CN117394687A - Dc-dc转换器及芯片 - Google Patents

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CN117394687A CN202311595991.8A CN202311595991A CN117394687A CN 117394687 A CN117394687 A CN 117394687A CN 202311595991 A CN202311595991 A CN 202311595991A CN 117394687 A CN117394687 A CN 117394687A
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Abstract

本公开提供了一种DC‑DC转换器及芯片，其中，DC‑DC转换器包括自举升压电路、电荷泵升压电路、高侧驱动电路、低侧驱动电路、高侧功率管和低侧功率管，自举升压电路为高侧驱动电路提供第一升压电压；高侧驱动电路根据第一升压电压向高侧功率管的控制极输出第一高侧驱动电压；电荷泵升压电路通过电荷泵生成第二升压电压，并基于第二升压电压向高侧功率管的控制极输出第二高侧驱动电压，第二升压电压大于第一升压电压；高侧功率管的第一极耦接输入电压端，第二极经由开关节点耦接低侧功率管的第一极，高侧功率管根据第一高侧驱动电压和第二高侧驱动电压实现导通或截止；自举升压电路的一端和电荷泵升压电路的一端分别耦接开关节点。

Description

DC-DC转换器及芯片
技术领域
本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种DC-DC转换器及芯片。
背景技术
随着集成电路市场的日趋扩大，直流转直流(DC-DC)转换器得到了快速发展，作为一种开关电源技术，DC-DC转换器具有动态响应快、控制简单等优点，具有广泛的应用。
目前，当BUCK型DC-DC转换器中选择NMOS作为功率管时，需要采用自举电容为功率管的驱动部分进行供电，然而，相关技术中为了得到较低的高侧功率管导通阻抗，自举电容的电容值和面积往往较大，导致芯片成本较高。
针对BUCK型DC-DC转换器中自举电容的电容值和面积较大，导致芯片成本较高的问题，目前尚未提出有效的技术解决方案。
发明内容
本公开的主要目的在于提供一种DC-DC转换器及芯片，以解决BUCK型DC-DC转换器中自举电容的电容值和面积较大，导致芯片成本较高的问题。
为了实现上述目的，本公开的第一方面提供了一种DC-DC转换器，包括自举升压电路、电荷泵升压电路、高侧驱动电路、低侧驱动电路、高侧功率管和低侧功率管；
自举升压电路被配置为基于输入电压端的输入电压，为高侧驱动电路提供第一升压电压；
高侧驱动电路被配置为基于调制信号端的脉冲宽度调制信号，根据第一升压电压向高侧功率管的控制极输出第一高侧驱动电压；
电荷泵升压电路被配置为通过电荷泵生成第二升压电压，并根据第二升压电压向高侧功率管的控制极输出第二高侧驱动电压，其中，第二升压电压大于第一升压电压；
低侧驱动电路被配置为基于调制信号端的脉冲宽度调制信号，向低侧功率管的控制极输出低侧驱动电压；
高侧功率管的第一极耦接输入电压端，高侧功率管的第二极经由开关节点耦接低侧功率管的第一极，高侧功率管被配置为根据第一高侧驱动电压和第二高侧驱动电压实现导通或截止，低侧功率管被配置为根据低侧驱动电压实现导通或截止；
自举升压电路的一端和电荷泵升压电路的一端分别耦接开关节点。
可选地，自举升压电路包括第一二极管和第一自举电容器；
第一二极管的第一端耦接输入电压端，第一二极管的第二端经由第一自举节点分别耦接第一自举电容器的第一端和高侧驱动电路的第一端；
第一自举电容器的第二端分别耦接开关节点和高侧驱动电路的第二端，第一自举电容器被配置为在脉冲宽度调制信号为低电平时，基于输入电压进行充电，在脉冲宽度调制信号为高电平时，为高侧驱动电路提供第一升压电压。
进一步地，电荷泵升压电路包括电荷泵、单向整流电路、第二自举电容器和高压驱动电路；
电荷泵被配置为经由单向整流电路为第二自举电容器充电至输入电压的N倍，其中，N为大于1的正整数；
单向整流电路的第一端耦接电荷泵，单向整流电路的第二端经由第二自举节点分别耦接第二自举电容器的第一端和高压驱动电路的第一端；
第二自举电容器的第二端耦接开关节点，第二自举电容器被配置为在脉冲宽度调制信号为低电平时，基于电荷泵进行充电，在脉冲宽度调制信号为高电平且开关节点的电压上升至输入电压时，为高压驱动电路提供第二升压电压；
高压驱动电路的第二端耦接高侧功率管的控制极，高压驱动电路被配置为基于第二升压电压，向高侧功率管的控制极输出第二高侧驱动电压。
