JP3357620B2 - Ｃｄｍａセルラ電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法 - Google Patents

Ｃｄｍａセルラ電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はセルラ電話システ
ム、特にスペクトル拡散通信信号を使用した移動体セル
ラ電話システムまたは衛星移動体電話システムにおける
情報通信用の画期的で改良されたシステムおよび方法に
関する。
【０００２】
【従来の技術】コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調技
術の使用は多数のシステムユーザが存在する通信を助長
する種々ある技術のうちの１つである。時間分割多元接
続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、振
幅圧伸単一側波帯（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式
のような他の多元接続通信システム技術が技術で知られ
ている。しかし、ＣＤＭＡのスペクトル拡散変調技術は
多元接続通信システムのためのこれらの変調技術にまさ
る大きい利点を有する。多元接続通信システムのＣＤＭ
Ａ技術の使用は1990年２月13日出願の“SPREAD SPECTRU
M MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATEL
LITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”と題する米国特許第
4,901,307 号明細書に記載されている。
【０００３】多元接続技術が記載されているこの前述の
特許ではそれぞれトランシーバを有する多数の移動体電
話システムのユーザがコード分割多元接続（ＣＤＭＡ）
スペクトル拡散通信信号を使用して衛星中継器又は地球
上の基地局（セルサイト局、セルサイトまたは略してセ
ルとも言う）を通して通信する。ＣＤＭＡ通信を使用し
て周波数スペクトルを多数回再使用することができ、従
ってシステムユーザの容量を増加させることができる。
ＣＤＭＡを使用すると、他の多元接続技術を使用して得
られる結果よりかなり高いスペクトル効率を得られる。
【０００４】衛星チャネルは典型的にリシアンとして特
徴づけられるフェージングを経験する。従って受信信号
はレイリーフェージング統計を有する多重反射成分と合
算された直接成分からなる。直接成分と反射成分との間
のパワー比は移動体ユニットのアンテナの特性と移動体
ユニットの環境によって決定され、典型的に６〜10ｄＢ
程度である。
【０００５】衛星チャネルと対照的に、地球チャネルは
直接成分なしに典型的にレイリーフェージングを受けた
成分からなる信号フェージングを経験する。従って、地
球チャネルはリシアンフェージングが主なフェージング
特性である衛星チャネルよりもよりシビアなフェージン
グ状況を示す。
【０００６】地球チャネル信号のレイリーフェージング
特性は物理的環境の多くの異なった特徴から反射される
信号により引起こされる。結果として信号は、異なった
伝送遅延を有する多くの方向から移動体ユニット受信機
に到着する。通常、セルラ移動体電話システムを含む移
動体無線通信を使用するＵＨＦ周波数帯域では異なった
パスを伝播する信号の顕著な位相差が生じる。信号の破
壊的加算の可能性は深いフェードが生じるとき結果とし
て生じる。
【０００７】地球チャネルフェージングは移動体ユニッ
トの物理的位置の非常に強い関数である。移動体ユニッ
ト位置の小さな変化は全ての信号伝播パスの物理的遅延
を変化させ、これはさらに各パスの位相を異なったもの
とする。従って、その環境を通過する移動体ユニットの
動作はかなり急速なフェージングプロセスを生じる。例
えば、850 ＭＨｚのセルラ無線周波数帯域ではこのフェ
ージングは典型的に毎秒、毎マイル、毎時間１フェード
の移動体速度と同速度である。このシビアなフェージン
グは地球チャネルの信号に対して非常に破壊的であり、
通信品質が低い結果となる。フェージングの問題を克服
するために付加的な送信パワーを使用できる。しかしこ
のようなパワーは干渉の増加によりユーザとシステムの
両者における過度のパワー消費を効果的に増加する。
【０００８】米国特許第4,901,307 号明細書に記載され
ているＣＤＭＡ変調技術は衛星又は地上の中継器を使用
する通信システムに使用される狭帯域変調技術にまさる
多くの利点を提供する。地球チャネルは特にマルチパス
信号に関して通信システムに特別な問題を提起する。Ｃ
ＤＭＡ技術の使用により、地球チャネルの特別な問題
が、マルチパスの例えばフェージングの悪影響の緩和に
より克服されることを可能にし、一方でその利点を利用
している。
【０００９】ＣＤＭＡセルラ電話システムでは同一の周
波数帯域を全てのセルの通信に使用することができる。
処理利得を提供するＣＤＭＡ波形特性もまた、同一の周
波数帯域を占める信号を弁別するために使用される。さ
らに、パス遅延差がＰＮチップ継続期間即ち１／帯域幅
を超過するのであれば、高速疑似雑音（ＰＮ）変調は多
くの異なった伝播パスを分離できるようにする。約１Ｍ
ＨｚのＰＮチップ速度がＣＤＭＡシステムで使用される
と、システムデータ速度と拡散帯域幅との比率と等しい
フル拡散スペクトル処理利得を、所望のパスからパス遅
延で１マイクロ秒以上異なるパスに対して使用すること
ができる。１マイクロ秒のパス遅延差は約1,000 フィー
トのパス距離差に相当する。都会の状況では典型的に１
マイクロ秒を超過するパス遅延差が与えられ、ある地域
では10乃至20マイクロ秒に達したことが報告されてい
る。
【００１０】通常の電話システムにより使用されるアナ
ログＦＭ変調のような狭帯域変調システムでは、マルチ
パスの存在は重大なマルチパスフェージングを生じる。
しかし、広帯域ＣＤＭＡ変調では異なったパスは復調処
理で弁別される。この弁別はマルチパスフェージングの
重要度を減少する。マルチパスフェージングは、特定の
システムに対するＰＮチップ継続期間より少ない遅延差
を有するパスが時々存在するので、ＣＤＭＡ弁別技術の
使用において完全にはなくならない。この程度のパス遅
延を有する信号は復調器で弁別されず、ある程度のフェ
ージングを生じる。
【００１１】それ故システムがフェージングを減少する
ことを可能にするある形態のダイバーシティが提供され
ることが所望される。ダイバーシティはフェージングの
有害な影響を緩和する１つの方法である。３つの主なタ
イプのダイバーシティが存在する。即ち時間ダイバーシ
ティ、周波数ダイバーシティ、空間ダイバーシティであ
る。
【００１２】時間ダイバーシティは反復、時間インター
リーブ、エラー検出、反復の形態のエンコードを使用す
ることにより最も良く得ることができる。本発明は時間
ダイバーシティの形態として３つの各技術を使用する。
【００１３】広帯域幅信号である本質的な特性によりＣ
ＤＭＡは信号エネルギを広帯域幅に拡散することにより
周波数ダイバーシティの形態を提供する。それ故周波数
選択的フェージングはＣＤＭＡ信号帯域幅のわずかな部
分にのみ影響する。
【００１４】空間またはパスダイバーシティは、２また
はそれ以上のセルサイトを通過する移動体ユーザからの
同時的なリンクを通して複数の信号パスを提供すること
により得られる。さらに、パスダイバーシティは異なっ
た伝播遅延で到着する信号が別々に受信され処理される
ことを可能にすることによりスペクトル拡散処理を通し
てマルチパス環境を活用することにより得られる。パス
ダイバーシティの例は、“SOFT HANDOFF IN A CDMA CEL
LUAR TELEPHONE SYSTEM ”と題する1989年11月７日出願
の米国特許出願第07/433,030号（1992年3月31日に発行
された米国特許第5,101,501号）に、そして同じく“DIV
ERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTE
M”と題する1989年11月７日出願の米国特許出願第07/43
2,522号（1992年4月28日に発行された米国特許第5,109,
390号）に記載されている。
【００１５】有害なフェージング影響はさらに送信機パ
ワーの制御によりＣＤＭＡシステムで、ある程度の量に
制御することができる。セルサイトおよび移動体ユニッ
トパワー制御用のシステムは、“METHOD AND APPARATUS
FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELL
ULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM”と題する1989年11月７
日出願の米国特許出願第07/433,031号（1991年10月8日
に発行された米国特許第5,056,109号）に記載されてい
る。
【００１６】米国特許第4,901,307 号明細書に記載され
ているようなＣＤＭＡ技術は、移動体および衛星通信の
両方向リンクのコヒーレント変調と復調の使用を考察し
ている。従って、ここで記載されていることは、衛星か
ら移動体へのリンクとセルから移動体へのリンク（以下
「セル−移動体リンク」という）のコヒーレント位相基
準として、パイロット搬送波信号を使用することであ
る。しかし、地球セル状況ではチャネルの結果的な位相
崩壊を持つマルチパスのフェージングの重大度は、移動
体からセルへのリンク（以下「移動体−セルリンク」と
いう）に対してコヒーレント復調技術を使用することを
妨げる。本発明はコヒーレントでない変調と復調技術を
使用することにより移動体−セルリンクのマルチパスの
悪影響を克服する手段を提供する。
【００１７】米国特許第4,901,307 号明細書で記載され
ているＣＤＭＡ技術は、比較的長いＰＮシーケンスの使
用を試みており、各ユーザのチャネルには異なったＰＮ
シーケンスが割当てられている。異なったＰＮシーケン
ス間の相互相関とゼロ以外のあらゆる時間シフトに対す
るＰＮシーケンスの自己相関は、両者ともゼロ平均値を
有し、これは異なったユーザの信号が受信において弁別
できるようにする。
【００１８】しかし、このようなＰＮ信号は直交しな
い。情報ビット時間のような短い時間間隔では相互相関
は平均がゼロであるが、相互相関は二項分布になる。こ
のように、同一のパワースペクトル密度における広帯域
幅のガウス雑音である場合とちょうど同じくらい互いに
信号が干渉する。従って、他のユーザ信号または相互の
干渉雑音は最終的に達成可能な容量を制限する。
【００１９】マルチパスが存在すると、広帯域ＰＮ Ｃ
ＤＭＡシステムにパスダイバーシティを提供できる。１
マイクロ秒のパス遅延差より大きい値で２以上のパスが
利用できれば、２以上のＰＮ受信機を使用してこれらの
信号を別々に受信することができる。これらの信号が典
型的にマルチパスフェージングで独立性を示すので、即
ちこれらは通常一緒にフェードしないので、２つの受信
機の出力はダイバーシティ結合することができる。それ
故性能の損失は両方の受信機が同時にフェードしたとき
のみ生じる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の１つの観点は
ダイバーシティ結合器との組合せで２以上のＰＮ受信機
を提供することである。フェージングを克服するように
マルチパス信号の存在を活用するために、パスダイバー
シティの結合動作が行われることを可能にする波形を使
用することが必要である。
【００２１】それ故本発明の目的は、相互干渉を減少す
ることにより、より多くのユーザ容量を許容し、パスダ
イバーシティをサポートすることによりフェージングを
克服するように、直交しているＰＮシーケンスを生成す
ることである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】移動体セルラ電話環境に
おけるスペクトル拡散通信技術、特にＣＤＭＡ技術の実
現は、他の通信システム技術にまさるシステムの信頼性
と容量を大きく増強する特徴を提供する。前述のＣＤＭ
Ａ技術はフェージングおよび干渉のような問題を容易に
克服することを可能にする。従ってＣＤＭＡ技術はさら
に多くの周波数再使用を促進し、システムユーザ数の実
質的な増加を可能にする。
【００２３】本発明は、相互干渉が減少され、より高い
容量とより優れたリンク性能を可能にするようにユーザ
の間の直交性を提供するＰＮシーケンスを構成するため
の新規で改良された方法およびシステムである。コード
時間フレームが互いに時間整列されてさえいれば、直交
ＰＮコードにより、相互相関は予め定められた時間間隔
に対してゼロであり、直交コード間に干渉のない結果を
生じる。
【００２４】実施態様では信号は直接シーケンススペク
トル拡散通信信号を使用してセルサイトと移動体ユニッ
トとの間で通信される。セル−移動体リンクではパイロ
ット、同期、ページング、音声チャネルが規定される。
セル−移動体リンクチャネルで通信される情報は通常、
エンコードされ、インターリーブされ、カバーされたシ
ンボルの直角位相偏移キー（ＱＰＳＫ）拡散と共に各Ｂ
ＰＳＫシンボルの直交したカバーリングで２位相偏移キ
ー（ＢＰＳＫ）で変調される。
【００２５】移動体−セルリンクではアクセスおよび音
声チャネルが規定されている。移動体−セルリンクチャ
ネルで通信される情報は通常、エンコードされ、インタ
ーリーブされ、ＱＰＳＫ拡散をともなう直交信号であ
る。
【００２６】本発明の特徴、目的、利点は図面を伴った
後述の詳細な説明より明白であり、図面の参照数字は同
一のものに対して示されている。
【００２７】
【発明の実施の形態】ＣＤＭＡセルラ電話システムでは
各セルサイトは複数の変調器復調器ユニット又はスペク
トル拡散変復調装置を有する。各変復調装置はデジタル
スペクトル拡散送信変調器と少なくとも１つのデジタル
スペクトル拡散データ受信機とサーチ受信機とを具備す
る。セルサイトの各変復調装置は、割当てられた移動体
ユニットとの通信を容易にするために必要なように移動
体ユニットに割当てられる。
【００２８】古いセルサイトの変復調装置が通話のサー
ビスを継続する一方、新しいセルサイト変復調装置が移
動体ユニットに割当てられるＣＤＭＡセルラ電話システ
ムに対して柔軟なハンドオフ方式が使用される。移動体
ユニットが２つのセルサイト間の転移領域に位置してい
る時、信号強度の指令通りに通話をセルサイトの間で切
替ることができる。移動体ユニットが常に少なくとも１
つのセルサイト変復調装置を通して通信されるので、サ
ービス中の移動体ユニットに対する不通の影響は少な
い。従って移動体ユニットは、フェージングの影響を緩
和するダイバーシティ機能に加えて、ハンドオフ処理を
助長するために複数の受信機を使用する。
【００２９】ＣＤＭＡセルラ電話システムでは各セルサ
イトは“パイロット搬送波”信号を伝送する。セルがセ
クタに分割されると、各セクタは関連する異なったパイ
ロット信号をセル内で有する。このパイロット信号は、
初期のシステム同期を得るためと、セルサイト送信信号
の粗時間、周波数、位相の追跡をするために移動体ユニ
ットにより使用される。各セルサイトはまた、セルサイ
ト識別、システムタイミング、移動体ページング情報、
種々ある他の制御信号のようなスペクトル拡散変調情報
を送信する。
【００３０】各セルの各セクタにより送信されるパイロ
ット信号は、同一の拡散コードであるが異なったコード
位相オフセットを有する。位相オフセットによりパイロ
ット信号を互いに区別することができ、従って発信セル
サイト又はセクタを区別することができる。同一のパイ
ロット信号コードを使用することにより、移動体ユニッ
トは、全てのパイロット信号コード位相を通して単一の
サーチによりシステムタイミング同期を見つけることが
できる。各コード位相に対する相関処理によって決定さ
れるような最も強いパイロット信号は容易に識別可能で
ある。識別された最強のパイロット信号は、通常最も近
いセルサイトにより送信されたパイロット信号に一致す
る。しかし最も隣接したセルサイトにより送信されたか
否かにかかわらず最強のパイロット信号が使用される。
【００３１】最高強度のパイロット信号の捕捉、即ち最
高強度のパイロット信号による移動体の初期同期におい
て、移動体ユニットはセル内の全てのシステムユーザに
より受信される予定である別の搬送波をサーチする。同
期チャネルと呼ばれるこの搬送波は、システム中の移動
体により使用されるシステム情報を含む放送メッセージ
を伝送する。システム情報は、移動体ユニットにより使
用される、長いＰＮコード、インターリーバフレーム、
ボコーダ、他のシステムのタイミング情報を付加的なサ
ーチなしに移動体ユニットが同期させることができる情
報を伝達することに加えて、セルサイトとシステムを識
別する。移動体に対する通話が到着したことを示すメッ
セージを移動体に送信し、移動体が通話を開始するとき
のチャネル割当に応答するために、ページングチャネル
と呼ばれる別のチャネルがまた設けられている。
【００３２】移動体ユニットは、セルサイト隣接セクタ
に対応するコードオフセットの受信パイロット搬送波信
号コード、すなわち隣接送信パイロット信号を走査し続
ける。この走査は、隣接するセクタ又はセルから発する
パイロット信号が、最初に最も強度が高いと決定された
パイロット信号より強くなるかどうかを決定するために
行われる。一方、この通話の不活性モードにおいて、隣
接するセクタ又は隣接するセルサイトのパイロット信号
が最初のセルサイトセクタのパイロット信号、すなわち
セルサイトの送信パイロット信号より強度が強くなる
と、移動体ユニットはより強度の強いパイロット信号
と、新しいセクタ又はセルサイトの対応する同期および
ページングチャネルとを捕捉する。
【００３３】通話が開始されるとき、この通話の継続期
間中に使用するために疑似雑音（ＰＮ）コードアドレス
が決定される。コードアドレスはセルサイトにより割当
てられるか、移動体ユニットの識別子を基礎とする事前
調整により決定される。通話の開始後、移動体ユニット
は、セルサイトにより送信され、通信を確立するのに使
用されたパイロット信号に加えて、隣接するセクタ又は
セルのパイロット信号を走査し続ける。パイロット信号
の走査は、隣接するセクタ又はセル送信パイロット信号
の１つが、移動体ユニットが通信しているセルサイトに
より送信されるパイロット信号より高強度になるかどう
かを決定するために継続される。隣接するセルまたはセ
ルセクタと関連するパイロット信号が現在のセルまたは
セルセクタのパイロット信号より高強度になったとき、
これは、新しいセルまたはセルセクタに入り、ハンドオ
フが開始されなければならないことを移動体ユニットに
示すものである。
【００３４】本発明の実施例の電話システムが図１に示
されている。図１で示されたシステムは、システム移動
体ユニット又は移動体電話とセルサイトとの間の通信に
スペクトル拡散変調技術を使用する。
【００３５】大都市のセルラシステムは、数十万の移動
体電話を取扱う数百のセルサイト局を有する。スペクト
ル拡散技術の使用、特にＣＤＭＡでは、通常のＦＭ変調
セルラシステムと比較して、このサイズのシステムのユ
ーザ容量における増加を容易に助長する。
【００３６】図１ではシステム制御装置とスイッチ10は
また移動体電話スイッチング局（ＭＴＳＯ）と呼ばれて
おり、典型的にセルサイトに対するシステム制御を行う
インターフェースと処理回路を含んでいる。制御装置10
はまた適切な移動体ユニットへの送信のために、公衆電
話交換網（ＰＳＴＮ）から適切なセルサイトへの電話通
話のルーティングを制御する。制御装置10はまた、少な
くとも１つのセルサイトを経て移動体ユニットからＰＳ
ＴＮへの通話のルーティングを制御する。制御装置10
は、移動体ユニットが典型的に互いに直接的に通信しな
いので、適切なセルサイトを介する移動体ユーザ間の通
話を接続する。
【００３７】制御装置10は専用電話線、光ファイバリン
ク又はマイクロ波通信リンクのような種々の手段により
セルサイトと結合されている。図１では例示的に２つの
このようなセルサイト12,14 が、それぞれセルラ電話装
置を含む移動体ユニット16,18 と共に図示されている。
ここで説明され、図示されているようなセルサイト12,1
4がセル全体をサービスするものと考えられている。し
かしセルは地理的にセクタに分割され、このセクタはそ
れぞれ異なったカバー範囲として扱われていることを理
解すべきである。従って、複数セルに対してここで記載
されているように同一セルのセクタの間でハンドオフが
行われる一方、ダイバーシティもまたセルに対するのと
同様にセクタの間で行われる。
【００３８】図１では矢印の線20ａ〜20ｂと22ａ〜22ｂ
は、それぞれセルサイト12と移動体ユニット16,18 との
間の可能な通信リンクを規定する。同様に矢印の線24ａ
〜24ｂと26ａ〜26ｂは、それぞれセルサイト14と移動体
ユニット16,18 との間の可能な通信リンクを規定する。
セルサイト12,14 は実質的に同等のパワーを使用して送
信する。
【００３９】セルサイトサービス領域又はセルは、移動
体ユニットが通常１つのセルサイトに最も近く、１つの
セルセクタ内でセルが複数のセクタに分割されるように
地理的形状が設計される。移動体ユニットがアイドル状
態であり、即ち通話が行われていないとき、移動体ユニ
ットはそれぞれの近くのセルサイトからのパイロット信
号送信、もし適用できるのであれば、セルが複数のセク
タに分割されている単一のセルサイトからのパイロット
信号送信を常に監視する。図１で示されているようにパ
イロット信号は、出て行く、すなわちフォワード通信リ
ンク20ａ、26ａでセルサイト12, 14により移動体ユニッ
ト16にそれぞれ送信される。移動体ユニット16は、セル
サイト12,14 から送信されるパイロット信号の信号強度
を比較することにより、どのセルに入っているかを決定
することができる。
【００４０】図１で示されている例では、移動体ユニッ
ト16はセルサイト12に最も隣接していると考えられてい
る。移動体ユニット16が通話を開始するとき、制御メッ
セージが最も近いセルサイトであるセルサイト12に送信
される。セルサイト12は通話要求メッセージを受信する
と、呼出し番号をシステム制御装置10に送信する。シス
テム制御装置10はＰＳＴＮを通じて通話を指定された受
信人に接続する。
【００４１】通話がＰＳＴＮ内で開始されると、制御装
置10は通話情報を領域中の全てのセルサイトに送信す
る。セルサイトはそれぞれのカバー範囲内に、呼び出さ
れた受信移動体ユーザに向けられたページングメッセー
ジを送信する。指定された受信移動体ユニットがページ
メッセージを聞き取ると、最も近いセルサイトに送信さ
れる制御メッセージで応答する。この制御メッセージは
システム制御装置に対して、この特定のセルサイトが移
動体ユニットと通信していることを信号で知らせる。制
御装置10はこのセルサイトを通じて移動体ユニットに通
話をルーティングする。移動体ユニット16が最初のセル
サイトであるセルサイト12のカバー範囲から移動する
と、別のセルサイトを通じて通話をルーティングするこ
とにより通話を継続する試みがなされる。
【００４２】セルラ電話システムに関し、連邦通信局
（ＦＣＣ）は総合して移動体−セルリンクに25ＭＨｚ、
セル−移動体リンクに25ＭＨｚを割当てている。ＦＣＣ
は２つのサービス提供者の間に同等に割当てており、そ
の一方はサービス領域のワイヤ線の電話会社であり、他
方は抽選で選択されている。割当てられる順序のため
に、リンクの各方向におけるそれぞれの搬送波に割当て
られる12.5ＭＨｚはさらに２つの副帯域に分けられる。
ワイヤ線搬送波では副帯域はそれぞれ10ＭＨｚおよび2.
