JP2002095248A - 同期整流装置及びこれを備えたスイッチング電源装置 - Google Patents
同期整流装置及びこれを備えたスイッチング電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成により電界効果トランジスタを同
期整流させるとともに、電流連続モードで使用されると
きにおいて電界効果トランジスタの導通時間を常に長く
することができる同期整流装置及びこれを備えたスイッ
チング電源装置を提供する。 【解決手段】 ＭＯＳＦＥＴ１０のソース−ドレイン間
に流れる電流を寄生ダイオード１０ａに流れる電流を含
めて検出するカレントトランス８から出力される電圧を
抵抗１２及びコンデンサ１３からなる微分回路によって
微分してＭＯＳＦＥＴ１０のゲートに供給する。
期整流させるとともに、電流連続モードで使用されると
きにおいて電界効果トランジスタの導通時間を常に長く
することができる同期整流装置及びこれを備えたスイッ
チング電源装置を提供する。 【解決手段】 ＭＯＳＦＥＴ１０のソース−ドレイン間
に流れる電流を寄生ダイオード１０ａに流れる電流を含
めて検出するカレントトランス８から出力される電圧を
抵抗１２及びコンデンサ１３からなる微分回路によって
微分してＭＯＳＦＥＴ１０のゲートに供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電界効果トランジ
スタに流れる電流に同期して前記電界効果トランジスタ
をオン・オフさせる同期整流装置およびこれを備えたス
イッチング電源装置に関するものである。
スタに流れる電流に同期して前記電界効果トランジスタ
をオン・オフさせる同期整流装置およびこれを備えたス
イッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】入力電圧を所望の出力電圧とし且つ安定
化して負荷に供給するスイッチング電源装置では、安全
性やノイズの観点から一次側と二次側とを電気的に絶縁
する必要がある場合には、互いに絶縁された一次巻線及
び二次巻線を持つトランスが用いられる。トランスを備
えたスイッチング電源装置の従来例として、図５に示す
ようなフライバック型コンバータを用いたスイッチング
電源装置が挙げられる。
化して負荷に供給するスイッチング電源装置では、安全
性やノイズの観点から一次側と二次側とを電気的に絶縁
する必要がある場合には、互いに絶縁された一次巻線及
び二次巻線を持つトランスが用いられる。トランスを備
えたスイッチング電源装置の従来例として、図５に示す
ようなフライバック型コンバータを用いたスイッチング
電源装置が挙げられる。
【０００３】図５に示すフライバック型コンバータを用
いたスイッチング電源装置の構成について説明する。ま
ず、トランス１の一次側について説明する。直流電源３
の正極は、トランス１の一次巻線１ｐのコールド側に接
続されている。トランス１の一次巻線１ｐのホット側に
は、ｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴであるスイッチングトラ
ンジスタ２のドレインが接続されている。また、スイッ
チングトランジスタ２のソースは直流電源３の負極に接
続されている。さらに、スイッチングトランジスタ２の
ゲートは後述する制御回路７の出力側に接続されてい
る。
いたスイッチング電源装置の構成について説明する。ま
ず、トランス１の一次側について説明する。直流電源３
の正極は、トランス１の一次巻線１ｐのコールド側に接
続されている。トランス１の一次巻線１ｐのホット側に
は、ｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴであるスイッチングトラ
ンジスタ２のドレインが接続されている。また、スイッ
チングトランジスタ２のソースは直流電源３の負極に接
続されている。さらに、スイッチングトランジスタ２の
ゲートは後述する制御回路７の出力側に接続されてい
る。
【０００４】次にトランス１の二次側について説明す
る。トランス１の二次巻線１ｓのホット側にはコンデン
サ５の正極が接続され、コンデンサ５の負極はダイオー
ド４のアノードに接続されている。また、ダイオード４
のカソードはトランス１の二次巻線１ｓのコールド側に
接続されている。さらに、コンデンサ５の両端に負荷６
が接続され、コンデンサ５の正極と負荷６との接続点に
制御回路７の入力側が接続されている。
る。トランス１の二次巻線１ｓのホット側にはコンデン
サ５の正極が接続され、コンデンサ５の負極はダイオー
ド４のアノードに接続されている。また、ダイオード４
のカソードはトランス１の二次巻線１ｓのコールド側に
接続されている。さらに、コンデンサ５の両端に負荷６
が接続され、コンデンサ５の正極と負荷６との接続点に
制御回路７の入力側が接続されている。
【０００５】上記構成のフライバック型コンバータを用
いたスイッチング電源装置の動作について図６を参照し
て説明する。スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧ＶQ2が零になり、直流電源３からトランス１の
一次巻線１ｐに電流ＩQ2が流れる。電流ＩQ2はトランス
１の一次巻線１ｐのインダクタンスのために次第に増加
する波形となる。また、トランス１の一次巻線１ｐの電
圧ＶT1は直流電源３の出力電圧と等しい正電圧（ホット
側が負電位、コールド側が正電位）となる。そして、ト
ランス１の二次巻線１ｓにも誘起電圧が生じるがホット
側が負電位、コールド側が正電位であるので、ダイオー
ド４の整流作用によりダイオード４を流れる電流ＩRは
零になる。このようにして、スイッチングトランジスタ
２がオン状態の期間はトランス１の一次巻線１ｐにエネ
ルギーが蓄積される。
いたスイッチング電源装置の動作について図６を参照し
て説明する。スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧ＶQ2が零になり、直流電源３からトランス１の
一次巻線１ｐに電流ＩQ2が流れる。電流ＩQ2はトランス
１の一次巻線１ｐのインダクタンスのために次第に増加