可选地，单向整流电路包括单向导通开关管。
可选地，单向整流电路包括第二二极管。
进一步地，当N为3时，电荷泵包括数字接收器、第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管；
数字接收器的第一端耦接调制信号端，数字接收器的第二端耦接自举控制信号端，数字接收器的第三端耦接第一晶体管的控制极，数字接收器的第四端耦接第二晶体管的控制极，数字接收器被配置为根据调制信号端的脉冲宽度调制信号和自举控制信号端的自举控制信号，控制第一晶体管和第二晶体管的开启或关闭；
第一晶体管的第一极分别耦接第二晶体管的第一极、第三晶体管的第一极和第一自举电容器的第二端，第一晶体管的第二极分别耦接输入电压端和第一二极管的第一端，第二晶体管的第二极接地；
第三晶体管的控制极耦接调制信号端，第三晶体管的第二极耦接开关节点，由调制信号端的脉冲宽度调制信号控制第三晶体管的开启或关闭。
进一步地，高压驱动电路包括第四晶体管、第三二极管、第四二极管和第三自举电容器；
第三自举电容器的第一端分别耦接第三二极管的第二端、第四二极管的第一端和第四晶体管的控制极，第三自举电容器的第二端接地，第三自举电容器被配置为向第四晶体管的控制极输出信号；
第四晶体管的第一极耦接高侧功率管的控制极，第四晶体管的第二极耦接第二自举节点，第四晶体管被配置为根据第四晶体管的控制极电压和第二极电压的压差实现开启或关闭；
第三二极管的第一端分别耦接第一自举节点和第二二极管的第一端，第四二极管的第二端分别耦接第二二极管的第二端和第二自举节点。
进一步地，当调制信号端的脉冲宽度调制信号为低电平时，自举控制信号端的自举控制信号为方波信号，第一晶体管和第二晶体管开启，第三晶体管关闭，高侧功率管截止，低侧功率管导通，第一自举电容器被配置为经由第二二极管将第二自举电容器充电至输入电压的2倍，且经由第三二极管将第三自举电容器充电至输入电压的2倍，第四晶体管关闭；
当调制信号端的脉冲宽度调制信号为高电平时，第一晶体管和第二晶体管关闭，第三晶体管开启，高侧功率管导通，低侧功率管截止，开关节点电压升高；当开关节点电压升高至预设阈值时，第四晶体管开启，当开关节点电压升高至输入电压时，第二自举电容器上极板电压被抬高至输入电压的3倍，其中，预设阈值小于输入电压。
可选地，DC-DC转换器还包括输出电路，输出电路的一端耦接开关节点，输出电路被配置为生成输出电压；
输出电路包括电感器、输出电容器、等效串联电阻器和输出电阻器；
电感器的第一端耦接开关节点，电感器的第二端分别耦接等效串联电阻器的第一端、输出电阻器的第一端和输出电压端，根据流经电感器的电感电流在输出电压端生成输出电压；
等效串联电阻器的第二端耦接输出电容器的第一端，输出电容器的第二端和输出电阻器的第二端分别接地。
本公开的第二方面提供了一种芯片，该芯片包括第一方面任意一项的DC-DC转换器。
本公开的第三方面提供了一种电子设备，该电子设备包括第二方面的芯片。
在本公开实施例提供的DC-DC转换器中，通过引入电荷泵升压电路，生成第二升压电压，该第二升压电压大于自举升压电路提供的第一升压电压；高侧驱动电路根据第一升压电压向高侧功率管的控制极输出第一高侧驱动电压，电荷泵升压电路根据第二升压电压向高侧功率管的控制极输出第二高侧驱动电压，输出的第二高侧驱动电压大于第一高侧驱动电压，提升了高侧功率管的控制极电压。本公开通过电荷泵升压电路生成大于第一升压电压的第二升压电压，进而提升高侧功率管的控制极电压，使得较小的自举电容得到较高的高侧功率管栅源电压，减小了DC-DC转换器内置自举电容的电容值，降低了内置自举电容的面积，进而降低了芯片成本，解决了BUCK型DC-DC转换器中自举电容的电容值和面积较大，导致芯片成本较高的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本公开具体实施方式或相关技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为相关技术中BUCK型DC-DC转换器的电路图；
图2为本公开实施例提供的DC-DC转换器的示例性框图；
图3为本公开一实施例提供的DC-DC转换器的示例性电路图；
图4为本公开再一实施例提供的DC-DC转换器的示例性电路图。
具体实施方式
