JP2008503938A - 擬似雑音符号化通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】通信装置内で符号位相及びマルチパスチャンネルモデルを捕捉するためのシステム、装置及び方法。
【解決手段】高速ウォルシュ変換エンジンは、放送されている無線周波数信号の擬似雑音符号位相及び擬似雑音符号ビットレートを捕捉するために用いられる。擬似雑音符号位相及び擬似雑音符号ビットレートからマルチパスフィルタ係数が再生される。擬似雑音発生器は、高速ウォルシュ変換ステップ中に捕捉した擬似雑音符号位相で初期化される。擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートは、無線周波数信号との通信が維持されるように、位相ロックループによって追尾される。これにより、受信した雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートが逆拡散され、無線周波数信号中のデータが再生される。
【選択図】図９

Description

分野

本発明は、擬似雑音符号化通信システムに関し、より詳しくは、ベースの送受信機によって認識可能な、非常に抵コストの遠隔の送受信装置を有し、それによってベースの送受信装機と遠隔の送受信機がデータを交換することができる無線通信システムに関する。

背景

多くの遠隔の送受信装置と通信可能なベース（基地局）の送受信機を使用する通信システムが多用されている。一つの種類のシステムは、遠隔の送受信装置が、長い期間オフ状態に維持される構成を含んでいる。これらのシステムでは、遠隔の送受信装置は、ベースの送受信機と遠隔の送受信装置が通信することによってデータの交換を行うことができるように、周期的に短期間オンする。このようなシステムでは、ベースの送受信機は、ベースの送受信機と遠隔の送受信装置が適切なデータを交換することができるように自身をオンする遠隔の送受信装置をすばやく認識することができる必要がある。このようなシステムを提供するには、配置を困難にする多くの障害を明らかにする必要がある。

一つの障害は、遠隔の送受信装置の電力消費である。一般に、遠隔の送受信装置は、バッテリーからの電力を受ける。電量消費が減少すると、必要なバッテリー交換の頻度が減少する。このことは、遠隔の送受信装置を、頻繁にバッテリー交換を行うのが非現実的である、到達するのが困難な領域に配置してもよいため、重要である。加えて、遠隔の装置が、バッテリーを容易に交換することができる状態にある場合でも、このような通信システムは、しばしば、数千、また、数十万の場合もある遠隔の送受信装置をネットワークの一部として有しているため、そのように実行することは依然として困難である。また、頻繁なバッテリー交換は、システムの維持費を高額とし、望ましくない。

電力消費の問題点に加えて、数千の遠隔の送受信装置を有する通信ネットワークは、しばしば、無線周波数（“ＲＦ”）雑音が存在する環境に配置される。遠隔の送受信装置は、ベースの送受信機が、無線周波数雑音に拘らず認識することができるデータを伝送することができる必要がある。さらに、ベースの送受信機は、通信システムを実用的にするために、遠隔の装置を迅速に認識することができる必要がある。

遠隔の送受信装置がベースの送受信機と通信を行う場合、ベースの送受信装置は、放送される信号を解釈することができなければならない。このため、データに加えられた符号(コード)は、基地局（ベースステーション）と同期化される必要がある。同期化の一般的な方法、例えば、遠隔の送受信装置とベースの送受信機の双方に水晶を配置する方法は、実用的でない。この1つの理由は、水晶が、望ましい値より多くの電力を使用することである。これにより、水晶は、バッテリーの寿命を著しく低減する。加えて、数千の遠隔装置を使用するシステムが、同様に数千の水晶を必要とするため、水晶は、通信ネットワークに著しいコストを追加する。この追加されるコストの大きさは、許容できない。

基地局が遠隔の装置の信号を捕捉することができる通信システムが試みられている。例えば、米国特許第６７５０８１４号には、ＦＦＴベースの相関を使用する公知の無線信号捕捉システムが開示されている。米国特許第６１６３５４８号には、高速変換を使用する公知の擬似雑音符号同期化方法が開示されている。米国特許第６７１７９７７号には、擬似雑音符号及び直接シーケンス符号を捕捉するための公知の装置が開示されている。１９８９年、地中海電子技術会議報告書、５１３頁〜５１５頁、Ｓｒｄｊａｎ Ｚ． Ｂｕｄｉｓｉｎによる論文“ＦＷＴを使用する高速ＰＮシーケンス相関”には、擬似雑音符号との高速相関のために高速ウォルシュ変換を使用するための公知の方法が開示されている。２００１年、アテネ、オハイオ、システム理論に関する南東シンポジウム報告書、Ａｂｄｕｌｑａｄｉｒ Ａｌａｑｅｅｌｉ及びｊａｎｕｓｚ Ｓｔａｒｚｙｋによる論文“フィールドプログラマブルゲートアレイを使用する、ＰＮ符号を有する高速コンボリューションのためのハードウェア実行”には、ＰＮ符号位相の高速捕捉のための高速ウォルシュ変換方法が開示されている。１９７７年１月、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１３５頁〜１３７頁、Ｍａｒｔｉｎ Ｃｏｈｎ及びＡｂｒａｈａｍ Ｌｅｍｐｅｌによる論文“高速Ｍシーケンス変換”には、擬似雑音符号との多重相関を効率的に計算するためのアルゴリズムが開示されている。

２００２年９月５日〜６日、無線通信及びネットワーク化に関するＩＥＥＥのＣＡＳワークショップ、Ｉａｎ Ｄ． Ｏ’Ｄｏｎｎｎｅｌｌ、Ｍｉｋｅ Ｓ． Ｃｈｅｎ、Ｓｔａｎｌｅｙ Ｂ． Ｔ． Ｗａｎｇ及びＲｏｂｅｒｔ Ｗ． Ｂｒｏｄｅｒｓｅｎによる論文“低レートの室内無線システムのための集積化された低電力の超広帯域送受信機構成”は、長い擬似雑音（“ＰＮ”）符号を使用するパルス通信システムの例及びＰＮ符号位相捕捉の一般的な方法を提供している。特に、この論文のセクション７では、並列ＰＮ符号位相サーチが説明され、また、このようなサーチが“ひどく大きい”ことが述べられている。したがって、この論文は、ＰＮ符号位相捕捉が連続して実行されることを教示している。しかしながら、連続ＰＮ符号位相捕捉は、バッテリー寿命に逆影響を与える、比較的長い期間を要する。
米国特許第６７５０８１４号 米国特許第６１６３５４８号 米国特許第６７１７９７７号 「Ｆａｓｔ ＰＮ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂｙ ｕｓｉｎｇ ＦＷＴ」（１９８９年、地中海電子技術会議報告書、５１３頁〜５１５頁） 「Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｆａｓｔ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ａ ＰＮ Ｃｏｄｅ Ｕｓｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ」（２００１年、アテネ、オハイオ、システム理論に関する南東シンポジウム報告書） 「Ｏｎ Ｆａｓｔ Ｍ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ」（１９７７年１月、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１３５頁〜１３７頁） 「Ａｎ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ， Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ， Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ Ｆｏｒ Ｌｏｗ−Ｒａｔｅ， Ｉｎｄｏｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」（２００２年９月５日〜６日、無線通信及びネットワーク化に関するＩＥＥＥのＣＡＳワークショップ）

これらの参考文献のいずれも、遠隔の装置の高速捕捉、高度の雑音免除及び遠隔の装置の低電力消費を提供する、基地局または遠隔の装置を有する通信システムを教示または提案していない。

概要

受信した無線周波数信号に対して高速ウォルシュ変換を実行する、改良された符号位相捕捉システム及び方法が開示されている。高速ウォルシュ変換は、無線周波数信号の擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートを捕捉する。マルチパスフィルター係数は、擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートから得られる。そして、擬似雑音発生器は、高速ウォルシュ変換によって捕捉した擬似雑音符号位相で初期化される。擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートは、無線周波数信号との通信を維持するために、位相ロックループで追尾される、ロックされると、擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートは、無線周波数信号内のデータを再生するために逆拡散される。

