PT98079B - Sistema e processo para gerar sinais em forma de onda num sistema telefonico celular cdma - Google Patents

Description

DESCRICÃO

DA

PATENTE DE INVENÇÃO

N.° 98.079

REQUERENTE: QUALCOMM, INC., norte-americana, com sede em 10555 Sorrento Valley Road, San Diego, Califórnia 92121, Estados Unidos da América x'

EPÍGRAFE: Sistema e processo para gerar sinais em forma de onda num sistema telefónico celular CDMA

INVENTORES:Klein S. Gilhousen,

Irwin M. Jacobs,

Robert Padovani,

Lindsay A. Weaver, Jr.,

Charles E. Wheatley, III,

Andrew J. Viterbi,

Reivindicação do direito de prioridade ao abrigo do artigo 4.° da Convenção de Paris de 20 de Março de 1883.

U.S.A., 25 de Junho de 1990, sob ο N2.: 07/543,496

M!

QUALCOMM, INC.

SISTEMA. E PROCESSO PARA GERAR SINAIS EM FORMA DE ONDA NUM SISTEMA TELEFÕNICO CELULAR CDMA

FUNDAMENTO DA INVENÇÃO

I. CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção refere-se aos sistemas telefónicos celulares. Mais especificamente, a presente invenção refere-se a um sistema novo e aperfeiçoado e a um processo novo e aperfei\çoado para a comunicação de informações, num sistema telefónico móvel celular ou sistema telefónico móvel por'satélites, usando sinais de comunicação com dispersão do espectro.

II. DESCRIÇÃO DA TÉCNICA RELACIONADA

A utilização das técnicas de modulação CDMA (Code Division Multiple Acess - Acesso múltiplo por divisão do código) é uma das várias técnicas para facilitar as comunicações onde existe um grande número de utilizadores do sistema. Outras técnicas de sistemas de comunicação com acesso múltiplo, tais como os esquemas de acesso múltiplo por divisão do tempo (TDMA),

2de acesso múltiplo por divisão da frequência (FDMA) e esquemas de modulação de amplitude AM, tais como a modulação de amplitude com transmissão de uma banda lateral única com compressao-expansao (companded) (ACSSB) são conhecidas na técnica.

Contudo, a técnica de modulação por dispersão do espectro CDMA tem vantagens importantes sobre estas técnicas de modulação para sistemas de comunicação com acesso múltiplo. A utilização de técnicas CDMA num sistema de comunicação com acesso múltiplo está descrita na patente de invenção US 4 901 307, publicada em 13 de Fevereiro de 1990 e intitulada Spread Spectrum Multiple Acess Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters, concedida â cessionãria da presente invenção, descrição que se incorpora aqui por referência.

Na patente de invenção agora mencionada, dá-se a conhecer uma técnica de acesso múltiplo na qual um grande número de utilizadores dos sistemas telefónicos móveis, cada um dos quais possui um emissor-receptor, comunicam através de repetidores de satélite ou de estações de base terrestres (também designadas por estações locais celulares ou, abreviadamente, células), utilizando sinais de comunicação por dispersão do espectro em acesso múltiplo por divisão do código (CDMA). Quando se utilizam comunicações CDMA, o espectro de frequências pode ser reutilizados várias vezes, permitindo assim um aumento na capacidade de ligação de utilizadores ao sistema. A utilização do CDMA conduz a um rendimento espectral muito mais elevado do que o que pode

-3obter-se com outras técnicas de acesso múltiplo.

canal de um satélite sofre tipicamente um desvanecimento (fading), que ê caracterizado como desvanecimento de Rician. Em conformidade com isso, o sinal recebido consiste numa componente directa somada com uma componente reflectida múltipla mente, com uma estatística de desvanecimento de Rayleigh. A relaçao de potência entre as componentes directa e reflectida é tipicamente da ordem de 6 a 10 dB, conforme as características da antena da unidade movei e do ambiente em torno desta última.

Em contraste com o canal de um satélite, o canal terrestre sofre um desvanecimento do sinal que tipicamente consiste na componente com desvanecimento com a estatística Rayleigh, sem uma componente directa. Assim, o canal terrestre apresenta um ambiente de desvanecimento mais severo do que o do canal de satélite, no qual o desvanecimento de Rician é a caracte. rística dominante do desvanecimento.

A característica de desvanecimento de Rayleigh no sinal do canal terrestre é provocada pelo facto de o sinal ser reflectido devido a muitas características diferentes próprias do ambiente físico. Como consequência disso, um sinal chega ao receptor de uma unidade móvel de muitas direcções, com atrasos de transmissão diferentes. Nas bandas UHF usualmente utilizadas para as comunicações de rádio com unidades móveis, incluindo as

-4dos sistemas telefónicos móveis celulares, podem verificar-se diferenças de fase significativas nos sinais que percorreram trajectos diferentes. A possibilidade de soma destrutiva dos sinais daí resultante pode, em certas ocasiões, provocar um desvanecimento profundo.

desvanecimento dos canais terrestres depende muito da posição física da unidade móvel. Uma pequena variaçao de posição da unidade móvel modifica os atrasos físicos de todos os trajectos de propagação do sinal, donde resulta ainda uma diferença de fase de cada trajecto. Assim, o movimento da unidade móvel através do ambiente pode conduzir a uma processo de desvanecimento variando muito rapidamente. Por exemplo, na faixa de frequências radioeléctricas do sistema celular de 850 MHz, este desvanecimento pode ser tão rápido como um desvanecimento por segundo, por 1,6 Km (1 milha/hora) de velocidade do veículo. Um desvanecimento assim tão severo pode ser extremamente disruptivo para os sinais no canal terrestre, conduzindo a uma mã qualidade das comunicações. Pode utilizar-se uma potência adicional no emissor para resolver o problema do desvanecimento. Porém, um tal aumento da potência afecta quer o utilizador, com um consumo de energia excessivo, quer o sistema, por se aumentar a interferência.

As técnicas de modulação CDMA descritas na patente de invenção US 4 901 307 oferecem muitas vantagens em relação às técnicas de modulação com faixa estreita usadas em sistemas de

comunicação que utilizam repetidores de satélite ou terrestres.

canal terrestre poe problemas espaciais a qualquer sistema de comunicações em particular no que respeita aos sinais que seguem vários trajectos. A utilização das técnicas CDMA permite vencer esses problemas especiais do canal terrestre, mitigando o efeito adverso dos trajectos múltiplos, por exemplo o referido desvenecimento, ao mesmo tempo que se exploram as suas vantagens.

Num sistema telefónico celular CDMA, pode usar-se a mesma faixa de frequências para as comunicações em todas as células. As caracteristicas dos sinais com forma de onda CDMA que proporcionam um ganho no processamento são também usadas para fazer a discriminação entre sinais que ocupam a mesma faixa de frequências. Além disso, a modulação de pseudo-ruído (PN) permite que sejam separados muitos trajectos diferentes de propagação, desde que a diferença dos atrasos nos trajectos exceda a duração de um segmento (chip) de ruído, isto é, o inverso da largura de faixa (1/largura de faixa). Se se utilizar uma frequência de segmentos de ruído de aproximadamente 1 MHz num sistema CDMA, pode empregar-se o ganho total do processamento com dispersão do espectro, igual ã relação entre a largura de faixa e a velocidade de transmissão de dados, contra trajectos cujo atraso difere em mais de um microssegundo do trajecto desejado. Um diferencial de um microssegundo no atraso no trajecto corresponde a um diferencial da distância no trajecto de aproximadamente 305 m (1 000 pés). 0 ambiente urbano proporciona tipicamente diferenciais dos

-6atrasos nos trajectos do sinal superiores a um microssegundo, e até 10 a 20 microssegundos têm sido registados em algumas áreas.

Nos sistemas de modulação de faixa estreita, tais como a modulação FM analógica usada pelos sistemas telefónicos convencionais, da existência de trajectos múltiplos resulta um desvanecimento severo devido aos trajectos múltiplos. Mas com a modulação de faixa larga CDMA, os diferentes trajectos podem ser discriminados relativamente ao processo de desmodulação. Esta descriminaçao reduz grandemente a severidade do desvanecimento devido aos trajectos múltiplos. O desvanecimento por trajectos múltiplos não é totalmente eliminado pela utilização das técnicas de discriminação CDMA porque existirão ocasionalmente trajectos com diferenciais de atraso inferiores à duração do segmento de ruído para esse sistema particular. Os sinais com atrasos nos trajectos dessa ordem de grandeza não podem ser discriminados no desmodulador, donde resulta um certo grau de desvanecimento.

Ê portanto desejável que seja proporcionada qualquer forma de diversidade que permita que um sistema reduza o desvanecimento. A diversidade é uma solução para mitigar os efeitos deletérios do desvanecimento. Há três tipos principais de diversidade: a diversidade no tempo, a diversidade na frequência e a diversidade no espaço.

-Ί-

Α diversidade no tempo pode obter-se melhor usando a repetição, o entrelaçamento no tempo e a detecção e codificação de erros, que é uma forma de repetição. A presente invenção utiliza cada uma destas técnicas como uma forma de diversidade no tempo.

sinal CDMA, pela sua natureza inerente de ser um sinal de faixa larga oferece uma forma de diversidade de frequência dispersando a energia do sinal por uma grande largura de faixa. Portanto, o desvanecimento selectivo na frequência afecta apenas uma pequena parte da largura de faixa do sinal CDMA.

A diversidade de espaço ou de trajecto é obtida proporcionando trajectos múltiplos ao sinal através de secções de transmissão simultâneas a partir de um utilizador móvel, através de uma ou mais células da rede. Além disso, a diversidade de trajectos pode ser obtida explorando o ambiente multitrajecto através do espectro disperso permitindo que um sinal que chega com atrasos de propagação diferentes seja recebido e processado separadamente. No pedido de patente de invenção norte-americana copendente, intitulado Short Handoff in a CDMA

Cellular Telephone System, NQ 07/433 030, depositado em 7 de

Novembro de 1989 e no pedido de patente de invenção norte-americano copendente intitulado Diversity Receiver in a CDMA Cellular

Telephone System, NQ 07/432 552, também depositado em 7 de

Novembro de 1989, ambos cedidos ã cessionãria da presente invenção, estão ilustrados exemplos de diversidade de trajectos.

Os efeitos prejudiciais do desvanecimento podem ainda ser controlados em certa medida num sistema CDMA. controlando a potência do emissor. No pedido de patente de invenção norte-americana copendente intitulado Method and Apparatus for Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular Mobile Telephone System, NQ 07/433 031, depositado em 7 de Novembro de Í989, também da cessionãria da presente invenção, está descrito um sistema para o controlo da potência para as unidades das células e dos postos móveis.

As técnicas CDMA descritas na patente de invenção norte-americana US 4 901 307 consideravam a utilização de modulação e desmodulação coerentes nos dois sentidos da secção de transmissão nas comunicações móvel-satélite. Por conseguinte, descreve-se aí a utilização de um sinal de portadora piloto como referência de fase coerente para a secção de transmissão do satélite para o móvel e na secção de transmissão da célula para o móvel. Mas no ambiente celular terrestre, a severidade do desvane cimento devido aos trajectos múltiplos, com a disrupção de fase resultante no canal, impede a utilização da técnica de desmodulação coerente para a secção de transmissão do móvel para a célula. A presente invenção proporciona um meio para dominar os efeitos prejudiciais dos trajectos múltiplos na secção de trans-9missão do movei para a célula, utilizando técnicas de modulação e desmodulação não coerentes.

As técnicas CDMA, como foram descritas na patente de invenção US 4 901 307, contemplam ainda a utilização de sequências PN relativamente longas, sendo cada um dos canais de utilizador atribuído a uma sequência PN diferente. A correlação cruzada entre as sequências PN diferentes e a autocorrelação de uma sequência PN para todos os desvios de tempo diferentes de zero tem sempre um valor médio igual a zero, o que permite que possam ser discriminados depois da recepção os diferentes sinais dos utilizadores.

Mas tais sinais PN não são ortogonais. Embora a media das correlações cruzadas seja zero, para um intervalo de tempo curto, por exemplo a duração de um bit de informação, a correlação cruzada segue uma distribuição binomial. Desse modo, os sinais interferem uns com os outros de uma maneira muito semelhante à que se verificaria se esses sinais fossem ruídos gaussiano com grande largura de faixa com a mesma densidade espectral de potência. Assim, os outros sinais de utilizadores, ou o ruído da interferência mútua, limitam em última análise a capacidade que pode ser obtida.

A existência de trajectos múltiplos pode proporcionar diversidade de trajectos para um sistema PN CDMA de faixa larga.

Se estiverem disponíveis dois ou mais trajectos com um atraso diferencial dos trajectos maiores do que 1 microssegundos, podem utilizar-se dois ou mais receptores PN para receber separadamente estes sinais. Como estes sinais apresentarão tipicamente independência no desvanecimento devido aos trajectos múltiplos, isto é, eles usualmente não terão desvanecimento conjuntamente, as saídas dos dois receptores podem ser combinadas em diversidade. Portanto, uma perda de eficiência apenas ocorre quando ambos os receptores tiverem desvanecimentos ao mesmo tempo. Portanto, um aspecto da presente invenção é proporcionar dois ou mais receptores PN em combinação com um combinador de diversidade. Para explorar a existência de sinais com trajectos múltiplos, para combater o desvanecimento, é necessário utilizar uma forma de onda que permita executar as operaçoes de combinação da diversidade de trajectos múltiplos.

Portanto, um objecto da presente invenção consiste em proporcionar a geração de sequências PN que sejam ortogonais de modo a reduzir a interferência mútua, permitindo assim uma maior capacidade de utilizadores e admitir a diversidade de trajectos, combatendo-se assim o desvanecimento.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

A implementação das técnicas de comunicação com dispersão do espectro, em particular as técnicas CDMA, no

ambiente das redes telefónicas celulares de telefones móveis, proporciona características que aumentam amplamente a fiabilidade do sistema e a sua capacidade, em relação a outras técnicas dos sistemas de comunicações. As técnicas CDMA, como atrás foram mencionadas, permitem ainda resolver problemas tais como o desvanecimento e as interferências, de maneira simples. Por conseguinte, as técnicas CDMA promovem ainda uma maior reutilização de frequências, permitindo assim um aumento substancial do número de utilizadores do sistema.

A presente invenção é um processo e um sistema novos e aperfeiçoados para construir sequências PN que proporcionam a ortogonalidade entre os utilizadores, de modo que se reduz a interferência mútua, permitindo uma capacidade mais elevada e uma maior eficiência das secções de transmissão. Com códigos PN ortogonais, a correlação cruzada é igual a zero num intervalo de tempo predeterminado, resultando dai a ausência de interferência entre os códigos ortogonais, apenas desde que as tramas temporais do código estejam alinhadas entre si temporalmente.

Numa forma de realização considerada como exemplo, os sinais sao transmitidos entre uma célula e as unidades móveis utilizando sinais de comunicação com dispersão do espectro em sequências directas. Na secção de transmissão da célula para a unidade móvel, definem-se canais piloto, de cincronização, de chamamento (paging) e vocais. A informação transmitida nos canais da secção de transmissão da célula para a unidade móvel é em geral codificada, entrelaçada, modulada por desvio de fase bifãsica (BPSK) com cobertura ortogonal de cada símbolo BPSK, juntamente com modulação de desvio de fase em quadratura (QPSK) para dispersão dos símbolos cobertos.

Na secção de transmissão da unidade móvel para a célula, definem-se canais de acesso e canais vocais. A informação transmitida nos canais da secção de transmissão da unidade móvel para a célula é, em geral, codificada, entrelaçada, transmitindo-se sinais ortogonais, juntamente com dispersão por modulação QPSK.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As caracteristicas, objectos e vantagens da presente invenção tornar-se-ão mais evidentes a partir da descrição de pormenor apresentada adiante, com referência aos desenhos, nos quais as referências iguais identificam correspondentemente os mesmos elementos em toda a descrição.

As figuras representam :

A fig. 1, uma vista geral esquemática de um sistema telefónico celular CDMA dado como exemplo;

A fig. 2, um esquema de blocos do equipamento local da célula, tal como é implementado no sistema telefónico celular CDMA;

A fig. 3, um esquema de blocos do receptor na estação da célula;

A fig. 4, um esquema de blocos do modulador de emissão na estação da célula;

A fig. 5, um exemplo de diagrama de tempos da sincronização de símbolos no canal de sincronização;

A fig. 6, um diagrama de tempos dado como exemplo da distribuição de tempos do canal de sincronização com cobertura ortogonal;

A fig. 7, um exemplo do diagrama de tempos da distribuição de tempos global na secção de transmissão da célula para a unidade móvel;

A fig. 8, um esquema de blocos de equipamento da estação de comutação do sistema telemóvel;

A fig. 9, um esquema de blocos de um telefone de uma unidade móvel com configuração para comunicações CDMA num sistema telefónico celular CDMA;

-14A fig. 10, um esquema de blocos do receptor da unidade móvel;

A fig. 11, um esquema de blocos do modulador de emissão da unidade móvel;

A fig. 12, um exemplo de diagrama de tempos da secção de transmissão da unidade móvel para a célula para a taxa de dados variável com transmissão por rajadas (burst transmission);

e

A fig. 13, um exemplo de diagrama de tempos da distribuição de tempos global da secção de transmissão da unidade móvel para a célula.

DESCRIÇÃO DE PORMENOR DAS FORMAS DE REALIZAÇÃO PREFERIDAS

Num sistema telefónico celular CDMA, cada estação de célula tem uma pluralidade de unidades moduladoras-desmoduladoras ou modemes de espectro disperso. Cada modem consiste num de transmissão digital de espectro disperso, pelo menos um receptor de dados digitais de espectro disperso e um receptor buscador. Cada modem no local da célula está atribuído a uma unidade móvel, como é necessário para facilitar as comunicações com a unidade móvel associada.

