JPH06501349A - Ｃｄｍａセルラ電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤＭＡセル電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法 発明の背景 ■１発明の技術分野 本発明はセル電話システム、特に拡張スペクトル通信信号を使用した自動車セル 電話システムまたは衛星自動車電話システムにおける情報通信用の画期的で改良 されたシステムおよび方法に関する。

ＩＩ、関連技術の説明 コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステム使用者が 存在する通信を助長する種々の技術のうちの１つである。時間分割多重アクセス （ＴＤＭＡ）　、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）　、振幅圧伸単一側波帯 （ＡＣ３ＳＢ）のようなＡＭ変調方式のような他の多重アクセス通信システム技 術か技術で知られている。しかし、ＣＤ＆ｉＡの拡張スペクトル変調技術は多重 アクセス通信システムのためのこれらの変調技術にまさる大きい利点を有する。

多重アクセス通信システムのＣＤＭＡ技術の使用は１９９０年２月１３日出願の “５ＰＲＥＡＤ　ＳＰＥＣＴＲＵＭ　ＭＵＬＴＩＰＬＥ　ＡＣＣＥＳＳ　ＣＯＭ ＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ　ＳＹＳＴＥＭ　ＵＳＩＮＧ　ＳＡ置ＬＩＴＥ　ＯＲＴＥ ＲＲＥＳＴＲＩＡＬ　ＲＥＰＥＡＴＥＲ５”と題する米国特許第４．９０１．３ ０７号明細書に記載されている。

多重アクセス技術が記載されているこの前述の特許ではそれぞれトランシーバを 有する多数の自動車電話システムの使用者がコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ ）拡張スペクトル通信信号を使用して衛星中継器又は地球上のベース局（セル局 ステーション、セル局または略してセルとも言う）を通して通信する。ＣＤＭＡ 通信を使用して周波数スペクトルは多数回再使用されることができ、従ってシス テム使用者の能力を増加することを可能にする。ＣＤＭＡの使用は他の多重アク セス技術を使用して得られた結果よりかなり高いスペクトル効率を得られる。

衛星チャンネルは典型的にリシアンとして特徴づけられるフェージングを経験す る。従って受信信号はレイレーフエージング統計を有する多重反射成分と合算さ れた直接成分からなる。直接成分と反射成分との間のパワー比は自動車ユニット のアンテナの特性と自動車ユニットの環境によって決定され、典型的に６〜１０ ｄＢ程度である。

衛星チャンネルと対照的に、地球チャンネルは直接成分なしに典型的にレイレー フエージングを受けた成分からなる信号フェージングを経験する。従って、地球 チャンネルはりシアンフェージングを主体のフェージング特性のある衛星チャン ネルよりもよりシビアなフェージング状況を示す。

地球チャンネル信号のレイレーフエージング特性は物理的環境の多くの異なった 特徴から反射される信号により引起こされる。結果として信号が異なった伝送遅 延を有する多くの方向から自動車ユニット受信機に到着する。通常、セル自動車 電話システムを含む自動車無線通信を使用するＵＨＦ周波数帯域では異なった通 路を伝播する信号の重大な位相差が生じる。信号の破壊的加算の可能性は深いフ ェードが生じるとき結果として生じる。

地球チャンネルフェージングは自動車ユニットの物理的地位で非常に強い機能で ある。自動車ユニット位置の小さな変化は全ての信号伝播路の物理的遅延を変化 し、これはさらに各通路の位相を異なったものとする。従って、その環境を通過 する自動車ユニットの動作はかなり急速はフェージングプロセスを生じる。例え ば、８５０ＭＨｚのセル無線周波数帯域ではこのフェージングは典型的に毎秒、 毎マイル、毎時間１フエードの自動車速度と同速度である。このシビアなフェー ジングは地球チャンネルの信号に非常に破壊的であり、通信品質が低い結果とな る。付加的な送信パワーはフェージングの問題を克服するために使用できる。し かしこのようなパワーは干渉の増加により使用者とシステムの両者における過度 のパワー消費を効果的に増加する。

米国特許第４．９０１．３０７号明細書に記載されているＣＤＭＡ変調技術は衛 星又は地上の中継器を使用する通信システムに使用される狭帯域変調技術にまさ る多くの利点を提供する。

地球チャンネルは特に多通路信号に関しては通信システムに特別な問題を提起す る。ＣＤＭＡ技術の使用は地球チャンネルの特別な問題が多通路の例えばフェー ジングの悪影響の緩和により克服されることを可能にし、一方でその利点を利用 している。

ＣＤＭＡセル電話システムでは同一の周波数帯域が全てのセルの通信に使用され ることができる。処理利得を提供するＣＤＭＡ波形特性もまた同一の周波数帯域 を占める信号を弁別するために使用される。さらに高速度疑似雑音（ＰＮ）変調 は多くの異なった伝播通路が分割されることを可能にし、通路遅延の相違がＰＮ チップ継続期間即ちｌ／帯域幅を超過することを許容する。約ＩＭＨｚのＰＮチ ップ速度がＣＤＭＡシステムで使用されるとシステムデータ速度と拡張帯域幅と の比率と等しい完全に拡張したスペクトル処理利得が所望の通路から通路遅延で １マイクロ秒以上異なる通路に対して使用されることができる。１マイクロ秒の 通路遅延差は約１゜０００フイートの通路距離差に相当する。部会の状況では典 型的に１マイクロ秒を超過する通路遅延差が与えられ、ある地域では１０乃至２ ０マイクロ秒に達したことが報告されている。

通常の電話システムにより使用されるアナログＦＭ変調のような狭帯域変調シス テムでは、多通路の存在は重大な多通路フェージングを生じる。しかし、広帯域 ＣＤＭＡ変調では異なった通路は復調処理で弁別される。この弁別は多通路フェ ージングの重要度を減少する。多通路フェージングは特定のシステムに対するＰ Ｎチップ継続期間より少い遅延差を有する出口通路が時々存在するのでＣＤＭＡ 弁別技術の使用において総合的に減少されない。この程度の通路遅延を有する信 号は復調器で弁別されず、ある程度のフェージングを生じる。

それ故システムがフェージングを減少することを可能にするある形態のダイパー シティが提供されることが所望される。

ダイパーシティはフェージングの有害な効果を緩和する１つの方法である。３つ の主なタイプのダイパーシティが存在する。即ち時間ダイパーシティ、周波数ダ イパーシティ、空間ダイパーシティである。

時間ダイパーシティは反復、時間インターリーブ、エラー検出、反復の形態のコ ード化を使用することにより最も良く得ることができる。本発明は時間ダイパー シティの形態として３つの各技術を使用する。

広帯域幅信号である本質的な特性によりＣＤ　Ｍ　Ａは信号エネルギを広帯域幅 に拡張することにより周波数ダイパーシティの形態を提供する。それ散層波数選 択的フェージングはＣＤ〜ＩＡ信号帯域幅の小部分にのみ影響する。

空間または通路ダイパーシティは２またはそれ以上のセル局を通過する自動車使 用者からの同時的なリンクを通じる多重信号通路を提供することにより得られる 。さらに、通路ダイパーシティは異なった伝播遅延を有する信号の到着が受信さ れ別々に処理されることを可能にすることによる拡張スペクトル処理を通過する 多通路状況を開発することにより得られる。通路ダイパーシティの例は１９８９ 年１１月７日出願の“５ＯＦＴ　ＨＡＮＤＯＦＦ　ＩＮ　Ａ　ＣＤＭＡ　ＣＥＬ Ｌ［ＩＡＲ置ＥＰＩＩＯＮＥ　ＳＹＳＴＥＭ”と題する米国特許出願箱０７／４ ３３．０３０号明細書および同じ＜　１９８９年１１月７日出願のＤＩＶＥＲＳ ＩＴＹ　ＲＥＣＨＶＥＲＩＮ　Ａ　ＣＤＭＡ　ＣＥＬＬＵＬＡＲ置ＥＰＩ３ＯＮ Ｅ　ＳＹＳＴＥＭ”と題する米国特許出願箱０７／４３２．５２２号明細書に記 載されている。

有害なフェージング効果はさらに送信器パワーの制御によりＣＤＭＡシステムで 、ある程度の量に制御されることができる。セル局および自動車ユニットパワー 制御用のシステムは１９８９年１１月７日出願の“ＭＥＴＢＯＤ　ＡＮＤ　ＡＰ ［’ＡＲＡＴυＳ　ＦＯＲＣ０ＮＴＲ０ＬＬＩＮＧ　ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ 　ＰＯＷＥＲＩＮ　Ａ　ＣＤＭＡ　ＣＥＬＬＵＬＡＲＭＯＢＩＬＥ　置Ｅ［’Ｈ ＯＮＥ　ＳＹＳＴＥＭ”と題する米国特許出願箱０７／４３３．０３１号明細書 に記載されている。

米国特許第４．９０１．３０７号明細書に記載されているようにＣＤＭＡ技術は 自動車および衛星通信のリンクの両方向のコヒーレント変調と復調の使用を考察 している。従って、ここで記載されていることは衛星自動車リンクとセル自動車 リンクのコヒーレント位相基準としてのパイロット搬送波信号の使用である。し かし、地球セル状況ではチャンネルの結果的７な位相崩壊により多通路のフェー ジングの重大度は自動車セルリンクのコヒーレント復調技術の使用を阻止する。

本発明はコヒーレントでない変調と復調技術の使用による自動車とセルリンクの 多通路の悪影響を克服する手段を提供する。

米国特許第４．９０１．３０７号明細書で記載されているＣＤＭＡ技術は各使用 者のチャンネルが異なったＰＮシーケンスを割当てられている比較的長いＰＮシ ーケンスの使用を試みている。異なったＰＮシーケンスの間の相互相関関数とゼ ロ以外のあらゆる時間シフトのＰＮシーケンスの自己相関は両者とも異なった使 用者の信号が受信において弁別されることを可能にするゼロ平均値を有する。

