JP5059155B2 - 光通信の改良または光通信に関連した改良 - Google Patents

Description

本発明は、光通信、とりわけ光搬送波を変調および復調するための方法に関する。特に本発明は、波長分割多重（ＷＤＭ）方式の光通信システム用に、斯かる変調および復調を用いる装置ならびに方法に関する。

２地点間（ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−ｐｏｉｎｔ）情報伝達の根幹として光増幅型高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ：ｄｅｎｓｅ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）光リンクの進みつつある開発、各波長に割り当てられるビットレートの同時的な増加、そしてチャンネル数の同時的な増加にともない、従来のエルビウム添加光増幅器（ＥＤＦＡ：ｅｒｂｉｕｍ−ｄｏｐｅｄ ｏｐｔｉｃａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）のエルビウム利得ウィンドの幅が有限であることが、将来さらに増加する容量に対して重大な障害になる可能性がある。従来のＥＤＦＡは、４．４ＴＨｚのスペクトル幅に対応する３５ｎｍの利得帯域幅を有している。数Ｔｂｉｔ／ｓのシステムを実証することは既に現実的なものであるし、ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの値によって特徴付けられるようなスペクトル効率を真剣に考えるべき時期にきている。現在、高速光伝送には、単一のシンボルレベル（ｓｉｎｇｌｅ ｓｙｍｂｏｌ ｌｅｖｅｌ）を有する光パルスの形でデータが伝送されるような、非ゼロ復帰（ＮＲＺ：ｎｏｎ−ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）またはゼロ復帰（ＲＺ：ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）のいずれかの信号フォーマット（ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ ｆｏｒｍａｔ）を用いた２値振幅変調（ｂｉｎａｒｙ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｋｅｙｉｎｇ）が採用されている。
ＷＤＭ（波長分割多重）では、幾つかの要因によって２値振幅信号のための最小チャンネル間隔が制限され、実際にはスペクトル効率が約０．３ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚに限定される。チャンネルあたりのビットレートを増やすとシステム装備が軽減される傾向にはあるものの、１０Ｇｂｉｔ／ｓを超えるビットレートでの伝送には、幾つも克服しなければならない問題が存在している。すなわち、
・ 光ファイバリンクの分散の取り扱い（これは、ビットレートが増加するにつれてますます難しくなる）；
・ 光ファイバ内の偏光モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＰＭＤ）によって引き起こされる信号劣化の増大；
・ 多重化、分離化、および変調器駆動用の電子コンポーネントの実現化の困難性の増大；
である。

スペクトル効率を改善することができる技術として提案されたものは、４位相偏移変調（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）を用いるというものである（Ｓ． Ｙａｍａｚａｋｉ ａｎｄ Ｋ． Ｅｍｕｒａ，（１９９０） ”Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｓｔｕｄｙ ｏｎ ＱＰＳＫ ｏｐｔｉｃａｌ ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ”， Ｊ． Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．， ｖｏｌ． ８， ｐｐ． １６４６ − １６５３ 参照）。この光ＱＰＳＫにおいては、送信機レーザによって生成される光の位相は、単一の位相変調器（ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＰＭ）を用いて、この位相変調器を４レベルの電気信号によって駆動することで４つのデータ状態を表す０，π／２，π，３π／２の位相シフトを生成するか、あるいは、０又はπ／２、ならびに０又は３π／２の位相シフトをそれぞれ生成する２つの連結された位相変調器を用いるかのいずれかによって変調される。ＱＰＳＫの主たる欠点は、変調器の位置に、送信機レーザと光学的に位相同期（フェーズロック）した局地的なレーザが復調用に必要になることである。このために、通常、キャリア（搬送波）位相リカバリシステムが必要になる。ＷＤＭシステムに対してであれば、波長チャンネル毎にフェーズロック（位相同期）レーザが必要になろう。その上、位相（フェーズ）リカバリシステムと組み合わされることで最高度に複雑になる適応偏光制御を要する。しかも、コヒーレントな局地レーザを要するシステムは、光学的なカー非線形性（ｏｐｔｉｃａｌ Ｋｅｒｒ ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒｉｔｙ）によって引き起こされる光ファイバ内の相互位相変調（ｃｒｏｓｓ−ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＸＰＭ）に敏感で、これが大容量ＤＷＤＭ伝送への応用を厳しく制限している。
これまで、差分２位相偏移変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ ：ＤＢＰＳＫ）を用いることも提案されてきた（Ｍ． Ｒｏｈｄｅ ｅｔ ａｌ （２０００） ”Ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ ｏｆ ＤＰＳＫ ｄｉｒｅｃｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｆｏｒｍａｔ ｉｎ ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｉｂｒｅ ＷＤＭｓｙｓｔｅｍｓ”， Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．， ｖｏｌ． ３６参照）。ＤＢＰＳＫにおいてデータは、０又はπの位相変化の形で符号化されるが、このときの位相値は、先行するシンボル周期にわたる搬送波の位相に依存する。一つのアーム内での遅れがシンボル周期に等しいマッハ・ツェンダ干渉計が光信号を復調するのに用いられる。ＤＢＰＳＫは、受信側にフェーズロックレーザを必要としないものの、従来の振幅ＮＲＺ信号に比べてなんら際立った利点をもたらすものではない。

