CN103701305A

CN103701305A - 一种同步整流电路及实现方法

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Publication number: CN103701305A
Application number: CN201310646027.3A
Authority: CN
Inventors: 张承良; 尚艳强
Original assignee: Tianjin Aviation Mechanical and Electrical Co Ltd
Current assignee: Tianjin Aviation Mechanical and Electrical Co Ltd
Priority date: 2013-12-03
Filing date: 2013-12-03
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2033-12-03
Also published as: CN103701305B

Abstract

本发明创造提供一种同步整流电路，包括分别接于变压器全波整流绕组异名端的两个MOSFET，该MOSFET的源极和漏极之间并联二极管；所述MOSFET的漏极串联分压电阻后接差分放大电路的输入端，所述差分放大电路的输出端接比较电路的输入端，所述比较电路的输出接MOSFET的驱动电路；所述驱动电路的输出接MOSFET的栅极；另一变压器全波整流绕组异名端串接后接输出滤波电感，所述输出滤波电感与电源负载电阻串联。具有简单、实用的优点，电路在工作时不依赖原边控制信号、对于半桥、移相全桥等丢失占空比的拓扑优势明显，可以允许输入电压有更宽的范围，能适应负载变化大的场合，且成本较低。

Description

一种同步整流电路及实现方法

技术领域

本发明创造涉及同步整流技术，特别是一种同步整流电路及实现方法。

背景技术

作为开关变换器，在输出端必然有一个整流环节，以便较好的进行直流输出。作为输出电路的主要开关器件，通常用的是二极管（利用其单向导电特性）。它可以理解为一个开关，只要有足够的正向电压它就开通，而不需要另外的控制电路。但其导通压降较高，快恢复二极管或超快恢复二极管的导通压降可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管也要大约0.6V的压降。这个压降会产生功耗，并且整流二极管是一种固定压降的器件。此类器件在低电压大电流的工作环境下，损耗是非常大的。这就导致开关变换器整体效率的降低，损耗会导致二极管发热进而整个开关变换器的温度上升，会造成系统运行的不稳定及影响开关变换器的使用寿命。为了有效地解决因输出二极管的管压降而造成的损耗问题，同步整流技术应运而生。

目前，使用的同步整流方式有电压型自驱动方式的同步整流、电流型自驱动方式的同步整流、混合型自驱动方式的同步整流、辅助绕组控制方式的同步整流、控制IC方式的同步整流。

电压型自驱动方式的同步整流的主要缺点是SR的驱动电压与开关变换器的输入电压成正比，在输入电压变化范围较宽时，很难在整个电压变化范围内安全可靠地驱动SR；电流型自驱动的同步整流方式的主要缺点是变换器在轻载或空载时很难实现控制信号的获取；混合型自驱动方式和辅助绕组控制方式因需要从主控芯片获取控制信号而对某些副边丢失占空比的拓扑不适合；控制IC方式的同步整流因内部电路的集成解决了部分上述的缺点，但控制IC成本较高。

发明内容

本发明创造要解决的问题是提供一种同步整流电路和实现方法，可以允许输入电压有更宽的范围，能适应负载变化大的场合，且成本较低。

为解决上述技术问题，本发明创造采用的技术方案是：一种同步整流电路，包括分别接于变压器全波整流绕组异名端的两个MOSFET，该MOSFET的源极和漏极之间并联二极管且源极接二极管的阳极，漏极接二极管的阴极；所述MOSFET的漏极串联分压电阻后接差分放大电路的输入端，所述差分放大电路的输出端接比较电路的输入端，所述比较电路的输出接MOSFET的驱动电路；所述驱动电路的输出接MOSFET的栅极；另一变压器全波整流绕组异名端串接后接输出滤波电感，所述输出滤波电感与电源负载电阻串联。

进一步，第一MOSFET与第二MOSFET对称的连接于变压器全波整流绕组的一组异名端，并且第一MOSFET与第二MOSFET的源极接开关变换器输出端的地；第一MOSFET的源极接第一二极管的阳极，漏极接第一二极管的阴极；第二MOSFET的源极接第二二极管的阳极，漏极接第二二极管的阴极。

进一步，第一MOSFET的漏极串联第一电阻、第三电阻后接第一差分放大器的正向输入端，第五电阻一端接第一差分放大器的正向输入端，另一端接地；第二电阻一端接第一电阻，另一端分为两路，一路串接第四电阻后接第一差分放大器的反向输入端，另一路接地；第一差分放大器的反向输入端串接第六电阻后接输出端；第一差分放大器的输出端接第一迟滞过零比较器的反相输入端；第一迟滞过零比较器的正相输入端分别接第七电阻和第八电阻，该第七电阻的另一端接地，该第八电阻的另一端接第一迟滞过零比较器的输出端，所述第一迟滞过零比较器的输出端接第一驱动电路。