構成要素の実行及び組み合わせの様々な新しい詳細を含む、上述した及び他の好ましい特徴は、添付の図面を参照してより詳しく説明され、また、請求項に示されている。特別の方法及び装置は、説明のためにのみ示され、限定するものとして示されていないことが理解される。当業者に理解されるように、以下に説明する原理及び特徴は、様々の及び多くの実施例で実施可能である、

発明の詳細な説明

以下に説明されている追加の特徴及び教示のそれぞれは、同じものを設計及び使用するために改良された通信システム及び方法を提供するために、個別にまたは他の特徴及び教示と組み合わせて用いることができる。個別及び組み合わせ双方でこれらの追加の特徴及び教示の多くを使用する、本発明の代表例が、添付の図面を参照してさらに詳細に説明されている。この詳細な説明は、単に、本発明の好ましい概念を実施するためのさらなる詳細を当業者に教示するためのものであり、本発明の概念を限定するためのものではない。したがって、以下の詳細な説明に開示されている特徴およびステップの組み合わせは、最も広い意味では、本発明を実施するために必要とせず、また、本発明の代表例を特別に説明するためにのみ代わりに教示されている。

さらに、代表的な実施例及び従属請求項の種々の特徴は、本発明の教示の追加の有益な実施例を提供するために、特別に及び明白に列挙されていない方法で組み合わせてもよい。加えて、詳細な説明及び／または請求項に開示されている全ての特徴は、実施例及び／または請求項中の特徴の構成と独立している、請求されている主題を限定するためだけでなく、初期の開示のために個別及び互いに独立して開示されていることを特に注目する。また、実在物グループの全ての値の範囲または指示は、請求されている主題を限定するためだけでなく、初期の開示のために、全ての可能な中間値または中間の実在物を開示していることを特に注目する。

図１は、変調に先立って加えられる擬似雑音（“ＰＮ”）拡散符号を有するスペクトラム拡散通信システムのブロック図を示している。周波数ホッピング（“ＦＨ”）及び時間ホッピング（“ＴＨ”）等の一般的なスペクトラム拡散技術は、図１の構造を用いて実行可能である。パルス位置変調（“ＰＰＭ”）及び直交周波数分割多重化（“ＯＦＤＭ”）、他のものの中の１つ等の変調方法は、図1のスペクトラム拡散構造と互換可能である。図１の左側に示されている、遠隔装置内に実装可能な送信機（トランスミッター）は、入力データ源１００、チャンネルエンコーダ１０１、混合器（ミキサー）１０２、擬似雑音（ＰＮ）符号発生器１０３及び変調器１０４により構成されている。１つの実施例では、入力データ１００は、擬似雑音符号（ＰＮ符号）でエンコード（符号化）され、また、任意の適切なデジタル変調技術を用いて変調されたパイロットまたはビーコン信号を含んでいる。マルチパスチャンネル１０５（すなわち、通信システムが動作している環境）は、マルチパス反射、周波数選択性フェージング、雑音、狭帯域及び広帯域の干渉等の障害をもたらす送信情報を運ぶ。図１の右側に示されている、基地局内に実装可能な受信機（レシーバー）は、復調器１０６、第２の混合器（ミキサー）１０７、第２のＰＮ符号発生器１０８、チャンネルデコーダ１０９及び出力データストリーム１１０により構成されている。

この実施例では、送信される入力データ１００は、チャンネルエンコーダ１０１によって、波形内にエンコードされる。使用可能なチャンネルエンコード及びデコードの多くの形式が存在する。例えば、ブロック符号、コンボリューション符号、ターボ符号及び低密度パリティチェック符号が存在する。この実施例は、エンコード方法及びデコード方法の選択に関しては限定されない。

送信機内のＰＮ符号発生器１０３は、１０１からのエンコード（符号化）されたデータストリームと組み合わされる決定論的なビットストリーム(deterministic stream of bits)を生成する。１つの実施例では、ＰＮ符号発生器１０３は、特性のような雑音を有し、また、ほぼランダムに現れるビットストリームを出力する。大部分のスペクトラム拡散システムに対して、ＰＮ符号ストリームレートは、通常、入力データストリームレートの倍数（例えば、１０：１）である。混合器１０２は、広帯域結合信号を作るために、決定論的な高速（広帯域）ＰＮ符号を低速（狭帯域）入力データと結合する。混合器１０２からの結合信号は、チャンネル１０５を介して広帯域信号を送信する変調器１０４を駆動する。チャンネル１０５は、マルチバンド（複数帯域）チャンネル内にもたらされるチャンネル障害だけでなく信号も復調する復調器１０６に到達する前に、雑音、フェージング、マルチパス反射、干渉等でデータを改悪する。受信機のＰＮ符号発生器１０８は、送信機のＰＮ符号発生器１０３と同期化され、同じＰＮ符号シーケンスを発生する。当業者によく知られているように、拡散関数が逆にされ、そして、初期の狭帯域データ信号が再生される。チャンネルデコーダ１０９は、出力データ１２１を作るために、得られたビットストリームをデコード（復号化）する。混合器１０７による信号の帯域幅の低減は、混合器１０４及び１０６における信号の広帯域化及び峡帯域化のために用いられる同期化広帯域信号の直接の結果である。また、混合器１０７における信号の狭帯域化により、帯域幅の低減に比例して、受信したデータストリームの信号対雑音比が改善される。この信号対雑音比の増加は、処理ゲインと呼ばれる。また、処理ゲインは、エンコードされたデータレートにわたる拡散符号レートに関係づけられ、また、しばしば、拡散符号レートに比例するものとして定義される。エンコードされたシンボルレートよりも速い［１０：１］の拡散符号レートに対しては、処理ゲインは、［１０＊ｌｏｇ（１０）＝１０ｄＢ］である。

１つの実施例では、変調器１０４及び復調器１０６は、線形またはほぼ線形である。線形変調は、重ね合わせ、例えば、［変調（Ａ＋Ｂ）＝変調（Ａ）＋変調（Ｂ）］に従う変調である。また、復調に対しても同様に、例えば、［復調（Ａ＋Ｂ）＝復調（Ａ）＋復調（Ｂ）］に従う。例えば、２位相偏移変調（“ＢＰＳＫ”）、４位相偏移変調（“ＱＰＳＫ”）、直交振幅変調（“ＱＡＭ”）、直交波周波数分割多重（“ＯＦＤＭ”）、振幅変調（“ＡＭ”）、周波数変調（“ＦＭ”）、パルス振幅変調（“ＰＡＭ”）、オン−オフ偏移変調（“ＯＯＫ”）及びパルス位置変調（“ＰＰＭ”）は、全て、本発明の教示と互換可能な線形変調方法の例である。本発明の教示は、線形またはほぼ線形であることを除いて、図１の構造に対する変調及び復調構成に関しては限定されない。スペクトラム拡散通信、エンコード／デコード方法及び変調／復調方法については、２００１年、ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ社、Ｊｏｈｎ Ｇ． Ｐｒｏａｋｉｓによる“デジタル通信（第４版）”を参照。

ＰＮ符号発生器１０３及びＰＮ符号発生器１０８は、それぞれ、雑音を近似するが、実際には、決定論的及び巡回性を有する擬似ランダムビット組(pseudo random series of bits)を生成する。最大長シーケンス（Ｍシーケンス）として知られているＰＮ符号の１つのクラスは、線形フィードバックシフトレジスタ（“ＬＦＳＲ”）によって発生可能である。Ｎビットを有するＬＦＳＲに対しては、Ｍシーケンス２値符号は、［２^Ｎ−１］の長さを有している。Ｍシーケンス及びＪＰＬ符号、Ｇｏｌｄ符号及びＫａｓａｍｉ符号等の他のＰＮ符号は、当業者によく知られており、また、ここには開示されていない。本発明の開示は、Ｍシーケンス及び多相ＰＮシーケンスやＪＰＬ符号等の関係するＰＮ符号に関する。代わりに、ウォルシュまたはアダマール関数等の他の拡散符号が、符号発生器１０３及び１０８として使用可能である。本発明の教示は、拡散符号の特別な特性によって限定されない。