する波形となる。また、トランス１の一次巻線１ｐの電
圧ＶT1は直流電源３の出力電圧と等しい正電圧（ホット
側が負電位、コールド側が正電位）となる。そして、ト
ランス１の二次巻線１ｓにも誘起電圧が生じるがホット
側が負電位、コールド側が正電位であるので、ダイオー
ド４の整流作用によりダイオード４を流れる電流ＩRは
零になる。このようにして、スイッチングトランジスタ
２がオン状態の期間はトランス１の一次巻線１ｐにエネ
ルギーが蓄積される。
【０００６】スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電流ＩQ2の増加が止まり零になるのでトランス１
のコアの磁束変化が止まり、トランス１の一次巻線１ｐ
の電圧ＶT1は負電圧（ホット側が正電位、コールド側が
負電位）となる。電圧ＶQ2はトランス１の一次巻線１ｐ
の逆起電圧も加わって大きくなる。また、トランス１の
二次側では、トランス１の一次巻線１ｐに蓄積されてい
たエネルギーによって二次巻線１ｓに誘起電圧（ホット
側が正電位、コールド側が負電位）が生じる。この誘起
電圧によってダイオード４には順方向の電圧が印加され
るので、電流ＩRは正の値となりコンデンサ５に電荷が
蓄えられる。尚、負荷６が大きくなると、電流ＩQ2およ
びＩRのピーク値が大きくなる。
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電流ＩQ2の増加が止まり零になるのでトランス１
のコアの磁束変化が止まり、トランス１の一次巻線１ｐ
の電圧ＶT1は負電圧（ホット側が正電位、コールド側が
負電位）となる。電圧ＶQ2はトランス１の一次巻線１ｐ
の逆起電圧も加わって大きくなる。また、トランス１の
二次側では、トランス１の一次巻線１ｐに蓄積されてい
たエネルギーによって二次巻線１ｓに誘起電圧（ホット
側が正電位、コールド側が負電位）が生じる。この誘起
電圧によってダイオード４には順方向の電圧が印加され
るので、電流ＩRは正の値となりコンデンサ５に電荷が
蓄えられる。尚、負荷６が大きくなると、電流ＩQ2およ
びＩRのピーク値が大きくなる。
【０００７】制御回路７は、負荷６に供給される出力電
圧を検出し、出力電圧が所定値になるようにスイッチン
グトランジスタ２のオン・オフ期間を制御する。制御回
路７ではスイッチング電源装置の一次側と二次側を絶縁
するためにフォトカプラによって信号の伝達が行われて
いる。
圧を検出し、出力電圧が所定値になるようにスイッチン
グトランジスタ２のオン・オフ期間を制御する。制御回
路７ではスイッチング電源装置の一次側と二次側を絶縁
するためにフォトカプラによって信号の伝達が行われて
いる。
【０００８】このようなスイッチング電源装置では高効
率化を図るため、一般にダイオード４に順方向電圧降下
が小さいショットキーバリアダイオードを用い、整流損
失を低減している。しかし、ショットキーバリアダイオ
ードの接合金属の選択を種々検討しても順方向電圧降下
を小さくするには限界がある。そこで、さらなる整流損
失の低減を図るために、ダイオード４の代わりにオン抵
抗の小さいＭＯＳＦＥＴが用いられる。
率化を図るため、一般にダイオード４に順方向電圧降下
が小さいショットキーバリアダイオードを用い、整流損
失を低減している。しかし、ショットキーバリアダイオ
ードの接合金属の選択を種々検討しても順方向電圧降下
を小さくするには限界がある。そこで、さらなる整流損
失の低減を図るために、ダイオード４の代わりにオン抵
抗の小さいＭＯＳＦＥＴが用いられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】この場合、ＭＯＳＦＥ
Ｔが整流手段として作用するためにはＭＯＳＦＥＴを駆
動させる同期整流装置を設ける必要がある。例えば図５
のフライバック型コンバータを用いたスイッチング電源
装置においてＭＯＳＦＥＴをダイオード４に代替して設
けた場合、スイッチングトランジスタ２をオフ状態にし
たときにＭＯＳＦＥＴをオン状態とし、スイッチングト
ランジスタ２をオン状態にしたときにＭＯＳＦＥＴをオ
フ状態にする必要がある。すなわち、ＭＯＳＦＥＴに備
えられる同期整流装置は、スイッチングトランジスタ２
のオン・オフ制御と逆のオン・オフ制御を行う必要があ
り、同期整流装置の制御構成が複雑となるという問題が
あった。
Ｔが整流手段として作用するためにはＭＯＳＦＥＴを駆
動させる同期整流装置を設ける必要がある。例えば図５
のフライバック型コンバータを用いたスイッチング電源
装置においてＭＯＳＦＥＴをダイオード４に代替して設
けた場合、スイッチングトランジスタ２をオフ状態にし
たときにＭＯＳＦＥＴをオン状態とし、スイッチングト
ランジスタ２をオン状態にしたときにＭＯＳＦＥＴをオ
フ状態にする必要がある。すなわち、ＭＯＳＦＥＴに備
えられる同期整流装置は、スイッチングトランジスタ２
のオン・オフ制御と逆のオン・オフ制御を行う必要があ
り、同期整流装置の制御構成が複雑となるという問題が
あった。
【００１０】このような問題点を解決する手段が、特開
平９−１７２７７５号公報に開示されている。しかし、
この手段では、同期整流装置を備えるＭＯＳＦＥＴのゲ
ートに供給される定電圧の設定が低ければ、負荷が大き
くなったとき二次側に電流が流れている状態で一次側の
スイッチングトランジスタがオン状態になってしまい、
大きなエネルギー損失が生じる。このため、定電圧は電
流連続モードにおいて電流ピークが最も大きいところで
設定されるが、このような設定では負荷電流が小さいと
きにＭＯＳＦＥＴの導通時間が短くなってしまうという
不具合があった。
平９−１７２７７５号公報に開示されている。しかし、
この手段では、同期整流装置を備えるＭＯＳＦＥＴのゲ
ートに供給される定電圧の設定が低ければ、負荷が大き
くなったとき二次側に電流が流れている状態で一次側の
スイッチングトランジスタがオン状態になってしまい、
大きなエネルギー損失が生じる。このため、定電圧は電
流連続モードにおいて電流ピークが最も大きいところで
設定されるが、このような設定では負荷電流が小さいと
きにＭＯＳＦＥＴの導通時間が短くなってしまうという
不具合があった。
