JP4598104B2 - スペクトル拡散通信の受信機 - Google Patents
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Description
この多元接続方式では、等電力制御や同時アクセス数に応じたA/Dビット数のA/D変換器などが必要である。
このような中で、例えば特開2008−92267号公報の車載機器遠隔制御システムで示されている「同時アクセス数が少ない車両用電子キーシステム」のような用途向けとして、低コストで小型の「スペクトル拡散通信の受信機」の開発も望まれている。
特開平7−183831号公報では、位相偏移変調(PSK:phase shift keying)のデジタル復調で多ビットA/D変換器を使用していたものを、直接スペクトル拡散された信号で1ビット量子化して標本化し、1ビットのA/D変換器(コンパレータ)を用いて多ビット量子化と同等な通信を行うことができるデジタル通信装置が記載されている。
実施の形態1.
図1は、スペクトラム拡散通信における送信機の構成例を示すブロック図である。
図において、1次変調器15は、図示しないECU(電子制御装置)からの2値送信データ(情報信号)10が“0”の区間はPN符号生成器11で生成される拡散符号(PN0)12を選択し、2値送信データ10が“1”の区間はPN符号生成器13で生成される拡散信号(PN1)14を選択し、直接スペクトラム拡散信号である1次変調信号16を生成する。
1次変調器15からの1次変調信号16により搬送波発生器17の搬送波を変調部18で位相偏移変調(PSK)した2次変調信号19を生成し、生成された2次変調信号19を増幅器20で増幅して送信アンテナ2から電波として送信する。
図2に示すように、受信機4では、受信アンテナ3で受信された信号(即ち、送信機1から送信されてくる位相偏移変調信号19)を、この通信で使用する帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ(BPF)40で濾過し、このバンドパスフィルタ(BPF)40で濾過された信号を増幅器41で増幅し、増幅器41で増幅された信号と局部発振器42からの信号を乗算器43で乗算し、乗算器43の出力を低域通過フィルタ(LPF)44を通すことによって低い周波数の中間周波数とする。
つまり、局部発振器42、乗算器43および低域通過フィルタ44は、受信機4が受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段を構成している。
この周波数ダウンシフト手段でダウンシフトされた中間周波数の信号を1ビットのA/D変換器(A/D変換手段)45によって1ビット量子化し、中間周波数のデジタル信号49としてデジタル処理部5に出力する。
図に示すように、デジタル処理部5は、直交検波部(直交検波手段)200と逆拡散部(逆拡散手段)300とで構成されている。
直交検波部(直交検波手段)200には、「I系列処理ルート」と「Q系列処理ルート」の2つの信号処理ルートがある。
「I系列処理ルート」は、A/D変換器(A/D変換手段)45から入力する「中間周波数のデジタル信号(即ち、1ビットの量子化信号)49」と発振器50で生成される第1の基準位相信号50aとを乗算するる第1の乗算手段52、第1の乗算器52の出力を拡散符号1チップ分累積する第1の累積器(第1の累積手段)54、第1の累積器54の出力を3値(1,0,−1)化する第1の3値変換器(第1の3値変換手段)56とからなっている。
A/D変換器(A/D変換手段)45から直交検波部(直交検波手段)200に入力された中間周波数のデジタル信号(1ビットの量子化信号)49は、上述した「I系列処理ルート」および「Q系列処理ルート」で信号処理される。
逆拡散部(逆拡散手段)300において、デジタル整合フィルタ(DMF60〜DMF63)は、逆拡散処理を行う部分であって、参照PN符号(PN0又はPN1)とチップ単位(Tc)の排他的論理和を情報1ビット長(Tb=Tc×Nc)分の総和演算する相関評価を行い、相関値(総和)を出す回路部である。
演算器64、演算器65は、I成分とQ成分に対して、それぞれ所定相関高さ(相関閾値)より高くて、相関の高い方を選択する。
即ち、逆拡散部(逆拡散手段)300によって、直交検波手段200の第1の3値変換手段56および第2の3値変換手段57から出力する3値変換された信号を逆拡散して、2値符号化された2値受信データを得る。
図4において、拡散符号は、15チップのバーカー符号(111101011001000)であり、図1のPN0とし、簡単のために、図4の例では、2値送信データ10は全て“0”として例示する。
送信機Aから送信される「1次変調信号A」102は、チップ単位の時刻101で時刻3〜17が1bit分に相当する。
他方、送信機Bから送信される「1次変調信号B」103は、チップ時刻10〜24が1bit分に相当する。
「1次変調信号A」102、「1次変調信号B」103に対応する「2次変調信号A」104、「2次変調信号B」105の数値“1”と“−1”は、それぞれ1次変調信号の行の数値“0”と“1”に対応し、搬送波発生器17が発生する搬送波に対して同相か逆相かを表示していて、搬送波の振幅が“1”と“−1”であることを表している。
この信号が電波として送信機1から送信され、受信機2で等電力の電波として受信された場合の受信信号の振幅が図4に示す受信信号106で、「2次変調信号A」104と「2次変調信号B」105の和である。