5 ＭＨｚ幅である。ワイヤ線のない搬送波では副帯域は
それぞれ11ＭＨｚと1.5 ＭＨｚの幅である。従って1.5
ＭＨｚより小さい信号帯域幅は任意の副帯域に適合させ
ることができ、2.5 ＭＨｚより小さい帯域幅は１つの帯
域以外の全ての帯域に適合させることができる。
【００４３】利用できるセルラ周波数スペクトルにＣＤ
ＭＡ技術を割当てる際に最大の柔軟性を維持するため
に、セルラ電話システムに使用される波形は帯域幅で1.
5 ＭＨｚより小さくなければならない。適切な第２の選
択は約2.5 ＭＨｚ帯域幅であり、ワイヤ線のセルラ搬送
波に十分な柔軟性とワイヤ線のないセルラ搬送波にほぼ
十分な柔軟性を可能にする。より広い帯域幅を使用する
ことは増加したマルチパス弁別を提供する利点を有する
が、高価な装置費用と、割当てられた帯域幅内の周波数
割当におけるより低い柔軟性という形態の不都合な面も
存在する。
【００４４】図１で示したようなスペクトル拡散セルラ
電話システムでは、実現される好ましい波形の設計は直
接シーケンス疑似雑音スペクトル拡散搬送波を含む。Ｐ
Ｎシーケンスのチップ速度は好ましい実施例では1.2288
ＭＨｚに選択されている。この特定のチップ速度は、フ
ィルタ処理後の約1.25ＭＨｚの結果としての帯域幅が、
１つのセルラサービス搬送波に割当てられる全帯域幅の
約10分の１であるように選択されている。
【００４５】的確なチップ速度の選択における別の考察
は、チップ速度がシステムで使用されるベースバンドデ
ータ速度により正確に分けられることが好ましいことで
ある。また除数が２のべき乗であることも望ましい。好
ましい実施例ではベースバンドデータ速度が毎秒9600ビ
ットであり、1.2288ＭＨｚの選択となりＰＮチップ速度
9600の128 倍である。
【００４６】セル−移動体リンクではスペクトル拡散用
のバイナリシーケンスは２つの異なったタイプのシーケ
ンスから組立てられ、それぞれ異なった機能を提供する
異なった特性を有する。マルチパス信号を弁別するため
に使用されるセル又はセクタの全ての信号に共有される
外部コードが存在する。外部コードはまた、異なったセ
ル又はセクタにより移動体ユニットに送信される信号の
弁別に使用される。また単一セクタ又はセルにより送信
されるユーザ信号の弁別に使用される内部コードも存在
する。
【００４７】セルサイトの送信する信号の好ましい実施
例における搬送波波形設計は１対のバイナリＰＮシーケ
ンスにより変調される直角位相（４位相）である正弦搬
送波を使用し、このバイナリＰＮシーケンス対は単一の
セクタ又はセルにより送信される外部コードを提供す
る。シーケンスは同一シーケンス長の２つの異なったＰ
Ｎ発生器により生成される。１つのシーケンスの２位相
は搬送波の同位相チャネル（Ｉチャネル）を変調し、他
のシーケンスの２位相は搬送波の直角位相（Ｑチャネ
ル）を変調する。結果的な信号は合計され複合４位相搬
送波を形成する。
【００４８】論理“ゼロ”および論理“１”の値が通常
バイナリシーケンスを示すことに使用されるが、変調処
理に用いられる信号電圧は論理“１”で＋Ｖボルト、論
理“ゼロ”で−Ｖボルトである。２位相が正弦波信号を
変調するために、ゼロボルト平均値の正弦は、乗算回路
を使用してバイナリシーケンスにより制御されるように
＋Ｖ又は−Ｖ電圧レベルにより乗算される。結果的な信
号は帯域通過フィルタを通過することにより帯域制限し
てもよい。正弦波信号により乗算される前にバイナリシ
ーケンスストリームを低域通過フィルタに通し、動作の
順序を交換することは技術的に知られている。直交位相
変調器は異なったシーケンスによりそれぞれ駆動される
２つの２位相変調器で構成され、２位相変調器で使用さ
れる正弦信号は位相シフトが90°である。
【００４９】好ましい実施例では送信信号搬送波のシー
ケンス長は32768 チップに選択されている。この長さの
シーケンスは、変形された最大の長さの線形シーケンス
発生器によりゼロビットを長さ32767 チップシーケンス
に加えることにより生成することができる。結果として
のシーケンスは良好な相互相関と自己相関特性を有す
る。良好な相互相関と自己相関特性は、異なったセルに
より送信されるパイロット搬送波の間の相互干渉を阻止
するために必要である。
【００５０】この長さの短いシーケンスは、移動体ユニ
ットが最初にシステムタイミングの知識なしでシステム
に入ったときに、移動体ユニットの捕捉時間を最小限に
するために望ましい。タイミングが未知であるので、正
確なタイミングを決定するためにシーケンス全体長をサ
ーチする必要がある。シーケンスが長い程捕捉サーチが
必要とする時間が長くなる。32768 より短いシーケンス
を使用することもできるが、シーケンス長が減少される
とコード処理利得が減少することが理解されなければな
らない。処理利得が減少すると、隣接するセルおよび他
のソースからの干渉と共にマルチパス干渉の排除も許容
できないレベルまで減少される。従って合理的な時間で
捕捉される最長シーケンスを使用することが望ましい。
また同期を最初に捕捉したとき、どのセルに入っている
かを知らない移動体ユニットが、単一のコード多項式を
サーチすることによって十分な同期を得ることができる
ように、全てのセルで同一のコードの多項式を使用する
ことも好ましい。
【００５１】同期処理を簡単にするためシステムの全て
のセルが互いに同期される。実施例ではセル同期は全て
のセルを共通の時間基準、ナブスタグローバルポジショ
ニングシステムの衛星ナビゲーションシステムに同期す
ることで達成され、この衛星航空システムはユニバーサ
ルコーディネイト時間（ＵＴＣ）に同期されている。
【００５２】異なったセルからの信号は基本的なシーケ
ンスの時間オフセットを提供することにより差動され
る。各セルには、隣接したセルとは異なる基本的シーケ
ンスの異なった時間オフセットが割当てられる。好まし
い実施例では32768 反復周期は１組の512 タイミングオ
フセットに分けられる。512 オフセットは64チップの間
隔を隔てられている。セルラシステムの各セルの各セク
タもまた全ての送信に使用するために、オフセットの異
なった１つに割当てられる。システムに512 以上のセク
タ又はセルが存在すると、オフセットは現在のアナログ
ＦＭセルラシステムで再使用される周波数と同様の方法
で再使用することができる。他の設計では512 以外の異
なった数が使用される。パイロット信号オフセット割当
の合理的な管理で、隣接したセルが隣接した時間のオフ
セットを使用する必要はなくなる。
【００５３】セル又はセルのセクタの１つにより送信さ
れる全ての信号は、ＩおよびＱチャネル用の同一の外部
ＰＮコードを共有する。信号はまたウォルシュ関数を使
用することにより生成される内部直交コードで拡散され
る。特定のユーザにアドレスされる信号は外部ＰＮシー
ケンスにより、ユーザの電話通話の期間中に、システム
制御装置により割当てられた特定のウォルシュシーケン
スすなわちウォルシュシーケンスの１つのシーケンスに
より乗算される。同一の内部コードがＩチャネルおよび
Ｑチャネルの両者に供給され、内部コードに対して効果
的な２位相である変調が生じる。
【００５４】２の累乗のｎに対して、それぞれの長さｎ
のｎ個の直交バイナリシーケンスがS.W. Golomb その他
による文献（Digital Communication with Space Appli
cations, Prentice-Hall社、1964年、45〜64頁）を参照
して設計できることが技術で知られている。実際、４の
倍数で２百より小さいほとんどの長さに対しても直交バ
イナリシーケンスセットが知られている。生成が簡単な
このようなシーケンスの１つの組はウォルシュ関数と呼
ばれ、アダマールマトリックスとしても知られている。
【００５５】ｎ序数のウォルシュ関数は以下のように反
復的に規定することができる。
【数１】
【００５６】ここでＷ´はＷの論理補数を示し、Ｗ
（１）＝｜０｜である。
【００５７】従って、
【数２】
【００５８】Ｗ（８）は以下のようになる。
【数３】
【００５９】ウォルシュシーケンスはウォルシュ関数マ
トリックスの１つの行である。序数ｎのウォルシュ関数
はそれぞれの長さがｎビットであるｎ個のシーケンスを
有する。
【００６０】シーケンスが互いに時間整列されているな
らば、序数ｎ（他の直交関数と同様）のウォルシュ関数
はｎコードシンボルの時間間隔にわたってセット内の全
ての異なったシーケンス間の相互相関はゼロである特性
を有する。このことはビットのちょうど半分においてす
べてのシーケンスが他のすべてのシーケンスと異なって
いることに注目することにより明らかである。常に全て
のゼロを有する１つのシーケンスがあることと他の全て
のシーケンスが１を半分とゼロを半分有することも注目
すべきである。
【００６１】隣接したセルおよびセクタは、隣接したセ
ルおよびセクタに使用される外部ＰＮコードが異なって
いるため、ウォルシュシーケンスを再使用することがで
きる。特定の移動体位置と２以上の異なったセル間の信
号の異なった伝播時間のため一度に両者のセルのウォル
シュ関数直交に必要な時間整列の条件を満足することは
可能ではない。従って、異なったセルから移動体ユニッ
トに到着する信号の間の弁別を行うため外部ＰＮコード
に信頼を置かなければならない。しかし、セルにより送
信された全ての信号は互いに直交し、従って互いの干渉
に関与しない。このことはほとんどの位置における大部
分の干渉を消去し、より高い容量が得られることを可能
にする。
【００６２】システムはさらに可変速度チャネルである
音響チャネルを想定し、この可変速度チャネルのデータ
速度は使用上データ速度を制御するのに必要な最小限の
オバーヘッドでデータブロックからデータブロックへ変
化される。可変データ速度の使用は有益でない会話が伝
送されたとき不必要な伝送を除去することにより相互干
渉を減少させる。会話活動の変化に従って各ボコーダブ
ロック中の変化するビット数を生成するためボコーダ内
でアルゴリズムが使用される。会話活動の期間中、ボコ
ーダは話者の言語活動によって20,40,80,160ビットを含
む20ミリ秒のデータブロックを生成する。伝送速度の変
化により一定量の時間でデータブロックを送信すること
が望まれる。さらにどの位のビットが送信されるかを受
信機に知らせるために信号ビットの必要のないことが望
ましい。
【００６３】ブロックはさらに付加的なパリティビット
をブロックするために付加する周期冗長チェックコード
（ＣＲＣＣ）を使用することによりエンコードされ、こ
のパリティビットはデータのブロックが正確に解読され
ているかどうかを決定することに使用することができ
る。ＣＲＣＣチェックコードは予め定められたバイナリ
多項式でデータブロックを分割することにより生成され
る。ＣＲＣＣは分割処理の残留ビットの全部又は一部を
有する。ＣＲＣＣは同じ残留ビットの再生成および受信
した残留ビットが再成されたチェックビットと同様であ
るかを検査することにより受信機でチェックされる。
【００６４】この開示された発明では受信デコーダは全
ての可能なブロック長が試験されるまでそれが160 ビッ
トを含むように、そして80ビット等を含むかのようにブ
ロックを解読する。ＣＲＣＣは各試験的解読で算出され
る。試験解読の１つが正確なＣＲＣＣを生じるとデータ
ブロックは受信され、さらに続く処理のためにボコーダ
に伝送される。試験的な解読が有効なＣＲＣＣを生成し
ないと、受信したシンボルはシステムの信号プロセッサ
に伝達され、ここで他の処理動作が選択的に行われる。
【００６５】セル送信機では送信波形のパワーはブロッ
クのデータ速度の変化と共に変化される。最高のデータ
速度は最も高い搬送波パワーを使用する。データ速度が
最大値より低いと、パワーを低くすることに加えて、変
調器は所望な伝送速度を達成するのに必要なだけの回数
分、各データシンボルのエンコードを繰返す。例えば、
最も低い伝送速度ではそれぞれのエンコードシンボルは
４回繰返される。
【００６６】移動体送信機ではピークパワーは一定に維
持されるが送信機はデータブロック中の送信されたビッ
ト数に応じて時間の１／２又は１／４又は１／８にゲー
トを開かれる。送信機のオンタイムの位置は移動体ユー
ザのアドレスしたユーザコードに従って疑似ランダム的
に変化される。
【００６７】セル−移動体リンク 好ましい実施例ではウォルシュ関数サイズｎはセル−移
動体リンクで64に等しく（ｎ＝64）設定されている。さ
らに送信される64までの異なった信号はそれぞれ特定の
直交シーケンスを割当てられる。各音声会話のフォワー
ドエラー訂正（ＦＥＣ）エンコードされたシンボルスト
リームは割当てられたウォルシュシーケンスにより乗算
される。各音声チャネルのウォルシュエンコード／ＦＥ
Ｃエンコードシンボルストリームは外部のＰＮコード波
形により乗算される。結果的な拡散シンボルストリーム
は共に合計され複合した波形を形成する。
【００６８】結果的な複合波形は正弦波搬送波に変調さ
れ、帯域通過フィルタに通され、所望の動作周波数に変
換され、増幅され、アンテナシステムにより放射され
る。本発明の別の実施例はちょうどここで記載したセル
サイト送信信号の形成動作におけるいくつかの順序を交
換している。例えばアンテナにより放射される全てのチ
ャネル信号の合算に先立って外部ＰＮコード波形により
各音声チャネルを乗算し、フィルタ動作を行うことが好
ましい。線形動作の順序は種々の構成の利点および異な
った設計を得るために交換できることも技術で知られて
いる。
【００６９】セルラサービス用の好ましい実施例の波形
設計は米国特許第4,901,307 号明細書に記載されている
ようにセル−移動体リンクのパイロット搬送波方法を使
用する。全てのセルは同一の32768 の長さのシーケンス
を使用するパイロット搬送波を送信するが相互干渉を防
止するために異なったタイミングでオフセットされる。
【００７０】パイロット波形は、全てゼロのウォルシュ
シーケンス即ち全てのウォルシュ関数で見られる全てゼ
ロからなるウォルシュシーケンスを使用する。全てのセ
ルのパイロット搬送波に対して全てゼロのウォルシュシ
ーケンスを使用すると、パイロット波形の初期的サーチ
が、外部コードのＰＮ同期が得られた後まで、ウォルシ
ュ関数を無効にすることを可能にする。ウォルシュフレ
ームはＰＮシーケンス長のファクターであるウォルシュ
フレミングの長さによりＰＮコードサイクルに固定され
る。それ故ＰＮコードのセルアドレシングオフセットが
64チップの倍数（又はウォルシュフレーム長）であれ
ば、ウォルシュフレミングは外部ＰＮコードタイミング
サイクルから絶対的に知られる。
【００７１】サービス領域の全てのセルには正確な同期
が供給される。好ましい実施例では各セルのＧＰＳ受信
機はローカル波形タイミングをユニバーサルコーディネ
イトタイム（ＵＴＣ）に同期する。ＧＰＳシステムは１
マイクロ秒の正確度より優れた時間同期を可能にする。
セルの正確な同期は移動体が１つのセルから別のセルへ
通話の進行中に移動するときセル間の簡単な通話のハン
ドオフを容易にすることができるようにするため所望で
ある。隣接したセルが同期されると移動体ユニットは新
しいセルに同期する困難を持たず、従ってスムースなハ
ンドオフを容易にする。
【００７２】パイロット搬送波はより大きな信号対雑音
比およびこの信号に対する干渉マージンを提供するよう
に典型的な音声搬送波よりも高パワーレベルで送信され
る。高パワーレベルのパイロット搬送波は初期捕捉サー
チが高速度で行われることと比較的広帯域幅の位相追跡
回路によりパイロット搬送波の搬送波位相における非常
に正確な追跡を可能にする。パイロット搬送波の追跡か
ら得られる搬送波位相は、ユーザの情報信号により変調
された搬送波の復調のための搬送波位相基準として使用
される。この技術は多数のユーザの搬送波が搬送波位相
基準に対する共通のパイロット信号を共有することを可
能にする。例えば、総合して15の同時音響搬送波を送信
するシステムではパイロット搬送波は４つの音響搬送波
に等しい送信パワーを割当てられる。
【００７３】パイロット搬送波に加えて、全てのシステ
ムユーザにより受信される予定の別の搬送波はセルサイ
トにより送信される。同期チャネルと呼ばれるこの搬送
波はまたスペクトル拡散で同じ32768 の長さのＰＮシー
ケンスを使用するが予め割当てられた異なったウォルシ
ュシーケンスを有する。同期チャネルはシステム中の移
動体により使用されるためのシステム情報を含む放送メ
ッセージを送信する。システム情報はセルサイトおよび
システムを弁別し、移動体情報信号に使用される長いＰ
Ｎコードが付加的なサーチなしで同期されることを可能
にする情報を伝達する。
【００７４】ページングチャネルと呼ばれる別のチャネ
ルは通話が移動体に到達したことを示すメッセージを移
動体に送信し、移動体が通話を始めるときチャネル割当
に応答するように設けられている。
【００７５】各音声搬送波は電話呼出しの会話のデジタ
ル表示を伝送する。アナログ会話波形は標準的なデジタ
ル電話技術を使用してデジタル化され、ボコード処理を
