CN201230285Y - 一种同步整流管的自驱动电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种同步整流管的自驱动电路，其包括：比较放大单元和参考电平单元；所述参考电平单元串联在所述比较放大单元的一个输入端与同步整流管的漏极之间，用于提供一参考电压；所述比较放大单元的另一个输入端与同步整流管的源极相连，该比较放大单元的输出端连接同步整流管的栅极，所述比较放大单元用于比较同步整流管的漏源极电压与参考电压的大小，并输出控制电平，控制同步整流管导通或截止。本实用新型能够保证同步整流电路的稳定性，以及同步整流控制线路中控制时序的准确性。

Description

一种同步整流管的自驱动电路

技术领域

本实用新型涉及一种同步整流的驱动控制技术，具体涉及一种改进电源变换效率的同步整流驱动控制电路。

背景技术

目前，在低压大电流输出的电源中广泛使用了同步整流技术取代传统的二极管整流器，以提高电源效率，节约能源。但是传统的同步整流技术有的要使用辅助驱动绕组，有的要使有电流互感器，有的使用了集成电路，集成众多的元件，成本高，控制复杂，并且应用中有局限性，无法对所有的拓朴结构实现同步整流。

常用的单组输出的LLC电路输出部分由两个绕组构成，每个绕组输出的电流波形为半个周期的近似正弦波，如果采用二极管作为输出整流管的话，则二极管工作于零电流开通，零电流关断状态。传统的电流型同步整流方法在这里已经不很适用，原因如下：

设最初的稳定工作状态下，同步整流管并未开通，电流流过其体内二极管，产生的压降按0.6V计算，此时的输出电压为V1，则绕组上的电压为V1加上0.6V。如果在此时，使同步整流管导通，设其压降为0.1V，由于输出绕组的电压由原边工作频率决定，在短时间内不能突变，故而输出电压会上升。当电压反馈电路检测到此电压的增量，会调整电路的工作频率来减小输出绕组的电压，输出电压的减小则会造成输出电流的减小，此电流的缩短了同步整流的导通时间，而此导通时间的减小会加速输出电压的降低，从而形成了一个正反馈，造成了系统的不稳定，影响同步整流控制线路控制时序的准确性。

因此，现有技术存在一定的缺陷，需要进一步地改进。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种同步整流管的自驱动电路，其能够保证同步整流电路的稳定性，以及同步整流控制线路中控制时序的准确性。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

本实用新型提供了一种同步整流管的自驱动电路，所述驱动电路包括：比较放大单元和参考电平单元；所述参考电平单元串联在所述比较放大单元的一个输入端与同步整流管的漏极之间，用于提供一参考电压；所述比较放大单元的另一个输入端与同步整流管的源极相连，该比较放大单元的输出端连接同步整流管的栅极，所述比较放大单元用于比较同步整流管的漏源极电压与参考电压的大小，并输出控制电平，控制同步整流管导通或截止。

其中，所述参考电平单元由一直流电源提供。

其中，所述参考电平单元包括：直流电源、第一分压电阻、第二分压电阻和二极管，所述直流电源的输出端通过所述第一分压电阻连接所述二极管的阳极和所述比较放大单元的一个输入端，所述二极管的阴极通过所述第二分压电阻连接同步整流管的漏极。

其中，所述参考电平单元还包括：一三极管，所述三极管的基极连接所述比较放大单元的输入端，所述三极管的发射极连接所述二极管的阳极。

其中，所述驱动电路还包括：功率驱动单元，所述功率驱动单元串联在所述比较放大单元的输出端和同步整流管的栅极之间。

其中，所述功率驱动单元包括：采用两个三极管构建的互补对称功放电路。

其中，所述参考电平单元所提供的电压值小于同步整流管体内寄生二极管的导通电压值。

其中，所述比较放大单元包括一运算放大器和消振单元，所述运算放大器的反相输入端通过参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述运算放大器的同相输入端连接同步整流管的源极，所述消振单元连接在所述运算放大器的输出端与所述运算放大器的反向输入端，用于消除高频振荡。