特開平０３−１７９９３９号公報 特開２０００−０９２００１号公報 特開昭６３−０８６６０８号公報 特開昭６３−００１２２０号公報 特開平０３−１７４５０３号公報 特開平０５−３３３２２３号公報 特開平１１−３３１０８９号公報 特開昭６３−０５２５３０号公報 特開平１０−０１３３４２号公報 特開昭６４−００７７２７号公報 特開昭６４−００５１２７号公報 特開２０００−１０６５４３号公報 特開平１１−２２０４４３号公報 特開２０００−０５９３００号公報 特開２０００−１５１５０５号公報

Richard Gross 他，Optical DQPSK Video System with Heterodyne Detection，PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS，米国，IEEE，１９９１年 ３月，Vol.3, No.3，p.262-264

本発明は、周知の構成の限界を部分的にせよ少なくとも克服するような、ＷＤＭ用の信号フォーマットを提供することを目的とする。

本発明によれば、複数ｎ本のデータ・ストリームを伝送する方法は、差分Ｍ位相偏移変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｍ−ａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙ：ＤＭＰＳＫ）信号（ここでＭ＝２^ｎ）を用いて光学的キャリア（光搬送波）を変調する工程を含んでいる。本方法は、ｎ＝２である差分４位相偏移変調を用いる工程を含んでいることが好ましい。本発明に係る方法の主たる長所は、データが位相の絶対値ではなく位相の変化の形で差分的に符号化されるため、フェーズロックされた局地的な光学的オシレータを要することなく、直接検出を行なえば、変調された光搬送波を復調できる点にある。

本発明は、特にＷＤＭ通信システムに用いられ、本発明の第２の観点によれば、光波長分割多重通信システムは、上記方法によって変調される光波長チャンネルに特徴を有している。波長チャンネルの離隔距離を減らすことによってスペクトル効率を改善するには、ＤＭＰＳＫ変調された波長チャンネルを多重化してＷＤＭ信号を生成する前に、これらの波長チャンネルをそれぞれ光学的にフィルタリングするための光学的フィルタリング手段をさらに上記ＷＤＭシステムが備えていることが好ましく、このとき、この光学的フィルタリング手段は、各符号に対するサンプル時における符号間干渉を低減するように選ばれる特性を有している。光学的フィルタリング手段は、２乗レイズドコサイン（ｓｑｕａｒｅｄ ｒａｉｓｅｄ−ｃｏｓｉｎｅ）形であるという特徴を備えていることが好ましい。好適には、フィルタリング手段（フィルタ手段）は、以下の式で与えられる伝送特性Ｇ（ｆ）を有している：

ここで、Ｔは復調器におけるサンプリング周期（すなわち１／回線符号速度）、αはフィルタの過剰帯域幅因子（ｅｘｃｅｓｓ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｆａｃｔｏｒ）、そしてｆ_０はＷＤＭチャンネルの中心周波数である。

上記フィルタは、０．２から０．８までの間の過剰帯域幅因子を有していることが好ましい。好適には、上記光学的フィルタリング手段は、各波長チャンネルに対してそれぞれ光学フィルタを備えている。簡単に一体化できるように、各フィルタが光ファイバ・ブラッグ・グレーティング（ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｒｅ Ｂｒａｇｇ ｇｒａｔｉｎｇ）を備えていることが好ましい。

本発明のさらなる観点によれば、２つのデータ・ストリームに応じて４位相差偏移変調（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙ）により光搬送波を変調するための変調装置は、それぞれの駆動電圧に応じて±πラジアンだけ選択的に位相を変調するように動作可能な２つのマッハ・ツェンダ干渉計；π／２の位相シフトを与えるための固定位相調整器；および２つのデータ・ストリームに応じてそれぞれの駆動電圧を生成するための手段を備え、干渉によって生成される位相変化でデータ・ストリームが符号化されるようになっている。