为了使本公开的实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图，对本公开的实施例的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例是本公开的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本公开的实施例，本领域技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，也都属于本公开保护的范围。
除非另外定义，否则在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本公开主题所属领域的技术人员所通常理解的相同含义。进一步将理解的是，诸如在通常使用的词典中定义的那些的术语应解释为具有与说明书上下文和相关技术中它们的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的形式来解释，除非在此另外明确定义。如在此所使用的，将两个或更多部分“连接”或“耦接”到一起的陈述应指这些部分直接结合到一起或通过一个或多个中间部件结合。
在本公开的所有实施例中，由于金属氧化物半导体(MOS)晶体管的源极和漏极是对称的，并且N型晶体管和P型晶体管的源极和漏极之间的导通电流方向相反，因此在本公开的实施例中，将MOS晶体管的受控中间端称为控制极，将MOS晶体管的其余两端分别称为第一极和第二极。本公开的实施例中所采用的晶体管主要是开关晶体管。此外，为便于统一表述，在上下文中，将双极结型晶体管(BJT)的基极称为控制极，将BJT的发射极称为第一极，将BJT的集电极称为第二极。另外，诸如“第一”和“第二”的术语仅用于将一个部件(或部件的一部分)与另一个部件(或部件的另一部分)区分开。
目前，当BUCK型DC-DC转换器中选择NMOS作为功率管时，需要采用一个自举电容(BST电容)为功率管的驱动部分进行供电，图1示出了相关技术中一种低压BUCK型DC-DC转换器的电路图，其中，PWM信号为脉冲宽度调制信号，Vin为输入电压，该输入电压为低压，大小为2.5V至5.5V，Vout为输出电压，SBD为肖特基二极管，BST和SW分别表示电路中的自举节点和开关节点，Cbst为自举电容，Driver_Hside为高侧驱动电路，HS为高侧功率管，Driver_Lside为低侧驱动电路，LS为低侧功率管，L为电感，Cout为输出电容，Resr为等效串联电阻，RL为输出电阻；
为了得到较低的高侧功率管HS导通阻抗，自举电容Cbst的电容值通常较大，传统方案为外加一个自举电容Cbst，这种情况下芯片需要增加一个BST引脚，为了避免增加一个BST引脚，相关技术中将自举电容Cbst内置。
由于MOS管的导通阻抗反比于其栅源电压Vgs，因此在相同的MOS管面积下，要得到更低的MOS管导通阻抗，则需要更高的栅源电压Vgs。通过下述计算方式，可以得到内置自举电容Cbst的BUCK型DC-DC转换器中高侧功率管HS的栅源电压Vgs：
1：假设高侧功率管HS的总电荷Total charge为Qt，驱动完成后的电压为Vgs，则Qt＝Vgs*Cgs，可以得到一个等效栅极电容为Cgs；
2：自举电容Cbst被输入电压Vin充电后电压为Vin，假设忽略掉驱动级损耗，直接用自举电容Cbst对HS栅极提供驱动电压，则可以得到一个share电荷的过程：
Vin*Cbst＝Vgs*(Cgs+Cbst)，即栅源电压Vgs为Vgs＝Vin*Cbst/(Cgs+Cbst)；
可以看到，如果Cgs＝Cbst，则可以得出Vgs＝1/2*Vin，如果要得到更高的Vgs，则需要更大的自举电容Cbst；
然而，由于电容值与电容器极板的面积成正比，自举电容Cbst的电容值越大，自举电容Cbst的面积就越大，较大的自举电容Cbst面积会导致芯片成本较高。
发明人发现，为了降低芯片成本，需要减小或优化内置的自举电容面积，减小或避免增大自举电容Cbst的电容值，以较小的自举电容Cbst得到较高的高侧功率管HS栅源电压Vgs，进而得到较低的高侧功率管HS导通阻抗；因此，如何以较小的自举电容Cbst得到较高的高侧功率管HS栅源电压Vgs，是迫切需要实现的。
针对上述计算方式中share电荷的过程，如果将自举电容Cbst的电容值提升一倍，即Cbst＝2*Cgs，则可以得到Vgs＝2/3*Vin；如果将自举电容Cbst的初始电压提升一倍，即初始电压为2*Vin，则可以得到Vgs＝2*Vin*Cbst/(Cgs+Cbst)＝Vin，得到的栅源电压Vgs也提升了一倍；
经过上述分析可以看出，提升自举电容Cbst的初始电压比提升自举电容Cbst的面积对于高侧功率管HS栅源电压Vgs的提升更为有效；
