CN104300784B - 电源转换器的驱动器及其驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电源转换器的驱动器及其驱动控制方法。此驱动器包括位准偏移电路、负电压产生器以及第一P型金氧半晶体管。位准偏移电路提供输出信号，其中输出信号具有第一工作电压与第二工作电压。当负电压产生器所接收到的输出信号为第一工作电压时，负电压产生器输出第一工作电压。当负电压产生器所接收到的输出信号为第二工作电压时，负电压产生器产生并输出第三工作电压，第三工作电压低于第二工作电压。第一P型金氧半晶体管的控制端耦接负电压产生器的输出端。第一P型金氧半晶体管的输出端提供驱动电压。

Description

电源转换器的驱动器及其驱动控制方法

技术领域

本发明涉及一种电源转换器，尤其涉及一种电源转换器的驱动器及其驱动控制方法。

背景技术

图1为现有电源转换器的部分电路示意图。请参见图1。二极管02具备电流方向性。在现有电源转换器100中，驱动器10利用二极管02，以允许电流由单一方向通过，进而使工作电压VCC对驱动器10外部的电容器Cb充电。

一般而言，二极管02的顺向偏压Vf为0.7伏特，因此电容器Cb的最高电压值为工作电压VCC减掉顺向偏压Vf(0.7伏特)，亦即只能充到“VCC-Vf”伏特。这最高电压值为驱动电压VB1的上限值。驱动电压VB1主要用来作为驱动单元04的供应电源，而驱动单元04则可用来驱动上桥开关HS。

另外，工作电压VCC可能是电池电压。因此在电池电压为满电压(full voltage)，工作电压VCC的电压值为最大。工作电压VCC会随着电池耗能而降低。又，驱动电压VB1等于工作电压VCC减掉固定的顺向偏压Vf。于是，因工作电压VCC的电压值降低将使驱动电压VB1的电压值跟着降低。在最差情况，当驱动电压VB1的电压值下降时，将使得上桥开关HS的导通电阻(on-resistance)数值变大，并且会使得上桥开关HS的导通情况不明显，这也会导致电源转换器100的功率转换效率下降。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一种电源转换器的驱动器及其驱动控制方法，藉以解决先前技术所述及的问题。

本发明提出一种电源转换器的驱动器。此驱动器包括位准偏移电路、负电压产生器以及第一P型金氧半晶体管。位准偏移电路提供输出信号，其中输出信号具有第一工作电压与第二工作电压。负电压产生器耦接位准偏移电路。当负电压产生器所接收到的输出信号为第一工作电压时，负电压产生器输出第一工作电压。当负电压产生器所接收到的输出信号为第二工作电压时，负电压产生器产生并输出第三工作电压，第三工作电压低于第二工作电压。第一P型金氧半晶体管具有控制端与输出端。第一P型金氧半晶体管的控制端耦接负电压产生器的输出端。第一P型金氧半晶体管的输出端提供驱动电压。

在本发明的一实施例中，第一工作电压大于第二工作电压，第三工作电压介于第二工作电压与零电压之间，驱动电压相同于第一工作电压。

在本发明的一实施例中，驱动器还包括上桥驱动单元。上桥驱动单元耦接第一P型金氧半晶体管的输出端，以接收驱动电压，并用于驱动上桥开关。

在本发明的一实施例中，负电压产生器包括电容器、二极管以及反相器。电容器的第一端耦接位准偏移电路的输出端。二极管的第一端耦接电容器的第二端，其第二端接收第二工作电压。反相器的输入端耦接二极管的第二端，其输出端作为负电压产生器的输出端，其第一电源输入端耦接位准偏移电路的输出端与电容器的第一端，其第二电源输入端耦接二极管的第一端。