各干渉計は、周期的で、Ｖ_２ｐボルトの周期を持った電圧消光特性（ｏｐｔｉｃａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｖｅｒｓｕｓ ｄｒｉｖｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）を有し、変調器が該特性の一部で最小の透過率を与えるように動作可能とされ、さらに、駆動電圧が±Ｖ_ｐの値を有していることが好ましい。

本発明のまださらなる観点によれば、２つのデータ・ストリームに応じて４位相差偏移変調（ＱＰＳＫ）を用いて光搬送波を変調するための変調装置は、位相変調手段を備え、該位相変調手段は、光搬送波の位相を２つのデータ・ストリームに応じて０，π／２，π，３π／２ラジアンの位相シフトによって選択的に変調するように動作可能とされている。好適には、この位相変調手段は、光搬送波を２つの光信号に分離するための光分離手段を備えている。２つの光信号は、個々のマッハ・ツェンダ変調器へと送られ、マッハ・ツェンダ変調器は、個々の駆動電圧に応じて光信号の位相をπラジアンだけ選択的に変調するように動作可能とされている。上記位相変調手段は、上記光信号うちの一方に対してπ／２の位相シフトを与えるための固定位相調整器と、ＤＱＰＳＫ変調された符号を生成するために上記変調された光信号を結合させるための手段とを備えている。

このような構成を用いることにより、好ましくも、各マッハ・ツェンダ変調器は、Ｖ_２ｐの周期を有する周期的な電圧消光特性を有し、変調器が該特性の一部において最小の透過率を与えるように動作でき、さらに駆動電圧が±Ｖ_ｐの値を有している。

本発明のさらに他の観点によれば、４位相差偏移変調（ＤＱＰＳＫ）により変調された光信号を復調するための復調装置は、ＤＱＰＳＫ変調された光信号を分離するための光分離手段；不平衡化された２つのマッハ・ツェンダ干渉計（これらの干渉計には、変調された光信号のそれぞれの部分が送られる）；そして、各干渉計の光出力部を端子から端子に横渡しするように接続された個々に平衡化された光・電気変換器（ｏｐｔｉｃａｌ ｔｏ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を備え、このとき、各マッハ・ツェンダ干渉計は、変調された符号のシンボル周期（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）に概ね対応するような光路長差を該干渉計のそれぞれのアーム同志の間に有し、このうち一方の干渉計は、π／２ラジアンの相対的な位相シフトをさらに与えるように動作可能とされている。とりわけ好ましい構成において、上記マッハ・ツェンダ干渉計は、それぞれπ／４ラジアン及び−π／４ラジアンの位相シフトを与えるように動作可能とされている。
このような構成により、復調された出力が対称的なＮＲＺ信号となることが保証される。

上述のような光学的なフィルタリングを用いることは、変調の形式とはかかわりなく本発明の権利と考えられるものである。かくして、まださらに他の本発明の観点によれば、変調されたキャリアを多重化してＷＤＭ信号を作る前に、これらの変調された各キャリア（搬送波）をフィルタリングするための光学的フィルタリング手段が、選択波長による複数の変調光搬送波の形でデータが伝送されるタイプのＷＤＭ通信システムの特徴になっている。このとき、この光学的フィルタリング手段は、各符号に対するサンプル時における符号間干渉が最小化されるように選ばれる所定の光学特性を有している。
光学的フィルタリング手段は、上述のような特性を有することが好ましい。この光学的フィルタリング手段は、各波長チャンネルに対して、それぞれ光学フィルタ、それも好ましくはファイバ・ブラッグ・グレーティングを備えていることが好ましい。

本発明に係る光変調装置を概略的に示す図である。 図１の変調装置のプレコーディング回路の機能的な部材を示す図である。 本発明に係る光復調装置を概略的に示す図である。 図３の復調装置の一出力に関してシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイヤグラムを示す図である。 ６００ｋｍ光増幅され分散管理された光ファイバリンクにわたり伝送する場合に関してシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムを示す図であって、信号−自然放出光（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ：ＡＳＥ）ノイズを含んだ図である。 本発明による送信機光学フィルタに関する光伝送特性（光透過特性）を示す図である。 本発明による受信機光学フィルタに関する光伝送特性（光透過特性）を示す図である。 図４のシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムを示す図であって、さらに本発明による光学的なフィルタリングを含んだ図である。 図４のシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムを示す図であって、さらに、従来の（バターワース・レスポンス）光フィルタリングを含んだ図である。 従来の（バターワース・レスポンス）光フィルタリングとともに振幅変調されたＮＲＺデータに関してシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムを示す図である。 本発明による光フィルタリングを用いて振幅変調されたＮＲＺデータに関してシュミレートされた２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムを示す図である。