因此，本公开实施例在原有第一自举电容器C_BST1的基础上增加内置的第二自举电容器C_BST2，与原有第一自举电容器C_BST1的初始电压相比，通过电荷泵升压电路中的电荷泵Charge pump提升第二自举电容器C_BST2的初始电压，第二自举电容器C_BST2使用更高的初始电压，在相同的电容面积下可以在驱动过程中share更多的电荷，高侧功率管HS栅极的驱动电压更高；本公开实施例为第二自举电容器C_BST2提供更高的初始电压，使得在得到相同高侧功率管HS栅源电压Vgs的前提下，第二自举电容器C_BST2的面积更小，实现内置自举电容面积的优化设计，进而降低芯片成本。
本公开实施例提供了一种DC-DC转换器，该DC-DC转换器的示例性框图如图2所示，包括自举升压电路、电荷泵升压电路、高侧驱动电路Driver_Hside、低侧驱动电路Driver_Lside、高侧功率管HS和低侧功率管LS；
自举升压电路被配置为基于输入电压端的输入电压Vin，为高侧驱动电路Driver_Hside提供第一升压电压；
高侧驱动电路Driver_Hside被配置为基于调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号，根据第一升压电压向高侧功率管HS的控制极输出第一高侧驱动电压；PWM信号可以直接输出至高侧功率管HS的控制极，还可以匹配到高侧功率管HS的电平转换器，经由电平转换器输出至高侧功率管HS的控制极，控制极对应MOS管的栅极；
电荷泵升压电路被配置为通过电荷泵Charge pump生成第二升压电压，并根据第二升压电压向高侧功率管HS的控制极输出第二高侧驱动电压，其中，第二升压电压大于第一升压电压；通过电荷泵升压电路生成大于第一升压电压的第二升压电压，使得较小的自举电容值得到较高的高侧功率管HS栅源电压Vgs，进而得到较低的高侧功率管HS导通阻抗；根据第二升压电压向高侧功率管HS的控制极输出的第二高侧驱动电压，大于根据第一升压电压向高侧功率管HS的控制极输出的第一高侧驱动电压；
低侧驱动电路Driver_Lside被配置为基于调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号，向低侧功率管LS的控制极输出低侧驱动电压；
高侧功率管HS的第一极耦接输入电压端，高侧功率管HS的第二极经由开关节点耦接低侧功率管LS的第一极，高侧功率管HS被配置为根据第一高侧驱动电压和第二高侧驱动电压实现导通或截止，低侧功率管LS被配置为根据低侧驱动电压实现导通或截止；低侧功率管LS的第二极接地；
自举升压电路的一端和电荷泵升压电路的一端分别耦接开关节点SW。
图2所示的DC-DC转换器中还包括输出电路，输出电路的一端耦接开关节点SW，输出电路被配置为生成输出电压。
本公开实施例在得到相同的高侧功率管栅源电压的前提下，通过电荷泵升压电路中的电荷泵提升起始电压，可以大大地降低自举电容器的面积，以最小的自举电容器得到相同的高侧功率管栅源电压，实现内置自举电容器面积的优化设计，降低芯片成本。
本公开实施例提供的DC-DC转换器的示例性电路图如图3所示，其中，自举升压电路包括第一二极管D1和第一自举电容器C_BST1；其中，第一二极管D1可以为肖特基二极管；
第一二极管D1的第一端耦接输入电压端，第一二极管D1的第二端经由第一自举节点BST1分别耦接第一自举电容器C_BST1的第一端和高侧驱动电路Driver_Hside的第一端；
第一自举电容器C_BST1的第二端分别耦接开关节点SW和高侧驱动电路Driver_Hside的第二端，第一自举电容器C_BST1被配置为在脉冲宽度调制PWM信号为低电平时，基于输入电压Vin进行充电，在脉冲宽度调制PWM信号为高电平时，为高侧驱动电路Driver_Hside提供第一升压电压。
其中，第一二极管D1起整流作用，在脉冲宽度调制PWM信号为高电平时，高侧功率管HS导通，低侧功率管LS截止，开关节点SW处电压为Vin，第一自举电容器C_BST1上极板电压被抬高到大于Vin，第一二极管D1可以防止第一自举电容器C_BST1上极板向输入电压端放电。
图3中，电荷泵升压电路包括电荷泵Charge pump、单向整流电路、第二自举电容器C_BST2和高压驱动电路；
电荷泵Charge pump被配置为经由单向整流电路为第二自举电容器C_BST2充电至输入电压Vin的N倍，其中，N为大于1的正整数；在得到相同的高侧功率管HS栅源电压Vgs的前提下，电荷泵Charge pump为第二自举电容器C_BST2充电的初始电压N*Vin越高，第二自举电容器C_BST2的面积越小；
单向整流电路的第一端耦接电荷泵Charge pump，单向整流电路的第二端经由第二自举节点BST2分别耦接第二自举电容器C_BST2的第一端和高压驱动电路的第一端；