使用して毎秒約9600ビットのデータ速度に圧縮される。
このデータ信号は速度ｒ＝１／２、束縛長Ｋ＝９であ
り、反復され、畳み込みエンコードされ、非常に低い信
号対雑音比率および干渉比でシステムを動作可能にする
エラー検出および訂正機能を提供するためインターリー
ブされている。畳み込みエンコード、反復、インターリ
ーブの技術はよく知られた技術である。
【００７６】結果的なエンコードされたシンボルは割当
てられたウォルシュシーケンスにより乗算され、外部Ｐ
Ｎコードにより乗算される。この処理は1.2288ＭＨｚの
ＰＮシーケンスすなわち9600ｂｐｓデータ速度の128 倍
という結果を生じる。結果的な信号はＲＦ搬送波を変調
し、他の音声搬送波と共にパイロットおよびセットアッ
プ搬送波と合計される。加算はＰＮシーケンスによる乗
算の前後のいずれかでＩＦ周波数又はベースバンド周波
数のような処理の幾つかの異なった点で達成される。
【００７７】それぞれの音響搬送波はまた他の音響搬送
波のパワーに関係する送信パワーを設定する値により乗
算される。このパワー制御特性はパワーが比較的好まし
くない位置にいる受信人であることによってより高いパ
ワーを必要とするリンクに割当てられることを可能にす
る。移動体にはパワーが無駄なしに適切な動作を行うよ
うにレベルを設定することを許容する、受信した信号対
雑音比を報告する手段が設けられている。ウォルシュ関
数の直交特性は時間整列が維持されるならば異なった音
響搬送波の異なったパワーレベルを使用することによっ
て妨害されない。
【００７８】図２はセルサイト装置の１実施例のブロッ
ク図を示している。セルサイトでは２つの受信システム
はそれぞれが分離したアンテナと空間ダイバーシティ受
信のためのアナログ受信機を有している状態で使用され
ている。各受信機システムでは信号は信号がダイバーシ
ティ結合処理を終えるまで同一に処理される。破線内の
要素はセルサイトおよび１つの移動体ユニット間の通信
と対応する要素に一致する。アナログ受信機の出力はま
た他の移動体ユニットとの通信に使用される他の要素に
も提供される。
【００７９】図２では第１の受信機システムはアンテナ
30、アナログ受信機32、サーチ受信機34、デジタルデー
タ受信機36を有する。第１の受信機システムはまた任意
のデジタルデータ受信機38を有する。第２の受信機シス
テムはアンテナ40、アナログ受信機42、サーチ受信機4
4、デジタルデータ受信機46を有する。
【００８０】セルサイトはまたセルサイト制御プロセッ
サ48を有する。制御プロセッサ48はサーチ受信機34,44
と共にデータ受信機36,38,46に結合される。制御プロセ
ッサ48は他の機能の間で信号処理、タイミング信号生
成、パワー制御、ハンドオフ、ダイバーシティ、ダイバ
ーシティ結合およびＭＴＳＯ（図１０）とのシステム制
御処理インターフェースのような機能を提供する。ウォ
ルシュシーケンス割当はまた送信機と受信機の割当と共
に制御プロセッサ48により提供される。
【００８１】両者の受信機システムはデータ受信機36,3
8,46によりダイバーシティ結合器とデコーダ回路50に結
合される。デジタルリンク52はダイバーシティ結合器と
デコーダ回路50の出力を受信するように結合される。デ
ジタルリンク52はまた制御プロセッサ48、セルサイト送
信変調器54、ＭＴＳＯデジタルスイッチに結合されてい
る。デジタルリンク52は制御プロセッサ48の制御の下
で、セルサイト送信変調器54および回路50と、ＭＴＳＯ
（図１０）への信号又はＭＴＳＯからの信号を通信する
ために使用されている。
【００８２】移動体ユニットの送信信号は予め定められ
た速度でクロックされるＰＮシーケンスにより変調され
る直接シーケンスの拡散信号であり、この予め定められ
た速度は好ましい実施例では1.2288ＭＨｚである。この
クロック速度は9.6 Ｋｂｐｓベースバンドデータ速度の
整数倍であるように選択される。
【００８３】アンテナ30で受信される信号はアナログ受
信機32に供給される。受信機32の詳細はさらに図３で示
されている。アンテナ30で受信された信号は周波数ダウ
ンコンバータ100 に供給され、この周波数ダウンコンバ
ータ100 はＲＦ増幅器102 およびミキサ104 を備えてい
る。受信信号はＲＦ増幅器への入力として供給され、こ
こでこれらは増幅され、ミキサ104 の入力へ出力され
る。ミキサ104 は周波数シンセサイザ106 からの出力で
ある別の入力を供給される。増幅されたＲＦ信号はミキ
サ104 で周波数同期出力信号と混合することによりＩＦ
周波数に変換される。
【００８４】ＩＦ信号がミキサ104 から帯域通過フィル
タ（ＢＰＦ）108 、典型的には1.25ＭＨｚの通過帯域を
有する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタに出力され、ここ
でこれらは帯域通過フィルタ処理される。フィルタ処理
された信号はＢＰＦ108 からの信号が増幅されるＩＦ増
幅器110 に出力される。増幅したＩＦ信号はＩＦ増幅器
110 からアナログデジタルＡ／Ｄコンバータ112 へ出力
され、ここでこれらはＰＮチップ速度の丁度８倍である
9.8304ＭＨｚクロック速度でデジタル化される。Ａ／Ｄ
コンバータ112 は受信機32の一部として示されている
が、代りにデータとサーチ受信機の一部であってもよ
い。デジタル化されたＩＦ信号はＡ／Ｄコンバータ112
からデータ受信機36、任意のデータ受信機38、サーチ受
信機34への出力される。受信機32からの信号出力は後述
するＩおよびＱチャネル信号である。図３のＡ／Ｄコン
バータ112 が単一の装置として示されているが、後述の
ＩおよびＱチャネル信号の分離ではチャネル分離はＩお
よびＱチャネルのデジタル化に提供された２つの別々の
Ａ／Ｄコンバータによるデジタル化に先立って実行され
ることが推定される。ＲＦ−ＩＦ−ベースバンド周波数
のダウンコンバータおよびＩおよびＱチャネルのアナロ
グデジタル変換のための装置は技術でよく知られてい
る。
【００８５】サーチ受信機34は、関連するデジタルデー
タ受信機36および使用される場合にはデータ受信機38が
最強の有効な時間ドメイン信号を追跡し処理することを
確実にするために、セルサイトで受信信号についての時
間ドメインを走査することに使用される。サーチ受信機
64は信号をセルサイト制御プロセッサ48に供給し、これ
は処理に適切な受信信号を選択するため制御信号をデジ
タルデータ受信機36,38 に供給する。
【００８６】セルサイトデータ受信機およびサーチ受信
機の信号処理は、移動体ユニット中の同様の要素による
信号処理に比べて幾つかの面で異なっている。入来側即
ちリバースリンクすなわちは移動体−セルリンクでは、
移動体ユニットはセルサイトの信号処理のコヒーレント
基準目的に使用することのできるパイロット信号を伝送
しない。移動体−セルリンクは64-aryの直交信号を使用
するコヒーレントでない変調、復調方式を特徴とする。
【００８７】64-ary直交信号処理では、移動体ユニット
から送信されたシンボルは２6 即ち64の異なったバイナ
リシーケンスのうちの１つにエンコードされる。選択さ
れたシーケンスのセットはウォルシュ関数として知られ
ている。ウォルシュ関数のｍ−ａｒｙ信号エンコードの
最適な受信関数は高速アダマール変換（ＦＨＴ）であ
る。
【００８８】図２を再び参照すると、サーチ受信機34お
よびデジタルデータ受信機36,38 はアナログ受信機32か
らの信号出力を受信する。移動体ユニットがそれを介し
て通信する特定のセルサイト受信機に伝送されたスペク
トル拡散信号を解読するために適切なＰＮシーケンスが
生成されなければならない。移動体ユニット信号の生成
に関する詳細は後述する。
【００８９】図３で示されているように受信機36は２つ
のＰＮ発生器即ち、ＰＮ発生器120,122 を含み、これは
同一の長さの２つの異なった短コードＰＮシーケンスを
生成する。これらの２つのＰＮシーケンスはさらに後述
する変調方式の外部コードに関して全てのセルサイト受
信機と移動体ユニットのＰＮシーケンスに共通である。
ＰＮ発生器120,122 は従ってそれぞれ出力シーケンスＰ
ＮI 、ＰＮQ を提供する。ＰＮI 、ＰＮQ シーケンスは
それぞれ同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）チャネルＰＮシ
ーケンスと呼ばれている。
【００９０】２つのＰＮシーケンスＰＮI 、ＰＮQ は15
度の異なった多項式により生成され、通常生成される32
767 でなく32768 の長さのシーケンスを生成するために
増加される。例えば増大が15度のあらゆる最大線形シー
ケンスの一時に現れる行における14の０のランに対して
単一のゼロを付加する形態で生じる。換言すれば、ＰＮ
発生器の１つの状態がシーケンスの生成で繰返される。
従って変形されたシーケンスは１つのランで15の１、１
つのランで15のゼロを含む。
【００９１】例示的な実施例において、受信機36は移動
体−セルリンク内の移動体ユニットによって発生される
ＰＮシーケンスに対応しているＰＮU を発生する長いコ
ードのＰＮ発生器124 をさらに含む。ＰＮ発生器124
は、例えば４２程度の非常に長いユーザＰＮコードを発
生する最大の線形シーケンス発生器であり、ユーザ間に
識別を与える移動体ユニットアドレスおよびユーザＩＤ
のような付加的なファクターによって時間シフトされ
る。このようなセルサイトで受信される信号は長いコー
ドのＰＮU シーケンスと短いコードのＰＮI およびＰＮ
Q シーケンスの両方によって変調される。別の実施例に
おいて、ユーザの特定なキーを使用する世界時の６４シ
ンボル表示をエンコードするデータ暗号規格（ＤＥＳ）
を使用する暗号器のような非線形の暗号発生器は、ＰＮ
発生器124 の代りに利用されることができる。
【００９２】ＰＮ発生器124 からのＰＮU シーケンス出
力は、シーケンスＰＮI´およびＰＮQ´を供給するため
に排他的オアゲート126 および128 においてＰＮI およ
びＰＮQ シーケンスによってそれぞれ排他的オア処理さ
れる。
【００９３】シーケンスＰＮI´およびＰＮQ´は、受信
機32からのＩおよびＱチャネル信号出力に加えてＰＮの
ＱＰＳＫ相関器130 に供給される。相関器130 は、ＰＮ
I´およびＰＮQ´シーケンスを有するＩおよびＱチャネ
ルデータを相関するために利用される。相関器130 の相
関されたＩおよびＱチャネル出力は、シンボルデータが
４チップ周期によって累積されるアキュムレータ132 に
それぞれ供給される。アキュムレータ132 および134 の
出力は、高速アダマール変換（ＦＨＴ）プロセッサ136
への入力として供給される。ＦＨＴプロセッサ148 は、
６シンボルごとに１組の６４の係数を生成する。６４の
係数は、制御プロセッサ48において発生される加重関数
によって多重化される。加重関数は、復調信号の強さに
関連される。ＦＨＴ136 からの加重データ出力は、さら
に処理するためにダイバーシティ結合器およびデコーダ
回路50（図２参照）に供給される。
【００９４】第２の受信機システムは、図２および３の
第１の受信機システムに関して議論されるのと同様の方
法で受信された信号を処理する。受信機36および46から
の加重された６４のシンボル出力は、ダイバーシティ結
合器およびデコーダ回路40に供給される。回路50は、受
信機36からの加重された６４の係数を受信機46からの加
重された６４の係数に加算する加算器を含む。結果的な
６４の係数は最大係数を決定するために互いに比較され
る。識別値あるいは最大の６４の係数と共に、比較結果
の大きさは、回路50において実行されるビタビアルゴリ
ズムデコーダにおいての使用のための１組のデコーダ加
重およびシンボルを決定するために使用される。
【００９５】回路構成50内に含まれるビタビデコーダ
は、束縛長Ｋ＝９を有する移動体ユニットでエンコード
されたデータのデコードが可能なタイプであり、コード
速度ｒ＝１／３である。ビタビデコーダは、最も適切な
情報ビットシーケンスを決定するために利用される。周
期的に、通常１．２５ミリ秒で信号の品質の評価が得ら
れ、移動体ユニットへデータと共に移動体ユニットパワ
ー調整命令として送信される。この品質の評価の発生に
おけるさらなる情報は、上記記載の別出願においてさら
に詳細に論議されている。この品質の評価は、１．２５
ミリ秒の期間の平均信号対雑音比である。
【００９６】各データ受信機は、それが受信している受
信信号のタイミングを追跡する。これは、僅かに早いロ
ーカル基準ＰＮによる受信された信号を相関し、僅かに
遅いローカル基準ＰＮによる受信された信号を相関する
既知の技術によって達成される。これら２つの相関の間
の差は、タイミングエラーが存在しない場合に平均が０
となる。逆に、タイミングエラーが存在する場合、この
差はエラーの大きさおよび記号を示し、受信機のタイミ
ングは次第に調整される。
【００９７】セルサイトは、ＧＰＳ受信機64に結合され
るアンテナ62をさらに含む。ＧＰＳ受信機は、Uniersal
Coordinated Time(UTC)を供給するようなNavstar Glob
al Positioning System 衛星航法システムにおける衛星
からアンテナ62に受信される信号を処理する。ＧＰＳ受
信機64は、前述のようなセルサイトでタイミングを同期
するためにプロセッサ48を制御するこれらのタイミング
信号を供給する。
【００９８】図２における任意選択的なデジタルデータ
受信機38は、システムの改善された特性のために含まれ
る。この受信機の構造および動作は、データ受信機36お
よび46に関して記載されたものと類似している。受信機
38は、付加的なダイバーシティモードを得るためにセル
サイトで利用される。この付加的なデータ受信機のみあ
るいは付加的な受信機と共同して、移動体ユニットの送
信される信号の別の可能な遅延パスを追跡し、受信でき
る。受信機38のような選択的な付加的なデジタルデータ
受信機は、マルチパス信号の発生の可能性が大いにある
密集した都市領域に位置されるこれらのセルサイトにお
いて非常に有効な付加的なダイバーシティモードを供給
する。
【００９９】ＭＴＳＯからの信号は、制御プロセッサ48
の制御に基づいてデジタルリンク52を介して適当な送信
変調器に結合される。制御プロセッサ48の制御に基づい
た送信変調器54は、目的の受信移動体ユニットへの送信
のためデータをスペクトル拡散変調する。送信変調器54
の構造および動作に関するさらなる詳細は、図４ないし
図６を参照に以下に論議される。
【０１００】送信変調器54の出力は、制御プロセッサ48
の制御に基づいて送信パワーが制御される送信パワー制
御回路56に供給される。回路56の出力は、それがセルサ
イトにおける別の移動体に向けられる送信変調器／送信
パワー制御回路の出力と合計される合計器57に供給され
る。合計器57の出力は、セルサイトサービス領域内の移
動体ユニットへ放射するためのアンテナ60に出力するパ
ワー増幅器回路58に送信するために供給される。図２
は、パイロット／制御チャネル発生器および送信パワー
制御回路66をさらに示す。制御プロセッサの制御に基づ
いた回路66はパイロット信号、同期チャネル、および回
路58およびアンテナ60への出力への結合のためのページ
ングチャネルを発生し、パワーを制御する。
【０１０１】セルサイト送信機の例示的な実施例のブロ
ック図は図４ないし図６に示されている。送信機は外部
コードの発生において使用される１対のＰＮシーケンス
発生器を含む。これらのＰＮ発生器は２つの異なるＰＮ
シーケンス、すなわち図３に関して記載されたようなＰ
ＮI およびＰＮQ シーケンスを発生する。しかしなが
ら、これらのＰＮI およびＰＮQ シーケンスは、セクタ
およびセルサイトアドレスに応じた時間において遅延さ
れる。
【０１０２】図４ないし図６において、図３の送信機回
路はパイロット、同期、ページングおよび音声チャネル
信号に関してさらに詳細に示されている。送信機回路は
ＰＮI およびＰＮQ シーケンスを発生するＰＮ発生器19
6 および198 の２つのＰＮ発生器を含む。ＰＮ発生器19
6 および198 は、ＰＮシーケンスに予め決められた時間
遅延を供給するように制御プロセッサからのセクタある
いはセルサイトアドレス信号に対応している入力信号に
反応する。これらの時間遅延されたＰＮI およびＰＮQ
シーケンスは、同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャ
ネルにそれぞれ関連する。２つのＰＮ発生器のみがセル
サイトあるいはセクタの対応しているチャネルに対する
ＰＮI およびＰＮQ シーケンスのそれぞれの発生に関し
て示されているが、それは多くの別のＰＮ発生器におけ
る計画が実行されていることを理解されるべきである。
例えば、セクタに分割されていないセルサイトにおける
１対のＰＮ発生器は、同期して外部コードに使用される
ＰＮI およびＰＮQ シーケンスを生成する各パイロッ