本発明をより良く理解できるように、本発明による変調器ならびに復調装置を添付の図面を参照して具体的な実施形態に基づき以下に詳述する。

図１には、単一の光搬送波上へ２つの２０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺデータ・ストリームｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ）を符号化するための本発明に係る光学的位相偏移変調型の変調装置が示されている。この変調装置は、通常であれば、各ＷＤＭ波長チャンネルに対してそれぞれ変調装置を有するＷＤＭ光通信システムにおける送信機の一部として用いられるものであろう。

上記の変調装置は、所定波長に対する安定な光出力の理由から、例えば分布反射型（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ：ＤＦＢ）の半導体レーザといった単一周波数のレーザ２を備えている。このレーザは、選択された波長（通常ＷＤＭ波長チャンネル）の無変調の光出力を生成するように動作可能とされている。レーザからの光は、光スプリッタ４によって、２つの部分へと分割され、各部分が個々の位相変調器６，８へと送られる。各位相変調器６，８は、それぞれの２値（バイポーラ）ＮＲＺ駆動電圧Ｖ_Ｉ（ｔ），Ｖ_Ｑ（ｔ）に応じて、該位相変調器によって位相が選択的に０又はπラジアンだけ変調されるように構成されている。図１に示された好ましい実施形態において、位相変調器６，８のそれぞれは、マッハ・ツェンダ電気・光変調器（ＭＺＭ）を備えている。この変調器は、例えばガリウム砒素又はニオブ酸リチウムで作られている。周知のように、ＭＺＭは、光強度変調器として広く使われており、周期的でしかも本質的にレイズドコサイン型の電圧消光特性を一般に有している。駆動電圧で測られるＭＺＭ特性の半周期は、Ｖ_ｐとして定義される。本発明の変調装置内では、各ＭＺＭ６，８は、光信号の振幅（強度）に実質的な影響を与えることなく、位相変調器として動作しなければならない。これを実現するために、各ＭＺＩ６，８は、駆動電圧のない時に光伝送を最小化するようバイアスがかけられており、それぞれ駆動電圧ＶＩ（ｔ），ＶＱ（ｔ）＝±Ｖ_ｐで駆動されて振幅変調を最小にしたまま急激な位相シフトを与えるようになっている。２つの位相変調器６，８は、整合遅延部（ｍａｔｃｈｅｄ ｄｅｌａｙ）（位相特性）を有している。

位相変調器６からの光出力は、固定された位相シフトπ／２を加える固定位相調整器１０を通され、これにより、変調器６を含む径路に沿って進む光信号と、変調器８を含む径路に沿って進む光信号との間の相対的な位相差がπ／２となるようになっている。固定位相調整器１０からの光信号と位相変調器８からの光信号は、例えば３ｄＢカップラ等の光再結合器１２によって再結合され、光位相偏移変調（ＰＳＫ）出力１４を形成する。

位相変調器駆動電圧Ｖ_Ｉ（ｔ），Ｖ_Ｑ（ｔ）は、２つのバイナリ・データ・ストリームｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ）に応じてプレコーディング回路１６によって生成される。本発明の変調装置によれば、２つのデータ・ストリームｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ）は、差分的に符号化されるため、これらのデータが光信号１４上への位相転移（変化）の形で符号化され、位相の絶対的な値によっては符号化されない。このようにして、光信号１４が差分４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）符号化されることが理解されよう。光信号を変調するためにＤＱＰＳＫを用いることは、本発明の権利に含まれるものとみなされる。

ＤＱＰＳＫ光信号１４は、理想的にはＥ_０＝ｅｘｐ（ｉωｔ＋θ＋θ_ｉ）で与えられる。ここで、ωは光の平均角振動数、ｔは時間、θは搬送波の位相（注：以下に述べるように、信号を実質的に復調するのに知る必要がないことからこの位相は任意である）、そしてθ_ｉはｉ番目のデータ符号ｄ_ｉに対するデータ依存位相変調である。一般的な場合、ｄ_ｉ∈｛０，１，Ｍ−１｝であり、４位相偏移変調に対してはＭ＝４、すなわち、データ符号は４つの値を有している。位相変調項（ｔｅｒｍ）は、θ＝θ_ｉ＋Δθ_ｉ（ｄ_ｉ）によって与えられる。ここで、θ_ｉ−１は、先行するデータ符号ｄ_ｉ−１に対する位相項であり、Δθ_ｉはｉ−１番目とｉ番目のデータ符号の間の位相の変化である。ＱＰＳＫに関するデータ符号ｄ_ｉと位相シフトΔθ_ｉとの関係は、以下の表にまとめられている。

