CN105322816B - 防止同步整流电路电流反灌的装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种防止同步整流电路电流反灌的装置及方法。所述装置包括采样电路、比较电路、整流控制电路及同步控制电路；采样电路的输入端连接在主功率电路；比较电路的输入端与采样电路的输出端相连；整流控制电路的输入端与比较电路的输出端相连，输出端与主功率电路相连；同步控制电路的输出端与比较电路相连，用于控制比较电路的工作频率与主功率电路的工作频率同步；采样电路，用于对主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号；比较电路，用于接收采样电路的采样信号，并将采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；及整流控制电路，用于接收比较结果，并依据比较结果导通或断开主功率电路的同步整流管。

Description

防止同步整流电路电流反灌的装置及方法

技术领域

本发明涉及电子设备领域，尤其涉及一种防止同步整流电路电流反灌的装置及方法。

背景技术

随着电子技术高速发展，很多应用场合要求电路的工作电压越来越低，电流越来越大。在输出低压大电流的情况下，二极管损耗所占输出功率的比率很大，所以传统二极管整流已不在适合低压大流的电路。有人提出将同步整流技术应用于供电系统中，同步整流电路采用导通电阻很小的金属-氧化物-半导体-场效应管(简称MOSFET)代替二极管整流。因MOSFET导通损耗与二极管相比损耗小的多，所以同步整流技术有效的提升了电源效率和功率密度。

但用MOSFET实现同步整流需要适当的驱动电路，所以增加了同步整流的复杂性。同时MOSFET具有双向导电性，在一些异常情况下，MOSFET会流过反灌电流，造成变换器功率器件应力超标，更严重的情况会使功率器件损坏。所以采用同步整流技术的电源电路存在可靠性隐患。

为增强采用同步整流技术的电源的可靠性，需要提供防止电流反灌，以减少电路损坏的几率。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例期望提供一种防止同步整流电路电流反灌的装置及方法，以降低同步整流管因电流反灌而损坏的几率。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明第一方面提供一种防止同步整流电路电流反灌的装置，所述装置包括采样电路、比较电路、整流控制电路及同步控制电路；

所述采样电路的输入端连接在主功率电路；

所述比较电路的输入端与所述采样电路的输出端相连；

所述整流控制电路的输入端与所述比较电路的输出端相连，输出端与所述主功率电路相连；

所述同步控制电路的输出端与所述比较电路相连，用于控制所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步；

所述采样电路，用于对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号；

所述比较电路，用于接收所述采样电路的采样信号，并将所述采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

所述整流控制电路，用于接收所述比较结果，并依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路的同步整流管。

