ES2313195T3 - Sistema para generar formas de onda de señal en un sistema telefonico celular cdma. - Google Patents
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- Y02D30/50—Reducing energy consumption in communication networks in wire-line communication networks, e.g. low power modes or reduced link rate
Abstract
Un sistema de modulación para su utilización en un sistema de comunicaciones de espectro expandido que emplea un esquema de traspaso suave que permita la conmutación entre sitios de células (12, 14) según dicte la intensidad de la señal, en el que la mencionada intensidad de la señal se deriva a partir de una señal de piloto, comprendiendo el sistema: un medio (200) para generar una primera señal de secuencia ortogonal correspondiente a una de una pluralidad de secuencias binarias ortogonales; un medio (196, 198) para generar una señal de pseudorruido (PN) correspondiente a una secuencia binaria PN; un medio (202, 204) para combinar la mencionada primera señal de secuencia ortogonal y la mencionada señal PN y proporcionar una primera señal de modulación resultante para la mencionada señal de piloto.
Description
Sistema para generar formas de onda de señal en
un sistema telefónico celular CDMA.
La presente invención se refiere a sistemas
telefónicos celulares. Más particularmente, la presente invención
se refiere a un sistema y a un procedimiento nuevos y mejorados
para transmitir información en un sistema telefónico celular móvil
o en un sistema telefónico móvil por satélite, utilizando señales
de comunicación de espectro ensanchado.
La utilización de técnicas de modulación de
acceso múltiple por división de código (CDMA) es una de las
diversas técnicas para facilitar las comunicaciones cuando existe
un gran número de usuarios. En el ámbito de esta técnica, se
conocen otras técnicas de sistemas de comunicación de acceso
múltiple como, por ejemplo, el acceso múltiple por división del
tiempo (TDMA), el acceso múltiple por división de la frecuencia
(FDMA) y sistemas de modulación AM como la modulación de banda
lateral única comprimida-expandida en amplitud
(ACSSB). No obstante, la técnica de modulación de espectro
ensanchado de CDMA presenta ventajas significativas respecto de
estas técnicas de modulación para sistemas de comunicación de acceso
múltiple. La utilización de técnicas CDMA en un sistema de
comunicación de acceso múltiple se da a conocer en la patente US nº
4 901 307, expedida el 13 de febrero de 1990, titulada "SPREAD
SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR
TERRESTRIAL REPEATERS"; transferida al cesionario de la presente
invención.
En la mencionada patente, se da a conocer una
técnica de acceso múltiple en la que un gran número de usuarios del
sistema telefónico móvil, cada uno de los cuales tiene un
transceptor, se comunica a través de repetidores de satélite o de
estaciones de base terrestres (también denominadas estaciones de
sitios de célula, sitios de célula o, brevemente, células) que
utilizan señales de comunicación de espectro ensanchado de acceso
múltiple por división del código (CDMA). Gracias a la utilización de
comunicaciones CDMA, el espectro de frecuencias puede reutilizarse
varias veces, hecho que permite incrementar la capacidad de
usuarios del sistema. La utilización de CDMA da como resultado una
eficacia espectral mucho más alta que la que puede obtenerse
utilizando otras técnicas de acceso
múltiple.
múltiple.
El canal de transmisión por satélite suele
experimentar desvanecimientos de tipo Rician. Por lo tanto, la
señal recibida consta de un componente directo sumado a una
componente con reflexiones múltiples que presenta características
estadísticas de desvanecimiento de Rayleigh. La relación de
potencia entre la componente directa y la reflejada suele ser del
orden de 6 a 10 dB, dependiendo de las características de la antena
de la unidad móvil y del entorno de la unidad móvil.
En contraste con el canal de transmisión por
satélite, el canal terrestre experimenta un desvanecimiento de
señal que habitualmente consta de la componente con desvanecimiento
de Rayleigh y carece de una componente directa. Por lo tanto, el
canal terrestre presenta un entorno de desvanecimiento más severo
que el canal de transmisión por satélite, en el que el
desvanecimiento de Rician es la característica de desvanecimiento
dominante.
La característica de desvanecimiento de Rayleigh
en la señal de canal terrestre es ocasionada por la reflexión de la
señal en muchos elementos del entorno físico. Como consecuencia de
ésta, la señal llega al receptor de la unidad móvil en muchas
direcciones con diferentes retardos de transmisión. En las bandas
de frecuencias UHF utilizadas habitualmente para las comunicaciones
de radio móviles, incluyendo las de los sistemas telefónicos
móviles celulares, pueden producirse diferencias de fase importantes
en las señales que se transmiten en diferentes trayectorias. Existe
la posibilidad de que se produzca la suma destructiva de las
señales, produciéndose desvanecimientos profundos de forma
ocasional.
El desvanecimiento del canal terrestre depende
en gran medida de la posición física de la unidad móvil. Un pequeño
cambio en la posición de la unidad móvil cambia los retardos
físicos de todas las trayectorias de propagación de las señales, lo
que a su vez da por resultado una fase diferente para cada
trayectoria. Por lo tanto, el movimiento de la unidad móvil por su
entorno puede ocasionar un procedimiento de desvanecimiento bastante
rápido. Por ejemplo, en la banda de frecuencias de radio celular de
850 MHz, este desvanecimiento puede producirse habitualmente una
vez cada segundo por cada km por hora de velocidad del vehículo. Un
desvanecimiento tan severo puede resultar sumamente perjudicial
para las señales del canal terrestre y tener como consecuencia una
baja calidad de la comunicación. Puede utilizarse potencia
adicional del transmisor para superar el problema del
desvanecimiento. No obstante, dichos incrementos de potencia afectan
tanto al usuario, por un consumo excesivo de potencia, como al
sistema, por un incremento de la interferencia.
Las técnicas de modulación CDMA dadas a conocer
en la patente US nº 4 901 307 ofrecen muchas ventajas respecto de
las técnicas de modulación de banda estrecha utilizadas en los
sistemas de comunicación que emplean repetidores de satélite o
terrestres. El canal terrestre plantea problemas especiales a
cualquier sistema de comunicación, en particular, en relación con
las señales de propagación por trayectorias múltiples. La
utilización de técnicas de CDMA permite resolver los problemas
particulares del canal terrestre, mitigando el efecto adverso de la
propagación por trayectorias múltiples, p.ej., el desvanecimiento,
y al mismo tiempo explotar las ventajas de la misma.
En un sistema telefónico celular CDMA, puede
utilizarse la misma banda de frecuencias para la comunicación en
todas las células. Las propiedades de forma de onda CDMA que
proporcionan ganancia de procesamiento también se utilizan para
discriminar entre las señales que ocupan la misma banda de
frecuencias. Además, la modulación con pseudorruido (PN) a alta
velocidad permite separar muchas trayectorias de propagación
diferentes, siempre que la diferencia en los retardos de
trayectoria sobrepase la duración del segmento PN, es decir,
1/ancho de banda. Si se emplea una frecuencia de segmentos PN de
aproximadamente 1 MHz en un sistema CDMA, la ganancia de
procesamiento de espectro ensanchado completa, que es igual a la
relación entre el ancho de banda ensanchado y la velocidad de
transmisión de datos del sistema, puede emplearse en relación con
trayectorias que difieren en más de un microsegundo de retardo de
trayectoria de la trayectoria deseada. Un retardo de trayectoria
diferencial de un microsegundo corresponde a una distancia de
trayectoria diferencial de aproximadamente 300 m. El entorno urbano
habitualmente proporciona retardos de trayectoria diferenciales que
sobrepasan un microsegundo y, en ciertas áreas, retardos de hasta
10-20 microsegundos.
En sistemas de modulación de banda estrecha
como, por ejemplo, la modulación FM analógica empleada por los
sistemas telefónicos convencionales, la existencia de trayectorias
múltiples da por resultado un severo desvanecimiento por
trayectorias múltiples. No obstante, con la modulación CDMA de
banda ancha, las diferentes trayectorias pueden ser discriminadas en
el procedimiento de demodulación. Esta diferenciación reduce en
gran medida la severidad del desvanecimiento por trayectorias
múltiples. El desvanecimiento por trayectorias múltiples no se
elimina por completo al utilizar técnicas de diferenciación CDMA,
porque ocasionalmente existen trayectorias con diferenciales
retardados inferiores a la duración del segmento PN para el sistema
particular. Las señales que tienen retardos de trayectoria de este
orden no pueden ser diferenciadas del resto en el demodulador,
ocasionando cierto grado de desvanecimiento.
Por consiguiente, será deseable proporcionar
alguna forma de diversidad que permita a los sistemas reducir el
desvanecimiento. La diversidad constituye una manera de mitigar los
efectos nocivos del desvanecimiento. Existen tres tipos principales
de diversidad: la diversidad de tiempo, la diversidad de frecuencia
y la diversidad de espacio.
La mejor forma de obtener diversidad de tiempo
es utilizando la repetición, el entrelazado en el tiempo y la
detección y codificación de errores que es una forma de repetición.
La presente invención emplea cada una de estas técnicas como una
forma de diversidad de tiempo.
El CDMA por su carácter inherente de señal de
banda ancha ofrece una forma de diversidad de frecuencia al
dispersar la energía de la señal a través de un gran ancho de
banda. Por lo tanto, el desvanecimiento selectivo en frecuencia
afecta sólo a una pequeña parte del ancho de banda de la señal
CDMA.
La diversidad de espacio o trayectoria se
obtiene proporcionando múltiples trayectorias de señal a través de
enlaces simultáneos desde un usuario móvil hasta dos o más sitios
de célula. Además, puede obtenerse diversidad de trayectoria
explotando el entorno de múltiples trayectorias, a través del
procesamiento de espectro ensanchado, permitiendo que la señal
llegue con diferentes retardos de propagación para ser recibida y
procesada por separado. Se ilustran ejemplos de diversidad de
trayectoria en la patente en trámite junto con la presente titulada
"SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" con número
de serie 07/433.030 patentada el 7 de noviembre de 1989, y en la
patente en trámite junto con la presente titulada "DIVERSITY
RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", con número de
serie 07/432.552 patentada el 7 de noviembre de 1989, ambas
transferidas al cesionario de la presente invención.
En un sistema CDMA, los efectos perjudiciales
del desvanecimiento pueden controlarse todavía más hasta un cierto
nivel controlando la potencia del transmisor. Se da a conocer un
sistema para el control de la potencia de los sitios de célula y
las unidades móviles en la Solicitud de Patente de los Estados
Unidos titulada "METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING
TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM",
con número de serie 07/433.031, patentado el 7 de noviembre de
1989, transferido asimismo al cesionario de la presente
invención.
Las técnicas CDMA dadas a conocer en la patente
US nº 4.901.307 contemplan la utilización de modulación y
demodulación coherente para ambas direcciones del enlace en las
comunicaciones unidad móvil-satélite. En
consecuencia, se da a conocer la utilización de una señal portadora
piloto como referencia de fase coherente para el enlace
satélite-unidad móvil y el enlace
célula-unidad móvil. En el entorno celular
terrestre, no obstante, la severidad del desvanecimiento por
trayectorias múltiples, con la alteración de fase del canal
resultante, excluye la utilización de técnicas de demodulación
coherente para el enlace unidad móvil-célula. La
presente invención proporciona medios para superar los efectos
adversos de la propagación por trayectorias múltiples en el enlace
unidad móvil-célula, utilizando técnicas de
modulación y demodulación no coherente.
Las técnicas CDMA dadas a conocer en la patente
US nº 4.901.307 contemplan además la utilización de secuencias PN
relativamente largas, en las que se asigna a cada canal de usuario
una secuencia PN diferente. La correlación cruzada entre diferentes
secuencias PN y la autocorrelación de una secuencia PN para todas
las diferencias de tiempo que no son cero tienen un valor medio
cero que permite la discriminación de las diferentes señales de
usuario tras su recepción.
No obstante, dichas señales PN no son
ortogonales. Aunque las correlaciones cruzadas tienen por término
medio un valor cero, para un intervalo de tiempo corto como, por
ejemplo, el tiempo de un bit de información, la correlación cruzada
sigue una distribución binómica. Como tales, las señales
interfieren entre casi como si fueran ruido gausiano de banda ancha
a la misma densidad espectral de potencia. Por lo tanto, las
señales de otros usuarios, o el ruido de interferencia mutua, en
última instancia limitan la capacidad alcanzable.
La existencia de propagación en múltiples
trayectorias puede proporcionar diversidad de trayectoria a un
sistema CDMA de banda ancha basado en PN. Si se dispone de dos o
más trayectorias con un retardo de trayectoria diferencial superior
a un microsegundo, pueden emplearse dos o más receptores de PN para
recibir estas señales por separado. Puesto que estas señales suelen
ser independientes del desvanecimiento por trayectorias múltiples,
es decir, habitualmente no experimentan desvanecimiento simultáneo,
puede efectuarse la combinación de diversidad de las salidas de los
dos receptores. Por lo tanto, la pérdida de rendimiento sólo tiene
lugar cuando ambos receptores experimentan desvanecimientos al
mismo tiempo. Por ello, un aspecto de la presente invención
consiste en proporcionar dos o más receptores PN junto con un
combinador de diversidad. Si se desea explotar la existencia de
señales de propagación por trayectorias múltiples para superar el
desvanecimiento, es necesario utilizar una forma de onda que
permita llevar a cabo operaciones de combinación de diversidad de
trayectoria.
Por consiguiente, uno de los objetivos de la
presente invención es permitir la generación de secuencias PN que
sean ortogonales para reducir la interferencia mutua, obteniendo de
esta forma una mayor capacidad de usuarios, y permitir el uso de la
diversidad de trayectoria para superar el desvanecimiento.
Se presta una atención adicional al documento
US-A-4.052.565, que describe un
sistema de aleatorización de voz digital que permite la transmisión
de voz aleatorizada sobre un ancho de banda estrecho por medio de
limitar la secuencia de la voz analógica en un filtro de secuencia
paso bajo, tras el cual se multiplica la voz limitada en secuencia
con conjuntos periódicamente cíclicos de funciones de Walsh en el
transmisor. En el receptor, la voz aleatorizada de Walsh es
desaleatorizada por medio de la multiplicación de la misma por las
mismas funciones de Walsh anteriormente usadas para aleatorizar la
voz. Las funciones de Walsh de desaleatorización están
sincronizadas con la señal aleatorizada recibida de forma que, en
el multiplicador del receptor, la señal de Walsh desaleatorizada
sea la misma y esté en fase con la función de Walsh que se
multiplica con la señal de voz en el multiplicador del transmisor.
La sincronización se puede llevar a cabo por medio de señales de
sincronismo de multiplexación por división en el tiempo con la voz
aleatorizada de Walsh. La suma de las señales de sincronismo de
esta manera enmascara de manera adicional la voz transmitida y de
esta forma ayuda a evitar el descifrado no autorizado de la voz
transmitida.
También se dirige la atención al documento
US-A-4.635.221, que describe un
sistema de comunicaciones de espectro expandido para la
descodificación de datos a partir de una señal que tenga una
frecuencia portadora y al menos una de una pluralidad de
modulaciones ortogonales predeterminadas sobre la misma que
incorpore un sintetizador de frecuencia para generar una pluralidad
de frecuencias, una pluralidad de mezcladores, un combinador, un
convolucionador de banda ancha, un segundo combinador acoplado a un
generador de señal de referencia para generar las respectivas
modulaciones ortogonales sobre frecuencias portadoras espaciadas
alejadas, un divisor de potencia acoplado a la salida del
convolucionador y filtros cada uno de los cuales tiene una banda de
paso de frecuencia para recuperar o para separar las señales de
salida del convolucionador.
De acuerdo con la presente invención, se
proporciona un sistema de modulación para su uso en un sistema de
comunicaciones de espectro expandido como se declara en la
reivindicación 1. Las realizaciones de la invención se reivindican
en las reivindicaciones dependientes.
La ejecución de técnicas de comunicación de
espectro ensanchado, en particular, técnicas CDMA, en el entorno de
teléfonos móviles celulares proporciona pues características que
mejoran enormemente la fiabilidad y la capacidad del sistema
respecto de otras técnicas de sistemas de comunicación. Las
técnicas CDMA mencionadas anteriormente permiten además resolver
con facilidad problemas como el desvanecimiento y la interferencia.
En consecuencia, las técnicas CDMA estimulan todavía más una mayor
reutilización de la frecuencia, permitiendo de ese modo un
incremento sustancial en el número de usuarios del sistema.
La presente invención consiste en un
procedimiento y un sistema nuevos y mejorados para generar
secuencias PN que proporcionan ortogonalidad entre los usuarios y
reducen, de ese modo, la interferencia mutua, proporcionando una
mayor capacidad y un mejor rendimiento del enlace. Con códigos PN
ortogonales, la correlación cruzada es cero a través de un
intervalo de tiempo predeterminado, dando por resultado la ausencia
de interferencia entre los códigos ortogonales, con la única
condición de que las tramas de tiempo del código estén alineadas
entre sí.
En un ejemplo de forma de realización, las
señales se transmiten entre un sitio de célula y las unidades
móviles utilizando señales de comunicación de espectro ensanchado
de secuencia directa. En el enlace célula-unidad
móvil, se definen canales piloto, de sincronización, de
radiobúsqueda y de voz. La información transmitida en los canales
del enlace célula-unidad móvil en general se somete
a codificación, entrelazado y modulación por desplazamiento de fase
bivalente (BPSK) con cubrimiento ortogonal de cada símbolo de BPSK,
junto con ensanchamiento por desplazamiento de fase en cuadratura
(QPSK) de los símbolos cubiertos.
En el enlace unidad
móvil-célula, se definen canales de acceso y de voz.
La información transmitida en los canales del enlace unidad
móvil-célula en general es sometida a codificación,
entrelazado, señalización ortogonal junto con ensanchamiento por
QPSK.
Las características, objetivos y ventajas de la
presente invención resultarán más evidentes a partir de la
descripción detallada expuesta a continuación y en relación con los
dibujos adjuntos, en los que se emplean caracteres equivalentes
para efectuar las correspondientes identificaciones equivalentes y
en los que:
la Figura 1 es una perspectiva general
esquemática de un ejemplo de sistema telefónico celular CDMA;
la Figura 2 es un diagrama de bloques del equipo
del sitio de célula ejecutado en el sistema telefónico celular
CDMA;
la Figura 3 es un diagrama de bloques del
receptor del sitio de célula;
la Figura 4 es un diagrama de bloques del
modulador de transmisión del sitio de célula,
la Figura 5 es un ejemplo de diagrama de
temporización de la sincronización de símbolos del canal de
sincronización;
la Figura 6 es un ejemplo de diagrama de
temporización de la temporización del canal de sincronización con
cubrimiento ortogonal;
la Figura 7 es un ejemplo de diagrama de
temporización de la temporización global del enlace
célula-unidad móvil;
la Figura 8 es un diagrama de bloques del equipo
de la central de conmutación telefónica móvil;
la Figura 9 es un diagrama de bloques del
teléfono de la unidad móvil configurado para las comunicaciones
CDMA en el sistema telefónico celular CDMA;
la Figura 10 es un diagrama de bloques del
receptor de la unidad móvil;
la Figura 11 es un diagrama de bloques del
modulador de transmisión de la unidad móvil;
la Figura 12 es un ejemplo de diagrama de
temporización del enlace unidad móvil-célula para
la velocidad de transmisión de datos variable con transmisión en
ráfagas y
la Figura 13 es un ejemplo de diagrama de
temporización de la temporización global del enlace unidad
móvil-célula.
