CN103051214A - 同步整流器驱动电路、其操作方法和并入其的功率转换器 - Google Patents

同步整流器驱动电路、其操作方法和并入其的功率转换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及同步整流器驱动电路、其操作方法和并入其的功率转换器，并具体公开了一种用于同步整流器的驱动电路、驱动同步整流器的方法和并入驱动电路或方法的功率转换器。在一个实施例中，驱动电路包括：(1)第一驱动电路级，第一驱动电路级被构造为从与同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；和(2)第二驱动电路级，第二驱动电路级与第一驱动电路级耦合，并被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于该至少一个驱动信号的功率，并将该至少一个驱动信号施加于同步整流器中的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。

Description

同步整流器驱动电路、其操作方法和并入其的功率转换器
技术领域
本申请一般地涉及功率转换器，并且更特别是，涉及自驱动同步整流器驱动电路、该自驱动同步整流器驱动电路的操作方法和并入该自驱动同步整流器驱动电路的功率转换器。
背景技术
常规的自驱动同步整流器不适合于用在被设计为适应相对大的输入电压范围(比如，当最大输入电压大于最小输入电压的大约三倍时)的功率转换器中。这是因为当输入电压位于所述范围的上半部时用于同步整流器的箝位电压变得过大，所述箝位电压从变压器得到并被设计为当输入电压最小时刚好够。同步整流器驱动电路系统中产生的功率耗散和发热使得功率转换器无效率地、难以进行冷却并遇到故障。
避免所述问题的一种方式是避免从变压器得到箝位电压。可替换技术涉及将控制信号从转换器的初级侧传送到次级侧。不幸的是，控制信号不仅必须被比如数字隔离电路隔离，而且还必须用比如RC延迟电路延迟。避免了上述效率、热量和可靠性问题，但是所需的控制电路复杂，使得它的布局和制造成本对于许多实际应用不实用。
发明内容
一方面提供一种用于同步整流器的驱动电路。在一个实施例中，驱动电路包括：(1)第一驱动电路级，第一驱动电路级被构造为从与同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；和(2)第二驱动电路级，第二驱动电路级与第一驱动电路级耦合，并被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于该至少一个驱动信号的功率，并将该至少一个驱动信号施加于同步整流器中的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
另一方面提供一种驱动同步整流器的方法。在一个实施例中，该方法包括：(1)通过第一驱动电路级从与同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；(2)通过第二驱动电路级利用基本稳定的电压源来提供用于该至少一个驱动信号的功率；和(3)将该至少一个驱动信号施加于同步整流器中的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
又一方面提供一种功率转换器。在一个实施例中，功率转换器包括：(1)初级侧，初级侧包括至少一个初级侧开关，并被构造为适应大于最小输入电压的大约三倍的最大输入电压；(2)次级侧，次级侧包括具有至少一个同步整流器开关的同步整流器；(3)变压器铁心，变压器铁心将初级侧与次级侧耦合；和(4)用于同步整流器的驱动电路。在一个实施例中，驱动电路包括：(1)第一驱动电路级，第一驱动电路级被构造为从变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；和(2)第二驱动电路级，第二驱动电路级与第一驱动电路级耦合，并被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于该至少一个驱动信号的功率，并将该至少一个驱动信号施加于至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
附图说明
现在参考结合附图的以下描述，在附图中：
图1是具有同步整流器的功率转换器的框图，本文所述的各个实施例的驱动电路可与该同步整流器一起操作；
图2是用在正向转换器中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图3是用在推-推转换器中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图4是本文所述的同步整流器驱动电路的时序图；