図２は、スペクトラム拡散システムの代わりの実施例を示している。図２に示されている実施例と図１に示されている実施例の間の主要な違いは、混合器の位置である。図２に示されている実施例では、混合器１１４は、変調器１１３の後に挿入されている。直接シーケンススペクトラム拡散（“ＤＳＳＳ”）変調は、図２によって表現可能な一般的な技術である。遠隔の装置内に実装可能な送信機は、図２の左側に示されている。送信機は、入力データ源１１１、チャンネルエンコーダ１１２、変調器１１３、混合器１１４及びＰＮ符号発生器１１５により構成されている。１つの実施例では、入力データ１１１は、擬似雑音符号でエンコードされ、また、任意の適切なデジタル変調技術で変調されているパイロットまたはビーコン信号を含んでいる。通信システムが動作する環境を表しているマルチパスチャンネル１１６は、送信機によって図２の右側に示されている受信機に放送される信号を運ぶとともに改悪する。受信機は、第２の混合器１１７、第２のＰＮ符号発生器１１８、復調器１１９及び出力データストリーム１２１を作るチャンネルデコーダにより構成されている。

１つの実施例では、図１に開示されている実施例と反対に、変調器１１３及び復調器１１９は、上述した変調構成を含む変調構成の全てでない場合でも大部分をカバーし、よく知られている非線形変調構成である連続位相周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）及び連続位相変調（ＣＰＭ）を含む、線形ならびに非線形であってもよい。

図３は、変調が多重ＰＮ拡散符号シーケンスを用いる、スペクトラム拡散システムの他の形式を示している。図３に適用する変調方法の例は、巡回符号偏移変調（“ＣＣＳＫ”）、相補符号変調（“ＣＣＫ”、８０２．１１で使用される）、符号偏移変調（ＣＳＫ）、Ｂａｒｋｅｒ符号位置変調（“ＢＣＰＭ”）、Ｍ−ａｒｙ直交変調（ＭＯＫ）、Ｍ−ａｒｙ２直交変調（ＭＢＯＫ）及び直交符号分割多重化（“ＯＣＤＭ”）、他のもののうちの１つである。本発明の教示は、図３に適用される変調の形式によって限定されない。

通信システムのこの実施例で使用される送信機は、図３の左側に示されている。チャンネルエンコーダ１２３は、入力データ１２２をエンコードする。拡散符号発生器１２５は、エンコードされたデータと一緒に変調器１２４に送られる複数のＰＮ直交または略直交ビットストリームを発生する。変調器１２４は、これらの符号を選択またはエンコードされた信号と結合し、そして、結合された信号をマルチパスチャンネル１２６、すなわち、通信システムが動作する環境を介して送信する。図３の右側に示されている受信機は、マルチパスチャンネル１２６を介して放送された信号を受信する。

符号発生器１２５は、エンコードされたデータビットによって変調器内で選択され、マルチパスチャンネル１２６に送信される、２つのＭシーケンスを生成可能である。１つの実施例では、拡散符号サイクル期間は、エンコードされたシンボルレートに等しい。

マルチパスチャンネル１２６を介して送信される信号は、入力信号を拡散符号発生器１２７からの調和拡散符号の同期化セットと結合することによって、受信機の復調器１２８に送られる。１つの実施例では、復調器１２８は、入力信号を拡散符号と相関させる１または複数の相関器により構成される。

信号を正しく再生するために、チャンネルの一方側のＰＮまたは拡散符号発生器（図１では１０３と１０８、図２では１１５と１１８、図３では１２５と１２７）は、同期化されなければならない。従来の通信システムでは、送信機及び受信機内の水晶が、送信される信号と受信される信号を同期化する。前述したように、水晶を本明細書に開示されている送信機内に配置すると、本発明が克服しようとしているコスト及び電力消費の欠点が発生する。

Ｍシーケンス及び他のＰＮシーケンスは、しばしば、狭い（１ビット）幅の自動相関ピークを有する。これは、符号分割多重アクセス（“ＣＤＭＡ”）におけるチャンネル化には役立つが、送信及び受信ＰＮ符号位相を同期化する時に問題が発生する。高速の捕捉は、総電池消費量を低減するために、無線機器が、延長された、時には不確定な電力低下スリープ期間に入る、低電力一時通信構成を用いる場合に特に重要である。特に、高速ＰＮ符号位相捕捉のための効率的な方法が、電力消費を最小化するために要望されている。数学的には、符号位相捕捉は、スライディング相関(sliding correlation)またはコンボリューション(convolution)問題である、

複数の高速変換方法が符号位相捕捉問題を促進するために適用された。そして、２つのカテゴリに分けられる。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースのアプローチは、典型的には、入力サンプルのＦＦＴを計算し、そして、望ましいＰＮ符号ベクトルのＦＦＴである基準ベクトルとの逐次複素積を実行する。得られたベクトル積は、全ての可能な偏移においてＰＮ符号と入力サンプルのコンボリューション（たたみ込み積分）に等しい出力ベクトルを発生する逆ＦＦＴを介して送られる。入力信号の特別なＰＮ符号位相は、出力ベクトル内にピークを生成する。

第２の高速変換のアプローチは、高速アダマール変換（ＦＨＴ）としても知られている、高速ウォルシュ変換（“ＦＷＴ”）に基づく。ウォルシュ変換は、ＭシーケンスのＰＮ符号と特別な関係を有している。すなわち、変換マトリクスの列は、その行が、与えられたＰＮのＭシーケンスの連続偏移である新しいマトリクスを生成するために並べ替え可能である。符号位相サーチ問題に適用することにより、入力データは、先ず並べ替えられ(permute)、次に、ＦＷＴを介して送られ、その後、逆に並べ替えられる(unpermute)。出力ベクトルは、入力データ内の主要なＰＮ符号位相においてピークを有する。ＦＷＴは、加算と減算のみを必要とするため、ハードウェア要求を著しく低減することができるという、ＦＦＴを上回る利点を有する。

多くの通信システムでは、ビーコンまたはパイロット基準信号が、送信機と受信機を同期化するために用いられている。ビーコンによって、送信機と受信機の双方でＰＮシーケンスレートがセットされる。これにより、送信機の符号位相のみが、受信機において再生される必要がある。前述した他のシステムは、安定な周波数基準（例えば、水晶）に依存する。この安定な周波数基準は、送信機と受信機の双方におけるＰＮシーケンスレートを、ＰＮ符号発生器の位相のみが再度再生される必要があるように十分に正確である値に、同じように設定する。

グローバルポジショニングシステム（“ＧＰＳ”）等の他のシステムにおいても、ＰＮ符号サイクルは非常に長く、周波数は、送信機と受信機の間での高い相対速度によるドップラー効果によって大きく偏移する。この場合、符号位相及び符号周波数の双方を変えるために、２次元サーチが必要である。

ＰＮ拡散シーケンスを使用するパルス通信システムに対しては、ＦＷＴまたはＦＦＴ等の高速または加速されたアルゴリズムを用いてＰＮ符号位相と周波数を決定する方法が存在しない。本明細書中のさまざまな教示は、パルスシステムにおけるＰＮ符号位相の高速捕捉を提供する。