ト、同期、ページングおよび音声チャネルに供給され
る。このような場合は、多数の回路を通してＰＮI およ
びＰＮQ シーケンスを分配すること都合良く避ける。
【０１０３】好ましい実施例において、チャネル信号を
エンコードするウォルシュ関数が内部コードとして利用
されている。ここに開示されたような例示的な数字にお
いて、６４の異なるウォルシュシーケンスの総計はパイ
ロット、同期およびページングチャネル機能に供給され
るこれらのシーケンスの３つによって有効である。同
期、ページングおよび音声チャネルにおいて、入力デー
タは畳み込みしてエンコードされ、既知の技術のように
インターリーブされる。さらに、畳み込みしてエンコー
ドされたデータは、既知の技術のようにインターリーブ
する前に反復されて与えられる。
【０１０４】パイロットチャネルはデータ変調を含ま
ず、特定のセルサイトあるいはセクタの全ユーザが捕捉
あるいは追跡目的のために使用する変調されないスペク
トル拡散信号として特徴づけられる。各セルサイト、あ
るいはセクタに分割された場合の各セクタは独特なパイ
ロット信号を有する。しかしながら、パイロット信号に
対して異なるＰＮ発生器を使用するよりも、異なるパイ
ロット信号を発生するためのさらに効果的な方法は同じ
基本シーケンスにおけるシフトを使用することであるこ
とが理解されている。この技術を利用して、移動体ユニ
ットは、シーケンス全体を連続して検索し、最も強い相
関を生成するオフセットあるいはシフトに調整する。シ
フトおよび基本シーケンスの使用において、シフトは隣
接したセルサイトあるいはセクタにおけるパイロットが
干渉あるいは消去してはならないようにされなければな
らない。
【０１０５】パイロットシーケンスは、多くの異なるシ
ーケンスがシステムにおいて多くのパイロット信号をサ
ポートするために基本シーケンスにおけるシフトによっ
て発生されるように十分に長くなければならない。さら
に、分離あるいはシフトは、パイロット信号において干
渉されないことを保証するのに十分に良好でなければな
らない。したがって、本発明の例示的な実施例における
パイロットシーケンス長は、２15に選択される。シーケ
ンスは、特定の状態が検出される時にシーケンスへの追
加された余分の０であるシーケンス２15−１によって発
生が開始される。例示的な実施例において、６４チップ
の基本シーケンスにおけるオフセットを有する５１２の
異なるパイロット信号が選択される。しかしながら、オ
フセットは異なるパイロット信号の数における対応して
いる減少による６４チップオフセットの整数倍である。
【０１０６】パイロット信号の発生において、全て０か
ら成るウォルシュ“０”（Ｗ0 ）シーケンスはパイロッ
ト信号を変調しないように使用され、本質においてＰＮ
I およびＰＮQ シーケンスである。故に、ウォルシュ
“０”（Ｗ0 ）シーケンスは、排他的オアゲートにおけ
るＰＮI およびＰＮQ シーケンスによって多重化され
る。結果的なパイロット信号は、ＰＮI およびＰＮQ シ
ーケンスのみを含む。パイロット信号と同じＰＮシーケ
ンスを有する全てのセルサイトあるいはセクタによっ
て、送信の起点のセルサイトあるいはセクタの間の識別
特性はシーケンスの位相である。
【０１０７】パイロットチャネルの送信変調器およびパ
ワー制御回路66の部分に関して、ウォルシュ発生器（Ｗ
0 ）200 は今論議されたような全てが０の関数に対応し
ている信号を発生する。ウォルシュ関数の発生における
タイミングは、セルサイトおよび移動体ユニットにおけ
る全ウォルシュ関数発生器の場合におけるような制御プ
ロセッサによって供給される。発生器200 の出力は、排
他的オアゲート202 および204 の両方への入力として供
給される。排他的オアゲート202 の他方の入力はＰＮI
信号を受信し、排他的オアゲート204 の他方の入力はＰ
ＮQ 信号を受信する。ＰＮI およびＰＮQ 信号は発生器
200 の出力によってそれぞれ排他的オアされ、有限パル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタ206 および208 への入力とし
てそれぞれ供給される。フィルタされた信号は、利得制
御素子210 および212 から構成される送信パワー制御回
路に供給されるためにＦＩＲフィルタ206 および208 か
ら出力する。利得制御素子210 および212 に供給された
信号は、制御プロセッサからの入力信号（図示されてい
ない）に応じて利得制御される。利得制御素子からの信
号出力は、詳細な構造および機能が後に説明される送信
パワー増幅器回路58に供給される。
【０１０８】同期チャネル情報はエンコードされ、予め
割当てられたウォルシュシーケンスによって排他的オア
ゲートにおいて多重化される。例示的な実施例におい
て、選択されたウォルシュ関数は３２個の“１”とそれ
に続く３２個の“０”から構成される（Ｗ32）である。
結果的なシーケンスは、排他的オアゲートにおけるＰＮ
I およびＰＮQ シーケンスによって多重化される。例示
的な実施例において、同期チャネルデータ情報は１２０
０ｂｐｓの速度で典型的に送信変調器に供給される。例
示的な実施例において、同期チャネルデータは束縛長Ｋ
＝９を有する速度ｒ＝１／２で畳み込みしてエンコード
されることが好ましく、各コードシンボルは２回繰返さ
れる。このエンコード速度および強制された長さは全て
のエンコードされたフォワードリンクチャネル、つまり
同期、ページングおよび音声チャネルと共通である。例
示的な実施例において、シフトレジスタ構造はコードＧ
1 ＝７５３（８進法）およびＧ2 ＝５６１（８進法）の
発生器に利用される。同期チャネルに対するシンボル速
度は、例示的な実施例における４８００ｓｐｓ、つまり
１つのシンボルは２０８μ秒あるいは２５６ＰＮチップ
である。
【０１０９】コードシンボルは、例示的な実施例の４０
ミリ秒における畳み込みインターリーバの広がりによっ
てインターリーブされる。インターリーバの試験的なパ
ラメータは、Ｉ＝１６およびＪ＝４８である。インター
リーブについてのさらに詳細は、1987年のHoward W.Sam
s ＆Ｃｏ.,によるData Communication,Networks andSys
tems の第343 乃至352 において認められる。畳み込み
インターリーブの効果は信頼性のないチャネルシンボル
を分散することであるので、Ｉ−１の隣接するシーケン
スあるいは少数のシンボルにおける任意の２つのシンボ
ルがデインターリーバ出力における少なくともＪ＋１の
シンボルによって分離される。同様に、Ｊ−１のシンボ
ルの連続したシーケンスにおける任意の２つのシンボル
は、デインターリーバ出力で少なくともＩ＋１のシンボ
ルによって分離される。換言すると、Ｉ＝１６およびＪ
＝４８である場合、一連の１５のシンボルにおいてシン
ボルは８８５μ秒だけ分離されて送信され、時間のダイ
バーシティが行われる。
【０１１０】特定のセルサイトあるいはセクタの同期チ
ャネルシンボルは、セルサイトあるいはセクタと対応し
ているパイロット信号に結合される。図７は、６４のチ
ップのシフトによって分離される２つの異なるパイロッ
トチャネル（Ｎ）および（Ｎ＋１）のタイミングを示
す。図７は、例示的なパイロットチャネルと同期チャネ
ルのタイミング図を例示として示し、実際のパイロット
信号チップの状態および同期チャネルシンボルは示され
ていない。各同期チャネルは、対応しているパイロット
に等しい量によって絶対的な時間に関してシフトされる
２回のコード反復のため、コードシンボル対（Ｃx ，
Ｃ' x ）の第１のコードシンボル（Ｃx ）を有する新し
いインターリーバの周期を開始する。
【０１１１】図７に示されるように、Ｎ番目のパイロッ
トチャネルは時間ｔx で新しいインターリーバの周期あ
るいはパイロット同期を開始する。同様に、Ｎ＋１番目
のパイロットチャネルは時間ｔy で新しいインターリー
バの周期またはパイロット同期を開始し、時間ｔx より
も遅い時間で６４チップを生ずる。例示的な実施例にお
けるパイロット周期は２６．６７ミリ秒長であり、１２
８の同期チャネルコードシンボルあるいは３２の同期チ
ャネル情報ビットに対応する。同期チャネルシンボル
は、２６．６７ミリ秒に拡がる畳み込みインターリーバ
によってインターリーブされる。このように、移動体ユ
ニットはパイロット信号が得られる時に、それは即時同
期チャネルインターリーバの同期化を有する。
【０１１２】同期チャネルシンボルは、信号において直
交性を与える予め割当てられたウォルシュシーケンスに
よってカバーされる。同期チャネルにおいて、１つのコ
ードシンボルは４つのカバーシーケンスに及ぶ。つま
り、図８に示されるように“３２の１”−“３２の０”
のシーケンスの４回の反復に対して１つのコードシンボ
ルである。図８に示されるように、単一の論理的“１”
は３２の“１”のウォルシュチップの発生を表し、単一
の論理的“０”は３２の“０”のウォルシュチップの発
生を表す。同期チャネルシンボルは、同期チャネルシフ
トがウォルシュフレームの整数倍数であるため、関連さ
れたパイロットチャネルに依存している絶対的な時間に
よって歪められるが、同期チャネルにおける直交性は依
然として保持されている。
【０１１３】例示的な実施例における同期チャネルメッ
セージは、長さが変化される。メッセージの長さは、３
つのパイロット周期に対応する８０ミリ秒の整数倍であ
る。エラー検出のための周期的冗長（ＣＲＣ）ビット
は、同期チャネル情報ビットに含まれる。
【０１１４】図９は、総合的な例示的なシステムタイミ
ングのタイミング図を示す。２秒の周期において、７５
のパイロット周期が存在する。図９において、Ｎパイロ
ットおよび同期チャネルはシフトされないパイロットを
使用するセクタあるいはセルサイトに対応するので、パ
イロットおよび同期信号はＵＴＣ時間で正確に整列す
る。このようなパイロット同期、つまり最初の状態とし
て共通の毎秒１パルス（ｐｐｓ）の信号によって正確に
整列する。
【０１１５】シフトされたパイロットが使用される全て
の場合において、パイロットシフトに対応しているＰＮ
位相オフセットが導入されている。換言すると、パイロ
ット同期（最初の状態）および同期チャネルメッセージ
は、１ｐｐｓ信号に関して歪められる。同期メッセージ
は、移動体ユニットが次第にタイミングを調整できるた
め、この位相オフセット情報を搬送する。
【０１１６】同期チャネルメッセージが正確に受信され
るとすぐに、移動体ユニットはページングチャネルある
いは音声チャネルのどちらかに即時に同期する能力を有
する。パイロット同期で、各同期メッセージの端部に対
応している新しい４０ミリ秒インターリーバ周期が開始
する。同時に、移動体ユニットはコード反復あるいは
（ｃx ，ｃx+1 ）対の第１のコードシンボルのデインタ
ーリーブを開始し、デコーダ同期が達成される。デイン
ターリーバ書込みアドレスは０に初期化され、読取りア
ドレスはＪに初期化され、メモリのデインターリーバの
同期化が達成される。
【０１１７】同期チャネルメッセージは、移動体ユニッ
トと通信するために割当てられた音声チャネルに対応す
る４２ビットの長いＰＮ発生器の状態に関する情報を伝
送する。この情報は、対応しているＰＮ発生器を同期化
する移動体ユニットデジタルデータ受信機で使用され
る。例えば、図９における同期チャネルメッセージＮ＋
１は状態を表示する４２ビットフィールドを含み、状態
Ｘは長いコードのＰＮ発生器に対応しているセクタある
いはセルサイト音声チャネルが１６０ミリ秒のような予
め決められた時間で有する。同期チャネルメッセージを
首尾よく復号した後の移動体ユニットは、状態Ｘを長い
コードのＰＮ発生器に正確な時間で負荷する。したがっ
て移動体ユニットの長いコードのＰＮ発生器は、ユーザ
のメッセージのデスクランブルを可能にするために同期
化される。
【０１１８】同期チャネル用の送信変調器およびパワー
制御回路66の部分に関して、同期チャネル情報は制御プ
ロセッサからエンコーダ214 へ入力される。上記のよう
に、例示的な実施例における同期チャネルデータはデコ
ーダ214 によって畳み込みしてエンコードされる。エン
コーダ214 はエンコードされたシンボルの反復をさらに
行い、同期チャネルの場合のエンコードされたシンボル
が反復される。エンコーダ214 から出力するシンボルは
インターリーバ215 に供給され、シンボルを畳み込みし
てインターリーブする。インターリーバ215 から出力す
るインターリーブされたシンボルは、排他的オアゲート
216 への入力として供給される。
【０１１９】ウォルシュ発生器218 は、排他的オアゲー
ト216 への別の入力として供給されるウォルシュ
（Ｗ32）に対応している信号を発生する。同期チャネル
のシンボルストリームおよびウォルシュ（Ｗ32）シーケ
ンスは、排他的オアゲート220 および222 の両方への入
力として出力が供給される排他的オアゲート216 によっ
て排他的オアされる。
【０１２０】排他的オアゲート220 の別の入力はＰＮI
信号を受信し、排他的オアゲート222 の別の入力はＰＮ
Q 信号を受信する。ＰＮI およびＰＮQ 信号は排他的オ
アゲート218 の出力によってそれぞれ排他的オアされ、
有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ224 および226 への
入力としてそれぞれ供給される。ＦＩＲフィルタ224お
よび226 から出力されたフィルタされた信号は、デジタ
ル可変利得制御素子228 および230 から構成される送信
パワー制御回路に供給される。利得制御素子228 および
230 に供給される信号は、制御プロセッサからの入力デ
ジタル信号（図示されていない）に応じてデジタル式に
利得制御される。利得制御素子228および230から出力さ
れる信号は、送信パワー増幅回路58に供給される。
【０１２１】ページングチャネルの情報は反復によって
エンコードされ、予め割当てられたウォルシュシーケン
スによってインターリーブされ、多重化される。結果的
なシーケンスは、ＰＮI およびＰＮQ シーケンスによっ
て多重化される。特定のセクタあるいはセルサイトに対
するページチャネルのデータ速度は、同期チャネルメッ
セージにおける割当てられたフィールドにおいて示され
る。ページングチャネルデータ速度は可変であるが、次
の例示的なデータ速度：９．６，４．８，２．４および
１．２ｋｂｐｓの１つで各システムに対して固定され
る。
【０１２２】送信変調器およびページングチャネルのパ
ワー制御回路に関して、ページングチャネルの情報は制
御プロセッサからエンコーダ232 へ入力される。エンコ
ーダ232 は例示的な実施例における、チャネルの割当て
られたデータ速度によってシンボルの反復を供給する畳
み込みエンコーダである。エンコーダ232 の出力は、シ
ンボルが畳み込みしてインターリーブされるインターリ
ーバ233 に供給される。インテーリーブ装置232 からの
出力は、排他的オアゲート234 への入力として供給され
る。ページングチャネルデータ速度は変化するが、コー
ドシンボル速度はコード反復によって１９．２ｋｓｐｓ
で一定に保たれる。
【０１２３】ウォルシュ発生器236 は信号を発生し、そ
れは排他的オアゲート234 への別の入力として供給され
る予め割当てられたウォルシュシーケンスに対応してい
る。シンボルデータおよびウォルシュシーケンスは排他
的オアゲート234 によって排他的オアされ、排他的オア
ゲート238 および240 の両方への入力として供給され
る。
【０１２４】排他的オアゲート238 の別の入力はＰＮI
信号を受信し、排他的オアゲート240 の別の入力はＰＮ
Q 信号を受信する。ＰＮI およびＰＮQ 信号は排他的オ
アゲート234 の出力によってそれぞれ排他的オアされ、
有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ242 および244 への
入力としてそれぞれ供給される。ＦＩＲフィルタ242お
よび244 からのフィルタされた信号は、利得制御素子24
6 および248 から構成される送信パワー制御回路に供給
される。利得制御素子246 および248 に供給される信号
は、制御プロセッサからの入力信号（図示されていな
い）に応じて利得制御される。利得制御素子から出力さ
れる信号は、送信パワー増幅器回路58に供給される。
【０１２５】各音声チャネルのデータは反復によってエ
ンコードされ、インターリーブされ、スクランブルさ
れ、割当てられたウォルシュシーケンス（Ｗi −Ｗj ）
によって多重化され、ＰＮI およびＰＮQ シーケンスに
よって多重化される。特定のチャネルによって使用され
るウォルシュシーケンスは、チャネルがアナログＦＭセ
ルサイトシステムにおける通話に割当てられるのと同じ
方法による通話設定時間でシステム制御装置によって割
当てられる。ここに示される例示的な実施例において、
６１までの異なるウォルシュシーケンスが音声チャネル
によって有効に使用される。