しかし、このようなＰＮ信号は直交しない。情報ビット時間のような短い時間間 隔で相互相関関数は平均がゼロであるが、相互相関関数は二項分布になる。この ように互いに信号干渉はこれらが同一のパワースペクトル密度で広帯域幅のガウ ス雑音であるのと丁度同じである。従って、他の使用者の信号または相互の干渉 雑音は最終的に達成可能な能力を制限する。

多通路の存在は広帯域ＰＮ　ＣＤＭＡシステムに通路ダイパーシティを提供でき る。２以上の通路が１マイクロ秒の通路遅延差より大きい値で利用できれば２以 上のＰＮ受信機がこれらの信号を別々に受信することに利用できる。これらの信 号が典型的に多通路フェージングで別々に示されるので、即ちこれらは通常−緒 にフェードしないので、２つの受信機の出力はダイパーシティ結合されることが できる。それ散性能の損失は両者の受信機が同時にフェードしたときのみ生じる 。本発明の１つの局面はダイパーシティ結合器との組合せで２以上のＰＮ受信機 を提供することである。フェージングを克服するように多通路信号の存在を開発 するため通路ダイパーシティの結合動作が行われることを可能にする波形を使用 することが必要である。

それ数本発明の目的は相互干渉を減少するように直交し、より多くの使用者能力 を許容し、通路ダイパーシティを支持し、その結果フェージングを克服するＰＮ シーケンスを生成することである。

発明の概要 自動車セル電話状況における拡張スペクトル通信技術、特にＣＤＭＡ技術の設備 は他の通信システム技術にまさるシステムの信頼性と能力を大きく増強する特徴 を提供する。前述のＣＤＭＡ技術はフェージングおよび干渉のような問題を容易 に克服することを可能にする。従ってＣＤＭＡ技術はさらに多くの周波数再使用 を促進し、システム使用者数の実質的な増加を可能にする。

本発明は相互干渉が減少され、高い能力とより優れたリンク性能を可能にするよ うに使用者の間の直交性を提供するＰＮシーケンスを組立てるためのすぐれた改 良された方法およびシステムである。コード時間フレームが互いに時間整列され てさえいれば、直交ＰＮコードにより相互相関関数は予め定められた時間間隔に わたってゼロであり、直交コードの間の干渉のない結果を生じる。

実施態様では信号は直接シーケンス拡張スペクトル通信信号を使用してセル局と 自動車ユニットとの間で通信される。

セルー自動車リンクではパイロット、同期、ページング、音声チャンネルが限定 される。セルー自動車リンクチャンネルで通信される情報は通常、コード化され 、インターリーブされ、被覆符号の直角位相偏移キー（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）拡張と 共に各ＢＰＳＫ符号の直交した被覆で変調したパイ位相偏移キー（ＢＰＳＫ）で ある。

自動車−セルリンクではアクセスおよび音声チャンネルが規定されている。自動 車−セルリンクチャンネルで通信された情報は通常、コード化し、インターリー ブし、ＱＰＳＫ拡張と共に直交信号である。

本発明の特徴、目的、利点は図面を伴った後述の詳細な説明より明白であり、図 面の参照数字は同一のものに対して示されている。

図面の簡単な説明 図１はＣＤ　Ｍ　Ａセル電話システムの実施態様の概略図である。

図２はＣＤ　Ｍ　Ａセル電話システムに設けられたセル局装置のブロック図であ る。

図３はセル局受信機のブロック図である。

図４はセル局送信変調器のブロック図である。

図５は同期チャンネル符号同期の１例のタイミング図である。

図６は直交被覆を有する同期チャンネルタイミングの実施態様のタイミング図で ある。

図７は総合的なセルー自動車リンクタイミングのタイミング図の１例である。

図８は自動車電話スイッチング局装置のブロック図である。

図９はＣＤＭＡセル電話システムのＣＤＭＡ通信のために配置された自動車ユニ ット電話装置のブロック図である。

図１０は自動車ユニット受信機のブロック図である。

図１１は自動車ユニット送信変調器のブロック図である。

図１２はバースト伝送の可変データ速度の自動車セルリンクのタイミング図の１ 例である。

図１３は総合的な自動車セルリンクタイミングのタイミング図の１例である。

好ましい実施例の説明 ＣＤＭＡセル電話システムでは各セル局は複数の変調器復調器ユニット又は拡張 スペクトル変復調装置を有する。各変復調装置はデジタル拡張スペクトル送信変 調器と少なくとも１つのデジタル拡張スペクトルデータ受信機とサーチ受信機と を具備する。セル局の各変復調装置は割当てられた自動車ユニットとの通信を容 易にするために必要な自動車ユニットに割当てられる。

柔軟なハンドオフ方式は新しいセル局変復調装置が自動車ユニットに割当てられ るＣＤＭＡセル電話システムに使用され、古いセル局の変復調装置は呼びのサー ビスを継続する。

自動車ユニットが２つのセル局の間の転移領域に位置されると、呼び出しは信号 強度の指令通りにセル局の間で切替えられる。自動車ユニットが常に少なくとも １つのセル局変復調装置を通して通信されるので、自動車ユニットまたはサービ ス中の不通効果は少ない。従って自動車ユニットはフェージング効果を緩和する ダイパーシティ機能に加えてハンドオフ処理を助長するために多重受信機を使用 する。

ＣＤＭＡセル電話システムでは各セル局は“パイロット搬送波”信号を伝送する 。セルがセクタに分割されると、各セクタは関連する異なったパイロット信号を セル内で有する。

このパイロット信号は初期のシステム同期を得るためと粗状態時間、周波数、信 号を送信されたセル局の追跡をする位相を提供するため自動車ユニットにより使 用される。各セル局はまたセル局弁別、システムタイミング、自動車ページング 情報、種々の他の制御信号のような拡張スペクトル変調情報を送信する。

各セルの各セクタにより送信されるパイロット信号は同一の拡張コードであるが 異なったコード位相オフセットを有する。位相オフセットはパイロット信号が互 いに弁別されることを可能にし、従ってセル局又はセクタの始まりを弁別する。

同一のパイロット信号コードの使用は自動車ユニットが全てのパイロット信号コ ード位相を通じる単一のサーチによりシステムタイミング同期を見つけることを 可能にする。最も強いパイロット信号は各コード位相の相関処理によって決定さ れるように容易に識別可能である。弁別された最強のパイロット信号は通常最も 近いセル局により送信されたパイロット信号に一致する。しかし最強のパイロッ ト信号は最も隣接したセル局により送信されようとそうでなかろうと使用される 。

最高強度のパイロット信号の捕捉、即ち最高強度のパイロット信号を有する自動 車の初期同期において、自動車ユニツトはセル内の全てのシステム使用者により 受信される別の搬送波をサーチする。同期チャンネルと呼ばれるこの搬送波はシ ステム中の自動車により使用されるシステム情報を含む放送メツセージを伝送す る。システム情報は長いＰＮコード、インターリーバ−フレーム、ボコーダ、付 加的なサーチなしに自動車ユニットが同期するのに使用される他のシステムのタ イミング情報を可能にする情報を伝達することに加えてセル局とシステムを弁別 する。ベージングチャンネルと呼ばれる別のチャンネルもまた呼びが自動車に到 着したことを示す自動車へのメツセージの送信と自動車が呼びを開始したときの チャンネル割当に応答するために設けられている。

自動車ユニットはセクタ又は送信パイロット信号に隣接するセル局に対応するコ ードオフセットで受信したパイロット搬送波信号コードを走査しつづける。この 走査は近接するセクタ又はセルから発するパイロット信号が最初に最も強度が高 いと決定されたパイロット信号より強くなるかどうかを決定するために行われる 。一方、この呼び出しの不活性モードで隣接するセクタ又は隣接するセル局パイ ロット信号が最初のセル局セクタ又はセル局の送信パイロット信号のパイロット 信号より強度が強くなると、自動車ユニットはより強度の強いパイロット信号お よび新しいセクタ又はセル局の対応する同期およびベージングチャンネルを捕捉 する。

呼び出しが開始されると疑似雑音（ＰＮ）コードアドレスはこの呼び出しの継続 期間中の使用のため決定される。コードアドレスはセル局により割当てられるか 自動車ユニットの識別値を基礎とする事前調整により決定される。呼び出しの開 始後、自動車ユニットは近接するセクタ又はセルのパイロット信号に加えて通信 が行われるセル局により送信されるパイロット信号を走査し続ける。パイロット 信号の走査は隣接するセクタ又はパイロット信号を伝送するセルのいずれかが自 動車ユニットが通信しているセル局により送信されるパイロット信号より高強度 になるかどうかを決定するために継続される。隣接するセルまたはセルセクタと 関連するパイロット信号が現在のセルまたはセルセクタのパイロット信号より高 強度になるとき、これは新しいセルまたはセルセクタに入り、ハンドオフが開始 されなければならないことを自動車ユニットに示したものである。

本発明の実施例の電話システムが図１に示されている。図１で示されたシステム はシステム自動車ユニット又は自動車電話とセル局との間の通信における拡張ス ペクトル変調技術を使用する。

大都市のセルシステムは数十刃の自動車電話のサービスをする数百のセル局ステ ーションを有する。拡張スペクトル技術の使用、特にＣＤＭＡでは通常ＦＭ変調 セルシステムと比較してこのサイズのシステムの使用者能力における増加を容易 に助長する。

図１ではシステム制御装置とスイッチ１０もまた自動車電話スイッチング局（Ｍ Ｔ　Ｓ　Ｏ）と呼ばれており、典型的にセル局に対するシステム制御を行うイン ターフェースと処理回路を含んでいる。制御装置ＩＯもまた公衆電話交換網（Ｐ 　Ｓ　ＴＮ）から適切な自動車ユニットへの伝送のための適切なセル局への電話 呼び出しの路線を制御する。制御装置ＩＯはまた少なくとも１つのセル局を経て 自動車ユニットからＰＳＴＮへの呼び出しの路線を制御する。制御装置１０は自 動車ユニットが典型的に互いに直接通信しないので適切なセル局を介して自動車 使用者間の呼びを接続する。