图5是用在正向转换器中的、由其次级功率绕组驱动的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图6是用在推-推转换器中的、由其次级功率绕组驱动的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图7是用在正向转换器中的、其栅极放电二极管在第一可替换构造中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图8是用在推-推转换器中的、其栅极放电二极管在第一可替换构造中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图9是用在正向转换器中的、其栅极放电二极管在第二可替换构造中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；
图10是用在推-推转换器中的、其栅极放电二极管在第二可替换构造中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图；和
图11是驱动同步整流器的方法的一个实施例的流程图。
具体实施方式
如上所述，自驱动同步整流器不适合于用在被设计为适应相对大的输入电压范围的功率转换器中，这是因为当输入电压位于所述范围的上半部时用于同步整流器的箝位电压变得过大。例如，假定输入电压范围为18-75V、期望的DC输出电压为5V、变压器具有2∶1匝数比、栅极电荷(Qg)为50nC、切换频率为400kHz、栅-源电压(Vgs)为6.5V并且输入电压为75V，则同步整流器的驱动电路中的每个开关上的平均电压为29V，通过驱动电路中的每个开关的平均电流为0.02A，并且驱动电路的每个开关中所耗散的最终功率为0.58W，0.58W对于实际的功率转换器应用而言太高。
本文介绍的是用于自驱动同步整流器的驱动电路的各个实施例，其在该驱动电路中产生降低的电压，相应地降低该驱动电路中的功率耗散和发热并提高功率转换器的总体效率和可靠性。总地来讲，驱动电路利用新颖的两级结构。第一级被构造为提供用于至少一个驱动信号的正确时序。第二级被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于至少一个驱动信号的功率。基本稳定的电压源的使用使得可避免基于变压器的电压源中固有的相对大的电压变化，因此，使得可避免在较高输入电压时经历大的功率耗散。基本稳定的电压源的使用还避免从初级侧得到信号以及因此隔离和延迟信号所需的所得电路系统的需要。因此，所述系统和方法的各个实施例产生相对简单的、成本有效的、可靠的解决方案，其使得自驱动同步整流器可在被设计为适应大的输入电压范围的功率转换器中高效率地工作。
图1是具有同步整流器的功率转换器100的框图，本文所述的各个实施例的驱动电路可与该同步整流器一起操作。功率转换器具有初级侧110和次级侧120。具有铁心130的变压器隔离初级侧110和次级侧120。初级侧110包括一个或多个初级侧开关115，初级侧开关115被构造为接收输入140处的功率，并在变压器铁心130中和周围形成调制磁场。次级侧120包括一个或多个同步整流器开关125和整流器驱动电路127，整流器驱动电路127被构造为生成一个或多个驱动信号，该驱动信号驱动一个或多个同步整流器开关125，以使得它们对来自与变压器铁心130相关联的调制磁场的功率进行传送和整流，并将它传递到DC输出150。目的是设计一个或多个驱动信号，以使得高效率地、没有不适当的应力地驱动一个或多个同步整流器开关125。将描述的功率转换器100的各个实施例包括正向转换器和推-推转换器，但是本领域技术人员将认识到，在不脱离本发明的原理的情况下，本文所公开的驱动电路可应用于其它转换器类型或拓扑结构。
图2是用在正向变换器中的同步整流器驱动电路(比如，图1的同步整流器驱动电路127)的一个实施例的示意图。次级功率绕组T1A与转换器的变压器铁心(未示出，但是在图1中标记为130)磁耦合。第一同步整流器开关Q1耦合在次级功率绕组T1A与DC输出150(也被表示为未引用的输出电容器两端的输出电压Vo)之间。第二同步整流器开关Q2被耦合在次级功率绕组T1A两端，并耦合到DC输出150。第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2被构造为协作以对从次级功率绕组T1A接收的功率进行整流。在示出的实施例中，第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。输出电感器L1和未引用的输出电容器被构造为协作以使整流的功率平滑，以在DC输出150处产生输出电压Vo。
次级辅助绕组T1B还与转换器的变压器铁心(未示出，但是在图1中标记为130)磁耦合。如图2所示，第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3、第四驱动电路开关S4与次级辅助绕组T1B耦合。在示出的实施例中，第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4是MOSFET。第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2的控制端子(比如，栅极)与Vgs耦合，Vgs是基本不稳定的电压源。第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4的控制端子(比如，栅极)与电压源Vcc耦合。电压源Vcc是基本稳定的电压源。