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Num sistema telefónico celular CDMA utiliza-se um esquema flexível de transferência de célula para célula, no qual se atribui um novo modem na estaçao da célula a uma unidade móvel enquanto o antigo modem na estação da célula continua em serviço na chamada. Quando a unidade móvel se situa na zona de transição entre as duas células, a chamada pode ser comutada para trás e para diante entre as estações das células conforme for ditado pela intensidade do sinal. Como a unidade móvel está sempre a comunicar através de pelo menos um modem da estação de uma célula, verificar-se-ão poucos efeitos de disrupção para a unidade móvel ou em serviço. A unidade móvel utiliza assim receptores múltiplos para ajustar o referido processo de transferência ou transiçao além de uma função de diversidade para mitigar os efeitos do desvanecimento.

No sistema telefónico celular CDMA, cada estação de célula emite um sinal de portatora piloto. Se a célula estiver dividida em sectores, cada sector tem um sinal piloto diferente associado, no interior da célula. 0 sinal piloto ê usado pelas unidades móveis para obter a sincronização inicial com o sistema e proporcionar um seguimento sólido, no tempo, na frequência e na fase, dos sinais transmitidos da estação da célula. Cada estação de célula transmite também informação modulada com espectro disperso, por exemplo a identificação da estação da célula, a distribuição de tempos do sistema, informação de chamamento de unidades móveis e vãrios outros sinais de controlo.

sinal piloto transmitido por cada sector de cada célula é do mesmo código de dispersão mas com um desvio de fase do código diferente. 0 desvio de fase permite que se distingam os sinais piloto uns dos outros, distinguindo assim as estações ou sectores das células que os originam. A utilização do mesmo sinal piloto permite que a unidade móvel encontre a sincronização da distribuição de tempos do sistema por uma única busca através de todas as fases de código do sinal piloto. 0 sinal piloto mais forte, tal como é determinado por um processo de correlação para cada fase de código, é facilmente identificável. 0 sinal piloto mais forte identificado, geralmente corresponde ao sinal piloto transmitido pela estação de célula mais próxima. Mas é sempre usado o sinal piloto mais forte, quer seja ou não transmitido pela estação de célula mais próxima.

Depois da aquisição do sinal piloto mais forte, isto é, da sincronização inicial da unidade móvel com o sinal piloto mais forte, a unidade móvel busca uma outra portadora destinada a ser recebida por todos os utilizadores do sistema na célula. Esta portadora, chamada canal de sincronização, transmite uma mensagem de difusão contendo informação do sistema para ser usada pelas unidades móveis no sistema. A informação do sistema identifica a estação de célula e o sistema, além de transportar informação que permite que os códigos PN, as tramas de entrelaçamento, os codificadores dos sinais telefónicos (vocoders) e outras informações de distribuição de tempos do sistema usados pelas unidades

-17móveis sejam sincronizados, sem busca adicional. Um outro canal, designado por canal de chamamento, pode também ser proporcionado para transmitir mensagens para as unidades móveis indicando que chegou uma chamada para as mesmas, e responder com atribuições de canais quando uma unidade móvel inicia uma chamada.

A unidade móvel continua a explorar o código do sinal da portadora piloto recebida, procurando os desvios de código correspondentes aos sinais do sector vizinho da estaçao de célula ou do piloto transmitido vizinho. Esta exploração é feita para determinar se um sinal piloto que provém de um sector ou célula vizinhos está a ser recebido mais forte do que o sinal piloto primeiramente determinado como o mais forte. Se, enquanto se está neste modo inactivo da chamada, o sinal piloto de um sector vizinho ou de uma estação de célula vizinha se tornar mais forte do que o do sector de célula ou da estação de célula iniciais, a unidade móvel adquirira os sinais piloto mais fortes e o canal de sincronização e de chamamento correspondente do novo sector ou da nova estação de célula.

Quando se inicia uma chamada, é determinado um endereço de código de pseudo-ruído (PN) para ser usado no decurso desta chamada. 0 endereço do código pode ou ser atribuído pela estação da célula ou ser determinado por uma combinação prévia baseada na identidade da unidade móvel. Depois de se ter iniciado uma chamada, a unidade móvel continua a explorar o sinal piloto trans-18-

mitido pela estaçao da célula através da qual são estabelecidas as comunicações além do sinal piloto de sectores ou células vizinhas. A exploração do sinal piloto continua para determinar se um dos sinais piloto transmitido do sector ou da célula vizinhos se torna mais forte do que o sinal piloto transmitido pela estação da célula com a qual a unidade móvel estã em comunicação. Quando o sinal piloto associado com a célula ou sector de célula vizinhos se tornar mais forte do que o sinal piloto da célula ou sector de célula corrente, isso é uma indicaçao para a unidade móvel de que se entrou numa nova célula ou num sector de célula e que deve ser iniciada uma transferência de célula ou de sector de célula para outra ou outro.

Na fig. 1 estã ilustrado um exemplo de um sistema telefónico realizado de acordo com a presente invenção. 0 sistema ilustrado na fig. 1 utiliza técnicas de modulação com o espectro disperso, na comunicação entre as unidades móveis ou telefones móveis do sistema e as estações das células. Os sistemas celulares nas grandes cidades podem ter centenas de estações locais de células servindo centenas de milhares de telefones móveis. A utilização das técnicas de espectro disperso, em particular o CDMA, facilitam de maneira mais simples o aumento da capacidade de assinantes nos sistemas desta dimensão, quando comparados com os sistemas celulares com modulação FM convencionais.

Na fig. 1, o controlador e comutador do sistema (10), também designado por estação de comutação de telemóvel (MTSO), inclui tipicamente circuitos de interface e de processamento para proporcionar o controlo do sistema nas estações das células. O controlador (10) também controla o encaminhamento das chamadas telefónicas da rede telefónica comutada pública (PSTN) para a estação de célula apropriada para transmissão para a unidade móvel apropriada. 0 controlador (10) também controla o encaminhamento de chamadas das unidades móveis, através de pelo menos uma estação celular, para a PSTN. 0 controlador (10) pode estabelecer chamadas entre os assinantes móveis através de estações de células apropriadas visto que as unidades móveis tipicamente não comunicam directamente entre si.

controlador (10) pode ser acoplado âs estações das células por vãrios meios, tais como linhas telefónicas exclusivas, secções de transmissão de fibras ópticas ou sectores de transmissão por micro-ondas. Na fig. 1, estão ilustradas duas de tais estações de célula, (12) e (14), e duas unidades móveis (16) e (18), que incluem um telefone para redes celulares. As estações de célula (12) e (14), como aqui se descreve e está ilustrado nos desenhos, são consideradas como servindo uma célula inteira. Mas deve entender-se que a célula pode ser dividida geograficamente em sectores, sendo cada sector tratado como uma área de cobertura diferente. Por conseguinte, fazem-se transferências de serviço entre sectores de uma mesma célula, como aqui se descreve para

células múltiplas, enquanto tem de obter-se diversidade também entre sectores, tal como para as células.

Na fig. 1, as linhas com setas (20a-20b) e (22a-22b) definem respectivamente os troços de comunicação possíveis entre a estação de célula (12) e as unidades móveis (16) e (18). Analogamente, as linhas com setas (24a-24b) e (26a-26b) definem respectivamente os troços de comunicação possíveis entre a estação de célula (14) e as unidades móveis (16) e (18). As estações de células (12) e (14) emitem nominalmente usando uma potência igual.

As áreas de serviço das estações de célula, ou células, são determinadas com formas geográficas tais que a unidade móvel normalmente esteja o mais próxima possível de uma estação de célula e dentro de um sector de célula quando a célula é dividida em sectores. Quando a unidade móvel estã inactiva, isto é, não tem chamadas em curso, a unidade móvel segue as emissões de sinais piloto provenientes de cada uma das estações de célula vizinhas e, se for aplicável, de um sector de célula cuja célula está dividida em sectores. Como se ilustra na fig. 1, os sinais piloto são respectivamente emitidos para a unidade móvel (16) pelas estações de célula (12) e (14) através das linhas de comunicação de fronteira exterior ou dianteira (20a) e (26a). A unidade móvel (16) pode determinar qual a célula que se encontra em acção de comparação de sinal em sinais piloto transmitidos pelas estações de célula (12) e (14).

No exemplo ilustrado na fig. 1, a unidade móvel (16) pode ser considerada a estação local da célula mais próxima (12). Quando a unidade móvel (16) iniciar uma chamada, é transmitida uma mensagem de controlo para a estação de célula mais próxima, a estação de célula (12). A estação de célula (12) ao receber a mensagem de pedido de chamada transfere o numero chamado para o controlador (10) do sistema. 0 controlador (10) do sistema liga então a chamada através da rede PSTN para o receptor prentendido.

Se for iniciada uma chamada no interior da rede PSTN, o controlador (10) transmite a informação da chamada para as estações de célula na ãrea. Em resposta, as estações de célula transmitem uma mensagem de chamamento no interior de cada área de cobertura respectiva destinada ao utilizador móvel do receptor chamado. Quando a unidade móvel receptora pretendida ouve a mensagem de chamamento, ela responde com uma mensagem de controlo que ê transmitida para a estação de célula mais próxima. Esta mensagem de controlo sinaliza para o controlador do sistema que esta estação de célula particular está em comunicação com a unidade móvel. 0 controlador (10) encaminha então a chamada através desta estação de célula para a unidade móvel. Se a unidade móvel (16) se deslocar para fora da ãrea de cobertura da estação de célula inicial, a estação de célula (12), faz-se uma tentativa para continuar a chamada encaminhando a chamada através de uma outra estaçao de célula.

-22Relativamente aos sistemas telefónicos celulares, a Federal Communications Commission (FCC) atribuiu um total de 25 MHz às secções de transmissão entre as unidades móveis e as estações das células e 25 MHz para as secções de transmissão entre as estações de célula e as unidades móveis. A FCC dividiu a atribuição igualmente entre os dois fornecedores de serviço, um dos quais é a companhia telefónica por fios da área de serviço e o outro escolhido por sorteio. Devido â ordem pela qual as atribuições foram feitas, os 12,5 MHz atribuídos a cada portadora para cada sentido da secção de transmissão são ainda subdivi didos em duas subfaixas. Para as portadoras por fios, cada uma das subfaixas tem 10 MHz e 2,5 MHz de largura. Para as portadoras sem fios, as subfaixas são, cada uma, de 11 MHz e 1,5 MHz. Assim, pode colocar-se uma largura de faixa do sinal inferior a 1,5 MHz em uma qualquer das subfaixas, enquanto a largura de faixa inferior a 2,5 MHz pode ser colocada em todas as subfaixas menos uma.

Para preservar a flexibilidade máxima na atribuição da técnica CDMA ao espectro de frequências disponível na rede celular, a onda utilizada no sistema telefónico celular deve ter uma largura de faixa inferior a 1,5 MHz. Uma boa segunda escolha seria uma largura de faixa de cerca de 2,5 MHz, deixando uma flexibilidade completa para as portadoras celulares por fios e uma flexibilidade quase completa para as portadoras celulares sem fios. Enquanto a utilização de uma largura de faixa maior tem

a vantagem de oferecer uma discriminação multitrajecto maior, hã inconvenientes sob a forma de maiores custos dos equipamentos e menor flexibilidade na atribuição de frequências dentro da largura de faixa atribuída.

Num sistema telefónico celular com espectro disperso, tal como o que se ilustra na fig. 1, a concepção preferida da forma de onda implementada implica uma portadora com espectro disperso de pseudo-ruído directa. A frequência de segmentos de pseudo-ruído PN escolhida é 1,2288 MHz, na forma de realização preferida. Esta frequência de segmentos de pseudo-ruído ê escolhida de modo que a largura de faixa resultante, cerca de 1,25 MHz, depois da filtragem, seja aproximadamente um décimo da largura total de faixa atribuída a uma portadora do serviço da rede celular.

Uma outra consideração na escolha da frequência de segmentos de ruído exacta ê que e desejável que essa frequência seja divisível exactamente pelas frequências de dados em faixa básica a utilizar no sistema. É também desejável que o divisor seja uma potência de dois. Na forma de realização preferida, a frequência de dados na faixa básica é de 9 600 bits por segundo, o que leva a uma escolha de 1,2288 MHz, 128 vezes 9 600, para a frequência de segmentos de ruído.

Na secção de transmissão entre a célula e a unidade móvel, as sequências binárias usadas para dispersar o espectro são construídas a partir de dois tipos diferentes de sequências, com propriedades diferentes um do outro, para proporcionar funções diferentes. Hã um código exterior que é compartilhado por todos os sinais numa célula ou sector, que ê usado para discriminar entre sinais multitrajecto. 0 código exterior é também usado para discriminar entre sinais transmitidos por células ou sectores diferentes para as unidades móveis. Hã também um código interior que ê usado para discriminar entre sinais dos utilizadores transmitidos por sector ou célula individuais.

A concepção da forma de onda da portadora, na forma de realização preferida para os sinais transmitidos das estações de célula, utiliza uma portadora sinusoidal que é modulada quadrifasicamente (com quatro fases) por um par de sequências PN binárias que proporcionam o código exterior transmitido por uma célula ou sector individual. As sequências são geradas por dois geradores de PN diferentes com o mesmo comprimento das sequências Uma sequência bifásica modula o canal em fase (canal I) da portadora e a outra sequência bifásica modula o canal em quadratura (Canal Q). Os sinais resultantes são somados para formar uma portadora quadrifásica compósita.

Embora os valores de um zero lógico e de um um lógico sejam usados convencionalmente para representar as sequen-25-

cias binárias, as tensões de sinal usadas no processo de modulação são +V volts para um um lógico e -V volts para um zero lógico. Para modular bifasicamente um sinal sinusoidal, multiplica-se uma sinusoide de valor médio nulo pelo nível de tensão +V ou -V, controlado pelas sequências binárias, usando um circuito multiplicador. 0 sinal resultante pode então ser limitado na sua largura de faixa, passando por um filtro de faixa. É também conhecido na técnica o processo de fazer com que a corrente da sequência passe por um filtro de faixa antes da multiplicação pelo sinal sinusoidal, invertendo assim a ordem das duas operações. Um modulador quadrifãsico consiste era dois moduladores difãsicos comandados, cada um, por uma sequência diferente e tendo os sinais sinusoidais usados nos moduladores bifãsicos um desfasamento de 90° entre si.

Numa forma de realização preferida, o comprimento escolhido para a portadora do sinal transmitido é escolhido com o valor de 32 768 segmentos. As sequências com este comprimento podem ser geradas por um gerador de sequências linear de comprimento máximo modificado, por adição de um bit Zero ã sequência de segmentos de 32 767 de comprimento.

A sequência resultante tem propriedades boas de correlação cruzada e de autocorrelação. As boas propriedades de correlação cruzada e de autocorrelação são necessárias para impedir a interferência mútua entre portadoras piloto transmitidas por células diferentes.

Uma sequência de pequeno comprimento como esta ê desejada para minimizar o tempo de aquisição das unidades móveis quando elas entram primeiro no sistema sem conhecimento da distri buição de tempos no sistema. Com a distribuição de tempos desconhecida, é necessário procurar o comprimento inteiro da sequência para determinar a distribuição de tempos correcta. Quanto mais comprida for a sequência, maior é o tempo que a busca dessa aquisiçao exige. Embora possam usar-se sequências mais curtas que 32 768, deve entender-se que, quando se reduz o comprimento das sequências, reduz-se o ganho do processamento do código. Quando se reduz o ganho no processamento, será também reduzida, talvez para níveis inaceitáveis, a rejeição da interferência devida aos trajectos múltiplos, sendo também reduzidas outras fontes. Assim, é vantajoso utilizar a sequência mais comprida possível que possa ser adquirida num tempo razoável. É também desejável usar os mesmos polinómios de código em todas as células de modo que a unidade móvel, não sabendo de que célula se trata quando adquire inicialmente a sincronização, pode obter a sincronização completa buscando um único polinómio de código.

Para simplificar o processo de sincronização, todas as células do sistema são sincronizadas umas com as outras. Na forma de realização dada como exemplo, a sincronização das células obtém-se sincronizando todas as células para uma referência temporal comum, o sistema de navegação por satélite Navstar Global Positioning que, por sua vez, é sincronizada pelo Universal Coordinated Time (UTC).

Os sinais das diferentes células são diferenciados proporcionando desvios no tempo das sequências básicas. A cada célula é atribuído um desvio temporal diferente em relação às sequências básicas diferente do das suas vizinhas. Na forma de realização preferida, o período de repetição 32 768 é dividido num conjunto de 512 desvios temporais. Os 512 desvios temporais estão separados por 64 segmentos. Cada sector de cada célula num sistema celular está também associado a um desvio temporal dos desvios considerados, para ser usado em todas as suas transmissões. Se houver mais de 512 sectores ou células no sistema, podem então os desvios ser reutilizados da mesma maneira como são reuti lizadas frequências no sistema celular de FM analógico presente. Numa outra concepção, pode usar-se um número de desvios temporais diferente de 512. Com um cuidado razoável na atribuição dos desvios temporais dos sinais piloto, nunca será necessário usar em células vizinhas desvios temporais vizinhos.

Todos os sinais transmitidos por uma célula ou por um dos sectores da célula compartilham os mesmos códigos PN exteriores para os canais I e Q. Os sinais são também dispersos com um código ortogonal interior usando funções de Walsh. Um sinal endereçado para um utilizador particular é multiplicado pelas sequências PN exteriores e por uma sequência de Walsh particular, ou por sequências de Walsh particulares, atribuídas pelo controlador do sistema, durante a chamada telefónica do utilizador. 0 mesmo código interior ê aplicado a ambos os canais I e Q, resul-28-

tando daí uma modulaçao que é efectivamente bifãsica para o código interior.

É bem conhecido nesta técnica que pode construir-se um conjunto de n sequências binárias ortogonais, cada uma com o comprimento n, para n igual a qualquer potência de 2, ver Digital Communications with Space Applications, S.W. Golomb e outros, Prentice-Hall, Inc. 1964, pág. 45-64. De facto, são também conhecidos conjuntos de sequências binárias ortogonais para a maior parte dos comprimentos múltiplos de 4 e menores do que 200. Uma classe de tais sequências, que é fácil gerar, é a chamada função de Walsh, também chamada matrizes de Hadamard.