制御装置１０は専用電話線、先ファイバリンク又はマイクロ波通信リンクのよう な種々の手段によりセル局と結合されている。図１では例示的に２つのこのよう なセル局１２．１４かそれぞれセル電話装置を含む自動車ユニット１６．１８と 共に含まれている。セル局１２．１４はここで説明され、図示されているように セル全体をサービスするものと考えられている。しかしセルは地理的にセクタに 分割され、このセクタはそれぞれ異なったカバー範囲として扱われていることを 理解すべきである。従ってハンドオフは多重セルに対してここで記載されている のと同一のセルのセクタの間で行われ、ダイパーシティもまたセルに対してと同 様にセクタの間で行われる。

図１では矢印の線２０ａ〜２０ｂと２２ａ〜２２ｂはそれぞれセル局１２と自動 車ユニット１６．１８との間の可能な通信リンクを規定する。同様に矢印の線２ ４ａ〜２４ｂと２６ａ〜２６ｂはそれぞれセル局１４と自動車ユニット１６．１ ８との間の可能な通信リンクを規定する。セル局１２．１４は同等のパワーを使 用して送信する。

セル局サービス領域又はセルは自動車ユニットが通常１つのセル局に近接され、 １つのセル内でセクタが複数のセクタに分割されるように地形に基いて組立てら れる。自動車ユニットがアイドルであり、即ち通話がおこなわれていないとき、 自動車ユニットはそれぞれの近くのセル局からのパイロット信号送信とセルが複 数のセルに分割されている単一のセル局から適応可能かどうかを常に捕捉する。

図１で示されているようにパイロット信号は局からの、すなわち前方向の通信リ ンク２０ａ、２６ａでセル局１２．　１４により自動車ユニットにそれぞれ伝送 される。自動車ユニット１６はセル局１２．１４から伝送されるパイロット信号 の信号強度を比較することによりどのセルが入っているかを決定することができ る。

図１で示されている例では、自動車ユニット１６はセル局１２に近接していると 考えられている。自動車ユニット１６が呼び出しを開始するとき制御メツセージ は最も近いセル局であるセル局１２に送信される。セル局１２は呼び出し要求メ ツセージを受信するとき呼び出し番号をシステム制御装置１０に送信する。シス テム制御装置１０はＰＳＴＮを通じて呼び出しをめられた送り先に接続する。

呼び出しがＰＳＴＮ内で開始されると制御装置ｌＯは呼び出し情報を領域中の全 てのセル局に伝送する。セル局は呼び出された送り先の自動車使用者のそれぞれ のカバー範囲内でページングメツセージを送信する。送り先の自動車ユニットが ページメツセージを聞き取ると、これは最も近いセル局に伝送される制御メツセ ージに応答する。この制御メツセージはシステム制御装置にこの特定のセル局が 自動車ユニットと通信していることを信号で知らせる。制御装置１０はこのセル 局を通じての自動車ユニットへの呼びの通路を形成する。自動車ユニット１６が 最初のセル局であるセル局１２のカバー範囲から移動すると呼びを別のセル局を 通じて行うことにより呼を継続する。

セル電話システムでは連邦通信局（Ｆ　ＣＣ）は総合して自動車セルリンクに２ ５ＭＨｚ、セルー自動車リンクに２５ＭＨｚを割当てている。ＦＣＣは２つのサ ービス提供者の間に同等に割り当てており、その一方はサービス領域のワイヤ線 の電話会社であり、他方は抽選で選択されている。割当てられる順序のためにリ ンクの各方向のそれぞれの搬送波に割当てられる１２．５Ｍ　Ｈｚはさらに２つ の帯域に分けられる。ワイヤ線搬送波では帯域はそれぞれ１０ＭＨｚおよび２． ５ＭＨｚである。

ワイヤ線のない搬送波では帯域はそれぞれ１１ＭＨｚと１．５ＭＨｚの広さであ る。従って１．５ＭＨｚより小さい信号帯域幅は全ての帯域に適合され、２．５ ＭＨｚより小さい帯域幅は１つの帯域以外の全ての帯域に適合される。

利用できるセル周波数スペクトルにＣＤＭＡ技術を割当てる最大の柔軟性を維持 するためセル電話システムに使用される波形は帯域幅で１．５ＭＨｚより小さく なければならない。

適切な第２の選択は約２．５ＭＨｚ帯域幅であり、ワイヤ線のセル搬送波の十分 な柔軟性とワイヤ線のないセル搬送波のほぼ十分な柔軟性を可能にする。より広 い帯域幅を使用することは増加した多通路弁別を提供する利点を有するが高価な 装置と割当てられた帯域幅内の周波数割当におけるより低い柔軟性という形態の 不都合な面も存在する。

図１で示したような拡張スペクトルセル電話システムでは設けられた好ましい波 形の設計は直接シーケンス疑似雑音拡張スペクトル搬送波を含む。ＰＮシーケン スのチップ速度は好ましい実施例では１．２２８８Ｍ　Ｈｚに選択されている。

この特別なチップ速度は結果としての帯域幅がフィルタ処理後１つのセルサービ ス搬送波に割当てられる全帯域幅の約１０分の１である１、　２５Ｍ　Ｈｚ程度 であるように選択されている。

適格なチップ速度の選択の別の考察はチップ速度がシステムで使用されるベース バンドデータ速度により正確に分けられることが好ましい。また約数が２のべき 乗であることも望ましい。好ましい実施例ではベースバンドデータ速度が毎秒９ ６００ビツトであり、１．２２８８Ｍ　Ｈｚの選択となりＰＮチップ速度９６０ ０の１２８倍である。

セル自動車リンクではスペクトル拡張用の二進シーケンスは２つの異なったタイ プのシーケンスから組立てられ、それぞれ異なった機能を提供する異なった特性 を有する。多通路信号を弁別するために使用されるセル又はセクタの全ての信号 に共何される外部コードが存在する。外部コードもまた異なったセル又はセクタ により自動車ユニットに送信される信号の弁別に使用される。また単一セクタ又 はセルにより送信される使用者信号の弁別に使用される内部コードも存在する。

セル局の送信する信号の好ましい実施例における搬送波波形設計は１対の二進Ｐ Ｎシーケンスにより変調される直角位相（４位相）である正弦搬送波を使用し、 この二進ＰＮシーケンスは単一のセクタ又はセルにより送信される外部コードを 提供する。シーケンスは同一のシーケンス長の２つの異なったＰＮ発生器により 生成される。１つのシーケンスのパイ位相は搬送波の同位相チャンネル（Ｉチャ ンネル）を変調し、他のシーケンスのパイ位相は搬送波の直角位相（Ｑチャンネ ル）を変調する。結果的な信号は合計され複合４位相搬送波を形成する。

論理“ゼロ”および論理“１”の値は通常二進シーケンスを示すことに使用され るか変調処理に用いられる信号電圧は論理“１″で＋Ｖボルト、論理“ゼロ”で −■ボルトである。

パイ位相が正弦波信号を変調するためにゼロボルト平均値の正弦は乗算回路を使 用して二進シーケンスにより制御されるように＋Ｖ又は−■電圧レベルにより乗 算される。結果的な信号は帯域通過フィルタを通過することにより限定された帯 域である。正弦波信号により乗算される前に二進シーケンス流を低域通過フィル タに通し、動作の順序を交換することは技術で知られている。直交位相変調器は 異なったシーケンスによりそれぞれ駆動される２つのパイ位相変調器で構成され 、パイ位相変調器で使用される正弦信号は位相シフトが９０°である。

好ましい実施例では送信信号搬送波のシーケンス長は３２７６８チツプに選択さ れている。この長さのシーケンスは変形した最大の長さの線形シーケンス発生器 によりゼロピットを長さ３２７６７チツプシーケンスに加えることにより生成さ れることかできる。結果としてのシーケンスは良好な相互相関関数と自己相関特 性を有する。良好な相互相関関数と自己相関関数特性は異なったセルにより送信 されるパイロット搬送波の間の相互干渉を阻止するために必要である。

この長さの短いシーケンスは自動車ユニットが最初にシステムタイミングの知識 なしでシステムに入ったとき自動車ユニットの捕捉時間を最小限にするために望 ましい。未知のタイミングでシーケンス全体の長さは正確なタイミングを決定す るためにサーチサーチされるべきである。シーケンスが長い程捕捉サーチが必要 とする時間が長くなる。３２７６８より短いシーケンスが使用されることもでき るが、シーケンス長が減少されるとコード処理利得か減少することが理解されな ければならない。処理利得が減少されるとき近接するセルおよび他のソースから の干渉と共に多通路干渉の排除も許容できないレベルまで減少される。従って合 理的な時間で捕捉される最長シーケンスを使用することが望ましい。また全ての セルで同一のコードの多項式を使用することも好ましく、同期を最初に捕捉する とき、どのセルに入っているかを知らずに自動車ユニットが単一のコード多項式 をサーチすることによって十分な同期を得ることができる。

同期処理を簡単にするためシステムの全てのセルが互いに同期される。実施例で はセル同期は全てのセルを共通の時間基準、ナブスタグローバルポジショニング システムの衛星航空システムに同期することで達成され、この衛星航空システム はユニバーサルコープイネイト時間（ＵＴＣ）に同期される。

異なったセルからの信号は基本的なシーケンスの時間オフセットを提供すること により差動される。各セルは近接したセルとは異なる基本的シーケンスの異なっ た時間オフセットを割当てられる。好ましい実施例では３２７６８反復期間は５ １２タイミングオフセツトに分けられる。５１２オフセツトは６４チツプの間隔 を隔てている。セルシステムの各セルの各セクタもまた全ての送信に使用される オフセットの異なった１つに割当てられる。システムに５１２以上のセクタ又は セルか存在するとオフセットは本発明のアナログＦ＆ｆセルシステムで再使用さ れる周波数と同様の方法で再使用されることができる。