在示出的实施例中，利用电压源Vcc来驱动(比如，在与功率转换器相关联的一个或多个集成电路或者IC中实施的)控制电路系统。如图2所示，二极管D3和D4与第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4以及第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2的控制端子(比如，栅极)耦合。二极管D3、D4分别与第一驱动电路开关S1和第三驱动电路开关S3的源极耦合。因此，第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3、第四驱动电路开关S4以及二极管D3和D4构成图2的驱动电路实施例，该驱动电路实施例提供两个驱动信号，分别提供给同步整流器开关Q1、Q2中的每个。
在操作中，第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2构成驱动电路的第一级。这样，第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2被构造为提供用于图2的驱动电路实施例生成的两个驱动信号的正确时序。在图2的实施例中，第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2使用Vgs作为用于驱动信号的正确时序的源。第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4构成驱动电路的第二级。第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4被构造为利用Vcc作为基本稳定的电压源，以提供用于驱动信号的功率。第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2与第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4的控制端子耦合，因此被构造为使第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4根据正确的时序切换由Vcc提供的功率。通过第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4的切换生成的驱动信号然后被传递到第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2的控制端子。
在一些实施例中，驱动电路表现出动态降低的功耗，该功耗大约为常规驱动电路的1/4功耗。以下表1阐述了示例性常规功率转换器和利用本文所述的新颖的两级驱动电路的一个实施例的功率转换器的随着输入电压变化的效率和相对改进：
表1--常规驱动电路和新颖的驱动电路效率的比较
二极管D3、D4被构造为提高第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4放电的相应速率。用在常规驱动电路中的单个开关具有体二极管，当次级辅助绕组T1B的绕组电压变为低电平时，该体二极管帮助该单个开关断开。如果存在二极管D3，则二极管D3对于第一驱动电路开关D1和第三驱动电路开关D3执行相同的一般功能。同样，如果存在二极管D4，则二极管D4对第二驱动电路开关D2和第四驱动电路开关D4执行相同的一般功能。然而，驱动电路的一些实施例省略二极管D3、D4。
图3是用在推-推转换器中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图。次级功率绕组T1A与转换器的变压器铁心(未示出，但是在图1中标记为130)磁耦合。第一同步整流器开关Q1耦合在次级功率绕组T1A与DC输出150(也被表示为未引用的输出电容器两端的输出电压Vo)之间。第二同步整流器开关Q2耦合在次级功率绕组T1A与DC输出150之间。第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2被构造为协作以对从次级功率绕组T1A接收的功率进行整流。在示出的实施例中，第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。输出电感器L1与次级功率绕组T1A的中心抽头和未引用的输出电容器耦合。输出电感器L1和未引用的输出电容器一起被构造为协作以使整流的功率平滑，以在DC输出150处产生输出电压Vo。
如在图2中那样，次级辅助绕组T1B还与转换器的变压器铁心(未示出，但是在图1中标记为130)磁耦合。如图2所示，第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3、第四驱动电路开关S4与次级辅助绕组T1B耦合。第一驱动电路开关S1和第二驱动电路开关S2的栅极与Vgs耦合。第三驱动电路开关S3、第四驱动电路开关S4的栅极与Vcc耦合。二极管D3和D4与第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3、第四驱动电路开关S4以及第一同步整流器开关Q1和第二同步整流器开关Q2的栅极耦合。如在图2中那样，二极管D3、D4分别与第一驱动电路开关S1和第三驱动电路开关S3的源极耦合。因此，第一驱动电路开关S1、第二驱动电路开关S2、第三驱动电路开关S3和第四驱动电路开关S4与二极管D3和D4构成图2的驱动电路实施例，该驱动电路实施例提供两个驱动信号，分别提供给同步整流器开关Q1、Q2中的每个。图3的驱动电路实施例基本上像图2的驱动电路实施例那样操作。