本発明の教示の１つの実施例では、３次元サーチを用いて、受信した信号の符号位相、周波数及びサブサンプル位相を再生するための方法が提供される。この方法は、符号位相、周波数及びマルチパスフィルター（例えば、ＲＡＫＥ）係数に対して使用可能なマルチパスチャンネル特性に対して有用である。加えてまたは代わりに、時たまのまたはパルス通信を有する低電力無線周波数システムでは、受信機は、サンプルエイリアス（折り返し雑音）の影響を受けることなく、各受信ビット期間中に周期的に遮断可能である。１つの実施例では、送信機は、ＰＮのＭシーケンスでエンコードされた信号を送信し、受信機は、位相、周波数及びサブサンプル位相を決定する。

図４は、ＭシーケンスＰＮ符号化信号の符号周波数、符号位相およびサブＰＮビット位相を決定するための、非干渉の同期化機構の代表的なブロック図を示している。この構成の回路実装は、一般的には、遠隔の送受信機内に見られる。入力データ１３５は、包絡線検波器／増幅器１３７に送られる。１つの実施例では、入力データ１３５は、ＰＮ符号でエンコードされ、また、任意の適切なパルス変調技術で変調されたパイロットまたはビーコン信号を含んでいる。加えてまたは代わりに、１つまたは複数の混合器（図示されていない）、１つまたは複数のフィルター（図示されていない）及び／または１つまたは複数の追加の増幅器（図示されていない）が、包絡線検波に先駆けてまたは包絡線検波の一部として、入力信号をベースバンド状態に移すために使用可能である。包絡線検波器／増幅器１３７の出力は、包絡線信号である。当業者に知られている他のフロントエンド無線周波数受信機の構成も使用可能であることに注意する。

アナログデジタル変換器（“ＡＤＣ”）１３８は、包絡線信号を受信し、デジタル化する。他の実施例では、デジタル化が包絡線検波に先立って実行され、それによって、包絡線検波がデジタル回路内で実行可能となる。図５は、ＡＤＣ１３８の出力で見た、デジタル化されたＭシーケンスの符号信号１１の例を示している。代わりの実施例では、ＡＤＣ１３８の出力は、図５に見られるように、パルス信号１４である。ＡＤＣ１３８は、図４に示されているプログラマブル発振器１３９、例えば、電圧制御発振器によって決定されるレート及び位相で、包絡線検波器出力をサンプリングする。種々の技術によって、非常に低コスト、低精度の発振器の使用が可能となり、また、水晶の必要性が除去されることに注目する。［２^Ｎ−１］の連続するサンプルのベクトルが収集される。ここで、Ｍシーケンスの長さは、［２^Ｎ−１］である。サンプルのベクトルは、マッピングの並べ替えに応じて再配列(reorder)される。サンプルの並べ替えられたベクトルは、高速ウォルシュ変換を実行するＦＷＴエンジン１４１に送られる。ＦＷＴエンジン１４１の出力は、ＦＷＴエンジン１４１の結果の最大出力を決定可能なピーク検出器（ピーク検波器）１４２に送られる。逆並べ替え(unpermute)機能１４３は、ピーク位置を符号位相内にマップする(貼り付ける)ことができる。

図６は、本発明の捕捉アルゴリズムの３次元サーチ空間を表している。図６から分かるように、発振器１３９（例えば、図４に見られる）は、興味ある時間範囲をカバーする、サンプルレート１５とサブサンプル位相１６の組み合わせの全てを走査する。興味ある範囲は、サーチ範囲であり、装置が送信していない（すなわち、装置がスリープモードにある）間にローカル発振器がどの程度変動したか、または、構成要素の老朽化（エイジング）、周囲温度、バッテリー電圧等の他の因子によってどの程度影響を受けたかに依存する。図５では、種々のサブサンプル位相に対応する、可能なサンプリング点１３のセットが示されている。サンプリング時間１２の各セットは、図６に示されている各ＦＷＴ１８に対して用いられる。各サンプルレートとサブサンプル位相において、［２^Ｎ−１］個のサンプルが蓄積され、また、ＦＷＴエンジン１４１によって処理される。各サンプルレートとサブサンプル位相に対して、ピーク検出器１４２は、ターゲットＰＮのＭシーケンスを有するサンプルデータセット（［２^Ｎ−１］個の点）内の最も大きい相関を決定する。ピーク検出器１４２からの最大ピークを有する発振器サンプルレートとサブサンプル位相は、最善の調和符号位相、周波数（すなわち、サンプルレート）及びサブサンプル位相であるように決定される。

他の実施例では、発振器１３９は、前回知られたサンプルレートとサブサンプル位相と、すぐ隣のレートと位相の動作点にわたってのみ走査する。サーチアルゴリズムは、最適結果を得るために、ピーク相関の傾斜を追随可能である。ローカルサーチの方法及び他の最適化技術が当業者に良く知られており、その選択は、本発明の教示に関して制限されない。

１つの実施例では、受信機は、電力を蓄えるために、各ＰＮビット期間の間の短期間に対してのみ作動可能状態となる。例えば、受信包絡線検波器／増幅器１３７は、１００ｎｓのＰＮビット期間の間の１０ｎｓに対してのみ作動可能状態となる。この短期間サンプリングの場合、符号位相とサンプルレートにおける従来のサーチでは、信号ピークを見逃すことがある。この実施例では、サブサンプル位相サーチが、信号をうまく捕捉するために必要である。

他の実施例では、入力信号は、振幅変調（ＡＭ）、パルス振幅変調（ＰＡＭ）またはオン−オフ偏移（ＯＯＫ）変調を用いて変調される。

図７は、前述した、信号符号位相捕捉のための非干渉受信機の代わりの手段であり、典型的には、遠隔の送受信機内に配置される手段を示している。入力信号１５０は、パルスパイロットまたはビーコン信号、例えば、ＰＮ符号でエンコードされたパルス振幅変調信号により構成され、少なくとも１つの混合器、１または複数の任意選択可能な増幅器及び入力信号１５０を直交ベースバンドまたは中間周波数状態に変換するための１または複数の任意選択可能なフィルターを含む直交混合器／フィルター／増幅器１５２に送られる。このようなアナログのフロントエンドのダウンコンバート処理は当業者によく知られており、本発明の教示は、直交ダウンコンバートのフロントエンドの実装詳細によって制限されない。直交発振器１５３は、９０度の相対位相を有するダウンコンバートのための２つの基準信号を作る。直交混合器／フィルター／増幅器１５２は、発振器１５４によって決定されるサンプルレートと位相においてＡＤＣ１５５及び１５６によってデジタル化される２つの直交出力ＩとＱを生成する。デジタル化された信号は、大きさ算出器（振幅算出器）１５７内で結合される。１つの実施例では、大きさ算出器は、Ｉ及びＱ入力の実効値（“ＲＭＳ”）、すなわち、［出力＝（Ｉ^２＋ｑ^２）^１／２］を算出する。大きさ算出器の代わりの実施例では、Ｉ及びＱの絶対値の和、すなわち、［出力＝Ｉの絶対値＋Ｑの絶対値］を算出する。本発明の教示は、大きさ算出器１５７の選択によって制限されない。直交ダウンコンバートのフロントエンド構成は、信号／雑音がより容易に拒絶され、また、より安価な構成要素が使用可能である帯域外の広い範囲にわたって搬送周波数を容易に調整することができるため、図４に示すように、包絡線検波器のフロントエンドが好ましい。

大きさ算出器１５７の出力は、［２^Ｎ−１］の長さのＭシーケンスに対する前に［２^Ｎ−１］個のサンプルのベクトルに集められる。そして、このベクトルは、ＦＷＴ１５９が後に続く並べ替え再配列１５８に送られる。ＦＷＴ１５９の出力、すなわち、ターゲットのＭシーケンスと入力サンプルベクトルとの並べ替えられたコンボリューションに等しい［２^Ｎ−１］個の点を有するベクトルは、ピーク検出器（ピーク検波器）１６０に送られる。ピーク検出器１６０の出力指標、すなわち、ピークの指標は、見つけた、入力信号のＭシーケンスの符号位相を示すために、逆並べ替え機能１６１を通って送られる。この符号位相は、後で、スペクトラム拡散通信のために必要である、受信機のＰＮ発生器（例えば、１０８、１１８または１２７）を送信機のＰＮ発生器（例えば、１０３、１１５または１２５）に同期化させるために用いられる。