【００１１】本発明は、上記の問題点に鑑み、簡単な構
成により電界効果トランジスタを同期整流させるととも
に、電流連続モードで使用されるときにおいて電界効果
トランジスタの導通時間を常に長くすることができる同
期整流装置を提供することを目的とする。また、このよ
うな同期整流装置を備えたスイッチング電源装置を提供
することを目的とする。
成により電界効果トランジスタを同期整流させるととも
に、電流連続モードで使用されるときにおいて電界効果
トランジスタの導通時間を常に長くすることができる同
期整流装置を提供することを目的とする。また、このよ
うな同期整流装置を備えたスイッチング電源装置を提供
することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る同期整流装置においては、電界効果ト
ランジスタのソース−ドレイン間に流れる電流を寄生ダ
イオードに流れる電流を含めて検出する電流検出手段
と、該電流検出手段が出力する出力電圧に応じて前記電
界効果トランジスタのゲートに電圧を供給することによ
って前記電界効果トランジスタを駆動する制御手段と、
を備えるとともに、前記制御手段は、前記電流検知手段
が出力する電圧を微分して前記電界トランジスタのゲー
トに供給するような構成とする。さらに、前記制御手段
は、微分回路と、該微分回路の入力端子間と出力端子間
の少なくとも一方に設けられる定電圧ダイオードと、を
備えるようにしてもよい。
に、本発明に係る同期整流装置においては、電界効果ト
ランジスタのソース−ドレイン間に流れる電流を寄生ダ
イオードに流れる電流を含めて検出する電流検出手段
と、該電流検出手段が出力する出力電圧に応じて前記電
界効果トランジスタのゲートに電圧を供給することによ
って前記電界効果トランジスタを駆動する制御手段と、
を備えるとともに、前記制御手段は、前記電流検知手段
が出力する電圧を微分して前記電界トランジスタのゲー
トに供給するような構成とする。さらに、前記制御手段
は、微分回路と、該微分回路の入力端子間と出力端子間
の少なくとも一方に設けられる定電圧ダイオードと、を
備えるようにしてもよい。
【００１３】また、本発明に係るスイッチング電源装置
においては、トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に接続される整流手段および平滑手段と、を有するフ
ライバック型コンバータを備えるとともに、前記整流手
段は上述した構成の同期整流装置とする。
においては、トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に接続される整流手段および平滑手段と、を有するフ
ライバック型コンバータを備えるとともに、前記整流手
段は上述した構成の同期整流装置とする。
【００１４】また、本発明に係るスイッチング電源装置
においては、トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に直列に接続される整流手段および転流手段と、該転
流手段に並列接続されるコイルおよび平滑手段と、を有
するフォワード型コンバータを備えるとともに、前記整
流手段および前記転流手段のうち、少なくとも前記転流
手段は上述した構成の同期整流装置とする。
においては、トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に直列に接続される整流手段および転流手段と、該転
流手段に並列接続されるコイルおよび平滑手段と、を有
するフォワード型コンバータを備えるとともに、前記整
流手段および前記転流手段のうち、少なくとも前記転流
手段は上述した構成の同期整流装置とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態に係るスイッ
チング電源装置について図面を参照して説明する。図１
は、本発明の一実施形態におけるフライバック型コンバ
ータを用いたスイッチング電源装置の構成を示したもの
である。図５の従来のフライバック型コンバータを用い
たスイッチング電源装置と同一の部分には同一の符号を
付し、説明を省略する。
チング電源装置について図面を参照して説明する。図１
は、本発明の一実施形態におけるフライバック型コンバ
ータを用いたスイッチング電源装置の構成を示したもの
である。図５の従来のフライバック型コンバータを用い
たスイッチング電源装置と同一の部分には同一の符号を
付し、説明を省略する。
【００１６】まず同期整流装置について説明する。同期
整流装置は、ソースからドレインに向かう方向を順方向
とする寄生ダイオード１０ａを有するｎチャネル形ＭＯ
ＳＦＥＴ１０の電流を検出するカレントトランス８と、
カレントトランス８からの出力電圧に応じてＭＯＳＦＥ
Ｔ１０をオン・オフ制御するＭＯＳＦＥＴ制御回路９
と、を備えている。
整流装置は、ソースからドレインに向かう方向を順方向
とする寄生ダイオード１０ａを有するｎチャネル形ＭＯ
ＳＦＥＴ１０の電流を検出するカレントトランス８と、
カレントトランス８からの出力電圧に応じてＭＯＳＦＥ
Ｔ１０をオン・オフ制御するＭＯＳＦＥＴ制御回路９
と、を備えている。
【００１７】ＭＯＳＦＥＴ１０のソースはトランス１の
二次巻線１ｓのコールド側に接続されており、ＭＯＳＦ
ＥＴ１０のドレインはカレントトランス８の入力端子の
一端に接続されている。また、カレントトランス８の入
力端子の他端は、コンデンサ５の負極に接続されてい
る。
二次巻線１ｓのコールド側に接続されており、ＭＯＳＦ
ＥＴ１０のドレインはカレントトランス８の入力端子の
一端に接続されている。また、カレントトランス８の入
力端子の他端は、コンデンサ５の負極に接続されてい
る。
【００１８】カレントトランス８の出力端子間には、定
電圧ダイオード１１が接続されている。定電圧ダイオー
ド１１のカソードはコンデンサ１３の一端に接続され、
定電圧ダイオード１１のアノードは抵抗１２の一端及び
ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインに接続されている。また、
コンデンサ１３の他端は、抵抗１２の他端及びＭＯＳＦ