【０１２６】本発明の例示的な実施例において、音声チ
ャネルは可変データ速度が利用される。可変データ速度
の利用の目的は、音声活性がないために別のユーザへの
特定の音声チャネルによって発生される干渉を減少する
時にデータ速度を下げることである。可変速度データを
供給するボコーダは、２０ミリ秒フレームベースの音声
活性に基づいた４つの異なるデータ速度でデータを生成
する。例示的なデータ速度は、９．６ｋｂｐｓ，４．８
ｋｂｐｓ，２．４ｋｂｐｓおよび１．２ｋｂｐｓであ
る。データ速度は２０ミリ秒ベースで変化するが、コー
ドシンボル速度は１９．２ｋｓｐｓでコード反復によっ
て一定に保たれる。したがって、コードシンボルはそれ
ぞれのデータ速度４．８ｋｂｐｓ，２．４ｋｂｐｓおよ
び１．２ｋｂｐｓに対して２、４および８回繰返され
る。
【０１２７】可変速度の方式は干渉を減少するために考
案されているので、低速度のコードシンボルは低いエネ
ルギを有する。例えば、９．６ｋｂｐｓ，４．８ｋｂｐ
ｓ，２．４ｋｂｐｓおよび１．２ｋｂｐｓの例示的なデ
ータ速度に関して、コードシンボルエネルギ（Ｅs ）は
それぞれＥb ／２，Ｅb ／４，Ｅb ／８およびＥb ／１
６であり、Ｅb は９．６ｋｂｐｓの送信速度に対する情
報ビットエネルギである。
【０１２８】コードシンボルは畳み込みインターリーバ
によってインターリーブされるので、異なるエネルギレ
ベルを有するコードシンボルはインターリーバの動作に
よってスクランブルされる。エネルギレベルの追跡を保
つため、コードシンボルはスケーリング目的のためにデ
ータ速度を特定化する各シンボルに付着されるラベルを
有する。直交ウォルシュのカバーおよびＮＰの広がりの
あと、直角位相チャネルは有限パルス応答（ＦＩＲ）フ
ィルタによってデジタル方式でフィルタされる。ＦＩＲ
フィルタは、データ速度にしたがったエネルギスケーリ
ングを達成するためのシンボルエネルギレベルに対応し
ている信号を受信する。ＩおよびＱチャネルは、１，１
／√２，１／２あるいは１／２√２の因数によってスケ
ールされる。１実施例において、ボコーダはフィルタス
ケーリング係数を制御するためＦＩＲフィルタに２ビッ
ト番号の形をとってデータ速度ラベルを供給する。
【０１２９】図４ないし図６において、２つの例示的な
音声チャネルの回路、音声チャネル（ｉ）および（ｊ）
が示されている。音声チャネル（ｉ）のデータは、関係
するボコーダ（図示されていない）から送信変調器54
（図３参照）へ入力される。送信変調器54はエンコーダ
250i 、インターリーバ 251i 、排他的オアゲート 252
i ， 255i ， 256i および 258i 、ＰＮ発生器 253i お
よびウォルシュ発生器（Ｗi ） 254i から構成される。
【０１３０】音声チャネル（ｉ）のデータは、例示的な
実施例において入力データ速度にしたがったコードシン
ボル反復によって畳み込みしてエンコードされるエンコ
ーダ250i に入力される。エンコードされたデータはイ
ンターリーバ 251i に供給され、それは例示的な実施例
において畳み込みしてインターリーブされる。インター
リーバ 251i は、ＦＩＲフィルタに対するデータ速度で
識別するシンボルデータによってインターリーブされる
２ビットデータ速度ラベルを音声チャネル（ｉ）に関連
されるボコーダから受信する。データ速度ラベルは、送
信されていない。移動体ユニットのデコーダは全ての実
行可能なコードを確認する。インターリーブされたシン
ボルデータは、排他的オアゲート 252i の入力に対する
１９．２ｋｓｐｓの例示的な速度でインターリーバ 251
i から出力される。
【０１３１】例示的な実施例において、各音声チャネル
信号はセルサイトから移動体への送信において祕密性を
供給するためにスクランブルされる。このようなスクラ
ンブルは必要とされないが、通信において祕密性を高め
る。例えば、音声チャネル信号のスクランブルは、ユー
ザＩＤの移動体ユニットアドレスによって決定されるＰ
Ｎコードを有する音声チャネル信号をエンコードしてい
るＰＮによって達成される。このようなスクランブル
は、移動体からセルサイトへの通信の特定な受信機に関
して図３を参照して論議されるようなＰＮU シーケンス
あるいは暗号機構を使用する。したがって、分離したＰ
Ｎ発生器は図４ないし図６に示されるような機能のため
に構成される。スクランブルはＰＮシーケンスに関して
論議されているが、スクランブルはこれらの既知の技術
を含んでいる別の技術によって達成される。
【０１３２】再び図４ないし図６を参照すると、音声チ
ャネル（ｉ）の信号のスクランブルは、制御プロセッサ
から割当てられた移動体ユニットアドレスを受信するＰ
Ｎ発生器 253i を供給することによって達成される。Ｐ
Ｎ発生器 253i は、排他的オアゲート 252i への別の入
力として供給される独特なＰＮコードを発生する。排他
的オアゲート 252i の出力は、排他的オアゲート 255i
の１つの入力に代りに供給される。
【０１３３】ウォルシュ発生器（Ｗi ） 254i は、制御
プロセッサからの機能選択信号およびタイミング信号に
応じて予め割当てられたウォルシュシーケンスに対応し
ている信号を発生する。機能選択信号の値は、移動体ユ
ニットのアドレスによって決定される。ウォルシュシー
ケンス信号は、排他的オアゲート 255i へ別の入力とし
て供給される。スクランブルされたシンボルデータおよ
びウォルシュシーケンスは、排他的オアゲート 256i お
よび 258i の両方へ入力として供給される出力を有する
排他的オアゲート 255i によって排他的オアされる。セ
ルサイトのその他の全てのＰＮ発生器および Walsh発生
器に加えてＰＮ発生器 253i は、１．２２８８ＭＨｚで
出力を供給する。ＰＮ発生器253 が排他的オアゲート 2
55i に対して１９．２ｋＨｚの速度で出力を供給するデ
シメータを含むことが注目されるべきである。
【０１３４】排他的オアゲート 256i の別の入力はＰＮ
I 信号を受信し、一方、排他的オアゲート 258i の別の
入力はＰＮQ 信号を受信する。ＰＮI およびＰＮQ 信号
は、排他的オアゲート 252i の出力によってそれぞれ排
他的オアされ、有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ 260
i および 262i へ入力としてそれぞれ供給される。入力
シンボルは、畳み込みインターリーバ 251i からの入力
データ速度ラベル（図示されていない）にしたがってフ
ィルタされる。ＦＩＲフィルタ 260i および 262i から
出力するフィルタされた信号は、利得制御素子 264i お
よび 266i から構成される送信パワー制御回路56の一部
分に供給される。利得制御素子 264i および 266i に供
給される信号は、制御プロセッサからの入力信号（図示
されていない）に応じて制御される。利得制御素子から
の信号出力は、送信パワー増幅器回路58に供給される。
【０１３５】音声ビットに加えて、フォワードリンク音
声チャネルはパワー制御情報を搬送する。パワー制御ビ
ット速度は、例示的な実施例において８００ｂｐｓであ
る。所定の移動体からの移動体- セル信号を復調してい
るセルサイト受信機は、特定の移動体にアドレスされた
セル−移動体音声チャネルに挿入されるパワー制御情報
を発生する。パワー制御特性のさらに詳細は上記の別出
願米国特許明細書に開示されている。
【０１３６】パワー制御ビットは、コードシンボルパン
クチュアと呼ばれる技術によって畳み込みインターリー
バの出力で挿入される。換言すると、パワー制御ビット
が送信されることを必要とすると、２つのコードシンボ
ルはパワー制御情報によって与えられる極性を有する２
つの等しいコードシンボルによって置換される。さら
に、パワー制御ビットは、９６００ｂｐｓビット速度に
対応しているエネルギレベルで送信される。
【０１３７】パワー制御情報ストリームに与えられる付
加的な強制は、ビットの位置が移動体- セルチャネル間
でランダム化されなければならない。一方、全エネルギ
パワー制御ビットは、規則的な間隔で干渉のスパイクを
生成し、このようなビットの検出力を減少させる。
【０１３８】図４ないし図６は音声チャネル（ｊ）をさ
らに示し、それは機能および構造において音声チャネル
（ｉ）と等しい。示される実施例において全体で６１ま
での音声チャネルの合計を有するさらに多くの音声チャ
ネル（図示されていない）が存在することに注目され
る。
【０１３９】図４ないし図６のウォルシュ発生器に関し
て、ウォルシュ関数は既知の方法によって容易に生成さ
れる１組の直交２進シーケンスである。ウォルシュ関数
において関係のある特性は、６４の各シーケンスが別の
シーケンス全てに完全に直交することである。このよう
に、任意の対のシーケンスは、それらが一致するような
ビット位置、つまり６４のシンボルの間隔に関して３２
であるのとちょうど同数のビット位置において異なる。
このように情報がウォルシュシーケンスによる送信のた
めにエンコードされる時、受信機は所望な“搬送”信号
としてウォルシュシーケンスの任意の１つを選択でき
る。別のウォルシュシーケンスでエンコードされた任意
の信号エネルギは排除され、所望の１つのウォルシュシ
ーケンスに対する相互干渉は生じない。
【０１４０】セル−移動体リンクの例示的な実施例にお
いて、前述されたような同期、ページングおよび音声チ
ャネルは、束縛長Ｋ＝９およびコード速度ｒ＝１／２の
畳み込みエンコードを使用する。すなわち、エンコード
されたシンボルは送信される各情報ビットに対して生成
され、送信される。畳み込みエンコードに加えて、シン
ボルデータの畳み込みインターリーブがさらに利用され
る。反復が畳み込みエンコードと共に使用されることが
想像される。移動体ユニットにおけるこのタイプのコー
ドの最適なデコーダは柔軟な決断力ビタビアルゴリズム
デコーダである。標準の設計は復号目的のために使用さ
れる。結果的な復号された情報ビットは、移動体ユニッ
トデジタルベースバンド設備に通過される。
【０１４１】再び図４ないし図６を参照すると、回路58
はパイロット、同期、ページングおよび音声チャネル用
のＰＮI およびＰＮQ 拡散データからアナログ形態へデ
ジタル情報を変換するためのデジタルアナログ（Ｄ／
Ａ）変換器を含む。特に、パイロットチャネルＰＮI 拡
散データは、利得制御素子210 からＤ／Ａ変換器268 へ
出力される。デジタル化されたデータはＤ／Ａ変換器26
8 から合計器284 へ出力される。同様に、同期、ページ
ングおよび音声チャネルＰＮI 拡散データ用の対応して
いる利得制御素子、すなわち利得制御素子228,246 およ
び 264i − 264jの出力は、信号がデジタル化されて合
計器284 に供給されるＤ／Ａ変換器272,276 および 280
i − 280j にそれぞれ供給される。パイロット、同期、
ページングおよび音声チャネル用のＰＮQ 拡散データは
利得制御素子221,230,248 および 266i − 266j から出
力され、信号がデジタル化されて合計器286 に供給され
るＤ／Ａ変換器270,274,278 および 282i − 282j にそ
れぞれ供給される。
【０１４２】合計器284 はパイロット、同期、ページン
グおよび音声チャネル用のＰＮI 拡散データを合計し、
合計器286 は同じチャネルのＰＮQ 拡散データを合計す
る。合計されたＩおよびＱチャネルデータは、ミキサ28
8 および290 に局部発振器（ＬＯ）周波数信号のサイン
（２πｆｔ）およびコサイン（２πｆｔ）と共にそれぞ
れ入力され、そこで混合され、合計器292 に供給され
る。ＬＯ周波数信号のサイン（２πｆｔ）およびコサイ
ン（２πｆｔ）は、適当な周波数源（図示されていな
い）から供給される。これらの混合されたＩＦ信号は合
計器292 において合計され、ミキサ294 に供給される。
【０１４３】ミキサ294 は、ＲＦ周波数帯域に周波数を
上方変換するように周波数シンセサイザ296 によって供
給されるＦＲ周波数信号と合計された信号を混合する。
ミキサ294 からのＲＦ信号出力は、バンドパスフィルタ
298 を介してＲＦ増幅器299へ出力される。増幅器299
は、送信パワー制御回路56（図３参照）からの入力利得
制御信号にしたがって帯域限定信号を増幅する。送信パ
ワー増幅器回路58に関して示されている実施例が、単に
既知の技術で可能なような信号の合計、混合、フィルタ
および増幅における多くの変化の例示であることが理解
されるべきである。
【０１４４】セルサイト制御プロセッサ48（図３参照）
はデジタルデータ受信機および特定のセルサイトに対す
る送信変調器の割当ての応答を有する。制御プロセッサ
48は通話の進行、信号の品質を監視し、信号の損失にお
ける分解を開始する。セルサイトは、標準的な電話線、
光ファイバあるいはマイクロ波リンクによって結合され
るリンク52を介してＭＴＳＯと通信する。
【０１４５】図１０は、ＭＴＳＯにおいて利用される装
置のブロック図を示す。ＭＴＳＯは、システム制御装置
あるいは制御プロセッサ300 、デジタルスイッチ302 、
ダイバーシティ結合器304 、デジタルボコーダ306 およ
びデジタルスイッチ308 を典型的に含む。示されていな
いが、付加的なダイバーシティ結合器およびデジタルボ
コーダはデジタルスイッチ302 と308 の間で結合され
る。
【０１４６】セルサイトダイバーシティモードが活性で
ある場合、通話は２つのセルサイトによって処理され
る。したがって、信号は同じ情報を有する１つ以上のセ
ルサイトからＭＴＳＯに到着する。しかしながら、移動
体ユニットからセルサイトへの到着あるいは逆リンクの
フェージングおよび干渉のため、１つのセルサイトから
の信号は別のセルサイトからの信号よりも品質が良い。
【０１４７】デジタルスイッチ302 は、１つ以上のセル
サイトからダイバーシティ結合器304 への与えられた移
動体ユニットに対応している情報ストリーム、あるいは
システム制御プロセッサ300 からの信号によって決定さ
れるような対応しているダイバーシティ結合器へ情報ス
トリームのパスを定めるのに使用される。システムがセ
ルサイトダイバーシティモードにない時、ダイバーシテ
ィ結合器304 は各入力ポートの同じ情報がバイパスある
いは供給される。
【０１４８】複数の直列に結合されたダイバーシティ結
合器およびボコーダは処理される通話に付き１つずつ並
列に設けられている。ダイバーシティ結合器304 は、２
つ以上のセルサイト信号からの情報ビットに付随する信
号の品質のインジケータを比較する。ダイバーシティ結
合器304 は、ボコーダ306 への出力に関する情報をフレ
ームごとに送る最高品質のセルサイトに対応しているビ
ットを選択する。
【０１４９】ボコーダ306 は、標準の６４ＫｂｐｓのＰ
ＣＭ電話形態、アナログ、あるいは任意の別の標準フォ
ーマットにデジタル化された音声信号のフォーマットを
変換する。結果的な信号はボコーダ306 からデジタルス
イッチ308 へ送信される。システム制御プロセッサ300
の制御に基づいて、通話はＰＳＴＮにルーティングされ
る。
【０１５０】移動体ユニットへ向けられるＰＳＴＮから
出力する音声信号は、システム制御プロセッサ300 の制
御に基づいたボコーダ306 のような適当なデジタルボコ
ーダに結合するためデジタルスイッチ308 に供給され
る。ボコーダ306 はデジタル化された入力音声信号をエ
ンコードし、デジタルスイッチ302 に結果的な情報のビ
ットの流れを直接供給する。システム制御プロセッサに
基づいたデジタルスイッチ302 は、移動体ユニットが通
信しているセルサイトにエンコードされたデータを直接
制御する。ＭＴＳＯアナログ音声に送信される情報に関
して前に論議されたが、デジタル情報がシステムにおい
て通信されることがさらに想像される。システムに関す
る適合性を保証するため、データの適当なフレーム構成
に注意しなければならない。
【０１５１】移動体ユニットが複数セルサイトに送信し
ているハンドオフモードあるいはセルサイトダイバーシ
ティモードにある場合、デジタルスイッチ302 は受信移
動体ユニットへの適当なセルサイト送信機による送信に
適当なセルサイトへ通話をルーティングする。しかしな
がら、移動体ユニットが単一のセルサイトのみと通信
し、またはセルサイトダイバーシティモードにない場
合、信号は単一のセルサイトへのみ向けられる。
【０１５２】システム制御プロセッサ300 は、ＭＴＳＯ
との間でデータをルーティングするためデジタルスイッ
チ302 および306 によって制御を行う。システム制御プ
ロセッサ300 はまた、セルサイトおよびＭＴＳＯのボコ
ーダへの通話の割当てを決定する。さらに、システム制
御プロセッサ300 は、ＭＴＳＯとセルサイトの間の特定
な通話の割当ておよび通話のためのＰＮコードの割当て
について各セルサイト制御プロセッサと通信する。図１
０に示されるように、デジタルスイッチ302 および306
は２つの分離スイッチとして示されているが、この機能