在本发明的一实施例中，当负电压产生器接收到来自位准偏移电路的第二工作电压时，第三工作电压产生于共同节点，共同节点为二极管与电容器耦接处。

在本发明的一实施例中，第一N型金氧半晶体管经配置而成为二极管，将第一N型金氧半晶体管的控制端与第一端耦接以作为二极管的第一端，将第一N型金氧半晶体管的第二端作为二极管的第二端。

在本发明的一实施例中，第二P型金氧半晶体管与第二N型金氧半晶体管经配置而成为反相器，将第二P型金氧半晶体管的控制端与第二N型金氧半晶体管的控制端耦接以作为反相器的输入端，将第二P型金氧半晶体管的第二端作为反相器的第一电源输入端，将第二N型金氧半晶体管的第二端作为反相器的第二电源输入端，第二P型金氧半晶体管的第一端与第二N型金氧半晶体管的第一端耦接以作为反相器的输出端。

在本发明的一实施例中，当负电压产生器接收到来自位准偏移电路的第二工作电压时，第一P型金氧半晶体管的一输入端至控制端之间跨压与第二工作电压的关系如下方程式：

VSG＝2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，

其中VSG为跨压，VCC为第一P型金氧半晶体管的输入端所接收的第四工作电压，VSW为第二工作电压，Vf为二极管的顺向偏压。

本发明再提出一种电源转换器的驱动控制方法，其包括以下步骤：提供位准偏移电路，位准偏移电路提供输出信号，其中输出信号具有第一工作电压与第二工作电压；提供负电压产生器，当负电压产生器所接收到的输出信号为第一工作电压时负电压产生器输出第一工作电压，而当负电压产生器所接收到的输出信号为第二工作电压时负电压产生器输出第三工作电压，第三工作电压低于第二工作电压；以及提供第一P型金氧半晶体管，第一P型金氧半晶体管的控制端耦接负电压产生器的输出端，第一P型金氧半晶体管的输出端提供驱动电压。

在本发明的一实施例中，驱动控制方法还包括以下步骤：将驱动电压供应给上桥驱动单元，上桥驱动单元接收驱动电压并用于驱动上桥开关。

基于上述，本发明的电源转换器的驱动器以及驱动控制方法可以透过负电压产生器产生低于第二工作电压的第三工作电压，亦即，第三工作电压比第二工作电压为相对负的电压，藉此使得第一PMOS晶体管的输入端至控制端之间跨压增大，以缩小第一PMOS晶体管的导通电阻。因此本发明相较于传统方式，将可获得较大的驱动电压，从而提升用于驱动上桥驱动单元的供应电源。