优选地，

所述比较电路的工作频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；

所述N为正数。

优选地，

所述采样电路为与所述主功率电路连接的采样电阻或电流互感器。

优选地，所述采样电阻或电流互感器采样所述主功率电路的开关管的电流。

优选地，所述比较电路包括比较器、触发器及稳压电源；

所述比较器包括第一输入引脚、第二输入引脚及第一输出引脚；

所述触发器包括第三输入引脚、第四输入引脚及第二输出引脚；

所述第一输入引脚直接或间接与所述稳压电源连接；

所述第二输入引脚直接或间接与所述采样电路的输出端连接；

所述第一输出引脚与所述第三输入引脚连接；

所述第四输入引脚与所述同步控制电路连接；

当所述第二输入引脚输入的电压值小于所述第一输入引脚的电压值时，所述第一输出引脚输出第一电平，所述第二输出引脚输出第三电平；

当所述第二输入引脚输入的电压值不小于所述第一输入引脚的电压值时，所述第一输出引脚输入第二电平，所述第二输出引脚输出第四电平；

当所述第二输出引脚输出第三电平时，断开所述主功率电路的同步整流管；

当所述第二输出引脚输出第四电平时，导通所述主功率电路的同步整流管。

优选地，所述比较电路还包括电压设定子电路；

所述电压设定子电路用于控制输入所述第二输入引脚的电压。

本发明第二方面提供一种防止整流电路反灌的方法，所述方法包括：

对所述主功率电路进行电信号采样，形成采样信号；

将采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路的同步整流管；

其中，形成所述比较结果的比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步。

优选地，

所述比较电路的频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；

所述N为正数。

优选地，

所述对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号为：

采样电阻或电流互感器对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号。

优选地，

所述采样电阻或电流互感器对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号为：

所述采样电阻或电流互感器采样所述主功率电路的开关管电流。本发明实施例中所述的防止同步整流电路电流反灌的装置及方法，通过采样电路、比较电路、同步控制电路及整流控制电路，通过采样电路的采样及比较电路的比较，能够检测出主功率电路中是否出现了电流反灌，在出现电流反灌时控制主功率电路的同步整流管断开；且通过同步控制电路的设置，能够控制比较电路的工作频率与主功率电路的工作频率同步，进而能够实现周期性电流反灌控制，降低了主功率电路中同步整流管等器件因电流反灌导致的损坏；且实时采样，进而具有实时性强、时延小及控制精度高等优点。

附图说明

图1为本发明实施例所述的防止同步整流电路电流反灌的装置与主功率电路的连接结构示意图之一；

图2为本发明实施例所述的一种比较电路的结构示意图；

图3为本发明实施例所述的一种比较设定子电路的结构示意图；

图4为本发明实施例所述的防止同步整流电路电流反灌的方法的流程示意图；

图5为本发明示例所述的防止同步整流电路电流反灌的装置与主功率电路的连接结构示意图之一；

图6a为本发明示例所述的防止同步整流电路电流反灌的装置与主功率电路的连接结构示意图之二；

图6b为本发明示例所述的比较电路的结构示意图；

图6c为本发明示例所述的比较电路的时序图之一；

图6d为本发明示例所述的比较电路的时序图之二；

图7为本发明示例图5和图6a所述电路的形成的时序图之一；

图8为本发明示例图5和图6a所述电路的形成的时序图之二；

图9为本发明示例图5和图6a所述电路的形成的时序图之三；

图10为本发明示例图5和图6a所述电路的形成的时序图之四。

具体实施方式

以下结合说明书附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细阐述。

实施例一：

如1所示，本实施例提供一种防止同步整流电路电流反灌的装置，所述装置包括采样电路120、比较电路130及整流控制电路140；

所述采样电路120的输入端连接在主功率电路110；

所述比较电路130的输入端与所述采样电路120的输出端相连；

所述整流控制电路的140的输入端与所述比较电路130的输出端相连，输出端与所述主功率电路110相连；

所述同步控制电路150的输出端与所述比较电路相连，用于控制所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步；

所述采样电路120，用于对所述主功率电路110的电信号进行采样，形成采样信号；

所述比较电路130，用于接收所述采样电路120的采样信号，并将所述采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

所述整流控制电路140，用于接收所述比较结果，并依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路110的同步整流管。

本实施例所述的所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步，指的是所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率具有相关性；这种相关性可表示为：所述比较电路进行比较的时间点，均对应了主功率电路中开关管驱动信号的周期开始的时间点，即主功率电路中开关管驱动周期任意两个周期之间的转换时间点，同时也是所述比较电路开始检测采样信号的时间点。

优选地，所述比较电路的工作频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；

所述N为正数即可。

进一步优选地，所述比较电路的工作频率大于或等于所述主功率电路的工作频率，这样能简化这个整流控制电路的控制。

再次优选地为，所述比较电路的工作频率与所述主功率电路同步，即所述N为不小于1的整数。

在具体的实现过程中，当所述主功率电路为隔离电路时，即主功率电路包括原边和副边时，优选为将所述采样电路设置在所述主功率电路的原边；这样能简化电路结构。在具体的实现时，通常所述主功率电路的原边和副边是可通过变压器连接起来的。

在本实施例中所述采样电路120与所述主功率电路110连接，实时采样所述主功率电路110的电信号，在本实施例中优选采样所述主功率电路110的电流信号。

采样电路120可向比较电路130提供实时采样信号，方便整流控制电路140根据比较电路130的比较结果控制主功率电路的同步整流管的导通或断开，相对于现有技术具有延时小，能降低主功率电路中的整流的MOSFET被电流反灌导致损坏的几率。

比较电路130，在所述同步控制电路150的控制下，可以获得实时采样信号，比较电路130可以实时进行比较，形成比较结果，从而能实现对电流反灌的周期性控制。

优选地，所述采样电路120为与所述主功率电路连接的采样电阻或电流互感器。采样电阻或电路互感器，具有结构简单及造价低的优点。所述采样电阻或电流互感器采用的是主功率电路的电流，并将采样到的电流转换成电压输出。