図８は、遠隔の送受信機内に実装可能な周波数ロック機構とデータ逆拡散器を含む、代わりの非干渉の符号捕捉システムの代表的なブロック図を示している。ＰＮ符号でエンコードされたパイロットまたはビーコン信号を含む入力信号２５０は、入力信号１５０を直交ベースバンドまたは中間周波数状態に変換するために、少なくとも１つの混合器、１または複数の任意選択可能な増幅器及び１または複数の任意選択可能なフィルターを含む直交混合器／フィルター／増幅器２５２に送られる。このようなアナログのフロントエンドのダウンコンバート処理は当業者に良く知られており、また、本発明の教示は、直交ダウンコンバータを行うフロントエンドの詳細によって限定されない。ローカルの直交発振器２５３は、名目上は位相が９０度異なっている２つの基準信号を直交混合器／フィルター／増幅器２５２に供給する。混合器／フィルター／増幅器２５２の出力は、ＡＤＣ２５５及び２５６によってデジタル化され、その後、前述した１５７と同様の機能を有する大きさ算出器（振幅算出器）２５７に送られる。ＡＤＣ２５５と２５６は、前述したように、周波数と位相の種々のサーチを介して進行するために用いられるプログラマブル発振器２５４によって駆動される。大きさ算出器２５７の出力は、先ず、［２^Ｎ−１］個のサンプルを取り、そして、それらをＦＷＴベースのＭシーケンス相関に対する準備のために再配列する並べ替え再配列２５８に送られる。ＦＷＴ２５９は並べ替えられたサンプルに対して実行され、出力はピーク検出器（ピーク検波器）２６０に送られる。ピーク検出器の出力は、検出されたピークのＰＮ符号位相２６２を与える逆並べ替え機能２６１に送られる。

ＰＮ符号位相２６２は、検出された信号と概略位相が一致している受信したＰＮ符号のローカルバージョンを発生するためのＰＮ発生器２６３を初期化するために使用可能である。１つの実施例では、発振器２５４は、検出されたピーク周波数と位相セットにプログラムされ、［２^Ｎ−１］個の新しいサンプルは、集められて並べ替えられ、ＦＷＴが算出され、そして、ピーク検出器２６０と逆並べ替え機能２６１は、ＰＮ発生器２６３を初期化するために用いられる現時点のＰＮ符号位相を発生するために用いられる。このピーク検出処理は、数回繰り返し可能である。この時、任意選択可能に、発振器周波数及び／または位相に対して少し変化を加えることができる。このステップの目的は、ＰＮ相関器２６４及び２６７に、現時点のＰＮ符号位相の現時点の最善の評価を与えることである。ローカルＰＮ発生器２６３は、概略位相が一致している、入力信号内で使用される同じＰＮ符号を発生する。１つの実施例では、ＰＮ発生器２６３は、発振器２５４によってロックされる。２６３によって発生されるＰＮ符号は、アーリー／レイト相関器(early/late correlator)ブロック２６４に送られる。アーリー／レイト相関器ブロック２６４は、先ず、ループフィルター２６５内で濾波され、その後、アーリー／レイト信号に応答して発振器２５４の周波数を調整するために発振器２５４に送られる信号を提供する位相検出器として動作する、少なくとも２つの相関器を含んでいる。発振器２５４、ＡＤＣ２５５と２５６、大きさ算出器２５７、アーリー／レイト相関器２６４、ＰＮ発生器２６３及びループフィルター２６５は、入力ＰＮ符号ビット周波数と位相を追尾する位相ロックループ（“ＰＬＬ”）を形成する。初期ＰＮ符号位相によるＰＮ発生器２６３の初期化によって、アーリー／レイト相関器２６４が矯正信号を与えるために整列するように、ループは、正しい周波数と位相またはその近傍でスタートする。ＦＷＴサーチ処理の間の周波数及び位相ステップは、ＰＬＬを実行する構成要素が、初期値からロックすることができるように十分に細かくなければならない。

他の実施例では、ＰＮ符号でエンコードされた第２のデータ信号が、送信機から送信され、ＰＬＬに対して用いられる第１のＰＮ符号に重ねられる。第２のＰＮ発生器２６６は、ＰＮデータ符号と同じ符号を発生可能である。このＰＮデータ符号により、第１のＰＮ符号と同期化されると、１または複数の相関器２６７が、大きさ算出器２５７の出力を逆拡散データストリーム２６８に変換することができる。更なる実施例では、ロック機構に対して用いられる第１のＰＮ符号は、Ｍシーケンス符号である。さらに他の実施例では、第２のデータＰＮ符号は、ロックに対して用いられる第１のＰＮ符号と等しいまたは短い長さのＭシーケンス符号である。代わりの実施例では、データを拡散するために用いられる第２のＰＮ符号の長さは、ＰＬＬに対して用いられる第１のＰＮ符号の長さの倍数であり、データＰＮ発生器２６６は、相関器２６７の出力が最大化されるまで、開始位相の数を通して循環する必要がある。

代わりに、第２のＰＮ符号は第１のＰＮ符号の倍数ではなく、代わりのデータ同期化方法が用いられる。例えば、［２^Ｎ−１］の長さの第１のＰＮ符号の繰り返しのビーコンシーケンスは、時折、フレーム時間境界を示す長さと同じまたは異なる長さの代わりのＰＮシーケンスと置き換え可能である。第２の相関器（図示されていない）は、この第２のＰＮシーケンスの存在に対する復調ビーコン信号を監視する。第２のＰＮシーケンスが検出されると、送受信機は、第１のＰＮシーケンスを受信する毎にインクリメントするフレームカウンタ（図示されていない）を再スタートさせる。第２のＰＮ符号を運ぶデータが第１のＰＮビーコン符号より長い場合には、第２の符号位相は、フレーム時間境界に対して決定論的に確立可能である。この方法では、第１のＰＮシーケンスより長い時間シーケンスの概念が、より長い第２のＰＮ符号のデータ送信への使用を容易にするベース及び遠隔の送受信機の間で同期化可能である。当業者に理解されるように、多くの同様のフレーム同期化方法が代わりに用いることができ、また、本発明の教示の範囲内である。

図９は、ＰＮ符号位相捕捉、ＰＬＬを用いたＰＮ符号ロック及びマルチパスフィルターに対する、代わりの非干渉のブロック図を示している。１つの実施例では、図９に示されているシステムの動作は、図１３に見られるように、４つのメインステップにより構成されている。第１のステップでは、ＰＮ符号位相とＰＮ符号ビットレートを捕捉する（２９０）。すなわち、ほぼ正しいサンプルレートを決定する。第２のステップでは、ＦＷＴデータからのマルチパスフィルター係数を獲得する（２９２）。第３のステップでは、ＰＮ発生器を初期化する（２９４）。第４のステップでは、ＰＬＬをロックし、また、受信したデータを逆拡散する（２９６）。これらのステップが完了すると、符号位相が捕捉される。また、放送されている信号がロックされ、これによって、ベースの送受信機と遠隔の送受信機がデータを交換することができる。

ＰＮ符号位相とＰＮ符号ビットレートの捕捉（２９０）は、前述した方法、すなわち、ビーコン信号を有する入力信号１７０が、先ず検出され、そして、包絡線検波器／増幅器１７２またはその同等物によってベースバンド信号に変換される方法とほぼ同じ方法で達成される。代わりの実施例では、包絡線検波器／増幅器１７２は、前述したものと同じである、混合器／フィルター／増幅器及びダウンコンバート用ローカル発振器（図示されていない）と置き換えられる。その後、信号は、プログラマブル発振器１７４によって設定されるレートとサブＰＮビット位相で、ＡＤＣ１７３によってデジタル化される。発振器は、［２^Ｎ−１］個のサンプルのそれぞれにおいて取られ、１７５によって並べ替えられる、図６に示されているようなサブＰＮビット位相／サンプルレート空間内の一連のサーチ点に連続的にプログラムされる。ＦＷＴ１７６は、並べ替えられたデータベクトルのそれぞれで実行され、検出器１７７は、結果を採点するために用いられる。サーチ位相の終わりでは（ステップ２９０）、最善のサンプル周波数とサブサンプル位相が知られる。