ＤＱＰＳＫに関するデータｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ），データ符号ｄ_ｉ，位相変化Δθ_ｉ（ｄ_ｉ）の値

ここで、データ、データ符号、及び位相変化の間の写像は、まさに一例にすぎず、他の写像もあり得ることに留意されたい。上記プレコーディング回路１６は、図２に機能的に表されており、２本のデータ・ストリームｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ）に応じてしかるべき駆動電圧Ｖ_Ｉ（ｔ），Ｖ_Ｑ（ｔ）を次の関係：

に従って生成するように構成されている。

図２において、同じ機能を有する部材には、同じ参照符号が与えられており、インバータ１８、和演算素子２０、積演算素子２２、差演算素子２４、および遅延素子２６をそれぞれ備えている。遅延素子２６は、２０Ｇシンボル／ｓ回線速度（ｌｉｎｅ ｒａｔｅ）に対して約５０ｐｓとなるシンボル周期に対応するディレイ（遅延）τを有している。

図３には、本発明による復調装置が示されている。この復調器は、受信したＤＱＰＳＫ変調された光信号１４を２つの部分に分離するための光スプリッタ２８を備えている。分離された２つの光信号は、それぞれ不平衡化されたマッハ・ツェンダ干渉計（ＭＺＩ）３０，３２に送られる。ＭＺＩは、通常ガリウム砒素またはニオブ酸リチウムで作られている。それぞれ平衡化された光・電気変換器３４，３６は、各ＭＺＩ３０，３２の光出力部を端子間を横渡しするように接続されている。各ＭＺＩ３０，３２は、一方のアーム３０ａ，３２ａ内に、他方のアーム３０ｂ，３２ｂの遅延時間に対して相対的にさらにそれぞれ所定の遅延時間τを有するように不平衡化され、この遅延時間τが、データ変調速度のシンボル周期（２０Ｇシンボル／ｓ回線速度に対して５０ｐｓ）に表向き等しくなっている。遅延時間τは、２つのアームの光路長を異なるようにすることによって導入され、製造を容易にするために、ＭＺＩのアーム３０ａ，３２ａの物理的な長さを他方のアーム３０ｂ，３２ｂよりも長くすることによって導入されている。各ＭＺＩ３０，３２は、短い方のアーム３０ｂ，３２ｂの電極に適正な電圧を印加することによって、π／４および−π／４の相対的な位相シフトを与えるようにそれぞれ設けられている。平衡検出（ｂａｌａｎｃｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を用いると、変換器３４，３６からの出力電気信号ｘ_１（ｔ），ｙ_２（ｔ）は、以下の式によって与えられる：

Δθ（ｄ_ｉ）が｛０，π／２，π，３π／２｝の値を取り得るＤＱＰＳＫに対して、出力は、こうして以下のように与えられる２値（バイポーラ）の符号となる：

ＭＺＩ３０，３２を設けて、干渉計のアーム間にそれぞれπ／４および−π／４の位相シフトを与える主たる利点は、復調される信号ｘ_１（ｔ），ｙ_２（ｔ）が対称的なバイポーラのＮＲＺ信号になる点にある。ＤＱＰＳＫ信号の同相成分および直交成分（ｉｎ−ｐｈａｓｅ ａｎｄ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）は、最終的に得られる信号が対称な２値ＮＲＺ信号にはならないものの、それぞれのＭＺＩの間にπ／２の差が存在するとして他の相対位相シフトによって復調されてもよいことが理解されよう。そのため、一般的な場合には、ＭＺＩ３０は位相シフトφを与えるように設けられ、ＭＺＩ３２は位相シフトφ±π／２を与えるように設けられている。