他の設計では５１２以外の異なった数が使用される。パイロット信号オフセット 割当の合理的な管理で、近接したセルが近接した時間のオフセットを使用する必 要はなくなる。

セル又はセルのセクタの１つにより送信される全ての信号は工およびＱチャンネ ル用の同一の外部のＰＮコードを共何する。信号はまたウオルシュ関数を使用す ることにより生成される内部直交コードで拡張される。特定の使用者にアドレス される信号は外部ＰＮシーケンス、使用者の電話呼出しの期間中、システム制御 装置により割当てられた特定のウオルシュシーケンス又はウオルシュシーケンス のシーケンスにより乗算される。同一の内部コードはＩチャンネルおよびＱチャ ンネルの両者に供給され、内部コードに対して効果的なパイ位相である変調が生 じる。

それぞれの長さｎで、２のｎ乗のｎ直交二進シーケンスがＳ、Ｗ、　Ｇｏｌｏｍ ｂその他による文献（Ｄｉｇ自ａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｗｉｆｈ　 ５ｐａｃｅ　Ａｐｐｌｉｅ１目ｏｎｓ、　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｂａ１１社、１９ ６４年、４５〜６４頁）を参照して設計できることが技術で知られている。実際 、直交二進シーケンスセットはまた４の乗算で２百より少ない長さとしても知ら れている。生成が簡単なこのようなシーケンスの１つの組はウオルシュ関数と呼 ばれ、アダマールマトリックスとしても知られている。

ｎ序数のウオルシュ関数は以下のように反復的に規定されることができる。

ここでＷ−はＷおよびＷ（１，）−１０１の論理補数を示し従って、 Ｗ（８）は以下のようになる。

ウオルシュシーケンスはウオルシュ関数マトリックスの１つの行である。序数ｎ のつτルシュ関数はそれぞれの長さがｎビットであるｎシーケンスを有する。

序数ｎ（他の直交関数と同様）のウオルシュ関数はｎコード符号の時間間隔にわ たってセット内の全ての異なったシーケンスの間の相互相関関数はゼロである特 性を有し、シーケンスが互いに時間整列される。このことはビットの丁度半分の １つおきのシーケンスから異なるあらゆるシーケンスに注目することにより明ら かである。常に１つのシルケンスが全てのゼロを有することと他の全てのシーケ ンスが１を半分とゼロを半分有することも注目すべきである。

近接したセルおよびセクタは、近接したセルおよびセクタに使用される外部ＰＮ コードが異なっているためウオルシュシーケンスを再使用することができる。特 定の自動車位置と２以上の異なったセル間の信号の異なった伝播時間のため一度 に両者のセルのウオルシュ関数直交に必要な時間整列の条件を満足することは可 能ではない。従って、異なったセルから自動車ユニットに到着する信号の間の弁 別を行うため外部ＰＮコードに信頼を置かなければならない。しかし、セルによ り送信された全ての信号は互いに直交し、従って互いの干渉に関与しない。この ことはほとんどの位置の大部分の干渉を消去し、より高い能力が得られることを 可能にする。

システムはさらに可変速度チャンネルである音響チャンネルを想定し、この可変 速度チャンネルのデータ速度は使用上データ速度を制御するのに必要な最小限の オバーヘッドでデータブロックからデータブロックへ変化される。可変データ速 度の使用は有益でない会話が伝送されたとき不必要な伝送を除去することにより 相互干渉を減少させる。会話活動の変化に従って各ボコーダブロック中の変化す るビット数を生成するためボコーダ内でアルゴリズムが使用され゛る。会話活動 の期間中、ボコーダは話者の言語活動によって２０．４０．８０．１６０ビット を含む２０ミリ秒のデータブロックを生成する。伝送速度の変化により一定量の 時間でデータブロックを送信することが望まれる。さらにどの位のビットが送信 されるかを受信機に知らせるために信号ビットの必要のないことが望ましい。

ブロックはさらに付加的なパリティビットをブロックするために付加する循環冗 長チェックコード（ＣＲＣＣ）を使用することによりコード化され、このパリテ ィビットはデータのブロックが正確に解読されているかどうかを決定することに 使用されることができる。ＣＲＣＣチェックコードは予め定められた二進多項式 でデータブロックを分割することにより生成される。ＣＲＣＣは分割処理の残留 ビットの全部又は一部を有する。ＣＲＣＣは同じ残留ビットの再生成および受信 した残留ビットが画成されたチェックビットと同様であるかを検査することによ り受信機でチェックされる。

この開示された発明では受信デコーダは全ての可能なブロック長が試験されるま でそれが１６０ビツトを含むように、そして８０ビツト等を含むかのようにブロ ックを解読する。ＣＲＣＣは各試験的解読で算出される。試験解読の１つが正確 なＣＲＣＣを生じるとデータブロックは受信され、さらに続く処理のためにボコ ーダに伝送される。試験的な解読が有効なＣＲＣＣを生成しないと、受信した符 号はシステムの信号プロセッサに伝達され、ここで他の処理動作が選択的に行わ れる。

セル送信機では送信波形のパワーはブロックのデータ速度の変化と共に変化され る。最高のデータ速度は最も高い搬送波パワーを使用する。データ速度が最大値 より低いと、パワーを低くすることに加えて、変調器は所望な伝送速度を達成す るのに必要なだけの回数分それぞれのデータ符号のコード化を繰返す。例えば、 最も低い伝送速度ではそれぞれのコード化符号は４回繰返される。

自動車送信機ではピークパワーは一定に維持されるが送信機はデータブロック中 の送信されたビット数に応じて時間の１／２又は１／４又は１／８にゲートを開 がれる。送信機のオンタイムの位置は自動車使用者のアドレスした使用者コード に従って疑似ランダム的に変化される。

セルー自動車リンク 好ましい実施例ではウオルシュ関数サイズｎはセルー自動車リンクで６４に等し く　（ｎ＝６４）設定されている。さらに送信される６４までの異なった信号は それぞれ特定の直交シーケンスを割当てられる。各音声会話のフォワードエラー 補正（Ｆ　Ｅ　Ｃ）のコード化した符号流は割当てられたウオルシュシーケンス により乗算される。各音声チャンネルのウオルシュコード化／ＦＥＣコード化符 号流は外部のＰＮコード波形により乗算される。結果的な拡張符号流は共に合計 され複合した波形を形成する。

結果的な複合波形は正弦波搬送波に変調され、帯域通過フィルタに通され、所望 の動作周波数に変換され、増幅され、アンテナシステムにより放射される。本発 明を別の実施例は丁度ここで記載したセル局送信信号の形成動作のいくつかの順 序を交換している。例えばアンテナにより放射される全てのチャンネル信号の合 算に先立って外部ＰＮコード波形により各音声チャンネルを乗算し、フィルタ動 作を行うことが好ましい。線形動作の順序は種々の構成の利点および異なった設 計を得るために交換できることも技術で知られている。

セルサービス用の好ましい実施例の波形設計は米国特許第４、９０１．３０７号 明細書に記載されているようにセルー自動車リンクのパイロット搬送波方法を使 用する。全てのセルは同一の３２７６８の長さのシーケンスを使用するパイロッ ト搬送波を送信するが相互干渉を防止するために異なったタイミングでオフセッ トされる。

パイロット波形は全てゼロのウオルシュシーケンス即ち全てのウオルシュ関数で 発見された全てゼロからなるウオルシュシーケンスを使用する。全てのセルのパ イロット搬送波の全てゼロのウオルシュシーケンスの使用はパイロット波形の初 期的サーチが外部コードのＰＮ同期が得られた後までウオルシュ関数を無効にす ることを可能にする。ウオルシュフレームはＰＮシーケンス長のファクターであ るウオルシュフレミングの長さによりＰＮコードサイクルに固定される。それ故 ＰＮコードのセルアドレシングオフセットが６４チツプの乗算（又はウオルシュ フレーム長）であればウオルシュフレミングは外部ＰＮコードタイミングサイク ルから絶対的に知られる。

サービス領域の全てのセルには正確な同期が供給される。

好ましい実施例では各セルのＧＰＳ受信機はローカル波形タイミングをユニバー サルコープイネイトタイム（ＵＴＣ）に同期する。ＧＰＳシステムは１マイクロ 秒の正確度より優れた時間同期を可能にする。セルの正確な同期は自動車が１つ のセルから別のセルへ呼の進行中に移動するときセル間の簡単な呼のハンドオフ を容易にすることができるようにするため所望である。近接したセルか同期され ると自動車ユニットは新しいセルに同期する困難を持たず、従ってスムースなハ ンドオフを容易にする。

パイロット搬送波はより大きな信号対雑音比およびこの信号に対する干渉マージ ンを提供するように典型的な音声搬送波よりも高パワーレベルで送信される。高 パワーレベルのパイロット搬送波は初期捕捉サーチが高速度で行われることと比 較的広帯域幅の位相追跡回路によりパイロット搬送波の搬送波位相における非常 に正確な追跡を可能にする。パイロット搬送波の追跡から得られる搬送波位相は 使用者の情報信号により変調された搬送波の復調のための搬送波位相基準として 使用される。この技術は多数の使用者の搬送波が搬送波位相基準に対する共通の パイロット信号を共有することを可能にする。例えば、総合して１５の同時音響 搬送波を送信するシステムではパイロット搬送波は４つの音響搬送波に等しい送 信パワーを割当てられる。

パイロット搬送波に加えて、全てのシステム使用者により受信される予定の別の 搬送波はセル局により送信される。同期チャンネルと呼ばれるこの搬送波はまた スペクトル拡張で同じ３２７６８の長さのＰＮシーケンスを使用するが予め割当 られた異なったウオルシュシーケンスを有する。同期チャンネルはシステム中の 自動車により使用されるためのシステム情報を含む放送メツセージを送信する。

