JP4895254B2

JP4895254B2 - 無線送信機および無線受信機

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Publication number: JP4895254B2
Application number: JP2005270719A
Authority: JP
Inventors: 毅杉浦; 隆裕佐藤
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2005-09-16
Filing date: 2005-09-16
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2025-09-16
Also published as: JP2007082133A; US20070104258A1; US8009718B2

Description

本発明は無線送信機および無線受信機にかかり，特に，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式を用いた無線送信機および無線受信機に関する。

スペクトル拡散通信の新しいデータ通信方式として，データを数ＧＨｚ程度の極めて広い周波数帯域に拡散して，搬送波を使わずにパルスにデータを重畳させて送受信を行う超広帯域無線通信方式が注目されている（例えば，非特許文献１参照。）。それぞれの周波数帯に送信されるデータはノイズ程度の強さしかないため，同じ周波数帯を使う無線機器と混信することがなく，消費電力も小さいといった利点がある。この超広帯域無線方式を適用した従来技術として，特許文献１に開示されたものがある。以下に，図１２を参照しながら，特許文献１に開示された超広帯域無線方式について説明する。

特許文献１に記載の超広帯域無線方式では，図１２に示したように，送信機側において，上位レイヤ３１からインタフェース３０を介して送信機に送信するデータ信号が渡される。そして，送信するデータ信号に基づいて遅延時間制御部２がパルス（Monocycle Pulse）を生成し，マッチドフィルタ１−１〜１−３に出力信号Ｋ１〜Ｋ３をそれぞれ出力する。マッチドフィルタ１−１〜１−３の一例を図１３に示す。例えば，ディジタルデータの０を送る場合は，Ｋ１およびＫ２が出力され，ディジタルデータの１を送る場合は，Ｋ１およびＫ３が出力される。

マッチドフィルタ１−１は，出力信号Ｋ１を受けて，拡散コードＰＮ０で拡散したデータ判定の基準となる基準パルス列信号Ｐ１を出力する。また，マッチドフィルタ１−２は，出力信号Ｋ２を受けて基準信号より所定の時間Ｔだけ遅く，拡散コードＰＮ１で拡散したデータパルス列信号Ｐ２を出力する。また，マッチドフィルタ１−３が，出力信号Ｋ３を受けて基準信号より所定の時間Ｔだけ早く，拡散コードＰＮ１で拡散したデータパルス列信号Ｐ３を出力する。ここで，拡散コードＰＮ０とＰＮ１は互いに直交関係を有している。これらは加算器３により加算され，増幅器（ＰＡ）４により増幅された後，スイッチ５を経由してアンテナ６からパルス列信号Ｐ０として放射される。

受信機側においては，アンテナ６がパルス列信号Ｐ０を受信し，増幅器（ＬＮＡ）７により増幅された後，マッチドフィルタ８−１，８−２に出力する。マッチドフィルタ８−１，８−２の一例を図１４に示す。拡散コードＰＮ０に対応したマッチドフィルタ８−１が基準信号を，拡散コードＰＮ１に対応したマッチドフィルタ８−２がデータ信号を検出すると，それぞれ相関出力信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。遅延時間測定部９は，出力相関信号Ｓ１，Ｓ２のいずれが先に入力されたかを検出する。そして，データ判定部１０が検出結果に基づいて，データ信号を復調する。この場合は，相関出力信号Ｓ１に対して相関出力信号Ｓ２が遅ければ，データ“０”となり，相関出力信号Ｓ１に対して相関出力信号Ｓ２が早ければ，データ“１”となる。

上記技術を用いれば，超広帯域無線通信方式において，高速のビット同期用ディジタル回路を必要としないために，消費電力の低い低速のディジタル回路によって，超広帯域無線通信を行うことができるとともに，マルチパスの影響を抑制することができる。

特許第３５６４４６８号公報山本尚武，大槻知明 Internally Turbo-Coded Ultra Wideband-Impulse Radio(ITU-UWB-IR)方式の特性評価電子情報通信学会信学技法 Technical Report of IEICE. pp.25-30 RCS2002-55(2002-05)

ところで，上記の超広帯域直接拡散パルス通信方式を用いて，映像信号などの大容量データを伝送しようとした場合，単位時間あたりのデータ伝送レートを高速化する必要がある。伝送レートをより高速化するためには，送信されるパルス列のパルスチップ間隔を狭くし，パルスチップ数を少なくすることにより，送信されるパルス列Ｐ０の時間長を短くする必要がある。