Uma função de Walsh de ordem n pode ser definida recursivamente da seguinte maneira ;

W(n)

W(n/2), W(n/2) W(n/2), W’(n/2) onde W* indica o complemento lógico de W e W(l) = |0|. Assim :

W(2) =

0,0

0,1

W(4) =

Ο, Ο, ο, ο Ο, 1, ο, 1 ο, ο, 1, 1, Ο, 1, 1, Ο,

W(8) é ο seguinte :

W(8)

0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0

0, 1, 0, 1, 0, 1, 0, 1

0, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 1

0, 1, 1, ο, ο,-ι, 1, 0 Ο, 0, 0, 0, 1, 1, 1, 1

0, 1, 0, 1, 1, 0, 1, ο

Ο, Ο, 1, 1, 1, 1, ο, ο

Ο, 1, 1, Ο, 1, Ο, Ο, 1

Uma sequência de Walsh é uma das linhas de uma matriz de funções de Walsh. Uma função de Walsh de ordem n contém n sequências, cada uma com n bits.

Uma função de Walsh de ordem n (bem como outras funções ortogonais) tem a propriedade de, no intervalo de n símbolos de código, a correlação cruzada entre todas as sequências diferentes dentro do conjunto ser nula, desde que as sequências sejam alinhadas umas com as outras. Isso pode ver-se notando que cada

sequência difere de qualquer outra sequência em exactamente metade dos seus bits. Deve notar-se que há sempre uma sequência que contém apenas zeros e que todas as outras sequências têm metade de zeros e metade de uns.

As células e sectores vizinhos podem reutilizar as sequências de Walsh porque os códigos PN exteriores usados nas células e sectores vizinhos sao distintos. Devido aos tempos de propagação diferentes para os sinais entre um posto móvel particular e duas ou mais células diferentes, nao é possível satisfazer a condição de alinhamento temporal necessário para a ortogonalidade das funções de Walsh para ambas as células numissno instante. Assim, tem de colocar-se a fiabilidade no código PN exterior para proporcionar discriminação entre sinais que chegam ã unidade móvel a partir de células diferentes. Contudo, todos os sinais transmitidos por uma célula são ortogonais entre si, não contribuindo portanto para a sua interferência mútua. Isso elimina a maior parte da interferência na maioria dos locais, permitindo a obtenção de uma capacidade mais elevada.

sistema encara ainda que o canal vocal seja um canal de frequência variável, cuja taxa de dados pode ser variada de bloco de dados para bloco de dados, com um mínimo de sobreposição, necessária para controlar a taxa de dados em uso. 0 uso de taxas de dados variável reduz a interferência mútua eliminando transmissões desnecessárias quando não houver conversação telefónica útil a transmitir. Utilizam-se algoritmos dentro dos codificadores dos sinais telefónicos para gerar um número variável de bits em cada bloco do codificador de sinais telefónicos, de acordo com as variações da actividade de conversação. Durante a conversação activa, o codificador de sinais telefónicos pode produzir blocos de dados de 20 ms contendo 20, 80 ou 160 bits, conforme a actividade do assinante que fala. Ê vantajoso transmitir os blocos de dados num intervalo de tempo fixado fazendo variar a velocidade de transmissão. É ainda desejável não serem necessários bits de sinalização para informar o receptor de quantos bits estão a ser transmitidos.

Os blocos são ainda codificados utilizando um código de controlo de erros de redundância cíclica (CROC), que anexa ao bloco um conjunto adicional de bits de paridade, que podem ser usados para determinar se o bloco de dados foi ou não correctamente descodificado. Os códigos de controlo de erros CROC sao produzidos dividindo o bloco de dados por um polinómio binário predeterminado. O CROC consiste na totalidade ou numa parte dos bits do resto da divisão. O CROC é verificado no receptor reproduzindo o mesmo resto e fazendo a verificação para ver se os bits do resto são os mesmos que os bits de controlo regenerados.

Na presente invenção, o descodificador de recepção descodifica o bloco para ver se contém 160 bits, depois de novo para ver se tem 80 bits, etc. até terem sido ensaiados todos os comprimentos possíveis dos blocos. Calcula-se o CRCC para cada descodificação ensaiada. Se uma das descodificações ensaiadas for um CRCC correcto, o bloco de dados é aceite e passado para o codificador dos sinais vocais para o processamento ulterior. Se nenhuma das descodificações ensaiadas produzir um CRCC válido, os símbolos recebidos sao passados para o processador de sinais do sistema, onde podem efectuar-se optativamente outras operações de processamento.

No emissor da célula, faz-se variar a potência da onda transmitida quando variar a taxa de dados do bloco. A taxa de dados mais elevada utiliza a potência mais elevada da portadora. Quando a taxa de dados for menor do que a máxima, o modulador, além de baixar a potência, repete cada símbolo de dados codificado um certo número de vezes, como for necessário para atingir a velocidade de transmissão desejada. Por exemplo, para a velocidade de transmissão mais baixa, cada símbolo codificado é transmi tido quatro vezes.

No emissor móvel, mantém-se constante a potência de pico mas o emissor é desligado durante 1/2, ou 1/4 ou 1/8 do tempo, de acordo com o número de bits a transmitir no bloco de dados. As posições dos tempos de ligação do emissor variam de maneira pseudoaleatõria de acordo com o código do utilizador da unidade móvel endereçado.

SECÇÃO DE TRANSMISSÃO DA CÉLULA PARA O TELEFONE MÓVEL

-33Na forma de realização preferida, a dimensão n das funções de Walsh é feita igual a sessenta e quatro (n = 64) para a secção de transmissão célula-telefone móvel. Portanto, a cada um dos até sessenta e quatro sinais diferentes a transmitir é atribuída uma sequência ortogonal única.

A corrente de símbolos codificada com correcção de erros sem canal de retorno [Forward error correction (FEC)] para cada conversação telefónica é multiplicada pela sequência de Walsh que lhe é atribuída. A corrente de símbolos codificada pelas sequências de Walsh/FEC, para cada canal vocal é depois multiplicada pela onda codificada PN exterior. As correntes de símbolos dispersados resultantes são depois somadas para formar uma onda compósita.

A onda compósita resultante ê depois modulada sobre uma portadora sinusoidal, filtrada num filtro de faixa, transposta para a frequência de operação desejada, amplificada e irradiada pelo sistema da antena. Formas de realização alternativas da presente invenção podem trocar a ordem de algumas das operações que se acaba de descrever para formar o sinal transmitido da estação da célula. Por exemplo, pode ser preferível multi plicar cada canal vocal pela onda codificada PN exterior e efectuar a operação de filtragem antes da soma de todos os sinais

do canal a irradiar pela antena. É bem conhecido na técnica que podem permutar-se operações lineares para se obter várias vantagens de implementação e projectos diferentes.

A forma da onda da forma de realização preferida para o serviço celular utiliza a solução da portadora piloto para a secção de transmissão da célula para a unidade móvel, como se descreve na patente de invenção norte-americana N° 4 901 307. Todas as células transmitem portadoras piloto com o mesmo comprimento 32 768 das sequências, mas com desvios das distribuições de tempos diferentes para evitar interferências mútuas.

A onda piloto usa a sequência de Walsh tudo zeros, isto é, uma sequência de Walsh constituída só por zeros que se encontra em todos os conjuntos de funções de Walsh. A utilização da sequência de Walsh só com zeros para todas as portadoras piloto permite que a busca inicial de uma onda piloto ignore as funções de Walsh até ter sido obtida a sincronização do código exterior PN. A trama de Walsh é imobilizada no ciclo do código PN devido ao facto de o comprimento da trama de Walsh ser um múltiplo do comprimento da sequência PN. Por conseguinte, desde que os desvios de endereçamento das células do código PN sejam múltiplos de 64 segmentos (ou o comprimento da trama de Walsh) então a trama de Walsh fica implicitamente conhecida a partir do ciclo da distribuição de tempos do código PN exterior.

Todas as células numa área de serviço são alimentadas com sincronização exacta. Na forma de realização preferida, um receptor GPS em cada célula sincroniza a distribuição de tempos da onda local com o tempo coordenado universal (UTC). 0 sistema GPS (Global Positioning System - Sistema de Posicionamento Global) permite efectuar uma sincronização temporal com uma precisão superior a 1 microssegundo. A sincronização rigorosa das células é desejável para permitir a transferência fácil de chamadas entre células quando as unidades moveis se deslocam de uma célula para outra, com uma chamada em curso. Se as células vizinhas estiverem sincronizadas, a unidade movei não terá dificuldade de sincronização com a nova célula, facilitando-se desse modo a transferência suave.

A portadora piloto ê transmitida com um nível de potência mais elevado que o de uma portadora vocal típica, de modo a proporcionar uma maior relação sinal/ruído e uma margem maior de interferência para este sinal. A portadora piloto com um nível de potência mais elevado permite que a busca da aquisição inicial seja feita a grande velocidade e torna possível um seguimento muito rigoroso da fase da portadora piloto por meio de um circuito de seguimento da fase com largura de banda relativamente grande. A fase da portadora obtida pelo seguimento da portadora piloto ê usada como referência de fase da portadora para a desmodulação das portadoras moduladas pelos sinais de informação dos utilizadores. Esta técnica permite que muitas

portadoras de utilizador compartilhem um sinal piloto comum para referência de fase da portadora. Por exemplo, num sistema que transmite um total de quinze portadoras vocais simultâneas, sl portadora piloto podia ser atribuída uma potência de emissão igual a quatro portadoras vocais.

Além da portadora piloto, é transmitida pela estação da célula uma outra portadora destinada a ser recebida por todos os utilizadores do sistema na célula. Esta portadora, denominada canal de sincronização, também utiliza a mesma sequência PN, com o comprimento 32 768, para a dispersão do espectro, mas com uma sequência de Walsh pré-atribuída diferente. 0 canal de sincronização transmite uma mensagem de difusão contendo informação do sistema para ser usada pelas unidades móveis do sistema. A informação do sistema identifica a estação da célula e o sistema e transporta informação·que permite que os códigos PN compridos usados para os sinais de informação das unidades móveis sejam sincronizados sem qualquer busca adicional.

Um outro canal, denominado canal de chamamento, pode ser proporcionado para transmitir mensagens para as unidades móveis indicando que chegou uma chamada para as mesmas, e para responder com atribuição de um canal quando uma unidade móvel inicia uma chamada.

-37I \

Cada portadora vocal transmite uma representação digital da fala para uma chamada telefónica. A onda analógica do sinal da conversação telefónica é digitalizada utilizando técnicas normalizadas da telefonia digital e depois comprimida utilizando um processo usado na codificação de sinais vocais, para obter uma taxa de dados de cerca de 9 600 bits/s. Este sinal de dados é depois codificado por convolução com taxa r = 1/2, com comprimento de limitação K. = 9, com repetição, e entrelaçado para proporcionar funções de detecção e correcçao de erros, o que permite que o sistema opere com uma relação sinal/ruído e uma relação de interferência muito menores.

As técnicas da codificação por convolução, de repetição e de entrelaçamento são bem conhecidas.

Os símbolos codificados resultantes são multiplicados por uma sequência de Walsh atribuída e depois multiplicados pelo código PN exterior. Deste processo resulta uma frequência da sequência PN de 1,2288 MHz, ou seja 128 vezes a taxa de dados de 9 600 bps. 0 sinal resultante é depois modulado sobre uma portadora de RF e somado com as portadoras piloto e de estabelecimento, juntamente com outras portadoras vocais. A soma pode ser feita em pontos diferentes no processamento, por exemplo na frequência intermédia IF, ou na frequência básica, quer antes, quer depois da multiplicação pela sequência PN.

Cada portadora vocal é também multiplicada por um valor que ajusta a sua potência transmitida à potência das outras portadoras vocais. Esta característica de controlo da potência permite atribuir a potência às secções de transmissão que exige potência mais elevada devido ao facto de o receptor pretendido estar num local relativamente desvaforecido. Proporcionam-se meios para as unidades móveis comunicarem a sua relação sinal/ /ruído para permitir que a potência seja ajustada para um nível que permita uma eficiência apropriada, sem desperdício. A propriedade de ortogonalidade das funções de Walsh não é perturbada pela utilização de níveis de potência diferentes para as diferentes portadoras vocais desde que se mantenha o alinhamento temporal.

A fig. 2 ilustra um esquema de blocos de uma forma de realização do equipamento da estaçao de uma célula, dado como exemplo. Na estação de célula, utilizam-se dois sistemas receptores, cada um tendo uma antena e um receptor analógico separados para recepção com diversidade de espaço. Em cada .um dos sistemas de recepção, os sinais são processados de maneira idêntica até os sinais terem sido sujeitos a um processo de combinação de diversidade. Os elementos no interior das linhas a tracejado correspondem a elementos correspondentes ãs comunicações entre a estaçao da célula e uma unidade móvel. A saída dos receptores analógicos é também fornecida a outros elementos usados em comuni cação com outras unidades móveis.

Na fig. 2, o primeiro sistema receptor ê constituído pela antena (30) , o receptor analógico (32), o receptor buscador (34) e o receptor de dados digitais (36). 0 primeiro sistema receptor pode também incluir um receptor de dados digitais optativo (38) . 0 segundo sistema receptor inclui a antena (40) , o receptor analógico (42), o receptor buscador (44) e o receptor de dados digitais (46).

A estação da célula inclui também o processador (48) de controlo da estação da célula. O processador de controlo (48) está acoplado aos receptores de dados (36), (38) e (46), juntamente com os receptores buscadores (34) e (44). 0 processador de controlo (48) proporciona, entre outras funções, funções tais como o processamento dos sinais, a geração dos sinais de distribuição de tempos, o controlo da potência e o controlo sobre a transferência de célula para célula, a diversidade, a combinação de diversidade e a interface do processador de controlo do sistema com a estação de comutação de telemóvel (MTSO) (fig. 8). É também proporcionada pelo processador de controlo (48) a atribuição de sequências de Walsh e a atribuição de emissores e receptores.

Ambos os sistemas de receptores estão acoplados pelos receptores de dados (36), (38) e (46) ao circuito combinador de diversidade e descodificador (50). A secção de transmissão digital (52) está acoplada para receber a saída do circuito (50)

-40combinador de diversidade e descodificador. A secção de transmissão digital (52) está acoplada também ao processador de controlo (48), ao modulador de emissão (54) da estação da célula e ao comutador digital MTSO. A secção de transmissão digital (52) é utilizada para transmitir sinais para e do comutador digital MTSO (Fig. 8), com o modulador de emissão (54) da estação da célula e os circuitos (50), sob o controlo do processador de controlo (48).

Os sinais transmitidos pela unidade móvel são sinais de sequências directas com dispersão do espectro que são modulados por uma sequência PN controlada por impulsos de relógio com uma frequência predeterminada, que é de 1,2288 MHz na forma de realização preferida. Esta frequência dos impulsos de relógio é escolhida para ser um múltiplo inteiro da frequência da banda de base de 9,6 Kbps.

Os sinais recebidos na antena (30) são fornecidos ao receptor analógico (32). Os pormenores do receptor (32) estão ilustrados ainda na fig. 3. Os sinais recebidos na antena (30) são fornecidos ao conversor abaixador (100), que ê constituído por um amplificador de RF (102) e um misturador (104). Os sinais recebidos são fornecidos como entrada do amplificador de RF, onde são amplificados, sendo a saída fornecida a uma entrada do misturador (104). O misturador (104) tem uma outra entrada, que ê uma entrada proveniente do sintetizador de frequências (106). Os

sinais de RF amplificados são traduzidos no misturador (104) numa frequência intermédia (IF) por mistura com o sinal de saída do sintetizador de frequências.

Os sinais de IF são depois levados da saída do misturador (104) para um filtro de faixa (BPF) (108), tipicamente um filtro de ondas acústicas de superfície (SAW - Surface Acoustic Wave), com uma faixa de passagem de 1,25 MHz, onde sao filtrados para passagem de uma faixa de frequências. Os sinais filtrados saem do filtro BPF (108) para o amplificador de IF (110), onde são amplificados. Os sinais de IF amplificados saem do amplificador de IF (110) para o conversor analógico/digital (A/D) (112) onde são digitalizados, com uma frequência de impulsos de relógio de 9,8304 MHz, que ê exactamente 8 vezes a frequência de segmentos PN. Embora o conversor A/D (112) esteja ilustrado como fazendo parte do receptor (32), ele poderia, em vez disso, fazer parte dos receptores de dados e buscadores. Os sinais de IF digitalizados saem do conversor A/D (112) para o receptor de dados (36), para o receptor de dados optativo (38) e para o receptor buscador (34). Os sinais de saída do receptor são sinais de canais I e Q, como se discute mais adiante. Embora, como se ilustra na fig. 3, o conversor A/D (112) seja um dispositivo único, com a divisão dos sinais ulterior dos canais I e Q, encara-se que a separaçao dos canais pode ser feita antes da digitalização, com dois conversores A/D separados, proporcionados para digitalizar os canais I e Q. São bem conhecidos na técnica

os esquemas para o abaixamento de frequência da faixa de RF para a faixa de IF e para a faixa básica, bem como a conversão de analógico para digital para os canais I e Q, receptor buscador (34) é usado na estação de célula para explorar o domínio do tempo referido ao sinal recebido para assegurar que o receptor de dados digitais (36) associado, e o receptor de dados (38) se for usado, estão a seguir e a processar o sinal mais forte disponível no domínio do tempo. 0 receptor buscador (64) proporciona um sinal para o processador de controlo (48) da estaçao de célula que proporciona sinais de controlo para os receptores de dados digitais (36) e (38) para seleccionar o sinal recebido apropriado para processamento.

processamento dos sinais nos receptores de dados da estação da célula e o receptor buscador é diferente, em vãrios aspectos, do processamento do sinal por elementos semelhantes na unidade móvel. Na secção de transmissão de entrada, isto é, a secção de transmissão de retorno da unidade móvel para a célula, a unidade móvel não transmite um sinal piloto que possa ser usado para fins de referência coerente no processamento do sinal na estação da célula. A secção de transmissão da unidade móvel para a célula é caracterizada por um esquema de modulação e desmo dulação não coerente, usando sinalização ortogonal 64-ãria.