システム情報はセル局およびシステムを弁別し、自動車情報信号に使用される長 いＰＮコードが付加的なサーチなしで同期されることを可能にする情報を伝達す る。

ベージングチャンネルと呼ばれる別のチャンネルは呼が自動車に到達したことを 示すメツセージを自動車に送信し、自動車が呼を始めるときチャンネル割当に応 答するように設けられている。

各音声搬送波は電話呼出しの会話のデジタル表示を伝送する。アナログ会話波形 は標準的なデジタル電話技術を使用してデジタル化され、ボコード処理を使用し て毎秒約９６００ビツトのデータ速度に圧縮される。このデータ信号は速度ｒ＝ ｌ／２、制約長に−９であり、反復され、渦巻きコード化され、非常に低い信号 対雑音比率および干渉比でシステムを動作可能にするエラー検出および訂正機能 を提供するためインターリーブされている。渦巻きコード化、反復、インターリ ーブの技術はよく知られた技術である。

結果的なコード化された符号は割当られたウオルシュシーケンスにより乗算され 、外部ＰＮコードにより乗算される。

この処理は１．２２８８Ｍ　ＨｚのＰＮシーケンス又は９６００ｂ　ｐ　ｓデー タ速度の１２８倍という結果を生じる。結果的な信号はＲＦ搬送波を変調し、他 の音声搬送波と共にパイロットおよびセットアツプ搬送波と合計される。加算は ＰＮシーケンスによる乗算の前後のいずれかでＩＦ周波数又はベースバンド周波 数のような処理の幾つかの異なった点で達成される。

それぞれの音響搬送波はまた他の音響搬送波のパワーに関係する送信パワーを設 定する値により乗算される。このパワー制御特性はパワーが比較的好ましくない 位置にある送り先であることによってより高いパワーを必要とするリンクに割当 られることを可能にする。自動車にはパワーが無駄なしに適切な動作を行うよう にレベルを設定することを許容する受信した信号対雑音比を報告する手段が設け られている。ウオルシュ関数の直交特性は時間整列が維持されるならば異なった 音響搬送波の異なったパワーレベルを使用することによって妨害されない。

図２はセル局装置の１実施例のブロック図を示している。

セル局では２つの受信システムはそれぞれが分離したアンテナと空間ダイパーシ ティ受信のためのアナログ受信機を有している状態で使用されている。各受信機 システムでは信号は信号がダイパーシティ結合処理を終えるまで同一に処理され る。破線内の要素はセル局および１つの自動車ユニットの間の通信と対応する要 素に一致する。アナログ受信機の出力はまた他の自動車ユニットとの通信に使用 される他の要素にも提供される。

図２では第１の受信機システムはアンテナ３０、アナログ受信機３２、サーチ受 信機３４、デジタルデータ受信機３６を有する。

第１の受信機システムはまた任意のデジタルデータ受信機３８を有する。第２の 受信機システムはアンテナ４０＞アナログ受信機４２、サーチ受信機４４、デジ タルデータ受信機４６を有する。

セル局はまたセル局制御プロセッサ４８を有する。制御プロセッサ４８はサーチ 受信機３４．４４と共にデータ受信機３６．３８．４６に結合される。制御プロ セッサ４８は他の機能の間で信号処理、タイミング信号生成、パワー制御、ハン ドオフ、ダイパーシティ、ダイパーシティ結合およびＭＴＳＯＣ図８）とのシス テム制御処理インターフェースのような機能を提供する。ウオルシュシーケンス 割当はまた送信機と受信機の割当と共に制御プロセッサ４８により提供される。

両者の受信機システムはデータ受信機３６．３８．’４６によりダイパーシティ 結合器とデコーダ回路５０に結合される。デジタルリンク５２はダイパーシティ 結合器とデコーダ回路５０の出力を受信するように結合される。デジタルリンク ５２はまた制御プロセッサ４８、セル局送信変調器５４、ＭＴＳＯデジタルスイ ッチに結合されている。デジタルリンク５２は制御プロセッサ４８の制御の下で セル局送信変調器５４と回路５０を有するＭＴＳＯ（図８）への信号又はＭＴＳ Ｏからの信号を通信するために使用されている。

自動車ユニットの送信信号は予め定められた速度でクロックされるＰＮシーケン スにより変調される直接シーケンスの拡張信号であり、この予め定められた速度 は好ましい実施例では１．２２８８Ｍ　Ｈｚである。このクロック速度は９．６ Ｋｂｐｓベ一スバンドデータ速度の整数倍であるように選択される。

アンテナ３０で受信される信号はアナログ受信機３２に供給される。受信機３２ の詳細はさらに図３で示されている。アンテナ３０で受信された信号は周波数逓 降変換器１００に供給され、この周波数逓降変換器１００はＲＦ増幅器１０２お よびミキサ１０４を備えている。受信信号はＲＦ増幅器への人力として供給され 、ここでこれらは増幅され、ミキサ１０４の入力へ出力される。ミキサ１０４は 周波数同期１０６からの出力である別の入力を供給される。増幅されたＲＦ倍信 号ミキサ１０４で周波数同期出力信号と混合することによりＩＦ周波数に変換さ れる。

ＩＦ倍信号ミキサ１０４から帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１（１８、典型的には １．２５ＭＨｚの通過帯域を有する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタに出力され、 ここでこれらは帯域通過フィルタ処理される。フィルタ処理された信号はＢ　Ｐ 　Ｆ　１０８から信号が増幅されるＩＦ増幅器１１０に出力される。増幅したＩ Ｆ倍信号ＩＦ増幅器１１０からアナログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１２へ 出力され、ここでこれらはＰＮチップ速度の丁度８倍である９、　８３０４ＭＨ ｚクロック速度でデジタル化される。（Ａ／Ｄ）コンバータ１１２は受信機３２ の一部として示されているが、代りにデータとサーチ受信機の一部であってもよ い。デジタル化されたＩＦ倍信号（Ａ／Ｄ）コンバータ１１２からデータ受信機 ３６、任意のデータ受信機３８、サーチ受信機３４への出力される。受信機３２ からの信号出力は後述するＩおよびＱチャンネル信号である。図３のＡ／Ｄコン バータ１１２が単一の装置として示されているが、後述の！およびＱチャンネル 信号の分離ではチャンネル分離はＩおよびＱチャンネルのデジタル化に提供され た２つの別々のＡ／Ｄコンバータによるデジタル化に先立って実行されることが 推定される。ＲＦ−ＩＦ−ベースバンド周波数の下方変換およびＩおよびＱチャ ンネルのアナログデジタル変換のための装置は技術でよく知られている。

サーチ受信機３４は関連するデジタルデータ受信機３６および使用される場合に はデータ受信機３８が最強の剪効な時間ドメイン信号を追跡し処理することを確 実にするためセル局で受信信号についての時間ドメインを走査することに使用さ れる。

サーチ受信機６４は信号をセル局制御プロセッサ４８に供給し、これは処理に適 切な受信信号を選択するため制御信号をデジタルデータ受信機３６．３８に供給 する。

セル局データ受信機およびサーチ受信機の信号処理は自動車ユニット中の同様の 要素による信号処理に比べて幾つかの面で異なっている。入来側即ち反対或いは 自動車−セルリンクでは自動車ユニットはセル局の信号処理のコヒーレント基準 目的に使用されることのできるパイロット信号を伝送しない。自動車〜セルリン クは６４アレイの直交信号を使用するコヒーレントでない変調、復調方式を特徴 とする。

６４アレイ直交信号処理では自動車ユニットから送信された符号は２６のうちの １つ即ち６４の異なった二進シーケンスにコード化される。選択されたシーケン スのセットはウオルシュ関数として知られている。ウオルシュ関数のｍ−アレイ 信号コード化の最適な受信関数は高速アダマール変換（ＦＨＴ）である。

図２を再び参照すると、サーチ受信機３４およびデジタルデータ受信機３６．３ ８はアナログ受信機３２からの信号出力を受信する。自動車ユニットがそれを介 して通信する特定のセル局受信機に伝送された拡張スペクトル信号を解読するた めに適切なＰＮシーケンスが生成されなければならない。自動車ユニット信号の 生成に関する詳細は後述する。

図３で示されているように受信機３６は２つのＰＮ発生器即ち、ＰＮ発生器１２ ０．１２２を含み、これは同一の長さの２つの異なった短コードＰＮシーケンス を生成する。これらの２つのＰＮシーケンスはさらに後述する変調方式の外部コ ードに関して全てのセル局受信機と自動車ユニットのＰＮシーケンスに共通であ る。ＰＮ発生器１２０．１２２は従ってそれぞれ出力シーケンスＰＮ、　５ＰＮ Ｑを提供する。Ｐ　Ｎ　ｒ　、Ｐ　Ｎ　Ｑシーケンスはそれぞれ同位相（Ｉ）と 直角位相（Ｑ）チャンネルＰＮシーケンスと呼ばれている。

２つのＰＮシーケンスＰＮ、、ＰＮＱは１５度の異なった多項式により生成され 、通常生成される３２７６７でなく　３２７６８の長さのシーケンスを生成する ために増加される。例えば増大が１５度のあらゆる最大線形シーケンスの一時に 現れる行におけるＩ４の０のランに対して単一のゼロを付加する形態で生じる。

換言すれば、ＰＮ発生器の１つの状態がシーケンスの生成で繰返される。従って 変形されたシーケンスは１つのランで１５の１．１つのランで１５のゼロを含む 。このようなＰＮ発生器回路ハ”ＰＯＷＥＲＯＦ　ＴＷＯＬＥＮＧＴＩＩ　ＰＳ ＥＵＤＯ−ＮＯＩＳＥ　５ＥＱＵＥＮＣＥＧＥＮＥＲＡＴＯＲＷＪ７１　ＦＡＳ Ｔ　０ＦＦＳＥ７　ＡＤＪＩＩＳＴＭＥＮＴＳ”と題する米国特許出願明細書に 記載されている。