第二自举电容器C_BST2的第二端耦接开关节点SW，第二自举电容器C_BST2被配置为在脉冲宽度调制PWM信号为低电平时，基于电荷泵Charge pump进行充电，在脉冲宽度调制PWM信号为高电平且开关节点SW的电压上升至输入电压Vin时，为高压驱动电路提供第二升压电压；
高压驱动电路的第二端耦接高侧功率管HS的控制极，高压驱动电路被配置为基于第二升压电压，向高侧功率管HS的控制极输出第二高侧驱动电压。
具体的，在脉冲宽度调制PWM信号为低电平时，电荷泵Charge pump为第二自举电容器C_BST2充电；在脉冲宽度调制PWM信号为高电平时，初始由第一自举电容器C_BST1为高侧驱动电路Driver_Hside供电，为高侧驱动电路Driver_Hside提供第一升压电压，进而驱动高侧功率管HS，使得高侧功率管HS导通，低侧功率管LS截止，开关节点SW处电压开始上升，第一自举节点BST1处电压和第二自举节点BST2处电压被逐步抬高；
在脉冲宽度调制PWM信号为高电平且开关节点SW处电压上升至Vin时，由第二自举电容器C_BST2为高压驱动电路供电，为高压驱动电路提供第二升压电压，高压驱动电路进而向高侧功率管HS的控制极输出第二高侧驱动电压，驱动高侧功率管HS，将第一自举节点BST1处电压和第二自举节点BST2处电压抬高1个Vin。
在本公开一种可选的实施方式中，单向整流电路包括单向导通开关管。单向整流电路可以为采用适当逻辑控制的单向导通开关管。
图3中，单向整流电路包括第二二极管D2。单向整流电路也可以为第二二极管D2。
图3中，输出电路包括电感器L、输出电容器Cout、等效串联电阻器Resr和输出电阻器RL；其中，Resr为输出电容器Cout的寄生电阻器；
电感器L的第一端耦接开关节点SW，电感器L的第二端分别耦接等效串联电阻器Resr的第一端、输出电阻器RL的第一端和输出电压端，根据流经电感器L的电感电流在输出电压端生成输出电压Vout；
等效串联电阻器Resr的第二端耦接输出电容器Cout的第一端，输出电容器Cout的第二端和输出电阻器RL的第二端分别接地。
下面结合图3中DC-DC转换器的示例性电路图，说明DC-DC转换器的工作原理。
在Toff期间内，PWM信号为低电平，高侧功率管HS截止，低侧功率管LS导通，开关节点SW处电压为0，电荷泵Charge pump将第二自举电容器C_BST2充电到N*Vin，N为大于1的正数，例如2、3、4或5等；其中，在得到相同的高侧功率管HS栅源电压Vgs的前提下，电荷泵Charge pump为第二自举电容器C_BST2充电的初始电压N*Vin越高，第二自举电容器C_BST2的面积越小；
在Ton期间，PWM信号为高电平，高侧功率管HS导通，低侧功率管LS截止，初始时由第一自举电容器C_BST1为高侧驱动电路Driver_Hside提供第一升压电压，为高侧驱动电路Driver_Hside供电，高侧驱动电路Driver_Hside向高侧功率管HS的栅极输出第一高侧驱动电压，直至开关节点SW处电压上升至Vin，此时再由第二自举电容器C_BST2为高压驱动电路提供第二升压电压，为高压驱动电路供电，高压驱动电路向高侧功率管HS的栅极输出第二高侧驱动电压。
在得到相同的高侧功率管HS栅源电压Vgs的前提下，通过电荷泵Charge pump将第二自举电容器C_BST2充电到N*Vin，提升第二自举电容器C_BST2的起始电压，可以大大地降低第二自举电容器C_BST2的面积，以最小的第二自举电容器C_BST2得到相同的高侧功率管HS栅源电压Vgs，实现内置第二自举电容器C_BST2面积的优化设计，即完成了内置自举电容面积的优化设计。
在本公开一种可选的实施方式中，针对为第二自举电容器C_BST2充电的初始电压N*Vin，当N为3时，DC-DC转换器的示例性电路图如图4所示，其中，电荷泵Charge pump包括数字接收器DR、第一晶体管P1、第二晶体管P2和第三晶体管P3；
具体的，第一晶体管P1为具有P型补偿的增强型MOS管，将P型本底区域和N型沟道区域分开，可以防止发生PN结反向击穿现象，提高MOS管的稳定性和可控性；
数字接收器DR的第一端耦接调制信号端，数字接收器DR的第二端耦接自举控制信号端，数字接收器DR的第三端耦接第一晶体管P1的控制极，数字接收器DR的第四端耦接第二晶体管P2的控制极，数字接收器DR被配置为根据调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号和自举控制信号端的自举控制信号BST_Control，控制第一晶体管P1和第二晶体管P2的开启或关闭；