図５のサンプリング図に示されている１つの実施例では、複数のサンプルが、サブＰＮビット位相１３のそれぞれに対して取られる。複数のＰＮビット位相ベクトルは、例えば、ＦＷＴエンジン１７６に送られる、調査したサブＰＮビット位相のそれぞれに対して１つである、図５の１２のように集められる。例えば、ＡＤＣ１７３は、１００ｎｓ（１００×オーバーサンプリング）のＰＮビット期間に対して１ｎｓ（１０^９サンプル／ｓ）の期間でサンプリングする。同様に、［２^Ｎ−１］の長さのサンプルベクトルのセットは、１００個のサブＰＮビット位相のそれぞれに対して集められる。ＦＷＴエンジンとピーク検出器（ピーク検波器）１７７を用いるピーク決定は、１００個のサンプルベクトルの全てにわたって実行される。１００個のＦＷＴ動作全ての全体のピークが決定されると、ピークの近傍の残っているＦＷＴ出力は、マルチパスチャンネル１０５、１１６、１２６の時間領域モデルを生成するために再生可能である。このマルチパスモデルの概略は、マルチパスフィルター１８１をプログラムするために使用可能である。

ＦＷＴデータからマルチパスフィルター係数を獲得するために、ステップ２９２の成功周波数、例えば、図６の２次元結果ブロック１９に対する結果が、タップ重みとしてマルチパス調和フィルター１８１にプログラムされる。ＦＷＴのサブＰＮビット位相出力は、ソースＰＮ符号信号の入力信号中におけるマルチパス反射に比例する。１つの実施例では、全てのサーチ点のＦＷＴ結果は、メモリ（図示していない）に蓄積され、また、マルチパス調和フィルター１８１のタップ（図９）は、ピークサンプルレートが知られた時にこのメモリの外にプログラムされる。ＦＷＴ結果は、このマルチパス調和フィルター１８１にプログラムされる前に、逆に並べ替えられる（１８０）。代わりの実施例では、ピークサンプルレートが知られると、プログラマブル発振器１７４は、この最善の周波数に設定され、また、複数の位相が、ＦＷＴ結果を再発生し、マルチパス調和フィルター１８１係数を獲得するために検査される。代わりの実施例では、マルチパスフィルター係数が一時的な値に設定され、後に、ＰＬＬの固定及び受信データの逆拡散の後に取り除かれ、そして、ＰＬＬは、入力信号にロックされる。

ＰＮ発生器を初期化する（２９４）ために、ＰＮ発生器１８２は、ＦＷＴ／逆並べ替え機能（例えば、図９のブロック１７８）からのＰＮ符号位相データ１７９で初期化される。１つの実施例では、最善のＡＤＣサンプルレートに対するサーチの後に、プログラマブル発振器１７４は、最善のサンプルレートに設定される。追加の並べ替え／ＦＷＴ／逆並べ替えが、ＰＮ発生器１８２を初期化するために順に用いられる現時点のＰＮ符号位相１７９を見つけるために実行される。

入力信号１７０は、ここでエンコードされる。典型的には、入力データ１７０は、信号に重ねられる長いＰＮ符号を用いて同時にエンコードされる複数のメッセージを有している。ＰＬＬをロックし、また、受信データを逆拡散する（ステップ２９６）ために、相関器１８３は、ＰＬＬを形成するために発振器１７４を駆動する追尾フィルター（トラッキングフィルター）１５９に矯正信号を供給する。ＰＬＬは、発振器１７４、ＡＤＣ１７３、マルチパスフィルター１８１、相関器１８３及び追尾フィルター１５９を有している。その上に、相関器１８３は、ＰＬＬで用いられているものより１または複数の異なるＰＮ符号で可能な限りエンコードされている逆拡散データを抽出する。加えて、ＰＬＬがロックされると、一連のＦＷＴまたは相関が、マルチパス調和フィルター１８１係数を設定、取り除きまたは追尾するために実行可能である。

図９に関連するステップ、２９０、２９２、２９４及び２９６の夫々は、独立にまたは前述と異なる順序で実行してもよい。本発明の教示は、これらの挙げられたステップの順序、組み合わせまたはこれらの挙げられた順序を他の公知のまたは開示されているステップで代用することに関して限定されない。

図１０は、ＰＮ符号期間２０と２値を有するベースバンドの入力信号波形２１を示している。代わりの実施例では、ＡＤＣ１７３の出力は、図１０に見られるように、パルス信号２４であってもよい。１つの実施例では、ＡＤＣ１３８、１５５、１５６、２５６及び／または２５７は、図９にサンプリング点２３としてグラフ表示されているサブＰＮビット位相サンプルの全てを得るための信号をオーバーサンプリングするために、入力ＰＮ符号ビットレートよりも高いレートでクロックされる。その後、並べ替え／再配列ブロック（１４０、１５８、１７５、２５８）は、ＦＷＴブロック（１４１、１５９、１７６、２５９）のための並べ替えられた入力ベクトルを形成するために、ｋ番目毎のサンプル２３を取る。ここで、［ｋ］は、［０］から［Ｐ−１］の範囲の値であり、［Ｐ］は、サブＰＮビット位相の数である、例えば、１００ｎｓのＰＮビット期間を有する入力信号は、１ＧＨｚのＡＤＣクロックを用いて、１００×によってオーバーサンプリング可能である。この実施例では、１００個のサブＰＮビット位相が存在し、それぞれは、処理のために１００個のＦＷＴ動作を必要とするＦＷＴ処理に対して、［２^Ｎ−１］個のサンプルの長さのベクトルを発生する。

図１１は、可干渉の信号位相捕捉ブロック図を示している。入力信号１８５は、Ｉ及びＱのベースバンド信号を発生する前に、直交混合器／フィルター／増幅器１８７に送られる。これらの信号は、ＡＤＣ１９０と１９１によってデジタル化される。直交混合器／フィルター／増幅器１８７は、入力信号をダウンコンバートするための混合器に９０度位相が異なる２つの基準信号を供給するローカルの直交発振器１８８によって駆動される。ＡＤＣは、例えば、分周回路１８９を用いて、直交発振器周波数から生成されるクロックによって駆動される。１つの実施例では、ＡＤＣ１９０、１９１のクロックと直交発振器１８８の間の位相関係は、可干渉検出を可能とするために相対的に固定され、また、安定している。

ＡＤＣ（ＡＤＣ１９０と１９１）それぞれの出力は、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）性能が増加するように、別々に保持されるのが好ましい。直交成分のそれぞれは、ブロック１９２と１９３に見られるように、並べ替え再配列される。その後、並べ替え再配列された直交成分のそれぞれは、処理のためにＦＷＴ１９４、１９５に送られる。ＦＷＴ１９４と１９５の出力は、ブロック１９６において、複素相関の大きさ（振幅）を見つけるために結合される。逆拡散の後に大きさ／ピーク検出を実行することによって、信号対雑音比が増加する。ピーク検出器（ピーク検波器）１９６は、ＦＷＴ結果のピークを決定する。ピークは、その後、出力ＰＮ符号位相１９８を発生するために、逆並べ替え機能１９７によって再マップ（再貼り付け）される。可干渉検出の利点は、雑音を除去する優れた能力と、非干渉検出と比べてより高い処理ゲインを含んでいることである。しかしながら、可干渉検出が適切に動作するために、直交発振器１８８とブロック１８９によって発生されるＡＤＣサンプルレートは、固定位相関係を持たなければならない。分周器、位相ロックループ（ＰＬＬ）及び遅延ロックループ（“ＤＬＬ”）を含む、２つの発振器の間の位相関係を固定するための、当業者に知られている多くの方法がある。本発明の教示は、ＡＤＣサンプルレートと直交発振器１８８の間の固定された位相関係を維持する方法に関しては限定されない。可干渉検出を実行するシステムは、発振器１８８とＡＤＣ１９０、１９１との間の位相関係を固定する必要があるため、非干渉検出を実行するシステムより高価であることに注意する。