所述主功率电路包括开关管；在本实施例中优选为通过采样电阻或电流互感器等结构采样所述开关管的电流。

优选地，如图2所示，所述比较电路130包括比较器、触发器及稳压电源；

所述比较器包括第一输入引脚131、第二输入引脚132及第一输出引脚133；

所述触发器包括第三输入引脚134、第四输入引脚135及第二输出引脚136；

所述第一输入引脚131直接或间接与所述稳压电源连接；其中，所述稳压电源即为用于提供上述设定值的电源，此处提供的设定值优选为一个电压值；

所述第二输入引脚132直接或间接与所述采样电路的输出端连接；

所述第一输出引脚133与所述第三输入引脚134连接；

所述第四输入引脚135与所述同步控制电路150连接；

当所述第二输入引脚132输入的电压值小于所述第一输入引脚131的电压值时，所述第一输出引脚133输出第一电平，所述第二输出引脚136输出第三电平；

当所述第二输入引脚132输入的电压值不小于所述第一输入引脚131的电压值时，所述第一输出引脚133输入第二电平，所述第二输出引脚输出第四电平；

当所述第二输出引脚136输出第三电平时，断开所述主功率电路的同步整流管；

当所述第二输出引脚136输出第四电平时，导通所述主功率电路的同步整流管。

显然所述第一电平不等于所述第二电平；所述第三电平不等于所述第四电平。

在本实施例中优选为所述触发器为SR触发器；所述SR触发器的S端即为所述第四输入引脚与所述同步控制电路150连接；所述SR触发器的R端即为所述第三输入引脚与所述比较器的第一输出引脚连接；所述SR触发器的Q端即为所述第二输出引脚直接或间接与所述主功率电路的同步整流管相连。

当所述触发器为所述SR触发器时，所述第一电平为逻辑高电平，所述第二电平为逻辑高电平，所述第三电平为逻辑高电平，所述第四电平为逻辑低电平。所述逻辑高电平可对应为逻辑信号1的电平。所述逻辑低电平可对应为逻辑信号0的电平。所述逻辑高电平和逻辑低电平对应的具体电压值，不同的电路，电压值不同，如逻辑高电平对应的常见具体电压值可为5v、1.2v或12v等；所述逻辑低电平对应的常见的具体电压值可为0v。

进一步地，所述比较电路还包括电压设定子电路；

所述电压设定子电路用于控制输入所述第二输入引脚的电压。

通过所述电压设定子电路的设计，可以控制所述第二输入引脚上的电压，使得所述装置能够适应不同应用环境下。

所述电压设定子电路是设定所述设定值的电路，此处设定的电压值。

如图3所示，提供了一种电压设定子电路，其中，附图标记V1表示的上述一个输入电压值，通常所述V1来自一个稳压电源，附图标记V2表示的是设定电路的设定输入电压值；所述电压设定子电路包括一个PNP三极管。通过调整输入V2的电压值大小可以调整输入所述第二输入引脚的电压值。

所述电压设定子电路的结构有多种，以上仅是提供了一种结构简单及造价低的优选电路，在具体的实现过程中不局限于上述电路。

综合上述，本发明实施例提供了一种新的防止同步整流电路电流反灌的装置，采样电路对主功率电路进行电信号采样，可以实时获取主功率电路上的电流值，在同步比较电路的控制下周期性检测主功率电路的电流是否出现反灌，并在主功率电路的电流出现反灌时作出相应的控制处理，避免了导致的主功率电路中同步整流管等电子元器件因电流反灌导致的损坏几率大的问题。

实施例二：

如图4所示，本实施例提供一种防止整流电路反灌的方法，所述方法包括：

步骤S110：对所述主功率电路进行电信号采样，形成采样信号；

步骤S120：将采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

步骤S130：依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路的同步整流管；

其中，形成所述比较结果的比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步。

本实施例所述的方法，对主功率电路进行采样，当出现电流反灌时，直接对主功率电路进行采样，可以及时的获知；且通过控制比较电路的工作频率与主功率电路的工作频率的同步，进而实现逐周期对电流反灌进行控制。

若所述电路为隔离电路，优选为对主功率电路的原边进行采样。

且进一步优选地为，所述比较电路的工作频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；所述N为正数，且优选为不小于1的整数。当所述N为不小于1的整数时，具有实现简单的优点。