ところが，伝送レートを高速化するために，チップ数を少なくした場合，受信機におけるパルス列Ｐ０のマッチドフィルタ８−１，８−２の相関出力Ｓ１およびＳ２は，他方の拡散パルス列信号に対する相互相関が十分に小さくならないため，その影響を受け，Ｄ／Ｕ（Ｄｅｓｉｒｅｄ／Ｕｎｗａｎｔｅｄ）比が劣化し，１ビットＡ／Ｄ変換する際のダイナミックレンジが低下し，ＢＥＲ（Ｂｉｔ＿Ｅｒｒｏｒ＿Ｒａｔｅ）の劣化を招くという問題が生じる。

次に，この問題を明確に示すために，通常良く知られているチップ数が少なく自己相関特性の良好な７チップ数のＢａｒｋｅｒコード（ＰＮ０：１０１１０００，ＰＮ１：０００１１０１）の場合について示す。この７チップ数のＢａｒｋｅｒコードは，図１５に示すように，自己相関特性のＤ／Ｕ比は７対１と大きい。しかし，７チップ数のＢａｒｋｅｒコードを，図１６に示したような超広帯域直接拡散パルス通信方式（図１２と実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。）に適用させた場合，拡散コードＰＮ０，ＰＮ１間の相互相関特性が良くないため，図１７および図１８のように，Ｄ／Ｕ比は７対３まで劣化してしまう。Ｄ／Ｕ比を改善するためには，相互相関特性を改善する必要があり，チップ数の長い拡散コードを用いる必要があるが，この場合，データ伝送レートの高速化を実現することは困難となる。

本発明は，上記背景技術が有する問題点に鑑みてなされたものであり，本発明の目的は，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式において，チップ数を増やすことなく相関出力のＤ／Ｕ比が良好な拡散コードを提供することである。

上記課題を解決するため，本発明の第１の観点によれば，超広帯域直接拡散パルス通信方式等を利用した無線送信機が提供される。本発明の無線送信機は，生成した周期パルスを第１のマッチドフィルタに入力するとともに，送信データが２値論理レベルの第１のレベルのとき，前記周期パルスを第２のマッチドフィルタに出力し，送信データが２値論理レベルの第２のレベルのとき，前記周期パルスを第３のマッチドフィルタに出力する遅延時間制御部と，前記周期パルスが入力されると，チップ数（２＊Ｎ−１）の第１の拡散コードを用いて，データ判定の基準となる基準信号を出力する前記第１のマッチドフィルタと，前記周期パルスが入力されると，チップ数（２＊Ｎ−１）の第２の拡散コードを用いて，前記基準信号より１チップ間隔だけ早く第１のデータ信号を出力する前記第２のマッチドフィルタと，前記周期パルスが入力されると，前記第２の拡散コードを用いて，前記基準信号より１チップ間隔だけ遅く第２のデータ信号を出力する前記第３のマッチドフィルタと，を備える。

そして，前記第１の拡散コードと前記第２の拡散コードとの相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上であり，前記第１の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であり，前記第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であることを特徴とする。

かかる無線送信機によれば，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式において，チップ数を増やすことなく相関出力のＤ／Ｕ比が良好な拡散コードを提供することが可能である。

すなわち，本発明の第１，第２の拡散コードを用いれば，第１の拡散コードと第２の拡散コードとの相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上であることから，超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価すると，相互相関信号の（２＊Ｎ−１）番目の値（Ｄ／Ｎ比のＤに関わる値，ピーク値ともいう。）が少なくとも小さくなることはない。

また，第１，第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であることから，超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価すると，相互相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値（Ｄ／Ｎ比のＮに関わる値）が少なくとも大きくなることはない。なお，相関信号の詳細については，さらに後述する。

なお，相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値（Ｄに関わる値）は，０以上であれば少なくともＤ／Ｕ比を小さくすることはないが，特に，１以上であればＤ／Ｎ比を大きくすることができ有効である。さらに，２以上であればさらに実用性が高い。同様に，第１，第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値（Ｎに関わる値）は，０以下であれば少なくともＤ／Ｕ比を小さくすることはないが，特に，−１以下であればＤ／Ｎ比を大きくすることができ有効である。さらにまた，−２以下であればさらに実用性が高い。

本発明にかかる無線送信機においては様々な応用が可能である。例えば，前記第１〜第３のマッチドフィルタは，弾性表面波装置（ＳＡＷ＿Ｆｉｌｔｅｒ）とすることが可能である。マッチドフィルタを弾性表面波装置（ＳＡＷ＿Ｆｉｌｔｅｒ）で構成すると，複雑なディジタル回路を用いることなく信号処理できるので，消費電力の面で有利である。