例示的な実施例において、受信機３６は自動車−セルリンク内の自動車ユニット によって発生されるＰＮシーケンスに対応しているＰ　Ｎ　ｕを発生する長いコ ードのＰＮ発生器１２４をさらに含む。ＰＮ発生器１２４は、例えば４２程度の 非常に長い使用者ＰＮコードを発生する最大の線形シーケンス発生器であり、使 用者間に識別を与える自動車ユニットアドレスおよび使用者ＩＤのような付加的 なファクタによって時間シフトされる。このようなセル局で受信される信号は長 いコードのＰＮυシーケンスと短いコードのＰＮ、およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンス の両方によって変調される。別の実施例において、使用者の特定なキーを使用す る世界時の６４シンボル表示をコード化するデータ暗号規格（ＤＥＳ）を使用す る暗号器のような非線形の暗号発生器は、ＰＮ発生器１２４の代りに利用される ことかできる。

ＰＮ発生器１２４からのＰＮＵシーケンス出力は、シーケンスＰＮ、、およびＰ 　Ｎ　Ｑ、を供給するために排他的オアゲート１２６および１２８においてＰＮ 、およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスによってそれぞれ排他的オア処理される。

シーケンスＰＮ、およびＰＮＱ、は、受信機３２からのＩおよ■ びＱチャンネル信号出力に加えてＰＮのＱＰＳＫ相関器１３０に供給される。相 関器１３０は、ＰＮ、およびＰＮＱ、シーケンスを有するＩおよびＱチャンネル データを相関するために利用される。相関器＋３０の相関されたＩおよびＱチャ ンネル出力は、シンボルデータが４チップ周期によって累積されるアキュムレー タ１３２にそれぞれ供給される。アキュムレータＩ３２および１３４の出力は、 高速アダマール変換（ＦＨＴ）プロセッサ１３６への人力として供給される。Ｆ ＨＴプロセッサ１４８は、６シンボルごとに１組の６４の係数を生成する。６４ の係数は、制御プロセッサ４８において発生される加重関数によって多重化され る。加重関数は、復調信号の強さに関連される。Ｆ　ＨＴ　１３６からの加重デ ータ出力は、さらに処理するためにダイパーシティ結合器およびデコーダ回路５ ０　（図２参照）に供給される。

第２の受信機システムは、図２および３の第１の受信機システムに関して議論さ れるのと同様の方法で受信された信号を処理する。受信機３６および４６からの 加重された６４のシンボル出力は、ダイパーシティ結合器およびデコーダ回路４ ０に供給される。回路５０は、受信機３６からの加重された６４の係数を受信機 ４６からの加重された６４の係数に加算する加算器を含む。結果的な６４の係数 は最大係数を決定するために互いに比較される。識別値あるいは最大の６４の係 数と共に、比較結果の大きさは、回路５０において実行されるＶｉｔｅｒｂｉア ルゴリズムデコーダにおいての使用のための１組のデコーダ加重およびシンボル を決定するために使用される。

回路構成５０内に含まれるＶＮ！ｔｂｉデコーダは、強制された長さかに＝９を 有する自動車ユニットでコード化されたデータのデコードが可能なタイプであり 、コード速度ｒ＝１／３である。ＹＮｅｒｂｉデコーダは、最も適切な情報ピッ トシーケンスを決定するために利用される。周期的に、通常１．２５ミリ秒で信 号の品質の評価が得られ、自動車ユニットへデ−夕と共に自動車ユニットパワー 調整命令として送信される。

この品質の評価の発生におけるさらなる情報は、上記記載の別出願においてさら に詳細に論議されている。この品質の評価は、１．２５ミリ秒の期間の平均信号 対雑音比である。

各データ受信機は、それが受信している受信信号のタイミングを追跡する。これ は、僅かに早いローカル基準ＰＮによる受信された信号を相関し、僅かに遅いロ ーカル基準ＰＨによる受信された信号を相関する既知の技術によって達成される 。これら２つの相関の間の差は、タイミングエラーが存在しない場合に平均が０ となる。逆に、タイミングエラーが存在する場合、この差はエラーの大きさおよ び記号を示し、受信機のタイミングは次第に調整される。

セル局は、ＧＰＳ受信機６４に結合されるアンテナ６２をさらに含む。ＧＰＳ受 信機は、Ｕｎｉｅｒｓａｌ　Ｃｏｏｒｄｉｎ［ｅｄ　ＴｉｍＣ（ＵＴＣ）を供給 するようなＮａｖｓｔａｒ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔ ｅｍ衛星航法システムにおける衛星からアンテナ６２に受信される信号を処理す る。ＧＰＳ受信機６４は、前述のようなセル局でタイミングを同期するためにプ ロセッサ４８を制御するこれらのタイミング信号を供給する。

図２における任意選択的なデジタルデータ受信機３８は、システムの改善された 特性のために含まれる。この受信機の構造および動作は、データ受信機３６およ び４６に関して記載されたものと類似している。受信機３８は、付加的なダイパ ーシティモードを得るためにセル局で利用される。この付加的なデータ受信機の みあるいは付加的な受信機と共同して、自動車ユニットの送信される信号の別の 可能な遅延通路を追跡し、受信できる。受信機３８のような選択的な付加的なデ ジタルデータ受信機は、多重通路信号の発生の可能性が大いにある密集した都市 領域に位置されるこれらのセル局において非常に有効な付加的なダイパーシティ モードを供給する。

ＭＴＳＯからの信号は、制御プロセッサ４８の制御に基づいてデジタルリンク５ ２を介して適当な送信変調器に結合される。

制御プロセッサ４８の制御に基づいた送信変調器５４は、目的の受信自動車ユニ ットへの送信のためデータをスペクトル拡張変調する。送信変調器５４の構造お よび動作に関するさらなる詳細は、図４を参照に以下に論議される。

送信変調器５４の出力は、制御プロセッサ４８の制御に基づいて送信パワーが制 御される送信パワー制御回路５６に供給される。回路５６の出力は、それがセル 局における別の自動車に向けられる送信変調器／送信パワー制御回路の出力と合 計される合計器５７に供給される。合計器５７の出力は、セル局サービス領域内 の自動車ユニットへ放射するためのアンテナ６０に出力するパワー増幅器回路５ ８に送信するために供給される。図２は、パイロット／制御チャンネル発生器お よび送信パワー制御回路６６をさらに示す。制御プロセッサの制御に基づいた回 路６６はパイロット信号、同期チャンネル、および回路５８およびアンテナ６０ への出力への結合のためのベージングチャンネルを発生し、パワーを制御する。

セル局送信器の例示的な実施例のブロック図は図４に示されている。送信器は外 部コードの発生において使用される１対のＰＮシーケンス発生器を含む。これら のＰＮ発生器は２つの異なるＰＮシーケンス、すなわち図３に関して記載された ようなＰＮ　およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスを発生する。しかし■ なから、これらのＰＮ　およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスは、セクタおよびセル局ア ドレスに応じた時間において遅延される。

図４において、図３の送信器回路はパイロット、同期、ベージングおよび音声チ ャンネル信号に関してさらに詳細に示されている。送信器回路はＰＮ　およびＰ 　Ｎ　Ｑシーケンスを発生ずるＰＮ発生器１９６および１９８の２つのＰＮ発生 器を含む。

ＰＮ発生器１９６および１９８は、ＰＮシーケンスに予め決められた時間遅延を 供給するように制御プロセッサからのセクタあるいはセル局アドレス信号に対応 している入力信号に反応する。これらの時間遅延されたＰＮ　およびＰ　Ｎ　Ｑ シーケン■ スは、同位相（Ｉンおよび直角位相（Ｑ）チャンネルにそれぞれ関連する。２つ のＰＮ発生器のみがセル局あるいはセクタの対応しているチャンネルに対するＰ Ｎ、およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスのそれぞれの発生に関して示されているが、そ れは多くの別のＰＮ発生器の計画が実行されていることを理解されるべきである 。例えば、セクタに分割されていないセル局における１対のＰＮ発生器は、同期 して外部コードに使用されるＰＮ　およびＰＮＱシーケンスを生成する各パイロ ット、■ 同期、ベージングおよび音声チャンネルに供給される。このような場合は、多数 の回路を通してＰＮ　およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスを分配すること都合良く避け る。

好ましい実施例において、チャンネル信号をコード化するウオルシュ関数が内部 コードとして利用されている。ここに開示されたような例示的な数字において、 ６４の異なるウオルシュシーケンスの総計はパイロット、同期およびベージング チャンネル機能に供給されるこれらのシーケンスの３つによって有効である。同 期、ベージングおよび音声チャンネルにおいて、入力データは回旋してコード化 され、既知の技術のようにインターリーブされる。さらに、回旋してコード化さ れたデータは、既知の技術のようにインターリーブする前に反復されて与えられ る。

パイロットチャンネルはデータ変調を含まず、特定のセル局あるいはセクタの全 使用者が捕捉あるいは追跡目的のために使用する変調されない拡張スペクトル信 号として特徴づけられる。各セル局、あるいはセクタに分割された場合の各セク タは独特なパイロット信号を有する。しかしながら、パイロット信号に対して異 なるＰＮ発生器を使用するよりも、異なるパイロット信号を発生するためのさら に効果的な方法は同じ基本シーケンスにおけるシフトを使用することであること が理解されている。この技術を利用して、自動車ユニ・ットは、シーケンス全体 を連続して検索し、最も強い相関を生成するオフセットあるいはシフトに調整す る。シフトおよび基本シーケンスの使用において、シフトは近接したセル局ある いはセクタにおけるパイロットが干渉あるいは消去してはならないようにされな ければならない。

パイロットシーケンスは、多くの異なるシーケンスがシステムにおいて多くのパ イロット信号を支持するために基本シ−ケンスにおけるシフトによって発生され るように十分に長くなければならない。さらに、分離あるいはシフトは、パイロ ット信号において干渉されないことを保証するのに十分に良好でなければならな い。したがって、本発明の例示的な実施例におけるパイロットシーケンス長は、 ２１５に選択される。