其中，所述比较放大单元包括一运算放大器和消振单元，所述运算放大器的反相输入端通过参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述运算放大器的同相输入端连接同步整流管的源极，所述消振单元连接在所述运算放大器的输出端与所述运算放大器的同相输入端之间，用于消除高频振荡。

其中，所述消振单元为：电容，或者电容与电阻的串联电路。

其中，所述比较放大单元包括：一采用三极管构造的的放大器以及消振单元，所述放大器的输入端通过所述参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述放大器的输出端作为所述比较放大单元的输出端，所述放大器的公共端连接同步整流管的源极，所述消振单元串联在所述放大器的公共端与输出端之间。

其中，所述比较放大单元包括：一采用三极管构造的的放大器以及消振单元，所述放大器的输入端通过所述参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述放大器的输出端作为所述比较放大单元的输出端，所述放大器的公共端连接同步整流管的源极，所述消振单元串联在所述放大器的输出端与输入端之间。

采用上述方案，本实用新型电路结构简单，适用于所有的同步整流拓朴结构中，特别适合于零电流关断的同步整流线路，包括了准谐振反激电路、RCC电路、LLC电路，其有效地解决了同步整流控制线路中控制时序不准确，轻载不稳定的问题，并提高了整流效率。

本实用新型所采用的技术方案具有如下优点：无需辅助驱动绕组及电流互感器，元件数目少，成本低廉，在电力传输器件的副边绕组电流非边续导电模式的电源中，本实用新型电路给出的时序准确，当同步整流管中流过的电流小于本实用新型电路设置的参考电平时，传统的电流型驱动电路是直接关断同步整流器件，而本实用新型电路是在同步整流器件电流彻底达到零电流才关断，比其它的同步整流电路多出了控制同步整流器件以恒定参考电压工作的阶段，能效更高。另外，本实用新型的电路只要有电流从同步整流器件的源极顺向流过漏极，都能给出正确的同步整流信号，解决了传统的电流型同步整流器在小电流工作时易受到干扰的问题，工作更加稳定可靠。

附图说明

图1为本实用新型实施例1的电路结构示意图；

图2为本实用新型实施例2的电路结构示意图；

图3为本实用新型实施例3的电路结构示意图；

图4为本实用新型实施例4的电路结构示意图；

图5为本实用新型实施例5的电路结构示意图；

图6为本实用新型实施例7的电路结构示意图；

图7为图5所示电路在LLC电路中的应用原理图；

图8为图7电路应用中各关健点的波形图；

图9为现有技术中LLC电路采用IR1167驱动同步整流管的电路原理图；

图10为图9电路应用中各关健点的波形图；

图11为图5电路在顺向式电源中的应用原理图；

图12为在12V输出的反激准谐振电路中同步整流部分的线路示意图；

图13为图12中电力传输器件副边绕组电流(即同步整流管漏源间的电流Ids)波形及同步整流管栅源极电压Vgs波形的理论示意图；

图14为图12中电力传输器件副边绕组电流(即同步整流管漏源间的电流Ids)波形及同步整流管栅源极电压Vgs波形的实际测量图。

具体实施方式

如图1所示，本实用新型的核心思想是：在同步整流管Q1的同一侧设置有一比较放大单元200和参考电平单元300，用于驱动控制同步整流管的导通或截止，其中，参考电平单元300串联在比较放大单元200的一个输入端与同步整流管Q1的漏极之间，其用于提供一参考电压，而比较放大单元200的输出端连接同步整流管Q1的栅极，比较放大单元200的另一个输入端与同步整流管Q1的源极相连，所述比较放大单元200用于比较同步整流管的漏源极电压与参考电压的大小，并根据比较结果输出控制电平，控制同步整流管导通或截止。当所述比较放大单元输出高电平时，同步整流管导通；当所述比较放大单元输出低电平时，同步整流管截止。根据上述连接关系可以看出，本实用新型还可以用于检测同步整流管Q1的漏源极电压，根据检测到的漏源极电压大小，来决定比较放大单元的输出，实现同步整流管的自驱动，其具体原理可以参见以下相关说明。