应了解的是，上述一般描述及以下具体实施方式仅为例示性及阐释性的，其并不能限制本发明所欲主张的范围。

附图说明

下面的附图是本发明的说明书的一部分，其显示了本发明的示例实施例，附图与说明书的描述一起用来说明本发明的原理。

图1为现有电源转换器的部分电路示意图。

图2是依照本发明一实施例的电源转换器的架构示意图。

图3是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。

图4及图5是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。

图6是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。

图7显示为本发明一实施例的电源转换器的驱动控制方法的流程图。

附图标记：

02、30：二极管

04：驱动单元

10：现有的驱动器

20：位准偏移电路

22、22A：负电压产生器

24、32A：P型金氧半晶体管

26：上桥驱动单元

28：下桥驱动单元

30A、32B：N型金氧半晶体管

32：反相器

34：第一电源输入端

36：第二电源输入端

100：现有电源转换器

200、200A：电源转换器

210：控制电路

220：驱动器

230：输出级

240：反馈电路

C、Cb、Cap、C_BOOST：电容器

GND：接地端

HS：上桥开关

L：电感器

LG：下桥开关控制信号

LS：下桥开关

Sfb：反馈信号

Spwm：脉宽调变信号

UG：上桥开关控制信号

VBS、VGP：输出信号

VBOOT：第一工作电压

VB1、Vd：驱动电压

Vcap、VSG：跨压

VCC：工作电压/第四工作电压

Vf：顺向偏压

Vfb：电压

Vin：输入电压

Vout：输出电压

VSW：第二工作电压

S701～S707：电源转换器的驱动控制方法的各步骤

t：时刻

t1：第一时刻

t2：第二时刻

具体实施方式

现在将详细参考本发明的示范性实施例，并在附图中说明所述示范性实施例的实例。另外，在图式及实施方式中所使用相同或类似标号的元件/构件是用来代表相同或类似部分。

在下述诸实施例中，当元件被指为“连接”或“耦接”至另一元件时，其可为直接连接或耦接至另一元件，或可能存在介于其间的元件。术语“电路”可表示为至少一元件或多个元件，或者主动的且/或被动的而耦接在一起的元件以提供合适功能。术语“信号”可表示为至少一电流、电压、负载、温度、资料或其他信号。

图2是依照本发明一实施例的电源转换器的架构示意图。请参阅图2。电源转换器200包括控制电路210、驱动器220、输出级230以及电容器C_BOOST。输出级230内的上桥开关(high side switch)HS的第一端接收输入电压Vin。下桥开关(low side switch)LS耦接于上桥开关HS的第二端与接地端GND之间。电源转换器200的外接元件包括电感器L、电容器C以及反馈电路240。

驱动器220接收第一工作电压VBOOT与第二工作电压VSW。在本发明的一实施例中，第一工作电压VBOOT与第二工作电压VSW可以为电源轨(power rail)。

控制电路210接收来自反馈电路240的反馈信号Sfb，并输出脉宽调变信号Spwm。驱动器220根据脉宽调变信号Spwm产生上桥开关控制信号UG与下桥开关控制信号LG，据以分别控制上桥开关HS和下桥开关LS。输出级230用以对输入电压Vin进行直流对直流的转换，从而电源转换器200可以产生并输出一输出电压Vout。

图3是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。请参阅图3。由于图3采用相同于图2的架构，因此在图3中省略对控制电路210以及反馈电路240的描绘。驱动器220包括位准偏移电路20、负电压产生器22以及P型金氧半(PMOS)晶体管24。

位准偏移电路20提供输出信号VBS，其中输出信号VBS具有第一工作电压VBOOT与第二工作电压VSW。负电压产生器22耦接位准偏移电路20。P型金氧半晶体管24的控制端耦接负电压产生器22的输出端。

当负电压产生器22所接收到的输出信号VBS为第一工作电压VBOOT时，负电压产生器22的输出信号VGP为第一工作电压VBOOT。当负电压产生器22所接收到的输出信号VBS为第二工作电压VSW时，负电压产生器22产生第三工作电压(未显示)，从而负电压产生器22的输出信号VGP为第三工作电压。并且，第三工作电压需低于第二工作电压VSW。也就是负电压产生器22可以产生了比起第二工作电压VSW更低的电压。

此外，驱动器220还包括上桥驱动单元26以及下桥驱动单元28。P型金氧半晶体管24的控制端接收来自负电压产生器22的输出信号VGP，P型金氧半晶体管24的输入端接收第四工作电压VCC，以及P型金氧半晶体管24的输出端将产生并输出用于驱动的驱动电压Vd。驱动电压Vd可用来作为上桥驱动单元26的供应电源，以使上桥驱动单元26驱动上桥开关HS。

值得一提的是，P型金氧半晶体管24导通时，驱动电压Vd大约等于第四工作电压VCC。因此相较于图1的现有方式，驱动电压Vd不用将第四工作电压VCC减掉固定的顺向偏压Vf，所以驱动电压Vd的电压值较高。另外，第一工作电压VBOOT与第二工作电压VSW不为零值。第一工作电压VBOOT大于第二工作电压VSW，第三工作电压介于第二工作电压VSW与零电压(zero voltage)之间。驱动电压Vd相同于第一工作电压VBOOT。