En un sistema telefónico celular CDMA, cada
sitio de célula tiene una pluralidad de unidades de
modulador-demodulador o módems de espectro
ensanchado. Cada módem consta de un modulador digital de transmisión
de espectro ensanchado, por lo menos un receptor digital de datos
de espectro ensanchado y un receptor de búsqueda. Cada módem del
sitio de célula se asigna a una unidad móvil según se requiera para
facilitar las comunicaciones con la unidad móvil asignada.
Para un sistema telefónico celular CDMA, se
emplea un sistema de transferencia suave de llamadas en el que se
asigna a la unidad móvil el módem de un nuevo sitio de célula,
mientras el módem del anterior sitio de célula continúa atendiendo
la llamada. Cuando la unidad móvil está situada en la zona de
transición entre los dos sitios de célula, la llamada puede ser
conmutada de un sitio de célula a otro, según dicte la intensidad de
la señal. Puesto que la unidad móvil siempre se comunica a través
de por lo menos un módem de sitio de célula, la unidad móvil o el
servicio experimentarán menos interrupciones. Por consiguiente, la
unidad móvil utiliza varios receptores para facilitar el
procedimiento de transferencia de llamadas, además de una función
de diversidad para mitigar los efectos del desvanecimiento.
En el sistema telefónico celular CDMA, cada
sitio de célula transmite una señal "portadora piloto". Si la
célula se divide en sectores, cada sector tendrá una señal piloto
diferenciada asociada dentro de la célula. Esta señal piloto es
utilizada por las unidades móviles para obtener la sincronización
inicial del sistema y para proporcionar un sólido seguimiento de
tiempo, frecuencia y fase de las señales transmitidas por el sitio
de célula. Cada sitio de célula transmite asimismo información con
modulación de espectro ensanchado como, por ejemplo, información de
identificación de sitio de célula, de temporización del sistema y
de radiobúsqueda de unidad móvil y otras señales de control
diversas.
La señal piloto transmitida por cada sector de
cada célula es del mismo código de ensanchamiento, pero tiene una
desviación de fase de código diferente. La desviación de fase
permite diferenciar las señales piloto entre sí y, por
consiguiente, los sitos de célula o sectores originales. La
utilización del mismo código de señal piloto permite a la unidad
móvil hallar la sincronización de la temporización del sistema
mediante una sola búsqueda a través de todas las fases del código
de las señales piloto. La señal piloto más intensa, determinada
mediante un procedimiento de correlación para cada fase de código,
se determina con facilidad. La señal piloto más intensa por lo
general corresponde a la señal piloto transmitida por el sitio de
célula más cercano. No obstante, siempre se utiliza la señal piloto
más intensa, sea o no transmitida por el sitio de célula más
cercano.
Tras la adquisición de la señal piloto más
intensa, es decir, una vez obtenida la sincronización inicial de la
unidad móvil con la señal piloto más intensa, la unidad móvil busca
otra portadora destinada a ser recibida por todos los usuarios del
sistema de la célula. Esta portadora, denominada canal de
sincronización, transmite un mensaje de difusión que contiene
información del sistema para su utilización por las unidades
móviles en el sistema. La información del sistema indica el sitio
de célula y el sistema, y además proporciona información que
permite sincronizar, sin llevar a cabo más búsquedas, los códigos
de PN largos, las tramas del entrelazador, los vocodificadores y
otra información de temporización del sistema utilizada por la
unidad móvil. Asimismo, puede proporcionarse otro canal, denominado
canal de radiobúsqueda, para transmitir mensajes a las unidades
móviles en los que se indica que ha llegado una llamada para las
mismas, y para responder con asignaciones de canal cuando una
unidad móvil inicia una llamada.
La unidad móvil continúa explorando el código de
la señal portadora piloto recibida con los desplazamientos de
código correspondientes a las señales piloto transmitidas por el
sector o el sitio de célula colindante con el sitio de célula. Esta
exploración se lleva a cabo para determinar si una señal piloto
procedente de un sector o célula colindante va adquiriendo más
intensidad que la señal piloto que en un principio se determinó como
la más intensa. Si, mientras se está en esta modalidad de llamada
inactiva, la señal piloto de un sector o sitio de célula colindante
pasa a ser más intensa que la señal piloto transmitida por el
sector de sitio de célula o el sitio de célula inicial, la unidad
móvil obtendrá las señales piloto más intensas y el correspondiente
canal de sincronización y radiobúsqueda del nuevo sector o sitio de
célula.
Cuando se inicia una llamada, se determina una
dirección de código de pseudorruido (PN) para su utilización
durante el transcurso de la llamada. La dirección de código puede
ser asignada por el sitio de célula o determinada por un previo
acuerdo basado en la identidad de la unidad móvil. Tras haberse
iniciado la llamada, la unidad móvil continúa explorando la señal
piloto transmitida por el sitio de célula a través del cual se
establecen las comunicaciones, además de la señal piloto de
sectores o células colindantes. La exploración de señales piloto
continúa para determinar si una de las señales piloto transmitidas
por el sector o célula colindante es más intensa que la señal
piloto transmitida por el sitio de célula con el que la unidad móvil
se está comunicando. Cuando la señal piloto asociada a una célula o
sector de célula colindante llega a ser más intensa que la señal
piloto de la célula o sector de célula actual, la unidad móvil
interpreta esta circunstancia como una indicación de que se ha
entrado en una nueva célula o sector de célula y que debe iniciarse
una transferencia de llamada.
En la Figura 1, se ilustra un ejemplo de sistema
telefónico que constituye una forma de realización de la presente
invención. El sistema ilustrado en la Figura 1 utiliza técnicas de
modulación de espectro ensanchado en la comunicación entre las
unidades móviles o teléfonos móviles del sistema y los sitios de
célula. Los sistemas celulares de las grandes ciudades pueden tener
cientos de estaciones de sitios de célula que atienden las
necesidades de miles de teléfonos móviles. La utilización de
técnicas de espectro ensanchado, en particular, de CDMA, permite
incrementar mucho la capacidad de usuarios de los sistemas de este
tamaño, en comparación con los sistemas celulares de modulación FM
convencionales.
En la Figura 1, el controlador y el conmutador
del sistema 10, denominado también central de conmutación
telefónica móvil (MTSO), habitualmente incluye circuitos de interfaz
y procesamiento para proporcionar el control del sistema a los
sitios de célula. El controlador 10 también controla el
encaminamiento de las llamadas telefónicas desde la red telefónica
pública conmutada (PSTN) hasta el sitio de célula adecuado para su
transmisión a la unidad móvil adecuada. Asimismo, el controlador 10
controla el encaminamiento de las llamadas desde las unidades
móviles, por medio de por lo menos un sitio de célula, hasta la
PSTN. El controlador 10 puede conectar llamadas entre los usuarios
móviles por medio de los sitios de célula adecuados, puesto que las
unidades móviles no suelen comunicarse directamente entre sí.
El controlador 10 puede acoplarse a los sitios
de células a través de diversos medios como, por ejemplo, líneas
telefónicas dedicadas, enlaces de fibra óptica o enlaces de
comunicación por microondas. En la Figura 1, se ilustran dos
ejemplos de dichos sitios de célula 12 y 14, junto con las unidades
móviles 16 y 18 que incluyen un teléfono celular cada una. Se
considera que los sitios de célula 12 y 14 descritos aquí e
ilustrados en los dibujos dan servicio a una célula completa. Sin
embargo, debe sobrentenderse que la célula puede dividirse
geográficamente en sectores, siendo tratado cada sector como un
área de cobertura diferente. En consecuencia, la transferencia de
llamadas entre los sectores de una misma célula se efectúa de la
forma descrita aquí para diversas células, y asimismo la diversidad
entre sectores puede obtenerse de igual forma que la diversidad
entre células.
En la Figura 1, las flechas
20a-20b y 22a-22b, respectivamente,
definen los posibles enlaces de comunicación entre el sitio de
célula 12 y las unidades móviles 16 y 18. De modo parecido, las
flechas 24a-24b y 26a-26b,
respectivamente, definen los posibles enlaces de comunicación entre
el sitio de célula 14 y las unidades móviles 16 y 18. Los sitios de
célula 12 y 14 transmiten nominalmente utilizando la misma
potencia.
La forma geográfica con la que se diseñan las
áreas de servicio de los sitios de célula o células determina que
la unidad móvil normalmente esté más cerca de un sitio de célula y
dentro de un sector de célula, en caso de que la célula esté
dividida en sectores. Cuando la unidad móvil está inactiva, es
decir, no hay llamadas en curso, la unidad móvil supervisa de forma
constante las transmisiones de señal piloto desde cada sitio de
célula cercano y, si procede, desde un solo sitio de célula en el
que se ha dividido la célula. Como se ilustra en la Figura 1, los
sitios de célula 12 y 14 transmiten respectivamente las señales
piloto a la unidad móvil 16 a través de los enlaces de comunicación
de salida o hacia delante 20a y 26a. La unidad móvil 16 puede
determinar en qué célula se halla comparando la intensidad de señal
de las señales piloto transmitidas desde los sitios de célula 12 y
14.
En el ejemplo ilustrado en la Figura 1, puede
considerarse que la unidad móvil 16 está más cerca del sitio de
célula 12. Cuando la unidad móvil 16 inicia una llamada, se
transmite un mensaje de control al sitio de célula más cercano, es
decir, el sitio de célula 12. El sitio de célula 12, tras recibir el
mensaje de petición de llamada, transfiere el número llamado al
controlador del sistema 10. El controlador del sistema 10 conecta
luego la llamada con el receptor deseado, a través de la PSTN.
En el caso de que la llamada se inicie dentro de
la PSTN, el controlador 10 transmitirá la información de la llamada
a todos los sitios de célula del área. Como contrapartida, los
sitios de célula transmiten un mensaje de radiobúsqueda dentro de
cada respectiva área de cobertura, destinado al usuario móvil
receptor al que se ha llamado. Cuando la unidad móvil receptora
deseada oye el mensaje de radiobúsqueda, responde con un mensaje de
control que es transmitido al sitio de célula más cercano. Este
mensaje de control indica al controlador del sistema que este sitio
de célula particular se está comunicando con la unidad móvil. A
continuación, el controlador 10 encamina la llamada a través de
este sitio de célula hacia la unidad móvil. Si la unidad móvil 16
sale del área de cobertura del sitio de célula inicial, es decir, el
sitio de célula 12, se intenta continuar la llamada encaminando la
llamada a través de otro sitio de célula.
En relación con los sistemas telefónicos
celulares, la Comisión de Comunicaciones Federales (FCC) ha
asignado un total de 25 MHz para los enlaces unidad
móvil-célula y 25 MHz para los enlaces
célula-unidad móvil. La FCC ha dividido la
asignación equitativamente entre dos proveedores de servicio, uno
de los cuales es la compañía telefónica alámbrica para el área de
servicio y el otro es elegido por sorteo. Debido al orden en que se
efectuaron las asignaciones, los 12,5 MHz asignados a cada
portadora de cada dirección del enlace se subdividen a su vez en
dos subbandas. Para las portadoras de red alámbrica, una subbanda
tiene una anchura de 10 MHz y la otra de 2,5 MHz. Para las
portadoras de red inalámbrica, una subbanda tiene una anchura de 11
MHz y la otra de 1,5 MHz. Por lo tanto, una señal de ancho de banda
inferior a 1,5 MHz podría caber en cualquiera de las subbandas,
mientras que un ancho de banda inferior a 2,5 MHz podría caber en
todas las subbandas salvo una.
Para conservar una flexibilidad máxima al
asignar la técnica CDMA al espectro de frecuencias celulares
disponibles, la forma de onda utilizada en el sistema telefónico
celular deberá tener un ancho de banda inferior a 1,5 MHz. Una
buena segunda alternativa sería un ancho de banda de alrededor de
2,5 MHz, que aportaría una flexibilidad completa a las portadoras
de red celular alámbrica y casi una flexibilidad completa a las
portadoras de red celular inalámbrica. Aunque la utilización de un
ancho de banda superior tiene la ventaja de ofrecer una mayor
discriminación de trayectorias múltiples, también presenta
desventajas como costes de equipo más elevados y menor flexibilidad
en la asignación de frecuencias dentro del ancho de banda
asignado.
En un sistema telefónico celular de espectro
ensanchado como, por ejemplo, el ilustrado en la Figura 1, el
diseño de forma de onda preferido ejecutado incluye una portadora
de espectro ensanchado de pseudorruido de secuencia directa. La
frecuencia de segmentos de la secuencia PN elegida es de 1,2288 MHz
en la forma de realización preferida. Se elige esta frecuencia de
segmentos particular para que el ancho de banda resultante, que es
de alrededor de 1,25 MHz tras el
filtrado, sea aproximadamente una décima parte del ancho de banda total asignado a una portadora del servicio celular.
filtrado, sea aproximadamente una décima parte del ancho de banda total asignado a una portadora del servicio celular.
Otra consideración a tener en cuenta en la
elección de la frecuencia de segmentos exacta es que es deseable
que la frecuencia de segmentos sea exactamente divisible por las
velocidades de transmisión de datos de banda de base a utilizar en
el sistema. Asimismo, es deseable que el divisor sea una potencia
de dos. En la forma de realización preferida, la velocidad de
transmisión de datos de banda de base es de 9600 bits por segundo,
lo que lleva a una elección de 1,2288 MHz, es decir, 128 por 9600,
para la frecuencia de segmentos PN.
En el enlace célula-unidad
móvil, las secuencias binarias utilizadas para ensanchar el
espectro son construidas a partir de dos tipos diferentes de
secuencias, cada una con diferentes propiedades para proporcionar
diferentes funciones. Existe un código externo que es compartido
por todas las señales de una célula o sector, que se utiliza para
discriminar entre las señales de propagación por trayectorias
múltiples. El código externo también se utiliza para discriminar
entre las señales transmitidas por diferentes células o sectores a
las unidades móviles. Asimismo, existe un código interno que se
utiliza para discriminar entre las señales de usuario transmitidas
por un solo sector o célula.
El diseño de la forma de onda portadora de la
forma de realización preferida para las señales transmitidas por el
sitio de célula utiliza una portadora sinusoidal que es sometida a
modulación de fase cuadrivalente (cuadrifásica) por un par de
secuencias PN binarias que proporcionan el código externo
transmitido por un solo sector o célula. Las secuencias son
generadas por dos generadores de PN diferentes de la misma longitud
de secuencia. Una secuencia aplica modulación de fase bivalente al
canal en fase (canal I) de la portadora y la otra secuencia aplica
modulación de fase bivalente al canal en cuadratura de fase (canal
Q) de la portadora. Las señales resultantes se suman para formar
una portadora cuadrifásica compuesta.
Aunque los valores de un "cero" lógico y un
"uno" lógico se utilizan de forma convencional para
representar las secuencias binarias, las tensiones de señal
utilizadas en el procedimiento de modulación son de +V voltios para
un "uno" lógico y de -V voltios para un "cero" lógico.
Para aplicar modulación de fase bivalente a una señal sinusoidal,
se multiplica una sinusoide de cero voltios de valor medio por el
nivel de tensión +V o -V, controlado por las secuencias binarias,
utilizando un circuito multiplicador. A continuación, puede
limitarse la banda de la señal resultante haciéndola pasar por un
filtro pasabanda. Asimismo, en el ámbito de esta técnica es posible
llevar a cabo la filtración pasa baja del tren de secuencias
binarias antes de multiplicar por la señal sinusoidal,
intercambiando de ese modo el orden de las operaciones. Un
modulador de fase cuadrivalente consta de dos moduladores de fase
bivalente, cada uno de los cuales es accionado por una secuencia
diferente, teniendo las señales sinusoidales utilizadas en los
moduladores de fase bivalente un desplazamiento de fase de 90º.
En la forma de realización preferida, la
longitud de la secuencia para la portadora de la señal transmitida
elegida es de 32768 segmentos. Las secuencias de esta longitud
pueden ser generadas por un generador de secuencias lineales de
longitud máxima modificada añadiendo un bit cero a una secuencia de
32767 segmentos de longitud. La secuencia resultante tiene buenas
propiedades de correlación cruzada y autocorrelación. Es necesario
que las propiedades de correlación cruzada y autocorrelación sean
buenas para impedir la interferencia mutua entre las portadoras
piloto transmitidas por diferentes células.
Es deseable disponer de una secuencia de esa
corta longitud para reducir al mínimo el tiempo de adquisición de
las unidades móviles cuando éstas acceden por primera vez al
sistema sin conocimiento de la temporización del sistema. Si se
desconoce la temporización, deberá hallarse la longitud entera de
la secuencia para determinar la correcta temporización. Cuanto más
larga sea la secuencia, más tiempo llevará la búsqueda de
adquisición. Aunque pueden utilizarse secuencias inferiores a
32768, debe comprenderse que al reducirse la longitud de la
secuencia, se reduce también la ganancia de procesamiento del
código. Si la ganancia de procesamiento se reduce, el rechazo de la
interferencia debida a trayectorias múltiples, junto con la
interferencia de las células adyacentes y otras fuentes también se
reducen hasta niveles, que quizás sean inaceptables. Por
consiguiente, es deseable utilizar la secuencia de longitud más
larga que pueda adquirirse en un tiempo razonable, y también es
deseable utilizar los mismos polinomios de código en todas las
células para que, de este modo, la unidad móvil, que no sabe en qué
célula se halla cuando adquiere por primera vez la sincronización,
pueda obtener la sincronización completa buscando un solo polinomio
de código.
Para simplificar el procedimiento de
sincronización, todas las células del sistema se sincronizan entre
sí. En el ejemplo de forma de realización, la sincronización de las
células se lleva a cabo sincronizando todas las células con un
tiempo de referencia común: el sistema de navegación por satélite
Navstar Global Positioning System, que a su vez está sincronizado
con el tiempo universal coordinado (UTC).