以下结合附图详细说明本实用新型几种实施例。

实施例1：如图1所示，上述参考电平单元300可以由直流电源E1提供，主要是为了给比较放大单元200的一个输入端提供一个稳定的参考电压。并且，参考电平单元300所提供的电压值小于同步整流管Q1体内寄生二极管D1的导通电压值。而在图1中，上述比较放大单元200可以采用如下结构：其包括一高速运算放大器A1和一消振单元，运算放大器A1的反相输入端通过参考电平单元300连接同步整流管Q1的漏极，运算放大器A1的同相输入端连接同步整流管A1的源极，消振单元串联在运算放大器A1的输出端与运算放大器A1的同相输入端之间，用于消除高频振荡。这里的消振单元可以是：单个电容C1，或者是电容与电阻相串联构成的电路单元，例如图1中，采用高频滤波电容C1为运算放大器A1滤除高频振荡信号，使运算放大器A1工作在非线性区域内构成一比较器。以下简要说明图1所示电路的工作原理：

图1中，作为参考电平单元的直流电源E1的正极连接运算放大器A1的反相输入端，直流电源E1的负极连接同步整流管A1的漏极。元件T1是电力传输器件的副边。图1所示电路根据输出电流的大小及电流是否连续，要经过如下历程：

一、初始导通态

当电能输送到元件T1的副边时，电流顺向流过二极管D1，并产生一顺向电压降，反映在同步整流管Q1上，即为一负的Vds电压，由于此负电压为二极管D1的导通电压，通常为0.7V左右，而设置的参考电压(直流电源E1提供的电压)较小，根据应用条件的不同，约为数毫伏到数十毫伏之间。所以，此负的Vds和参考电压相加，依然得到一负电压而送入高速放大器A1的反相输入端。由此可见，高速放大器A1的反相输入端电压低于同相输入端的电压，高速放大器A1输出为一高电平，同步整流管Q1开始导通。

二、饱和导通状态及恒定导通压降操作状态。

同步整流管Q1导通后，根据此负的Vds电压的大小，高速放大器A1有二种工作状态：

1、大电流工作状态。此时，同步整流管Q1完全导通后，由于流过的电流比较大，负的Vds与参考电压相加，依然为一负值，则高速放大器A1输出为最大电平，同步整流管Q1维持饱和导通状态。

2、小电流工作状态。此时，由于流过同步整流管Q1的电流较小，在同步整流管Q1上产生的压降(负的Vds，即负的漏源极之间的电压)也比较小，此负的Vds与参考电压相加为一正值，则高速放大器A1输出电平降低，同步整流管Q1的Vgs(即栅源极之间的电压)下降，导通电阻增大，故其同步整流管Q1的漏极与源极的压降增加，此过程为一闭环负反馈过程，直到此负的Vds与参考电压相加为零时达到平衡，为一通过调整同步整流管的导通电阻维持恒定导通压降的过程。

三.截止状态。

根据应用条件的不同，同步整流管Q1从导通状态到截止状态分为二种状况：

1、大电流连续工作条件，通常在大电流输出的驰返式、顺向式变换器中较为常见。此时，本实施例的同步整流管Q1工作于饱和导通状态，当电力传输器件T1停止传输能量，其次边绕组电压发生反转时，同步整流管Q1的漏极电压迅速升高，高速放大器Q1的反相输入端获得一高电平，使得它的输出变为低电平，同步整流管Q1迅速由导通态转为截止态。这里需要说明的是，通过选择合适驱动电流的高速放大器及降低高速放大器的工作电压以缩短关断时间，来避免同步整流管内出现大的反向电流，并且此电路结构简单，不存在多级线路传输存在的延时问题，同时由于系统漏感的存在，此反向电流可以被控制在一满意的范围内。