図４は、図１および図３のＤＱＰＳＫ変調器ならびに復調装置を備えている通信システムにおいて、２０Ｇｂｉｔ／ｓのデータ・ストリームにおける復調された電気信号ｘ_１（ｔ）又はｙ_２（ｔ）の一つに対して行なわれたシュミレーションによる「アイ」ダイアグラムを示す。図５は、６００ｋｍ光増幅され分散管理された光ファイバリンクにわたって伝送を行なう場合に、同じシステムにおいてさらにシュミレートされた「アイ」ダイアグラムを示し、さらにこの図は信号−自然放出光（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ：ＡＳＥ）ノイズも含んでいる。

本発明の信号フォーマットの特に優れた点は、その向上したスペクトル効率にある。４０Ｇｂｉｔ／ｓの複数チャンネルを５０ＧＨｚ間隔で（０．８ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚスペクトル効率）備えているＤＷＤＭ光リンクの場合のシュミレーション結果は、このようなシステムが偏光インターリーブ多重（ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）を用いずとも極めて実用的であることを示している。

ＤＱＰＳＫは、スペクトル効率の向上だけでなく、２値振幅信号ならびに２値位相シフト信号といったような他の信号フォーマットに比べて相当多数の利点をもたらしてくれる。光ＤＱＰＳＫは、色分散に対する許容範囲を広げると同時に、偏光モード分散（ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）に対する許容範囲を広げる。さらなる長所は、電気的コンポーネントならびに光電子コンポーネント（ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）が、回線ビットレートの半分に対応した帯域幅で動作するという点にある。コヒーレントＱＰＳＫに比べると、光ＤＱＰＳＫは、相互位相変調（ＸＰＭ）に対する許容範囲を改善する。というのも、信号が連続したデータビット間の位相差（変化）として差分的に符号化されるのに対して、ＸＰＭは一般に連続したデータビットに共通になるからである。光ＤＱＰＳＫは、復調のために位相コヒーレントな局地的なオシレータを必要としないので、適応偏光制御（ａｄａｐｔｉｖｅ ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）を要しない。光ＤＱＰＳＫの変調および復調は、機能的には比較的簡単明瞭なものであるので、モノリシックな導波路デバイスに容易に組み込み可能な位相変調器、光カプラ、光スプリッタ等といった頑丈でコンパクトな電気光学的な小形回路を用いて容易に実現することができる。

初期のシュミレーションは、光ＤＱＰＳＫが、単一の光ファイバにわたってテラｂｉｔ／ｓの容量を用いた多重の４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ通信チャンネルの伝送用に実行可能な信号フォーマットであることを示している。ラマン増幅（Ｒａｍａｎ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ）ならびにフォワードエラーコレクション（ｆｏｒｗａｒｄ ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＦＥＣ）と組み合わされると、光ＤＱＰＳＫ信号は、数千キロメートルの光ファイバにわたってテラｂｉｔ／ｓの伝送を可能にする能力があるものと予想される。

ＷＤＭシステムにおいてスペクトル効率を向上する際に限界となる要因の一つは、周知の光学フィルタ（バターワース）を用いて、多重化の前に変調された波長チャンネルに対して密な光フィルタリングを行なうと、符号間干渉（ＩＳＩ）が引き起こされ、その結果、システムパフォーマンスが悪くなることにある。この問題を克服するために、本発明者らは、データ符号に対してサンプリング時ｔ_ｓにおけるＩＳＩを最小化するようにフィルタリングの特性を注意深く選べば、光フィルタリングを用いることによってシステムパフォーマンスをさらに改善できるということを認識するに至った。ＤＱＰＳＫに関しては、光スペクトルは、理想的な「ｓｉｎｃ」（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）関数に近く、そのためサイドローブが他の信号フォーマットに比べて極めて高い。サンプリング時における各符号に対するＩＳＩを最小化するように光学特性（レスポンス）が調整（成形）されている光学フィルタを用いて、各ＤＱＰＳＫ波長チャンネルを光学的にフィルタリングすることにより、隣り合うチャンネルのスペクトルの重なりが低減され、受信されるノイズの量が制限される。理想的には、フィルタ・レスポンスは、パルス形状ｐが以下の式を満足するようにパルスを成形するものでなければならない：

ここで、Ｔはサンプリング周期（回線シンボル周期＝１／回線速度）である。

符号（ｓｙｍｂｏｌ）が完全なインパルスレスポンス（ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を有するような理想化されたシステムにおいては、フィルタ関数は、位相と周波数とが線形関係にある伝送特性Ｇ（ｆ）を有していなければならず、この伝送特性は、以下の式によって与えられる２乗レイズドコサインとされている：