は単一の物理的スイッチング装置によって実行されるこ
とができることを理解すべきである。
【０１５３】セルサイトダイバーシティモードが使用さ
れる時、移動体ユニットは２つのセルサイトのそれぞれ
からの最強のマルチパス信号を識別して捕捉するサーチ
受信機を使用する。デジタルデータ受信機は、最強の信
号を変調するようにサーチ受信機および制御プロセッサ
によって制御される。受信機の数が並列に情報を送信す
るセルサイトの数よりも少ない時、スイッチングのダイ
バーシティ能力が可能である。例えば、単一のデータ受
信機のみおよび２つのセルサイト送信に関して、サーチ
装置は両方のセルサイトからのパイロットを監視し、復
調する受信機に対する最強の信号を選択する。この実施
例において、選択は各ボコーダフレームあるいは２０ミ
リ秒ごとに同じ周波数で行われる。
【０１５４】システム制御プロセッサは、特定の通話を
処理するためにセルサイトのデジタルデータ受信機およ
び変調器の割当てに応答性を有する。このように、セル
−移動体リンクにおいて、システム制御プロセッサは移
動体ユニットへの特定の通話の送信におけるセルサイト
で使用されるウォルシュシーケンスの割当てを処理す
る。加えて、システム制御プロセッサは受信機ウォルシ
ュシーケンスおよびＰＮコードを制御する。移動体−セ
ルリンクにおいて、システム制御プロセッサは通話のた
めの移動体ユニットユーザのＰＮコードも制御する。そ
れ故、割当て情報はＭＴＳＯからセルサイトへ、および
そこから移動体−セルへ送信される。システム制御プロ
セッサはまた、通話の進行、信号の品質を監視し、信号
の損失における分析を開始する。 移動体−セルリンク 移動体−セルリンクにおいて、チャネル特性は変調技術
が変更されることを命令する。パイロット搬送波は、デ
ータ変調の良好な位相基準を供給するために音声搬送波
よりも強力でなければならない。同時に多くの音声搬送
波を送信するセルサイトに関して、単一のパイロット信
号は全ての音声搬送波に共用される。それ故、音声搬送
波あたりのパイロット信号パワーは非常に小さい。
【０１５５】しかしながら、移動体−セルリンクにおい
て、移動体につき通常１つの音声搬送波が存在する。パ
イロットが使用された場合、音声搬送波よりもパワーが
かなり要求される。全システム容量が非常に高いパワー
のパイロット信号の存在によって生じられる干渉のため
大いに減少されるので、この状況は明らかに望ましくな
い。それ故、パイロット信号を有さない効果的な復調が
可能な変調が使用されなければならない。
【０１５６】レイリーフェージングによって中断された
移動体- セルチャネルに関して、迅速に変化するチャネ
ル位相が生じ、受信された信号から位相を得るコスタス
（Costas）ループのようなコヒーレント復調器技術は不
適当である。微分コヒーレントＰＳＫのような別の技術
が使用されるが、信号対雑音比特性の所望なレベルは提
供できない。
【０１５７】このように、２、４あるいはｍの信号通信
のような直交信号通信の形態が使用されるべきである。
例示的な実施例において、６４の直交信号通信技術はウ
ォルシュ関数を使用して利用される。ｍの直交信号通信
の復調器は、ｍのシンボルの送信の継続時間にわたるチ
ャネルのコヒーレントを必要とする。例示的な実施例に
おいて、これは２ビットの時間のみである。
【０１５８】メッセージのエンコードおよび変調処理
は、束縛長Ｋ＝９およびコード速度ｒ＝１／３の畳み込
みエンコーダによって開始する。１秒につき９６００ビ
ットの通常のデータ速度で、エンコーダは１秒につき２
８８００の２進シンボルを生成する。これらは６４の可
能なキャラクタで１秒につき４８００キャラクタの割合
でそれぞれ６つのシンボルを含んでいるキャラクタに分
類される。各キャラクタは６４の２進ビットあるいは
“チップ”を含んでいる長さ６４のウォルシュシーケン
スにエンコードされる。６４のウォルシュチップ速度
は、例示的な実施例において１秒につき３０７，２００
チップである。
【０１５９】ウォルシュチップは１．２２８８ＭＨｚの
速度で動作しているＰＮシーケンスによって“カバ
ー”、または多重化される。各移動体ユニットは、この
目的のために独特なＰＮシーケンスが割当てられる。こ
のＰＮシーケンスは通話中の期間のみ割当てられるか、
移動体ユニットに対して恒久的に割当てられる。割当て
られたＰＮシーケンスは、ユーザＰＮシーケンスと呼ば
れる。ユーザＰＮシーケンス発生器は、各ウォルシュチ
ップに対して４つのＰＮチップを生成するように１．２
２８８ＭＨｚのクロック速度で動作する。
【０１６０】最終的に、１対の長さの短い３２７６８の
ＰＮシーケンスが発生される。例示的な実施例におい
て、同じシーケンスがセル−移動体リンクに関して使用
される。ウォルシュチップシーケンスがカバーされるユ
ーザＰＮシーケンスは、それぞれ２つの短いＰＮシーケ
ンスによってカバー、または多重化される。２つの結果
的なシーケンスは直角対の正弦波を２位相変調し、単一
の信号に合計される。結果的な信号はバンドパスフィル
タ処理され、最終ＲＦ周波数に変換され、増幅され、フ
ィルタされ、移動体ユニットのアンテナによって放射さ
れる。セル−移動体信号に関して記載されたように、フ
ィルタ、増幅および変調動作の順序は交換されることが
できる。
【０１６１】別の実施例において、ユーザＰＮコードの
２つの異なる位相は直角位相波形の２つの搬送波位相を
変調するために生成および使用され、長さが３２７６８
のシーケンスを使用の必要性をなくす。別の実施例にお
いて、移動体−セルリンクは２重位相変調のみを利用
し、短いシーケンスの必要性をなくす。
【０１６２】各信号用のセルサイト受信機は、各活性移
動体信号が受信される短いＰＮシーケンスおよびユーザ
のＰＮシーケンスを生成する。受信機は、分離した相関
器におけるエンコードされた各波形を有する受信された
信号エネルギを相関する。各相関器の出力は６４のコー
ドを復調するために分離して処理され、畳み込みエンコ
ードは高速アダマール変換プロセッサおよびビタビアル
ゴリズムデコーダを使用する。
【０１６３】移動体−セルリンクに関する別の変調方式
において、同じ変調方式がセル−移動体リンクとして使
用される。各移動体は、外部コードとして１対の３２７
６８長セクタコードを利用する。内部コードは長さ６４
のウォルシュシーケンスを利用し、それは使用のために
移動体に割当てられ、セクタ内に存在する。通常、同じ
ウォルシュシーケンスはセル−移動体リンクに使用され
るような移動体−セルリンクの移動体に対して割当てら
れる。
【０１６４】上記直交ＰＮエンコード方式は、６４によ
って除算されたチップ速度の最大の速度に対する変調シ
ステムによって使用される効果的な帯域幅の拡散および
例示的な実施例において使用される数に対する１９２０
０Ｈｚを限定する。これは、例示的な実施例に説明され
るような大きさｍによりエンコードするｍの使用を予め
含む。しかしながら、別の、速度ｒ＝１／２のように、
束縛長Ｋ＝９の畳み込みコードはエンコードされた２進
シンボルの微分２進位相シフトキー変調によって使用さ
れる。セルサイトにおける復調器は、IEEE Transaction
s On Information Theory 、1983年７月の第ＩＴ−２９
巻第４号のAndrew J.Viterbi氏およびAndrew M.Viterbi
氏による、論文“Nonlinear Estimation of PSK-Modula
ted Carrier with Application to Burst Digital Tran
smission”において説明される技術を使用して短い間隔
にわたって位相基準は高められる。例えば、位相基準は
上記６４の方式と同様にチャネルの統一性が要求されな
い４つのシンボルのみによって平均化される。
【０１６５】しかしながら、今説明された別の方式の特
性は、厳密なレイリーフェージングの存在およびマルチ
パスの状況における好ましい実施例より劣る。しかしな
がら、例えば、衛星- 移動体チャネルおよび地上局- 移
動体チャネルのフェージングおよびマルチパスが厳しく
ない環境では、この別のシステムの特性は好ましい実施
例よりも良好である。これは、互いに直交する移動体信
号の形成からの利得がＤＰＳＫ方式の検出の効率におけ
る損失を超えるために生じる。
【０１６６】別の移動体−セルリンクの直交するウォル
シュ関数における時間整列の要求を満たすため、各セル
サイト受信機は各受信された信号の公称時間からの時間
エラーを決定する。与えられた受信された信号の時間が
遅れる場合、関係されたセルサイト変調器および送信機
は僅かな増分によってこの移動体へ送信の時間を進める
ために命令を送信する。反対に、移動体の受信された信
号の時間が僅かな時間進んでいる場合、僅かな増分によ
る遅延命令が移動体に送信される。時間調整の増分は、
およそ１／８ＰＮチップあるいは１０１．７ナノ秒で行
われる。命令は、１０乃至５０Ｈｚ程度の比較的低い速
度で送信され、デジタル音声データストリームに挿入さ
れる単一のビットから構成される。
【０１６７】柔軟なハンドオフ動作中、移動体ユニット
は２つ以上のセルサイトから信号を受信する。移動体ユ
ニットがセルサイトの時間調整命令の１つに応じて時間
を整列できるので、移動体ユニットは受信される最強の
セルサイトから受信された命令に応じてその時間を正常
にする。信号が送信された移動体ユニットは、最良のパ
スを有するセルサイトによって整列を行う。そうでなけ
れば別のユーザに対する相互干渉が生ずる。
【０１６８】移動体信号を受信している各セルサイト受
信機が上記時間エラーの測定および補正送信動作を実行
する場合、全ての移動体の受信された信号は通常ほぼ同
じ時間で受信され、干渉が減少する。
【０１６９】図１１は、移動体ユニットＣＤＭＡ電話装
置の例示的なブロック図を示す。移動体ユニットＣＤＭ
Ａ電話装置は、ダイプレクサ432 を通ってアナログ受信
機344 および送信パワー増幅器436 に結合されるアンテ
ナ430 を含む。アンテナ430およびダイプレクサ432 は
標準的な設計であり、単一のアンテナを通る同時送信お
よび受信を許容する。アンテナ430 は送信された信号を
集め、それをダイプレクサ432 を通ってアナログ受信機
434 に供給する。受信機434 は、典型的に８５０ＭＨｚ
の周波数帯域であるダイプレクサ432 からのＲＦ周波数
信号を受信して増幅および周波数逓降し、ＩＦ周波数へ
変換する。この変換処理は、受信機を全セルサイト電話
周波数帯域の受信周波数帯域内における任意の周波数に
同調可能にする標準設計の周波数シンセサイザを使用し
て行われる。信号はサーチ受信機544 に加えてデジタル
データ受信機540 および542 へ供給するためにフィルタ
され、デジタル化される。
【０１７０】受信機434 の詳細は、図１２にさらに示さ
れている。アンテナ430 からの受信信号は、ＲＦ増幅器
520 およびミキサ504 から構成されているダウンコンバ
ータ500 に供給される。受信された信号は、それらが増
幅されてミキサ504 への入力として出力するＲＦ増幅器
502 への入力として供給される。ミキサ504 は、周波数
シンセサイザ506 からの信号出力である別の入力を供給
される。増幅されたＲＦ信号は、周波数シンセサイザ出
力信号と混合されてＩＦ周波数へミキサ504 において変
換される。
【０１７１】ＩＦ信号は、ミキサ504 からバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）508 へ出力され、それは典型的に表面
音波（ＳＡＷ）フィルタで約１．２５ＭＨａの通過帯域
を有する。ＳＡＷフィルタの特性は、セルサイトによっ
て送信された信号の波形を整合するために選択される。
セルサイト送信信号は、例示的な実施例においては１．
２２８８ＭＨｚである予め決められた速度でクロックさ
れたＰＮシーケンスによって変調される直接シーケンス
スペクトル拡散信号である。このクロック速度は、９．
６ｋｂｐｓのベースバンドデータ速度の整数倍であるよ
うに選択される。
【０１７２】フィルタされた信号は信号が再び増幅され
る可変利得ＩＦ増幅器510 への入力としてＢＰＦ508 か
ら出力される。増幅されたＩＦ信号はＩＦ増幅器から信
号がデジタル化されるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換
器512 に出力される。デジタル信号へのＩＦ信号の変換
は、例示的な実施例においてＰＮチップ速度の丁度８倍
である９．８３０４ＭＨｚのクロック速度で生ずる。
（Ａ／Ｄ）変換器512 は受信機534 の一部分として示さ
れているが、代りにデータおよびサーチ受信機の一部分
であってもよい。デジタル化されたＩＦ信号はサーチ受
信機444 であり、（Ａ／Ｄ）変換器512 からデータ受信
機440 へ出力される。
【０１７３】受信機434 は、移動体ユニットの送信パワ
ーを調整するパワー制御機能を実行する。自動利得制御
（ＡＧＣ）回路514 は、ＩＦ増幅器510 の出力に結合さ
れる。増幅されたＩＦ信号のレベルに応じて、ＡＧＣ回
路514 はＩＦ増幅器510 の利得制御入力にフィードバッ
ク信号を供給する。受信機434 は、送信パワー制御回路
438 に供給されるアナログパワー制御信号を生成するた
めにＡＧＣ回路514 を使用する。
【０１７４】図１１において、受信機434 からのデジタ
ル化された信号出力は、デジタルデータ受信機440 およ
び442 とサーチ受信機444 に供給される。低価格で低性
能な移動体ユニットはデータ受信機を１つだけ有し、高
性能な移動体ユニットはダイバーシティ受信を許容する
２つ以上のデータ受信機を有していることが理解される
べきである。
【０１７５】デジタル化されたＩＦ信号は、現在のセル
サイトおよび全ての近隣のセルサイトによって送信され
るパイロット搬送波と共に多くの進行中の通話中信号を
含む。受信機440 および442 の機能は適当なＰＮシーケ
ンスによってＩＦサンプルを相関することである。この
相関処理は、適当なＰＮシーケンスを整合する信号の信
号対干渉比を高め、別の信号は高めない“処理利得”技
術として知られている特性を提供する。相関出力は搬送
波位相基準として最も近いセルサイトからのパイロット
搬送波を使用して同時に検出される。この検出処理の結
果はエンコードされたデータシンボルのシーケンスであ
る。
【０１７６】本発明において使用されるＰＮシーケンス
の特性は識別がマルチパス信号に対して行われることで
ある。信号が１つ以上のパスの通過後に移動体受信機に
到着する時信号の受信時間に差が生ずる。この受信時間
の差は伝播速度によって除算された距離の差に対応す
る。この時間差が１マイクロ秒を超える場合、相関処理
はパス間で識別する。受信機は早いあるいは遅いパスを
追跡および受信するために選択できる。受信機440 およ
び442 のような２つの受信機が設けられる場合、２つの
独立したパスが追跡され、並列に処理される。
【０１７７】制御プロセッサ446 の制御に基づいたサー
チ受信機444 は、同じセルサイトからの別のマルチパス
パイロット信号およびパイロット信号が送信される別の
セルサイトに対してセルサイトの受信されたパイロット
信号の公称時間の周囲で時間ドメインを連続的に走査す
る。受信機444 は、公称時間より所望な波形の任意の受
信強度を測定する。受信機444 は受信信号中の信号強度
を比較し、最強の信号を示す制御プロセッサ446 に信号
強度信号を供給する。
【０１７８】プロセッサ446 は、異なった最強の信号を
それぞれ処理するために各データ受信機440 および442
に制御信号を供給する。時折、パイロット信号が送信さ
れる別のセルサイトは現在のセルサイト信号の強度より
も強くなる。制御プロセッサ446 は、最強のパイロット
信号に対応しているセルサイトへの転送を要求している
現在のセルサイトを介してシステム制御装置への送信の
ための制御メッセージを生成する。受信機440 および44
2 は２つの異なるセルサイトを通って通話を処理する。
【０１７９】柔軟なハンドオフ動作中、移動体ユニット
は２つ以上のセルサイトからの信号を受信している。移
動体ユニットがセルサイトのタイミング調整の命令に応
じて時間を整列するので、移動体ユニットは受信される
最強のセルサイトから受信される命令に応じてその時間
を正常に移動する。その移動体ユニットで送信される信
号は最良のパスを有するセルサイトと時間的に整列され
る。それでなければ、別のユーザに対する大きな相互干
渉が生ずる。
【０１８０】データ受信機440 のような例示的な受信機
のさらに詳細は図１２にさらに詳細に示されている。デ
ータ受信機440 は、ＰＮI およびＰＮQ シーケンスを発
生し、セルサイトによって発生されるそれらと対応して
いるＰＮ発生器516 および518 を含む。時間およびシー
ケンス制御信号は制御プロセッサ446 からＰＮ発生器51
6 および518 に供給される。データ受信機440 は、セル
サイトと移動体ユニットの通信に関する適当なウォルシ