2、输出电流非连续条件，典型的有RCC电路、准谐振驰返式电路、LLC电路。由于输出电流是连续下降直到电流为零，故而此电路必然要经过状态二所述的通过调整同步整流管的导通电阻维持恒定导通压降的过程。电路工作于深度负反馈状态下，当电流达到零值时，为了维持同步整流管Q1上的电压降恒定，电路必将调整同步整流管Q1的Vgs电压，使得同步整流管Q1的导通电阻达到最大值，即Vds恒定＝Rds最大(即漏源极之间的导通电阻达到最大)×Ids最小(即漏源极之间的电流达到最小)，而同步整流管Q1的Rds达到最大为其截止状态，即完成了其同步整流管的自然关断的过程。

实施例2：与实施例1的不同之处在于：如图2所示，所述消振单元串联在所述运算放大器A1的输出端与所述运算放大器的反相输入端之间。本实施例的其他组成与连接关系与实施例1相同。这里的消振单元也可以是：单个电容，或者是电容与电阻相串联构成的电路单元，例如图2中，采用高频滤波电容C1为运算放大器A1滤除高频振荡信号。实施例2的具体的工作原理与实施例1相同，不同之处是，高频滤波电容C1和运算放大器A1构成一积分电路，当电压信号上升到一定位置时，导通同步整流管Q1。

实施例3：如图3所示，为了提高实施例2电路的驱动能力，本实施例在图2所示的电路上还增加了一级由三极管Q2和Q3组成的功率驱动单元400，功率驱动单元400串联在比较放大单元200的输出端和同步整流管Q1的栅极之间，用于提高所述比较放大单元输出电流的驱动能力。本实施例的其他组成与连接关系与实施例2相同。

这里的功率驱动单元400可以包括：采用两个三极管Q2和Q3构建的互补对称功放电路，如图3所示，三极管Q2和Q3的基极相连构成功放电路的输入端，该输入端连接运算放大器A1的输出端，并且该输入端还通过高频率波电容C1连接运算放大器A1的输出端和同步整流管Q1的源极；三极管Q2和Q3的发射极相连构成功放电路的输出端，并连接同步整流管Q1的栅极；三极管Q2的集电极连接直流电源VCC的输出端，三极管Q3的集电极连接同步整流管Q1的源极。本实施例所采用的由两个三极管构成的功率驱动单元400，其结构简单，容易实现，且成本低廉。

实施例4：如图4所示，为了提高实施例1电路的驱动能力，本实施例在图1所示的电路上还增加了一级由三极管Q2和Q3组成的功率驱动单元400，功率驱动单元400串联在比较放大单元200的输出端和同步整流管Q1的栅极之间，用于提高所述比较放大单元输出电流的驱动能力。本实施例的其他组成与连接关系与实施例1相同。这里的功率驱动单元400的结构和工作原理与实施例3相同，在此不再详细说明。

实施5：如图5所示，为了省去价格昴贵的高速放大器电路，本实施例在实施1所示电路的基础上，其比较放大单元200采用主要由高速三极管构造的放大器和消振单元来替代图1所示的高速运算放大器A1。同时根据运算放大电路的结构特点，参考电平单元300也采用由两个电阻构成的分压电路来提供参考电压，如图5所示。这里，所述放大器的输入端通过参考电平单元300连接同步整流管Q1的漏极，放大器的输出端作为比较放大单元200的输出端，放大器的公共端连接同步整流管Q1的源极。在本实施例中，消振单元串联于放大器的输出端与公共端之间，以提高放大器的响应速度，这个消振单元与上述实施例1中消振单元的结构相同，其可以是高频率波电容C1或者电容和电阻的串联结构。而且，在本实施例中还增加了一级上述实施例3所述的功率驱动单元400，其结构和连接关系与实施例3相同。