多ビット方式で、この受信波形振幅に完全に対応させるためには3ビット(−2〜2)が必要であり、図2のA/D変換器45を3ビットA/Dにして、図5に示すデジタル処理部に入力して、相関値を求めたものが「3bit A/Dでの相関値」107で、受信信号106と参照PN符号112(前記バーカー信号の“0”を“1”に、“1”を“−1”に変換したもの)で、チップ毎に前述した相関演算をした数値である。
「3bit A/Dでの相関値」107で、1ビット=15チップの終わりのチップ(チップ時刻17と24)に太字の“14”で表記した「相関値のAとBに対応した2つのピーク」があり、正確に2つの送信機からの受信信号を各々、2値信号(情報信号)に復調できることを示している。
図5のブロック図において、信号のビット数は異なるが、信号処理の流れとしては、図3のブロックとは、3値変換器(3値変換手段)56と3値変換器(3値変換手段)57を除いて同じであるので、図5の説明は省略する。
「3bit A/Dでの相関値」107は、図5の「m bit」のm=3となる。
直交検波し、累積後のデータを1ビット(1、−1)にすることは、受信信号が1つの場合は存在しない「受信振幅0」という状態を表現できない。
図4に示した従来の方式例の「受信信号1bit A/D」108では、受信信号106の“−2”と“−1”は、“−1”に、“2“と“1“は“1“に変換されるが、“0”は変換できないので、ここでは変換確率を50%として、“0”の出現順に“1”と“−1”を交互に割当てた。
本実施の形態による値変換方式では、相関値計算に使用する「累積後の3値」110は、受信信号106の“−2”と“−1”は“−1”に、“2”と“1”は“1”に、“0”は“0”に変換される。
同様に、「累積後の3値」110で相関計算をしたものが、「累積後の3値での相関値」111であり、「3bit A/Dでの相関値」107に比べ相関ピーク値は低くなっているが、正しくピーク検出ができるので、2値データに正しく復調できることを示している。
即ち、本実施の形態によれば、周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を1ビットの量子化信号49に変換するA/D変換手段45として1ビットA/D変換器を用いていても、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調できる。
従って、本実施の形態によれば、受信する位相偏移変調信号を周波数ダウンシフトした中間周波数の信号を1ビットのA/D変換手段(A/D変換器)により1ビットの量子化信号に変換しているが、同時に複数の信号を受信した場合でも正しく復調することが可能であり、小型で安価なスペクトル拡散通信の受信機を実現できるので、車両用電子キーシステムのような用途向けには好適である。
また、本実施の形態によるスペクトル拡散通信の受信機において、第1の基準位相信号および第2の基準位相信号を矩形波信号とすることにより、同様にデジタル回路構成が簡単になるという利点がある。
5 デジタル処理部 6 2値受信データ
40 BPF(バンドパスフィルタ) 41 増幅器
42 局部発振器 43 乗算器
44 LPF(低域通過フィルタ) 45 A/D変換手段
49 1ビットの量子化信号 50 発振器
50a 第1の基準位相信号 51 移相手段
52 第1の乗算手段 53 第2の乗算手段
54 第1の累積手段 55 第2の累積手段
56 第1の3値変換手段 57 第2の3値変換手段
60〜63 DMF(デジタル整合フィルタ)
64、65 演算器 68 2値符号化演算部
200 直交検波手段 300 逆拡散部
Claims (3)
- スペクトル拡散により拡散した情報信号を位相偏移変調して通信を行うスペクトル拡散通信の受信機であって、
受信する位相偏移変調信号を中間周波数の信号にダウンシフトする周波数ダウンシフト手段と、
前記周波数ダウンシフト手段から出力する中間周波数の信号を1ビットの量子化信号に変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段により変換された前記量子化信号と発振器で生成される第1の基準位相信号とを乗算する第1の乗算手段、前記第1の乗算手段の出力を所定時間累積する第1の累積手段、前記第1の累積手の出力を3値変換する第1の3値変換手段、前記第1の基準位相信号をπ/2移相して前記第1の基準位相信号と直交する第2の基準位相信号を生成する移相手段、前記量子化信号と前記第2の基準位相信号とを乗算する第2の乗算手段、前記第2の乗算手段の出力を所定時間累積する第2の累積手段、前記第2の累積手段の出力を3値変換する第2の3値変換手段とで構成される直交検波手段と、
前記直交検波手段の前記第1の3値変換手段および前記第2の3値変換手段から出力する3値変換された信号を逆拡散して2値符号化された2値受信データを得る逆拡散手段を備えていることを特徴とするスペクトル拡散通信の受信機。 - 前記第1の累積手段および第2の累積手段は低域通過フィルタであることを特徴とする請求項1に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
- 前記第1の基準位相信号および第2の基準位相信号は矩形波信号であることを特徴とする請求項1または2に記載のスペクトル拡散通信の受信機。
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