ュ関数を供給するウォルシュ発生器520 を含む。ウォル
シュ発生器520 は時間信号（図示されていない）および
制御プロセッサからの信号を選択する機能に応じて割当
てられたウォルシュシーケンスに対応している信号を発
生する。通話設定メッセージの一部分として機能選択信
号がセルサイトによって移動体ユニットに送信される。
ＰＮ発生器516 および518 から出力されるＰＮI および
ＰＮQ シーケンスは、排他的オアゲート522 および524
にそれぞれ入力される。ウォルシュ発生器520 は、信号
が排他的オアされ、シーケンスＰＮI´およびＰＮQ´が
出力される排他的オアゲート522 および524 の両方に出
力を与える。
【０１８１】シーケンスＰＮI´およびＰＮQ´は、それ
らがＰＮ ＱＰＳＫ相関器526 に入力される受信機440
に供給される。ＰＮ相関器526 は、セルサイトデジタル
受信機のＰＮ相関器と同様の方法で構成される。ＰＮ相
関器526 は、ＰＮI´およびＰＮQ´シーケンスを有する
受信されたＩおよびＱチャネルデータを相関し、対応し
ているアキュムレータ528 および530 に相関されたＩお
よびＱチャネルデータを供給する。アキュムレータ528
および530 は１つのシンボル周期あるいは６４チップに
わたり入力情報を累積する。アキュムレータ出力は、制
御プロセッサ446 からのパイロット位相信号を受信する
位相回転装置532 に供給される。受信されたシンボルデ
ータの位相はサーチ受信機および制御プロセッサによっ
て決定されるパイロット信号の位相にしたがって回転さ
れる。位相回転装置532 からの出力は、デインターリー
バおよびデコーダ回路に供給されるＩチャネルデータで
ある。
【０１８２】制御プロセッサ446 は、入力移動体ユニッ
トのアドレスあるいはユーザＩＤに応じてユーザＰＮシ
ーケンスを発生するＰＮ発生器534 を含む。ＰＮ発生器
534からのＰＮシーケンス出力はダイバーシティ結合器
およびデコーダ回路に供給される。セル−移動体信号は
移動体ユーザアドレスＰＮシーケンスとスクランブルさ
れるので、ＰＮ発生器534 からの出力はセルサイト受信
機におけるような移動体ユーザに向けられる信号が送信
されるセルサイトのデスクランブルにおいて使用され
る。ＰＮ発生器534 は、特に、スクランブルされたユー
ザデータをデスクランブルするために使用されるデイン
ターリーバおよびデコーダ回路に出力ＰＮシーケンスを
供給する。スクランブルがＰＮシーケンスに関して論議
されているが、既知の技術を含んでいるその他のスクラ
ンブル技術が利用されてもよい。
【０１８３】受信機440 および442 の出力はダイバーシ
ティ結合器およびデコーダ回路448に供給される。回路4
48 内に含まれるダイバーシティ結合器回路は、単に整
列するように受信されたシンボルの２つの流れの時間を
調整し、それらを合計する。この加算処理は、２つの流
れの相対的な信号強度に対応している数で２つの流れを
乗算することによって処理される。この動作は最大の速
度のダイバーシティ結合器と考えられる。結果的な結合
された信号ストリームは、回路448 内に含まれるフォワ
ードエラー検出器（ＦＥＣ）デコーダを使用して復号さ
れる。通常のデジタルベースバンド装置はデジタルボコ
ーダシステムである。ＣＤＭＡシステムは様々な異なる
ボコーダ設計が適応するように設計されている。
【０１８４】ベースバンド回路450 は、前述された別出
願の米国特許明細書において開示されたような可変速度
のタイプであるデジタルボコーダ（図示されていない）
を典型的に含む。ベースバンド回路450 は、受話器ある
いは別のタイプの周辺装置における接続器として供給す
る。ベースバンド回路450 は、様々な異なるボコーダ設
計が適応する。ベースバンド回路450 は、回路448 から
供給される情報にしたがってユーザに出力情報信号を供
給する。
【０１８５】移動体−セルリンクにおいて、ユーザアナ
ログ音声信号はベースバンド回路560 への入力として受
話器を通って典型的に供給される。ベースバンド回路45
0 はアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器（図示されていない）を含む。
デジタル信号はエンコードするデジタルボコーダに供給
される。ボコーダ出力はエラー訂正のためにフォワード
エラー訂正（ＦＥＣ）エンコード回路に供給される。例
示的な実施例におけるエラー訂正エンコードの実行は、
畳み込みエンコード方式で行われる。デジタル化された
エンコード信号はは、ベースバンド回路450 から送信変
調器452 に出力される。
【０１８６】送信変調器452 の第１のウォルシュは送信
データをエンコードし、ＰＮシーケンスが通話に関する
割当てられたアドレス機能にしたがって選択されるＰＮ
搬送波信号をエンコードされた信号で変調する。ＰＮシ
ーケンスは、セルサイトによって送信され、受信機440
および442 と制御プロセッサ446 によって復号される通
話設定情報から制御プロセッサ446 によって決定され
る。別の実施例において、制御プロセッサ446 はセルサ
イトによる予定によってＰＮシーケンスを決定する。制
御プロセッサ446 は、通話の復号のために送信変調器45
2 および受信機440 および442 にＰＮシーケンス情報を
供給する。
【０１８７】送信変調器452 の出力は、送信パワー制御
回路438 に供給される。信号送信パワーは、受信機434
から供給されるアナログパワー制御信号によって制御さ
れる。形式パワー調整命令におけるセルサイトによって
送信される制御ビットはデータ受信機440 および442 に
よって処理される。パワー調整命令は、移動体ユニット
送信のパワーレベルの設定において制御プロセッサ446
によって使用される。この命令に応じて、制御プロセッ
サ446 は回路438 に供給されるデジタルパワー制御信号
を発生する。パワー制御に関する受信機440 および442
、制御プロセッサ446 および送信パワー制御回路438
の関係についての別の情報は、上記別出願の米国特許明
細書においてさらに説明されている。
【０１８８】送信パワー制御回路438 は、送信パワー増
幅器回路436 にパワー制御された変調された信号を出力
する。回路436 はＩＦ信号を増幅し、適当な出力周波数
に信号を同調する周波数シンセサイザ出力信号との混合
によってＲＦ周波数に変換する。回路436 は、最終的な
出力レベルにパワーを増幅する増幅器を含む。受信人へ
の送信信号は回路436 からダイプレクサ432 に出力され
る。ダイプレクサ432はセルサイトへの送信のためのア
ンテナ340 に信号を結合する。
【０１８９】制御プロセッサ446 はまた、セルサイトダ
イバーシティモード要求およびセルサイト通信の終了命
令のような制御メッセージを生成することができる。こ
れらの命令は送信のための送信変調器452 に供給され
る。制御プロセッサ446 は、データ受信機440 および44
2 から受信されるデータに反応し、サーチ受信機444 は
ハンドオフおよびダイバーシティ結合に関する決定を行
う。
【０１９０】移動体ユニットによる送信に関して、移動
体ユーザのアナログ音声信号はデジタルボコーダを最初
に通過する。ボコーダ出力は順次に畳み込みフォワード
エラー訂正（ＦＥＣ）エンコードされ、ＰＮ搬送波信号
でエンコードされ、変調される６４の直交シーケンスで
ある。６４の直交シーケンスは、ウォルシュ関数エンコ
ーダによって発生される。エンコーダは、畳み込みＦＥ
Ｃエンコーダからの６つの連続的な２進シンボル出力に
よって制御される。６つの２進が６４のウォルシュシー
ケンスから送信されているものを集合的に決定する。ウ
ォルシュシーケンスは６４ビット長である。したがっ
て、ウォルシュ“チップ”速度は９６００ｂｐｓデータ
送信速度に関して９６００＊３＊（１／６）６４＝３０
７２００Ｈｚでなければならない。
【０１９１】移動体−セルリンクにおいて、共通の短い
ＰＮシーケンスがシステムにおける全音声搬送波のため
に使用され、ユーザのアドレスのエンコードはユーザの
ＰＮシーケンス発生器を使用して行われる。ユーザＰＮ
シーケンスは、少なくとも通話中の移動体に独特に割当
てられる。ユーザＰＮシーケンスは、長さが３２７６８
に増加された最大の長さの線形シフトレジスタシーケン
スである共通のＰＮシーケンスによって排他的オアされ
る。結果的な２進信号は直角位相搬送波をそれぞれ２重
位相変調し、合成信号を形成するために合計され、バン
ドパスフィルタされ、ＩＦ周波数出力に変換される。例
示的な実施例において、フィルタ処理の一部分は２進シ
ーケンス出力で動作している有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）デジタルフィルタによって実際に行われる。
【０１９２】変調器出力はデジタル制御プロセッサおよ
びアナログ受信機からの信号によってパワー制御され、
適当な出力周波数に信号を同調する周波数シンセサイザ
と混合することによって動作のＲＦ周波数に変換され、
最終的な出力レベルに増幅される。送信信号は、ダイプ
レクサおよびアンテナに送られる。
【０１９３】図１３は、移動体ユニット送信変調器452
の好ましく例示的な実施例を示す。データは、ユーザの
デジタルベースバンド回路から例示的な実施例において
畳み込み的にエンコードされるエンコーダ600 にデジタ
ル信号で供給される。エンコーダ600 の出力は、例示的
な実施例においてブロックインターリーバであるインタ
ーリーバ602 に供給される。インターリーブされたシン
ボルは、ブロックインターリーバ602 から送信変調器45
2 のウォルシュエンコーダ604 に出力される。ウォルシ
ュエンコーダ604 は、コードシーケンス出力を発生する
ために入力シンボルを利用する。ウォルシュシーケンス
は、排他的オアゲート606 の１つの入力に供給される。
【０１９４】送信変調器452 は、出力ＰＮシーケンスの
決定における入力として移動体ユニットのアドレスを受
信するＰＮ発生器608 をさらに含む。ＰＮ発生器608
は、図３ないし図６を参照に説明されたようなユーザの
特定な４２ビットシーケンスを発生する。全ユーザのＰ
Ｎ発生器に共通であり、明らかに説明されていないＰＮ
発生器608 のさらなる特性は、出力ユーザのＰＮシーケ
ンスの発生におけるマスク技術の利用である。例えば、
４２ビットのマスクはＰＮ発生器を形成するシフトレジ
スタの列の各レジスタからのビット出力と排他的オアさ
れる４２ビットのマスクの各ビットをそのユーザに対し
て備えられる。マスクおよびシフトレジスタビットの排
他的オア動作の結果は、ユーザのＰＮシーケンスとして
使用されるＰＮ発生器出力を形成するために共に排他的
オアされる。ＰＮ発生器608 の出力ＰＮシーケンスおよ
びシーケンスＰＮU は、排他的オアゲート606 に入力さ
れる。ウォルシュシンボルデータおよびＰＮU シーケン
スは排他的オアゲート606 において排他的オアされ、排
他的オアゲート610 および612 の両方への入力として供
給される。
【０１９５】送信変調器452 は、ＰＮI およびＰＮQ シ
ーケンスをそれぞれ発生するＰＮ発生器614 および616
をさらに含む。全移動体ユニットは、同じＰＮI および
ＰＮQ シーケンスを使用する。これらのＰＮシーケンス
は、例示的な実施例におけるセル−移動体通信において
使用されるゼロシフトである。排他的オアゲート610お
よび612 の別の入力は、ＰＮ発生器614 および616 から
のＰＮI およびＰＮQシーケンスがそれぞれ設けられて
いる。シーケンスＰＮI およびＰＮQ は、送信パワー制
御回路438 （図１１参照）に供給される出力を有する各
排他的オアゲートにおいて排他的オアされる。
【０１９６】例示的な実施例において、移動体−セルリ
ンクは束縛長Ｋ＝９で速度ｒ＝１／３の畳み込みコード
を使用する。コードの発生器は、Ｇ1 ＝５５７（８進
法）、Ｇ2 ＝６６３（８進法）およびＧ3 ＝７１１（８
進法）である。セル−移動体リンクと同様に、コードの
反復は、ボコーダが２０ミリ秒フレームベースで発生す
る４つの異なるデータ速度を適応させるために使用され
る。セル−移動体リンクとは異なり、反復されたコード
シンボルは低いエネルギレベルでは空中に送信されず、
反復グループの１つのコードシンボルのみが公称パワー
レベルで送信される。結論として、例示的な実施例にお
けるコード反復は、以下に示されるようなインターリー
ブおよび変調構造における可変データ速度方式に適合す
る手段として単に使用される。
【０１９７】正確に１つのボコーダフレームである２０
ミリ秒にわたるブロックインターリーバは、移動体−セ
ルリンクにおいて使用される。データ速度を９６００ｂ
ｐｓおよびコード速度をｒ＝１／３と仮定する２０ミリ
秒のコードシンボルの数は５７６である。Ｎがインター
リーバアレイの行の数に等しく、Ｂがインターリーバア
レイの列の数に等しいＮおよびＢパラメータは、それぞ
れ３２および１８である。コードシンボルは、行によっ
てインターリーバメモリアレイ中に書込まれ、列によっ
て読取られる。
【０１９８】変調フォーマットは、６４の直交信号であ
る。換言すると、インターリーブされたコードシンボル
は６４の直交波形の中から１つを選択するように６グル
ープに分類される。６４の時間直交波形は、セル−移動
体リンクにおけるカバーシーケンスとして使用される同
じウォルシュ関数である。
【０１９９】データ変調時間間隔は２０８．３３μ秒に
等しく、ウォルシュシンボル間隔と呼ばれる。９６００
ｂｐｓの２０８．３３μ秒は２情報ビットに対応し、６
つのコードシンボルに等しいコードシンボル速度は２８
８００ｓｐｓである。ウォルシュシンボル間隔はそれぞ
れ不変に２０８．３３／６４＝３．２５μ秒の６４の等
しい時間間隔にさらに分けられ、ウォルシュチップと呼
ばれる。ウォルシュチップ速度は、１／３．２５μ秒＝
３０７．２ｋＨｚである。ＰＮ拡散速度、１．２２８８
ＭＨｚは２つのリンクに対称であるので、１ウォルシュ
チップにつき４つのＰＮチップが存在する。
【０２００】ユーザの特定な４２ビットＰＮ発生器およ
び１対の１５ビットのＩおよびＱチャネルＰＮ発生器の
３つＰＮ発生器の合計が移動体−セルリンク路において
使用されている。ユーザの特定な拡散動作にしたがっ
て、信号はセル−移動体リンクにおいて行われるような
ＱＰＳＫ拡散である。各セクタあるいはセルサイトが特
有の長さ２15のシーケンスによって識別されたセル−移
動体リンクとは異なり、全移動体ユニットは同じＩおよ
びＱのＰＮシーケンスを使用する。これらのＰＮシーケ
ンスはセル−移動体リンクにおいて使用されるゼロシフ
トシーケンスであり、パイロットシーケンスと呼ばれ
る。
【０２０１】コード反復およびエネルギスケーリング
は、ボコーダによって生成される可変速度を適合させる
ためにセル−移動体リンクにおいて使用されている。移
動体−セルリンクは、バースト送信に基づいた異なる方
式を使用する。
【０２０２】ボコーダは、セル−移動体リンクにおける
ような２０ミリ秒フレームベースの９６００，４８０
０，２４００および１２００ｂｐｓの４つの異なるデー
タ速度を生成する。情報ビットは速度ｒ＝１／３の畳み
込みエンコーダによってエンコードされ、コードシンボ
ルは３つの低いデータ速度で２，４および８回繰返され
る。したがって、コードシンボル速度は２８８００ｓｐ
ｓに一定に保たれている。エンコーダにしたがって、コ
ードシンボルは１つのボコーダフレームあるいは２０ミ
リ秒に及ぶブロックインターリーバによってインターリ
ーブされる。５７６コードシンボルの合計は畳み込みエ
ンコーダによって２０ミリ秒ごとに発生され、その幾つ
かは繰返されるシンボルである。
【０２０３】送信されるコードシンボルシーケンスは、
図１４において示されている。２０ミリ秒のボコーダフ
レームがそれぞれ１．２５ミリ秒の１６スロットにさら
に分けられることに注目する。移動体−セルリンクの数
値列は、各スロットにおいて２８８００ｓｐｓ速度の３
６のコードシンボルあるいは４８００ｓｐｓ速度の同等
な６つのウォルシュシンボルが存在することである。１
／２の速度、つまり４８００ｂｐｓでスロットはそれぞ
れ２つのスロットを含む８グループに分類される。１／
４の速度、つまり２４００ｂｐｓでスロットはそれぞれ
４つのスロットを含む４グループに分類され、最終的に
１／８の速度、つまり１２００ｂｐｓでスロットはそれ
ぞれ８つのスロットを含む２グループに分類される。
【０２０４】例示的なシンボルバースト送信パターン
は、図１４においてさらに示されている。例えば、１／
４の速度、つまり２４００ｂｐｓで第１のグループにお
ける第４のスロット期間中に、インターリーバメモリア
レイの第４および第８の行は列で読取られ、連続して送
信される。送信されたデータのスロット位置は、干渉を
減少するためにランダム化されなけらばならない。
【０２０５】移動体−セルリンクのタイミングは、図１
５において示されている。図１５は、移動体−セルチャ
ネル、つまり音声およびアクセスを含む図９のタイミン