図１２は、図１１の可干渉のＰＮ符号捕捉システムをベースとする、可干渉のＰＮ符号位相捕捉、複素マルチフィルター及びデータ逆拡散システムのブロック図を示している。１つの実施例では、図１２のシステムは、図１４に示されている以下の方法を実行する。可干渉のＰＮ符号位相捕捉方法は、ＰＮ符号位相とＰＮ符号ビットレートを必要とする（３００）。第２のステップでは、複素マルチフィルター係数は、ＦＷＴデータ３１０の共役複素数でプログラムされる（３１０）。第３のステップでは、ＰＮ発生器は初期化される（３２０）。第４のステップでは、ＰＬＬがロックされ、受信データが逆拡散される（３３０）。これらのステップが完了すると、符号位相が得られる。また、放送されている信号がロックされ、これにより、ベースの送受信機と遠隔の送受信機は、データを交換することができる。

これらのステップの全てまたはいくつかに対して、入力信号２００は、前述したものと同様である直交混合器／フィルター／増幅器２０２に送られる。直交混合器／フィルター／増幅器２０２は、当業者によく知られている、ダウンコンバート処理のための名目上は９０度位相が異なっている２つの基準信号を供給する、プログラマブル直交発振器２０３によって駆動される。ダウンコンバートされた直交信号ＩとＱは、ブロック２０６によって設定されるサンプルレートでＩとＱ信号をデジタル化する、２つのＡＤＣ２０４及び２０５に送られる。ブロック２０６は、直交発振器２０３に対して固定された位相関係を有するサンプルクロックを供給する。１つの実施例では、ブロック２０６は、より低速のクロックを生成するために、直交発振器クロックを固定数で除算する。他の位相、周波数または遅延ロックループが、同じ機能の実行に対して当業者によく知られており、ブロック２０６あるいは２０３と代用可能である。

可干渉のＰＮ符号位相捕捉方法の第１のステップでは、ＰＮ符号位相とＰＮ符号ビットレート（３００）、直交発振器とＩ及びＱのサンプル信号の捕捉は、［２^Ｎ−１］の長さ（入力ＰＮのＭシーケンスと同じ長さ）のベクトルに集められ、並べ替え機能２０７と２０８によって再配列され、その後、ＩとＱそれぞれに対して１つである、２つのＦＷＴブロック２０９と２１０を介して送られる。ＦＷＴブロック２０９と２１０の出力は、逐次ベース上の（すなわち、得られた大きさベクトルの［２^Ｎ−１］個の点）のＦＷＴのＩとＱベクトルのＲＭＳまたは他の大きさ類似の関数を計算する大きさピーク検出器２１１に送られる。その後、大きさピーク検出器２１１は、最大大きさ点のサンプルレートとピーク位相を見つけて記録する。ステップ３００でＰＮ符号位相とＰＮ符号ビットレートを得ると、ＡＤＣ２０４と２０５のプログラマブルサンプルレートと位相及び直交発振器２０３の周波数が、試行動作点の領域にわたって掃引される。１つの実施例では、直交発振器２０３と分周器２０６は、個別に変更される。他の実施例では、ブロック２０６内の分周比Ｍは、可干渉検出に対して要求されるように、直交発振器とＡＤＣサンプルレートとの間の決定論的な位相関係を維持するために変更される。ＰＬＬまたはＤＬＬは、ＰＬＬまたはＤＬＬを２０６に代えることによって、同様の独立したまたは位相ロックされたサーチに使用可能である。

サーチ範囲におけるピークの大きさは、ＰＮ符号位相２１９を再生するために並べ替え機能２１４に指標を送る大きさピーク検出ブロック２１１によって決定される。ＰＮ符号位相２１９は、１または複数のＰＮ発生器２２１を初期化するために用いられる。このＰＮ発生器２１１は、後で、ＰＬＬロック機能及びデータ再生を設定するためにＰＮ発生器を初期化する時（ステッテ３２０）に用いられる。

サーチ中、ＦＷＴブロック（２０９と２１０）の出力は、ランダムアクセスメモリ（“ＲＡＭ”）２１２と２１３内に捕獲される。ピークが知られると、決定されたピークサンプルにおける３ＤのＦＷＴサーチ結果の一部（１９）は、選択器（セレクター）２１５を用いて、ＲＡＭ２１２と２１３から読み出される。選択器は、ピークＰＮ符号位相の近傍のＩとＱのＦＷＴ結果、埋まっているシンボルマルチパス及び内部シンボルマルチパスの影響の双方をカバーするためのＰＮ符号位相とサブＰＮビット位相の双方を戻す。例えば、設計者が、１００ｎｓのＰＮ符号ビット期間及び１ＧＨｚのＡＤＣサンプルレートを有する、３００ｎｓのマルチパス濾波を要求する場合には、選択器は、ステップ相関結果（複素数）当たり１ｎｓの３００ｎｓを与える３００個のポイント（３つのＰＮ符号位相によって乗算される１００個のサブＰＮビット点）を戻す。ＦＷＴ結果の２Ｄの一部（１９）は、単一のＰＮビット期間より任意選択可能に長くすることができる１Ｄのマルチパスモデルを再生するために、ピークＦＷＴ大きさの近傍に連続化される。再生された１Ｄのマルチパスモデルの夫々の点は、高分解能サブＰＮビットマルチパスモデルを与えるサブＰＮビット位相ステップ相関偏移に対応する。選択器２１５の出力は、サブＰＮビット位相分解能を有するチャンネルの複素マルチパスモデルである。

マルチパスモデルのＱ成分は、複素調和マルチパスフィルター２２０にロードされる、選択されたＦＷＴ結果の共役複素数を形成するためにインバーター２１８によって反転される。そして、複素マルチパスフィルター２２０は、ＡＤＣ２０４及び２０５からの入力信号データとの複素相関を実行する。代わりの実施例では、複素マルチパスフィルターは、複素ＲＡＫＥフィルターである。さらなる実施例では、ＲＡＫＥタップ係数は、ピーク検出器２１１によって決定されるＦＷＴピークの近傍における、Ｍ個の最大の大きさの値の共役複素数に設定される。

第３ステップ３２０では、第１ステップで捕捉したＰＮ符号位相２１９は、１または複数の発生されたＰＮ符号を２つまたはそれ以上の相関器２２２及び２２３内に順に送る、１または複数のＰＮ発生器２２１の符号位相を初期化するために用いられる。複素マルチパスフィルター２２０は、追尾フィルター２２５に送られる１または複数の信号を発生するために相関器２２２及び２２３内で相関される、複素Ｉ及びＱの濾波信号を供給する。１つの実施例では、相関器２２２及び２２３はアーリー／レイト相関を実行し、増速／減速信号または信号を追尾フィルター２２５に送信する。

１つの実施例では、追尾フィルター２２５は、直交発振器２０３に相関信号を供給し、また、直交発振器２０３とＡＤＣサンプルクロック分周器／ＤＬＬ／ＰＬＬ２０６との間の固定された関係によって、ＡＤＣサンプルレートも修正する。他の実施例では、直交発振器２３０は、独立して自由に動作する発振器である。