また，本発明の拡散コードは，良好な相互相関特性が得にくいＮ＝１５以下（チップ数としては，２＊Ｎ−１＝２＊１５−１＝２９以下）で効果が大きい。

本発明の拡散コードの一例としては，第１の拡散コードは，“１，１，０，０，−１，１，０，１，０，０，１，０，−１”，またはこれを反転した“−１，０，１，０，０，１，０，１，−１，０，０，１，１”であり，第２の拡散コードは，“１，１，０，０，０，０，１，−１，１，０，−１，０，１”，またはこれを反転した“１，０，−１，０，１，−１，１，０，０，０，０，１，１”である。かかる拡散コードによれば，Ｄ／Ｕ比を９：２または１０：２という良好な値にすることが可能である。この点についてはさらに後述する。

また，本発明の拡散コードの他の一例としては，第１の拡散コードは，“０，１，０，−１，０，１，１，０，０，０，−１，１，−１”，またはこれを反転した“−１，１，−１，０，０，０，１，１，０，−１，０，１，０”であり，第２の拡散コードは，“０，１，０，０，１，１，１，０，−１，０，０，−１，１”，またはこれを反転した“１，−１，０，０，−１，０，１，１，１，０，０，１，０”である。かかる拡散コードによれば，Ｄ／Ｕ比を９：２または１０：２という良好な値にすることが可能である。この点についてはさらに後述する。

上記課題を解決するため，本発明の第２の観点によれば，超広帯域直接拡散パルス通信方式等を利用した無線受信機が提供される。本発明の無線受信機は，電波信号を受信し，第１のマッチドフィルタ及び第２のマッチドフィルタに出力するアンテナ部と，前記アンテナ部からの信号を受けて，データ判定の基準となる基準信号を検出すると，チップ数（２＊Ｎ−１）の第１の拡散コードを用いて，第１の出力信号を出力する前記第１のマッチドフィルタと，前記アンテナ部からの信号を受けて，送信機においてチップ数（２＊Ｎ−１）の第２の拡散コードに与えられた遅延時間が１チップ間隔であるデータ信号を検出すると，前記第２の拡散コードを用いて，第２の出力信号を出力する前記第２のマッチドフィルタと，前記第１，第２のマッチドフィルタから，前記第１の出力信号及び前記第２の出力信号のいずれが先に出力されたかを検出して，その検出結果を出力する遅延時間測定部と，前記検出結果を受けて，前記データ信号が２値論理レベルの第１のレベルか，第２のレベルかを判定するデータ判定部と，を備える。

かかる無線受信機によれば，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式において，チップ数を増やすことなく相関出力のＤ／Ｕ比が良好な拡散コードを提供することが可能である。

すなわち，本発明の第１，第２の拡散コードを用いれば，第１の拡散コードと第２の拡散コードとの相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上であることから，超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価すると，相互相関信号の（２＊Ｎ−１）番目の値（Ｄ／Ｎ比のＤに関わる値，ピーク値ともいう。）が少なくとも小さくなることはない。なお，相関信号の詳細については，さらに後述する。

また，第１，第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であることから，超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価すると，相互相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値（Ｄ／Ｎ比のＮに関わる値）が少なくとも大きくなることはない。

本発明にかかる無線受信機においては様々な応用が可能である。例えば，第１，第２のマッチドフィルタは，弾性表面波装置（ＳＡＷ＿Ｆｉｌｔｅｒ）とすることが可能である。マッチドフィルタを弾性表面波装置（ＳＡＷ＿Ｆｉｌｔｅｒ）で構成すると，複雑なディジタル回路を用いることなく信号処理できるので，消費電力の面で有利である。

本発明の拡散コードの一例としては，第１の拡散コードは，“−１，０，１，０，０，１，０，１，−１，０，０，１，１”，またはこれを反転した“１，１，０，０，−１，１，０，１，０，０，１，０，−１”であり，第２の拡散コードは，“１，０，−１，０，１，−１，１，０，０，０，０，１，１”，またはこれを反転した“１，１，０，０，０，０，１，−１，１，０，−１，０，１”である。かかる拡散コードによれば，Ｄ／Ｕ比を９：２または１０：２という良好な値にすることが可能である。この点についてはさらに後述する。