グ図に拡散される。移動体−セルリンクの同期は次のス
テップを具備する。
【０２０６】１．同期メッセージを首尾よく復号、つま
りＣＲＣチェックする。 ２．同期メッセージ中で受信される状態を有する長いＰ
Ｎシフトレジ１スタを負荷する。 ３．シフトされたパイロットを使用するセクタから受信
している場合のパイロットコード位相オフセットを補償
する。
【０２０７】この点において、移動体は同期化、つまり
ＰＮ同期化および実時間同期化を完了し、アクセスチャ
ネルあるいは音声チャネルのどちらかに送信し始める。
【０２０８】通話を発信するための移動体ユニットは、
セルサイトを介して別のシステムユーザに対する通話を
完成するための信号特性を設けなければならない。移動
体−セルリンクにおける想像されたアクセス技術はスロ
ットされたＡＬＯＨＡである。反転チャネルの例示的な
送信ビット速度は４８００ｂｐｓである。アクセスチャ
ネルパケットは、情報によって導かれるプレアンブルか
ら構成される。
【０２０９】プレアンブルの長さは、例示的な実施例に
おいて２０ミリ秒のフレームの整数倍であり、移動体が
ページングチャネルのメッセージの１つにおいて受信す
るセクタ／セルサイトパラメータである。セルサイト受
信機は伝播遅延を解決するためにプレアンブルを使用す
るので、この方式はセルサイト半径に基づいてプレアン
ブルの長さを変化できる。アクセスチャネルのユーザＰ
Ｎコードは予定されるか、ページングチャネル移動体ユ
ニットに送信される。
【０２１０】変調は、プレアンブル期間中は固定され一
定である。プレアンブルにおいて使用される直交波形は
Ｗ0 、つまり全てゼロのウォルシュ関数である。畳み込
みエンコーダの入力における全てのゼロのパターンは所
望な波形Ｗ0 を発生することに注目する。
【０２１１】アクセスチャネルのデータパケットは、１
つあるいは多くて２つの２０ミリ秒フレームから構成さ
れる。アクセスチャネルのエンコード、インターリーブ
および変調は、９６００ｂｐｓの速度の音声チャネルと
正確に同じである。例示的な実施例において、セクタ／
セルサイトは４０ミリ秒のプレアンブルを送信する移動
体ユニットを必要とし、アクセスチャネルのメッセージ
タイプは１つのデータフレームを必要とする。ｋが予め
定められた時間の原点から経過される２０ミリ秒の数で
あるプレアンブルのフレームの数をＮp とする。移動体
は、式：（ｋ，Ｎp ＋２）＝０が成立つ場合のみアクセ
スチャネルの送信を始める。
【０２１２】別の通信の適用に関して、エラー訂正のエ
ンコード、直交シーケンスのエンコードおよび適用にさ
らに適合するＰＮエンコードの様々な装置を再配列する
ことが望ましい。
【０２１３】例えば、信号が１つ以上の地球軌道衛星に
よって大きなＨｕｂ地球局と移動体端末の間に中継され
る衛星移動体通信において、チャネルが地球の移動体チ
ャネルよりもさらに位相コヒーレントがすぐれているた
め、リンクの両方向にコヒーレント変調および復調技術
を使用することが望まれる。このような適用において、
移動体変調器は上記で説明されるようなｍのエンコード
を利用しない。代りに、フォワードエラー訂正シンボル
の２位相あるいは４位相変調は、コスタス（Costas）ル
ープ技術を使用する受信された信号から抽出された搬送
波位相を有する通常のコヒーレント復調が使用される。
加えて、セル−移動体リンクに関してここに記載される
ような直交ウォルシュ関数のチャネルが使用される。チ
ャネル位相が合理的にコヒーレントを維持する限り、こ
の変調および復調システムは高いシステム容量を生ずる
ｍの直交信号よりも低いＥｂ／Ｎｏを有する動作を提供
する。
【０２１４】別の実施例において、ボコーダおよびＦＥ
Ｃ技術を利用する代りにＲＦ波形に直接スピーチ波形を
エンコードすることが好ましい。ボコーダおよびＦＥＣ
技術の使用は非常に高いリンク特性を生じるが、実行は
非常に複雑であり、付加的な費用および高いパワーの消
費を生ずる。これらの欠点は、バッテリーの消費および
費用が重要であるポケット携帯電話において特に好まし
くない。通常のデジタル電話送信の実行において、スピ
ーチ波形は８ｋＨｚのサンプル速度で８ビットのスピー
チサンプルとしてデジタルフォーマットで表される。Ｃ
ＤＭＡシステムは搬送波位相角度に直接８ビットサンプ
ルをエンコードする。これは、ボコーダあるいはＦＥＣ
エンコーダ／デコーダの必要性をなくす。それは、低い
容量を生ずる良好な特性の高い信号対雑音比を必要とす
る。別の実施例において、８ビットのスピーチサンプル
は搬送波振幅に直接エンコードされる。別の実施例にお
いてスピーチ波形サンプルは搬送波位相および振幅にお
いてエンコードされる。
【０２１５】好ましい実施例の前述の説明は、当業者が
本発明を形成し、使用することを可能にするために与え
られたものである。これらの実施例の様々な変更は当業
者に容易に明らかであり、ここに限定される包括的な原
理は発明能力を使用することなく別の実施例に適用され
る。このように、本発明はここに示される実施例に限定
されるものではなく、ここに開示された原理および新し
い特徴に適応した幅広い技術的範囲を許容する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＤＭＡセルラ電話システムの実施態様の概
略図である。
【図２】 ＣＤＭＡセルラ電話システムに設けられたセ
ルサイト装置のブロック図である。
【図３】 セルサイト受信機のブロック図である。
【図４】 セルサイト送信変調器のブロック図である。
【図５】 セルサイト送信変調器のブロック図である。
【図６】 セルサイト送信変調器のブロック図である。
【図７】 同期チャネルシンボル同期の１例のタイミン
グ図である。
【図８】 直交カバーリングを有する同期チャネルタイ
ミングの実施態様のタイミング図である。
【図９】 総合的なセル−移動体リンクタイミングのタ
イミング図の１例である。
【図１０】 移動体電話スイッチング局装置のブロック
図である。
【図１１】 ＣＤＭＡセルラ電話システムのＣＤＭＡ通
信のために配置された移動体ユニット電話装置のブロッ
ク図である。
【図１２】 移動体ユニット受信機のブロック図であ
る。
【図１３】 移動体ユニット送信変調器のブロック図で
ある。
【図１４】 バースト伝送の可変データ速度の移動体−
セルリンクにおけるタイミング図の１例である。
【図１５】 総合的な移動体−セルリンクタイミングの
タイミング図の１例である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アーウイン・エム・ジャコブス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ジョラ、インバネス・コー ト 2710 (72)発明者 ロベルト・パドバニー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92130、サン・ディエゴ、フツラ・スト リート 12634 (72)発明者 リンゼイ・エー・ウィーバー・ジュニア アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92122、サン・ディエゴ、トニー・ドラ イブ 3419 (72)発明者 チャールズ・イー・ウェトレー・ザ・サ ード アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92014、デル・マー、カミニト・デル・ バルコ 2208 (72)発明者 アンドリュー・ジェイ・ビタービ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ジョラ、グレンウィック・ プレイス 2712 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06

Claims (24)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スペクトル拡散通信で使用する変調シス
    テムにおいて、 入力信号を受け取って、前記入力信号のシーケンシャル
    部分を、前記各入力信号部分の値にしたがって複数の直
    交バイナリシーケンスから選択された直交バイナリシー
    ケンスのそれぞれ１つに変換するように構成され、複数
    の直交バイナリシーケンスの選択された１つに対応する
    直交シーケンス信号を発生する手段と、 予め定められた疑似雑音（ＰＮ）バイナリシーケンスに
    対応するＰＮ信号を発生する手段と、 前記直交シーケンス信号と前記ＰＮ信号とを結合し、結
    果信号を供給する手段とを具備する変調システム。
  2. 【請求項２】 前記ＰＮ信号は、長さが増加された最大
    の長さの線形シーケンスＰＮコードである請求項１記載
    の変調システム。
  3. 【請求項３】 前記直交シーケンス信号を受け取り、移
    動体ユニットに一意的な付加的な予め定められたＰＮ信
    号を発生し、前記直交シーケンス信号と前記付加的なＰ
    Ｎ信号とを結合して対応する移動体ユニット拡散信号を
    生成する発生器をさらに具備している請求項１または請
    求項２記載の変調システム。
  4. 【請求項４】 デジタルユーザデータを受け取って畳み
    込みエンコードして、シンボルデータの出力を生成する
    データエンコーダと、 前記シンボルデータを受け取って構成して、インターリ
    ーブされたシンボルデータを前記直交シーケンス信号を
    発生する手段に出力するインターリーバとをさらに具備
    する請求項１ないし請求項３のいずれか１項記載の変調
    システム。
  5. 【請求項５】 前記デジタルユーザデータは、予め定め
    られた時間期間のデータフレーム中にデータビットとし
    て供給される可変速度データであり、前記データエンコ
    ーダは、入力デジタルデータの各フレーム中の各データ
    ビットに対して予め定められた数のシンボルを発生し、
    前記インターリーバは、前記インターリーバからのフレ
    ーム当り一定数のシンボル出力を維持するために出力シ
    ンボルを繰返す請求項４記載の変調システム。
  6. 【請求項６】 前記ＰＮ信号を発生する手段は、 第１および第２のＰＮコードの出力をそれぞれ発生して
    供給する第１および第２のＰＮ発生器と、 前記第１のＰＮコードと前記直交シーケンス信号とを受
    け取って結合し、第１のＰＮ拡散データ信号を生成する
    第１の結合手段と、 前記第２のＰＮコードと前記直交シーケンス信号とを受
    け取って結合し、第２のＰＮ拡散データ信号を生成する
    第２の結合手段とを備えている請求項１ないし請求項５
    のいずれか１項記載の変調システム。
  7. 【請求項７】 前記付加的なＰＮバイナリシーケンスは
    第１の長さであり、前記第１および第２のＰＮコードは
    第２の長さであり、前記第１の長さよりも実質的に短い
    請求項３に従属する請求項６記載の変調システム。
  8. 【請求項８】 前記直交シーケンス信号を発生する手段
    は、６４-aryウォルシュシーケンスエンコーダを備えて
    いる請求項１ないし請求項７のいずれか１項記載の変調
    システム。
  9. 【請求項９】 前記直交シーケンス信号を発生する手段
    は、６４ウォルシュシーケンスの１つに対応する直交シ
    ーケンスデータを発生し、６４ウォルシュシーケンスは
    それぞれ６４ウォルシュチップを含み、６４ウォルシュ
    シーケンスの１つに対応する６つのシンボルバイナリ値
    を有する６つの連続シンボルのバイナリ値に応答して選
    択される請求項８記載の変調システム。
  10. 【請求項１０】 前記直交シーケンス信号を発生する手
    段は、予め選択された速度で前記直交シーケンス信号を
    発生し、前記ＰＮ信号を発生する手段は、前記予め選択
    された速度の倍数である速度でＰＮコードチップを発生
    する請求項１ないし請求項９のいずれか１項記載の変調
    システム。
  11. 【請求項１１】 前記ＰＮ信号を発生する手段は、前記
    結合手段において前記直交シーケンスの各チップと結合
    するために４つのＰＮコードチップを発生する請求項１
    ０記載の変調システム。
  12. 【請求項１２】 前記複数の直交バイナリシーケンスの
    各直交バイナリシーケンスは、１組のウォルシュシーケ
    ンスから選択される請求項１ないし請求項１１のいずれ
    か１項記載の変調システム。
  13. 【請求項１３】 スペクトル拡散通信における変調方法
    において、 入力信号を受け取って、前記入力信号のシーケンシャル
    部分を、前記各入力信号部分の値にしたがって複数の直
    交バイナリシーケンスから選択された直交バイナリシー
    ケンスのそれぞれ１つに変換することにより、複数の直
    交バイナリシーケンスの選択された１つに対応する直交
    シーケンス信号を発生し、 予め定められた疑似雑音（ＰＮ）バイナリシーケンスに
    対応するＰＮ信号を発生し、 前記直交シーケンス信号と前記ＰＮ信号とを結合し、結
    果信号を供給する変調方法。
  14. 【請求項１４】 前記ＰＮ信号は、長さが増加された最
    大の長さの線形シーケンスＰＮコードである請求項１３
    記載の変調方法。
  15. 【請求項１５】 さらに、前記直交シーケンス信号を受
    け取り、移動体ユニットに一意的な付加的な予め定めら
    れたＰＮ信号を発生し、前記直交シーケンス信号と前記
    付加的なＰＮ信号とを結合して、対応する移動体ユニッ
    ト拡散信号を生成する請求項１３または請求項１４記載
    の変調方法。
  16. 【請求項１６】 さらに、デジタルユーザデータを受け
    取って畳み込みエンコードして、シンボルデータの出力
    を生成し、 前記シンボルデータを受け取って構成して、インターリ
    ーブされたシンボルデータを出力する請求項１３ないし
    請求項１５のいずれか１項記載の変調方法。
  17. 【請求項１７】 前記デジタルユーザデータは、予め定
    められた時間期間のデータフレーム中にデータビットと
    して供給される可変速度データであり、前記エンコード
    は、入力デジタルデータの各フレーム中の各データビッ
    トに対して予め定められた数のシンボルを発生し、前記
    インターリーブは、フレーム当り一定数のシンボル出力
    を維持するために出力シンボルを繰返す請求項１６記載
    の変調方法。
  18. 【請求項１８】 さらに、第１および第２のＰＮコード
    の出力を発生して供給し、 前記第１のＰＮコードと前記直交シーケンス信号とを受
    け取って結合し、第１のＰＮ拡散データ信号を生成し、 前記第２のＰＮコードと前記直交シーケンス信号とを受
    け取って結合し、第２のＰＮ拡散データ信号を生成する
    請求項１３ないし請求項１７のいずれか１項記載の変調
    方法。
  19. 【請求項１９】 前記付加的なＰＮバイナリシーケンス
    は第１の長さであり、前記第１および第２のＰＮコード
    は第２の長さであり、前記第１の長さよりも実質的に短
    い請求項１５に従属する請求項１８記載の変調方法。
  20. 【請求項２０】 前記直交シーケンス信号の発生は、６
    ４-aryウォルシュシーケンスを発生することを含む請求
    項１３ないし請求項１９のいずれか１項記載の変調方
    法。
  21. 【請求項２１】 前記直交シーケンス信号の発生は、６
    ４ウォルシュシーケンスの１つに対応する直交シーケン
    スデータを発生することを含み、６４ウォルシュシーケ
    ンスはそれぞれ６４ウォルシュチップを含み、６４ウォ
    ルシュシーケンスの１つに対応する６つのシンボルバイ
    ナリ値を有する６つの連続シンボルのバイナリ値に応答
    して選択される請求項２０記載の変調方法。
  22. 【請求項２２】 前記直交シーケンス信号の発生は、予
    め選択された速度で前記直交シーケンス信号を発生する
    ことを含み、前記ＰＮ信号の発生は、前記予め選択され
    た速度の倍数である速度でＰＮコードチップを発生する
    ことを含む請求項１３ないし請求項２１のいずれか１項
    記載の変調方法。
  23. 【請求項２３】 前記ＰＮ信号の発生は、前記直交シー
    ケンスの各チップと結合するために４つのＰＮコードチ
    ップを発生することを含む請求項２２記載の変調方法。
  24. 【請求項２４】 前記複数の直交バイナリシーケンスの
    各直交バイナリシーケンスは、１組のウォルシュシーケ
    ンスから選択される請求項１３ないし請求項２３のいず
    れか１項記載の変調方法。
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