在所述步骤S110中，采样电阻或电流互感器对对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号。

采样电阻和电流互感器进行采样，具有电路结构简单及造价低等优点。

本实施例所述的方法，可以应用在所述实施例一所述的装置中，以避免主功率电路因电流反灌导致的损坏。具体地，如采样电路进行采样，形成采样信号；比较电流用于形成比较结果；整流控制电流用于依据比较结果控制主功率电路同步整流管的导通和断开。

进一步地，所述采样电阻或电流互感器对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号为：所述采样电阻或电流互感器采样所述主功率电路的开关管电流。

采用采样电阻时，采样电阻采样的开关管的电流，但是可对外输出对应于所述电流的电压。所述电流互感器优选为电压式输出的电流互感器，同样的可实现采样的开关管电流输出的确实对应于所述开关管电流的电压。

以下结合实施例一和实施例二提供几个具体示例：

示例一：

如图5和图6a所示，本实例提供一种防止同步整流电路电流反灌的装置，所述装置包括：

主功率电路101、比较电路104、采样电路、同步控制电路及整流控制电路105。在本示例中所述采样电路为电流采样电路102；所述整流控制电路为图5中所示的同步整流控制电路，具体结构可如图6a附图标记105所示的电路；所述同步控制电路可包括如图6a中的所示频率同步电路103。

所述主功功率电路的原边包括四个开关管，且所述开关管均为MOSFET管，且分别是VT1、VT2、VT3及VT4。其中，VT1与VT2串联形成第一路径；VT3与VT4串联形成第二路径；第一路径和第二路径并联。驱动A分别为VT1及VT4提供驱动电压；驱动B分别为VT2和VT3提供驱动电压。输入电流Vin分别与第一路径和第二路径连接形成的全桥整流电路。在具体的实现过程中，还可以是半桥整流电路。

所述电流采样电路采集所述开关管的电流。

所述电流采样电路102连接在所述主功率电路的原边，采样开关管的电流输出采样电压Vsence。

所述主功率电路还包括变压器T，所述变压器T将所述主功率电路的原边和副边连接起来了。所述主功率电路的副边包括第一回路和第二回路；所述第一回路上设有MOSFET管SR1、电感L及其他负载；第二回路行设有MOSFET管SR2、电感L及其他负载；第一回路和第二回路均输出电压V0。

所述VT5和VT6的控制端都与所述同步整流控制电路105相连，接收所述同步整流控制电路105的控制信号，导通或断开所述主功率电路的同步开关管(如图5中的VT5和VT6)，以避免电流反灌时VT5和VT6依旧导通，进而导致的主功率电路中器件的损坏，具体如VT5和VT6的损坏。

图6a是防止反灌电流控制装置电路原理图。图6a中电流控制IC(integratedcircuit简称IC)符合所述电流比较控制电路的特征，具有频率设定功能，频率同步功能以及比较功能，所述电流比较控制电路采用电流控制IC加外围电路来实现。

图6a中所示的“补偿”表示的为补偿引脚；所示的“反馈”表示的为反馈引脚；“电流采样”表示的为电流采样引脚；“地”表示的为接地引脚；“输出”表示的输出引脚。

反馈引脚为电流控制IC内部放大器的反向脚，反馈引脚接地；补偿引脚为电流控制IC内部放大器的输出脚，补偿引脚输出为高电平，为使补偿引脚电平可控，在补偿引脚外接电压设定电路，Vref为一稳压源，有外电路提供或者电流控制IC本身的Vref脚提供。此电路可以调整补偿引脚电压，补偿引脚电压可以方便的设定为任意值，补偿引脚代表了关同步整流管驱动时负载点，所以说关同步整流管的负载点也可以任意设定。

图6a中的电流采样电路输出的Vsence电压通过R2，R3分压送给电流控制IC的电流取样脚。电流控制IC内部有一个高增益的电流比较器，电流采样引脚接该比较器的正端，补偿引脚电平接该比较器负端。比较器正负端电平进行比较来产生占空比，当电流取样脚电平高于该比较器的反向端电平时，电流控制IC输出为低电平，低于该比较器的反向端电平时，IC输出高电平。

电流控制IC输出端接同步整流控制电路。同步整流控制电路由电子开关组成。VT7及VT8做为电子开关，用来控制同步整流管导通和断开。本示例中采用MOSFET来充当电子开关作用，也可以采用三极管，二极管等器件来获得同样的效果。如图6a所示，当电流控制IC输出为高电平时，通过分压电阻R9及R10来使VT7导通，同理，VT8的开通原理与VT7一样。根据使用电路拓扑不同，此处电子开关数量路数可增加或者减少，本示例中分别控制图6a中VT5及VT6的导通和断开。