ここでαはロールオフ係数ないし過剰帯域幅因子であり、ｆ_０はＷＤＭチャンネルの中心周波数である。フィルタは、通常、０．２から０．８までの間の過剰帯域幅因子を有するように選ばれる。ＲＦ信号を用いる場合の類推から、本発明による光フィルタリングを、以後、光ナイキスト・フィルタリング（ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｙｑｕｉｓｔ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）と称することにする。

光ナイキスト・フィルタリングの機能は、送信機と受信機の位置に置かれた光ナイキスト・フィルタの間で分けられていることが好ましい。送信機光学フィルタは、各波長チャンネルがチャンネルを多重化する前にフィルタリングされるように好ましくは変調装置の出力部に接続されており、受信機光学フィルタは、ＷＤＭ光信号の分離化の後かつＤＱＰＳＫ信号の復調の前に置かれている。

送信機ならびに受信機のナイキスト・フィルタの光学特性が図６（ａ）および図６（ｂ）に示されている。図６（ｂ）から分かるように、受信機ナイキスト・フィルタの特性は、式４によって定義されるような２乗レイズドコサイン関数を成している。全帯域幅３０ＧＨｚを有するこの関数は、ＷＤＭ波長チャンネル（ＷＤＭ波長チャンネルｆ_０は、図６の周波数軸上で０として示されている）を中心とし、２０Ｇシンボル／ｓ回線速度に対して過剰帯域幅因子αが０．５とされている。図６（ａ）の送信機フィルタの特性も基本的には２乗レイズドコサイン関数とされているが、伝送される符号の有限のパルス幅を考慮するため１／“ｓｉｎｃ”関数を有するようにバンドパス領域３８（０≦｜ｆ−ｆ_０｜≦（１−α）／２Ｔ）にさらに調整が加えられている。送信機ナイキストおよび受信機ナイキストは、光導波路内に画定される回折格子構造の形、あるいは光ファイバ・ブラッグ・グレーティングの形で製造されることが好ましい。

図７には、送信機ナイキストフィルタおよび受信機ナイキストフィルタにより、図４のシュミレートされたアイ（目玉）に及ぼされる作用の結果が示されている。サンプリング時ｔ_ｓに「アイ（目玉）」が殆ど零ＩＳＩを有するような作用をフィルタが有しているという点に留意されたい。比較のために、図８には、同じ「アイ（目玉）」が従来のフィルタリング（バターワース・レスポンス）に関して示されている。

さらに、図９（ａ）および図９（ｂ）は、従来のフィルタリング（バターワース・レスポンス）を用いて振幅ＮＲＺ変調されたデータ、および本発明に係るナイキスト・フィルタリングを用いて変調されたデータに関する２０Ｇｂｉｔ／ｓ「アイ」ダイアグラムをそれぞれ示すものであるが、これらの図９（ａ）および図９（ｂ）に示されているように、光ナイキストフィルタリングを用いると、２値振幅変調といった他の信号フォーマットに対するシステムパフォーマンスも向上する可能性があることが分かる。ナイキスト・フィルタリング、すなわち、サンプリング時に各符号に対して符号間干渉を最小化するように選ばれるレスポンスを持ったフィルタを使う光フィルタリングを用いることは、変調フォーマットの如何によらず、本発明の権利範囲に含まれるものとみなす。

本発明は、上述の実施形態に限定されることなく発明の要旨を逸脱しない範囲において様々に変形可能なことは明らかである。光搬送波を変調するための光差分４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）の使用が本発明による権利範囲である一方で、他の複数レベルの（Ｍ位相の）ＤＰＳＫを用いることも考えられる。ここで、Ｍ＝２^ｎでｎは整数ｎ＝２，３，…である。さらに、変調装置にＭＺＩを用いることが特に好ましいとはいえ、光搬送波を位相変調するために他の位相変調器を用いても構わない。これらの位相変調器の中には、例えば、従属接続型の位相変調器や、あるいは複数レベルのドライブ信号によって駆動される単一の位相変調器が含まれる。

２・・・レーザ（変調装置）
４・・・光スプリッタ（変調装置）
６，８・・・マッハ・ツェンダ位相変調器（変調装置）
１０・・・固定位相調整器（変調装置）
１２・・・光再結合器（変調装置）
１４・・・変調された光信号
１６・・・プレコーディング回路（変調装置）
２８・・・光スプリッタ（復調装置）
３０，３２・・・不平衡化されたマッハ・ツェンダ干渉計（復調装置）
３０ａ，３０ｂ，３２ａ，３２ｂ・・・マッハ・ツェンダ干渉計のアーム（復調装置）
３４，３６・・・光・電気変換器（復調装置）
ｄ_１（ｔ），ｄ_２（ｔ）・・・データ・ストリーム
ｘ_１（ｔ），ｙ_２（ｔ）・・・復調されて得られた出力電気信号