图4及图5是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。图4及图5用以进一步说明图3的负电压产生器22的配置方式。请合并参阅图3、图4及图5。负电压产生器22包括电容器Cap、二极管30以及反相器32。电容器Cap的第一端耦接位准偏移电路20的输出端。二极管30的第一端耦接电容器Cap的第二端，其第二端接收第二工作电压VSW。反相器32的输入端耦接二极管30的第二端。反相器32的输出端作为负电压产生器22的输出端。反相器32的第一电源输入端34耦接位准偏移电路20的输出端与电容器Cap的第一端。反相器32的第二电源输入端36耦接二极管30的第二端。

电容器Cap用以储存电荷，以供负电压产生器22制造相对负的电压(第三工作电压)。二极管30可用来定义电容器Cap所储存电荷及跨压。

请参见图4。在第一时刻t1，假如时刻t等于t1，二极管30的顺向偏压为0.7伏特。位准偏移电路20的输出信号VBS等于第一工作电压VBOOT，VBS＝VBOOT>VSW。反相器32的输出信号VGP将等于第一工作电压VBOOT。电容器Cap的跨压Vcap如下面的方程式(1)。

Vcap＝VBS-Vfb＝VBOOT-(VSW+顺向偏压)

＝VBOOT-(VSW+0.7) (1)。

请参见图5。在第一时刻t1之后的第二时刻t2，假如时刻t等于t2，位准偏移电路20的输出信号VBS等于第二工作电压VSW，VBS＝VSW。电容器Cap需符合电荷守衡，亦即维持电压的连续特性。有关电容器Cap的跨压Vcap的推演如下面的方程式(2)及(3)。

Vcap＝VBS-Vfb

→VSW-Vfb＝VBOOT-(VSW+0.7)

→Vfb＝-VBOOT+2VSW+0.7 (2)。

Vcap＝VBS-Vfb

＝VSW-(-VBOOT+2VSW+0.7)

＝VBOOT-VSW-0.7>0.7(伏特) (3)。

在时刻t等于t2时，反相器32的输出信号VGP将等于第三工作电压(Vfb)。此第三工作电压(Vfb)产生于共同节点，而共同节点为二极管30与电容器Cap耦接处。基于电荷守衡，电压Vfb将低于第二工作电压VSW。在相对关系上，第三工作电压(Vfb)比第二工作电压为相对负的电压。此时P型金氧半晶体管24的输入端至控制端之间跨压VSG与第二工作电压的关系如下面的方程式(4)。

VSG＝VCC-VGP＝VCC-Vfb

→VSG＝VCC-(-VBOOT+2VSW+0.7)，

假设VBOOT约等于VCC，

则VSG＝VCC-(-VCC+2VSW+0.7)

＝2(VCC-VSW)-0.7>VCC-VSW (4)。

从下面的方程式(5)可知，倘若要缩小PMOS晶体管24内的导通电阻(Ron)，需要加大PMOS晶体管24的尺寸〔栅极宽度/栅极长度(W/L)〕。但是，这种作法会造成驱动器220的集成电路面积变大。又由于集成电路的面积需符合标准规范，所以PMOS晶体管24的尺寸在面积上的分配将受到限制，从而本发明的作法不建议放大PMOS晶体管24的尺寸。

其中μ为载子迁移率(carrier mobility)，Cox为栅极氧化层的单位电容大小，W为金氧半晶体管的栅极宽度，L为金氧半晶体管的栅极长度，Vth为临界电压。

由图5的说明可知，随着跨压VSG的增加，导通电阻(Ron)与跨压VSG具有反比关系，因此可缩小PMOS晶体管24的导通电阻。

此外，相较于单纯放大PMOS晶体管的尺寸的作法，本发明的驱动器220能够节省PMOS晶体管24的电路面积。

图6是依照本发明一实施例的电源转换器的电路示意图。请参阅图6。电源转换器200A类似于电源转换器200，因此相同的元件可以参考上述的说明而不再加以赘述。现在进一步说明图6的负电压产生器22A。在图6中，N型金氧半(NMOS)晶体管30A经配置而成为二极管。例如将NMOS晶体管30A的控制端与第一端耦接以作为二极管的第一端，将NMOS晶体管的第二端作为二极管的第二端。