また、相関器２２２及び２２３は、入力されるマルチパス濾波されたデータストリームと、データストリームをエンコードするために入力信号２００のトップに重ねられる他のＰＮ符号とを相関することができる。このような代りのデータＰＮ符号は、位相捕捉符号と同じ長さまたは異なる長さであってもよい。１つの実施例では、捕捉ＰＮ符号長さは、データＰＮ符号位相内の不明確さを防止し、また、フィルター係数内の雑音に依存するエラーの大きさを低減するために、データ送信に対して用いられるＰＮ符号長さより長い。他の実施例では、捕捉の長さとデータＰＮ符号は、ＦＷＴと相関器の間の位相ハンドオフ（手渡し）の複雑性を低減するために、倍数である。

捕捉されたＰＮ符号とデータＰＮ符号の符号長さは、長さにおける簡単な倍数関係を維持するために、１ビット延ばしてもよい（すなわち、［２^Ｎ―１］に代えて［２^Ｎ］の長さ］。例えば、ＰＮ捕捉符号が２０４８ビットの長さであり、データＰＮ符号が４の因数によって関係付けられる５１２ビットの長さであってもよい。代わりに、捕捉ＰＮ符号がデータＰＮ符号より長い場合には、連続するデータＰＮ符号のグループは、捕捉ＰＮ符号の長さと等しい追加のビットだけ延長可能である。相関器２２２及び２２３とＰＮ発生器２２１は、データ抽出位相を適切に維持するために、データＰＮ符号を適切に進みまたは遅らせることができる。例えば、捕捉ＰＮ符号の長さが２０４７（＝２^１１−１）であり、データＰＮ符号の長さが５１１（＝２^９−１）である場合には、４つのデータ符号が、捕捉ＰＮ符号の長さ（例えば、５１２＋５１２＋５１２＋５１１＝２０４７）を調和させるために、それらのうちの３つが１つの余分のビットだけ延長された状態で集めることができる。

当業者は、本明細書に開示されている種々の実施例が、種々の修正及び代わりの形式を受け入れることができ、その特別な実施例が、図面中に例示の方法で示され、また、詳細に説明されていることを認識する。

図面が縮小して示されていないこと、同じ構造または機能の要素は、通常、図面を通して、説明の目的のために同様の参照数字によって表されていることに注意する。また、図面は、本発明の好ましい実施例の説明を容易にすることのみを意図していることに注意する。図面は、本発明の全てのアスペクトを開示してなく、また、本発明の範囲を限定していない。
変調器の前で加えられる擬似雑音（“ＰＮ”）拡散を有する代表的なスペクトラム拡散通信モデルを示している。 変調器の後で加えられるＰＮ拡散を有する代表的なスペクトラム拡散通信モデルを示している。 変調のために用いられる多重ＰＮ符号発生器を有する代表的なスペクトラム拡散通信モデルを示している。 非干渉の信号捕捉に適用される本発明の教示の代表的な機能ブロック図を示している。 多重サブＰＮビット位相サンプリングインスタントを有する代表的な信号図を示している。 本発明の捕捉アルゴリズムの３次元サーチ空間の代表的な図を示している。 非干渉の信号捕捉に適用される本発明の教示の代替の機能ブロック図を示している。 非干渉の信号捕捉、ループフィルターロック及びデータ逆拡散に適用される、本発明の教示の機能ブロック図を示している。 非干渉のマルチパスフィルターを使用する、非干渉の信号捕捉、ループフィルターロック及びデータ逆拡散に適用される本発明の教示の機能ブロック図を示している。 サブＰＮビット位相サンプルを得るためにオーバーサンプリングを使用する代表的な信号図を示している。 非干渉の信号捕捉に適用される本発明の教示の代表的な機能ブロック図を示している。 可干渉のＲＡＫＥマルチパスフィルターを使用する、可干渉の信号捕捉、符号ロック及びデータ逆拡散に適用される本発明の教示の代表的な機能ブロック図を示している。 一実施例に対応する、非干渉のＰＮ符号位相捕捉のための方法を示すフローチャートである。 一実施例に対応する、可干渉のＰＮ符号捕捉のための方法を示すフローチャートである。

Claims (13)

1. 符号位相を捕捉するための装置であって、
   発振器と、
   ベースバンド信号を受信し、前記発振器によって制御されるレートで前記ベースバンド信号をサンプリングするアナログ／デジタル変換器と、
   前記アナログ／デジタル変換器の並べ替えられた出力を受信し、出力ベクトルを出力する高速ウォルシュ変換エンジンと、
   前記出力ベクトル内のピークを検出するピーク検波器を備えている。
2. 請求項１の装置であって、前記ベースバンド信号は、包絡線検波器によって生成される。
3. 請求項１の装置であって、前記ピーク検波器は、複数の相関器を有している。
4. 請求項１の装置であって、前記ピーク検波器からの前記出力ベクトルは、ピーク位置が符号位相内に配置されるように、それに加えられる逆並べ替え関数を有している。
5. 請求項１の装置であって、前記アナログ／デジタル変換器の出力は、（２^Ｎ−１）個の連続するサンプルのベクトルにより構成され、それによって、（２^Ｎ−１）個のサンプルの長さを有するＭシーケンスを生成する。
6. 請求項５の装置であって、前記出力ベクトルは、前記Ｍシーケンスの主要な擬似雑音符号位相において前記ピークを有している。
7. 請求項１の装置であって、発振器は、プログラマブル発振器である。
8. 請求項１の装置であって、発振器は、可変発振器である。
9. 擬似雑音符号位相及び擬似雑音符号ビットレートを有する信号を放送する、遠隔の無線周波数送受信機からの無線周波数信号を捕捉するための方法であって、
   無線周波数信号の擬似雑音符号位相及び擬似雑音符号ビットレートを捕捉するために、デジタル化された無線周波数信号に対して高速ウォルシュ変換を実行し、
   高速ウォルシュ変換の結果からマルチパスフィルタ係数を決定し、
   高速ウォルシュ変換ステップの間に捕捉された擬似雑音符号位相で、擬似雑音発生器を初期化し、
   無線周波数信号との通信を維持するために、擬似雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートを追尾する。
10. ＭシーケンスのＰＮ符号パルス信号のサブＰＮビット位相を捕捉するための方法であって、
    デジタル化され及び並べ替えられたＭシーケンスのＰＮ符号パルス信号から、連続するサンプルのベクトルを発生し、
    前記ベクトルに対して高速ウォルシュ変換を実行し、
    高速ウォルシュ変換のピーク出力を検出し、
    捕捉される信号を指示するビーコン信号に対応するピーク出力を符号位相内に配置する。
11. サンプルレート及びサブサンプル位相を有し、また、予め定められた符号シーケンスでエンコードされたパルス無線周波数信号を捕捉するための方法であって、
    関心がある時間領域をカバーする全てのサンプルレート及びサブサンプル位相を走査し、
    各サンプルレート及びサブサンプル位相においてサンプルを蓄積し、
    前記サンプルの高速ウォルシュ変換を実行し、
    各サンプルレート及びサブサンプル位相に対して、前記サンプル内の予め定められた符号シーケンスに対応する相関であり、その最大が、捕捉される予め定められた符号シーケンスの位相に対応する相関を決定する。
12. 請求項１１の方法であって、予め定められた符号シーケンスは、擬似雑音符号である。
13. 遠隔の無線周波数送受信機から放送され、擬似雑音符号位相を有するビーコン信号を捕捉するための方法であって、
    デジタル化されたパルス無線周波数信号に対して高速ウォルシュ変換を実行し、それによって、出力ベクトルを生成し、
    出力ベクトル内のピークを検出し、
    擬似雑音符号位相を見つけるためにピークを逆に並べ替え、
    ビーコン信号との通信を維持するために、擬似雑音符号位相を追尾し、
    無線周波数信号内のデータを再生するために、雑音符号位相と擬似雑音符号ビットレートを逆拡散する。

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