ＥＴ１０のゲートに接続されている。
電圧ダイオード１１が接続されている。定電圧ダイオー
ド１１のカソードはコンデンサ１３の一端に接続され、
定電圧ダイオード１１のアノードは抵抗１２の一端及び
ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインに接続されている。また、
コンデンサ１３の他端は、抵抗１２の他端及びＭＯＳＦ
ＥＴ１０のゲートに接続されている。
【００１９】これにより、ＭＯＳＦＥＴ制御回路９はカ
レントトランス８からの出力電圧を微分してＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のゲートに出力することができる。
レントトランス８からの出力電圧を微分してＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のゲートに出力することができる。
【００２０】次に、このようなスイッチング電源装置の
動作について、スイッチング電源装置の各部の電流・電
圧波形を示した図２を参照して説明する。
動作について、スイッチング電源装置の各部の電流・電
圧波形を示した図２を参照して説明する。
【００２１】スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のソース−ドレイ
ン間電圧ＶQ2は零となり、直流電源３からトランス１の
一次巻線１ｐに電流ＩQ2が流れる。電流ＩQ2はトランス
１の一次巻線１ｐのインダクタンスのために次第に増加
する波形となる。また、トランス１の一次巻線１ｐの電
圧ＶT1は直流電源３の出力電圧と等しい正電圧（ホット
側が負電位、コールド側が正電位）となる。そして、ト
ランス１の二次巻線１ｓに生じる誘起電圧はＭＯＳＦＥ
Ｔ１０の寄生ダイオード１０ａに対して逆極性となるか
ら、ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態となり、ＭＯＳＦＥＴ
１０を流れる電流ＩRは零である。従って、カレントト
ランス８の出力電圧ＶIR、ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−
ソース間に印加される駆動電圧Ｖ GSも零となり、スイッ
チングトランジスタ２がオン状態の期間中ＭＯＳＦＥＴ
１０はオフ状態を持続する。
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のソース−ドレイ
ン間電圧ＶQ2は零となり、直流電源３からトランス１の
一次巻線１ｐに電流ＩQ2が流れる。電流ＩQ2はトランス
１の一次巻線１ｐのインダクタンスのために次第に増加
する波形となる。また、トランス１の一次巻線１ｐの電
圧ＶT1は直流電源３の出力電圧と等しい正電圧（ホット
側が負電位、コールド側が正電位）となる。そして、ト
ランス１の二次巻線１ｓに生じる誘起電圧はＭＯＳＦＥ
Ｔ１０の寄生ダイオード１０ａに対して逆極性となるか
ら、ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態となり、ＭＯＳＦＥＴ
１０を流れる電流ＩRは零である。従って、カレントト
ランス８の出力電圧ＶIR、ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−
ソース間に印加される駆動電圧Ｖ GSも零となり、スイッ
チングトランジスタ２がオン状態の期間中ＭＯＳＦＥＴ
１０はオフ状態を持続する。
【００２２】スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電圧ＶQ2は上昇し、また、電流ＩQ2は零となる。
またトランス１の二次巻線１ｓに生じる誘起電圧は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１０の寄生ダイオード１０ａの順方向の極性
となり、この寄生ダイオード１０ａを介して電流が流
れ、カレントトランス８の出力電圧が抵抗１２とコンデ
ンサ１３によって微分され、駆動電圧ＶGSとしてＭＯＳ
ＦＥＴ１０のゲート−ソース間に印加される。これによ
り、ＭＯＳＦＥＴ１０はオン状態となる。
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電圧ＶQ2は上昇し、また、電流ＩQ2は零となる。
またトランス１の二次巻線１ｓに生じる誘起電圧は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１０の寄生ダイオード１０ａの順方向の極性
となり、この寄生ダイオード１０ａを介して電流が流
れ、カレントトランス８の出力電圧が抵抗１２とコンデ
ンサ１３によって微分され、駆動電圧ＶGSとしてＭＯＳ
ＦＥＴ１０のゲート−ソース間に印加される。これによ
り、ＭＯＳＦＥＴ１０はオン状態となる。
【００２３】従って、トランス１の二次巻線１ｓに生じ
る誘起電圧により、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ１０
を介して電流ＩRが流れ、カレントトランス８の出力電
圧も継続して発生する。このため、抵抗１２とコンデン
サ１３とによりＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に
は駆動電圧ＶGSが印加される続けるのでＭＯＳＦＥＴ１
０はオン状態を持続する。
る誘起電圧により、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ１０
を介して電流ＩRが流れ、カレントトランス８の出力電
圧も継続して発生する。このため、抵抗１２とコンデン
サ１３とによりＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に
は駆動電圧ＶGSが印加される続けるのでＭＯＳＦＥＴ１
０はオン状態を持続する。
【００２４】その後、トランス１の一次巻線１ｐの蓄積
エネルギーの減少に伴い電流ＩRが減少すると、カレン
トトランス８の出力電圧も減少する。カレントトランス
８の出力電圧が減少し、駆動電圧ＶGSがＭＯＳＦＥＴ１