如图5所示，上述的放大器可以采用共射极放大电路等各种形式的基本放大电路，或者其变形形式。如图5所示，其主要采用的是共射极放大电路，该电路主要包括直流电源VCC、高速三极管Q4、偏置电阻R3和放大器输出电阻R2，三极管Q4的发射极作为放大器的公共端连接同步整流管Q1的源极，高频率波电容C1并联于三极管Q4的集电极和公共端之间，以消除高频振荡，三级管Q4的集电极输出的电压信号可以通过一级功率放大或直接输出给同步整流管Q1的栅极。而通过偏置电阻R3和第二分压电阻R1共同构成的采样分压电路则可以从直流电源VCC获取参考电压，用于设置放大电路的参考电压，此时，偏置电阻R3就属于参考电平单元300的第一分压电阻，其中，还通过在电阻R3和电阻R1之间串联二极管D2，来截止反向电流，同时二极管D2的结压降可以抵消三极管Q1的BE结压降对放大器的影响。上述所提到的直流电源，如VCC，可以在满足器件工作需要的前提下，直接从整流线路的输出端引入，如图12所示，直流电源VCC直接采用准谐振反激电路中整流线路的输出。

图5所示电路中参考电平单元300和比较放大单元200的基本工作原理，如下：

二极管D2的导通压降和三极管Q4的Vbe相同，互相抵消，构成一零电压输入的共射极电极放大器，通常设置流过偏置电阻R3上流过的电流为1毫安左右，电阻R1通常取数十到数欧姆之间，当同步整流管Q1的D极电压为一较低电压时，偏置电流通过二极管D2、电阻R1流入同步整流管Q1的漏极，并在电阻R1上产生一数十毫伏到数毫伏的电压降，此电压即为参考电平单元300所需要设置的参考电压。由于三极管Q4的没有偏置电流流入，因此其输出电平为高电平，同步整流管Q1导通。当同步整流管Q1漏极电压较高时，二极管D2截止，偏置电流全部流入三极管Q4的基极，三极管饱和导通，输出为低电平，同步整流管Q1截止。图5所示电路的同步整流管的自驱动工作过程和图1的工作原理相同。图5所示的电路结构可以广泛应用于驰返式变换器的同步整流部分、准谐振驰返式电路以及顺向式电源电路中(如图11所示)。如图11所示，同步整流管Q1和Q5分别对应一个比较放大单元、参考电平单元以及功率驱动单元：对于同步整流管Q1，其寄生二极管为D1，三极管Q2和Q3构成功率驱动单元，三极管Q4、高频率波电容C1和电阻R2以及直流电源VCC构成比较放大单元，电阻R3、二极管D2和电阻R1构成参考电平单元；对于同步整流管Q5，其寄生二极管为D3，三极管Q6和Q7构成功率驱动单元，三极管Q8、高频率波电容C3和电阻R5以及直流电源VCC构成比较放大单元，电阻R6、二极管D4和电阻R4构成参考电平单元，其电路的工作原理参照上述关于比较放大单元、参考电平单元以及功率驱动单元的说明。

实施例6：如图5所示，本实施例与实施例5的不同之处在于：消振单元串联于放大器的输出端与输入端之间，用于滤出高频信号。本实施例的其他组成部分和连接关系与实施例5相同。

实施例7：如图6所示，为了彻底抵消图5所示的三极管Q4的BE结电压与二级管D2结压降可能的不匹配的影响，在图6的参考电平单元300中增加了三极管Q4A，在比较放大单元200中增加了二极管D2A，三极管Q4A的性能与三极管Q4的性能、二极管D2A与二极管D2的性能有着良好的匹配。在实施例中，三极管Q4A的基极连接所述比较放大单元200的输入端，三极管Q4A的发射极连接二极管D2的阳极。二极管D2A串联在实施例5的比较器的公共端与同步整流管Q1的源极之间。本实施例的其他组成部分与连接关系与实施例5相同。