Las señales de diferentes células se diferencian
proporcionando desviaciones del tiempo de las secuencias básicas. A
cada célula se le asigna una desviación de tiempo diferente de las
secuencias básicas que difiere de la de las células colindantes. En
la forma de realización preferida, el período de repetición 32768
se divide en un conjunto de 512 desviaciones de tiempo. Las 512
desviaciones están separadas por 64 segmentos. A cada sector de cada
célula de un sistema celular también se le asigna una desviación
diferente de las desviaciones a utilizar en todas sus
transmisiones. Si existen más de 512 sectores o células en el
sistema, las desviaciones pueden reutilizarse de la misma forma en
que se reutilizan las frecuencias del presente sistema celular FM
analógico. En otros diseños, puede utilizarse un número de
desviaciones distinto a 512. Si la asignación de señales piloto se
lleva a cabo de forma razonable, no será nunca necesario que las
células colindantes cercanas utilicen desviaciones de tiempo
cercanas colindantes.
Todas las señales transmitidas por una célula o
uno de los sectores de la célula comparten los mismos códigos PN
externos para los canales I y Q. Además, las señales se ensanchan
con un código ortogonal interno generado utilizando funciones de
Walsh. Una señal dirigida a un usuario particular se multiplica por
las secuencias PN externas y por una secuencia de Walsh particular,
o una secuencia de secuencias de Walsh, asignadas por el
controlador del sistema para la duración de la llamada telefónica
del usuario. Este mismo código interno se aplica a los canales I y
Q, dando por resultado una modulación que en realidad es bivalente
para el código interno.
Se sabe bien dentro de la técnica que es posible
crear un conjunto de n secuencias binarias ortogonales, de longitud
n cada una, siendo n cualquier potencia de 2 (véase el documento
Digital Communications with Space Applications, de S.W. Golomb
et al., Prentice-Hall, Inc., 1964, pp.
45-64. En realidad, también se conocen conjuntos de
secuencias binarias ortogonales para la mayor parte de longitudes
que son múltiplos de cuatro y menos de doscientas. Una clase de
dichas secuencias que se generan con facilidad es la denominada
función de Walsh, también conocida como matrices de Hadamard.
Una función de Walsh del orden n puede definirse
de forma recursiva del siguiente modo:
indicando W' el complemento lógico
de W, y W(1) = | 0
|.
Por lo tanto,
W(8) adopta la siguiente forma:
Una secuencia de Walsh es una de las filas de
una matriz de función de Walsh. Una función de Walsh de orden n
contiene n secuencias de una longitud de n bits cada una.
Una función de Walsh de orden n (así como otras
funciones ortogonales) tiene la propiedad de que a través del
intervalo de n símbolos de código, la correlación cruzada entre
todas las secuencias diferentes del conjunto es cero, siempre que
las secuencias estén alineadas temporalmente entre sí. Esto puede
comprobarse observando que cada secuencia difiere de cualquier otra
en exactamente la mitad de sus bits. Además, debe advertirse que
siempre existe una secuencia que contiene todo ceros y que todas
las demás secuencias contienen mitad unos y mitad ceros.
Las células y sectores colindantes pueden
reutilizar las secuencias de Walsh, porque los códigos PN externos
utilizados en las células y sectores colindantes son distintos.
Debido a los diferentes tiempos de propagación para las señales
entre una ubicación móvil particular y dos o más células diferentes,
no es posible satisfacer la condición de alineamiento temporal
necesaria para la ortogonalidad de la función de Walsh para ambas
células a la vez. Entonces, esto determina que deba dependerse del
código PN externo para proporcionar discriminación entre las
señales que llegan a la unidad móvil desde diferentes células. No
obstante, todas las señales transmitidas por una célula son
ortogonales entre sí y, por lo tanto, no contribuyen a la
interferencia mutua. Esto elimina la mayor parte de la
interferencia en la mayoría de ubicaciones, permitiendo obtener una
capacidad superior.
El sistema prevé además que el canal de voz sea
un canal de velocidad variable cuya velocidad de transmisión de
datos pueda variarse de bloque de datos en bloque de datos, con un
gasto adicional mínimo para el control de la velocidad de
transmisión de datos que se está utilizando. La utilización de
velocidades de transmisión de datos variables reduce la
interferencia mutua mediante la eliminación de las transmisiones
innecesarias cuando no existe voz útil para transmitir. Se utilizan
los algoritmos que contienen los vocodificadores para generar un
número variable de bits en cada bloque de vocodificador según las
variaciones de la actividad oral. Durante la voz activa, el
vocodificador puede generar bloques de datos de 20 ms que contienen
20, 40, 80 ó 160 bits, dependiendo de la actividad del
interlocutor. Es deseable transmitir los bloques de datos en una
cantidad fija de tiempo, variando la velocidad de transmisión.
También es deseable poder prescindir de bits de señalización para
informar al receptor de cuántos bits se están transmitiendo.
Los bloques se codifican todavía más mediante la
utilización de un código de verificación por redundancia cíclica
(CRCC), que adiciona al bloque un conjunto adicional de bits de
paridad que puede utilizarse para determinar si el bloque de datos
ha sido decodificado correctamente o no. Los códigos de
verificación CRCC se generan dividiendo el bloque de datos por un
polinomio binario predeterminado. El CRCC consta de la totalidad o
una parte del resto de bits del procedimiento de división. El CRCC
se verifica en el receptor, reproduciendo el mismo resto y
comprobando si el resto de bits recibidos es igual a los bits de
verificación regenerados.
En la invención descrita, el decodificador de
recepción decodifica el bloque como si contuviera 160 bits, y luego
nuevamente como si contuviera 80 bits, etc. hasta que haya hecho lo
mismo con todas las longitudes de bloque posibles. Se calcula el
CRCC para cada prueba de decodificación. Si una de las pruebas de
decodificación da por resultado un CRCC correcto, el bloque de
datos se acepta y pasa al vocodificador para un posterior
procesamiento. Si ninguna prueba de decodificación genera un CRCC
válido, los símbolos recibidos se pasan al procesador de señales
del sistema en el que pueden llevarse a cabo otras operaciones de
procesamiento de forma opcional.
En el transmisor de la célula, la potencia de la
forma de onda transmitida varía cuando la velocidad de transmisión
de datos del bloque varía. La velocidad de transmisión de datos más
alta utiliza la potencia de portadora más alta. Cuando la velocidad
de transmisión de datos es inferior a la máxima, el modulador,
además de disminuir la potencia, repite cada símbolo de datos
codificado varias veces según convenga para obtener la velocidad de
transmisión deseada. Por ejemplo, a la velocidad de transmisión más
baja, cada símbolo codificado se repite cuatro veces.
En el transmisor móvil, la potencia máxima se
mantiene constante, pero el transmisor permanece desactivado 1/2,
1/4 ó 1/8 del tiempo según el número de bits a transmitir del
bloque de datos. Las posiciones de los tiempos de activación del
transmisor varían de forma pseudoaleatoria según el código de
usuario dirigido al usuario móvil.
En la forma de realización preferida, el tamaño
n de la función de Walsh es igual a sesenta y cuatro (n = 64) para
el enlace célula-unidad móvil. Por consiguiente, a
cada una del máximo de sesenta y cuatro señales diferentes a
transmitir se les asigna una secuencia ortogonal exclusiva. El tren
de símbolos codificados con corrección de errores en recepción
(FEC) para cada conversación oral se multiplica por la secuencia de
Walsh que tiene asignada. El tren de símbolos con codificación de
Walsh/FEC de cada canal de voz se multiplica a continuación por la
forma de onda codificada con un código PN externo. Los trenes de
símbolos ensanchados resultantes se suman para formar una forma de
onda compuesta.
La forma de onda compuesta resultante se modula
sobre una portadora sinusoidal, se pasa por un filtro pasabanda, se
convierte a la frecuencia operativa deseada, se amplifica y se
difunde mediante el sistema de antena. Las formas de realización
alternativas pueden intercambiar el orden de algunas de las
operaciones recién descritas para generar la señal transmitida por
el sitio celular. Por ejemplo, tal vez se prefiera multiplicar cada
canal de voz por la forma de onda codificada con un código PN
externo y llevar a cabo la operación de filtrado antes de sumar
todas las señales del canal que deben ser difundidas por la antena.
Como es bien sabido dentro de la técnica, el orden de las
operaciones lineales puede intercambiarse para obtener diversas
ventajas de ejecución y diferentes diseños.
El diseño de forma de onda de la forma de
realización preferida para servicio celular utiliza el
planteamiento de portadora piloto para el enlace
célula-unidad móvil que se describe en la patente US
nº 4.901.307. Todas las células transmiten portadoras piloto
utilizando la misma secuencia de longitud 32768, pero con
diferentes desviaciones de tiempo para impedir la interferencia
mutua.
La forma de onda piloto utiliza la secuencia de
Walsh todo ceros, es decir, una secuencia de Walsh que se compone
de ceros en su totalidad y se halla en todos los conjuntos de
funciones de Walsh. La utilización de la secuencia de Walsh todo
ceros para las portadoras piloto de todas las células permite que
la búsqueda inicial de la forma de onda piloto ignore las funciones
de Walsh hasta que se haya obtenido la sincronización PN del código
externo. El conjunto de tramas de Walsh se sincroniza con el ciclo
del código PN, debido a que la trama de Walsh es un factor de la
longitud de la secuencia PN. Por consiguiente, suponiendo que las
desviaciones de direccionamiento de células del código PN son
múltiplos de sesenta y cuatro segmentos (o de la longitud de la
trama de Walsh), el conjunto de tramas de Walsh se conocerá de
forma implícita a partir del ciclo de temporización del código PN
externo.
Todas las células de un área de servicio se
proporcionan con una sincronización precisa. En la forma de
realización preferida, el receptor GPS de cada célula sincroniza la
temporización de la forma de onda local con el tiempo universal
coordinado (UTC). El sistema GPS permite una sincronización del
tiempo con una precisión superior a 1 microsegundo. La
sincronización precisa de las células es deseable para permitir una
transferencia de llamadas fácil entre las células, cuando las
unidades móviles se desplazan de una célula a otra con una llamada
en curso. Si las células colindantes están sincronizadas, la unidad
móvil no tendrá ninguna dificultad para sincronizarse con la nueva
célula, permitiendo de ese modo una transferencia suave de la
llamada.
La portadora piloto se transmite a un nivel de
potencia superior al de una portadora de voz habitual para
proporcionar un margen señal-ruido e interferencia
mayor para esta señal. La portadora piloto de nivel de potencia más
elevado permite llevar a cabo la búsqueda de adquisición inicial a
alta velocidad y efectuar un seguimiento muy preciso de la fase
portadora de la portadora piloto mediante un circuito de
seguimiento de fase de banda relativamente ancha. La fase portadora
obtenida tras el seguimiento de la portadora piloto se utiliza como
referencia de fase portadora para la demodulación de las portadoras
moduladas por las señales de información del usuario. Esta técnica
permite que muchas portadoras de usuario compartan la señal piloto
común para la referencia de fase de portadora. Por ejemplo, en un
sistema que transmite un total de quince portadoras de voz
simultáneas, la portadora piloto puede tener asignada una potencia
de transmisión igual a cuatro portadoras de voz.
Además de la portadora piloto, el sitio de
célula transmite otra portadora destinada a ser recibida por todos
los usuarios del sistema de la célula. Esta portadora, denominada
canal de sincronización, también utiliza la misma secuencia PN de
longitud 32768 para llevar a cabo el ensanchamiento del espectro,
pero una secuencia de Walsh preasignada diferente. El canal de
sincronización transmite un mensaje de difusión que contiene
información del sistema para ser utilizada por las unidades móviles
del sistema. La información del sistema indica el sitio de célula y
el sistema y transmite información que permite sincronizar, sin
llevar a cabo más búsquedas, los códigos PN largos utilizados para
las señales de información móvil.
Puede proporcionarse otro canal, denominado
canal de radiobúsqueda, para transmitir a las unidades móviles
mensajes que indican que se ha recibido una llamada para las
mismas, y para responder con asignaciones de canales cuando una
unidad móvil inicia una llamada.
Cada portadora de voz transmite una
representación digital de la voz para una llamada telefónica. La
forma de onda de voz analógica se digitaliza utilizando técnicas
telefónicas digitales estándar y luego se comprime utilizando un
procedimiento de codificación vocal a una velocidad de transmisión
de datos de aproximadamente 9600 bits por segundo. A continuación,
se lleva a cabo la codificación convolucional de velocidad r = 1/2
y longitud de limitación K = 9, con repetición, y el entrelazado de
la señal de datos para proporcionar funciones de detección y
corrección de errores que permiten al sistema funcionar a una
relación señal-ruido e interferencia mucho menor.
Las técnicas de codificación convolucional, repetición y
entrelazado son muy conocidas dentro de la técnica.
Los símbolos codificados resultantes se
multiplican por una secuencia de Walsh asignada y luego se
multiplican por el código PN externo. Este procedimiento
proporciona una frecuencia de secuencias PN de 1,2288 MHz o 128
veces la velocidad de transmisión de datos de 9600 bit/s. La señal
resultante se modula luego sobre una portadora RF y se suma a las
portadoras piloto y de establecimiento, junto con las otras
portadoras de voz. La suma puede llevarse a cabo en varios puntos
diferentes del procesamiento como, por ejemplo, en la frecuencia IF
o en la frecuencia de banda de base, ya sea antes o bien después de
multiplicar por la secuencia PN.
Cada portadora de voz es multiplicada también
por un valor que establece su potencia transmitida relativa a la
potencia de las otras portadoras de voz. Esta característica de
control de potencia permite asignar la potencia a los enlaces que
requieren una mayor potencia, debido a que el receptor deseado se
halla en una ubicación relativamente desfavorable. Se proporcionan
medios para que las unidades móviles comuniquen la relación
señal-ruido recibida para poder establecer la
potencia a un nivel que permite un rendimiento adecuado sin
derroche. La propiedad de ortogonalidad de las funciones de Walsh
no se altera debido a la utilización de diferentes niveles de
potencia para las diferentes portadoras de voz, a condición de que
la alineación temporal se mantenga.
La Figura 2 ilustra un diagrama de bloques de un
ejemplo de forma de realización de equipo de sitio de célula. En el
sitio de célula, se utilizan dos sistemas de receptor, cada uno de
los cuales tiene una antena y un receptor analógico independientes
para la recepción por diversidad de espacio. En cada uno de los
sistemas de receptor, las señales se procesan de forma idéntica
hasta que éstas son sometidas a un procedimiento de combinación de
diversidad. Los elementos que se hallan delimitados por líneas
discontinuas corresponden a los elementos relativos a las
comunicaciones entre el sitio de célula y una unidad móvil. La
salida de los receptores analógicos se proporciona también a otros
elementos utilizados en las comunicaciones con otras unidades
móviles.
En la Figura 2, el primer sistema de receptor
consiste en la antena 30, el receptor analógico 32, el receptor de
búsqueda 34 y el receptor de datos digitales 36. El primer sistema
de receptor puede incluir asimismo un receptor de datos digitales
opcional 38. El segundo sistema de receptor incluye la antena 40,
el receptor analógico 42, el receptor de búsqueda 44 y el receptor
de datos digitales 46.
Asimismo, el sitio de célula incluye el
procesador de control de sitio de célula 48. El procesador de
control 48 está acoplado a los receptores de datos 36, 38 y 46,
junto con los receptores de búsqueda 34 y 44. El procesador de
control 48 proporciona, entre otras funciones, funciones de
procesamiento de señales, generación de señales de temporización,
control de potencia y control de transferencia de llamadas,
diversidad, combinación de diversidad e interfaz entre el
procesador de control del sistema y la MTSO (Figura 8), por ejemplo.
Además, el procesador de control 48 proporciona asignación de
secuencias de Walsh junto con asignación de transmisores y
receptores.
Ambos sistemas de receptor se acoplan mediante
los receptores de datos 36, 38 y 46 al combinador de diversidad y a
los circuitos del decodificador 50. El enlace digital 52 se acopla
para recibir la salida del combinador de diversidad y de los
circuitos del decodificador 50. El enlace digital 52 también se
acopla al procesador de control 48, el modulador de transmisión del
sitio de célula 54 y al conmutador digital de la MTSO. El enlace
digital 52 se utiliza para transmitir las señales a través de la
MTSO (Figura 8), estando el modulador de transmisión del sitio de
célula 54 y los circuitos 50 bajo control del procesador de control
48.
Las señales transmitidas por la unidad móvil son
señales de espectro ensanchado de secuencia directa que son
moduladas mediante una secuencia PN sincronizada a una frecuencia
predeterminada, que en la forma de realización preferida es de
1,2288 MHz. La frecuencia de reloj elegida es un múltiplo entero de
la velocidad de transmisión de datos de banda de base de 9,6
Kbit/s.
Las señales recibidas en la antena 30 se
proporcionan al receptor analógico 32. En la Figura 3, se ilustran
los detalles del receptor 32. Las señales recibidas en la antena 30
se proporcionan al convertidor descendente 100 que consiste en el
amplificador RF 102 y el mezclador 104. Las señales recibidas se
proporcionan como entrada al amplificador RF, en el que se
amplifican y proporcionan a una entrada al mezclador 104. El
mezclador 104 recibe otra entrada, en concreto, la salida del
sintetizador de frecuencias 106. Las señales amplificadas por el
amplificador RF se convierten en el mezclador 104 en señales de
frecuencia IF, mezclándolas con la señal de salida del sintetizador
de frecuencias.
Las señales IF se pasan desde el mezclador 104
al filtro pasabanda (BPF) 108, que habitualmente es un filtro de
onda acústica de superficie (SAW) con una banda de paso de 1,25
MHz, en el que se someten a filtrado de paso de banda. Las señales
filtradas pasan del BPF 108 al amplificador IF 110, en el que las
señales se amplifican. Las señales sometidas a amplificación IF
pasan del amplificador IF 110 al convertidor
analógico-digital (A/D) 112, en el que se
digitalizan a una frecuencia de reloj de 9,8304 MHz que es
exactamente 8 veces la velocidad de segmentos de PN. Aunque el
convertidor (A/D) 112 se ilustra como una parte del receptor 32, en
su lugar podría formar parte de los receptores de datos y búsqueda.
Las señales sometidas a digitalización IF pasan del convertidor
(A/D) 112 al receptor de datos 36, el receptor de datos opcional 38
y el receptor de búsqueda 34. Las señales obtenidas del receptor 32
son las señales de canal I y Q indicadas más adelante. Aunque el
convertidor ND 112 ilustrado en la Figura 3 está constituido por un
solo dispositivo y, por lo tanto, la división en señales de canal I
y Q se efectúa posteriormente, se ha previsto que la división en
canales pueda efectuarse antes de la digitalización,
proporcionándose dos convertidores A/D independientes para
digitalizar los canales I y Q. Los sistemas de conversión
descendente de frecuencias
RF-IF-banda de base y de conversión
analógico-digital para los canales I y Q son muy
conocidos dentro de la técnica.