０の閾値電圧Ｖth以下になると、ＭＯＳＦＥＴ１０はオ
フ状態となる。抵抗１２の抵抗値とコンデンサ１３の容
量を適切な値に設定することでスイッチングトランジス
タ２がオン状態となる直前にＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状
態にすることができる。
エネルギーの減少に伴い電流ＩRが減少すると、カレン
トトランス８の出力電圧も減少する。カレントトランス
８の出力電圧が減少し、駆動電圧ＶGSがＭＯＳＦＥＴ１
０の閾値電圧Ｖth以下になると、ＭＯＳＦＥＴ１０はオ
フ状態となる。抵抗１２の抵抗値とコンデンサ１３の容
量を適切な値に設定することでスイッチングトランジス
タ２がオン状態となる直前にＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状
態にすることができる。
【００２５】また、負荷６が大きくなると電流ＩRのピ
ーク値が大きくなるが、定電圧ダイオード１１でカレン
トトランス８の出力電圧のピーク値を制限しているので
負荷６が大きくなっても確実に整流動作を継続する。逆
に、負荷６が小さくなると電流ＩRは不連続モードにな
り、電流ＩRのピーク値が小さくなるため、電流ＩRが流
れている期間に対してＭＯＳＦＥＴ１０がオン状態であ
る期間は短くなる。しかしながら、整流損失の低減が望
まれているのは、負荷６の状態が途中負荷ではなく定格
負荷のときにおいてであり、トランス１は負荷６の状態
が定格負荷のときに電流連続モードになるように設計さ
れているので、問題ない。
ーク値が大きくなるが、定電圧ダイオード１１でカレン
トトランス８の出力電圧のピーク値を制限しているので
負荷６が大きくなっても確実に整流動作を継続する。逆
に、負荷６が小さくなると電流ＩRは不連続モードにな
り、電流ＩRのピーク値が小さくなるため、電流ＩRが流
れている期間に対してＭＯＳＦＥＴ１０がオン状態であ
る期間は短くなる。しかしながら、整流損失の低減が望
まれているのは、負荷６の状態が途中負荷ではなく定格
負荷のときにおいてであり、トランス１は負荷６の状態
が定格負荷のときに電流連続モードになるように設計さ
れているので、問題ない。
【００２６】次に本発明の第二実施形態について説明す
る。図３は、フォワード型コンバータを用いたスイッチ
ング電源装置の構成を示したものである。尚、図１の第
一実施形態のスイッチング電源装置と同一部分には同一
の部号を付し、説明を省略する。一次側の構成は図１と
同様であるので説明を省略し、二次側の構成について説
明する。
る。図３は、フォワード型コンバータを用いたスイッチ
ング電源装置の構成を示したものである。尚、図１の第
一実施形態のスイッチング電源装置と同一部分には同一
の部号を付し、説明を省略する。一次側の構成は図１と
同様であるので説明を省略し、二次側の構成について説
明する。
【００２７】トランス１’の二次巻線１’ｓのホット側
にダイオード１４のアノードが接続されている。ダイオ
ード１４のカソードはコイル１５の一端と、ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のソースと、に接続されている。コイル１５の他
端は、コンデンサ５の正極及び負荷６の一端に接続され
ている。コンデンサ５の負極及び負荷６の他端は二次巻
線１’ｓのコールド側に接続されるとともにカレントト
ランス８を介して、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインにも接
続される。コンデンサ５の正極と負荷６の一端との接続
点には、制御回路７の入力側が接続されている。
にダイオード１４のアノードが接続されている。ダイオ
ード１４のカソードはコイル１５の一端と、ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のソースと、に接続されている。コイル１５の他
端は、コンデンサ５の正極及び負荷６の一端に接続され
ている。コンデンサ５の負極及び負荷６の他端は二次巻
線１’ｓのコールド側に接続されるとともにカレントト
ランス８を介して、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインにも接
続される。コンデンサ５の正極と負荷６の一端との接続
点には、制御回路７の入力側が接続されている。
【００２８】また、カレントトランス８の出力端子間に
は、定電圧ダイオード１１が接続されている。定電圧ダ
イオード１１のカソードはコンデンサ１３の一端に接続
され、定電圧ダイオード１１のアノードは抵抗１２の一
端及びＭＯＳＦＥＴ１０のドレインに接続されている。
また、コンデンサ１３の他端は、抵抗１２の他端及びＭ
ＯＳＦＥＴ１０のゲートに接続されている。これによ
り、ＭＯＳＦＥＴ制御回路９はカレントトランス８から
の出力電圧を微分してＭＯＳＦＥＴ１０のゲートに出力
することができる。
は、定電圧ダイオード１１が接続されている。定電圧ダ
イオード１１のカソードはコンデンサ１３の一端に接続
され、定電圧ダイオード１１のアノードは抵抗１２の一
端及びＭＯＳＦＥＴ１０のドレインに接続されている。
また、コンデンサ１３の他端は、抵抗１２の他端及びＭ
ＯＳＦＥＴ１０のゲートに接続されている。これによ
り、ＭＯＳＦＥＴ制御回路９はカレントトランス８から
の出力電圧を微分してＭＯＳＦＥＴ１０のゲートに出力
することができる。
【００２９】次にこのようなスイッチング電源装置の動
作について、スイッチング電源装置の各部の電流・電圧
波形を示した図４を参照して説明する。
作について、スイッチング電源装置の各部の電流・電圧
波形を示した図４を参照して説明する。
【００３０】スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のソース−ドレイ
ン間電圧ＶQ2は零となり、直流電源３からトランス１’
の一次巻線１’ｐに電流ＩQ2が流れる。また、トランス
１’の一次巻線１’ｐの電圧ＶT1は直流電源３の電圧と
等しい正電圧（ホット側が正電位、コールド側が負電
位）となる。そして、トランス１’の二次巻線１’ｓに