-43No processo de sinalização ortogonal 64-ária, os símbolos transmitidos da unidade móvel são codificados numa de 2 , isto é, 64, sequências binárias diferentes. 0 conjunto de sequências escolhidas são conhecidas como funções de Walsh. A função de recepção õptima para o sinal codificado por um processo de funções de Walsh m-árias é a transformação de Hadamard Rápida (FHT - Fast Hadamard Transform).

Fazendo de novo referência ã fig. 2, o receptor buscador (34) e os receptores de dados digitais (36) e (38) recebem os sinais de saída do receptor analógico (32). Para desco dificar os sinais com espectro disperso transmitidos para o receptor da estaçao de célula particular através da qual a unidade móvel comunica, têm de ser geradas as sequências PN apropriadas. Discutem-se mais adiante outros pormenores sobre a geração dos sinais na unidade móvel.

Como se ilustra na fig. 3, o receptor (36) inclui dois geradores PN, os geradores PN (120) e (122), que geram duas sequências de código PN curtas, diferentes e com o mesmo comprimento. Estas duas sequências PN são comuns àqueles de todos os receptores de estações de células e àquelas de todas as unidades móveis que dizem respeito ao código exterior do esquema de modulação, como se discute com mais pormenor no seguimento. Os geradores PN (120) e (122) proporcionam assim, respectivamente, as sequências de saída, PN^ e PNq. As sequências PN^ e PNq são

designadas respectivamente por sequências PN do canal em fase (I) e do canal em quadratura (Q).

As duas sequências PN, PN-j- e PNq, são geradas por polinómios diferentes de grau 15, aumentadas para produzir sequências com comprimento 32 768 em vez de 32 767, que seriam normalmente produzidas. Por exemplo, o aumento pode aparecer sob a forma da adição de um único zero à série de catorze zeros numa linha que aparece uma vez em toda a sequência linear mãxima de grau 15. Por outras palavras, seria repetido um estado do gerador PN na geração da sequência. Assim, a sequência modificada contém uma série de quinze 1 e uma série de quinze 0. Apresenta-se um tal circuito gerador de PN no pedido de patente de invenção copendente US NQ 07/543,496, depositado em 25 de Junho de 1990 das cessionãrias da presente invenção, intitulado Power of Two Length Pseudonoise Sequence Generator with Fast Offset Adjustments.

receptor (36) da forma de realização dada como exemplo também inclui um gerador PN de código comprido (124), que gera uma sequência PN^, correspondente a uma sequência PN gerada pela unidade móvel na secção de transmissão da unidade móvel para a célula. 0 gerador PN (124) pode ser um gerador de sequências lineares máximas que gera um código PN do utilizador muito comprido, por exemplo de grau 42, desviado no tempo de acordo com um factor adicional tal como o endereço da unidade móvel ou

identificação (ID) do utilizador para proporcionar a discriminação entre os utilizadores. Assim, o sinal recebido da estação da célula é modulado quer pela sequência PNy de código longo, quer pelas sequências PN-j- e PNq de códigos curtos. Em alternativa, pode utilizar-se em vez do gerador PN (124) um gerador de cifragem não linear, tal como um cifrador que usa a norma de cifragem de dados (DES - Data encryption Standard) para cifrar uma representação de 64 símbolos de tempo universal usando uma chave específica.

A sequência PN^ na saída do gerador PN (124) é combinada em portas OU EXCLUSIVO com as sequências PN^. e PNq respectivamente nas portas OU exclusivo (126) e (128), para proporcionar as sequências PN^-, e PNq, .

As sequências PN^-, e PNq, são fornecidas ao correlacionador PN QPSK (130), juntamente com os sinais dos canais I e Q que saem do receptor (32). 0 correlacionador (130) é utilizado para correlacionar os dados dos canais I e Q com as sequências PN-j-, e PNq, . As saídas dos canais I e Q correlacionados do correlacionador (130) são fornecidas respectivamente aos acumaladores (132) e (134), onde se acumulam os dados dos símbolos, ao longo de um período de 4 segmentos. As saídas dos acumuladores (132) e (134) são fornecidas como entradas ao processador (136) da transformaçao de Hadamard rápida (FHT). 0 processador FHT (136) produz um conjunto de 64 coeficientes para cada 6 símbolos.

Os 64 coeficientes são depois multiplicados por uma função de ponderação gerada no processador de controlo (48). A função de ponderação estã ligada ã intensidade do sinal desmodulado. Os dados ponderados na saída de FHT (136) são fornecidos aos circuitos combinadores e desmoduladores de diversidade (50) (fig. 2) para o processamento ulterior.

segundo sistema receptor processa os sinais recebidos de uma maneira semelhante ã descrita relativamente ao primeiro sistema receptor das fig. 2 e 3. Os 64 símbolos ponderados na saída do receptor (36) e (46) são fornecidos para os circuitos combinadores e descodificadores de diversidade (50). Os circuitos (50) incluem um adicionador que adiciona os 64 coeficientes ponderados do receptor (36) aos 64 coeficientes ponderados do receptor (46). Os 64 coeficientes resultantes sao comparados uns com os outros para determinar o maior coeficiente. O valor do resultado da comparação, juntamente com a identidade ou o maior dos 64 coeficientes, é usado para determinar um conjunto de pesos do descodificador e símbolos para utilizar no interior de um descodificador do algoritmo de Viterbi, implementado nos circuitos (50).

O descodificador de Viterbi contido nos circuitos (50) é de um tipo susceptível de descodificar dados codificados na unidade movei com um comprimento limitador K = 9 e uma taxa de código r = 1/3. 0 descodificador de Viterbi é utilizado para

-47determinar a sequência de bits de informação mais provável. Periodicamente, nominalmente todos os 1,25 ms, é obtida uma estimativa da qualidade do sinal que é transmitida como um comando de ajustamento de potência da unidade móvel juntamente com dados para a unidade móvel. No pedido de patente de invenção copendente atrãs referido discute-se com mais pormenor informação adicional sobre a geração desta estimativa de qualidade. Esta estimativa de qualidade e a relação sinal/ruído média durante um intervalo de tempo de 1,25 ms,

Cada um dos receptores de dados segue a distribuição de tempos do sinal recebido por si. Isso faz-se pela técnica bem conhecida de correlacionar o sinal recebido por uma referência PN local ligeiramente anterior com o sinal recebido com uma referência PN local ligeiramente posterior. A diferença destas duas correlações terá um valor médio nulo se não houver erro de tempos. Inversamente, se houver um erro de tempos, essa diferença indicará a grandeza e o sinal do erro, sendo a distribuição de tempos do receptor ajustada em conformidade com isso.

A estação da célula inclui ainda uma antena (62), que estã acoplada ao receptor GPS (64) . 0 receptor GPS processa sinais recebidos na antena (62) de satélites do Navstar Global Positioning System, um sistema de navegação por satélite, de modo a proporcionar sinais de tempo indicativo do Universal Goordinated Time (UTC) (Tempo Coordenado Universal). 0 receptor

GPS (64) fornece estes sinais de tempo para o processador de controlo (48), para sincronização temporal na estação da célula, como atrãs se discutiu.

Na fig. 2, o receptor de dados digital optativo (38) pode ser incluído para melhorar a eficiência do sistema. A estrutura e o funcionamento deste receptor são semelhantes aos descritos com referência aos receptores de dados (36) e (46). 0 receptor (38) pode ser utilizado na estação da célula para se obter modos de diversidade adicionais. Este receptor de dados adicional, só ou em combinação com receptores adicionais, pode seguir e receber outros trajectos retardados possíveis dos sinais emitidos pela unidade móvel. Os possíveis receptores de dados digitais adicionais, tais como o receptor (38), proporcionam modos de diversidade adicionais que são extremamente úteis nas estações de células situadas em áreas urbanas densas, onde ocorrem muitas possibilidades de sinais por vários trajectos.

Os sinais provenientes da estação de comutação MTSO sao acoplados ao modulador de emissão apropriado, através de uma secção de transmissão digital (52), sob o controlo do processador de controlo (48). 0 modulador de emissão (54), sob o controlo do processador de controlo (48) modula com dispersão do espectro os dados para emissão para a unidade móvel receptora pretendida. Discutem-se mais adiante, com referência à fig. 4, outros pormenores relativos à estrutura e ao funcionamento do modulador de emissão (54).

A saída do modulador de emissão (54) é fornecida aos circuitos (56) de controlo da potência de emissão onde, sob o controlo do processador de controlo (48), pode controlar-se a potência de emissão. A salda do circuito (56) é fornecida ao adicionador (57), onde ê somada com a saída dos circuitos de modulador de emissão/controlo da potência de emissão dirigidos para outras unidades moveis na célula. A saída do adicionador (57) é fornecida aos circuitos do amplificador de potência de emissão (58), donde sai para a antena (60), para irradiação para as unidades móveis dentro da área de serviço da célula. A fig. 2 ilustra ainda geradores dos canais piloto/de controlo e circuitos de controlo da potência de emissão (66). Os circuitos (66), sob o controlo do processador de controlo, geram e controlam a potência do sinal piloto, do canal de sincronização e do canal de chamamento para acoplar os circuitos (58) e dar a saída para a antena (60).

Na fig. 4 está ilustrado um esquema de blocos de uma forma exemplar de realização do emissor da estação da célula. O emissor inclui dois geradores de sequências PN usados para a geração do código exterior. Estes geradores PN geram duas sequências PN diferentes, isto é PN^ e PNq, como foi discutido com referência ã fig. 3. No entanto, estas sequências PN^ e PNq são atrasadas no tempo de acordo com o endereço do sector ou da célula.

Na fig. 4, os circuitos do emissor da fig. 3 estão ilustrados com mais pormenor, com os sinais piloto, de sincronização, de chamamento e dos canais vocais. Os circuitos do emissor incluem dois geradores PN, os geradores PN (196) e (198), que geram as sequências PN^. e PNq. Os geradores PN (196) e (198) respondem a um sinal de entrada correspondente a um sinal de endereço de um sector ou de uma célula proveniente do processador de controlo de modo a proporcionar um atraso no tempo predeterminado das sequências PN. Estas sequências PN^ e PNq atrasadas no tempo mais uma vez se referem, respectivamente, aos canais em fase (I) e em quadratura (Q). Embora estejam ilustrados apenas dois geradores PN para gerar, respectivamente, sequências PN^ e PNq para os canais correspondentes da estação da célula ou sector, deve entender-se que poderiam ser implementados muitos outros esquemas de geradores PN. Por exemplo, numa célula não dividida em sectores, podem proporcionar-se dois geradores PN para cada um dos canais piloto, de sincronização, de chamamento e vocais para produzir, em sincronismo, as sequências PN^ e PNq usadas no código exterior. Um tal caso pode ser vantajoso para evitar a distribuição das sequências PN^. e PNq através de um grande numero de circuitos.

Na forma de realização preferida, é usada como código interior a codificação em funções de Walsh dos sinais dos canais.

No exemplo numérico atrás referido, dispõe-se de um total de 64 sequências de Walsh diferentes, sendo três dessas sequências

dedicadas às funções dos canais piloto, de sincronização e de chamamento. Nos canais de sincronização, de chamamento e vocais, os dados de entrada são codificados por convolução e depois entrelaçados, como ê bem conhecido nestas técnicas. Além disso, os dados codificados por convolução são também sujeitos a repetição antes do entrelaçamento, como também ê bem conhecido nestas técnicas.

canal piloto não contém qualquer modulaçao de dados e é caracterizado como um sinal de espectro disperso não modulado que todos os utilizadores de uma estação ou sector da célula utilizam para aquisição ou seguimento. Cada célula ou, se ela estiver dividida em sectores, cada sector tem um sinal piloto único. Mas, em vez de utilizar geradores PN diferentes para os sinais piloto, compreende-se que uma via mais eficiente que gerar sinais piloto diferentes é a utilização de desvios na mesma sequência básica. Utilizando esta técnica, uma unidade móvel faz uma busca sequencial de toda a sequência e sintoniza-se para o desvio que produz a correlação mais forte. Ao utilizar este desvio da sequência bãsica, os desvios têm de ser tais que os pilotos em células ou sectores adjacentes não interfiram ou se anulem mutuamente.

Portanto, a sequência piloto tem de ser suficientemente comprida para que possam gerar-se muitas sequências diferentes por desvios da sequência bãsica para suportar um grande número de

sinais piloto no sistema. Além disso, a separação ou os desvios têm de ser suficientemente grandes para garantir que não hã interferência entre os sinais piloto. Por conseguinte, numa forma exemplar de realização da presente invenção escolhe-se um compri15 - mento da sequencia piloto de 2 .A sequencia e gerada começando por uma sequencia 2 - 1, com um 0 extra apenso a sequencia quando se detecta um estado particular. Na forma exemplar de realização foi escolhida a existência de 512 sinais pilotos diferentes com desvios da sequência básica de 64 segmentos. Porém, os desvios podem ser múltiplos inteiros do desvio de 64 segmentos com uma redução correspondente no número de sinais piloto diferentes .

Quando se gera o sinal piloto, a sequência de Walsh zero (W_Q), que é formada só por zeros, é usada de modo a não modular o sinal piloto, que assencialmente é as sequências PN^ e PNq. A sequência de Walsh zero (Wq) é portanto multiplicada pelas sequências PN^. e PNq em portas OU EXCLUSIVO. 0 sinal piloto resultante contém assim apenas sequências PN^ e PNq. Tendo todas as estações de célula e os sectores a mesma sequência PN para o sinal piloto, a característica distintiva entre estações de célula ou sectores de origem da transmissão é a fase da sequência.

Relativamente à parte do circuito (66) de modulador e controlo de potência de emissão para o canal piloto, o gerador

Walsh (Wq) (200) gera um sinal correspondente à função tudo zeros como se acaba de discutir. A distribuição de tempos na geração da função de Walsh é proporcionada pelo processador de controlo, como no caso dos geradores de funções de Walsh na estação de célula e na unidade móvel. A saída do gerador (200) é fornecida como entrada de ambas as portas OU EXCLUSIVO (202) e (204). A outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (202) recebe o sinal PNp enquanto a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (204) recebe o sinal PNq. Os sinais PN^. e PNq sao combinados nas portas OU EXCLUSIVO respectivas com a saída do gerador (200) e fornecidos respectivamente como entradas de filtros de resposta finita ao impulso (FIR) (206) e (208). A saída dos sinais filtrados dos;filtros FIR (206) e (208) ê fornecida a um circuito de controlo da potência de emissão constituído por elementos de controlo do ganho (210) e (212). Os sinais fornecidos aos elementos de controlo do ganho (210) e (212) controlam o ganho em resposta a sinais de entrada (nao representados) provenientes do processador de controlo. Os sinais de saída dos elementos de controlo do ganho são fornecidos aos circuitos amplificadores de potência de emissão (58), cuja estrutura e funcionamento pormenorizados se descrevem mais adiante.

A informação do canal de sincronização é codificada e depois multiplicada em portas OU EXCLUSIVO por uma sequência de

Walsh previamente atribuída. Na forma exemplar de realização, a função de Walsh escolhida é a sequência W^, que consiste numa sequência de 32 uns seguidos de 32 zeros. A sequência resultante é depois multiplicada pelas sequências (PN^) e (PNq) em portas OU EXCLUSIVO. Na forma de realização dada como exemplo, a informação dos dados do canal de sincronização é fornecida ao modulador de emissão tipicamente com uma taxa de bits de 1 200 bps.

Na forma de realização dada como exemplo os dados do canal de sincronização sao de preferência codificados por convolução com uma taxa r = 1/2 com um comprimento de limitação K = 9, sendo cada símbolo de código repetido duas vezes. Esta frequência de codificação e este comprimento de limitação são comuns a todos os canais codificados da secção de transmissão de ida, isto é os canais de sincronização, de chamamento e vocais. Numa forma de realização dada como exemplo, é usada uma estrutura de registador com deslocamento para os geradores do código = 753 (octal) e - 561 (octal). A taxa de transmissão de símbolos para o canal de sincronização ê, no exemplo considerado, de 4 800 sps, isto é, um símbolo corresponde a 208yí<s ou 256 segmentos PN.

Os símbolos de código são entrelaçados por meio de um entrelaçador convolutivo que, no exemplo considerado, abrange 40 ms. Os parâmetros de tentativa do entrelaçador são I = 16 e J = 48. Encontram-se mais pormenores do entrelaçamento em Data Communication, Networks and Systems, Howard W. Sams & Co.,

-551986, pag. 343-352. 0 efeito do entrelaçador convolutivo consiste em dispersar os símbolos não fiáveis do canal de modo tal que quaisquer dois símbolos numa sequência contígua de 1-1 ou menos símbolos fiquem separados por pelo menos J+l símbolos numa saída de um desentrelaçador. De maneira equivalente, quaisquer dois símbolos numa sequência contígua de J-l símbolos estão separados por pelo menos 1+1 símbolos na saída do desentrelaçador. Por outras palavras, se I = 16 e J = 48, num cordão de 15 símbolos, os símbolos são transmitidos separados por 885 yíts, proporcionando-se assim diversidade temporal.

Os símbolos do canal de sincronização de uma célula ou sector particular estão amarrados ao correspondente sinal piloto para essa célula ou sector. A fig. 5 ilustra a distribuição de tempos de dois canais piloto diferentes (N) e (N+l) que estão separados por um desvio de 64 segmentos. A fig. 5 ilustra, apenas a título de exemplo, um diagrama de tempos para os canais exempli ficativos piloto e de sincronização, com o estado dos segmentos actuais do sinal piloto e nao estão ilustrados os símbolos do canal de sincronização. Cada canal de sincronização inicia um novo ciclo do entrelaçador com o primeiro símbolo de código (C ) de um par de símbolos de código (C , C' ) devido a uma repetição do código duas vezes, desviados relativamente ao tempo absoluto de uma quantidade igual ao piloto correspondente.