综上所述，本实用新型的电路特别适用于零电流关断的整流电路中，比如，准谐振反激电路、RCC电路及LLC电路。现就其在准谐振反激电路及LLC这两个电路中的优越性做详细的论述。

一、在准谐振反激电路中的应用。

如图12所示，是本实用新型图5所示的电路结构在准谐振反激电路中的应用，其为一个在12V输出的反激准谐振电路同步整流部分的线路示意图。其工作原理如下：

图12中，Q1为同步整流管，三极管Q2和Q3构成了功率驱动单元，三极管Q4、电阻R2与高频滤波电容C1(用于滤除高频振荡信号)构成比较放大单元，电阻R3、二极管D2与电阻R1构成了参考电平单元，电阻R1用来设定比较器的关断电平。

在图12中，由于Q4的BE结二极管与二极管D2的特性非常接近，故此51欧姆的电设定的参考电平为：

流过电阻R6的电流Ir6为：

Ir6＝(12V-0.6V)/10K         设Q4截止时Vbe＝0.6V

   ＝1.14mA

Q4截止时此电流全部流过R4，则在电阻R4上的电压降Vr4为：

Vr4＝Ir6×R4

   ＝1.15mA×51Ω

   ＝58mV

即图12所示电路中比较放大单元的参考电压为58mV，其意义为：当同步整流管Q1的压降Vds低于负58mV时，Q4输出为高电平，高于负58mV时，输出电平的高低由流过同步整流管Q1的电流大小及方向共同决定。这也是本实用新型在零电流关断电路中的特点。

图10所示电路在准谐振反激电路中，一个开关周期的副边电流波形及同步整流管Vgs电压波形的示意图如13所示，其工作原理如下：

1、t1-t2之间是电力传输器件原边截止，副边导通起始阶段。

电力传输器件原边截止时，电力传输器件副边电压发生反转，电压为上正下负。在副边导通起始阶断，副边绕组的电流流过同步整流管的体内二极管，产生的电压降为负0.7V，低于参考电平。显而易见，流经Q4的偏置电阻R3的电流全部流过R1，此时Q4的Vbe电压低于0.6V，(说明：Q4的载止电压会随温度的变化而变化，而D10的性能与Q4的BE结性能非常结近，故此变化量对此简单比较器的工作状态的影响可以暂不考虑。此例中设Q4的截止电压为0.6V。)处于截止状态。功率驱动单元输出为高电平，同步整流管的栅极被充电，在短时间内上升到高电平，从而使同步整流管达到开启状态。

2、t2-t3之间是同步整流管的饱和导通阶段，在上一个阶段，同步整流管由截止变为导通，由于导通后的副边绕组电流较大，产生的电压降(漏源间的电流与导通电阻之间的乘积)比较大，低于比较放大单元输入端的参考电压负58mV，所以功率驱动单元输出维持在高电平，同步整流管保持饱和导通状态。

3、t3-t4之间为恒定Vds操作阶段。

随着电力传输器件副边绕组的不断放电，流经同步整流管的电流线性下降，在同步整流管上产生的电压降Vds也线性下降，当此负电压高于比较器参考电平负58mV时，Vds的升高导致部分流过R1的电流流入Q4的BE结，Q4由截止状态进入放大状态，放大后的电流流入电阻R2，则Q4的Vce也相应下降，对应的功率驱动单元的输出电压也跟着降低，也就是同步整流管的Vgs跟着降低，Vgs降低的结果为同步整流管的漏源极间的导通电阻增加及同步整流管Vds负电压的增加。由于此电路工作于闭环负反馈的状态下，造成Vds保持在一恒定负电压58mV上下。即此阶断通过降低同步整流管的Vgs来保持其Vds恒定，为一恒定Vds操作阶段。