また，本発明の拡散コードの他の一例としては，第１の拡散コードは，“−１，１，−１，０，０，０，１，１，０，−１，０，１，０”，またはこれを反転した“０，１，０，−１，０，１，１，０，０，０，−１，１，−１”であり，第２の拡散コードは，“１，−１，０，０，−１，０，１，１，１，０，０，１，０”，またはこれを反転した“０，１，０，０，１，１，１，０，−１，０，０，−１，１”である。かかる拡散コードによれば，Ｄ／Ｕ比を９：２または１０：２という良好な値にすることが可能である。この点についてはさらに後述する。

また，本発明の他の観点によれば，コンピュータを，本発明にかかる無線送信機または無線受信機として機能させるためのプログラムと，そのプログラムを記録した，コンピュータにより読み取り可能な記録媒体が提供される。ここで，プログラムはいかなるプログラム言語により記述されていてもよい。また，記録媒体としては，例えば，ＣＤ−ＲＯＭ，ＤＶＤ−ＲＯＭ，フレキシブルディスクなど，プログラムを記録可能な記録媒体として現在一般に用いられている記録媒体，あるいは将来用いられるいかなる記録媒体をも採用することができる。

以上のように，本発明によれば，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式において，チップ数を増やすことなく相関出力のＤ／Ｕ比が良好な拡散コードを提供することが可能である。

以下に添付図面を参照しながら，本発明にかかる無線送信機および無線受信機の好適な実施形態について詳細に説明する。以下の説明では，全体的な装置構成は図１２または図１６に示したものと同様であるため，重複説明を省略し，上記背景技術との相違点を中心に説明する。なお，本明細書および図面において，実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

従来用いられているＢａｒｋｅｒコードやＧｏｌｄコードのような拡散コードの場合は，図１６に示したように，マッチドフィルタ１−１により拡散コードＰＮ０で生成されたパルス列信号Ｐ１，マッチドフィルタ１−２により拡散コードＰＮ１で生成されたパルス列信号Ｐ２，およびマッチドフィルタ１−３により拡散コードＰＮ１で生成されたパルス列信号Ｐ３の各チップ間隔はＴ’となるように配置される。送信パルス列信号Ｐ０は，パルス列信号Ｐ１の各チップ間に，パルス列信号Ｐ２またはＰ３の各チップが配置され送信される。

この場合，受信機において得られる相関信号は，Ｐ１に対する相関信号と，Ｐ２またはＰ３の相関信号が互いのチップ間に配置されるように出力されるため，互いの相関信号が影響されることはない。したがって，自己相関特性が良好でも，相互相関特性が悪ければ，最終的に得られる相関信号のサイドローブは相互相関信号レベルで決定されてしまうため，自己相関特性と比べてＤ／Ｕ比が劣化してしまう。チップ数が長ければ，相互相関特性の良好なコードが存在するが，チップ数に制限がある場合は通信品質の劣化を招くこととなる。

図１は，自己相関特性および相互相関特性を評価するためのテストシステムの一例を示す説明図である。図１（ａ）において，送信機側のマッチドフィルタ１−１は拡散コードＰＮ０に対応するものである。図１（ｂ）において，送信機側のマッチドフィルタ１−２（または１−３）は拡散コードＰＮ１に対応するものである。

図２は，７チップ数のＢａｒｋｅｒコード（ＰＮ０：１０１１０００，ＰＮ１：０００１１０１）を，図１のテストシステムで評価した場合の自己相関特性および相互相関特性を示している。図２（ａ）はマッチドフィルタ８−１における拡散コードＰＮ０の自己相関信号Ｓ１−１を示す。図２（ｂ）はマッチドフィルタ８−１における拡散コードＰＮ０，ＰＮ１の相互相関信号Ｓ１−２を示す。図２（ｃ）はマッチドフィルタ８−２における拡散コードＰＮ０，ＰＮ１の相互相関信号Ｓ２−１を示す。図２（ｄ）はマッチドフィルタ８−２における拡散コードＰＮ１の自己相関信号Ｓ２−２を示す。図２に示したように，自己相関特性はＤ／Ｕ比が７：１と良好であるが，相互相関特性はピーク値で３となってしまう。