Gomo se ilustra na fig. 5, o canal piloto N indica um novo ciclo do entrelaçador, ou sincronização do piloto, no instante t . Analogamente, o canal piloto N+l inicia um novo ciclo do entrelaçador ou sincronização do piloto no instante t , que ocorre 64 segmentos mais tarde que o instante t . 0 ciclo do piloto, na forma de realização dada como exemplo, tem a duração de 26,67 ms, que corresponde a 128 símbolos de código do canal de sincronização ou a 32 bits de informação do canal de sincronização. Os símbolos do canal de sincronização são entrelaçados por um entrelaçador convolutivo que abrange 26,67 ms. Assim, quando a unidade móvel tiver adquirido o sinal piloto ele tem imediatamente sincronização do estrelaçador do canal de sincronização.

Os símbolos do canal de sincronização são cobertos pela sequência de Walsh atribuída previamente para proporcionar ortogonalidade ao sinal. No canal de sincronização, um símbolo de código abrange quatro sequências de cobertura, isto ê, um símbolo de código para quatro repetições da sequência 32 uns 32 zeros, como se ilustra na fig. 6. Como se ilustra na fig. 6, um um lógico único representa a ocorrência de 32 segmentos Walsh um enquanto um zero lógico único representa a ocorrência de 32 segmentos Walsh zero. Mantém-se ainda a ortogonalidade no canal de sincronização embora os símbolos do canal de sincronização estejam deslocados relativamente ao tempo absoluto, dependendo do canal piloto associado, visto que os desvios do canal de sincronização são múltiplos inteiros da trama de Walsh.

As mensagens do canal de sincronização na forma de realização dada como exemplo têm comprimentos variáveis. A duração da mensagem é um múltiplo inteiro de 80 ms, que corresponde a 3 cicios do piloto. Na informação do canal de sincronização incluem-se bits de redundância cíclica (CRC) para a detecçao de erros.

A fig. 7 ilustra sob a forma de um diagrama de distribuição de tempos a distribuição de tempos global do sistema dado como exemplo. No período de 2 segundos hã 75 ciclos do piloto.

Na fig. 7, o piloto N e os canais' de sincronização correspondem ao sector ou célula que utiliza o piloto sem desvios, de modo que os sinais do piloto e de sincronização se alinham precisamente com o tempo UTC. Desse modo, o estado de sincronização do piloto, isto é o estado inicial, alinha-se exactamente com um sinal comum de 1 impulso por segundo (1 pps).

Em todos os casos em que se use um piloto desviado, introduz-se um desvio de fase PN correspondente ao desvio do piloto. Por outras palavras, as mensagens sincronização do piloto (estado inicial) e canal de sincronização estão desviadas, relativamente aos sinais, de 1 pps. As mensagens de sincronização transportam esta informação do desvio de fase de modo que a unidade movei pode ajustar a sua distribuição de tempos de acordo com a mesma.

Logo que tenha sido recebida correctamente uma mensagem do canal de sincronização, a unidade móvel fica com a capacidade de imediatamente se sincronizar com um canal de chamamento ou com um canal vocal. Com o sinal de sincronização do piloto, correspondente ao fim de cada mensagem de sincronização, inicia-se um novo ciclo do entrelaçador de 40 ms. Nesse instante, a unidade móvel inicia o des entrelaçamento do primeiro smfcolo de código de uma repetição do código, ou de um par (c , ^cx_|_q) ? com ^a sincronização do descodificador conseguida. 0 endereço de escrita do desentrelaçador é inicializado em 0 e o endereço de leitura é inicializado em J, conseguindo-se a sincronização da memória do desentrelaçador.

As mensagens do canal de sincronização transportam informação que diz respeito ao estado de um gerador de PN com o comprimento de 42 bits para o canal vocal atribuído para comunicação com a unidade móvel. Esta informação ê usada nos receptores de dados digitais da unidade móvel para sincronizar os geradores PN correspondentes. Por exemplo,.na fig. 7 a mensagem N+l do canal de sincronização contém um campo de 42 bits que é indicativo do estado, estado X, que terá o gerador PN de código longo correspondente ao canal vocal do sector ou da célula, num instante ulterior predeterminado, por exemplo 160 ms depois. A unidade móvel, depois de descodificar com êxito uma mensagem do canal de sincronização, carrega no instante correcto o gerador PN de código longo com o estado X. 0 gerador PN de código longo

da unidade móvel fica assim sincronizado para permitir a decifração das mensagens destinadas ao utilizador.

No que respeita à parte do circuito (66) do modulador e controlo de potência do emissor para o canal de sincronização, a informação do canal de sincronização proveniente do processador de controlo é levada à entrada do codificador (214). Os dados do canal de sincronização na forma de realização dada como exemplo sao, como atrãs se discutiu, codificados por convolução pelo codificador (214). 0 codificador (214) proporciona ainda a repetição dos símbolos codificados, no caso de se repetirem os símbolos codificados do canal de sincronização. Os símbolos obtidos na saída do codificador (214) são fornecidos ao entrelaçador (215) que proporciona o entrelaçamento convolutivo dos símbolos. Os símbolos entrelaçados na saída do entrelaçador (215) são fornecidos como entrada a uma porta OU EXCLUSIVO (216).

gerador de Walsh (218) gera um sinal correspondente à sequência de Walsh (W^)> que θ fornecida para a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (216). A corrente de símbolos do canal de sincronização e a sequência de Walsh (W^) são combinadas por uma operação OU EXCLUSIVO na porta OU EXCLUSIVO (216), sendo o resultado dessa operação fornecido como entrada ãs portas OU EXCLUSIVO (220) e (222).

-60A outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (220) recebe o sinal PN-j-, enquanto a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (222) recebe o sinal PNq. Os sinais PNj. e PNq são combinados nas portas OU EXCLUSIVO respectívas com a saída da porta OU EXCLUSIVO (216) e fornecidas respectivamente como entradas a filtros FIR (224) e (226). A saída dos sinais filtrados dos filtros FIR (224) e (226) proporcionam entradas para circuitos de controlo da potência do emissor que compreendem elementos de controlo digital do ganho variãvel (228) e (230). Os sinais fornecidos aos elementos de controlo do ganho (228) e (230) são controlados digitalmente no seu ganho, em resposta a sinais digitais de entrada (não representados) provenientes do processador de controlo. Os sinais de saída dos elementos de controlo do ganho são fornecidos aos circuitos (58) do amplificador de potência.

A informação do canal de chamamento é também codificada com repetição, entrelaçada e depois multiplicada por uma sequência de Walsh atribuída previamente. A sequência resultante é depois multiplicada pelas sequências PN-j. e PNq. A taxa de dados do canal de chamamento para um sector ou célula particulares é indicada num campo atribuído na mensagem do canal de sincronização. Embora a taxa de dados do canal de chamamento seja variãvel, na forma de realização dada como exemplo é fixada para cada sistema num dos valores seguintes, dados como exemplos; 9,6, 4,8, 2,4 e 1,2 Kbps.

-61/ s<

No que respeita ao circuito modulador e de controlo da potência do emissor do canal de chamamento, a informação do canal de chamamento proveniente do processador de controlo entra no codificador (232). 0 codificador (232), na forma de realização dada como exemplo, é um codificador convolutivo que também proporciona a repetição dos símbolos de acordo com a taxa de dados atribuída ao canal. A saída do codificador (232) é fornecida ao entrelaçador (233), onde os símbolos são entrelaçados convolutiva mente. A saída do entrelaçador (233) é fornecida como uma das entradas a uma porta OU EXCLUSIVO (234). Embora a taxa de dados no canal de chamamento varie, mantém-se constante, pela repetição do código, a taxa de símbolos de código, com o valor de 19,2 Ksps.

gerador de Walsh (236) gera um sinal, correspondente a uma sequência de Walsh atribuída previamente, que é fornecida como a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (234). Os dados dos símbolos e a sequência de Walsh são combinadas numa operação de OU EXCLUSIVO na porta OU EXCLUSIVO (234) e fornecidos como uma das entradas de portas OU EXCLUSIVO respectivas (238) e (240).

A outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (238) recebe o sinal PNj, enquanto a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (240) recebe o sinal PNq. Os sinais PN-j- e PNq são combinados em portas OU EXCLUSIVO respectivas com a saída da porta OU EXCLUSIVO (234) e fornecidos respectivamente a filtros FIR (242) e (244). Os sinais filtrados de saída dos filtros FIR (242) e (244) são forne

cidos a um circuito de controlo da potência de emissão constituído por elementos de controlo do gancho (246) e (248), sendo o seu ganho controlado em resposta a sinais de entrada (não representados) provenientes do processador de controlo. Os sinais de saída dos elementos de controlo do ganho sao fornecidos ao circuito (58) amplificador de potência de emissão.

Os dados de cada canal vocal são também codificados com repetição, entrelaçados, cifrados, multiplicados pela sequência de Walsh (W^ - W) associada e depois multiplicados pelas sequências PN-j- e PNq. A sequência de Walsh a utilizar por um canal vocal particular ê atribuída pelo controlador do sistema no momento do estabelecimento da chamada, da mesma maneira que se faz a atribuição dos canais ãs chamadas no sistema celular analógico em FM. Na forma de realização aqui dada como exemplo, dispõe-se, para utilização pelos canais vocais, de 61 sequências de Walsh diferentes.

Na forma de realização da presente invenção dada como exemplo, o canal vocal utiliza uma taxa de dados variável. A intenção ao usar uma taxa de dados variável é baixar essa taxa de dados quando não houver qualquer actividade vocal, reduzindo assim a interferência gerada por este canal vocal particular com os outros utilizadores. 0 codificador de sinais vocais (vocoder) encarado para proporcionar dados com taxa de transmissão variável está descrito no pedido de patente de invenção

-63US , depositado em , intitulado VARIABLE

RATE VOCODER, também da cessionãria da presente invenção. Esse codificador de sinais vocais produz dados com quatro taxas de dados, baseadas na actividade vocal na base de uma trama de 20 ms. Exemplos de taxas são 9,6, 4,8, 2,4 e 1,2 Kbps. Embora a taxa de dados varie numa base de 20 ms, a taxa de símbolos é mantida constante pela repetição dos códigos, a 19,2 Ksps. Por conseguinte, os símbolos de código são repetidos 2, 4 e 8 vezes, respectivamente para as taxas de dados de 4,8 Kbps, 2,4 Kbps e

1,2 Kbps.

Como o esquema de taxas variáveis é concebido para reduzir a interferência, os símbolos de código das taxas mais baixas terão menos energia. Por exemplo, para as taxas de dados, dadas como exemplos, de 9,6 Kbps, 4,8 Kbps, 2,4 Kbps e 1,2 Kbps, a energia dos símbolos de código (E_g) é respectivamente E^/2, E^/4, E^/8 e E^/16, sendo E^ a energia por bit de informação para a taxa de transmissão de 9,6 Kbps.

Os símbolos de código são entrelaçados por um entrelaçador convolutivo, de modo que os símbolos de código com níveis de energia diferentes serão misturados na operaçao do entrelaçador. Para manter o conhecimento de qual o nível de energia que deveria ter um símbolo de código, deve haver uma etiqueta aposta a cada símbolo especificando a sua taxa de dados para fins de escala. Depois da cobertura por funções de Walsh ortogonais e da

-6bdispersão PN, os canais em quadratura são filtrados digitalmente por um filtro FIR. 0 filtro FIR receberá um sinal correspondente ao nível de energia do símbolo para efectuar o escalonamento de energia de acordo com a taxa de dados. Os canais I e Q serão escalonados por factores de: 1,1//2, 1/2, ou 1/2/2. Numa implementação do codificador de sinais vocais ele proporcionará uma etiqueta da taxa de dados sob a forma de um número de 2 bits para o filtro FIR, para controlar o coeficiente de escalonamento do filtro.

Na fig. 4 estão ilustrados os circuitos de dois canais vocais, dados como exemplo, os canais vocais (i) e (j). Os dados do canal vocal (i) provenientes de um codificador de sinais vocais associado (não representado) são fornecidos na entrada do modulador de emissão (54) (fig. 2). 0 modulador de emissão (54) é constituído pelo codificador (250^), o entrelaçador (251^), as portas OU EXCLUSIVO (252ρ , (255_i) , (256_£) e (258_±), o gerador PN (253p e o gerador de Walsh (W^) (254^).

Os dados do canal vocal (1) são introduzidos no codificador (250onde, no exemplo de realização apresentado, são codificados convolutivamente, com repetição dos símbolos de código de acordo com a taxa de dados de entrada. Os dados codificados são depois fornecidos ao entrelaçador (25L) onde, no exemplo apresentado, são entrelaçados convolutivamente. O entrelaçador (251^) também recebe do codificador de sinais vocais

associado com o canal vocal (i) uma etiqueta de 2 bits da taxa de dados que é entrelaçada com os dados dos símbolos para identificar a taxa de dados para os filtros FIR. A etiqueta da taxa de dados não é transmitida. Na unidade móvel, o descodificador ensaia todos os códigos possíveis. Os dados dos símbolos entrelaçados saem do entrelaçador (251^), por exemplo, com a taxa de

19,2 Ksps, para uma entrada do circuito OU EXCLUSIVO (252^).

Na forma de realização dada como exemplo, cada um dos sinais do canal vocal é cifrado para proporcionar uma maior segurança nas transmissões da célula para a unidade móvel.

Embora tal cifragem não seja necessária, ela reforça a segurança das comunicações. Por exemplo, a cifragem de sinais dos canais vocais pode realizar-se fazendo a codificação PN dos sinais dos canais vocais com um código PN determinado pelo endereço da unidade móvel ou identificação ID do utilizador. Tal cifragem pode utilizar o esquema de sequências PNy, ou de cifragem, discutido com referência ã fig. 3, relativamente ao receptor particular para as comunicações vocais. Por conseguinte, pode ser implementado um gerador PN separado para esta função, como se ilustra na fig. 4. Embora a cifragem esteja discutida com referência a uma sequência PN, a cifragem pode fazer-se por outras técnicas, incluindo as que sao bem conhecidas.

Referindo de novo a fig. 4, a cifragem do sinal do canal vocal (i) pode ser feita pelo gerador PN (253^) que recebe

o endereço atribuído ã unidade móvel a partir do processador de controlo. 0 gerador PN (253^) gera um código PN único que é proporcionado como a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (252^).

A saída da porta OU EXCLUSIVO (252^) é, em vez disso, fornecida para uma entrada da porta OU EXCLUSIVO (255^).

gerador de Walsh (Wp (254^) gera, em resposta a um sinal de selecçâo de funções e sinais de distribuição de tempos provenientes do processador de controlo, um sinal correspondente a uma sequência de Walsh atribuída previamente. 0 valor do sinal de selecçâo de funções pode ser determinado pelo endereço da unidade móvel. 0 sinal da sequência de Walsh é fornecido como a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (255^). Os dados dos símbolos cifrados e a sequência de Walsh são combinados na porta OU EXCLUSIVO (255p, sendo o resultado fornecido como uma das entradas das portas OU EXCLUSIVO (256^) e (258^). 0 gerador PN (253^), juntamente com todos os outros geradores PN e geradores de Walsh na estação da célula, proporcionam uma saída a 1,2288 MHz. Deve notar-se que o gerador PN (253) inclui um decimalizador que proporciona uma salda a 19,2 KHz para a porta OU EXCLUSIVO (255ρ.

A outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (256^) recebe o sinal PNj, enquanto a outra entrada da porta OU EXCLUSIVO (258^) recebe o sinal PNq. Os sinais PN^. e PNq são combinados respectiva mente com a saída da porta OU EXCLUSIVO (252^) e fornecidos como

entradas respectivamente para os filtros FIR (26CL) e (262^). Os símbolos de entrada são filtrados de acordo com a etiqueta (não representada) da taxa de dados dos dados de entrada proveniente do entrelaçador convolutivo (251^). Os sinais filtrados na saída dos filtros FIR (26CL) e (262p são fornecidos a um circuito (56) de controlo da potência de emissão constituído por elementos de controlo do ganho (264^) e (266^). Os sinais fornecidos aos elementos de controlo do ganho (264^) e (266^) são controlados no seu ganho em resposta a sinais de entrada (nao representados) provenientes do processador de controlo. Os sinais de salda dos elementos de controlo do ganho sao proporcionados ao circuito (58) do amplificador de potência de emissão.

Além dos bits vocais, o canal vocal da secção de transmissão de saída transporta informação de controlo da potência. A taxa de bits de controlo de potência é, na forma de realização dada como exemplo, de 800 bps. 0 reeeptor da estação da célula que está a desmodular o sinal transmitido da unidade móvel para a célula a partir de uma unidade móvel dada, gera a informação de controlo da potência que é inserido no canal vocal da célula para a unidade móvel endereçada para a unidade móvel particular. No pedido de patente de invenção copendente atrãs referido dão-se mais pormenores da característica de controlo de potência.

Os bits de controlo de potência são inseridos na saída do entrelaçador convolutivo por meio de uma técnica designada por

-68perfuração dos símbolos de código. Por outras palavras, sempre que seja necessário transmitir um bit de controlo da potência, substituem-se dois símbolos de código por dois símbolos de código idênticos, com polaridade dada pela informação de controlo de potência. Além disso, transmitem-se os bits de controlo de potência com um nível de energia correspondente ã taxa de bits correspondente aos 9 600 bps.

Uma limitaçao adicional imposta ã corrente de informação de controlo de potência é que a posição dos bits tem de ser distribuída aleatoriamente entre os canais das unidades móveis para as células. De outro modo os bits de controlo de potência com a energia plena produziriam picos de interferência a intervalos irregulares, diminuindo assim a detectabilidade de tais bits.

A fig. 4 ilustra ainda o canal vocal (j) que é idêntico, no funcionamento e na estrutura, ao canal vocal (i). Gonsidera-se que há muitos mais canais vocais (não ilustrados), indo o numero total de canais vocais, no exemplo considerado, até 61.