El receptor de búsqueda 34 se utiliza en el
sitio de célula para explorar el dominio del tiempo referente a la
señal recibida para asegurar que el receptor de datos digitales
asociado 36, y el receptor de datos 38 si se utiliza, estén
efectuando el seguimiento y el procesamiento de la señal de dominio
temporal más intensa disponible. El receptor de búsqueda 64
proporciona una señal al procesador de control del sitio de célula
48 que proporciona señales de control a los receptores de datos
digitales 36 y 38 para seleccionar la señal recibida adecuada para
procesar.
El procesamiento de señales en los receptores de
datos y el receptor de búsqueda del sitio de célula difiere en
varios aspectos del procesamiento de señales efectuado por
elementos parecidos de la unidad móvil. En el enlace de entrada, es
decir, el enlace inverso o de unidad móvil-célula,
la unidad móvil no transmite ninguna señal piloto que pueda
utilizarse con finalidades de referencia coherentes en el
procesamiento de señales del sitio de célula. El enlace unidad
móvil-célula se caracteriza por un sistema de
modulación y demodulación no coherente que utiliza señalización
ortogonal de orden 64.
En el procedimiento de señalización ortogonal de
orden 64, los símbolos transmitidos por la unidad móvil se
codifican en una de las 2^{6} (es decir, 64) secuencias binarias
diferentes. El conjunto de secuencias elegidas se conocen como
funciones de Walsh. La función de recepción óptima para la
codificación de señales de orden m de función de Walsh es la
transformada rápida de Hadamard (FHT).
En relación otra vez con la Figura 2, el
receptor de búsqueda 34 y los receptores de datos digitales 36 y
38, reciben las señales proporcionadas por el receptor analógico
32. Para decodificar las señales de espectro ensanchado
transmitidas al receptor de sitio de célula particular, a través del
cual la unidad móvil se comunica, deben generarse las secuencias PN
adecuadas. Más adelante, se describirán otros aspectos de la
generación de las señales de la unidad móvil.
Como se ilustra en la Figura 3, el receptor 36
incluye dos generadores de PN, los generadores de PN 120 y 122, que
generan dos secuencias PN de código corto diferentes de la misma
longitud. Estas dos secuencias PN son comunes a los receptores de
sitio de célula y unidades móviles relativos al código externo del
sistema de modulación descrito con mayor detalle más adelante. Los
generadores de PN 120 y 122 proporcionan, pues, respectivamente las
secuencias de salida, PN_{I} y PN_{Q}. Las secuencias PN_{I} y
PN_{Q} se denominan, respectivamente, secuencias PN de canal en
fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
Las dos secuencias PN, PN_{I} y PN_{Q}, son
generadas mediante diferentes polinomios de grado 15, aumentados
para generar secuencias de longitud 32768, en vez de las de 32767
que se generarían normalmente. Por ejemplo, el aumento puede
adoptar la forma de la suma de un solo cero a la serie de catorce 0
de una fila que aparece una vez en cada secuencia lineal de longitud
máxima de grado 15. Dicho de otro modo, en la generación de la
secuencia, se repetirá un estado del generador de PN. Por lo tanto,
la secuencia modificada contiene una serie de quince 1 y una serie
de quince O. Dicho circuito generador de PN se describe en la
solicitud de patente de los Estados Unidos titulada en trámite
junto con la presente, titulada "POWER OF TWO LENGHTN PSEUDONOISE
SEQUENCE GENERATOR WITH FAST OFFSET ADJUSTMENTS", con número de
serie 07/_______, patentada el _______, y transferida al cesionario
de la presente invención.
En el ejemplo de forma de realización, el
receptor 36 también incluye un generador de PN de código largo 124
que genera una secuencia PN_{U} correspondiente a una secuencia
PN generada por la unidad móvil en el enlace unidad
móvil-célula. El generador de PN 124 puede ser un
generador de secuencias lineales de longitud máxima que genera un
código PN de usuario que es muy largo, por ejemplo, de grado 42,
con diferencia de tiempo según un factor adicional, como la
dirección de la unidad móvil o el ID de usuario, para proporcionar
discriminación entre usuarios. Por lo tanto, la señal recibida por
el sitio de célula es modulada mediante la secuencia PN_{U} de
código largo y las secuencias PN_{I} y PN_{Q} de código corto.
Como alternativa, puede utilizarse un generador de cifrado no
lineal como, por ejemplo, un cifrador que utiliza la norma de
cifrado de datos (DES) para cifrar una representación de 64 símbolos
del tiempo universal utilizando una clave específica del usuario,
en vez del generador de PN 124.
Una vez obtenida la secuencia PN_{U} del
generador de PN 124, se lleva a cabo la operación O exclusiva de la
misma con las secuencias PN_{I} y PN_{Q}, respectivamente, en
las puertas O exclusiva 126 y 128 para proporcionar las secuencias
PN_{I}' y PN_{Q}'.
Las secuencias PN_{I}' y PN_{Q}' se
proporcionan al correlacionador QPSK de PN 130, junto con las
señales de canal I y Q obtenidas del receptor 32. El
correlacionador 130 se utiliza para correlacionar los datos de canal
I y Q con las secuencias PN_{I}' y PN_{Q}'. Las salidas de
canal I y Q correlacionadas del correlacionador 130 se proporcionan
respectivamente a los acumuladores 132 y 134, en los que los datos
de símbolos se acumulan durante un período de 4 segmentos. Las
salidas de los acumuladores 132 y 134 se proporcionan como entradas
al procesador de transformada rápida de Hadamard (FHT) 136. El
procesador FHT 148 produce un conjunto de 64 coeficientes por cada 6
símbolos. Los 64 coeficientes se multiplican a continuación por una
función de ponderación generada en el procesador de control 48. La
función de ponderación está relacionada con la intensidad de la
señal demodulada. La salida de datos ponderados del FHT 136 se
proporciona al combinador de diversidad y a los circuitos del
decodificador 50 (Figura 2) para un posterior procesamiento.
El segundo sistema de receptor procesa las
señales recibidas de forma parecida a la descrita en relación con
el primer sistema de receptor de las Figuras 2 y 3. Los 64 símbolos
ponderados proporcionados por los receptores 36 y 46 se pasan al
combinador de diversidad y a los circuitos del decodificador 40 Los
circuitos 50 incluyen un sumador que suma los 64 coeficientes
ponderados del receptor 36 a los 64 coeficientes ponderados del
receptor 46. Los 64 coeficientes resultantes se comparan entre sí
para determinar el coeficiente mayor. La magnitud del resultado de
la comparación, junto con la identidad del coeficiente más grande
de los 64, se utiliza para determinar un conjunto de ponderaciones
y símbolos del decodificador para su utilización en un
decodificador de algoritmo de Viterbi ejecutado en los circuitos
50.
El decodificador de Viterbi contenido en los
circuitos 50 es de un tipo capaz de decodificar datos codificados
en la unidad móvil con una longitud de limitación K = 9, y una
velocidad de código r = 1/3. El decodificador de Viterbi se utiliza
para determinar la secuencia de bits de información más probable. De
vez en cuando, nominalmente, cada 1,25 ms, se obtiene una
estimación de la calidad de la señal que se transmite a la unidad
móvil como un mandato de ajuste de potencia de unidad móvil, junto
con datos. En la solicitud de tramitación compartida mencionada
anteriormente, se proporciona más información sobre la generación
de esta estimación de calidad. Esta estimación de calidad es la
relación señal-ruido media durante el intervalo de
1,25 ms.
Cada receptor de datos efectúa el seguimiento de
la temporización que recibe de la señal recibida. Esto se lleva a
cabo mediante una técnica muy conocida de correlacionar la señal
recibida con un PN de referencia local ligeramente adelantado en el
tiempo y correlacionar la señal recibida con un PN de referencia
local ligeramente atrasado en el tiempo. La diferencia entre estas
dos correlaciones dará como promedio cero si no existe ningún error
de temporización. Por el contrario, si existe algún error de
temporización, entonces esta diferencia indicará la magnitud y
signo del error, siendo la temporización del receptor ajustada como
corresponda.
El sitio de célula incluye además la antena 62
que está acoplada al receptor GPS 64. El receptor GPS procesa
señales recibidas en la antena 62 desde los satélites del sistema
de navegación por satélite Navstar Global Positioning System para
proporcionar señales de temporización indicativas del tiempo
universal coordinado (UTC). El receptor GPS 64 proporciona estas
señales de temporización al procesador de control 48 para
sincronizar la temporización en el sitio de célula como se ha
indicado anteriormente.
En la Figura 2, puede incluirse el receptor de
datos digitales opcional 38 para mejorar el rendimiento del
sistema. La estructura y el funcionamiento de este receptor son
parecidos a los descritos en relación con los receptores de datos 36
y 46. El receptor 38 puede utilizarse en el sitio de célula para
obtener modalidades de diversidad adicionales. Este receptor de
datos adicional sólo o en combinación con receptores adicionales
puede seguir y recibir otras posibles trayectorias de retardo de
las señales transmitidas por la unidad móvil. Los receptores de
datos digitales adicionales opcionales como, por ejemplo, el
receptor 38, proporcionan modalidades de diversidad adicionales que
son sumamente útiles en los sitios de células que están situados en
zonas urbanas densas, en las que hay muchas probabilidades de que
existan señales de trayectorias múltiples.
Las señales de la MTSO se acoplan al modulador
de transmisión adecuado por medio del enlace digital 52, bajo
control del procesador de control 48. El modulador de transmisión
54, bajo control del procesador de control 48, aplica modulación de
espectro ensanchado a los datos para su transmisión a la unidad
móvil receptora deseada. Más adelante, se proporcionará información
detallada referente a la estructura y el funcionamiento del
modulador de transmisión 54, en relación con la Figura 4.
La salida del modulador de transmisión 54 se
proporciona a los circuitos de control de potencia de transmisión
56, en los que, bajo control del procesador de control 48, puede
controlarse la potencia de transmisión. La salida de los circuitos
56 se proporciona al sumador 57, donde se suma con la salida del
modulador de transmisión y de los circuitos de control de potencia
de transmisión dirigida a otras unidades móviles de la célula. La
salida del sumador 57 es proporcionada a los circuitos del
amplificador de potencia de transmisión 58, en los que se pasa a la
antena 60 para ser difundida a las unidades móviles del área de
servicio de la célula. La Figura 2 ilustra además los generadores
de canal piloto/control y los circuitos de control de potencia de
transmisión 66. Los circuitos 66 bajo control del procesador de
control generan y controlan la potencia de la señal piloto, el
canal de sincronización y el canal de radiobúsqueda para acoplarlos
a los circuitos 58 y pasarlos a la antena 60.
En la Figura 4, se ilustra un diagrama de
bloques de un ejemplo de forma de realización del transmisor de
sitio de célula. El transmisor incluye un par de generadores de
secuencias PN utilizados en la generación del código externo. Estos
generadores de PN generan dos secuencias PN diferentes, en
concreto, las secuencias PN_{I} y PN_{Q}, indicadas en relación
con la Figura 3. No obstante, estas secuencias PN_{I} y PN_{Q}
tienen un retardo temporal que está en función de la dirección del
sector o la célula.
En la Figura 4, se ilustran con mayor detalle
los circuitos del transmisor de la Figura 3, mostrándose las
señales del canal piloto, de sincronización, de radiobúsqueda y de
voz. Los circuitos del transmisor incluyen dos generadores de PN,
el generador de PN 196 y el 198, que generan las secuencias PN_{I}
y PN_{Q}. Los generadores de PN 196 y 198 son sensibles a una
señal de entrada correspondiente a una señal de dirección de sector
o célula del procesador de control, para proporcionar un retardo de
tiempo predeterminado a las secuencias PN. Estas secuencias
PN_{I} y PN_{Q} con retardo temporal también hacen referencia,
respectivamente, a los canales en fase (I) y en cuadratura de fase
(Q). Aunque se ilustran sólo dos generadores de PN para generar,
respectivamente, las secuencias PN_{I} y PN_{Q} para los
correspondientes canales del sitio de célula o sector, debe
sobrentenderse que pueden ejecutarse muchos otros modelos de
generador de PN. Por ejemplo, en una célula que no está dividida en
sectores, puede proporcionarse un par de generadores de PN para
cada uno de los canales piloto, de sincronización, de radiobúsqueda
y de voz para generar, de forma sincronizada, las secuencias
PN_{I} y PN_{Q} utilizadas en el código externo. Esto puede ser
una ventaja, pues evitará tener que distribuir las secuencias
PN_{I} y PN_{Q} por un gran número de circuitos.
En la forma de realización preferida, se emplea
la codificación de la función de Walsh de las señales de canal como
código interno. Con las cantidades utilizadas aquí como ejemplo, se
dispone de un total de 64 secuencias de Walsh diferentes, estando
tres de dichas secuencias dedicadas a las funciones del canal
piloto, de sincronización y de radiobúsqueda. En los canales de
sincronización, radiobúsqueda y voz, se efectúa la codificación
convolucional y luego el entrelazado de los datos de entrada de una
forma muy conocida dentro de la técnica. Además, a los datos
sometidos a codificación convolucional también se les proporciona
repetición antes del entrelazado de una forma que es también muy
conocida dentro de la técnica.
El canal piloto no contiene ninguna modulación
de datos y se caracteriza como una señal de espectro ensanchado no
modulada que todos los usuarios de un sitio de célula o sector
particular utilizan para finalidades de adquisición o de
seguimiento. Cada célula o, si ésta está dividida en sectores, cada
sector tiene una señal piloto exclusiva. No obstante, en vez de
utilizar diferentes generadores de PN para las señales piloto, se
ha comprobado que una forma más eficaz de generar diferentes señales
piloto es utilizar desplazamientos de la misma secuencia básica.
Utilizando esta técnica, una unidad móvil examina de forma
secuencial la secuencia completa y se sintoniza con la desviación o
el desplazamiento que produce la correlación más fuerte. Al usar
este desplazamiento de la secuencia básica, los desplazamientos
deben ser tales que no conlleven la interferencia o anulación de
las señales piloto de las células o sectores adyacentes.
La secuencia piloto, por lo tanto, debe ser
suficientemente larga para que puedan generarse muchas secuencias
diferentes mediante desplazamientos de la secuencia básica y
permitir el uso de un gran número de señales piloto en el sistema.
Además, la separación o los desplazamientos deben ser
suficientemente grandes como para asegurar que no exista
interferencia en las señales piloto. En consecuencia, en un ejemplo
de forma de realización, la longitud de secuencia piloto elegida es
de 2^{15}. La secuencia se genera empezando por una secuencia de
2^{15} - 1, a la que se adiciona un 0 extra cuando se detecta un
estado particular. En el ejemplo de forma de realización, se han
elegido 512 señales piloto diferentes con desviaciones de la
secuencia básica de 64 segmentos. No obstante, las desviaciones
pueden ser múltiplos enteros de la desviación de 64 segmentos, con
una correspondiente reducción en el número de diferentes señales
piloto.
Cuando se genera la señal piloto, se utiliza la
secuencia de Walsh "cero" (W_{0}) que consta por completo de
ceros para no modular la señal piloto que, en esencia, son las
secuencias PN_{I} y PN_{Q}. La secuencia de Walsh "cero"
(W_{0}), por consiguiente, se multiplica por las secuencias
PN_{I} y PN_{Q} en puertas O exclusiva. La señal piloto
resultante contiene, pues, sólo las secuencias PN_{I} y PN_{Q}.
Puesto que todos los sitios de célula y sectores tienen la misma
secuencia PN para la señal piloto, la característica distintiva
entre sitios de célula o sectores de origen de la transmisión es la
fase de la secuencia.
En relación con la parte del modulador de
transmisión y los circuitos de control de potencia 66 para el canal
piloto, el generador de Walsh (W_{0}) 200 genera una señal
correspondiente a la función todo ceros descrita. La temporización
en la generación de la función de Walsh es proporcionada por el
procesador de control, como en el caso de todos los generadores de
funciones de Walsh del sitio de célula y la unidad móvil. La salida
del generador 200 se proporciona como entrada a las puertas O
exclusiva 202 y 204. La otra entrada de la puerta O exclusiva 202
recibe la señal PN_{I}, mientras que la otra entrada de la puerta
O exclusiva 204 recibe la señal PN_{Q}. Las señales PN_{I} y
PN_{Q} se someten respectivamente a la operación O exclusiva con
la salida del generador 200 y se proporcionan respectivamente como
entradas a los filtros de respuesta impulsiva finita (FIR) 206 y
208. Las señales filtradas proporcionadas por los filtros FIR 206 y
208 se pasan a los circuitos de control de potencia de transmisión
que consisten en los elementos de control de ganancia 210 y 212.
Las señales proporcionadas a los elementos de control de ganancia
210 y 212 se someten a control de ganancia en respuesta a las
señales de entrada (no mostradas) del procesador de control. Las
señales obtenidas de los elementos de control de ganancia se
proporcionan a los circuitos del amplificador de potencia de
transmisión 58 cuya estructura detallada y función se describen más
adelante.
La información del canal de sincronización se
codifica y luego multiplica en puertas O exclusiva por una
secuencia de Walsh preasignada. En el ejemplo de forma de
realización, la función de Walsh seleccionada es la secuencia
(W_{32}) que consta de una secuencia de 32 "unos" seguida de
32 "ceros". La secuencia resultante se multiplica a
continuación por las secuencias PN_{I} y PN_{Q} en puertas O
exclusiva. En el ejemplo de forma de realización, la información de
datos del canal de sincronización se proporciona al modulador de
transmisión a una velocidad que suele ser de 1200 bit/s. En el
ejemplo de forma de realización, los datos del canal de
sincronización se someten preferentemente a codificación
convolucional a una velocidad r = 1/2 y una longitud de limitación
K = 9, siendo cada símbolo de código repetido dos veces. Esta
velocidad de codificación y longitud de limitación es común a todos
los canales de enlace hacia adelante codificados, es decir, los
canales de sincronización, radiobúsqueda y voz. En el ejemplo de
forma de realización, se emplea una estructura de registro de
desplazamiento para los generadores del código G_{1} = 753
(octal) y G_{2} = 561 (octal). La velocidad de símbolos para el
canal de sincronización en el ejemplo de forma de realización es de
4800 s/s, es decir, un símbolo equivale a 208 \mus o 256
segmentos PN.
Los símbolos de código son entrelazados mediante
un dispositivo de entrelazado convolucional que, en el ejemplo de
forma de realización, emplea un intervalo de 40 ms. Los parámetros
experimentales del entrelazador son I = 16 y J = 48. Puede hallarse
más información acerca del entrelazado en el documento Data
Communication, Networks and Systems, de Howard W. Sams & Co.,
1987, pp. 343-352. El efecto del entrelazador
convolucional es la dispersión de símbolos de canal no fiables para
que cualquier par de símbolos de una secuencia contigua de I - 1 o
menos símbolos estén separados por J + 1 símbolos por lo menos en
la salida del desentrelazador. De forma equivalente, dos símbolos
cualquiera de una secuencia contigua de J-1
símbolos están separados por I+1 símbolos por lo menos en la salida
del desentrelazador. En otras palabras, si I = 16 y J = 48, en una
serie de 15 símbolos, los símbolos se transmiten separados por 885
\mus, proporcionando de esta forma diversidad de tiempo.