图2示出标记为A、B、C、D、E、F、G、H的几个节点。图4是用于驱动电路(即，图2的驱动电路)的一个实施例的时序图，并阐述了节点C、D、E、F、G、H处的电压的例子。
当图2的节点A处的电压变高时，应该使第一同步整流器开关Q1闭合。节点C处的电压与节点A处的电压成比例，所以具有与第一同步整流器开关Q1的驱动信号相同的相位。然而，节点C处的电压随着输入电压变化而变化，所以它不足以稳定到为Q1提供驱动电压。因此，第一驱动电路开关S1被用于获得节点C处的电压的正确时序。因此，节点E处的电压具有与节点C相同的电压时序，但是其电压值降至VGS-VTH_S1，其中，VTH_S1是第一驱动电路开关S1的阈值电压。在常规的同步整流器驱动电路中，节点E处的电压被用于直接驱动第一同步整流器开关Q1。相反，在新颖的驱动电路中，节点E处的电压被用于驱动第三驱动电路开关S3。因此，节点G处的电压具有与节点E和C相同的电压时序，但是其电压值比节点E的电压值小第三驱动电路开关S3的阈值电压。
由于基本稳定的电压Vcc被用于提供驱动第一同步整流器开关Q1的功率，并且由于Vcc远低于节点E处的电压，所以在驱动第一同步整流器开关Q1中耗散的功率小于常规驱动电路将耗散的功率。此外，在流过第三驱动电路开关S3的驱动电流还流过第一驱动电路开关S1时，在第一驱动电路开关S1中耗散一些功率。然而，由于第一驱动电路开关S1的规格是切换信号而不是功率，所以其栅极电荷Qg远低于第一同步整流器开关Q1的栅极电荷。因此，虽然第一驱动电路开关S1两端的电压差高，但是将它乘以相对小的驱动电流，实际效果是与常规驱动电路相比，极大地降低了驱动电路的总功率耗散。
同样，当图2的节点B处的电压变高时，应该使第二同步整流器开关Q2闭合。节点D处的电压与节点B处的电压成比例，所以具有与第二同步整流器开关Q2的驱动信号相同的相位。然而，节点D处的电压随着输入电压变化而变化，所以它不足以稳定到为Q2提供驱动电压。因此，第二驱动电路开关S2被用于获得节点D处的电压的正确时序。因此，节点F处的电压具有与节点D相同的电压时序，但是其电压值降至VGS-VTH_S2，其中，VTH_S2是第二驱动电路开关S2的阈值电压。在常规的同步整流器驱动电路中，节点F处的电压被用于直接驱动第二同步整流器开关Q2。相反，在新颖的驱动电路中，节点F处的电压被用于驱动第四驱动电路开关S4。因此，节点H处的电压具有与节点F和D相同的电压时序，但是其电压值比节点F的电压值小第四驱动电路开关S4的阈值电压。
以上针对第一驱动电路开关S1和第三驱动电路开关S3论述的相同的功率耗散分析适用于第二驱动电路开关S2和第四驱动电路开关S4。
本文所公开的驱动电路的一些实施例在没有次级辅助绕组T1B的情况下操作。例如，具有特定输入电压范围和输出电压(比如，36-75V输入范围和3.3V DC输出电压)的功率转换器可能不需要次级辅助绕组T1B。相反，可使用次级功率绕组T1A。
图5是用在正向转换器中的、由次级功率绕组T1A驱动的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图。图5与图2类似，除了驱动电路与次级功率绕组T1A、而不是图2的次级辅助绕组T1B耦合之外。图6是用在推-推转换器中的、由次级功率绕组T1A驱动的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图。图6与图3类似，除了驱动电路与次级功率绕组T1A、而不是图3的次级辅助绕组T1B耦合之外。
二极管D3、D4能够以其它方式被连接。例如，可使二极管D3与第一驱动电路开关S1的体二极管协作，并可使二极管D4与第一驱动电路开关S2的体二极管协作。图7和图8是分别用在正向转换器和推-推转换器中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图，并且示出了该第一可替换构造。图7和图8的功率转换器大部分分别与图2和图3相同，除了其驱动电路的二极管D3、D4分别与第一驱动电路开关S1和第三驱动电路开关S3的漏极、而不是第一驱动电路开关S1和第三驱动电路开关S3的源极耦合之外。
图9和图10示出了二极管D3、D4还能够以其它方式被连接。图9和图10是分别用在正向转换器和推-推转换器中的同步整流器驱动电路的一个实施例的示意图。图9和图10的功率转换器大部分分别与图2和图3相同，除了其驱动电路的二极管D3、D4与次级功率绕组T1A、而不是次级辅助绕组T1B耦合之外。在该第二种可替换构造中，由于二极管D3、D4与次级功率绕组T1A耦合，所以可预计它们经历更高的电压和伴随的电压应力。