图6a中R1和C1来设定电流控制IC的工作频率，该工作频率与主功率电路101的频率相同。为保证与主开关管频率保持一致，需要同步信号来进行控制。图6a中SYNC为外部同步信号，频率设定脚可设定电流控制IC的工作频率；外部同步信号通过同步电路103接入电流控制IC频率设定脚。保证了电流控制IC工作频率与主电路工作频率同步，可以实现对主功率电路逐周期电流检测。

图6b为比较电路的一种具体结构；所述比较电路包括稳压电源Vref1、稳压电源Vref2、震荡电路、放大器D1、比较器D2以及RS触发器。

所述震荡电路的频率设定引脚Text与同步控制电路连接，接收同步控制电路的控制。所述震荡电路输出方波，并输入所述RS触发器的S端。

稳压电源Vref1为电压设定子电路中的供电电源。所述稳压电源Vref2接放大器D1的正向端，放大器D1的负向端在具体实现时可以直接接地。

所述Vsence为采样电阻或电流互感器输出的电压值，输入所述比较器D2的正向端；所述D1的输出端与所述电压设定子电路的连接点，连接到所述D2的负向端。

图6c及6d均为图6b所示电路的工作时序图。

在同步控制电路的控制下，所述RS触发器的频率信号与主功率电路的工作频率时一致的。其中所述RS触发器的S端工作信号如图6c中S端信号所示，为一个窄脉冲信号。

图6c为采样电流对应的电压小于设定电压时的时序图；其中，所述Vsensc为采样电流对应的电压；采样电路输出的Vsence应高于设定电压(即可为实施例一中所述第二输入引脚上输入的电压)，RS触发器的S端信号为高电平，此时，所述SR触发器的Q端的Q输出为低电平，VT7和VT8关断，此时SR1和SR2正常输出。

图6d为采样电流对应的电压小于设定电压时的时序图；Vsence小于所述设定电压，所述RS触发器的R端输入的低电平，所述Q输出为高电平；VT7和VT8导通，拉低所述SR1和SR2的输出；进而拉低了同步整流管VT5和VT6的驱动电压，从而关断了VT5和VT6。

图7为本发明实施例在输出轻载时的各点波形，根据波形可以更进一步说明本示例中所述装置的工作原理以及实现效果。图7的波形基于图6a电路所得，为便于叙述，对图7中波形进行简单说明：

驱动A及驱动B为图5电路桥臂的驱动信号；

SR1为没有防止电流反向装置控制下的VT5的驱动信号；

SR2为没有防止电流反向装置控制下的VT6的驱动信号；

Vcomp为电流控制IC补偿引脚电压信号；

Vsence为图5所示采样电路电路形成的电流采样信号；

IC driver为电流控制IC输出信号；

SR1”及SR2”是经过IC输出驱动控制过后的信号，分别为VT5及VT6的实际的驱动信号；

IL为电流较大时输出电感电流信号；

ILmin为输出电流较小时电感电流信号。

t0～t1时段，驱动A为高电平，原边采样电流Vsence和IL电感电流线性上升，但此时Vsence电压并未达到补偿引脚电压设定值，故电流控制IC输出IC driver为高电平，由图6a可知，MOSFET VT7及VT8导通，把SR2拉为低电平，此时电感电流流经VT6体二极管。

t1～t2时段，IC driver电平持续为高，图6a中VT7及VT8导通，同步整流管驱动为低，此时电感电流经过VT5及VT6体二极管续流。

t2～t3时段，t3～t4时段和t0～t1时段，t1～t2时段原理类似，不必赘述。有上述可知，在输出电流小于一定值时，此定值由补偿引脚电压决定，此时主功率电路的副边断开，电感电流只经过同步整流管的体二极管，电流情况不会发生如图7中所示的ILmin波形。

图8为输出电流增加时，原边采样电流信号对应的电压Vsence和Vcomp相比较小，此时同步整流管部分的体二极管有流过电流，t1～t2时段，VT6内的体二极管有流过电流，t3～t4时段，VT5内的体二极管流过电流。输出电感电流IL无反向电流。