Los símbolos del canal de sincronización de una
célula o sector particular están asociados a la correspondiente
señal piloto de dicha célula o sector. La Figura 5 ilustra la
temporización de dos canales piloto diferentes (N) y (N+1) que
están separados por un desplazamiento de 64 segmentos. La Figura 5
ilustra, sólo a título de ejemplo, un diagrama de temporización para
los ejemplos de canales piloto y de sincronización, en el que no se
ilustra el estado de los segmentos de la señal piloto y los
símbolos del canal de sincronización. Cada canal de sincronización
empieza un nuevo ciclo de entrelazador con el primer símbolo de
código (c_{x}) de un par de símbolos de código (c_{x},
c'_{x}), originado por dos repeticiones del código, desplazado en
relación con el tiempo absoluto en una cantidad igual a la
correspondiente señal piloto.
Como se ilustra en la Figura 5, el canal piloto
N empieza un nuevo ciclo de entrelazador, o una sincronización
piloto, en el tiempo t_{x}. De modo parecido, el canal piloto N +
1 empieza un nuevo ciclo de entrelazador o una sincronización
piloto en el tiempo t_{y} que se halla a 64 segmentos del tiempo
t_{x}. El ciclo piloto del ejemplo de forma de realización tiene
una longitud de 26,67 ms, que corresponde a 128 símbolos de código
de canal de sincronización o 32 bits de información de canal de
sincronización. Los símbolos de canal de sincronización son
entrelazados por un entrelazador convolucional que aplica un
intervalo de 26,67 ms. Por consiguiente, cuando la unidad móvil ha
adquirido la señal piloto, obtiene la sincronización inmediata del
entrelazador para el canal de sincronización.
Los símbolos de canal de sincronización son
cubiertos por la secuencia de Walsh preasignada para proporcionar
ortogonalidad a la señal. En el canal de sincronización, un símbolo
de código abarca cuatro secuencias de cubrimiento, es decir, un
símbolo de código abarca cuatro repeticiones de la secuencia de
"32 unos"-"32 ceros", ilustrada en la Figura 6. En la
Figura 6, un solo "uno" lógico representa la aparición de 32
segmentos "uno" de Walsh, mientras que un solo "cero"
lógico representa la aparición de 32 segmentos "cero" de
Walsh. La ortogonalidad del canal de sincronización se conserva,
aún cuando los símbolos del canal de sincronización se apartan del
tiempo absoluto dependiendo del canal piloto asociado, puesto que
los desplazamientos del canal de sincronización son múltiplos
enteros de la trama de Walsh.
Los mensajes del canal de sincronización del
ejemplo de forma de realización tienen una longitud variable. La
longitud del mensaje es un entero múltiplo de 80 ms que corresponde
a 3 ciclos piloto. Junto con los bits de información del canal de
sincronización se incluyen bits de verificación de redundancia
cíclica (CRC) para la detección de errores.
En la Figura 7, se ilustra un diagrama de
temporización de la temporización global del ejemplo de sistema. En
el período de dos segundos, existen 75 ciclos piloto. En la Figura
7, los canales piloto y de sincronización N corresponden al sector
o célula que utiliza la señal piloto no desplazada, de manera que
la señal piloto y la de sincronización se alinean con exactitud con
el tiempo UTC. Como tal, la sincronización piloto, es decir, el
estado inicial, se alinea con exactitud con una señal de 1 impulso
por segundo (i/s) común.
Siempre que se utiliza una señal piloto
desplazada, se introduce una desviación de fase de PN
correspondiente al desplazamiento de la señal piloto. En otras
palabras, los mensajes de sincronización de señal piloto (estado
inicial) y los mensajes de canal de sincronización experimentan un
desvío respecto de las señales de 1 i/s. Los mensajes de
sincronización transmiten esta información de desviación de fase
para que la unidad móvil pueda ajustar su temporización como
corresponda.
En cuanto se recibe correctamente un mensaje del
canal de sincronización, la unidad móvil tiene capacidad para
sincronizarse de inmediato a un canal de radiobúsqueda o un canal
de voz. Cuando se llega a la sincronización piloto, es decir, al
final de cada mensaje de sincronización, empieza un nuevo ciclo de
entrelazador de 40 ms. En ese momento, la unidad móvil empieza a
desentrelazar el primer símbolo de código, ya sea de una repetición
de código o bien de un par (c_{x}, c_{x+i}), lográndose la
sincronización del decodificador. La dirección de escritura del
desentrelazador se pone a 0 y la dirección de lectura se establece
en J, lográndose la sincronización del desentrelazador de
memoria.
Los mensajes de canal de sincronización
transmiten información relativa al estado del generador de PN de 42
bits de longitud para el canal de voz asignado para la comunicación
con la unidad móvil. Esta información se utiliza en los receptores
de datos digitales de las unidades móviles para la sincronización
de los correspondientes generadores de PN. Por ejemplo, en la
Figura 7, el mensaje del canal de sincronización N+1 contiene un
campo de 42 bits que indica el estado (el estado X) que tendrá el
canal de voz del sector o la célula correspondiente al generador de
PN de código largo en un momento futuro predeterminado como, por
ejemplo, 160 ms más tarde. La unidad móvil, tras decodificar
satisfactoriamente un mensaje de canal de sincronización, carga en
el instante de tiempo correcto el estado X en el generador de PN de
código largo. El generador de PN de código largo de la unidad móvil
queda pues sincronizado para permitir la desaleatorización de los
mensajes destinados al usuario.
En relación con la parte del modulador de
transmisión y los circuitos de control de potencia 66 para el canal
de sincronización, la información del canal de sincronización se
introduce en el codificador 214 desde el procesador de control. Los
datos del canal de sincronización del ejemplo de forma de
realización son, como se ha descrito, sometidos a codificación
convolucional por el codificador 214. El codificador 214 además
proporciona repetición de los símbolos codificados, como en el caso
del canal de sincronización, en que los símbolos codificados son
repetidos. Los símbolos que se obtienen del codificador 214 se
proporcionan al entrelazador 215 que lleva a cabo el entrelazado
convolucional de los símbolos. Los símbolos entrelazados del
entrelazador 215 se pasan como entrada a la puerta O exclusiva
216.
El generador de Walsh 218 genera una señal
correspondiente a la secuencia de Walsh (W_{32}) que se
proporciona como otra entrada a la puerta O exclusiva 216. La
puerta O exclusiva 216 aplica la operación O exclusiva al tren de
símbolos del canal de sincronización y a la secuencia de Walsh
(W_{32}), siendo el resultado de ésta proporcionado como una
entrada a las puertas O exclusiva 220 y 222.
La otra entrada de la puerta O exclusiva 220
recibe la señal PN_{I}, mientras que la otra entrada de la puerta
O exclusiva 222 recibe la señal PN_{Q}. Con el resultado de la
puerta O exclusiva 218, se efectúa la operación O exclusiva de las
señales PN_{I} y PN_{Q}, respectivamente, y se proporcionan,
respectivamente, como entradas a los filtros de respuesta impulsiva
finita (FIR) 224 y 226. Las señales filtradas proporcionadas por
los filtros FIR 224 y 226 se pasan a los circuitos de control de
potencia de transmisión que consisten en los elementos de control
de ganancia variable digital 228 y 230. A continuación, se efectúa
el control de ganancia digital de las señales proporcionadas a los
elementos de control de ganancia 228 y 230, en respuesta a la
entrada de señales digitales (no mostradas) del procesador de
control. Las señales que se obtienen de los elementos del control
de ganancia 228 y 230 se proporcionan a los circuitos del
amplificador de potencia 58.
La información del canal de radiobúsqueda
también se codifica con repetición, se entrelaza y se multiplica
por una secuencia de Walsh preasignada. La secuencia resultante se
multiplica a continuación por las secuencias PN_{I} y PN_{Q}.
La velocidad de transmisión de datos del canal de radiobúsqueda
para un sector o célula particular se indica en un campo asignado
del mensaje del canal de sincronización. Aunque la velocidad de
transmisión de datos del canal de radiobúsqueda es variable, en el
ejemplo de forma de realización, se establece para cada sistema en
las siguientes velocidades de transmisión de datos ilustrativas:
9,6; 4,8; 2,4 y 1,2 kbit/s.
En relación con el modulador de transmisión y
los circuitos de control de potencia del canal de radiobúsqueda, la
información del canal de radiobúsqueda se pasa del procesador de
control al codificador 232. En el ejemplo de forma de realización,
el codificador 232 es un codificador convolucional que también
proporciona repetición de símbolos según la velocidad de
transmisión de datos asignada al canal. La salida del codificador
232 es proporcionada al entrelazador 233, donde se efectúa el
entrelazado convolucional de los símbolos. La salida del
entrelazador 233 se proporciona como entrada a la puerta O
exclusiva 234. Aunque la velocidad de transmisión de datos del
canal de radiobúsqueda varía, la velocidad de símbolos de código
permanece constante a 19,2 ks/s mediante repetición del código.
El generador de Walsh 236 genera una señal,
correspondiente a una secuencia de Walsh preasignada, que se
proporciona como otra entrada a la puerta O exclusiva 234. La
puerta O exclusiva 234 efectúa la operación O exclusiva de los datos
de símbolos y la secuencia de Walsh y proporciona el resultado como
entrada a las puertas O exclusiva 238 y 240.
La otra entrada de la puerta O exclusiva 238
recibe la señal PN_{I}, mientras que la otra entrada de la puerta
O exclusiva 240 recibe la señal PN_{Q}. Con la salida de la
puerta O exclusiva 234, se efectúa la operación O exclusiva de las
señales PN_{I} y PN_{Q}, respectivamente, y éstas se
proporcionan, respectivamente, como entradas a los filtros de
respuesta impulsiva finita (FIR) 242 y 244. Las señales filtradas
proporcionadas por los filtros FIR 242 y 244 se proporcionan a los
circuitos de control de potencia de transmisión que consisten en
los elementos de control de ganancia 246 y 248. A continuación, se
efectúa el control de ganancia de las señales proporcionadas a los
elementos de control de ganancia 246 y 248, en respuesta a señales
de entrada (no mostradas) del procesador de control. Las señales
que se obtienen de los elementos de control de ganancia se
proporcionan a los circuitos del amplificador de potencia de
transmisión 58.
Los datos de cada canal de voz también se
codifican con repetición, se entrelazan, se aleatorizan, se
multiplican por la secuencia de Walsh (W_{i} - W_{j}) que les
ha sido asignada y finalmente se multiplican por las secuencias
PN_{I} y PN_{Q}. La secuencia de Walsh que utilizará un canal
particular es asignada por el controlador del sistema en el momento
del establecimiento de llamada, de la misma forma en que los
canales se asignan a las llamadas en el sistema celular FM
analógico. En el ejemplo de forma de realización ilustrado aquí, los
canales de voz disponen de hasta 61 secuencias de Walsh diferentes
para utilizar.
En el ejemplo de forma de realización, el canal
de voz utiliza una velocidad de transmisión de datos variable. El
propósito de utilizar una velocidad de transmisión de datos
variable es reducir la velocidad de transmisión de datos cuando no
hay actividad oral, reduciéndose de esta forma la interferencia
generada por este canal de voz particular con otros usuarios. El
vocodificador previsto para proporcionar datos a velocidad variable
se describe en la Solicitud de Patente de los Estados Unidos en
trámite junto con la presente titulada "VARIABLE RATE
VOCODER", con número de serie _______, patentada el _______,
también transferida al cesionario de la presente invención. Dicho
vocodificador genera datos a cuatro velocidades de transmisión de
datos diferentes, basándose en la actividad oral de tramas de 20 ms.
Las velocidades de transmisión de datos que se utilizan como
ejemplo son las de 9,6 kbit/s, 4,8 kbit/s, 2,4 kbit/s y 1,2 kbit/s.
Aunque la velocidad de transmisión de datos varía cada 20 ms, la
velocidad de símbolos de código se mantiene constante mediante
repetición de código a 19,2 kbit/s. En consecuencia, los símbolos
de código se repiten 2, 4 y 8 veces en las respectivas velocidades
de transmisión de datos de 4,8 kbit/s, 2,4 kbit/s y 1,2 kbit/s.
Puesto que el sistema de velocidad variable ha
sido ideado para reducir la interferencia, los símbolos de código
de las velocidades más bajas tendrán una energía más baja. Por
ejemplo, para las velocidades de transmisión de datos ilustrativas
de 9,6 kbit/s, 4,8 kbit/s, 2,4 kbit/s y 1,2 kbit/s, la energía de
símbolo de código (E_{S}) es, respectivamente, E_{b}/2,
E_{b}/4, E_{b}/8 y E_{b}/16, siendo E_{b} la energía de bit
de información para la velocidad de transmisión de datos de 9,6
kbit/s.
Los símbolos de código son entrelazados por un
entrelazador convolucional que aleatoriza los símbolos de código de
diferentes niveles de energía. Para conocer qué nivel de energía
debe tener un símbolo de código, se adjunta una etiqueta a cada
símbolo que indica su velocidad de transmisión de datos para
finalidades de reducción a escala. Tras llevar a cabo el
cubrimiento ortogonal de Walsh y el ensanchamiento mediante PN, los
canales en cuadratura de fase son filtrados digitalmente por un
filtro de respuesta impulsiva finita (FIR). El filtro FIR recibirá
una señal correspondiente al nivel de energía del símbolo para
llevar a cabo la reducción a escala de la energía según la
velocidad de transmisión de datos. Los canales I y Q se escalarán
por los factores: 1, 1/\surd2, 1/2 6 1/2\surd2. En una
ejecución, el vocodificador proporcionará una etiqueta de velocidad
de transmisión de datos en forma de número de 2 bits al filtro FIR
para controlar el coeficiente de escala del filtro.
En la Figura 4, se ilustran los circuitos de los
dos ejemplos de canales de voz, es decir, los canales de voz (i) y
(j). Los datos del canal de voz (i) se pasan de un vocodificador
asociado (no mostrado) al modulador de transmisión 54 (Figura 3).
El modulador de transmisión 54 consiste en el codificador 250_{i},
el entrelazador 251_{i}, las puertas O exclusiva 252_{i},
255_{i}, 256_{i}, y 258_{i}, el generador de PN 253_{i}, y
el generador de Walsh (W_{i}) 254_{i}.
Los datos del canal de voz (i) se introducen en
el codificador 250_{i}, donde, en el ejemplo de forma de
realización, se efectúa la codificación convolucional de los mismos
con repetición de símbolos de código según la velocidad de
transmisión de datos de entrada. A continuación, los datos
codificados se proporcionan al entrelazador 251_{i} donde, en el
ejemplo de forma de realización, se efectúa el entrelazado
convolucional de los mismos. El entrelazador 251_{i} recibe
asimismo desde el vocodificador asociado al canal de voz (i) una
etiqueta de velocidad de transmisión de 2 bits que se entrelaza con
los datos de símbolos para identificar a la velocidad de transmisión
de datos en los filtros FIR. La etiqueta de velocidad de
transmisión de datos no se transmite. En la unidad móvil, el
decodificador comprueba todos los códigos posibles. Los datos de
símbolos entrelazados se transmiten desde el entrelazador
251_{i}, a una velocidad ilustrativa de 19,2 kbit/s, hasta una
entrada de la puerta O exclusiva 252_{i}.
En el ejemplo de forma de realización, todas las
señales de canal de voz se aleatorizan para proporcionar mayor
seguridad a las transmisiones de célula a unidad móvil. Dicha
aleatorización, pese a no ser necesaria, aumenta la seguridad de
las comunicaciones. Por ejemplo, la aleatorización de las señales
del canal de voz puede llevarse a cabo aplicando codificación PN a
las señales del canal de voz con un código PN determinado por la
dirección de la unidad móvil del ID del usuario. Dicha
aleatorización puede utilizar la secuencia PN_{U} o el sistema de
cifrado descrito en relación con la Figura 3 referente al receptor
particular para las comunicaciones unidad
móvil-célula. En consecuencia, para esta función,
puede ejecutarse un generador de PN separado como el ilustrado en
la Figura 4. Aunque la aleatorización se describe en relación con
una secuencia PN, ésta puede llevarse a cabo mediante otras
técnicas, entre las que se incluyen algunas muy conocidas en la
técnica.
En relación otra vez con la Figura 4, la
aleatorización de la señal del canal de voz (i) puede llevarse a
cabo proporcionando el generador de PN 253_{i} que recibe la
dirección de la unidad móvil asignada desde el procesador de
control. El generador de PN 253_{i} genera un código PN único que
se proporciona como otra entrada a la puerta O exclusiva 252_{i}.
La salida de la puerta O exclusiva 252_{i} se proporciona en
cambio a la entrada de la puerta O exclusiva 255_{i}.
El generador de Walsh (W_{i}) 254_{i}
genera, en respuesta a una señal de selección de función y a las
señales de temporización del procesador de control, una señal
correspondiente a una secuencia de Walsh preasignada. El valor de la
señal de selección de función puede ser determinado mediante la
dirección de la unidad móvil. La señal de la secuencia de Walsh se
proporciona como otra entrada a la puerta O exclusiva 255_{i}.
Los datos de símbolos aleatorizados y la secuencia de Walsh son
sometidos a la operación O exclusiva por la puerta O exclusiva
255_{i}, siendo el resultado proporcionado como una entrada a las
puertas O exclusiva 256_{i} y 258_{i}. El generador de PN
253_{i} junto con el resto de generadores de PN y generadores de
Walsh del sitio de célula proporcionan una salida a 1,2288 MHz.
Debe observarse que el generador de PN 253 incluye un diezmador que
proporciona una salida a una frecuencia de 19,2 kHz a la puerta O
exclusiva 255_{i}.
La otra entrada de la puerta O exclusiva
256_{i} recibe la señal PN_{I}, mientras la otra entrada de la
puerta O exclusiva 258_{i} recibe la señal PN_{Q}. Con la
salida de la puerta O exclusiva 252_{i}, se efectúa la operación O
exclusiva de las señales PN_{I} y PN_{Q}, respectivamente, y se
proporcionan, respectivamente, como entradas a los filtros de
respuesta impulsiva finita (FIR) 260_{i} y 262_{i}. Los
símbolos introducidos se filtran según la etiqueta de velocidad de
transmisión de datos introducida (no mostrada) desde el
entrelazador convolucional 251_{i}. Las señales filtradas
proporcionadas por los filtros FIR 260_{i} y 262_{i} son
transmitidas a los circuitos de control de potencia de transmisión
56 que consisten en los elementos de control de ganancia 264_{i}
y 266_{i}. A continuación, se efectúa el control de ganancia de
las señales proporcionadas a los elementos de control de ganancia
264_{i} y 266_{i}, en respuesta a las señales introducidas (no
mostradas) desde el procesador de control. Las señales que se
obtienen de los elementos de control de ganancia se transmiten a los
circuitos del amplificador de potencia de transmisión 58.