第一晶体管P1的第一极分别耦接第二晶体管P2的第一极、第三晶体管P3的第一极和第一自举电容器C_BST1的第二端，第一晶体管P1的第二极分别耦接输入电压端和第一二极管D1的第一端，第二晶体管P2的第二极接地；
第三晶体管P3的控制极耦接调制信号端，第三晶体管P3的第二极耦接开关节点SW，由调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号控制第三晶体管P3的开启或关闭。
图4中，高压驱动电路包括第四晶体管P4、第三二极管D3、第四二极管D4和第三自举电容器C_BST3；其中，第四晶体管P4为具有P型补偿的增强型MOS管，将P型本底区域和N型沟道区域分开，可以防止发生PN结反向击穿现象，提高MOS管的稳定性和可控性；并且，第四晶体管P4为高压PMOS管(HVPMOS管)；本公开实施例中假设各个二极管的正向压降均为0，当应用场景需要精确计算时，可以再为各个二极管的正向压降赋值；
第三自举电容器C_BST3的第一端分别耦接第三二极管D3的第二端、第四二极管D4的第一端和第四晶体管P4的控制极，第三自举电容器C_BST3的第二端接地，第三自举电容器C_BST3被配置为向第四晶体管P4的控制极输出信号；
第四晶体管P4的第一极耦接高侧功率管HS的控制极，第四晶体管P4的第二极耦接第二自举节点BST2，第四晶体管P4被配置为根据第四晶体管P4的控制极电压和第二极电压的压差实现开启或关闭；
第三二极管D3的第一端分别耦接第一自举节点BST1和第二二极管D2的第一端，第四二极管D4的第二端分别耦接第二二极管D2的第二端和第二自举节点BST2。
在本公开一种优选的实施方式中，当调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号为低电平时，自举控制信号端的自举控制信号BST_Control为方波信号，第一晶体管P1和第二晶体管P2开启，第三晶体管P3关闭，高侧功率管HS截止，低侧功率管LS导通，第一自举电容器C_BST1被配置为经由第二二极管D2将第二自举电容器C_BST2充电至输入电压Vin的2倍，且经由第三二极管D3将第三自举电容器C_BST3充电至输入电压Vin的2倍，第四晶体管P4关闭；
当调制信号端的脉冲宽度调制PWM信号为高电平时，第一晶体管P1和第二晶体管P2关闭，第三晶体管P3开启，高侧功率管HS导通，低侧功率管LS截止，开关节点SW电压升高；当开关节点SW电压升高至预设阈值时，第四晶体管P4开启，当开关节点SW电压升高至输入电压Vin时，第二自举电容器C_BST2上极板电压被抬高至输入电压Vin的3倍，其中，预设阈值小于输入电压Vin。
下面结合图4中DC-DC转换器的示例性电路图，说明DC-DC转换器的工作原理。
图4中假设各个二极管的正向压降均为0，当应用场景需要精确计算各个二极管的正向压降时，可以再为各个二极管的正向压降赋值；低压BUCK型DC-DC转换器中输入电压Vin为2.5V至5V，针对为第二自举电容器C_BST2充电到的初始电压N*Vin，当初始电压N*Vin为3*Vin时，DC-DC转换器的工作原理为：
在Toff期间内，PWM信号为低电平，自举控制信号BST_Control置为方波信号，第一晶体管P1和第二晶体管P2开启，第三晶体管P3关闭，高侧功率管HS截止，低侧功率管LS导通；第一自举电容器C_BST1将第二自举电容器C_BST2和第三自举电容器C_BST3均充电到2*Vin，第二自举电容器C_BST2和第三自举电容器C_BST3的上极板电压均为第一自举节点BST1处电压，即2*Vin，第三自举电容器C_BST3控制第四晶体管P4的栅极电压Vg，第四晶体管P4的栅源电压Vgs为0，因此一直处于关闭状态；
在Ton初期，PWM信号由低电平变为高电平后，第一晶体管P1和第二晶体管P2关闭，第三晶体管P3开启，由第一自举电容器C_BST1对高侧功率管HS的驱动级供电，从而向高侧功率管HS栅极输出驱动电压，高侧功率管HS导通，低侧功率管LS截止，开关节点SW处电压逐步升高，直至升高至Vin；开关节点SW处电压升高的同时，将第二自举节点BST2处电压抬高，当第二自举节点BST2处电压比第三晶体管P4栅极电压Vg高预设阈值Vgs(th)时，第四晶体管P4开启，由第二自举电容器C_BST2向高侧功率管HS栅极输出驱动电压，第二自举节点BST2处电压最高可以达到3*Vin，此时，第二自举电容器C_BST2上极板电压被抬高到3*Vin，第三自举电容器C_BST3上极板电压仍为2*Vin。