No que respeita aos geradores de Walsh da fig. 4, as funções de Walsh são um conjunto de sequências binárias ortogonais que pode ser gerado facilmente por meios bem conhecidos na técnica. A característica que interessa na função de Walsh é que cada uma das 64 sequências ê perfeitamente ortogonal para todas

as outras sequências. Deste modo, qualquer par de sequências difere exactamente em tantas posições quantas aquelas em que concorda, isto é, 32 num intervalo de 64 símbolos. Assim, quando se modula informação para transmissão por sequências de Walsh, o receptor estará em condições de escolher uma qualquer das sequências de Walsh como uma portadora de sinal desejada. Qualquer energia do sinal codificada nas outras sequências de Walsh será rejeitada, não dando origem a interferência mutua para a sequência de Walsh desejada.

Na forma de realização dada como exemplo para a secção de transmissão entre a célula e as unidades móveis, os canais de sincronização, de chamamento e vocais, como atrás se mencionou, utilizam codificação convolutiva com um comprimento de limitação K = 9 e uma taxa de código r = 1/2, isto é, produzem-se e transmitem-se dois símbolos codificados por cada bit de informação a transmitir. Além da codificação convolutiva, utiliza-se ainda o entrelaçamento convolutivo dos dados dos símbolos. Encara-se ainda que se utiliza também a repetição em ligação com a codificação convolutiva. Na unidade móvel o descodificador óptimo para este tipo de código é o descodificador com o algoritmo de decisão de Viterbi suave. Pode usar-se uma concepção normalizada para fins de descodificação. Os bits de informação descodificados resultantes são passados para o equipamento de banda básica digital da unidade móvel.

Voltando à fig. 4, o circuito (58) inclui uma série de conversores digital/analógico (D/A) para converter a informação digital proveniente dos dados dispersos PN-j. e PNq para os canais piloto, de sincronização, de chamamento e vocais, para a forma analógica. Em particular, os dados dispersos PN^. do canal piloto saídos do elemento de controlo de ganho (210) são fornecidos ao conversor D/A (268). Os dados digitais saem do conversor D/A (258) para um adicionador (284). Analogamente, a saída dos elementos de controlo da potência correspondentes para os dados dos canais de sincronização, de chamamento e vocais PN^, isto ã os elementos de controlo do ganho (228), (246) e (264^ - 264j), são fornecidos respectivamente a conversores D/A (272), (276) e (28CL - 280^), onde os sinais são digitalizados e fornecidos ao adicionador (284). Os dados dispersos PNq para os canais piloto, de sincronização, de chamamento e vocais saem dos elementos de controlo do ganho (221), (230), (248) e (266^ - 266j) e sao fornecidos respectivamente aos conversores D/A (270), (274), (278) e (282^ - 282^), onde os sinais são digitalizados e fornecidos ao adicionador (286) .

O adicionador (284) soma os dados dispersos PNj- para os canais piloto, de sincronização, de chamamento e vocais, enquanto o adicionador (286) soma os dados dispersos PNq para os mesmos canais. Os dados dos canais I e Q somados são fornecidos respectivamente, juntamente com sinais de frequência do oscilador local (LO), sen(2|fft) e cos(2^ft), a entradas de mistura-71-

dores (288) e (290), onde são misturados e fornecidos a um adicionador (292). Os sinais de frequência do oscilador LO, sen(2 ifft) e cos são proporcionados a partir de fontes de frequências apropriadas (não representadas). Estes sinais de IF misturados são somados no adicionador (292) e fornecidos ao misturador (294).

O misturador (294) mistura o sinal somado com um sinal de radiofrequência RF fornecido pelo sintetizador de frequências (296), de modo a proporcionar a conversão de frequências elevadas para a banda de frequências de RF. O sinal de RF saído do misturador (294) é filtrado num filtro de banda (298), cuja saída é ligada ao amplificador de RF (299).

amplificador (299) amplifica o sinal na banda limitada de acordo com o sinal de controlo do ganho ligado numasua entrada e proveniente do circuito de controlo da potência (56) (fig. 3). Deve compreender-se que a forma de realização ilustrada para o circuito (58) do amplificador da potência de emissão ê dado simplesmente para fins de ilustração, sendo possíveis muitas variantes na soma, mistura, filtragem e amplificação dos sinais, como é bem conhecido na técnica.

O processador de controlo (48) da estação da célula (fig. 3) tem a responsabilidade da atribuição dos receptores de dados digitais e os moduladores de emissão a uma chamada parti-72-

cular. 0 processador de controlo (48) também controla o progresso da chamada, da qualidade dos sinais e o início’ da interrupção da comunicação no caso de perda do sinal. A estação da célula comunica com a estação de comutação MTSO através da secção de transmissão (52) , onde ela é ligada por fios telefónicos normais, por fibras ópticas ou por feixes hertzianos.

A fig. 8 ilustra, num esquema de blocos, o equipamento utilizado na estação de comutação MTSO. A estação MTSO inclui tipicamente um controlador do sistema ou processador de controlo (300), o comutador digital (302), o combinador de diversidade (304), o codificador de sinais vocais (306) e o comutador digital (308). Embora não estejam ilustrados podem ser ligados combinadores de diversidade e codificadores de sinais vocais adicionais entre os comutadores digitais (302) e (308) .

Quando estiver activado o modo de diversidade de células, a chamada é processada por duas estações de células.

Por conseguinte, os sinais chegarão à estação de comutação MTSO provenientes de mais de uma estação de célula, nominalmente com a mesma informação. Mas, devido ao desvanecimento e à interferência nas secções de transmissão de entrada e de saída da unidade móvel para as estações das células, o sinal de uma das estações da célula pode ser de melhor qualidade que o sinal proveniente da outra estação de célula.

comutador digital· (302) é usado para o encaminhamento da corrente de informação correspondente a uma dada unidade móvel a partir de uma ou mais estações de célula para o combinador de diversidade (304) ou para o combinador de diversidade correspondente, como for determinado por um sinal proveniente do processador de controlo do sistema (300). Quando o sistema não estã no modo de diversidade de célula, o combinador de diversidade (304) pode ou ser curtocircuitado ou fornecer-se a mesma informação em cada uma das portas de entrada.

Proporciona-se uma multiplicidade de combinadores de diversidade e codificadores de sinais telefónicos ligados em paralelo, nominalmente um para cada chamada a processar. 0 combinador de diversidade (304) compara os indicadores de qualidade do sinal que acompanham os bits de informação dos sinais das duas ou mais estações de células. 0 combinador de diversidade (304) selecciona os bits correspondentes â estação de célula com a qualidade mais elevada, na base de trama para trama da informação, para a salda para o codificador de sinais vocais (306).

codificador de sinais vocais (306) converte o formato do sinal vocal digitalizado para o formato telefónico normalizado PGM de 64 Kbps, analógico, ou qualquer outro formato normalizado. Os sinais resultantes sao transmitidos do codificador dos sinais vocais (306) para o comutador digital (308).

Sob o controlo do processador de controlo (300) do sistema, a chamada é encaminhada para a rede pública PSTN.

Os sinais vocais que vêm da rede pública PSTN destinados ãs unidades móveis são fornecidos ao comutador digital (308) para acoplamento a um codificador de sinais vocais digital apropriado, tal como o codificador de sinais vocais (306), sob o controlo do processador de controlo (300) do sistema. 0 codificador de sinais vocais (306) codifica os sinais digitais de entrada e fornece a corrente de bits de informação resultante directamente para o comutador digital (302). 0 comutador digital (302), sob o controlo do processador de controlo do sistema dirige os dados codificados para a estaçao ou estações de células com as quais a unidade móvel estã em comunicação. Embora na descrição anterior a informação transmitida para a estação de comutação MTSO seja informação vocal analógica, encara-se ainda que possa transmitir-se para o sistema informação digital. Para garantir a compatibilidade com o sistema, deve ter-se o cuidado de enquadrar apropriadamente os dados.

Se a unidade móvel estiver no modo de transferência de célula, comunicando com múltiplas estações de célula, ou num modo de diversidade de células, o comutador digital (302) encaminha as chamadas para as estações das células apropriadas para transmissão pelo emissor da estação da célula para a unidade móvel receptora pretendida. Mas se a unidade móvel estiver a comunicar com apenas uma estação de célula e não no modo de diversidade de células, o sinal é dirigido apenas para a estação de célula única.

processador de controlo (300) do sistema proporciona o controlo dos comutadores digitais (302) e (306) para o encaminhamento dos dados para e da estação de comutação do telemóvel MTSO. O processador de controlo (300) do sistema também determina a atribuição de chamadas para as estações de células e para os codificadores de sinais vocais na MTSO. Além disso, o processador de controlo (300) do sistema comunica com o processador de controlo da estação da célula acerca da atribuição de chamadas particulares entre a estação MTSO e a estação da célula, da atribuição de códigos PN para as chamadas. Deve ainda entender-se que, como se ilustra na fig. 8, os comutadores digitais (302) e (306) estão representados como dois comutadores separados, podendo no entanto a sua função ser desempenhada por uma unidade de comutação fisica mente única.

Quando se utilizar o modo de diversidade de células, a unidade móvel utilizará o receptor buscador para identificar e adquirir o sinal muititrajecto mais forte proveniente de cada uma das duas estações de célula. Os receptores de dados digitais serão controlados pelo receptor buscador e pelo processador de controlo de modo a desmodular os sinais mais fortes. Quando o número de receptores for menor do que o número de estações de células que transmitem informação em paralelo, é possível uma capacidade de diversidade de comutação. Por exemplo, com apenas um receptor de dados e com duas estações de célula a transmitir, o buscador fará o controlo dos pilotos provenientes de ambas as

estações de célula e escolherá o sinal mais forte para o receptor desmodular. Nesta forma de realizaçao, a escolha poderá ser feita tão frequentemente como para todas as tramas do codificador de sinais vocais, ou cerca de todos os 20 ms.

0· processador de controlo do sistema tem a responsabilidade de atribuir receptores de dados digitais e moduladores na estação da célula para tratar chamadas particulares. Assim, na secção de transmissão da célula para as unidades móveis, o processador de controlo do sistema controla a atribuição de sequências de Walsh usadas na estação da célula na transmissão de uma chamada particular para a unidade movei. Além disso, o processador de controlo do sistema controla o receptor das sequências de Walsh e os códigos PN no receptor. Na secção de transmissão da unidade móvel para a estação da célula, o processador de controlo do sistema também controla os códigos PN do utilizador na unidade móvel para a chamada. A informação de atribuição e portanto transmitida da MTSO para as estações das células e daí para a unidade móvel. 0 processador de controlo do sistema faz igualmente o controlo do progresso da chamada, da qualidade dos sinais e inicia o corte da comunicação, no caso de perda de sinal.

i

SECÇÃO DE TRANSMISSÃO DA UNIDADE MÕVEL PARA A CÉLULA

-77Na secção de transmissão da unidade móvel para a célula, as características do canal determinam que seja modificada a técnica de modulação. Em particular, a utilização de uma portadora piloto, tal como existe na secção de transmissão da célula para as unidades móveis já não é viável. A portadora piloto tem de ter maior potência que a portadora vocal para proporcionar uma boa referência de fase para a modulação dos dados. Transmitindo a estação da célula muitas portadoras vocais simultâneas, um sinal piloto único pode ser compartilhado por todas as portadoras vocais. Portanto, a potência do sinal piloto por portadora vocal ê muito pequena.

Mas na secção de transmissão da unidade móvel para a célula há usualmente apenas uma portadora vocál por unidade móvel. Se se usasse um piloto, ele necessitaria de uma potência significativamente maior do que a portadora vocal. Esta situação é claramente indesejável, visto que se reduziria grandemente a capacidade global do sistema devido â interferência produzida pela presença de um grande número de sinais piloto de potência elevada. Portanto, tem de ser usada uma modulação capaz de desmodulação eficaz sem sinal piloto.

Com o canal da unidade móvel para a célula, corrompido por desvanecimento de Rayleigh, dando origem a uma fase rapida-78 mente variável no canal, não são viáveis técnicas de desmodulação coerente, tais como o anel de Costas que deriva a fase do sinal recebido. Podem utilizar-se outras técnicas, tais como a modulação PSK (modulação por desvio de fase) coerente diferencial, mas não proporcionam o nível desejado da relação sinal/ruído.

Assim deve empregar-se uma forma de sinalização ortogonal, tal como a sinalização binária, quaternária ou m-ãria.

Na forma de realização dada como exemplo, utiliza-se uma técnica de sinalizaçao ortogonal 64-ãria, usando funções de Walsh. 0 desmodulador da sinalização ortogonal m-ãria requer coerência do canal apenas durante a transmissão do símbolo m-ária. Na forma de realização dada como exemplo, essa duração ê apenas de dois bits.

processo da codificação e modulação da mensagem começa com um codificador convolutivo com comprimento de limitação K = 9 e taxa de código r = 1/3. Para uma taxa de dados nominal de 9 600 bps, o codificador produz 28 800 símbolos binã rios por segundo. Estes símbolos são agrupados em caracteres contendo 6 símbolos cada um, à velocidade de 4 800 caracteres por segundo, sendo possíveis 64 caracteres. Cada carácter ê codificado num comprimento de 64 sequências Walsh contendo 64 bits ou segmentos. A taxa de segmentos de Walsh 64-ãrios é de 307 200 segmentos por segundo na forma de realização dada como exemplo.

Os segmentos de Walsh são depois cobertos ou multiplicados por uma sequência PN, que ocorre com a frequência de 1,2288

MHz. A cada unidade móvel é atribuída uma sequência PN única para esse fim. Esta sequência PN pode, ou ser atribuída apenas durante a chamada, ou atribuída permanentemente ã unidade móvel.

A sequência PN atribuída é aqui designada por sequência PN do utilizador. 0 gerador de sequência PN dos utilizadores funciona com uma frequência de impulsos de relógio de 1,2288 MHz, portanto para produzir quatro segmentos PN por cada segmento de Walsh.

Finalmente, gera-se um par de sequências PN curtos de comprimento 32 768. Na forma de realização dada como exemplo, utilizam-se as mesmas sequências que na secção de transmissão da célula para a unidade móvel. A sequência de segmentos de Walsh coberta pela sequência PN do utilizador é depois coberta ou multi plicada por cada uma das duas sequências PN curtas. As duas sequências resultantes modulam então bifasicamente um par de sinusoides em quadratura e são somadas para se obter um sinal único. 0 sinal resultante é depois filtrado num filtro de banda, transposto para a radiofrequência final, amplificado, filtrado e irradiado pela antena da unidade móvel. Como foi discutido com referência ao sinal da célula para a unidade móvel, pode modificar-se a ordem da filtragem, amplificação, transposição e modulação .

-80Numa forma de realização alternativa podem produzir-se duas fases diferentes do código PN do utilizador e usá-las para modular as duas fases da portadora da onda tetrafásica, dispensando-se a necessidade de utilizar as sequências de comprimento 32 768. Ainda noutra alternativa, a secção de transmissão da unidade móvel para a célula poderia utilizar apenas modulação bifásica, não havendo então a necessidade das sequências curtas.

receptor da estação de célula para cada sinal produz as sequências PN curtas e a sequência PN do utilizador para cada sinal activo da unidade móvel que estã a ser recebido. 0 receptor correlaciona a energia do sinal recebido com cada uma das ondas codificadas, em correlacionadores separados. Cada uma das saídas dos correlacionadores é depois processada separadamente para desmodular a codificação 64-ária e a codificação convolutiva, usando um processador de transformação de Hadamard Rápida e um descodificador do algoritmo de Viterbi.

Num outro esquema de modulação alternativo para a secção de transmissão da unidade móvel para a célula, utilizar-se-ia o mesmo esquema de modulação que se usa na secção de transmissão da célula para a unidade móvel. Cada unidade móvel utilizaria o par de códigos do sector de comprimento 32 768 como códigos exteriores. 0 código interior utilizaria uma sequência de Walsh de comprimento 64, que é atribuída à unidade móvel para utilizar enquanto estiver nesse sector. Nominalmente, seria atri“ ç buída a mesma sequência de Walsh ã unidade móvel para a secção de transmissão da unidade móvel para a célula, como é usada na secção de transmissão da célula para a unidade móvel.

esquema anterior de codificação PN ortogonal limita a dispersão da largura de banda disponível que pode ser usada pelo sistema de modulação a uma taxa máxima igual à taxa de segmentos dividida por 64, ou seja 19 200 Hz, para os números usados na forma de realização dada como exemplo. Isso impediria a utilização de codificação m-ária com m grande, como se descreveu na forma de realização dada como exemplo. Mas, como alternativa, poderia usar-se um código convolutivo de taxa r = 1/2 e comprimento de limitação K = 9, modulação FSK binária diferencial dos símbolos binários codificados. 0 desmodulador na estação de célula poderia constituir uma referência de fase durante um curto intervalo usando a técnica descrita no artigo Nonlinear Estimation on PSK-Modulated Carrier with Application to Burst Digital Transmission, Andrew J. Viterbi e Audrey M. Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, Vol IT-29,

N2 4, Julho de 1983. Por exemplo, poderia obter-se uma fase de referência por obtenção de uma média sobre apenas 4 símbolos, não exigindo mais coerência do canal que o esquema 64-ãrio atrás mencionado.

A eficácia do esquema alternativo que acaba de descrever-se será no entanto inferior à da forma de realizaçao prefe-82rida, na presença de desvanecimento de Rayleigh severo e em condições de trajectos múltiplos. Porém, em certos ambientes onde o desvanecimento e os trajectos múltiplos sejam menos severos, por exemplo no canal entre um satélite e as unidades móveis, e em certos canais terrestres de telemóvel, a eficácia do sistema alternativo poderia ser melhor do que a da forma de realização preferida. Isso pode ocorrer porque o ganho resultante de tornar os sinais da unidade móvel cortogonais entre si pode ser superior â perda na eficiência da detecçâo do esquema DPSK (PSK diferencial).