此外，PMOS晶体管32A与NMOS晶体管32B经配置而成为反相器。例如将PMOS晶体管32A的控制端与NMOS晶体管32B的控制端耦接以作为反相器的输入端，将PMOS晶体管32A的第二端作为反相器的第一电源输入端，将第二N型金氧半晶体管的第二端作为反相器的第二电源输入端，PMOS晶体管32A的第一端与NMOS晶体管32B的第一端耦接以作为反相器的输出端。

基于上述实施例所揭示的内容，可以汇整出一种通用的电源转换器的驱动控制方法。更清楚来说，图7显示为本发明一实施例的电源转换器的驱动控制方法的流程图。请合并参阅图3和图7，本实施例的驱动控制方法可以包括以下步骤。

如步骤S701所示，提供位准偏移电路20，位准偏移电路提供输出信号VBS，其中输出信号具有第一工作电压VBOOT与第二工作电压VSW。

接着如步骤S703所示，提供负电压产生器22，当负电压产生器22所接收到的输出信号VBS为第一工作电压VBOOT时，负电压产生器22输出第一工作电压VBOOT，当负电压产生器22所接收到的输出信号VBS为第二工作电压VSW时，负电压产生器22输出第三工作电压，第三工作电压低于第二工作电压VSW。

如步骤S705所示，提供P型金氧半晶体管24，P型金氧半晶体管24的控制端耦接负电压产生器22的输出端，P型金氧半晶体管24的输出端提供驱动电压Vd。

然后如步骤S707所示，将驱动电压Vd供应给上桥驱动单元26，上桥驱动单元26接收驱动电压Vd并用于驱动上桥开关HS。

综上所述，本发明的电源转换器的驱动器以及驱动控制方法可以透过负电压产生器产生低于第二工作电压的第三工作电压。由于第三工作电压比第二工作电压为相对负的电压，本发明相较于传统方式，将可获得较大的驱动电压，从而提升用于驱动上桥驱动单元的供应电源。另一方面，当PMOS晶体管(24)的输入端至控制端之间跨压VSG增大时，可缩小PMOS晶体管(24)的导通电阻。

虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中普通技术人员，当可作些许的更动与润饰，而不脱离本发明的精神和范围。

另外，本发明的任一实施例或权利要求不须达成本发明所揭示的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件搜寻之用，并非用来限制本发明的专利范围。

Claims (16)

1.一种电源转换器的驱动器，包括：

一位准偏移电路，接收一第一工作电压与一第二工作电压，并且提供一输出信号，其中该输出信号具有该第一工作电压与该第二工作电压，并且该第一工作电压大于该第二工作电压；

一负电压产生器，耦接该位准偏移电路，其中当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第一工作电压时，该负电压产生器输出该第一工作电压，当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该负电压产生器产生并输出一第三工作电压，该第三工作电压低于该第二工作电压；以及

一第一P型MOSFET，具有一控制端与一输出端，该第一P型MOSFET的该控制端耦接该负电压产生器的一输出端，该第一P型MOSFET的该输出端提供一驱动电压。

2.根据权利要求1所述的驱动器，其中该第三工作电压介于该第二工作电压与零电压之间。

3.根据权利要求1所述的驱动器，其中该驱动电压相同于该第一工作电压。

4.根据权利要求1所述的驱动器，其中该驱动器还包括：

一上桥驱动单元，耦接该第一P型MOSFET的该输出端，以接收该驱动电压，并用于驱动一上桥开关。

5.根据权利要求1所述的驱动器，其中该负电压产生器包括：

一电容器，其第一端耦接该位准偏移电路的一输出端；

一二极管，其第一端耦接该电容器的第二端，其第二端接收该第二工作电压；以及

一反相器，其输入端耦接该二极管的第二端，其输出端作为该负电压产生器的输出端，其第一电源输入端耦接该位准偏移电路的该输出端与该电容器的第一端，其第二电源输入端耦接该二极管的第一端。