図３は，図２に示した相関信号の計算方法を示す説明図である。図３では，図２（ａ）の場合を例に挙げて説明する。１行目において，ＲＥＦ（ＰＮ０）がマッチドフィルタ（ＰＮ０）に１チップ分入力されると，１＊（−１）＝−１で相関は−１となる。２行目において，ＲＥＦ（ＰＮ０）がマッチドフィルタ（ＰＮ０）に２チップ分入力されると，１＊（−１）＋（−１）＊（−１）＝０で相関は０となる。以下同様に相関を計算すると，７行目において，ＲＥＦ（ＰＮ０）がマッチドフィルタ（ＰＮ０）に７チップ分入力されると，（−１）＊（−１）＋（−１）＊（−１）＋（−１）＊（−１）＋１＊１＋１＊１＋（−１）＊（−１）＋１＊１＝７で相関は７となる。このようにして，相関信号“−１，０，−１，０，−１，０，７，０，−１，０，−１，０，−１”が算出される。以下の説明において，相関信号の計算は図３に示した方法と同様に行うものとし，計算の詳細については説明を省略する。

図４は，自己相関特性および相互相関特性を評価するための評価システムであって，超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムの一例を示す説明図である。図４（ａ）において，送信機側のマッチドフィルタ１−２は遅延時間［＋Ｔ］に対応するものである。図４（ｂ）において，送信機側のマッチドフィルタ１−３は遅延時間［−Ｔ］に対応するものである。

図５は，上記７チップ数のＢａｒｋｅｒコードを，図４の超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した場合の自己相関特性および相互相関特性を示している。図５（ａ）は遅延時間［＋Ｔ］の送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］を示す。図５（ｂ）は遅延時間［−Ｔ］の送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］を示す。図５（ｃ）は送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］と拡散コードＰＮ０のマッチドフィルタ８−１との相関信号Ｓ１−３を示す。図５（ｄ）は送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］と拡散コードＰＮ１のマッチドフィルタ８−２との相関信号Ｓ２−３を示す。図５（ｅ）は送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］と拡散コードＰＮ０のマッチドフィルタ８−１との相関信号Ｓ１−４を示す。図５（ｆ）は送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］と拡散コードＰＮ１のマッチドフィルタ８−２との相関信号Ｓ２−４を示す。

図５において，下線を引いた数字は，基準パルス列信号Ｐ１（ＲＥＦ）に起因する信号を表す。その他は，データパルス列信号Ｐ２またはＰ３に対応する。このように，最終的な相関信号は，自己相関パルスチップ間に独立して相互相関パルスチップが挿入される。よって，相互相関特性が悪ければ，相関信号のＤ／Ｕ比はその分劣化することとなる。

本実施形態では，図６に示したように，超広帯域直接拡散パルス通信方式において，送信パルス列信号Ｐ０の各チップが，チップ間隔Ｔで，等周期に配置される場合（Ｔ’＝２＊Ｔの場合）に対して適応する。したがって，データ判定用の遅延時間はチップ間隔と同じＴである。従来の方式では，チップ間隔Ｔ’＝２Ｔ，チップ数Ｎで構成されていたパルス列信号Ｐ１〜Ｐ３を，チップ間隔Ｔ，チップ数（２＊Ｎ−１）のパルス列信号に拡張する。加算された送信パルス列信号Ｐ０は同じチップ数であるため，データ伝送レートを劣化させることはない。また，各チップの符号値は−１，０，１の３値から選択される。その結果，基準パルス列信号Ｐ１と，データパルス列信号Ｐ２またはＰ３は，それぞれ，各チップが等周期に並んでいないため，加算された送信パルス列信号Ｐ０は，−２，−１，０，１，２の５値となり，振幅変調されることとなる。

受信機において，パルス列信号Ｐ１に対する相関信号と，Ｐ２またはＰ３の相関信号は，それぞれ，各チップが等周期に並んでいないことに起因し，互いに独立した位置に相関信号が生成されない。よって，互いの相関信号が影響されることになる。本実施形態では，この効果を積極的に取り込むことで達成される。

本実施形態にかかるチップ数（２＊Ｎ−１）の２つの拡散コードＰＮ０’とＰＮ１’は，出力される相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目と（２＊Ｎ）番目が，２以上の値をもつ。かつ，拡散コードＰＮ０’の自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目と（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下で，拡散コードＰＮ１’の自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目と（２＊Ｎ＋１）番目も０以下である。

これによって，マッチドフィルタ１−１によって拡散コードＰＮ０’で拡散されたデータ判定の基準となる基準パルス列信号Ｐ１’に対して，マッチドフィルタ１−２または１−３によって拡散コードＰＮ１’で拡散されたデータパルス列信号Ｐ２’またはＰ３’の各チップが±Ｔ離れて配置されるので，自己相関信号の（２＊Ｎ−１）番目にあるピーク値と相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目または（２＊Ｎ）番目の値（２以上））が足し合わされ，相関信号のピーク値は大きくなる。