进一步，第二MOSFET的漏极串联第九电阻、第十一电阻后接第二差分放大器的正向输入端，第五十三电阻一端接第二差分放大器的正向输入端，另一端接地；第十电阻一端接第九电阻，另一端分为两路，一路串接第十二电阻后接第二差分放大器的反向输入端，另一路接地；第二差分放大器的反向输入端串接第十四电阻后接输出端；第二差分放大器的输出端接第二迟滞过零比较器的反相输入端；第二迟滞过零比较器的正相输入端分别接第十五电阻和第十六电阻，该第十五电阻的另一端接地，该第十六电阻的另一端接第二迟滞过零比较器的输出端，所述第二迟滞过零比较器的输出端接第二驱动电路。

进一步，所述同步整流电路为Buck、全桥、半桥、正激、反激、推挽或谐振电路拓扑。

该同步整流电路实现同步整流的方法，包括如下步骤：

①测MOSFET的源极和漏极之间的电压U；

②分压：MOSFET的漏极串联电阻分压，分压系数为a，得到新的电压a*U；

③电压放大：经分压后的电压输入差分放大器，放大倍数为β，得到新的电压a*β*U；

④获得滞回差ΔV；

⑤比较a*β*U与|ΔV/2|：当α*β*U<-ΔV/2时迟滞过零比较器输出高电平，经驱动电路后驱动MOSFET开通；当α*β*U>ΔV/2时迟滞过零比较器输出低电平，经驱动电路后驱动MOSFET关断。

一种开关变换器，在输出端利用该同步整流电路并采用上述的方法实现同步整流。

本发明创造具有的优点和积极效果是：本发明创造通过检测MOSFET源极与漏极间的电压，根据源漏极间电压的变化来获取控制信号，控制信号经驱动电路控制MOSFET的开通与关断。具有简单、实用的优点，电路在工作时不依赖原边控制信号、对于半桥、移相全桥等丢失占空比的拓扑优势明显，因是共“地”电压检测，不需要辅助绕组、电流互感器等辅助电路，输入电压范围可以很宽，负载电流变化范围也可以很宽。

附图说明

图1是本发明创造同步整流电路的原理图。

具体实施方式

结合附图和具体实施例对本发明创造的技术方案做详细说明。

一种同步整流电路，包括分别接于变压器全波整流绕组异名端的两个MOSFET，第一MOSFET与第二MOSFET对称的连接于变压器全波整流绕组的一组异名端，并且第一MOSFET与第二MOSFET的源极接开关变换器输出端的地；第一MOSFET的源极接第一二极管的阳极，漏极接第一二极管的阴极；第二MOSFET的源极接第二二极管的阳极，漏极接第二二极管的阴极。第一MOSFET的漏极串联第一电阻、第三电阻后接第一差分放大器的正向输入端，第五电阻一端接第一差分放大器的正向输入端，另一端接地；第二电阻一端接第一电阻，另一端分为两路，一路串接第四电阻后接第一差分放大器的反向输入端，另一路接地；第一差分放大器的反向输入端串接第六电阻后接输出端；第一差分放大器的输出端接第一迟滞过零比较器的反相输入端；第一迟滞过零比较器的正相输入端分别接第七电阻和第八电阻，该第七电阻的另一端接地，该第八电阻的另一端接第一迟滞过零比较器的输出端，所述第一迟滞过零比较器的输出端接第一驱动电路。第二MOSFET的漏极串联第九电阻、第十一电阻后接第二差分放大器的正向输入端，第五十三电阻一端接第二差分放大器的正向输入端，另一端接地；第十电阻一端接第九电阻，另一端分为两路，一路串接第十二电阻后接第二差分放大器的反向输入端，另一路接地；第二差分放大器的反向输入端串接第十四电阻后接输出端；第二差分放大器的输出端接第二迟滞过零比较器的反相输入端；第二迟滞过零比较器的正相输入端分别接第十五电阻和第十六电阻，该第十五电阻的另一端接地，该第十六电阻的另一端接第二迟滞过零比较器的输出端，所述第二迟滞过零比较器的输出端接第二驱动电路。该同步整流电路为Buck、全桥、半桥、正激、反激、推挽或谐振电路拓扑。