Para satisfazer os requisitos do alinhamento temporal nas funções de Walsh ortogonais para a secção de transmissão alternativa entre as unidades móveis e as células, cada receptor das células determina o erro temporal relativamente â distribuição de tempos nominal de cada sinal recebido. Se um sinal recebido dado tiver um atraso no tempo, então o modulador e emissor da célula associada emitirá um comando para esta unidade movei para avançar os seus tempos de emissão, de um incremento pequeno. Inversamente, se o sinal recebido estiver avançado em relação â distribuição de tempos nominal, ê transmitido um comando de retardamento de um pequeno incremento, para a unidade móvel. Os incrementos de ajustamento dos tempos são escolhidos da ordem de grandeza de 1/8 de segmento PN, isto é 101,7 ns. Os comandos são transmitidos com uma frequência relativamente baixa, da ordem de 10 a 50 Hz e são constituídos por um bit único, inserido no fluxo de dados vocais digitais.

Durante a operação de transferência suave de célula para célula, a unidade movei estará a receber sinais de duas ou mais células. Como a unidade móvel só pode alinhar os seus tempos em resposta a um dos comandos de ajustamento de tempos das células, a unidade móvel normalmente deslocará a sua distribuição de tempos em resposta aos comandos recebidos da célula mais forte que está a ser recebida. 0 sinal transmitido da unidade móvel será assim alinhado temporalmente com a célula para a qual tem o melhor trajecto de ligação. De outro modo resultariam interferências mutuas maiores para os outros utilizadores.

Se cada receptor das células que recebem um sinal da unidade móvel efectuar a operação anterior de medição e correcção do erro temporal, então todos os sinais recebidos das unidades móveis serão normalmente recebidos aproximadamente com a mesma distribuição de tempos, dando como resultado uma interferência reduzida.

A fig. 9 ilustra, na forma de um esquema de blocos, um aparelho telefónico CDMA da unidade móvel. 0 aparelho telefónico CDMA da unidade móvel inclui uma antena (430), que estã acoplada, através de um diplexador (432), ao receptor analógico (344) e ao amplificador de potência de emissão (436). A antena (430) e o diplexador (432) sao de concepção normal e permitem a emissão e a recepção simultâneas através de uma antena única. A antena (430) capta os sinais transmitidos e fornece-os através do diple-84-

xador (432) ao receptor analógico (434) . 0 receptor analógico (434) recebe os sinais de RF provenientes do diplexador (432), que tipicamente estão na banda de frequência dos 850 MHz para amplificação e conversão abaixadora para uma frequência intermédia FI. Esta transposição é feita usando um sintetizador de frequências de concepção normal, que permite que o receptor seja sintonizado para qualquer das frequências dentro da banda de frequências de recepção da banda global de frequências do sistema telefónico celular. Os sinais são também filtrados e digitalizados para ser fornecidos aos receptores de dados digitais (540) e (542) e ao receptor buscador (544).

Os pormenores do receptor (434) estão ilustrados com mais pormenor na fig. 10. Os sinais recebidos da antena (430) são fornecidos ao conversor abaixador (500), que é constituído pelo amplificador (502) e o misturador (504). Os sinais recebidos são fornecidos como entrada ao amplificador de RF (502), onde são amplificados, sendo a saída fornecida à entrada do misturador (504). 0 misturador (504) tem uma outra entrada, que é a saída do sinal do sintetizador de frequências (506). Os sinais de RF amplificados são transpostos, no misturador (504), para uma frequência IF, por mistura com o sinal de saída do sintetizador de frequências.

Os sinais de IF que saem do misturador (504) são fornecidos ao filtro de banda (BPF) (508), tipicamente um filtro de ondas acústicas de superfície (SAW) , com uma banda de passagem de cerca de 1,25 MHz, no qual são filtrados para deixar passar essa banda. As características do filtro SAW são escolhidas para se adaptar à forma de onda do sinal transmitido pela estação da célula. 0 sinal transmitido da estação da célula é um sinal de sequência directa de espectro disperso, que é modulado por uma sequência PN formada com impulsos de relógio de frequência predeterminada, na forma de realização dada como exemplo 1,2288 MHz. Esta frequência dos impulsos de relógio ê escolhida para ser um múltiplo inteiro da taxa de dados na banda básica, de 9,6 Kbps.

Os sinais filtrados saem do filtro BP? (508) e são sinais de entrada para um amplificador IF de ganho variável (510), onde os sinais são de novo amplificados. Os sinais IF amplificados saem do amplificador IF (510) para o conversor analógico/digital (A/D) (512), onde os sinais são digitalizados.

A conversão do sinal de IF num sinal digital faz-se com uma frequência de impulsos de relógio de 9,8304 MHz, na forma de realização dada como exemplo, a qual é exactamente igual a oito vezes a taxa de segmentos PN. Embora o conversor A/D (512) esteja ilustrado como fazendo parte do receptor (534), em vez disso ele podia fazer parte dos receptores de dados e buscador. Os sinais de IF digitalizados saem do conversor A/D (512) para os receptores (440) e (442) e para o receptor buscador (444).

-860 receptor (434) também desempenha uma função de controlo da potência para ajustar a potência de emissão da unidade móvel. Um circuito de controlo automático do ganho (AGC) (514) estã também acoplado à saída do amplificador de IF (510).

Em resposta ao nível do sinal de IF amplificado, o circuito AGC (514) proporciona um sinal de retroacção para a entrada de controlo do ganho do amplificador de IF (510). 0 receptor (434) também usa o circuito AGC (514) para gerar um sinal analogico de controlo da potência que é fornecido ao circuito (438) de controlo da potência de emissão.

Na fig. 9, o sinal digitalizado que sai do receptor (434) é fornecido aos receptores de dados (440) e (442) e ao receptor buscador (444). Deve entender-se que uma unidade móvel pouco dispendiosa, de baixa eficácia, poderia ter apenas um único receptor de dados, enquanto as unidades mais eficazes podem ter dois ou mais, para permitir a recepção em diversidade.

sinal de IF digitalizado pode conter os sinais de muitas chamadas de saída, juntamente com as portadoras piloto transmitidas pela estação de célula corrente e por todas as estações de célula vizinhas. A função dos receptores (440) e (442) ê a de correlacionar amostras de IF com a sequência PN apropriada. Este processo de correlação proporciona uma propriedade que é bem conhecida na técnica por ganho de processamento, que melhora a relação sinal/interferência de um sinal que se adapta â sequência

-87PN apropriada, não realçando outros sinais. A saída de correlação ê depois detectada sincronamente, usando a portadora piloto prove niente da estaçao de célula mais próxima como referência de fase da portadora. 0 resultado deste processo de detecçâo é uma sequência de símbolos de dados codificados.

Uma propriedade da sequência PN, tal como é usada na presente invenção, é que se proporciona discriminação contra sinais que seguem trajectos múltiplos. Quando o sinal chega ao reeeptor móvel depois de ter passado através de mais de um trajecto, haverá uma diferença no tempo de recepção do sinal.

Esta diferença de tempos na recepção corresponde à diferença de distâncias dividida pela velocidade de propagação. Se esta diferença de tempos exceder 1 microssegundo, então o processo de correlação discriminará entre os trajectos. 0 reeeptor pode escolher o seguimento e a recepção do trajecto mais avançado ou mais atrasado. Se se proporcionarem dois receptores, tais como os receptores (440) e (442), podem então seguir-se e processar-se dois trajectos independentes, em paralelo.

reeeptor buscador (444) , sob o controlo do processador de controlo (446) destina-se a fazer a exploração contínua do domínio do tempo em torno do tempo nominal de um sinal piloto recebido da estação de célula buscando outros sinais piloto multi trajecto provenientes da mesma estação de célula e outros sinais piloto emitidos por outras estações de célula. 0 reeeptor (444)

-88medirá a intensidade de qualquer recepção de uma onda desejada em instantes diferentes dos instantes nominais. 0 receptor (444) compara a intensidade do sinal nos sinais recebidos. 0 receptor (444) proporciona um sinal de intensidade dos sinais ao processador de controlo (446) indicativo dos sinais mais fortes.

processador (446) proporciona sinais de controlo para os receptores (440) e (442), para cada um deles processar um sinal diferente dos sinais mais fortes. Ocasionalmente um outro sinal piloto transmitido de uma estação de célula tem uma intensidade superior à intensidade do sinal da estação de célula corrente. Então o processador de controlo (446) geraria uma mensagem de controlo para ser transmitida para o controlador do sistema, através da estação de célula corrente, pedindo uma transferência da célula para a estação de célula correspondente ao sinal piloto mais forte. Os receptores (440) e (442) podem portanto tratar chamadas através de estações de célula diferentes.

Durante a operação de transferência suave de célula para célula a unidade móvel estará a receber sinais provenientes de duas ou mais células. Como a unidade móvel apenas pode alinhar a sua divisão de tempos em resposta a um dos comandos de ajuste da divisão de tempos das células, a unidade móvel normalmente desloca a sua base de tempos em resposta aos comandos recebidos da célula mais forte, das que esta a receber. 0 sinal trans mitido pela unidade móvel estará pois alinhado temporalmente com

-89a célula para a qual tem um trajecto de ligação melhor. De outro modo resultariam maiores interferências mútuas com os outros utilizadores.

Na fig. 10 estão ilustrados com mais pormenor outras particularidades do receptor dado como exemplo, tal como o receptor de dados (440). 0 receptor de dados (440) inclui geradores PN (518) e (520), que geram sequências PN^ e PNQ, de maneira correspondente ã da geração nas estações de célula.

Sinais de divisão de tempos e de controlo das sequências são proporcionados aos geradores PN (518) e (520) provenientes do processador de controlo (446). 0 receptor de dados (440) também inclui o gerador de Walsh (516) que proporciona a função de Walsh apropriada para comunicação com esta unidade móvel pela estação. 0 gerador de Walsh (516) gera, em resposta aos sinais de distribuição de tempos (não representados) e a um sinal de selecçao da função proveniente do processador de controlo, um sinal correspondente â sequência de Walsh atribuída. 0 sinal de selecção da função é transmitido para a unidade móvel pela estação da célula fazendo parte da mensagem de estabelecimento da chamada. As sequências PNj e PNq saídas dos geradores PN (516) e (518) são fornecidas respectivamente a entradas de portas OU EXCLUSIVO (522) e (524). 0 gerador de Walsh (516) proporciona a sua salda ãs portas OU EXCLUSIVO (522) e (524), onde são combinadas numa operação OU EXCLUSIVO, dando na saída as sequências

PN_T, e PNq,.

-90- /

As sequências PN^·, e PNq, são fornecidas ao receptor (440), onde entram no correlacionador PN QPSK (526). O correlacionador PN (526) pode ser construído de maneira análoga ao correlacionador PN dos receptores digitais das estações das células. O correlacionador PN (526) correlaciona os dados dos canais I e Q com as sequências PN^, e PNq, e proporciona na saída dados dos canais I e Q, para acumuladores correspondentes (528) e (530). Os acumuladores (528) e (530) acumulam informação de entrada durante um período correspondente a um símbolo, ou 64 segmentos. As saídas dos acumuladores são fornecidas ao rodador de fase (532), que recebe também um sinal de fase piloto do processador de controlo (446). A fase dos dados dos símbolos recebidos é rodada de acordo com a fase do sinal piloto, como ê determinado pelo receptor buscador e pelo processador de controlo. Ã salda do rodador de fase (532) são os dados do canal I que são fornecidos ao circuito desentrelaçador e descodificador.

processador de controlo (446) inclui também um gerador PN (534), que gera a sequência PN do utilizador, em resposta a um endereço de entrada da unidade móvel ou ID do utilizador. A sequência PN saída do gerador PN (534) é fornecida ao circuito combinador de diversidade e descodificador. Gomo o sinal da célula para a unidade móvel é cifrado com a sequência PN do endereço da unidade móvel, a saída do gerador PN (534) é usada para a decifração do sinal transmitido pela estação da célula, destinado a este utilizador da unidade móvel semelhante

-91ao do receptor da estação de célula. 0 gerador PN (534) fornece especificamente a sequência PN de saída ao circuito desentrelaçador e descodificador, onde é usado para decifrar os dados cifrados do utilizador. Embora se descreva a cifragem com referência a uma sequência PN, encara-se a possibilidade de utilizar outras técnicas de cifragem, incluindo as que são bem conhecidas na técnica.

As saídas dos receptores (440) e (442) são assim fornecidas ao circuito combinador de diversidade e descodificador (448). O circuito combinador de diversidade contido no circuito (448) simplesmente ajusta a distribuição de tempos das duas correntes de símbolos recebidos fazendo o seu alinhamento e adiciona uns com os outros. Este processo de adição pode fazer-se por multiplicação das duas correntes por um número correspondente âs intensidades relativas dos sinais das duas correntes. Esta operação pode ser considerada um combinador de diversidade de taxa máxima. A corrente de sinais combinados resultante ê depois descodificada usando um descodificador com correcção de erros FEG, também contido no circuito (448). O equipamento usual da banda básica digital ê um sistema codificador de sinais vocais digital. 0 sistema CDMA estã concebido para acomodar uma variedade de estruturas diferentes de codificador de sinais vocais.

Os circuitos de banda básica (450) incluem tipicamente um codificador de sinais vocais digital (não representado) que

-92pode ser do tipo de velocidade variável, como se descreve no pedido de patente de invenção copendente atrás referido. 0 circuito de banda básica (450) serve ainda como interface com um microtelefone ou qualquer outro tipo de dispositivo periférico.

circuito de banda básica (450) acomoda uma certa variedade de estruturas diferentes de codificador de sinais vocais. 0 circuito de banda básica (450) fornece sinais de saída de informação para o utilizador, de acordo com a informação a ele fornecida pelo circuito (448).

Na secção de transmissão da unidade móvel para a célula, os sinais vocais analógicos do utilizador tipicamente são fornecidos através de um microtelefone, como entrada para o circuito de banda básica (450). O circuito de banda básica (450) inclui um conversor analógico/digital (A/D) (não representado), que converte o sinal analógico para a forma digital. Q sinaldigít-al é fornecido ao codificador de sinais vocais, onde é codificado. A saída do codificador de sinais vocais é fornecida a um circuito de codificação com correcção de erros FEC (não representado), para a correcção de erros. Na forma de realização dada como exemplo, a codificação com correcção de erros implementada é de um esquema de codificação convolutiva. 0 sinal digitalizado e codificado sai do circuito de banda básica (450) para ser transmitido para o modulador (452).

-930 modulador de emissão (452) em primeiro lugar codifica, de acordo com as funções de Walsh, os dados de emissão e depois modula o sinal codificado num sinal de portadora PN, cuja sequência PN é escolhida de acordo com a função de endereço atribuída â chamada. A sequência PN é determinada pelo processador de controlo (446) a partir da informação de estabelecimento da chamada que é transmitida pela estação de célula e desco dificada pelos receptores (440) e (442) e o processador de controlo (446). Em alternativa, o processador de controlo (446) pode determinar a sequência PN mediante um pré-arranjo com a estação da célula. 0 processador de controlo (446) proporciona a informação da sequência PN para o modulador de emissão (452) e para os receptores (440) e (442) para descodificação da chamada.

A saída do modulador de emissão (452) é fornecida ao circuito de controlo da potência de emissão (438) . A potência de transmissão do sinal ê controlada pelo sinal de controlo da potência analógico proporcionado a partir do receptor (434). Os bits de controlo transmitidos pelas estações das células sob a forma de comando de ajustamento da potência são processados por receptores de dados (440) e (442). 0 comando de ajustamento da potência é usado pelo processador de controlo (446) para ajustar o nível de potência na emissão da unidade móvel. Em resposta a este comando, o processador de controlo (446) gera um sinal de controlo de potência digital que é fornecido ao circuito (438) .

No pedido de patente de invenção copendente atrás referido

-94- t descreve-se com mais pormenor informação adicional sobre a relação dos receptores (440) e (442), o processador de controlo (4 4 6) e o ccntcolo de potência de emissão (438), relativamente ao controlo de potência.

circuito de controlo de potência de emissão (438) fornece na sua salda o sinal modulado de potência controlada para o circuito (436) do amplificador de potência de emissão. 0 circuito (436) amplifica e converte o sinal de IF para obter uma frequência RF, por mistura com um sinal de salda do sintetizador de frequências, que sintoniza o sinal com a frequência de saída apropriada. 0 circuito (436) inclui um amplificador que amplifica a potência atê um nível de saída final. 0 sinal de emissão pretendido sai do circuito (436) para o diplexador (432). O diplexador (432) acopla o sinal ã antena (340) para emissão para as estações de célula.

processador de controlo (446) é igualmente susceptível de gerar mensagens de controlo, tais como pedidos de modo de diversidade de células e comandos de terminação de comunicações para as estações das células. Estes comandos são fornecidos ao modulador de emissão (452) para emissão. 0 processador de controlo (446) responde aos dados recebidos dos receptores (440) e (442) e do receptor buscador (444) para tomar decisões relativas à transferência de umas células para outras e ã combinação de diversidade.

Relativamente à emissão pela unidade móvel, o sinal vocal analógico do utilizador da unidade móvel é primeiro passado através do codificador de sinais vocais. A saída do codificador de sinais vocais é depois, sequencialmente, codificada convolutivamente com correcção de erros FEC, codificada com sequências ortogonais 64-árias e modulada num sinal de portadora PN. A sequência ortogonal 64-ãria é gerada por um codificador de funções de Walsh. 0 codificador é controlado recolhendo seis saídas sucessivas de símbolos binários do codificador convolutivo FEC. Os seis símbolos binários determinam colectivamente qual das 64 sequências de Walsh possíveis serã emitida. A sequência de Walsh tem um comprimento de 64 bits. Assim, a taxa de segmentos Walsh tem de ser 9 600 x 3 x (1/6) x 64 = 307 200 Hz, para uma velocidade de transmissão de dados de 9 600 bps.

Na secção de transmissão da unidade móvel para a célula, é utilizada uma sequência PN curta comum para todas as portadoras vocais no sistema, enquanto a codificação do endereço do utilizador ê feita utilizando o gerador de sequências PN do utilizador. A sequência PN do utilizador é atribuída de maneira única à unidade móvel durante pelo menos a duração da chamada. A sequência PN do utilizador é combinada por uma operaçao OU EXCLUSIVO com as sequências PN comuns, que são sequências de registadores de deslocamento lineares máximas aumentadas, de comprimento 32 768. Os sinais binários resultantes fazem, cada um, uma modulação bifãsica de uma portadora em quadratura, são

-96somados para formar um sinal compósito, filtrados num filtro de banda e transpostos para uma frequêcnia IF de saída. Na forma de realização dada como exemplo, uma parte do processo de filtragem è de facto efectuada por um filtro digital FIR, que opera na saída da sequêcnia binária.