また，自己相関信号の（２＊Ｎ−１）番目と加算されない一方の相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目または（２＊Ｎ）番目の値は，自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目と（２＊Ｎ＋１）番目の値と加算されるが，この値は０以下の値であるため，小さくなる。以上説明したような拡散コードＰＮ０’とＰＮ１’を用いることで，相関信号のサイドローブの値を劣化させることなく，相関信号のピーク値を大きくすることができる。したがって，Ｄ／Ｕ比を大きくすることができ，通信品質を保ったままデータ伝送レートを高速化することができる。

Ｎ＝７の場合を例に挙げて，本実施形態にかかる送受信方式の拡散コードについて説明する。図１のテストシステムで評価した場合の自己相関特性および相互相関特性を，図７に示す。図７（ａ）はマッチドフィルタ８−１における拡散コードＰＮ０’の自己相関信号Ｓ１−１を示す。図７（ｂ）はマッチドフィルタ８−１における拡散コードＰＮ０’，ＰＮ１’の相互相関信号Ｓ１−２を示す。図７（ｃ）はマッチドフィルタ８−２における拡散コードＰＮ０’，ＰＮ１’の相互相関信号Ｓ２−１を示す。図７（ｄ）はマッチドフィルタ８−２における拡散コードＰＮ１’の自己相関信号Ｓ２−２を示す。

図８は，図４に示す超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した結果を示す。図８（ａ）は遅延時間［＋Ｔ］の送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］を示す。図８（ｂ）は遅延時間［−Ｔ］の送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］を示す。図８（ｃ）は送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］と拡散コードＰＮ０’のマッチドフィルタ８−１との相関信号Ｓ１−３を示す。図８（ｄ）は送信パルス列信号Ｐ０［＋Ｔ］と拡散コードＰＮ１’のマッチドフィルタ８−２との相関信号Ｓ２−３を示す。図８（ｅ）は送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］と拡散コードＰＮ０’のマッチドフィルタ８−１との相関信号Ｓ１−４を示す。図８（ｆ）は送信パルス列信号Ｐ０［−Ｔ］と拡散コードＰＮ１’のマッチドフィルタ８−２との相関信号Ｓ２−４を示す。

図８に示したように，Ｐ０［＋Ｔ］の場合のＤ／Ｕ比は９：２（本システムでは，遅い時間範囲でのサイドローブ信号は無視してもよい）であり，Ｐ０［−Ｔ］の場合のＤ／Ｕ比は１０：２であり，良好な値を示している。したがって，本実施形態にかかる拡散コードを使用することで，従来知られていた拡散コードを使用する場合と比較して，著しい改善を図ることができる。

実際には，必要なデータ伝送レートから決められるＮに対して，以上説明した条件を満足する自己相関特性を有する拡散コードを算出し，これらの中から２つ選び，以上の相互相関特性を満足する組み合わせを抽出する。

図９は，他の拡散コードの一例を示している。図９（ａ）は送信機側のマッチングフィルタに適用される拡散コードＰＮ０（ＴＸ），ＰＮ１（ＴＸ）を示す。図９（ｂ）は受信機側のマッチングフィルタに適用される拡散コードＰＮ０（ＲＸ），ＰＮ１（ＲＸ）を示す。なお，図９に示した拡散コードを反転したものを用いてもよい。例えば，ＰＮ０（ＴＸ）＝“０，１，０，−１，０，１，１，０，０，０，−１，１，−１”については，これを反転したコードである“−１，１，−１，０，０，０，１，１，０，−１，０，１，０”を用いてもよい。なお，この反転したコードはＰＮ０（ＲＸ）に相当する。

図１０，図１１は，図９の拡散コードを図４に示す超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した結果を示す。Ｐ０［＋Ｔ］の場合のＤ／Ｕ比は，図１０に示したように，１０：２（本システムでは，遅い時間範囲でのサイドローブ信号は無視してもよい）であり，Ｐ０［−Ｔ］の場合のＤ／Ｕ比は，図１１に示したように，９：２であり，ともに良好な値を示している。したがって，図９に示した拡散コードを使用することで，従来知られていた拡散コードを使用する場合と比較して，著しい改善を図ることができる。

（本実施形態の効果）
以上説明したように，本実施形態によれば，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式において，チップ数を増やすことなく相関出力のＤ／Ｕ比が良好な拡散コードを提供することが可能である。