Además de bits de voz, el canal de voz del
enlace hacia delante transmite información de control de potencia.
La velocidad binaria de control de potencia, en el ejemplo de forma
de realización, es de 800 bit/s. El receptor del sitio de célula
que demodula la señal unidad móvil-célula de una
unidad móvil dada genera la información de control de potencia
introducida en el canal de voz célula-unidad móvil
dirigida a dicha unidad móvil particular. En la solicitud de
tramitación compartida mencionada anteriormente, se dan a conocer
más detalles acerca de la característica de control de
potencia.
Los bits de control de potencia se introducen en
la salida del entrelazador convolucional mediante una técnica
denominada perforación de símbolos de código. Dicho de otra forma,
siempre que se necesite transmitir bits de control de potencia se
sustituyen dos símbolos de código por dos símbolos de código
idénticos con polaridad dada por la información de control de
potencia. Además, los bits de control de potencia se transmiten al
nivel de energía correspondiente a la velocidad binaria de 9600
bit/s.
Una restricción adicional impuesta sobre el tren
de información de control de potencia es que la posición de los
bits debe fijarse de forma aleatoria entre los canales unidad
móvil-célula. De lo contrario, los bits de control
de potencia de energía completa generarán picos de interferencia a
intervalos regulares, disminuyendo por consiguiente la
detectabilidad de dichos bits.
La Figura 4 ilustran también el canal de voz (j)
cuya función y estructura son idénticas a las del canal de voz (i).
Se prevé que puedan existir muchos más canales de voz (no
ilustrados) y, en la forma de realización ilustrada, el total de
éstos puede llegar a ser de 61.
En relación con los generadores de Walsh de la
Figura 4, las funciones de Walsh son un grupo de secuencias
binarias ortogonales que pueden generarse con facilidad con medios
bien conocidos dentro de la técnica. Una característica interesante
de la función de Walsh es que cada una de las 64 secuencias es
perfectamente ortogonal a todas las otras secuencias. Como tal,
cualquier par de secuencias difiere en tantas posiciones de bits
como concuerda, es decir, 32 respecto de un intervalo de 64
símbolos. Por lo tanto, cuando la información se codifica para la
transmisión mediante las secuencias de Walsh, el receptor podrá
seleccionar cualquiera de las secuencias de Walsh como señal
"portadora" deseada. Cualquier energía de señal codificada en
las otras secuencias de Walsh será rechazada y no tendrá por
resultado la interferencia mutua con la secuencia de Walsh
deseada.
En el ejemplo de forma de realización para el
enlace célula-unidad móvil, los canales de
sincronización, radio-búsqueda y voz mencionados
previamente utilizan una codificación convolucional de longitud de
limitación K = 9 y velocidad de código r = 1/2, es decir, se
generan y se transmiten dos símbolos codificados por cada bit de
información para transmitir. Además de la codificación
convolucional, se emplea el entrelazado convolucional de los datos
de símbolos. Asimismo, se prevé la utilización de repetición en
conjunción con la codificación convolucional. En la unidad móvil,
el decodificador óptimo para este tipo de código es el
decodificador de algoritmo de Viterbi de decisión flexible,
pudiéndose utilizar uno de diseño estándar para finalidades de
decodificación. Los bits de información decodificados resultantes se
pasan al equipo de banda de base digital de la unidad móvil.
En relación otra vez con la Figura 4, los
circuitos 58 incluyen series de convertidores
digital-analógico (D/A) para pasar al formato
analógico la información digital de los datos ensanchados mediante
PN_{I} y PN_{Q} para los canales piloto, de sincronización, de
radiobúsqueda y de voz. En particular, los datos ensanchados
mediante PN_{I} del canal piloto se pasan del elemento de control
de ganancia 210 al convertidor D/A 268. Los datos digitalizados se
transmiten desde el convertidor D/A 268 a un sumador 284. Del mismo
modo, la salida de los correspondientes elementos de control de
ganancia para los datos ensanchados mediante PN_{I} de los
canales de sincronización, radiobúsqueda y voz, es decir, los
elementos de control 228, 246 y 264_{i} - 264_{j}, se
proporcionan respectivamente a los convertidores D/A 272, 276 y
280_{i} - 280_{j}, donde las señales se digitalizan y se
proporcionan al sumador 284. Los datos ensanchados mediante
PN_{Q} para los canales piloto, de sincronización, radiobúsqueda
y voz se pasan desde los elementos de control de ganancia 221, 230,
248 y 266_{i} 266_{j} a los respectivos convertidores D/A 270,
274, 278 y 282_{i} 282_{j}, donde las señales se digitalizan y
proporcionan al sumador 286.
El sumador 284 suma los datos ensanchados
mediante PN_{I} para los canales piloto, de sincronización,
radiobúsqueda y voz y, al mismo tiempo, el sumador 286 suma los
datos ensanchados mediante PN_{Q} para los mismos canales. Los
datos del canal I y Q sumados se introducen, respectivamente, junto
con las señales de frecuencia del oscilador local (LO) sen(2
xft) y cos(2 nft), en los mezcladores 288 y 290, donde se
mezclan y proporcionan al sumador 292. Las señales de frecuencia
del LO sen(2 nft) y cos(2 xft) son proporcionadas por
fuentes de frecuencia adecuadas (no mostradas). Estas señales IF
mezcladas se suman en el sumador 292 y se proporcionan al mezclador
294.
El mezclador 294 mezcla la señal sumada con una
señal de frecuencia RF proporcionada por el sintetizador de
frecuencias 296 para proporcionar conversión ascendente de
frecuencias hasta la banda de frecuencias RF. La señal RF obtenida
del mezclador 294 se somete a filtrado pasabanda mediante el filtro
pasabanda 298 y se pasa al amplificador RF 299. El amplificador 299
amplifica la señal con banda limitada según la señal de control de
ganancia introducida desde los circuitos de control de potencia de
transmisión 56 (Figura 3). Debe sobrentenderse que la forma de
realización ilustrada para los circuitos de amplificador de
potencia de transmisión 58 sólo se proporciona con fines
ilustrativos, siendo posibles numerosas variaciones, ampliamente
conocidas dentro de la técnica, de la suma, el mezclado, el
filtrado y la amplificación de señales.
El procesador de control del sitio de célula 48
(Figura 3) tiene la responsabilidad de asignar receptores de datos
digitales y moduladores de transmisión a una llamada particular. El
procesador de control 48 supervisa asimismo el progreso de la
llamada, la calidad de las señales e inicia la liberación de
recursos cuando se pierde la señal. El sitio de célula se comunica
con la MTSO por medio del enlace 52, donde se acopla mediante un
cable telefónico estándar, fibra óptica o un enlace por
microondas.
En la Figura 8, se ilustra un diagrama de
bloques del equipo utilizado en la MTSO. La MTSO suele incluir un
controlador del sistema o un procesador de control 300, un
conmutador digital 302, un combinador de diversidad 304, un
vocodificador digital 306 y un conmutador digital 308. Aunque no se
ilustran, existen combinadores de diversidad y vocodificadores
digitales adicionales acoplados entre los conmutadores digitales
302 y 308.
Cuando la modalidad de diversidad de células
está activa, la llamada es procesada por dos sitios de célula. En
consecuencia, las señales que llegan a la MTSO proceden de más de
un sitio de célula y nominalmente tienen la misma información. No
obstante, debido al desvanecimiento y la interferencia en el enlace
de entrada o inverso desde la unidad móvil a los sitios de célula,
la señal de un sitio de célula puede tener mejor calidad que la
señal del otro sitio de célula.
El conmutador digital 302 se utiliza en el
encaminamiento del tren de información correspondiente a una unidad
móvil dada desde uno o más sitios de célula al combinador de
diversidad 304 o al correspondiente combinador de diversidad
determinado por una señal del procesador de control del sistema
300. Cuando el sistema no se halla en modalidad de diversidad de
células, o bien puede pasarse por alto el combinador de diversidad
304 o bien puede transmitirse a éste la misma información por cada
puerta de entrada.
Se proporciona en paralelo una pluralidad de
combinadores de diversidad y un vocodificador acoplados en serie
(nominalmente, una por cada llamada a procesar). El combinador de
diversidad 304 compara los indicadores de calidad de señal que
acompañan a los bits de información de las dos o más señales de
sitio de célula. El combinador de diversidad 304 selecciona los bits
correspondientes al sitio de célula de calidad más alta, de trama
en trama de información, para pasarlos al vocodificador 306.
El vocodificador 306 convierte el formato de la
señal de voz digitalizada en un formato de teléfono PCM de 64
Kbit/s estándar, un formato analógico o cualquier otro formato
estándar. Las señales resultantes se transmiten desde el
vocodificador 306 hasta el conmutador digital 308. Bajo control del
procesador de control del sistema 300, la llamada es encaminada
hacia la PSTN.
Las señales de voz que proceden de la PSTN y
están destinadas a las unidades móviles se proporcionan al
conmutador digital 308 para su acoplamiento con un vocodificador
digital adecuado como, por ejemplo, el vocodificador 306 bajo
control del procesador de control del sistema 300. El vocodificador
306 codifica las señales de voz digitalizadas de entrada y
proporciona el tren de bits de información resultante directamente
al conmutador digital 302. El conmutador digital 302 bajo control
del procesador de control del sistema dirige los datos codificados
al sitio de célula o los sitios de célula con los que la unidad
móvil se está comunicando. Aunque como se ha indicado anteriormente
dicha información transmitida a la MTSO es voz analógica, también
se prevé la transmisión de información digital en el sistema. Para
asegurar la compatibilidad con el sistema, debe procurarse que los
datos se estructuren adecuadamente.
Si la unidad móvil se halla en modalidad de
transferencia de llamadas y está comunicándose con varios sitios de
célula o ese halla en modalidad de diversidad de células, el
conmutador digital 302 encamina las llamadas hacia los sitios de
célula adecuados para su transmisión por el transmisor de sitio de
célula adecuado hasta la unidad móvil receptora deseada. No
obstante, si la unidad móvil se está comunicando sólo con un sitio
de célula o no está en modalidad de diversidad de células, la señal
se dirige únicamente hacia un sitio de célula.
El procesador de control del sistema 300
proporciona control sobre los conmutadores digitales 302 y 306 para
encaminar los datos hacia la MTSO y viceversa. El procesador de
control del sistema 300 también determina la asignación de llamadas
a los sitios de célula y los vocodificadores de la MTSO. Además, el
procesador de control del sistema 300 se comunica con cada
procesador de control de sitio de célula respecto a la asignación de
llamadas particulares entre la MTSO y el sitio de célula, y la
asignación de códigos PN para las llamadas. Debe sobrentenderse
además que, aunque los conmutadores digitales 302 y 306 ilustrados
en la Figura 8 aparecen como dos conmutadores separados, esta
función puede ser llevada a cabo por una sola unidad física de
conmutación.
Cuando la modalidad de diversidad de células
está activa, la unidad móvil utiliza el receptor de búsqueda para
identificar y adquirir la señal de propagación por trayectorias
múltiples más intensa de ambos sitios de célula. Los receptores de
datos digitales son controlados por el receptor de búsqueda y el
procesador de control para demodular las señales más intensas.
Cuando el número de receptores es inferior al número de sitios de
célula que transmiten información en paralelo, es posible disponer
de una capacidad de diversidad con conmutación. Por ejemplo, si
sólo se dispone de un receptor de datos y dos sitios de célula
están transmitiendo, el buscador supervisará las señales piloto de
ambos sitios de célula y elegirá la señal más intensa para ser
demodulada por el receptor. En esta forma de realización, esta
elección puede llevarse a cabo una vez por trama de vocodificador,
o cada 20 ms aproximadamente.
El procesador de control del sistema tiene la
responsabilidad de asignar receptores y moduladores de datos
digitales del sitio de célula para el procesamiento de llamadas
particulares. Por lo tanto, en el enlace célula- unidad móvil, el
procesador de control del sistema controla la asignación de
secuencias de Walsh utilizadas en el sitio de célula en la
transmisión de una llamada particular a la unidad móvil. Además, el
procesador de control del sistema controla las secuencias de Walsh
y códigos PN recibidos. En el enlace unidad
móvil-célula, el procesador de control del sistema
también controla los códigos PN del usuario de la unidad móvil para
la llamada. Por consiguiente, se transmite información de
asignación desde la MTSO al sitio de célula y de ahí a la célula al
móvil. Asimismo, el procesador de control del sistema supervisa el
desarrollo de la llamada, la calidad de las señales e inicia la
liberación de recursos cuando se pierde la señal.
En el enlace unidad
móvil-célula, las características del canal
determinan la modificación de la técnica de modulación. En
particular, ya no es factible utilizar una portadora piloto tal
como se utiliza en el enlace célula-unidad móvil. La
portadora piloto debe ser más potente que una portadora de voz para
proporcionar una buena referencia de fase para la modulación de
datos. Puesto que el sitio de célula transmite muchas portadoras de
voz a la vez, una sola señal piloto puede ser compartida por todas
las portadoras de voz. Por consiguiente, la potencia de la señal
piloto por portadora de voz es bastante reducida.
En el enlace unidad
móvil-célula, no obstante, habitualmente sólo existe
una portadora de voz por unidad móvil. Si se utilizara una señal
piloto, se necesitaría una cantidad de potencia bastante superior a
la de la portadora de voz. Como es obvio, esta situación no es
deseable, puesto que la capacidad global del sistema se vería
sumamente reducida debido a la interferencia ocasionada por la
presencia de un gran número de señales piloto de alta potencia. Por
lo tanto, debe utilizarse una modulación con capacidad de
demodulación eficaz sin señal piloto.
Puesto que el canal unidad
móvil-célula es alterado por desvanecimiento de
Rayleigh y da por resultado una fase de canal de variación rápida,
las técnicas de demodulación coherente como, por ejemplo, un bucle
de Costas que deduce la fase a partir de la señal recibida no son
factibles. Pueden emplearse otras técnicas como, por ejemplo, la
modulación PSK diferencial coherente, aunque éstas no pueden
proporcionar el nivel deseado del valor de la relación
señal-ruido.
Por lo tanto, debe emplearse una forma de
señalización ortogonal como la binaria, la cuaternaria o de orden
m. En el ejemplo de forma de realización, se emplea una técnica de
señalización ortogonal de orden 64 que utiliza funciones de Walsh.
El demodulador para la señalización ortogonal de orden m requiere
coherencia de canal sólo durante la transmisión del símbolo de orden
m. En el ejemplo de forma de realización, esto equivale sólo a dos
tiempos de bit.
El procedimiento de codificación y modulación
del mensaje empieza con un codificador convolucional de longitud de
limitación K = 9 y una velocidad de código r = 1/3. A una velocidad
de transmisión de datos nominal de 9600 bits por segundo, el
codificador genera 28800 símbolos binarios por segundo. Éstos se
agrupan en caracteres que contienen 6 símbolos cada uno a una
velocidad de 4800 caracteres por segundo, disponiéndose de 64
caracteres posibles. Cada carácter se codifica en una secuencia de
Walsh de longitud 64 que contiene 64 bits binarios o
"segmentos". La frecuencia de segmentos de Walsh del orden 64
es de 307.200 segmentos por segundo en el ejemplo de forma de
realización.
A continuación, los segmentos de Walsh se
"cubren" o multiplican por una secuencia PN que se ejecuta a
la frecuencia de 1,2288 MHz. A cada unidad móvil se le asigna una
secuencia PN única para esta finalidad. Esta secuencia PN puede
asignarse a la unidad móvil sólo mientras dura la llamada o de
forma permanente. La secuencia PN asignada se denomina aquí
secuencia PN del usuario. El generador de secuencias PN de usuario
se ejecuta a una frecuencia de reloj de 1,2288 MHz para generar
cuatro segmentos PN por cada segmento de Walsh.
Por último, se generan un par de secuencias PN
cortas de longitud 32768. En el ejemplo de forma de realización, se
utilizan las mismas secuencias que en el enlace
célula-unidad móvil. A continuación, la secuencia
de segmentos de Walsh cubierta por la secuencia PN de usuario se
cubre o multiplica por cada una de las dos secuencias PN cortas.
Las dos secuencias resultantes aplican luego modulación de fase
bivalente a un par de señales sinusoidales en cuadratura que se
suman en una sola señal. La señal resultante se filtra con un
filtro pasabanda, se pasa a la frecuencia RF final, se amplifica,
se filtra y se difunde mediante la antena de la unidad móvil. Como
se ha indicado en relación con la señal
célula-unidad móvil, puede intercambiarse el orden
de las operaciones de filtrado, amplificación, conversión y
modulación.
En una forma de realización alternativa, es
posible generar y utilizar dos fases diferentes del código PN de
usuario para modular las dos fases portadoras de la forma de onda
en cuadratura de fase, y por ello deja de ser indispensable la
utilización de las secuencias de longitud 32768. En otra
alternativa, el enlace unidad móvil-célula puede
utilizar sólo modulación de fase bivalente y, por lo tanto, tampoco
son indispensables las secuencias cortas.
El receptor de sitio de célula para cada señal
genera las secuencias PN cortas y la secuencia PN de usuario para
cada señal de unidad móvil activa que se recibe. El receptor
correlaciona la energía de la señal recibida con cada una de las
formas de onda codificadas en correlacionadores independientes.
Cada una de las salidas de correlacionador se procesa por separado
para demodular la codificación de orden 64 y la codificación
convolucional utilizando un procesador de transformada rápida de
Hadamard y un decodificador de algoritmo de Viterbi.
En otro sistema de modulación alternativo para
el enlace unidad móvil-célula, se utiliza el mismo
sistema de modulación que el del enlace
célula-unidad móvil. Cada unidad móvil utiliza el
par de códigos del sector de longitud 32768 como códigos externos.
El código interno utiliza una secuencia de Walsh de longitud 64 que
se asigna a la unidad móvil para su utilización mientras se halla
en ese sector. Para el enlace unidad móvil-célula,
nominalmente se asigna a la unidad móvil la misma secuencia de
Walsh que la asignada para el enlace célula-unidad
móvil.
El sistema de codificación PN ortogonal anterior
limita el ensanchamiento del ancho de banda disponible que puede
utilizar el sistema de modulación a una frecuencia máxima de la
frecuencia de segmentos dividida por 64, o 19200 Hz para las
cantidades utilizadas en el ejemplo de forma de realización. Esto
excluirá la utilización de codificación de orden m con número m
elevado como se ha descrito en el ejemplo de forma de realización.