4、t5为零电流关断阶段。随着电力传输器件副边绕组电流的不断下降，同步整流管的Vgs也不断下降，而漏源间的导通电阻Rds ON也不断上升，以维持Vds的恒定。在副边电流最终到达零电流时，同步整流管的Vgs也下降到零电平，Rds ON则达到了无穷大(即同步整流管处于了截止状态)。

5、t5-t6为电力传输器件原边谐振状态。在电力传输器件副边同步整流管关断以后，电力传输器件原边绕组与绕组的寄生电容及开关管的寄生电容产生谐振，达到谷底时，其原边开关管导通。

6、t6-t7为电力传输器件原边导通阶断。在原边绕组导通时，在副边绕组上产生的感应电压为下正上负，即同步整流管Q1的Vds为一正电压，D2截止，流经Q4的偏置电阻R3上的电流全部流过Q4的BE结，Q4处于饱和导通状态，功率驱动用的Q2和Q3的输出电平为低电平，同步整流管Q1处于截止状态。当到达t7点时，电力传输器件原边开关管截止，副边同步整流管开始导通，进入下一个同步整流周期。

采用示波器对上述图12中的电力传输器件副边绕组电流(即同步整流管漏源间的电流Ids)波形及同步整流管栅源极的电压Vgs波形进行测量，获得图14，图14中通道1为同步整流管Vgs电压波形，通道2为同步整流管Ids电流波形。从上图14中可以看出，实测波形与图13所示的理论分析完全吻合，验证了理论分析的正确性，在同步整流管导通期间，电流波形中也没有反向电流出现，也证明了图12电路是安全可靠的。上图中有一点需要说明的是，为了能比较清楚的显示同步整流管的各个工作状态，故将参考电压设置的稍高，如果需要进一步提高效率，可以根据电路的实际运用情况，例如工作电流的大小，功率驱动单元的驱动能力，在保证不会出现反向电流的情况下，将参考电压设置的低一些。同时，也可以在比较放大单元之后增加一级放大器以及采用驱动能力大的管子作为功率驱动单元的三极管，以缩短同步整流管导通时的Vgs上升时间。

二、在LLC电路中的应用。

如图7所示，是本实用新型图5所示的电路结构在LLC电路中的应用。如图7所示，通常的LLC电路的副边T2具有两个绕组，两个绕组分别具有一个同步整流管Q1、Q5。其中一个副边绕组侧，电阻R2、三极管Q4和高频率波电容C2构成同步整流管Q1侧的比较放大单元，电阻R3、二极管D2和电阻R1构成同步整流管Q1侧的参考电平单元，三极管Q2和Q3构成同步整流管Q1侧的功率驱动单元。同理，另一个副边绕组侧，电阻R5、三极管Q8和高频率波电容C3构成同步整流管Q5侧的比较放大单元，电阻R6、二极管D4和电阻R4构成同步整流管Q5侧的参考电平单元，三极管Q6和Q7构成同步整流管Q5侧的功率驱动单元。图7所示电路的相关工作点波形如图8所示。

LLC电路的副级两个绕组在一个周期内的各输出半个周期的近似正弦波电流，整流器件工作于ZCS状态，故而非常适合于使用本实用新型的同步整流管的驱动电路，其工作原理与上述准谐振反激电路的原理基本相同，其不同的地方是在开启时由于LLC电路的副边绕组电流是从零开始，因此驱动电压会在开始导通时会工作于MOS管的放大区，经过一个MOS管的恒定电压过程后同步整流管才达到饱和。关断时和准谐振反激电路相似，也会有一个同步整流管恒定Vds电压的过程，当输出电流到达零电流以后会迅速关断同步整流管。

