所述第五电阻的连接点通过所述第三电容与地连接，所述逻辑与门的输出端与所述驱动电路的输入端连接。

6.根据权利要求1、2、4、5任一项所述的防反灌电流电路，其特征在于，所述第二电阻的阻值小于所述第一电阻的阻值。

7.一种防反灌电流供电系统，其特征在于，包括桥式同步整流型供电系统和如权利要求1～6任一项所述的防反灌电流电路。