以上，添付図面を参照しながら本発明にかかる無線送信機および無線受信機の好適な実施形態について説明したが，本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば，特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり，それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば，上記実施形態においては，第１の拡散コード（ＰＮ０’）と前記第２の拡散コード（ＰＮ１’）との相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上である場合について説明したが，（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値を０以上としてもよい。あるいは同様に，（２＊Ｎ−４）番目の値および（２＊Ｎ＋２）番目の値を０以上としてもよい。すなわち，Ｄ／Ｎ比のＤを決定するための（２＊Ｎ−１）番目の値（ピーク値）を中心に，左右対称の任意の位置の値（±Ｔ離れた位置）を０以上にすることが可能である。このようにすれば，遅延時間（Ｔ）をずらしてさらにデータを多重化することが可能となる。

また，上記実施形態では，送信機側において遅延時間を与えるためのマッチドフィルタ１−２，１−３を２つだけ備える構成について説明したが，より多くのマッチドフィルタを設けてもよい。この場合，拡散コードはマッチドフィルタの数や遅延時間等に応じて，適宜最適なものを作成することが可能である。

また，上記実施形態では，チップ数（２＊Ｎ−１）の２つの拡散コードＰＮ０’とＰＮ１’は，出力される相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目と（２＊Ｎ）番目が，２以上の値をもつ場合について説明したが，本発明はこれに限定されない。０以上であれば少なくともＤ／Ｕ比を小さくすることはない。また，１以上であればＤ／Ｎ比を大きくすることができ有効である。

また，上記実施形態では，チップ数（２＊Ｎ−１）の２つの拡散コードＰＮ０’とＰＮ１’は，拡散コードＰＮ０’の自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目と（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下で，拡散コードＰＮ１’の自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目と（２＊Ｎ＋１）番目も０以下である場合について説明したが，本発明はこれに限定されない。−１以下であればＤ／Ｎ比を大きくすることができ有効である。また，−２以下であればさらに実用性が高い。

また，上記実施形態で説明した無線送信機または無線受信機は，コンピュータに上記機能を実現するためのコンピュータプログラムを組み込むことで，コンピュータを無線送信機または無線受信機として機能させることが可能である。かかるコンピュータプログラムは，所定の記録媒体（例えば，ＣＤ−ＲＯＭ）に記録された形で，あるいは，電子ネットワークを介したダウンロードの形で市場を流通させることが可能である。

本発明は無線送信機および無線受信機に利用可能であり，特に，２系列のデータを互いに異なる拡散パルス列を用いて送受信される超広帯域直接拡散パルス通信方式を用いた無線送信機および無線受信機に利用可能である。

自己相関特性および相互相関特性を評価するテストシステムを示す説明図である。７チップのＢａｒｋｅｒコードの自己相関特性および相互相関特性を示す説明図である。相関信号の計算を示す説明図である。自己相関特性および相互相関特性を評価するテストシステムを示す説明図である。図２のコードを超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した場合を示す説明図である。送信パルス信号列の振幅変調を示す説明図である。本発明の一実施形態にかかる拡散コードの自己相関特性および相互相関特性を示す説明図である。図７のコードを超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した場合を示す説明図である。本発明の一実施形態にかかる拡散コードを示す説明図である。図９のコードを超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した場合を示す説明図である。図９のコードを超広帯域直接拡散パルス通信方式用評価システムで評価した場合を示す説明図である。超広帯域無線方式を示す説明図である。送信機側のマッチドフィルタを示す説明図である。受信機側のマッチドフィルタを示す説明図である。自己相関特性を示す説明図である。超広帯域直接拡散パルス通信方式を示す説明図である。相互相関特性を示す説明図である。相互相関特性を示す説明図である。

符号の説明

１−１，１−２，１−３マッチドフィルタ
２遅延時間制御器
３加算器
４ＰＡ
５スイッチ
６アンテナ
７ＬＮＡ
８−１，８−２マッチドフィルタ
９遅延時間測定器
１０データ判定器
３０インタフェース
３１上位レイヤ