生じる誘起電圧ＶT1はダイオード１４に対して順方向の
電圧となるから、ダイオード１４には電流Ｉ14が流れ電
圧ＶT1はダイオード１４を介してコンデンサ５と負荷６
に供給される。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１０の寄生ダイ
オード１０ａには逆方向の電圧が印加されることになる
ので、寄生ダイオード１０ａの電流ＩRは零となる。従
って、カレントトランス８の出力電圧ＶIR、ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のゲート−ソース間に印加される駆動電圧ＶGSも
零となり、スイッチングトランジスタ２がオン状態の期
間中ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態を持続する。
からＨｉｇｈレベルの電圧信号を受け取ってオン状態に
なると、スイッチングトランジスタ２のソース−ドレイ
ン間電圧ＶQ2は零となり、直流電源３からトランス１’
の一次巻線１’ｐに電流ＩQ2が流れる。また、トランス
１’の一次巻線１’ｐの電圧ＶT1は直流電源３の電圧と
等しい正電圧（ホット側が正電位、コールド側が負電
位）となる。そして、トランス１’の二次巻線１’ｓに
生じる誘起電圧ＶT1はダイオード１４に対して順方向の
電圧となるから、ダイオード１４には電流Ｉ14が流れ電
圧ＶT1はダイオード１４を介してコンデンサ５と負荷６
に供給される。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１０の寄生ダイ
オード１０ａには逆方向の電圧が印加されることになる
ので、寄生ダイオード１０ａの電流ＩRは零となる。従
って、カレントトランス８の出力電圧ＶIR、ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０のゲート−ソース間に印加される駆動電圧ＶGSも
零となり、スイッチングトランジスタ２がオン状態の期
間中ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態を持続する。
【００３１】スイッチングトランジスタ２が制御回路７
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電圧ＶQ2は上昇し、、電流ＩQ2は零となる。ま
た、トランス１’の二次巻線１’ｓに生じる誘起電圧Ｖ
T1は、ダイオード１４に対して逆方向の電圧となるか
ら、電流Ｉ14は零になる。そして、スイッチングトラン
ジスタ２がオン状態の期間のときにコイル１５が蓄積し
たエネルギーによって、コイル１５から平滑コイル５お
よび負荷６を介してＭＯＳＦＥＴ１０に電圧が供給され
る。この電圧は寄生ダイオード１０ａに対して順方向の
電圧であるので、寄生ダイオード１０ａを介して電流Ｉ
Rが流れ、カレントトランス８の出力電圧が抵抗１２と
コンデンサ１３によって微分され、駆動電圧ＶGSとして
ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に印加される。こ
れにより、ＭＯＳＦＥＴ１０はオン状態となる。
からＬｏｗレベルの電圧信号を受け取ってオフ状態にな
ると、電圧ＶQ2は上昇し、、電流ＩQ2は零となる。ま
た、トランス１’の二次巻線１’ｓに生じる誘起電圧Ｖ
T1は、ダイオード１４に対して逆方向の電圧となるか
ら、電流Ｉ14は零になる。そして、スイッチングトラン
ジスタ２がオン状態の期間のときにコイル１５が蓄積し
たエネルギーによって、コイル１５から平滑コイル５お
よび負荷６を介してＭＯＳＦＥＴ１０に電圧が供給され
る。この電圧は寄生ダイオード１０ａに対して順方向の
電圧であるので、寄生ダイオード１０ａを介して電流Ｉ
Rが流れ、カレントトランス８の出力電圧が抵抗１２と
コンデンサ１３によって微分され、駆動電圧ＶGSとして
ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に印加される。こ
れにより、ＭＯＳＦＥＴ１０はオン状態となる。
【００３２】従って、トランス１の二次巻線１ｓに生じ
る誘起電圧により、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ１０
を介して電流ＩRが流れ、カレントトランス８の出力電
圧も継続して発生する。このため、抵抗１２とコンデン
サ１３とによりＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に
は駆動電圧ＶGSが印加される続けるのでＭＯＳＦＥＴ１
０はオン状態を持続する。
る誘起電圧により、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ１０
を介して電流ＩRが流れ、カレントトランス８の出力電
圧も継続して発生する。このため、抵抗１２とコンデン
サ１３とによりＭＯＳＦＥＴ１０のゲート−ソース間に
は駆動電圧ＶGSが印加される続けるのでＭＯＳＦＥＴ１
０はオン状態を持続する。
【００３３】その後、コイル１５の蓄積エネルギーの減
少に伴い電流ＩRが減少すると、カレントトランス８の
出力電圧も減少する。カレントトランス８の出力電圧が
減少し、駆動電圧ＶGSがＭＯＳＦＥＴ１０の閾値電圧Ｖ
th以下になると、ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態となる。
抵抗１２の抵抗値とコンデンサ１３の容量を適切な値に
設定することでスイッチングトランジスタ２がオン状態
となる直前にＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状態にすることが
できる。
少に伴い電流ＩRが減少すると、カレントトランス８の
出力電圧も減少する。カレントトランス８の出力電圧が
減少し、駆動電圧ＶGSがＭＯＳＦＥＴ１０の閾値電圧Ｖ
th以下になると、ＭＯＳＦＥＴ１０はオフ状態となる。
抵抗１２の抵抗値とコンデンサ１３の容量を適切な値に
設定することでスイッチングトランジスタ２がオン状態