本公开实施例采用了一个极为简洁的电路结构完成了3*Vin对高侧功率管HS提供驱动电压的需求，在得到相同的高侧功率管HS栅源电压Vgs的前提下，可以大大地降低自举电容Cbst的面积，以降低芯片成本。
本公开实施例还提供了一种芯片，该芯片包括根据本公开实施例的DC-DC转换器，该芯片可以是内嵌efuse IP的芯片。
本公开实施例还提供了一种电子设备，该电子设备包括根据本公开实施例的芯片，该电子设备可以是编程烧写设备。
从以上的描述中，可以看出，本公开实现了如下技术效果：
本公开通过电荷泵升压电路生成大于第一升压电压的第二升压电压，进而提升高侧功率管的控制极电压，使得较小的自举电容得到较高的高侧功率管栅源电压，减小了DC-DC转换器内置自举电容的电容值，降低了内置自举电容的面积，进而降低了芯片成本，解决了BUCK型DC-DC转换器中自举电容的电容值和面积较大，导致芯片成本较高的问题；
本公开在得到相同高侧功率管栅源电压的前提下，通过电荷泵提升自举电容器的起始电压，可以降低自举电容器的电容值，由于电容值与电容器极板的面积成正比，因此可以降低自举电容器的面积，优化内置自举电容器的面积，进而降低芯片成本。
附图中的流程图和框图显示了根据本公开的多个实施例的装置和方法的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或指令的一部分，模块、程序段或指令的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。在有些作为替换的实现中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
除非上下文中另外明确地指出，否则在本文和所附权利要求中所使用的词语的单数形式包括复数，反之亦然。因而，当提及单数时，通常包括相应术语的复数。相似地，措辞“包含”和“包括”将解释为包含在内而不是独占性的。同样地，术语“包括”和“或”应当解释为包括在内的，除非本文中明确禁止这样的解释。在本文中使用术语“示例”之处，特别是当其位于一组术语之后时，“示例”仅仅是示例性的和阐述性的，且不应当被认为是独占性的或广泛性的。
进一步的方面和范围从本文中提供的描述变得明显。应当理解，本公开的各个方面可以单独或者与一个或多个其它方面组合实施。还应当理解，本文中的描述和特定实施例旨在仅说明目的并不旨在限制本公开的范围。
虽然结合附图描述了本公开的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本公开的精神和范围的情况下作出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。

Claims (10)

1.一种DC-DC转换器，其特征在于，包括自举升压电路、电荷泵升压电路、高侧驱动电路、低侧驱动电路、高侧功率管和低侧功率管；
所述自举升压电路被配置为基于输入电压端的输入电压，为所述高侧驱动电路提供第一升压电压；
所述高侧驱动电路被配置为基于调制信号端的脉冲宽度调制信号，根据所述第一升压电压向所述高侧功率管的控制极输出第一高侧驱动电压；
所述电荷泵升压电路被配置为通过电荷泵生成第二升压电压，并根据所述第二升压电压向所述高侧功率管的控制极输出第二高侧驱动电压，其中，所述第二升压电压大于所述第一升压电压；
所述低侧驱动电路被配置为基于所述调制信号端的脉冲宽度调制信号，向所述低侧功率管的控制极输出低侧驱动电压；
所述高侧功率管的第一极耦接所述输入电压端，所述高侧功率管的第二极经由开关节点耦接所述低侧功率管的第一极，所述高侧功率管被配置为根据所述第一高侧驱动电压和第二高侧驱动电压实现导通或截止，所述低侧功率管被配置为根据所述低侧驱动电压实现导通或截止；
所述自举升压电路的一端和所述电荷泵升压电路的一端分别耦接所述开关节点。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述自举升压电路包括第一二极管和第一自举电容器；
所述第一二极管的第一端耦接所述输入电压端，所述第一二极管的第二端经由第一自举节点分别耦接所述第一自举电容器的第一端和所述高侧驱动电路的第一端；
所述第一自举电容器的第二端分别耦接所述开关节点和所述高侧驱动电路的第二端，所述第一自举电容器被配置为在所述脉冲宽度调制信号为低电平时，基于所述输入电压进行充电，在所述脉冲宽度调制信号为高电平时，为所述高侧驱动电路提供第一升压电压。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述电荷泵升压电路包括所述电荷泵、单向整流电路、第二自举电容器和高压驱动电路；