目前现有技术中，还存在采用芯片IR1167控制同步整流管工作的技术方案，其工作的原理图如图9所示，其相关工作点的波形图如图10所示。图9中，LLC电路副边T4有两个绕组侧，同步整流管Q10和Q11均分别通过芯片IR1167来驱动，并附加有电阻R11和R12。对比图8和图10的波形，由于同步整流管的寄生引线电感的作用，当电流流过同步整流管时，引寄生电感产生一感应电压，引感应电压与同步整流管导通电阻产生的压降相迭加，使得同步整流管导通时的Vds电压发生了畸变，至使流过同步整流管的电流还比较大时，同步整流管的Vds提前到达零点。采用IR1167方案的同步整流管提前关断，而采用本实用新型的驱动电路的同步整流管则没有关断，而是工作于恒定的负的参考电压状态，直到电流下降到零才自然关断。所以，本实用新型的同步整流管的驱动电路彻底保证了同步整流管的零电流关断。

应当理解的是，上述相关技术说明中给出了多个比较放大单元和参考电平单元的不同结构，其可以互相进行组合构建本实用新型的驱动电路。对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换的，其所有这些改进和变换都应属于本实用新型所附权利要求的保护范围。

Claims (12)

1、一种同步整流管的自驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：比较放大单元和参考电平单元；

所述参考电平单元串联在所述比较放大单元的一个输入端与同步整流管的漏极之间，用于提供一参考电压；

所述比较放大单元的另一个输入端与同步整流管的源极相连，该比较放大单元的输出端连接同步整流管的栅极，所述比较放大单元用于比较同步整流管的漏源极电压与参考电压的大小，并输出控制电平，控制同步整流管导通或截止。

2、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述参考电平单元由一直流电源提供。

3、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述参考电平单元包括：直流电源、第一分压电阻、第二分压电阻和二极管，所述直流电源的输出端通过所述第一分压电阻连接所述二极管的阳极和所述比较放大单元的一个输入端，所述二极管的阴极通过所述第二分压电阻连接同步整流管的漏极。

4、根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，所述参考电平单元还包括：一三极管，所述三极管的基极连接所述比较放大单元的输入端，所述三极管的发射极连接所述二极管的阳极。

5、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：功率驱动单元，所述功率驱动单元串联在所述比较放大单元的输出端和同步整流管的栅极之间。

6、根据权利要求5所述的驱动电路，其特征在于，所述功率驱动单元包括：采用两个三极管构建的互补对称功放电路。

7、根据权利要求1、2、3或4所述的驱动电路，其特征在于，所述参考电平单元所提供的电压值小于同步整流管体内寄生二极管的导通电压值。

8、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述比较放大单元包括一运算放大器和消振单元，所述运算放大器的反相输入端通过参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述运算放大器的同相输入端连接同步整流管的源极，所述消振单元连接在所述运算放大器的输出端与所述运算放大器的反向输入端，用于消除高频振荡。

9、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述比较放大单元包括一运算放大器和消振单元，所述运算放大器的反相输入端通过参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述运算放大器的同相输入端连接同步整流管的源极，所述消振单元连接在所述运算放大器的输出端与所述运算放大器的同相输入端之间，用于消除高频振荡。

10、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述比较放大单元包括：一采用三极管构造的的放大器以及消振单元，所述放大器的输入端通过所述参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述放大器的输出端作为所述比较放大单元的输出端，所述放大器的公共端连接同步整流管的源极，所述消振单元串联在所述放大器的公共端与输出端之间。

11、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述比较放大单元包括：一采用三极管构造的的放大器以及消振单元，所述放大器的输入端通过所述参考电平单元连接同步整流管的漏极，所述放大器的输出端作为所述比较放大单元的输出端，所述放大器的公共端连接同步整流管的源极，所述消振单元串联在所述放大器的输出端与输入端之间。

12、根据权利要求8、9、10或11所述的驱动电路，其特征在于，所述消振单元为：电容，或者电容与电阻的串联电路。

Images