No obstante, como alternativa, puede utilizarse un código
convolucional de velocidad r = 1/2 y longitud de limitación K = 9
con modulación por desplazamiento de fase bivalente diferencial de
los símbolos binarios codificados. El modulador del sitio de célula
puede elaborar una referencia de fase durante un corto intervalo
utilizando la técnica descrita en el artículo "Nonlinear
Estimation of PSK-Modulated Carrier with Application
to Burst Digital Transmission" de Andrew J. Viterbi y Audrey M.
Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, vol.
IT-29, nº 4, julio de 1983. Por ejemplo, podría
obtenerse el valor medio de una referencia de fase sólo con 4
símbolos, siendo suficiente la coherencia de canal aportada por el
sistema de orden 64 anterior.
El rendimiento del sistema alternativo descrito,
no obstante, será inferior al de la forma de realización preferida
en presencia de desvanecimiento severo de Rayleigh y en condiciones
de propagación por trayectorias múltiples. No obstante, en ciertos
entornos en los que el desvanecimiento y la propagación por
trayectorias múltiples son menos severos como, por ejemplo, en el
canal satélite-unidad móvil y en ciertos canales
tierra-unidad móvil, el rendimiento del sistema
alternativo puede ser mejor que el de la forma de realización
preferida. Esto puede suceder, debido a que la ganancia obtenida
cuando se hace que las señales sean ortogonales entre sí puede
superar la pérdida de eficacia de detección del sistema DPSK.
Para satisfacer el requisito de alineación
temporal en las funciones de Walsh ortogonales para el enlace
unidad móvil-célula alternativo, cada receptor de
célula determina el error temporal a partir de la temporización
nominal de cada señal recibida. Si una seña recibida dada se
retarda en el tiempo, entonces el modulador y el transmisor
asociado a la célula transmiten un mandato a esta unidad móvil para
adelantar su temporización de transmisión en un pequeño incremento.
Por el contrario, si la temporización de la señal recibida desde
una unidad móvil va por delante de la temporización nominal, se
transmite un mandato para retardarla en un pequeño incremento. Los
incrementos de ajuste de temporización se llevan a cabo en
intervalos de 1/8 de segmento de PN o de 101,7 nanosegundos. Los
mandatos se transmiten a una frecuencia relativamente baja, del
orden de 10 a 50 Hz, y constan de un solo bit introducido en el
flujo de datos de voz digitales.
Durante una operación de transferencia suave de
llamadas, la unidad móvil recibe señales desde dos o más células.
Debido a que la unidad móvil sólo puede alinear su temporización en
respuesta a los mandatos de ajuste de temporización de una de las
células, la unidad móvil normalmente desplazará su temporización en
respuesta a los mandatos recibidos desde la célula que se recibe
con más intensidad. La señal transmitida por la unidad móvil estará.
Pues, alineada temporalmente con la célula con la que tiene la
mejor trayectoria. De lo contrario, se producirá una interferencia
mutua mayor con los otros usuarios.
Si cada receptor de célula que recibe una señal
móvil lleva a cabo las anteriores operaciones de medición de
errores de tiempo y de transmisión de corrección, todas las señales
recibidas por las unidades móviles serán recibidas normalmente con
la misma temporización aproximada, dando por resultado una
reducción de la interferencia.
La Figura 9 proporciona un diagrama de bloques
que ilustra un ejemplo de aparato de teléfono CDMA de unidad móvil.
El aparato de teléfono CDMA de unidad móvil incluye una antena 430
que está acoplada a través del diplexor 432 al receptor analógico
344 y al amplificador de potencia de transmisión 436. La antena 430
y el diplexor 432 son de diseño estándar y permiten la transmisión
y recepción simultánea a través de una sola antena. La antena 430
recoge las señales transmitidas y las proporciona, a través del
diplexor 432, al receptor analógico 434. El receptor 434 recibe las
señales de frecuencia RF del diplexor 432 que habitualmente se
hallan en la banda de frecuencias de 850 MHz para su amplificación
y conversión descendente de frecuencia hasta una frecuencia IF.
Este procedimiento de conversión se lleva a cabo utilizando un
sintetizador de frecuencias de diseño estándar, que permite que el
receptor se sintonice con cualquiera de las frecuencias que se
hallan dentro de la banda de frecuencias de recepción de la banda
de frecuencias global del teléfono celular. Las señales también se
filtran y digitalizan para proporcionarlas a los receptores de
datos digitales 540 y 542 junto con el receptor de búsqueda 544.
En la Figura 10, se ilustra el receptor 434 con
mayor detalle. Las señales que se reciben desde la antena 430 se
proporcionan al convertidor descendente 500 que consiste en el
amplificador RF 502 y el mezclador 504. Las señales recibidas se
proporcionan como entrada al amplificador RF 502, donde se
amplifican y proporcionan como entrada al mezclador 504. Al
mezclador 504 se le proporciona otra entrada que es la señal
proporcionada por el sintetizador de frecuencias 506. Las señales
con amplificación RF se convierten en el mezclador 504 en señales
de frecuencia IF, tras ser mezcladas con la señal proporcionada por
el sintetizador de frecuencias.
Las señales IF se pasan del mezclador 504 al
filtro pasabanda (BPF) 508, que suele ser un filtro Surface
Acoustic Wave (SAW) que tiene una banda de paso de 1,25 MHz
aproximadamente, donde se someten a filtrado pasabanda. Las
características del filtro SAW que se eligen coinciden con la forma
de onda de la señal transmitida por el sitio de célula. La señal
transmitida por el sitio de célula es una señal de espectro
ensanchado de secuencia directa que se modula mediante una
secuencia PN sincronizada a una frecuencia predeterminada que, en
el ejemplo de forma de realización, es de 1,2288 MHz. La frecuencia
de reloj elegida es un entero múltiplo de la velocidad de
transmisión de datos de banda de base de 9,6 kbit/s.
Las señales filtradas se pasan del BPF 508 a un
amplificador IF de ganancia variable como entrada, donde las
señales se vuelven a amplificar. Las señales con amplificación IF
se pasan del amplificador IF 510 al convertidor
analógico-digital (A/D) 512, donde se digitalizan
las señales. La conversión de la señal IF en una señal digital se
produce a una frecuencia de reloj de 9,8304 MHz, en el ejemplo de
forma de realización, que es exactamente ocho veces la frecuencia de
segmentos de PN. Aunque el convertidor (A/D) 512 ilustrado forma
parte del receptor 534, también puede formar parte de los
receptores de datos y de búsqueda. Las señales IF digitalizadas se
transmiten desde el convertidor (A/D) 512 hasta los receptores de
datos 440 y 442 y el receptor de búsqueda 444.
El receptor 434 también lleva a cabo una función
de control de potencia para ajustar la potencia de transmisión de
la unidad móvil. También se acopla un circuito de control
automático de ganancia (AGC) 514 a la salida del amplificador IF
510. En respuesta al nivel de la señal con amplificación IF, el
circuito AGC 514 proporciona una señal de retroalimentación a la
entrada de control de ganancia del amplificador IF 510. El receptor
434 también utiliza el circuito AGC 514 para generar una señal de
control de potencia analógica que se proporciona a los circuitos de
control de potencia de transmisión 438.
En la Figura 9, se muestra cómo la señal
digitalizada obtenida del receptor 434 se proporciona a los
receptores de datos digitales 440 y 442 y al receptor de búsqueda
444. Debe sobrentenderse que las unidades móviles de bajo
rendimiento y precio sólo pueden tener un receptor de datos,
mientras que las unidades de rendimiento más alto pueden tener dos
o más para permitir la recepción de diversidad.
La señal IF digitalizada puede contener las
señales de muchas llamadas en curso junto con las portadoras piloto
transmitidas por el sitio de célula actual y todos los sitios de
célula colindantes. La función de los receptores 440 y 442 están
destinadas a correlacionar las muestras IF con la secuencia PN
adecuada. Este procedimiento de correlación proporciona una
propiedad muy conocida dentro de la técnica como "ganancia de
procesamiento" que mejora la relación
señal-interferencia de una señal que coincide con la
secuencia PN adecuada, mientras que no mejora otras señales. El
resultado de la correlación se detecta de forma sincrónica
utilizando la portadora piloto del sitio de célula más cercano como
una referencia de fase portadora. El resultado de este
procedimiento de detección es una secuencia de símbolos de datos
codificados.
Una propiedad de la secuencia PN es que se
proporciona discriminación contra señales de propagación por
trayectorias múltiples. Cuando la señal llega al receptor de la
unidad móvil tras haber pasado por más de una trayectoria, habrá
una diferencia en el tiempo de recepción de la señal. Esta
diferencia de tiempo de recepción corresponde a la diferencia de
distancia dividida por la velocidad de propagación. Si esta
diferencia de tiempo sobrepasa un microsegundo, el procedimiento de
correlación discriminará entre las trayectorias. El receptor puede
elegir si sigue y recibe la trayectoria adelantada o la atrasada.
Si se dispone de dos receptores como, por ejemplo, los receptores
440 y 442, se podrán seguir y procesar en paralelo dos trayectorias
independientes.
El receptor de búsqueda 444, bajo control del
procesador de control 446, está destinado a explorar constantemente
el dominio del tiempo en torno al tiempo nominal de una señal
piloto recibida del sitio de célula para otras señales piloto de
propagación por trayectorias múltiples del mismo sitio de célula y
para señales piloto transmitidas por otro sitio de célula. El
receptor 444 medirá la intensidad de todas las recepciones de una
forma de onda deseada en tiempos que no sean el tiempo nominal. El
receptor 444 compara la intensidad de señal de las señales
recibidas. El receptor 444 proporciona una señal de intensidad de
señal al procesador de control 446 que indica las señales más
intensas.
El procesador 446 proporciona señales de control
a los receptores de datos 440 y 442 para que cada uno de éstos
procese una señal diferente de las más intensas. En algunas
ocasiones, la señal piloto transmitida por otro sitio de célula
tiene una intensidad de señal superior a la intensidad de la señal
del sitio de célula actual. Entonces, el procesador de control 446
genera un mensaje de control para transmitirlo al controlador del
sistema por medio del sitio de célula actual, en el que se solicita
la transferencia de la célula al sitio de célula que corresponde a
la señal piloto más intensa. Los receptores 440 y 442 pueden por lo
tanto procesar llamadas a través de dos sitios de célula
diferentes.
Durante una operación de transferencia suave de
llamadas, la unidad móvil recibe señales de dos o más células.
Debido a que la unidad móvil sólo puede alinear su temporización en
respuesta a los mandatos de ajuste de temporización de una de las
células, la unidad móvil normalmente desplazará su temporización en
respuesta a los mandatos recibidos desde la célula que se recibe
con más intensidad. La señal transmitida por la unidad móvil estará
alineada temporalmente con la célula con la que tiene la mejor
trayectoria. En caso contrario, se producirá una mayor
interferencia mutua con el resto de usuarios.
En la Figura 10, se ilustra con mayor detalle un
ejemplo de receptor como el receptor de datos 440. El receptor de
datos 440 incluye los generadores de PN 516 y 518 que generan las
secuencias PN_{I} y PN_{Q} de forma que se correspondan con las
generadas por el sitio de célula. Se proporcionan señales de
temporización y control de secuencia a los generadores de PN 516 y
518 desde el procesador de control 446. El receptor de datos 440
también incluye el generador de Walsh 520 que proporciona la
función de Walsh adecuada para la comunicación del sitio de célula
con esta unidad móvil. El generador de Walsh 520 genera, en
respuesta a señales de temporización (no mostradas) y una señal de
selección de función del procesador de control, una señal
correspondiente a la secuencia de Walsh asignada. La señal de
selección de función es transmitida por el sitio de célula a la
unidad móvil como parte del mensaje de establecimiento de llamada.
Las secuencias PN_{I} y PN_{Q} proporcionadas por los
generadores de PN 516 y 518 son introducidas respectivamente en las
puertas O exclusiva 522 y 524. El generador de Walsh 520
proporciona su salida a ambas puertas O exclusiva 522 y 524, donde
se aplica la operación O exclusiva a las señales y se proporcionan
las secuencias PN_{I}' y PN_{Q}'.
Las secuencias PN_{I}' y PN_{Q}' se
proporcionan al receptor 440, donde se introducen en el
correlacionador QPSK de PN 526. El correlacionador de PN 526 puede
construirse de forma parecida al correlacionador de PN de los
receptores digitales del sitio de célula. El correlacionador de PN
526 correlaciona los datos del canal I y Q recibidos con las
secuencias PN_{I}' y PN_{Q}' y proporciona los datos de canal I
y Q correlacionados a los correspondientes acumuladores 528 y 530.
Los acumuladores 528 y 530 acumulan la información de entrada
durante un período de un símbolo o 64 segmentos. Las salidas del
acumulador se proporcionan al rotador de fase 532 que también
recibe la señal de fase piloto desde el procesador de control 446.
La fase de los datos de símbolo recibidos se hace rotar según la
fase de la señal piloto determinada por el receptor de búsqueda y
el procesador de control. La salida del rotador de fase 532 son los
datos del canal I que se proporcionan a los circuitos del
desentrelazador y del decodificador.
El procesador de control 446 también incluye el
generador de PN 534 que genera la secuencia de PN de usuario en
respuesta a una dirección de unidad móvil o ID de usuario
introducido. La secuencia PN obtenida del generador de PN 534 se
proporciona a los circuitos del combinador de diversidad y del
decodificador. Puesto que la señal célula-unidad
móvil se aleatoriza con la secuencia PN de dirección del usuario
móvil, la salida del generador de PN 534 se utiliza para
desaleatorizar la señal transmitida por el sitio de célula
destinada a este usuario móvil que es parecida a la del receptor
del sitio de célula. El generador de PN 534 proporciona en
particular la secuencia PN de salida a los circuitos del
desentrelazador y del decodificador, donde se utiliza para
desaleatorizar los datos de usuario aleatorizados. Aunque la
aleatorización se describe en relación con una secuencia PN, se
prevé que puedan utilizarse otras técnicas de aleatorización muy
conocidas en la técnica.
Las salidas de los receptores 440 y 442 se
proporcionan, entonces, a los circuitos del combinador de
diversidad y del decodificador 448. Los circuitos del combinador de
diversidad contenidos en los circuitos 448 simplemente ajustan la
temporización de los dos trenes de símbolos recibidos para
alinearlos y los suman. Este procedimiento de suma puede continuar
con la multiplicación de los dos trenes por un número
correspondiente a las intensidades de señal relativas de los dos
trenes. Esta operación puede considerarse la combinación de
diversidad de tasa máxima. El tren de señales combinadas resultante
se decodifica a continuación utilizando un decodificador de
corrección de errores en recepción (FEC), incluido también en los
circuitos 448. El equipo de banda de base digital habitual es un
sistema de vocodificador digital. El sistema CDMA está destinado a
adaptarse a una diversidad de diseños de vocodificador
diferentes.
Los circuitos de banda de base 450 habitualmente
incluyen un vocodificador digital (no mostrado) que puede ser de
tipo de velocidad variable como el dado a conocer en la solicitud
de patente de tramitación compartida indicada anteriormente. Los
circuitos de banda de base 450 están destinados además a servir de
interfaz con un microteléfono o cualquier otro tipo de dispositivo
periférico. Los circuitos de banda de base 450 se adaptan a una
diversidad de diseños de vocodificador diferentes. Los circuitos de
banda de base 450 proporcionan señales de información de salida al
usuario según la información proporcionada a los mismos desde los
circuitos 448.
En el enlace unidad
móvil-célula, habitualmente se proporcionan señales
de voz analógicas, a través de un microteléfono, como entrada a los
circuitos de banda de base 450. Los circuitos de banda de base 450
incluyen un convertidor analógico-digital (A/D) (no
mostrado) que convierte la señal analógica en una señal digital. La
señal digital se proporciona al vocodificador digital, donde se
codifica. La salida del vocodificador se proporciona al circuito de
codificación con corrección de errores en recepción (FEC) (no
mostrado) para la corrección de errores. En el ejemplo de forma de
realización, la codificación con corrección de errores ejecutada es
un sistema de codificación convolucional. La señal codificada y
digitalizada se transmite desde los circuitos de banda de base 450
al modulador de transmisión 452.
El modulador de transmisión 452 aplica en primer
lugar codificación de Walsh a los datos de transmisión y luego
modula la señal codificada sobre una señal portadora PN, cuya
secuencia PN se elige según la función de dirección asignada para
la llamada. La secuencia PN es determinada por el procesador de
control 446 a partir de la información de establecimiento de llamada
que transmite el sitio de célula y que es decodificada por los
receptores 440 y 442 y el procesador de control 446. Como
alternativa, el procesador de control 446 puede determinar la
secuencia PN mediante un acuerdo previo con 'el sitio de célula. El
procesador de control 446 proporciona la información de secuencia
PN al modulador de transmisión 452 a los receptores 440 y 442 para
la decodificación de la llamada.
La salida del modulador de transmisión 452 se
proporciona a los circuitos de control de potencia de transmisión
438. La potencia de transmisión de la señal es controlada por la
señal de control de potencia analógica proporcionada por el
receptor 434. Los bits de control transmitidos por los sitios de
célula en forma de mandato de ajuste de potencia son procesados por
los receptores de datos 440 y 442. El mandato de ajuste de potencia
es utilizado por el procesador de control 446 para establecer el
nivel de potencia en la transmisión de la unidad móvil. En
respuesta a dicho mandato, el procesador de control 446 genera una
señal de control de potencia digital que se proporciona a los
circuitos 438. En la solicitud de patente de tramitación conjunta
mencionada anteriormente, puede obtenerse más información acerca de
la relación de los receptores 440 y 442, el procesador de control
446 y de control de potencia de transmisión 438 respecto al control
de potencia.
Los circuitos de control de potencia de
transmisión 438 transmiten la señal modulada con potencia
controlada a los circuitos del amplificador de potencia de
transmisión 436. Los circuitos 436 amplifican y convierten la señal
IF en una señal de frecuencia RF, mezclándola con una señal de
salida del sintetizador de frecuencias que sintoniza la señal a la
frecuencia de salida adecuada. Los circuitos 436 incluyen un
amplificador que amplifica la potencia hasta un nivel de salida
final. La señal de transmisión deseada se transmite desde los
circuitos 436 hasta el diplexor 432. El diplexor 432 acopla la señal
a la antena 340 para su transmisión a los sitios de célula.
El procesador de control 446 también es capaz de
generar mensajes de control como, por ejemplo, peticiones de
modalidad de diversidad de células y mandatos de terminación de
comunicación de sitio de célula. Estos mandatos se proporcionan al
modulador de transmisión 452 para su transmisión. El procesador de
control 446 es sensible a los datos recibidos desde los receptores
de datos 440 y 442 y el receptor de búsqueda 444 para tomar
decisiones relativas a la transferencia de llamadas y la combinación
de diversidad.