图11是驱动同步整流器的方法的一个实施例的流程图。所述方法起始于开始步骤1110。在步骤1120中，同步整流器驱动电路的第一级从与同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序。在步骤1130中，驱动电路的第二级利用基本稳定的电压源来提供用于至少一个驱动信号的功率。在步骤1140中，将至少一个驱动信号施加于功率转换器的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。在步骤1150中，利用至少一个二极管来提高断开所述第二级中的至少一个开关的速度。所述方法结束于结束步骤1160。
本申请涉及的领域的技术人员将意识到可对所述实施例进行其它和另外的添加、删除、替换和修改。

Claims (20)

1.一种用于同步整流器的驱动电路，包括：
第一驱动电路级，所述第一驱动电路级被构造为从与所述同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；和
第二驱动电路级，所述第二驱动电路级与所述第一驱动电路级耦合，并被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于所述至少一个驱动信号的功率，并将所述至少一个驱动信号施加于所述同步整流器中的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，还包括至少一个二极管，所述至少一个二极管与所述第二驱动电路级耦合，并被构造为提高断开所述第二驱动电路级中的至少一个开关的速度。
3.根据权利要求2所述的驱动电路，其中，所述至少一个二极管与所述变压器的次级功率绕组耦合。
4.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述次级绕组是次级辅助绕组。
5.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述同步整流器是功率转换器的一部分，所述功率转换器的一部分被构造为适应比最小输入电压的大约三倍大的最大输入电压。
6.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述基本稳定的电压源是Vcc。
7.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述同步整流器是以下之一的一部分：
正向转换器；和
推-推转换器。
8.一种驱动同步整流器的方法，包括：
通过第一驱动电路级从与所述同步整流器耦合的变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；
通过第二驱动电路级利用基本稳定的电压源来提供用于所述至少一个驱动信号的功率；和
将所述至少一个驱动信号施加于所述同步整流器中的至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：利用与所述第二驱动电路级耦合的至少一个二极管来提高断开所述第二驱动电路级中的至少一个开关的速度。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述至少一个二极管与所述变压器的次级功率绕组耦合。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，所述次级绕组是次级辅助绕组。
12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述同步整流器是功率转换器的一部分，所述功率转换器的一部分被构造为适应比最小输入电压的大约三倍大的最大输入电压。
13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述基本稳定的电压源是Vcc。
14.根据权利要求8所述的方法，其中，所述同步整流器是以下之一的一部分：
正向转换器；和
推-推转换器。
15.一种功率转换器，包括：
初级侧，所述初级侧包括至少一个初级侧开关，并被构造为适应比最小输入电压的大约三倍大的最大输入电压；
次级侧，所述次级侧包括具有至少一个同步整流器开关的同步整流器；
变压器铁心，所述变压器铁心将所述初级侧与所述次级侧耦合；以及
用于所述同步整流器的驱动电路，包括：
第一驱动电路级，所述第一驱动电路级被构造为从所述变压器的次级绕组得到用于至少一个驱动信号的时序；和
第二驱动电路级，所述第二驱动电路级与所述第一驱动电路级耦合，并被构造为利用基本稳定的电压源来提供用于所述至少一个驱动信号的功率，并将所述至少一个驱动信号施加于所述至少一个同步整流器开关的至少一个控制端子。
16.根据权利要求15所述的功率转换器，还包括至少一个二极管，所述至少一个二极管与所述第二驱动电路级耦合，并被构造为提高断开所述第二驱动电路级中的至少一个开关的速度。
17.根据权利要求16所述的功率转换器，其中，所述至少一个二极管与所述变压器的次级功率绕组耦合。
18.根据权利要求15所述的功率转换器，其中，所述次级绕组是次级辅助绕组。
19.根据权利要求15所述的功率转换器，所述基本稳定的电压源是Vcc。
20.根据权利要求15所述的功率转换器，其中，所述同步整流器是以下之一的一部分：
正向转换器；和
推-推转换器。
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