Claims (12)

1. Ｍ＝２^ｎおよびｎ≧２である光Ｍ位相偏移変調装置であって、
   ２値ベースバンド電気駆動信号に応じて、光搬送波を直接的に変調する光位相変調器構成と、
   第１および第２の２値ベースバンド電気駆動信号を生成するように構成されたドライバとを具備し、
   前記光位相変調器構成が、
   光搬送波を第１および第２の光成分に分割する光スプリッタと、
   前記第１の２値ベースバンド駆動信号に応じて、前記光搬送波信号の前記第１の光成分の位相を変調する第１のマッハ・ツェンダ干渉計と、
   前記第２の２値ベースバンド駆動信号に応じて、前記光搬送波信号の前記第２の光成分の位相を変調する第２のマッハ・ツェンダ干渉計と、
   前記第１および第２の光成分の間に実質的に±π／２ラジアンの相対的な位相シフトを与える位相シフタと、
   前記光搬送波の前記変調した第１および第２の光成分を再結合する光再結合器と
   を具備することを特徴とする光Ｍ位相偏移変調装置。
2. データストリームが、前記第１および第２のマッハ・ツェンダ干渉計により生成された光位相偏移に符号化されるように、２つの２値データストリームに応じて、前記第１および第２の２値ベースバンド電気駆動信号を生成するように前記ドライバが構成されていることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
3. 前記光Ｍ位相偏移変調装置が、光差分Ｍ位相偏移変調装置であり、前記ドライバが、差分プリコーディング回路を備え、前記ドライバが、２値データストリームを前記光搬送波に光位相変化として差分的に符号化するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の変調装置。
4. 前記光Ｍ位相偏移変調装置が、光４位相偏移変調装置であることを特徴とする請求項１，２，または３のいずれか１項に記載の変調装置。
5. 各マッハ・ツェンダ干渉計は、２乗レイズドコサイン形電圧消光特性を有しており、
   前記変調装置が、２値ベースバンド電気駆動信号がない時に、各マッハ・ツェンダ干渉計を、消光特性が最小であるＤＣバイアス状態となるように構成されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の変調装置。
6. 各マッハ・ツェンダ干渉計が、周期的で、かつ２Ｖ _ｐ の周期を持った電圧消光特性を有し、前記２値ベースバンド駆動信号が、±Ｖ _ｐ の電圧を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の変調装置。
7. 前記位相シフタが、前記第１の光成分に対してπ／２の位相偏移を加えるように構成された固定位相シフタであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の変調装置。
8. 光変調方法であって、
   光搬送波を第１および第２の光成分に分割することと、
   第１の２値ベースバンド電気駆動信号を用いて、第１のマッハ・ツェンダ干渉計を直接的に駆動して、前記第１の光成分を位相変調することと、
   第２の２値ベースバンド電気駆動信号を用いて、第２のマッハ・ツェンダ干渉計を直接的に駆動して、前記第２の光成分を位相変調することと、
   前記第１および第２の光成分の間に±π／２の相対的な位相偏移を与えることと、
   前記第１および第２の光成分をＭ＝２^ｎおよびｎ≧２である光Ｍ位相偏移変調光出力に再結合することと
   を含むことを特徴とする光変調方法。
9. 前記光出力は、光４位相偏移変調光出力であることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記光出力が、光差分Ｍ位相偏移変調光出力であるように、２つの２値データストリームを差分的に符号化して、前記第１および第２の２値ベースバンド電気駆動信号を生成することを特徴とする請求項８または９に記載の方法。
11. 各マッハ・ツェンダ干渉計は、２乗レイズドコサイン形電圧消光特性を有しており、
    ２値ベースバンド電気駆動信号がない時に、各マッハ・ツェンダ干渉計を、消光特性が最小であるＤＣバイアス状態となるようにすることをさらに含むことを特徴とする請求項８，９，または１０に記載の方法。
12. 各マッハ・ツェンダ干渉計が、周期的で、かつ２Ｖ _ｐ の周期を持った電圧消光特性を有し、電圧±Ｖ _ｐ を有する２値ベースバンド電気駆動信号を用いて、前記マッハ・ツェンダ干渉計を直接的に駆動することを含むことを特徴とする請求項８から１１のいずれか１項に記載の方法。

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