该同步整流电路实现同步整流的方法，以下是一个周期内详细过程，一个周期内共分为四个阶段：

第一阶段：α*β*U1<-ΔV/2，α*β*U2>ΔV/2,此时变压器原边正向励磁,副边第一MOSFET开通、第二MOSFET关闭，副边绕组电流方向为副边绕组（下面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(下面绕组)。

第二阶段：α*β*U1<-ΔV/2，α*β*U2<ΔV/2，此时副边第一MOSFET开通，第二MOSFET开通，输出电感续流，副边电流有两个续流回路，分别是副边绕组（下面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(下面绕组)，副边绕组（上面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(上面绕组)。

第三个阶段：α*β*U1>-ΔV/2，α*β*U2<ΔV/2，此时变压器原边反向励磁，副边第一MOSFET关断、第二MOSFET开通，副边绕组电流方向为副边绕组（上面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(上面绕组)。

第四阶段：α*β*U1<-ΔV/2，α*β*U2<ΔV/2，此时副边第一MOSFET开通，第二MOSFET开通，输出电感续流，副边电流有两个续流回路，分别是副边绕组（下面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(下面绕组)，副边绕组（上面绕组）→输出LC滤波→负载→第一MOSFET→副边绕组(上面绕组)。

迟滞过零比较器的滞回差ΔV的存在使得轻载的时候MOSFET不会在导通之后因管压降的过小而重新关闭。

以上对本发明创造的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明创造的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明创造范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。

Claims

1.一种同步整流电路，其特征在于：包括分别接于变压器全波整流绕组异名端的两个MOSFET，该MOSFET的源极和漏极之间并联二极管且源极接二极管的阳极，漏极接二极管的阴极；所述MOSFET的漏极串联分压电阻后接差分放大电路的输入端，所述差分放大电路的输出端接比较电路的输入端，所述比较电路的输出接MOSFET的驱动电路；所述驱动电路的输出接MOSFET的栅极；另一变压器全波整流绕组异名端串接后接输出滤波电感，所述输出滤波电感与电源负载电阻串联。

2.根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征在于：第一MOSFET与第二MOSFET对称的连接于变压器全波整流绕组的一组异名端，并且第一MOSFET与第二MOSFET的源极接开关变换器输出端的地；第一MOSFET的源极接第一二极管的阳极，漏极接第一二极管的阴极；第二MOSFET的源极接第二二极管的阳极，漏极接第二二极管的阴极。

3.根据权利要求1或2所述的同步整流电路，其特征在于：第一MOSFET的漏极串联第一电阻、第三电阻后接第一差分放大器的正向输入端，第五电阻一端接第一差分放大器的正向输入端，另一端接地；第二电阻一端接第一电阻，另一端分为两路，一路串接第四电阻后接第一差分放大器的反向输入端，另一路接地；第一差分放大器的反向输入端串接第六电阻后接输出端；第一差分放大器的输出端接第一迟滞过零比较器的反相输入端；第一迟滞过零比较器的正相输入端分别接第七电阻和第八电阻，该第七电阻的另一端接地，该第八电阻的另一端接第一迟滞过零比较器的输出端，所述第一迟滞过零比较器的输出端接第一驱动电路。

4.根据权利要求3所述的同步整流电路，其特征在于：第二MOSFET的漏极串联第九电阻、第十一电阻后接第二差分放大器的正向输入端，第十三电阻一端接第二差分放大器的正向输入端，另一端接地；第十电阻一端接第九电阻，另一端分为两路，一路串接第十二电阻后接第二差分放大器的反向输入端，另一路接地；第二差分放大器的反向输入端串接第十四电阻后接输出端；第二差分放大器的输出端接第二迟滞过零比较器的反相输入端；第二迟滞过零比较器的正相输入端分别接第十五电阻和第十六电阻，该第十五电阻的另一端接地，该第十六电阻的另一端接第二迟滞过零比较器的输出端，所述第二迟滞过零比较器的输出端接第二驱动电路。

5.根据权利要求1、2或3所述的同步整流电路，其特征在于：所述同步整流电路为Buck、全桥、半桥、正激、反激、推挽或谐振电路拓扑。

6.权利要求1、2或3所述的同步整流电路实现同步整流的方法，其特征在于：包括如下步骤：

①测MOSFET的源极和漏极之间的电压U；

④获得滞回差ΔV；

7.一种开关变换器，其特征在于：在输出端具有如权利要求1、2或3所述的同步整流电路并采用如权利要求6所述的方法实现同步整流。