Claims

生成した周期パルスを第１のマッチドフィルタに入力するとともに、送信データが２値論理レベルの第１のレベルのとき、前記周期パルスを第２のマッチドフィルタに出力し、送信データが２値論理レベルの第２のレベルのとき、前記周期パルスを第３のマッチドフィルタに出力する遅延時間制御部と、
前記周期パルスが入力されると、チップ数（２＊Ｎ−１）の第１の拡散コードを用いて、データ判定の基準となる基準信号を出力する前記第１のマッチドフィルタと、
前記周期パルスが入力されると、チップ数（２＊Ｎ−１）の第２の拡散コードを用いて、前記基準信号より１チップ間隔だけ早く第１のデータ信号を出力する前記第２のマッチドフィルタと、
前記周期パルスが入力されると、前記第２の拡散コードを用いて、前記基準信号より１チップ間隔だけ遅く第２のデータ信号を出力する前記第３のマッチドフィルタと、を備え、
前記第１の拡散コードと前記第２の拡散コードとの相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上であり、
前記第１の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であり、
前記第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下である、ことを特徴とする無線送信機。
前記第１の拡散コードは，
“１，１，０，０，−１，１，０，１，０，０，１，０，−１”，またはこれを反転した
“−１，０，１，０，０，１，０，１，−１，０，０，１，１”であり，
前記第２の拡散コードは，
“１，１，０，０，０，０，１，−１，１，０，−１，０，１”，またはこれを反転した
“１，０，−１，０，１，−１，１，０，０，０，０，１，１”であることを特徴とする，請求項１に記載の無線送信機。
前記第１の拡散コードは，
“０，１，０，−１，０，１，１，０，０，０，−１，１，−１”，またはこれを反転した
“−１，１，−１，０，０，０，１，１，０，−１，０，１，０”であり，
前記第２の拡散コードは，
“０，１，０，０，１，１，１，０，−１，０，０，−１，１”，またはこれを反転した
“１，−１，０，０，−１，０，１，１，１，０，０，１，０”であることを特徴とする，請求項１に記載の無線送信機。
前記Ｎは１５以下であることを特徴とする，請求項１に記載の無線送信機。
前記第１〜第３のマッチドフィルタは，弾性表面波装置であることを特徴とする，請求項１〜４のいずれかに記載の無線送信機。
電波信号を受信し、第１のマッチドフィルタ及び第２のマッチドフィルタに出力するアンテナ部と、
前記アンテナ部からの信号を受けて、データ判定の基準となる基準信号を検出すると、チップ数（２＊Ｎ−１）の第１の拡散コードを用いて、第１の出力信号を出力する前記第１のマッチドフィルタと、
前記アンテナ部からの信号を受けて、送信機においてチップ数（２＊Ｎ−１）の第２の拡散コードに与えられた遅延時間が１チップ間隔であるデータ信号を検出すると、前記第２の拡散コードを用いて、第２の出力信号を出力する前記第２のマッチドフィルタと、
前記第１、第２のマッチドフィルタから、前記第１の出力信号及び前記第２の出力信号のいずれが先に出力されたかを検出して、その検出結果を出力する遅延時間測定部と、
前記検出結果を受けて、前記データ信号が２値論理レベルの第１のレベルか、第２のレベルかを判定するデータ判定部と、を備え、
前記第１の拡散コードと前記第２の拡散コードとの相互相関信号の（２＊Ｎ−２）番目の値および（２＊Ｎ）番目の値が０以上であり、
前記第１の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下であり、
前記第２の拡散コードの自己相関信号の（２＊Ｎ−３）番目の値および（２＊Ｎ＋１）番目の値が０以下である、ことを特徴とする無線受信機。
前記第１の拡散コードは，
“−１，０，１，０，０，１，０，１，−１，０，０，１，１”，またはこれを反転した
“１，１，０，０，−１，１，０，１，０，０，１，０，−１”であり，
前記第２の拡散コードは，
“１，０，−１，０，１，−１，１，０，０，０，０，１，１”，またはこれを反転した
“１，１，０，０，０，０，１，−１，１，０，−１，０，１”であることを特徴とする，請求項６に記載の無線受信機。
前記第１の拡散コードは，
“−１，１，−１，０，０，０，１，１，０，−１，０，１，０”またはこれを反転した
“０，１，０，−１，０，１，１，０，０，０，−１，１，−１”であり，
前記第２の拡散コードは，
“１，−１，０，０，−１，０，１，１，１，０，０，１，０”またはこれを反転した
“０，１，０，０，１，１，１，０，−１，０，０，−１，１”であることを特徴とする，請求項６に記載の無線受信機。
前記Ｎは１５以下であることを特徴とする，請求項６に記載の無線受信機。
前記第１，第２のマッチドフィルタは，弾性表面波装置であることを特徴とする，請求項６〜９のいずれかに記載の無線受信機。