となる直前にＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状態にすることが
できる。
【００３４】また、負荷６が大きくなると電流ＩRのピ
ーク値が大きくなるが、定電圧ダイオード１１でカレン
トトランス８の出力電圧のピーク値を制限しているので
負荷６が大きくなっても確実に整流動作を継続する。逆
に、負荷６が小さくなると電流ＩRは不連続モードにな
り、電流ＩRのピーク値が小さくなるため、電流ＩRが流
れている期間に対して、ＭＯＳＦＥＴ１０がオン状態で
ある期間は短くなる。しかしながら、整流損失の低減が
望まれているのは、負荷６の状態が途中負荷ではなく定
格負荷のときにおいてであり、トランス１は負荷６の状
態が定格負荷のときに電流連続モードになるように設計
されているので、問題ない。
ーク値が大きくなるが、定電圧ダイオード１１でカレン
トトランス８の出力電圧のピーク値を制限しているので
負荷６が大きくなっても確実に整流動作を継続する。逆
に、負荷６が小さくなると電流ＩRは不連続モードにな
り、電流ＩRのピーク値が小さくなるため、電流ＩRが流
れている期間に対して、ＭＯＳＦＥＴ１０がオン状態で
ある期間は短くなる。しかしながら、整流損失の低減が
望まれているのは、負荷６の状態が途中負荷ではなく定
格負荷のときにおいてであり、トランス１は負荷６の状
態が定格負荷のときに電流連続モードになるように設計
されているので、問題ない。
【００３５】尚、本実施形態では、整流手段としてダイ
オード１４を用いたが、本発明はこれに限定されること
はなく、整流手段として同期整流装置を備えたＭＯＳＦ
ＥＴを用いてもよい。また、第一及び第二実施形態にお
いてＭＯＳＥＦＴにｎチャネル形のものを用いたが、本
発明はこれに限定されるものではなく、ｐチャネル形Ｍ
ＯＳＥＦＴを用いることもできる。この場合、導電形式
に応じて定電圧ダイオード１１の接続極性を設定すると
よい。
オード１４を用いたが、本発明はこれに限定されること
はなく、整流手段として同期整流装置を備えたＭＯＳＦ
ＥＴを用いてもよい。また、第一及び第二実施形態にお
いてＭＯＳＥＦＴにｎチャネル形のものを用いたが、本
発明はこれに限定されるものではなく、ｐチャネル形Ｍ
ＯＳＥＦＴを用いることもできる。この場合、導電形式
に応じて定電圧ダイオード１１の接続極性を設定すると
よい。
【００３６】
【発明の効果】本発明によると、電界効果トランジスタ
を駆動する制御手段は電界効果トランジスタを流れる電
流を検知する電流検知手段が出力する電圧を微分して前
記電界効果トランジスタのゲートに供給するので、制御
手段の回路定数を適切に設定することによって、電流連
続モードで使用されるときは前記電界効果トランジスタ
に流れる電流値の大小に関わらず前記ゲートに供給され
る電圧を前記電界効果トランジスタの閾値電圧以上にす
ることができる。これにより、簡単な構成により電界効
果トランジスタを同期整流させるとともに、電流連続モ
ードで使用されるときにおいて電界効果トランジスタの
導通時間を常に長くすることができる。
を駆動する制御手段は電界効果トランジスタを流れる電
流を検知する電流検知手段が出力する電圧を微分して前
記電界効果トランジスタのゲートに供給するので、制御
手段の回路定数を適切に設定することによって、電流連
続モードで使用されるときは前記電界効果トランジスタ
に流れる電流値の大小に関わらず前記ゲートに供給され
る電圧を前記電界効果トランジスタの閾値電圧以上にす
ることができる。これにより、簡単な構成により電界効
果トランジスタを同期整流させるとともに、電流連続モ
ードで使用されるときにおいて電界効果トランジスタの
導通時間を常に長くすることができる。
【００３７】また、本発明によると、前記制御手段は、
微分回路と、該微分回路の入力端子間と出力端子間の少
なくとも一方に設けられる定電圧ダイオードと、を備え
ているので、定電圧ダイオードで電流検出手段の出力電
圧のピーク値を制限することができる。これにより、電
界効果トランジスタに流れる電流が大きくなったときも
前記電界効果トランジスタの整流動作を確実に継続する
ことができる。
微分回路と、該微分回路の入力端子間と出力端子間の少
なくとも一方に設けられる定電圧ダイオードと、を備え
ているので、定電圧ダイオードで電流検出手段の出力電
圧のピーク値を制限することができる。これにより、電
界効果トランジスタに流れる電流が大きくなったときも
前記電界効果トランジスタの整流動作を確実に継続する
ことができる。
【００３８】また、本発明によると、整流手段に同期整
流装置を備えた電界効果トランジスタを用いるので、整
流手段の整流損失を減少させることができる。これによ
り、スイッチング電源装置の効率を改善することができ
る。また、前記同期整流装置に設けられる前記電界効果
トランジスタを駆動する制御手段は、電界効果トランジ
スタを流れる電流を検知する電流検知手段が出力する電
圧を微分して前記電界効果トランジスタのゲートに供給
するので、電流連続モード時において電界効果トランジ
スタの導通時間を常に長くすることができる。
流装置を備えた電界効果トランジスタを用いるので、整
流手段の整流損失を減少させることができる。これによ
り、スイッチング電源装置の効率を改善することができ
る。また、前記同期整流装置に設けられる前記電界効果
トランジスタを駆動する制御手段は、電界効果トランジ
スタを流れる電流を検知する電流検知手段が出力する電
圧を微分して前記電界効果トランジスタのゲートに供給
するので、電流連続モード時において電界効果トランジ
スタの導通時間を常に長くすることができる。
【００３９】また、本発明によると、転流手段および整
流手段のうち、少なくとも転流手段に同期整流装置を備
えた電界効果トランジスタを用いるので、整流損失を減
少させることができる。これにより、スイッチング電源
装置の効率を改善することができる。また、前記同期整
流装置に設けられる前記電界効果トランジスタを駆動す
る制御手段は、電界効果トランジスタを流れる電流を検
知する電流検知手段が出力する電圧を微分して前記電界
効果トランジスタのゲートに供給するので、電流連続モ