图9为原边采样电流信号对应的电压Vsence完全超过Vcomp信号，IC输出ICDriver完全为低电平，SR1”与SR1一致；SR2”信号与SR2一致，防止电流反向的控制电路不影响主功率电路工作。输出电感电流IL无反向电流。

图10为负载电流跳变时的波形，在t2～t4时段和t4～t6时段Vsence小于Vcomp，此时IC Driver为高电平，把同步整流管驱动拉为低电平，电感L上的电感电流从同步整流管的体二极管流过，故电感电流没有机会反向。

本示例用一路所述电流比较控制电路来监测图5中对VT1及VT4和对VT2及VT3电流。所述电流比较控制电路同时控制VT5及VT6的驱动。也可采用两路所述电流比较控制电路分别监测对VT1及VT4、管VT2及VT3电流，两路分别控制VT5和VT6的驱动，效果与一路所述电流比较控制电路一致，原理一样，不必赘述。总之，所述电流比较控制电路，所述同步整流关断控制电路并不只局限于一路。

图6a中还包括电阻R11和R12；电阻R11与电阻R9的作用相同；电阻R12与电阻R10的作用相同。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的各组成部分相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，设备或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性的、机械的或其它形式的。

上述作为分离部件说明的单元可以是、或也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是、或也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，也可以分布到多个网络单元上；可以根据实际的需要选择其中的部分或全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理模块中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：移动存储设备、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种防止同步整流电路电流反灌的装置，其特征在于，所述装置包括采样电路、比较电路、整流控制电路及同步控制电路；

所述采样电路的输入端连接在主功率电路；

所述比较电路的输入端与所述采样电路的输出端相连；

所述整流控制电路的输入端与所述比较电路的输出端相连，输出端与所述主功率电路相连；

所述同步控制电路的输出端与所述比较电路相连，用于控制所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步，其中，所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步为：所述比较电路进行比较的时间点，均对应了主功率电路中开关管驱动信号的周期开始的时间点；

所述采样电路，用于对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号；

所述比较电路，用于接收所述采样电路的采样信号，并将所述采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

所述整流控制电路，用于接收所述比较结果，并依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路的同步整流管。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，

所述比较电路的工作频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；

所述N为正数。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，

所述采样电路为与所述主功率电路连接的采样电阻或电流互感器。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，

所述采样电阻或电流互感器采样所述主功率电路的开关管的电流。

5.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，

所述比较电路包括比较器、触发器及稳压电源；

所述比较器包括第一输入引脚、第二输入引脚及第一输出引脚；

所述触发器包括第三输入引脚、第四输入引脚及第二输出引脚；

所述第一输入引脚直接或间接与所述稳压电源连接；

所述第二输入引脚直接或间接与所述采样电路的输出端连接；

所述第一输出引脚与所述第三输入引脚连接；

所述第四输入引脚与所述同步控制电路连接；

当所述第二输入引脚输入的电压值小于所述第一输入引脚的电压值时，所述第一输出引脚输出第一电平，所述第二输出引脚输出第三电平；

当所述第二输入引脚输入的电压值不小于所述第一输入引脚的电压值时，所述第一输出引脚输入第二电平，所述第二输出引脚输出第四电平；

当所述第二输出引脚输出第三电平时，断开所述主功率电路的同步整流管；

当所述第二输出引脚输出第四电平时，导通所述主功率电路的同步整流管。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述比较电路还包括电压设定子电路；

所述电压设定子电路用于控制输入所述第二输入引脚的电压。

7.一种防止整流电路反灌的方法，其特征在于，所述方法应用于所述权利要求1至6中任一项装置中，所述方法包括：

对主功率电路进行电信号采样，形成采样信号；

将采样信号与预设值进行比较，形成比较结果；

依据所述比较结果导通或断开所述主功率电路的同步整流管；

其中，形成所述比较结果的比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步，其中，所述比较电路的工作频率与所述主功率电路的工作频率同步为：所述比较电路进行比较的时间点，均对应了主功率电路中开关管驱动信号的周期开始的时间点。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，

所述比较电路的频率为所述主功率电路的工作频率的N倍；

所述N为正数。

9.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于，

所述对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号为：

采样电阻或电流互感器对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，

所述采样电阻或电流互感器对所述主功率电路的电信号进行采样，形成采样信号为：

所述采样电阻或电流互感器采样所述主功率电路的开关管电流。