En relación con la transmisión por la unidad
móvil, la señal de voz analógica del usuario móvil se hace pasar en
primer lugar a través de un vocodificador digital. A continuación,
la salida del vocodificador se somete en secuencia a codificación
con corrección de errores en recepción (FEC), codificación mediante
secuencia ortogonal de orden 64 y modulación sobre una señal
portadora PN. La secuencia ortogonal de orden 64 es generada por un
codificador de funciones de Walsh. El codificador es controlado
mediante la recopilación de seis salidas de símbolos binarios
sucesivos del codificador FEC convolucional. Los seis símbolos
binarios en conjunto determinan cuál de las 64 secuencias de Walsh
posibles se transmitirá. La secuencia de Walsh tiene una longitud
de 64 bits. Por lo tanto, la frecuencia de "segmentos" de Walsh
debe ser 9600 * 3 * (1/6) * 64 = 307200 Hz para una velocidad de
transmisión de datos de 9600 bit/s.
En el enlace unidad
móvil-célula, se utiliza una secuencia PN corta
común para todas las portadoras de voz del sistema, mientras que la
codificación de direcciones de usuario se efectúa utilizando el
generador de secuencias PN de usuario. La secuencia PN de usuario
se asigna de forma exclusiva a la unidad móvil para la duración de
la llamada, por lo menos. La secuencia PN de usuario se somete a la
operación O exclusiva con las secuencias PN comunes, que son
secuencias de registro de desplazamiento lineal de longitud máxima
aumentada hasta la longitud 32768. A continuación, cada una de las
señales binarias resultantes aplica modulación de fase bivalente a
una portadora en cuadratura, y éstas se suman para generar una
señal compuesta, se pasan por el filtro pasabanda y se convierten en
una señal de frecuencia IF. En el ejemplo de forma de realización,
una parte del procedimiento de filtrado es llevado a cabo por un
filtro digital de respuesta impulsiva finita (FIR) que opera con la
salida de secuencia binaria.
A continuación, se controla la potencia de la
salida del modulador mediante las señales del procesador de control
digital y el receptor analógico, y ésta se convierte en una señal
de la frecuencia RF de funcionamiento mezclándola con un
sintetizador de frecuencias que sintoniza la señal a la frecuencia
de salida adecuada y, luego, se amplifica hasta el nivel de salida
final. Finalmente, la señal de transmisión se transmite al diplexor
y a la antena.
La Figura 11 ilustra una forma de realización,
que aunque es la preferida sólo constituye un ejemplo, del
modulador de transmisión de la unidad móvil 452. Los datos se
transmiten en formato digital desde los circuitos de banda de base
digitales al codificador 600, donde, en el ejemplo de forma de
realización, se les aplica codificación convolucional. La salida
del codificador 600 se proporciona al entrelazador 602 que, en el
ejemplo de forma de realización, es un entrelazador de bloques. Los
símbolos entrelazados se pasan del entrelazador de bloques 602 al
codificador de Walsh 604 del modulador de transmisión 452. El
codificador de Walsh 604 utiliza los símbolos de entrada para
generar una salida de secuencia de código. La secuencia de Walsh se
proporciona a una entrada de la puerta O exclusiva 606.
El modulador de transmisión 452 incluye además
el generador de PN 608 que recibe la dirección de la unidad móvil
como entrada cuando determina la secuencia PN de salida. El
generador de PN 608 genera la secuencia de 42 bits específica del
usuario, tal como se ha indicado en relación con las Figuras 3 y 4.
Otra característica del generador de PN 608 que es común a todos los
generadores de PN de usuario y que todavía no se ha descrito es la
utilización de una técnica de enmascaramiento para generar la
secuencia PN de usuario de salida. Por ejemplo, se proporciona una
máscara de 42 bits para dicho usuario, siendo cada uno de los bits
de la máscara de 42 bits sometido a la operación O exclusiva con un
bit obtenido de cada registro de la serie de registros de
desplazamiento que componen el generador de PN. Los resultados de
la máscara y la operación O exclusiva mediante bits de registros de
desplazamiento se someten a continuación a la operación O exclusiva
conjuntamente para generar la salida del generador de PN que se
utiliza como secuencia PN de usuario. La secuencia PN de salida del
generador de PN 608, es decir, la secuencia PN_{U}, se introduce
en la puerta O exclusiva 606. Los datos de símbolos de Walsh y la
secuencia PN_{U} se someten a la operación O exclusiva en la
puerta O exclusiva 606 y se proporcionan como en la entrada a las
puertas O exclusiva 610 y 612.
El modulador de transmisión 452 incluye además
los generadores de PN 614 y 616 que, respectivamente, generan las
secuencias PN_{I} y PN_{Q}. Todas las unidades móviles utilizan
las mismas secuencias PN_{I} y PN_{Q}. Estas secuencias PN son,
en el ejemplo de realización, el desplazamiento cero utilizado en
las comunicaciones célula-unidad móvil. La otra
entrada de las puertas O exclusiva 610 y 612 recibe,
respectivamente, las secuencias PN_{I} y PN_{Q} obtenidas de los
generadores de PN 614 y 616. Con la salida proporcionada al control
de potencia de transmisión 438 (Figura 9), se efectúa la operación
O exclusiva de las secuencias PN_{I} y PN_{Q} en las
respectivas puertas O exclusiva.
En el ejemplo de forma de realización, el enlace
unidad móvil-célula utiliza el código convolucional
de velocidad r = 1/3 con longitud de limitación K = 9. Los
generadores para el código son G_{1} = 557 (octal), G_{2} = 663
(octal) y
G_{3} = 711 (octal). De forma parecida al enlace célula-unidad móvil, se utiliza repetición del código para adaptarse a las cuatro velocidades de transmisión de datos diferentes que el vocodificador genera cada trama de 20 ms. A diferencia del enlace célula-unidad móvil, los símbolos de código repetidos no se transmiten por aire a niveles bajos de energía, sino que en su lugar sólo se transmite un símbolo de código de un grupo de repetición al nivel de potencia nominal. Para concluir, la repetición de código del ejemplo de forma de realización se utiliza simplemente como recurso para adaptar el sistema de transmisión de datos variable en la estructura de entrelazado y modulación, como se indicará en los siguientes párrafos.
G_{3} = 711 (octal). De forma parecida al enlace célula-unidad móvil, se utiliza repetición del código para adaptarse a las cuatro velocidades de transmisión de datos diferentes que el vocodificador genera cada trama de 20 ms. A diferencia del enlace célula-unidad móvil, los símbolos de código repetidos no se transmiten por aire a niveles bajos de energía, sino que en su lugar sólo se transmite un símbolo de código de un grupo de repetición al nivel de potencia nominal. Para concluir, la repetición de código del ejemplo de forma de realización se utiliza simplemente como recurso para adaptar el sistema de transmisión de datos variable en la estructura de entrelazado y modulación, como se indicará en los siguientes párrafos.
En el enlace unidad
móvil-célula, el entrelazador de bloques utiliza un
intervalo de entrelazado de 20 ms, que coincide exactamente con una
trama de vocodificador. El número de símbolos de código en 20 ms,
suponiendo que la velocidad de transmisión de datos sea de 9600
bit/s y la velocidad de código r = 1/3, es de 576. Los parámetros N
y B, en que N es igual al número de filas y B es igual al número de
columnas de la matriz del entrelazador, son 32 y 18,
respectivamente. Los símbolos de código se escriben en la matriz de
la memoria del entrelazador por filas y se leen por columnas.
El formato de modulación es de señalización
ortogonal de orden 64. En otras palabras, los símbolos de código
entrelazados se agrupan en grupos de seis para seleccionar una de
las 64 formas de onda ortogonales. Las formas de onda ortogonales
de orden 64 son las mismas funciones de Walsh utilizadas como
secuencias de cubrimiento en el enlace célula-unidad
móvil.
El intervalo de tiempo de modulación de datos es
igual a 208,33 \mus y se denomina intervalo de símbolos de Walsh.
A 9600 bit/s, 208,33 \mus corresponde a 2 bits de información y
equivalen a 6 símbolos de código a una velocidad de símbolos de
código igual a 28800 s/s. El intervalo de símbolos de Walsh se
subdivide en 64 intervalos de tiempo de igual longitud, denominados
segmentos de Walsh, cada uno de los cuales tiene una duración de
208,33 / 64 = 3,25 \mus. La frecuencia de segmentos de Walsh es
pues de 1/3,25 \mus = 307,2 kHz. Puesto que la frecuencia de
ensanchamiento PN es
simétrica en los dos enlaces, es decir, de 1,2288 MHz, existen exactamente 4 segmentos PN por segmento de Walsh.
simétrica en los dos enlaces, es decir, de 1,2288 MHz, existen exactamente 4 segmentos PN por segmento de Walsh.
Se utilizan un total de tres generadores de PN
en la trayectoria del enlace unidad móvil-célula:
el generador de PN de 42 bits específico del usuario y el par de
generadores de PN de canal I y Q de 15 bits. Tras la operación de
ensanchamiento específica del usuario, la señal se ensancha
mediante QPSK de la misma forma que en el enlace
célula-unidad móvil. A diferencia del enlace
célula-unidad móvil, en el que cada sector o célula
se identifica mediante secuencias exclusivas de longitud 2^{15},
aquí todas las unidades móviles utilizan las mismas secuencias PN I
y Q. Estas secuencias PN son las secuencias de desplazamiento
cero utilizadas en el enlace célula-unidad móvil,
denominadas también secuencias piloto.
La repetición del código y la reducción a escala
de la energía se utilizan en el enlace
célula-unidad móvil para adaptarse a las velocidades
variables generadas por el vocodificador. El enlace unidad
móvil-célula utiliza un sistema diferente basado en
una transmisión en ráfagas.
El vocodificador genera cuatro velocidades de
transmisión de datos diferentes: 9600, 4800, 2400 y 1200 bit/s,
cada trama de 20 ms, como en el enlace
célula-unidad móvil. Los bits de información son
codificados por el codificador convolucional de velocidad r = 1/3 y
los símbolos de código se repiten 2, 4 y 8 veces a las tres
velocidades de transmisión de datos más bajas. Por consiguiente, la
velocidad de símbolos de código se mantiene constante a 28800 s/s.
Después de ser codificados, los símbolos de código son entrelazados
por el entrelazador de bloques que utiliza un intervalo que
equivale exactamente a una trama de vocodificador o 20 ms. Cada 20
ms, el codificador convolucional genera un total de 576 símbolos de
código, algunos de los cuales pueden ser símbolos repetidos.
La secuencia de símbolos de código transmitida
se muestra en la Figura 12. Debe observarse que una trama de
vocodificador, es decir un intervalo de 20 ms, se subdivide en 16
particiones cada una de las cuales tiene una duración de 1,25 ms.
En el enlace unidad móvil-célula, las cifras que se
obtienen son de 36 símbolos de código para cada partición a la
velocidad de 28800 s/s, que equivalen a 6 símbolos de Walsh a la
velocidad de 4800 s/s. A la velocidad 1/2, es decir, 4800 bit/s,
las particiones se agrupan en 8 grupos de 2 particiones cada uno. A
la velocidad 1/4, es decir, 2400 bit/s, las particiones se agrupan
en 4 grupos de 4 particiones cada uno y, por último, a la velocidad
1/8, es decir, 1200 bit/s, las particiones se agrupan en 2 grupos de
8 particiones cada uno.
En la Figura 12, se ilustra con mayor detalle un
ejemplo de patrón de transmisión de símbolos en ráfagas. Por
ejemplo, a la velocidad 1/4, es decir, 2400 bit/s, durante la
cuarta partición del primer grupo, la cuarta y la octava filas de
la matriz de la memoria del entrelazador se leen por columnas y se
transmiten en secuencia. La posición de la partición para los datos
transmitidos debe aleatorizarse para reducir la interferencia.
En la Figura 13, se ilustra la temporización del
enlace unidad móvil-célula. La Figura 13 amplía el
diagrama de temporización de la Figura 7 para incluir los canales
unidad móvil-célula, es decir, de voz y acceso. La
sincronización del enlace unidad móvil-célula
comprende las siguientes etapas:
1. Decodificar correctamente un mensaje de
sincronización, es decir, efectuar una verificación CRC;
2. Cargar en el registro de desplazamiento de PN
largo el estado recibido en el mensaje de sincronización y
3. Compensar la desviación de fase de código
piloto si se recibe desde un sector que utiliza una señal piloto
desplazada.
En este punto, la unidad móvil tendrá una
sincronización completa, es decir, sincronización de PN y
sincronización en tiempo real, y puede empezar a transmitir, ya sea
en el canal de acceso o bien en el canal de voz.
Para que la unidad móvil pueda originar una
llamada debe disponer de características de señalización que le
permitan finalizar una llamada con otro usuario del sistema por
medio de un sitio de célula. En el enlace unidad
móvil-célula, la técnica de acceso prevista es el
protocolo ALOHA ranurado. Un ejemplo de velocidad binaria de
transmisión en el canal inverso es la de 4800 bit/s. Un paquete de
canal de acceso consiste en un preámbulo seguido de la
información.
La longitud del preámbulo es, en el ejemplo de
forma de realización, un entero múltiplo de tramas de 20 ms y es un
parámetro de sector/célula que la unidad móvil recibe en uno de los
mensajes del canal de radiobúsqueda. Puesto que los receptores de
la célula utilizan los preámbulos para resolver los retardos de
propagación, este sistema permite variar la longitud del preámbulo
basándose en el radio de la célula. El código PN de usuario para el
canal de acceso se acuerda de antemano o se transmite a las
unidades móviles en el canal de radiobúsqueda.
La modulación es fija y constante mientras dura
el preámbulo. La forma de onda ortogonal utilizada en el preámbulo
es W_{0}, es decir, la función de Walsh todo ceros. Debe
observarse que el patrón todo ceros en la entrada del codificador
convolucional genera la forma de onda deseada W_{0}.
Un paquete de datos del canal de acceso puede
constar de una o, como máximo, dos tramas de 20 ms. La
codificación, el entrelazado y la modulación del canal de acceso
son exactamente iguales a los del canal de voz a la velocidad de
9600 bit/s. En el ejemplo de forma de realización, el sector/célula
requiere que las unidades móviles transmitan un preámbulo de 40 ms,
y el tipo de mensaje del canal de acceso requiere una trama de
datos. Supongamos que N_{P} sea el número de tramas de preámbulo
y k el número de períodos de 20 ms transcurridos desde un origen
temporal predefinido. Entonces, se permite que las unidades móviles
inicien la transmisión en el canal de acceso sólo cuando la
ecuación (k, N_{P} + 2) = 0 sea cierta.
En relación con otras aplicaciones de
comunicaciones, puede ser deseable acordar de antemano los diversos
elementos de la codificación con corrección de errores, la
codificación mediante secuencia ortogonal y la codificación PN para
que se adapten mejor a la aplicación.
Por ejemplo, en las comunicaciones móviles por
satélite en las que se retransmiten señales entre grandes
estaciones centrales terrenas y los terminales móviles mediante uno
o más satélites de órbita terrestre, tal vez sea deseable emplear
técnicas de modulación y demodulación coherentes en ambas
direcciones del enlace, debido a que el canal tiene una coherencia
de fase muy superior a la del canal móvil terrestre. En dicha
aplicación, el modulador móvil no utilizará codificación de orden m
como la descrita anteriormente. En su lugar, puede emplearse
modulación de fase bivalente o cuadrivalente de símbolos de
corrección de errores en recepción con demodulación coherente
convencional, siendo la fase portadora extraída de la señal
recibida utilizando técnicas de bucle de Costas. Además, puede
emplearse la canalización de la función de Walsh ortogonal descrita
aquí para el enlace célula-unidad móvil. Siempre
que la fase del canal permanezca razonablemente coherente, este
sistema de modulación y demodulación permite el funcionamiento con
Eb/No inferior a la señalización ortogonal de orden m, dando por
resultado una mayor capacidad del
sistema.
sistema.
\newpage
En otra forma de realización, tal vez sea
preferible codificar la forma de onda de voz directamente en la
forma de onda RF en lugar de utilizar un vocodificador y técnicas
de FEC. Aunque la utilización de un vocodificador y técnicas FEC
dan por resultado un rendimiento del enlace muy elevado, la
complejidad de ejecución es alta y aumenta los costes y el consumo
de energía. Estas desventajas pueden ser especialmente
desfavorables en un teléfono portátil de bolsillo en el que el
consumo de batería y el coste son importantes. En la práctica
rutinaria de la transmisión telefónica digital, la forma de onda de
voz se representa en formato digital como muestras de voz de 8 bits
a una frecuencia de muestras de 8 kHz. El sistema CDMA puede
codificar las muestras de 8 bits directamente en los ángulos de
fase de la portadora. Con ello deja de ser necesario disponer de un
vocodificador o un codificador/decodificador FEC. Asimismo, se
requiere una relación señal-ruido algo más alta
para obtener un buen rendimiento, dando por resultado una menor
capacidad. En otra alternativa, las muestras de voz de 8 bits pueden
ser codificadas directamente en amplitudes de portadora. En otra
alternativa más, las muestras de forma de onda de voz pueden
codificarse en fases y amplitudes de portadora.
La descripción anterior de las formas de
realización preferidas se proporciona para permitir que cualquier
experto en la materia lleve a cabo o utilice la presente invención.
Las diversas modificaciones de estas formas de realización
resultarán muy evidentes para los expertos en la materia.
Claims (2)
1. Un sistema de modulación para su utilización
en un sistema de comunicaciones de espectro expandido que emplea un
esquema de traspaso suave que permita la conmutación entre sitios
de células (12, 14) según dicte la intensidad de la señal, en el
que la mencionada intensidad de la señal se deriva a partir de una
señal de piloto, comprendiendo el sistema:
- \quad
- un medio (200) para generar una primera señal de secuencia ortogonal correspondiente a una de una pluralidad de secuencias binarias ortogonales;
- \quad
- un medio (196, 198) para generar una señal de pseudorruido (PN) correspondiente a una secuencia binaria PN;
- \quad
- un medio (202, 204) para combinar la mencionada primera señal de secuencia ortogonal y la mencionada señal PN y proporcionar una primera señal de modulación resultante para la mencionada señal de piloto.
2. El sistema de modulación de la reivindicación
1, comprendiendo de manera adicional:
- \quad
- un medio (245i) para generar una segunda señal de secuencia ortogonal seleccionada a partir de la mencionada pluralidad de secuencias binarias ortogonales, en el que la mencionada segunda secuencia ortogonal es diferente a la mencionada primera secuencia ortogonal;
- \quad
- un medio (252i) para combinar una señal de información con la mencionada segunda señal de secuencia ortogonal para proporcionar una señal de información ortogonal;
- \quad
- un medio (256i, 258i) para combinar la mencionada señal de información ortogonal y la mencionada señal PN y para proporcionar una segunda señal de modulación resultante; y
- \quad
- un medio para sumar (284, 286) las mencionadas primera y segunda señales de modulación.
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