所述电荷泵被配置为经由所述单向整流电路为所述第二自举电容器充电至所述输入电压的N倍，其中，N为大于1的正整数；
所述单向整流电路的第一端耦接所述电荷泵，所述单向整流电路的第二端经由第二自举节点分别耦接所述第二自举电容器的第一端和所述高压驱动电路的第一端；
所述第二自举电容器的第二端耦接所述开关节点，所述第二自举电容器被配置为在所述脉冲宽度调制信号为低电平时，基于所述电荷泵进行充电，在所述脉冲宽度调制信号为高电平且所述开关节点的电压上升至所述输入电压时，为所述高压驱动电路提供第二升压电压；
所述高压驱动电路的第二端耦接所述高侧功率管的控制极，所述高压驱动电路被配置为基于所述第二升压电压，向所述高侧功率管的控制极输出所述第二高侧驱动电压。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述单向整流电路包括单向导通开关管。
5.根据权利要求3所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述单向整流电路包括第二二极管。
6.根据权利要求5所述的DC-DC转换器，其特征在于，当N为3时，所述电荷泵包括数字接收器、第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管；
所述数字接收器的第一端耦接所述调制信号端，所述数字接收器的第二端耦接自举控制信号端，所述数字接收器的第三端耦接所述第一晶体管的控制极，所述数字接收器的第四端耦接所述第二晶体管的控制极，所述数字接收器被配置为根据所述调制信号端的脉冲宽度调制信号和所述自举控制信号端的自举控制信号，控制所述第一晶体管和第二晶体管的开启或关闭；
所述第一晶体管的第一极分别耦接所述第二晶体管的第一极、所述第三晶体管的第一极和第一自举电容器的第二端，所述第一晶体管的第二极分别耦接所述输入电压端和第一二极管的第一端，所述第二晶体管的第二极接地；
所述第三晶体管的控制极耦接所述调制信号端，所述第三晶体管的第二极耦接所述开关节点，由所述调制信号端的脉冲宽度调制信号控制所述第三晶体管的开启或关闭。
7.根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述高压驱动电路包括第四晶体管、第三二极管、第四二极管和第三自举电容器；
所述第三自举电容器的第一端分别耦接所述第三二极管的第二端、所述第四二极管的第一端和所述第四晶体管的控制极，所述第三自举电容器的第二端接地，所述第三自举电容器被配置为向所述第四晶体管的控制极输出信号；
所述第四晶体管的第一极耦接所述高侧功率管的控制极，所述第四晶体管的第二极耦接第二自举节点，所述第四晶体管被配置为根据所述第四晶体管的控制极电压和第二极电压的压差实现开启或关闭；
所述第三二极管的第一端分别耦接第一自举节点和第二二极管的第一端，所述第四二极管的第二端分别耦接所述第二二极管的第二端和第二自举节点。
8.根据权利要求7所述的DC-DC转换器，其特征在于，
当所述调制信号端的脉冲宽度调制信号为低电平时，所述自举控制信号端的自举控制信号为方波信号，所述第一晶体管和第二晶体管开启，所述第三晶体管关闭，所述高侧功率管截止，所述低侧功率管导通，第一自举电容器被配置为经由所述第二二极管将所述第二自举电容器充电至输入电压的2倍，且经由所述第三二极管将所述第三自举电容器充电至输入电压的2倍，所述第四晶体管关闭；
当所述调制信号端的脉冲宽度调制信号为高电平时，所述第一晶体管和第二晶体管关闭，所述第三晶体管开启，所述高侧功率管导通，所述低侧功率管截止，开关节点电压升高；当所述开关节点电压升高至预设阈值时，所述第四晶体管开启，当所述开关节点电压升高至所述输入电压时，所述第二自举电容器上极板电压被抬高至输入电压的3倍，其中，所述预设阈值小于输入电压。
9.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器还包括输出电路，所述输出电路的一端耦接所述开关节点，所述输出电路被配置为生成输出电压；
所述输出电路包括电感器、输出电容器、等效串联电阻器和输出电阻器；
所述电感器的第一端耦接所述开关节点，所述电感器的第二端分别耦接所述等效串联电阻器的第一端、输出电阻器的第一端和输出电压端，根据流经所述电感器的电感电流在所述输出电压端生成输出电压；
所述等效串联电阻器的第二端耦接所述输出电容器的第一端，所述输出电容器的第二端和所述输出电阻器的第二端分别接地。
10.一种芯片，其特征在于，包括权利要求1-9中任意一项所述的DC-DC转换器。
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