6.根据权利要求5所述的驱动器，其中当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该第三工作电压产生于一共同节点，该共同节点为该二极管与该电容器耦接处。

7.根据权利要求5所述的驱动器，其中一第一N型MOSFET经配置而成为该二极管，将该第一N型MOSFET的控制端与第一端耦接以作为该二极管的第一端，将该第一N型MOSFET的第二端作为该二极管的第二端。

8.根据权利要求5所述的驱动器，其中一第二P型MOSFET与一第二N型MOSFET经配置而成为该反相器，将该第二P型MOSFET的控制端与该第二N型MOSFET的控制端耦接以作为该反相器的输入端，将该第二P型MOSFET的第二端作为该反相器的第一电源输入端，将该第二N型MOSFET的第二端作为该反相器的第二电源输入端，该第二P型MOSFET的第一端与该第二N型MOSFET的第一端耦接以作为该反相器的输出端。

9.根据权利要求5所述的驱动器，其中当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该第一P型MOSFET的一输入端至该控制端之间跨压与该第二工作电压的关系如下方程式：

VSG＝2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，

其中VSG为跨压，VCC为该第一P型MOSFET的该输入端所接收的一第四工作电压，VSW为该第二工作电压，Vf为该二极管的顺向偏压。

10.一种电源转换器的驱动控制方法，包括：

提供一位准偏移电路，该位准偏移电路接收一第一工作电压与一第二工作电压，并且提供一输出信号，其中该输出信号具有该第一工作电压与该第二工作电压，并且该第一工作电压大于该第二工作电压；

提供一负电压产生器，当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第一工作电压时，该负电压产生器输出该第一工作电压，当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该负电压产生器产生并输出一第三工作电压，该第三工作电压低于该第二工作电压；以及

提供一第一P型MOSFET，该第一P型MOSFET的一控制端耦接该负电压产生器的一输出端，该第一P型MOSFET的一输出端提供一驱动电压。

11.根据权利要求10所述的驱动控制方法，其中该第三工作电压介于该第二工作电压与零电压之间。

12.根据权利要求10所述的驱动控制方法，其中该驱动电压相同于该第一工作电压。

13.根据权利要求10所述的驱动控制方法，还包括：

将该驱动电压供应给一上桥驱动单元，该上桥驱动单元接收该驱动电压并用于驱动一上桥开关。

14.根据权利要求10所述的驱动控制方法，其中该负电压产生器包括：

一电容器，其第一端耦接该位准偏移电路的一输出端；

一二极管，其第一端耦接该电容器的第二端，其第二端接收该第二工作电压；以及

一反相器，其输入端耦接该二极管的第二端，其输出端作为该负电压产生器的输出端，其第一电源输入端耦接该位准偏移电路的该输出端与该电容器的第一端，其第二电源输入端耦接该二极管的第一端。

15.根据权利要求14所述的驱动控制方法，其中当该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该第三工作电压产生于一共同节点，该共同节点为该二极管与该电容器耦接处。

16.根据权利要求14所述的驱动控制方法，其中该负电压产生器所接收到的该输出信号为该第二工作电压时，该第一P型MOSFET的一输入端至该控制端之间跨压与该第二工作电压的关系如下方程式：

VSG＝2×(VCC-VSW)-Vf，且VSG>VCC-VSW，

其中VSG为跨压，VCC为该第一P型MOSFET的该输入端所接收的一第四工作电压，VSW为该第二工作电压，Vf为该二极管的顺向偏压。