シーケンスは、特定の状態が検出される時にシーケンスへの追加された余分の０ であるシーケンス２１５１によって発生が開始される。例示的な実施例において 、６４チツプの基本シーケンスにおけるオフセットを有する５１２の異なるパイ ロット信号が選択される。しかしながら、オフセットは異なるパイロット信号の 数における対応している減少による６４チツプオフセツトの整数倍である。

パイロット信号の発生において、全て０から成るウオルシュ“０”　（Ｗｏ）シ ーケンスはパイロット信号を変調しないように使用され、本質においてＰＮ　お よびＰＮＱシーケンスである。故に、ウオルシュ“０＃　（Ｗｏ）シーケンスは 、排他的オアゲートにおけるＰＮ、およびＰＮＱシーケンスによって多重化され る。結果的なパイロット信号は、ＰＮ、およびＰＮＱシーケンスのみを含む。パ イロット信号と同じＰＮシーケンスを有する全てのセル局あるいはセクタによっ て、送信の起点のセル局あるいはセクタの間の識別特性はシーケンスの位相であ る。

パイロットチャンネルの送信変調器およびパワー制御回路６６の部分に関して、 ウオルシュ発生器（Ｗｏ）２００は今論議されたような全てが０の関数に対応し ている信号を発生する。

ウオルシュ関数の発生におけるタイミングは、セル局および自動車ユニットにお ける全ウオルシュ関数発生器の場合におけるような制御プロセッサによって供給 される。発生器２００の出力は、排他的オアゲート２０２および２０４の両方へ の入力として供給される。排他的オアゲート２０２の他方の入力はＰＮ、信号を 受信し、排他的オアゲート２０４の他方の入力はＰＮ　信号を受信する。ＰＮ、 およびＰＮＱ信号は発生器２００の出力によってそれぞれ排他的オアされ、有限 パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２０６および２０８への入力としてそれぞれ供給 される。フィルタされた信号は、利得制御素子２１０および２１２から構成され る送信パワー制御回路に供給されるためにＦＩＲフィルタ２０６および２０８か ら出力する。利得制御素子２１０および２１２に供給された信号は、制御プロセ ッサからの入力信号（図示されていない）に応じて利得制御される。

利得制御素子からの信号出力は、詳細な構造および機能が後に説明される送信パ ワー増幅器回路５８に供給される。

同期チャンネル情報はコード化され、予め割当てられたウオルシュシーケンスに よって排他的オアゲートにおいて多重化される。例示的な実施例において、選択 されたウオルシュ関数は３２個の“１”とそれに続く３２個の“０”から構成さ れる（ＷＢ２）である。結果的なシーケンスは、排他的オアゲートにおけるＰＮ 　およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスによって多重■ 化される。例示的な実施例において、同期チャンネルデータ情報は１２００ｂｐ ｓの速度で典型的に送信変調器に供給される。例示的な実施例において、同期チ ャンネルデータは強制された長さに＝９を有する速度ｒ　−１／　２で回旋して コード化されることが好ましく、各コードシンボルは２回繰返される。このコー ド化速度および強制された長さは全てのコード化された前方リンクチャンネル、 つまり同期、ページングおよび音声チャンネルと共通である。例示的な実施例に おいて、シフトレジスタ構造はコードＧ、＝７５３　（８進法）おりンネルに対 するシンボル速度は、例示的な実施例における４８００ｓｐｓ、つまり１つのシ ンボルは２０８μ秒あるいは２５６ＰＮチツプである。

コードシンボルは、例示的な実施例の４０ミリ秒における回旋インターリーバの 広がりによってインターリーブされる。

インターリーバの試験的なパラメータは、■＝１６およびＪ＝４８である。イン ターリーブについてのさらに詳細は、１９８７年のＨｏｖａｒｄ　Ｗ、　５ｇｍ ５　＆　Ｃｏ、、によるＤａｔａ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、Ｎｅｆｗｏｒ ｋｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓの第３４３乃至３５２において認められる。

回旋インターリーブの効果は信頼性のないチャンネルシンボルを分散することで あるので、Ｉ−１の隣接するシーケンスあるいは少数のシンボルにおける任意の ２つのシンボルかディンターリーバ出力における少なくともＪ＋１のシンボルに よって分離される。同様に、Ｊ−１のシンボルの連続したシーケンスにおける任 意の２つのシンボルは、ディンターリーバ出力で少なくともＩ＋１のシンボルに よって分離される。

換言すると、■＝１６およびＪ＝４８である場合、一連の１５のシンボルにおい てシンボルは８８５μ秒だけ分離されて送信され、時間のダイパーシティが行わ れる。

特定のセル局あるいはセクタの同期チャンネルシンボルは、セル局あるいはセク タと対応しているパイロット信号に結合される。図５は、６４のチップのシフト によって分離される２つの異なるパイロットチャンネル（Ｎ）および（Ｎ＋１） のタイミングを示す。図５は、例示的なパイロットチャンネルと同期チャンネル のタイミング図を例示として示し、実際のパイロット信号チップの状態および同 期チャンネルシンボルは示されていない。各同期チャンネルは、対応しているパ イロットに等しい量によって絶対的な時間に関してシフトされる２回のコード反 復のため、コードシンボル対（Ｃ，Ｃ′　）の第１のコードシンボル（Ｃ）を有 する新しいインターリーバの周期を開始する。

図５に示されるように、Ｎ番目のパイロットチャンネルは時間ｔ　で新しいイン ターリーバの周期あるいはパイロット同期を開始する。同様に、Ｎ＋１番目のパ イロットチャンネルは時間ｔ　で新しいインターリーバの周期またはパイロット 同期を開始し、時間ｔ　よりも遅い時間で６４チツプを生する。例示的な実施例 におけるパイロット周期は２６．６７ミリ秒長であり、１２８の同期チャンネル コードシンボルあるいは３２の同期チャンネル情報ビットに対応する。同期チャ ンネルシンボルは、２６．６７ミリ秒に拡がる回旋インク−リーバによってイン ターリーブされる。このように、自動車ユニットはパイロット信号が得られる時 に、それは即時同期チャンネルインターリーバの同期化を有する。

同期チャンネルシンボルは、信号において直交性を与える予め割当てられたウオ ルシュシーケンスによってカバーされる。同期チャンネルにおいて、１つのコー ドシンボルは４つのカバーシーケンスに及ぶ。つまり、図６に示されるように“ ３２の１”−“３２の０”のシーケンスの４回の反復に対して１つのコードシン ボルである。図６に示されるように、単一の論理的′１”は３２の１”のウオル シュチップの発生を表し、単一の論理的“Ｏ”は３２の“０″のウオルシュチッ プの発生を表す。同期チャンネルシンボルは、同期チャンネルシフトがウオルシ ュフレームの整数倍数であるため、関連されたパイロットチャンネルに依存して いる絶対的な時間によって歪められるが、同期チャンネルにおける直交性は依然 として保持されている。

例示的な実施例における同期チャンネルメツセージは、長さが変化される。メツ セージの長さは、３つのパイロット周期に対応する８０ミリ秒の整数倍である。

エラー検出のための周期的冗長（ＣＲＣ）ビットは、同期チャンネル情報ビット に含まれる。

図７は、総合的な例示的なシステムタイミングのタイミング図を示す。２秒の周 期において、７５のパイロット周期が存在する。図７において、Ｎパイロットお よび同期チャンネルはシフトされないパイロットを使用するセクタあるいはセル 局に対応するので、パイロットおよび同期信号はＵＴＣ時間で正確に整列する。

このようなパイロット同期、つまり最初の状態として共通の毎秒１パルス（ｐｐ ｓ）の信号によって正確に整列する。

シフトされたパイロットが使用される全ての場合において、パイロットシフトに 対応しているＰＮ位相オフセットが導入されている。換言すると、パイロット同 期（最初の状態）および同期チャンネルメツセージは、１ｐｐｓ信号に関して歪 められる。同期メツセージは、自動車ユニットが次第にタイミングを調整できる ため、この位相オフセット情報を搬送する。

同期チャンネルメツセージが正確に受信されるとすぐに、自動車ユニットはベー ジングチャンネルあるいは音声チャンネルのどちらかに即時に同期する能力を有 する。パイロット同期で、各同期メツセージの端部に対応している新しい４０ミ リ秒インターリーバ周期が開始する。同時に、自動車ユニットはコード反復ある いは（ｃ　、ｃ　ｘ　＋　１　）対の第１のコー！ ドシンボルのディンターリーブを開始し、デコーダ同期が達成される。ディンタ ーリーバ書込みアドレスは０に初期化され、読取りアドレスはＪに初期化され、 メモリのディンターリーバの同期化が達成される。

同期チャンネルメツセージは、自動車ユニットと通信するために割当てられた音 声チャンネルに対応する４２ビツトの長いＰＮ発生器の状態に関する情報を伝送 する。この情報は、対応しているＰＮ発生器を同期化する自動車ユニットデジタ ルデータ受信機で使用される。例えば、図７における同期チャンネルメツセージ Ｎ＋１は状態を表示する４２ビツトフイールドを含み、状態Ｘは長いコードのＰ Ｎ発生器に対応しているセクタあるいはセル局音声チャンネルが１６０ミリ秒の −ジを首尾よく復号した後の自動車ユニットは、状態Ｘを長いコードのＰＮ発生 器に正確な時間で負荷する。したがって自動車ユニットの長いコードのＰＮ発生 器は、使用者のメツセージのデスクランブルを可能にするために同期化される。

同期チャンネル用の送信変調器およびパワー制御回路６６の部分に関して、同期 チャンネル情報は制御プロセッサからエンコーダ２１４へ入力される。上記のよ うに、例示的な実施例における同期チャンネルデータはデコーダ２１４によって 回旋してコード化される。エンコーダ２１４はコード化されたシンボルの反復を さらに行い、同期チャンネルの場合のコード化されたシンボルが反復される。エ ンコーダ２１４から出力するシンボルはインターリーバ２１５に供給され、シン ボルを回旋してインターリーブする。インターリーバ２１５から出力するインタ ーリーブされたシンボルは、排他的オアゲート２１６への入力として供給される 。