A potência da saída do modulador é então controlada por sinais provenientes do processador de controlo digital e o receptor analógico, convertida para a frequência RF de operação, por mistura com a saída de um sintetizador de frequências, que sintoniza o sinal com a frequência de saída apropriada, e depois amplificada até ao nível de saída final. 0 sinal de emissão passa depois para o diplexador e para a antena.

A fig. 11 ilustra uma forma de realização preferida, mas ainda exemplificativa, do modulador de emissão (452) da unidade móvel. Os dados são proporcionados em forma digital a partir do circuito de banda básica digital para o codificador (600), onde, na forma de realização dada como exemplo, são codificados convolutivamente. A saída do codificador (600) é fornecida ao entrelaçador (602) que, na forma de realização dada como exemplo, ê um entrelaçador por blocos. Os símbolos entrelaçados saem do entrelaçador por blocos (602) para o codificador de Walsh (604) do modulador de emissão (452). 0 codificador de Walsh (604) utiliza os símbolos de entrada para gerar uma saída de sequência de código. A sequência de Walsh é fornecida a uma

entrada de uma porta OU EXCLUSIVO (606).

modulador de emissão (452) inclui ainda o gerador PN (608), que recebe o endereço da unidade móvel como uma entrada para determinar a sequência PN de saída. 0 gerador PN (608) gera a sequência de 42 bits específica do utilizador, como se descreveu com referêcia às fig. 3 e 4. Um outro atributo do gerador PN (608), que ê comum a todos os geradores PN dos utilizadores e não discutidos anteriormente, é a utilização de uma técnica de máscaras para gerar a sequência PN de saída do utilizador. Por exemplo, proporciona-se uma máscara de 42 bits para esse utilizador, sendo cada bit da máscara de 42 bits combinados numa operação OU EXCLUSIVO com um bit de saída de cada registador da série do registador de deslocamento que forma o gerador PN.

Os resultados da máscara e da operação de OU EXCLUSIVO dos bits do registador de deslocamento são depois combinados entre si num circuito OU EXCLUSIVO para formar a saída do gerador PN que é usada como sequência PN do utilizador. A sequência PN de saídacb PN (608), a sequência PN^, é introduzida na porta OU EXCLUSIVO (606). Os dados dos símbolos de Walsh e a sequência PN^ são combinados na porta OU EXCLUSIVO (606) e fornecidos a entradas dos circuitos OU EXCLUSIVO (610) e (612).

modulador de emissão (452) inclui ainda geradores PN (614) e (616) que geram respectivamente sequências PN^· e PNq.

Todas as unidades móveis usam as mesmas sequências PN^ e PNq.

-98Estas sequências PN são, na forma de realização dada como exemplo, as sequências de desvio zero usadas nas comunicações da célula para a unidade móvel. A outra entrada das portas OU EXCLUSIVO (610) e (612) recebe respectivamente sequências PN-j- e PNq de saída dos geradores PN (614) e (616). As sequências PN-j- e PNq são combinadas em portas OU EXCLUSIVO respectivas com a salda fornecida ao controlo (438) da potência de emissão (fig. 9).

Na forma de realização dada como exemplo, a secção de transmissão da unidade movei para a célula utiliza o código convolutivo com taxa r = 1/3 com comprimento de limitação K - 9.

Os geradores do código são G^ = 557 (octal), ⁼ 663 (octal) e

G^ = 711 (octal). De maneira análoga ã da secção de transmissão da célula para a unidade móvel, utiliza-se a repetição do código para acomodar as quatro tramas de dados diferentes que o codificador de sinais vocais produz numa base de tramas de 20 ms. Ao contrário da secção de transmissão da célula para a unidade móvel, os símbolos de código repetidos não são transmitidos pelo ar com níveis de energia baixo, mas sim transmite-se um símbolo de código de um grupo de repetição, ao nível de potência nominal. Em conclusão, a repetição do código na forma de realização dada como exemplo é usada simplesmente como um expediente para ajustar o esquema da taxa de dados variável na estrutura de modulação e entrelaçamento, como se mostrará nos parágrafos que se seguem.

-99Utiliza-se um lapso de tempo de 20 ms no entrelaçador por blocos, exactamente uma trama do codificador de sinais vocais, na secção de transmissão da unidade móvel para a célula. 0 número de símbolos de código de 20 ms, admitindo uma taxa de dados de 9 600 bps e uma taxa de código r = 1/3, é de 576. Os parâmetros N e B, sendo N igual ao número de linhas e Β o número de colunas da matriz do entrelaçador, são respectivamente iguais a 32 e 18. Os símbolos de código são escritos na matriz da memória do entrelaçador por linhas e lidos por colunas.

formato de modulaçao é uma sinalização ortogonal 64-ária. Por outras palavras, os símbolos de código entrelaçados são agrupados em grupos de seis para escolher uma de 64 ondas ortogonais. As 64 ondas ortogonais no tempo sao as mesmas funções de Walsh usadas como sequências de cobertura na secção de transmissão da célula para as unidades móveis.

intervalo de tempo da modulação de dados é igual a 208,33 microssegundos e é designado como um intervalo de um símbolo de Walsh. A 9 600 bps, 208,33 microssegundos correspondentes a 2 bits de informação e, equivalentemente, a 6 símbolos de código para uma taxa de símbolos de código de 28 800 sps. O intervalo do símbolo de Walsh é subdividido em 64 intervalos de tempo de duração igual, designando-se por segmentos (chips) de Walsh, cada um dos quais dura 208,33/64 = 3,25 microssegundos. A taxa de segmentos de Walsh é portanto 1/3,25 = 307,2 KHz. Como a

-100velocidade dispersão de PN é simétrica nas duas transmissões, nomeadamente 1,2288 MHz, havendo exactamente 4 segmentos PN por segmento de Walsh.

Utiliza-se um total de três geradores PN no trajecto da secção de transmissão da unidade móvel para a célula. O gerador PN de 42. bits específicos do utilizador e o par de geradores PN dos canais I e Q de 15 bits. A seguir à operação da dispersão específica do utilizador, o sinal é um sinal QPSK disperso, como se fez na secção de transmissão da célula para a unidade móvel.

Ao contrario da secção de transmissão da célula para as unidades móveis, onde cada sector ou célula era identificado por sequências únicas com o comprimento 2^, aqui todas as unidades móveis usam as mesmas sequências PN I e Q. Estas sequências PN são as sequências com desvio nulo usadas na secção de transmissão da célula para as unidades móveis, também chamadas sequências piloto.

Utilizam-se a repetição do código e o escalonamento da energia na secção de transmissão da célula para as unidades móveis para acomodar as taxas variáveis produzidas pelo codificador de sinais vocais. A secção de transmissão das unidades móveis para a célula utiliza um esquema diferente, baseado numa transmissão por rajadas.

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O codificador de sinais vocais produz quatro taxas de dados diferentes, isto é, 9 600, 4 800, 2 400 e 1 200 bps, numa base de tramas de 20 ms, como na secção de transmissão da célula para as unidades moveis. Os bits de informação sao codificados pelo codificador convolutivo de taxa r = 1/3 e os símbolos de código são repetidos 2, 4 e 8 vezes, nas três taxas de dados mais baixas. Assim, mantém-se a taxa de símbolos de código constante a 28 800 sps. A seguir ao codificador, os símbolos de código são entrelaçados pelo entrelaçador de blocos que abrange exactamente uma trama de codificador de sinais vocais, ou 20 ms. Gera-se um total de 576 símbolos de código todos os 20 ms, por um codificador convolutivo, alguns dos quais podiam ser símbolos repetidos.

A sequência de símbolos de código, tal como é transmitida, está representada na fig. 12. De notar que uma trama do codificador de sinais vocais, de 20 ms, foi subdividida em 16 faixas de tempo, durando cada uma 1,25 ms. No exemplo numérico da secção de transmissão das unidades móveis para a célula, em cada fixa de tempo há 36 símbolos de código à taxa de 28 800 sps ou, de maneira equivalente, 6 símbolos de Walsh à taxa de 4 800 sps. A 1/2 taxa, isto é, a 4 800 bps, as faixas de tempo são agrupadas em 8 grupos, cada um com 2 faixas de tempo. A 1/4 taxa, isto é, a 2 400 bps, as faixas de tempo são agrupadas em 4 grupos, cada um com 4 faixas de tempo e finalmente a 1/8 taxa, isto é, a 1 200 bps, as faixas de tempo são agrupadas em 2

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grupos, cada um com 8 faixas de tempo.

Na fig. 12 está ainda ilustrado um padrão de transmissão por rajadas de símbolos, dado como exemplo. Por exemplo, a 1/4 taxa, isto é, a 2 400 bps, durante a quarta faixa de tempo do primeiro grupo, a quarta e a oitava linhas da matriz da memória do entrelaçador são lidas por colunas e transmitidas sequencialmente. A posição das faixas de tempo para os dados transmitidos tem de tornar-se aleatória a fim de reduzir a interferência.

Na fig. 13 está ilustrada a distribuição de tempos da secção de transmissão das unidades móveis para a célula. A fig.

expande o diagrama de tempos da fig- 7 para incluir os canais das unidades móveis para a célula, isto é, os canais vocais e de acesso. A sincronização da secção de transmissão das unidades móveis para a célula compreende os passos seguintes :

1. Descodificar com êxito uma mensagem de sincronização, isto é, verificar CRC;

2. Carregar o registador de deslocamento de PN longo com o estado recebido na mensagem de sincronização; e

3. Compensar o desvio da fase de código do piloto se a recepção for de um sector que usa piloto desviado.

-103Nesta altura a unidade móvel completou a sincronização, isto é, a sincronização PN e a sincronização em tempo real, podendo começar a emitir ou pelo canal de acesso ou pelo canal vocal.

A unidade móvel, para originar uma chamada, tem de estar provido de atributos de sinalização, a fim de completar uma chamada para outro utilizador do sistema, através da estação da

I célula. Na secção de transmissão da unidade móvel para a célula a técnica de acesso encarada é a denominada slotted ALOHA. Uma I taxa de bits de transmissão exemplificativa no canal de retorno é 4 800 bps. Um pacote do canal de acesso compreende um preâmbulo seguido pela informação.

O comprimento do preâmbulo na forma de realização dada como exemplo é um múltiplo inteiro das tramas de 20 ms e é um parâmetro da célula/sector que a unidade móvel recebe numa das mensagens pelo canal de chamamento. Como os receptores das células usam preâmbulos para resolver os atrasos de propagação, este esquema permite que o comprimento do preâmbulo varie com base no raio da célula. 0 código PN do utilizador para o canal de acesso é ou prê-combinado ou transmitido para as unidades móveis no canal de chamamento.

A modulação é fixa e constante durante o preâmbulo. A onda ortogonal usada no preâmbulo é Wq, isto é, a função de

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Walsh só com zeros. De notar que um padrão sê com zeros na entrada do codificador convolutivo gera a forma de onda desejada w₀.

Um pacote de dados do canal de acesso pode ser constituído por uma ou duas tramas de 20 ms. A codificação, o entrelaçamento e a modulação do canal de acesso são exactamente iguais âs do canal vocal com a taxa de dados de 9 600 bps. Numa forma de realização exemplificativa, o sector/célula requer que as unidades móveis emitam um preâmbulo de 40 ms e o tipo de mensagem do canal de acesso requer uma trama de dados. Seja Np o nunera ch trgmqs rh preâmbulo, sendo k o número de 20 ms decorridos desde uma origem de tempo pré-definida. Então as unidades móveis só têm autorização para iniciar a emissão no canal de acesso quando se verificar a condição : (k, N_p+2) = 0.

No que respeita a outras aplicações das comunicações pode ser desejável reordenar os vários elementos da codificação de correcção de erros, da codificação de sequências ortogonais e da codificação PN para uma melhor adaptação a cada aplicação.

Por exemplo, nas comunicações móveis por satélite, onde os sinais são repetidos entre estações terrestres de grande capacidade e os terminais móveis por um ou mais satélites com órbita terrestre, pode ser desejável usar técnicas de modulação e desmodulação coerente nos dois sentidos das secções de trans-105missao, visto que o canal tem muito maior coerência de fase que o canal móvel terrestre. Numa tal aplicação, o modulador móvel não utilizaria a codificação m-ãria atrãs descrita. Em vez disso, poderia usar modulação bifásica ou tetrafãsica de símbolos com correcção de erros sem canal de retorno, com desmodulaçao coerente convencional com fase da portadora extraída do sinal recebido, usando técnicas de anel· de Costas. Além disso, pode utilizar-se para a secção de transmissão da célula para as unidades móveis, a divisão em canais com funções de Walsh ortogonais, como aqui se descreve. Na medida em que a fase do canal se mantenha razoavelmente coerente, este sistema de modulação e desmodulaçao proporciona um funcionamento com um Eb/No mais baixo que a sinalização ortogonal m-ária, resultando dai uma maior capacidade do sistema.

Numa outra forma de realização, pode ser preferível codificar a onda vocal directamente numa onda de RF em vez de utilizar técnicas de codificadores vocais e FEC. Enquanto a utilização das técnicas de codificadores vocais e codificações FEC conduz a uma eficácia muito elevada das secções de transmissão, é elevada a complexidade de implementação, dando origem a custos adicionais e a um maior consumo de energia. Estes inconvenientes podem ser particularmente desfavoráveis num telefone portátil, onde são importantes o consumo da bateria e o custo. Na prática habitual da transmissão telefónica digital, a onda vocal é representada num formato digital como amostras do

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sinal vocal de 8 bits, com uma taxa de amostragem de 8 KHz. 0 sistema CDMA poderia codificar as amostras de 8 bits directamente em ângulos de fase da portadora. Isso eliminaria a necessidade de um codificador vocal ou um codificador/descodificador FEC. Exigiria também uma relação sinal/ruído um tanto mais elevada para uma boa eficácia, conduzindo a uma menor capacidade. Numa outra alternativa, as amostras do sinal vocal de 8 bits poderiam ser codificadas' em amplitudes da portadora. Ainda numa outra

I alternativa, a onda do sinal vocal poderia ser codificada em fases e amplitudes da portadora.

I

A descrição anterior das formas de realização preferidas é dada para habilitar um especialista na matéria a utilizar a presente invenção. As várias modificações destas formas de realização serão evidentes para os especialistas na matéria, e os princípios genéricos aqui definidos podem ser·aplicados a outras formas de realização sem aplicar faculdades inventivas. Assim, a presente invenção não deve considerar-se limitada às formas de ) realizaçao representadas, devendo sim corresponder-lhe o domínio mais vasto consistente com os princípios das características novas aqui apresentadas.

Claims (4)

1. REIVINDICAÇÕES

   1.Sistema de modulação para ser utilizado em? comunicações por dispersão do- espectro, caracterizado por compreender :

   meios para gerar um primeiro sinal· de sequência orto gonal correspondente a uma sequência seleccionada entre um certo número de' sequências binárias ortogonais;

   meios para gerar um sinal de pseudo-ruído (PN) corres pondente a uma sequência binária PN pré-determinada; e meios para combinar o referido primeiro sinal de se quência ortogonal e o referido sinal PN e para proporcionar um pri í meiro sinal de modulação resultante.
2. 2. - sistema de acordo com a reivindicação 1, caracterizado ainda por compreender meios adicionais para combinar o referido primeiro sinal de modulação com um sinal de informação de entrada e para proporcionar um sinal de informação com dispersão do espectro resultante.
3. 3. - Sistema de acordo com a - reivindicação I, caracterizado por a referida pluralidade de. sequências binárias ortogo nais serem sequências de Walsb.
4. 4. - Sistema de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por a referida sequência PN ser um código PN de sequência linear de comprimento máximo.

   © Agente Oficiat d» Propriedade· Inoustrial

   -108RESUMO

   SISTEMA Ε PROCESSO P.ARA GERAR SINAIS EM FORMA DE ONDA NUM SISTEMA

   TELEFÓNICO CELULAR CDMA

   A invenção ref are-se a um sistema e' a^- um processo para a comunicação de sinais de informação utilizando técnicas de co municação por dispersão do· espectro-. Constroem-se sequências de pseudo-ruído (?N-pseudonoise) que proporcionam ortogonalidade en tre os utilizadores de modo que se-rá reduzúda a interferência mútua, permitindo uma capacidade dè- transmissão mais elevada e uma maior eficiência·.das. secções de·., transmissão. Com.códidós PN .ortogo. nais, à correlação cruzada- é nula durante um intervalo de tampo pré-determinado, resultando daí ausência de interferência entre os códigos ortogonais, apenas sendo necessário que as tramas de -.tem* pos dos códigos estejám mutuamente a linhadas''^-no tempo. Numa forma de realização exemplificativa, transmitem-se sinais entre um local de‘célula (12,14) e'unidades móveis (16,18), utilizando sinais de comunicação directa de sequências pór dispersão do'espectro. Numa secção de transmissão da célula para uma unidade móvel, definem-se canais piloto, de sincronização, de 'chamamento e de conversação te lefõnica..A informação transmitida nos canais da -secção de transmissão da célula para a unidade móvel é, em geral, codificada, entrelaçada e modulada com cobertura ortogonal de cada símbolo BPSK

   -109 (Si-ohase sbift kev - Modulação de,deslocamento de‘fase bífãsica) mais QPSX (Quadratura phase shift key· - Modulação da deslocamento de fase com.fases em quadratura) para dispersão dos símbo los cobertos. Na secção de'transmissão da unidade móvel para a. cê. lula, definem-se canais de acesso e de conversação telefónica. -A in formação transmitida nos canais da -.unidade móvel para a célula é> em geral; codificada, entrelaçada, com sinalização ortogonal e dispersão -QPSX.