ード時において電界効果トランジスタの導通時間を常に
長くすることができる。
流手段のうち、少なくとも転流手段に同期整流装置を備
えた電界効果トランジスタを用いるので、整流損失を減
少させることができる。これにより、スイッチング電源
装置の効率を改善することができる。また、前記同期整
流装置に設けられる前記電界効果トランジスタを駆動す
る制御手段は、電界効果トランジスタを流れる電流を検
知する電流検知手段が出力する電圧を微分して前記電界
効果トランジスタのゲートに供給するので、電流連続モ
ード時において電界効果トランジスタの導通時間を常に
長くすることができる。
【図１】 本発明の第一実施形態のスイッチング電
源装置の構成を示す図である。
源装置の構成を示す図である。
【図２】 本発明の第一実施形態のスイッチング電
源装置の動作波形を示す図である。
源装置の動作波形を示す図である。
【図３】 本発明の第二実施形態のスイッチング電
源装置の構成を示す図である。
源装置の構成を示す図である。
【図４】 本発明の第二実施形態のスイッチング電
源装置の動作波形を示す図である。
源装置の動作波形を示す図である。
【図５】 従来のスイッチング電源装置の構成を示
す図である。
す図である。
【図６】 従来のスイッチング電源装置の動作波形
を示す図である。
を示す図である。
１、１’ トランス １ｐ、１’ｐ 一次巻線 １ｓ、１’ｓ 二次巻線 ２ スイッチングトランジスタ ４、１４ ダイオード ５、１３ コンデンサ ８ カレントトランス ９ ＭＯＳＦＥＴ制御回路 １０ ＭＯＳＦＥＴ １０ａ 寄生ダイオード １１ 定電圧ダイオード １２ 抵抗 １５ コイル
Claims (4)
- 【請求項１】電界効果トランジスタのソース−ドレイン
間に流れる電流を寄生ダイオードに流れる電流を含めて
検出する電流検出手段と、該電流検出手段が出力する電
圧に応じて前記電界効果トランジスタのゲートに電圧を
供給することによって前記電界効果トランジスタを駆動
する制御手段と、を備え、前記電界効果トランジスタを
駆動する同期整流装置であって、 前記制御手段は前記電流検知手段が出力する電圧を微分
して前記電界トランジスタのゲートに供給することを特
徴とする同期整流装置。 - 【請求項２】前記制御手段は、微分回路と、該微分回路
の入力端子間と出力端子間の少なくとも一方に設けられ
る定電圧ダイオードと、を備える請求項１に記載の同期
整流装置。 - 【請求項３】トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に接続される整流手段および平滑手段と、を有するフ
ライバック型コンバータを備えたスイッチング電源装置
において、 前記整流手段は請求項１または請求項２に記載の同期整
流装置を備える電界効果トランジスタであることを特徴
とするスイッチング電源装置。 - 【請求項４】トランスと、該トランスの一次側巻線に接
続されるスイッチング手段と、前記トランスの二次側巻
線に直列に接続される整流手段および転流手段と、該転
流手段に並列接続されるコイルおよび平滑手段と、を有
するフォワード型コンバータを備えたスイッチング電源
装置において、 前記整流手段および前記転流手段のうち、少なくとも前
記転流手段は請求項１または請求項２に記載の同期整流
装置を備える電界効果トランジスタであることを特徴と
するスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000279809A JP2002095248A (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | 同期整流装置及びこれを備えたスイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000279809A JP2002095248A (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | 同期整流装置及びこれを備えたスイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002095248A true JP2002095248A (ja) | 2002-03-29 |
Family
ID=18764760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000279809A Pending JP2002095248A (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | 同期整流装置及びこれを備えたスイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002095248A (ja) |
Cited By (9)
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| CN100379136C (zh) * | 2003-08-06 | 2008-04-02 | 索尼株式会社 | 开关电源电路 |
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-
2000
- 2000-09-14 JP JP2000279809A patent/JP2002095248A/ja active Pending
Cited By (23)
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| KR101145551B1 (ko) | 2005-09-28 | 2012-05-15 | 톰슨 라이센싱 | 동기식 정류기 |
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| CN113804945A (zh) * | 2021-09-17 | 2021-12-17 | 西安交通大学 | 高频llc中同步整流的电流检测电路、检测方法及控制方法 |
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