ウオルシュ発生器２１８は、排他的オアゲート２１６への別の入力として供給さ れるウオルシュ（ＷＢ２）に対応している信号を発生する。同期チャンネルのシ ンボル流およびウオルシュ（ＷＢ２）シーケンスは、排他的オアゲート２２０お よび２２２の両方への人力として出力が供給される排他的オアゲート２１６によ って排他的オアされる。

排他的オアゲート２２０の別の入力はＰＮ、信号を受信し、排他的オアゲート２ ２２の別の入力はＰＮＱ信号を受信する〇ってそれぞれ排他的オアされ、有限パ ルス応答（ＦＩＲ）、フィルタ２２４および２２６への入力としてそれぞれ供給 される。

ＦＩＲフィルタ２２４および２２６から出力されたフィルタされた信号は、デジ タル可変利得制御素子２２８および２３０から構成される送信パワー制御回路に 供給される。利得制御素子２２８および２３０に供給される信号は、制御プロセ ッサからの人力デジタル信号（図示されていない）に応じてデジタル式に利得制 御される。利得制御素子から出力される信号は、送信パワー増幅回路５８に供給 される。

ベージングチャンネルの情報は反復によってコード化され、予め割当てられたウ オルシュシーケンスによってインターリーブされ、多重化される。結果的なシー ケンスは、ＰＮ、お同期チャンネルメツセージにおける割当てられたフィールド において示される。ベージングチャンネルデータ速度は可変であるが、次の例示 的なデータ速度：９．６，４．８，２゜４および１．２ｋｂｐｓの１つで各シス テムに対して固定される。

送信変調器およびベージングチャンネルのパワー制御回路に関して、ベージング チャンネルの情報は制御プロセッサからエンコーダ２３２へ入力される。エンコ ーダ２３２は例示的な実施例における、チャンネルの割当てられたデータ速度に よってシンボルの反復を供給する回旋エンコーダである。エンコーグ２３２の出 力は、シンボルが回旋してインターリーブされるインターリーバ２３３に供給さ れる。インチ−リーブ装置２３２からの出力は、排他的オアゲート２３４への人 力として供給される。ページングチャンネルデータ速度は変化するが、コードシ ンボル速度はコード反復によって１９．２ｋｓｐｓで一定に保たれる。

ウオルシュ発生器２３６は信号を発生し、それは排他的オアゲート２３４への別 の入力として供給される予め割当てられたウオルシュシーケンスに対応している 。シンボルデータおよびウオルシュシーケンスは排他的オアゲート２３４によっ て排他的オアされ、排他的オアゲート２３８および２４０の両方への入力として 供給される。

排他的オアゲート２３８の別の入力はＰＮ、信号を受信し、排他的オアゲート２ ４０の別の入力はＰＮＱ信号を受信する。

ＰＮ　およびＰ　Ｎ　Ｑ信号は排他的オアゲート２３４の出力によってそれぞれ 排他的オアされ、有限パルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィルタ２４２および２４４へ の入力としてそれぞれ供給される。

ＦＩＲフィルタ２４２および２４４からのフィルタされた信号は、利得制御素子 ２４６および２４８から構成される送信パワー制御回路に供給される。利得制御 素子２４６および２４８に供給される信号は、制御プロセッサからの入力信号（ 図示されていない）に応じて利得制御される。利得制御素子から出力される信号 は、送信パワー増幅器回路５８に供給される。

各音声チャンネルのデータは反復によってコード化され、インターリーブされ、 スクランブルされ、割当てられたウオルシュシーケンス（Ｗ、−Ｗ、）によって 多重化され、ＰＮＪ １およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスによって多重化される。特定のチャンネルによっ て使用されるウオルシュシーケンスは、チャンネルがアナログＦＭセル局システ ムにおける呼び出しに割当てられるのと同じ方法による呼び設定時間でシステム 制御装置によって割当てられる。ここに示される例示的な実施例において、６１ までの異なるウオルシュシーケンスが音声チャンネルによって有効に使用される 。

本発明の例示的な実施例において、音声チャンネルは可変データ速度が利用され る。可変データ速度の利用の目的は、音声活性がないために別の使用者への特定 の音声チャンネルによって発生される干渉を減少する時にデータ速度を下げるこ とである。可変速度データを供給することが想像されるボコータハ、別出願ノ米 国特許明細書”ＶＡＲＩＡＢＬＥ　ＲＡＴＥ　ＶＯＣＯＤＥＲ”において開示さ れている。このようなボコーダは、２０ミリ秒フレームベースの音声活性に基づ いた４つの異なるデータ速度でデータを生成する。例示的なデータ速度は、９゜ ６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、２．４ｋｂｐｓおよび１．２ｋｂｐｓである。デ ータ速度は２０ミリ秒ベースで変化するか、コードシンボル速度は１９．２ｋｓ ｐｓでコード反復によって一定に保たれる。したがって、コードシンボルはそれ ぞれのデータ速度４．８ｋｂｐｓ、２．４ｋｂｐｓおよび１゜２ｋｂｐ　ｓに対 して２．４および８回繰返される。

可変速度の方式は干渉を減少するために考案されているので、低速度のコードシ ンボルは低いエネルギを有する。例えば、９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、２ ．４ｋｂｐｓおよび１．２ｋｂｐｓの例示的なデータ速度に関して、コードシン ボルエネルギ（Ｅ　）はそれぞれＥｂ／２．Ｅ、／４．Ｅ、／８およびＥ　／１ ６であり、Ｅ、は９．６ｋｂｐｓの送り 倍速度に対する情報ピットエネルギである。

コードシンボルは回旋インターリーバによってインターリーブされるので、異な るエネルギレベルを有するコードシンボルはインターリーバの動作によってスク ランブルされる。

エネルギレベルの追跡を保つため、コードシンボルはスケーリング目的のために データ速度を特定化する各シンボルに付着されるラベルを有する。直交ウオルシ ュのカバーおよびＮＰの広がりのあと、直角位相チャンネルは有限パルス応答（ ＦＩＲ）フィルタによってデジタル方式でフィルタされる。

ＦＩＲフィルタは、データ速度にしたがったエネルギスケーリングを達成するた めのシンボルエネルギレベルに対応している信号を受信する。■およびＱチャン ネルは、１．　１／Ｊ２．１／２あるいは１／２Ｊ２の因数によってスケールさ れる。１実施例において、ボコーダはフィルタスケーリング係数を制御するため ＦＩＲフィルタに２ビツト番号の形をとりてデータ速度ラベルを供給する。

図４において、２つの例示的な音声チャンネルの回路、音声チャンネル（ｉ）お よび（ｊ）が示されている。音声チャンネル（ｉ）のデータは、関係するボコー ダ（図示されていない）から送信変調器５４（図３参照）へ入力される。送信変 調器５４はエンコーダ２５０１、インターリーバ２５１１排他的オアゲート２５ ２．　、　２５５．　、　２５６　および２５８　、ＰＮ発生＋　１　１　１ 器２５３　およびウオルシュ発生器（Ｗ、　）　２５４　から構成される。

音声チャンネル（ｉ）のデータは、例示的な実施例において入力データ速度にし たがったコードシンボル反復によって回旋してコード化されるエンコーダ２５０ 　に入力される。コ−ド化されたデータはインターリーバ２５１　に供給され、 それは例示的な実施例において回旋してインターリーブされる。

インターリーバ２５１　は、ＦＩＲフィルタに対するデータ速度で識別するシン ボルデータによってインターリーブされる２ビツトデ一タ速度ラベルを音声チャ ンネル（ｉ）に関連されるボコーダから受信する。データ速度ラベルは、送信さ れていない。自動車ユニットのデコーダは全ての実行可能なコードを確認する。

インターリーブされたシンボルデータは、排他的オアゲート２５２　の入力に対 する１９．２ｋｓｐｓの例示的な速度でインターリーバ２５１　から出力される 。

例示的な実施例において、各音声チャンネル信号はセル局から自動車への送信に おいて秘密性を供給するためにスクランブルされる。このようなスクランブルは 必要とされないが、通信において秘密性を高める。例えば、音声チャンネル信号 のスクランブルは、使用者ＩＤの自動車ユニットアドレスによって決定されるＰ Ｎコードを有する音声チャンネル信号をコード化しているＰＮによって達成され る。このようなスクランブルは、自動車からセル局への通信の特定な受信機に関 して図３を参照して論議されるようなＰＮ、シーケンスあるいは暗号機構を使用 する。したかって、分離したＰＮ発生器は図４に示されるような機能のために構 成される。スクランブルはＰＮシーケンスに関して論議されているが、スクラン ブルはこれらの既知の技術を含んでいる別の技術によって達成される。

再び図４を参照すると、音声チャンネル（ｉ）の信号のスクランブルは、制御プ ロセッサから割当てられた自動車二ニットアドレスを受信するＰＮ発生器２５３ 　を供給することによって達成される。ＰＮ発生器２５３　は、排他的オアゲー ト２５２　への別の入力として供給される独特なＰＮコードを発生する。排他的 オアゲート２５２　の出力は、排他的オアゲート２５５　の１つの入力に代りに 供給される。

ウオルシュ発生器（Ｗ、）２５４　は、制御プロセッサからの機能選択信号およ びタイミング信号に応じて予め割当てられたウオルシュシーケンスに対応してい る信号を発生する。

機能選択信号の値は、自動車ユニットのアドレスによって決定される。ウオルシ ュシーケンス信号は、排他的オアゲート２５５　へ別の入力として供給される。

スクランブルされたシンボルデータおよびウオルシュシーケンスは、排他的オア ゲート２５６．および２５８　の両方へ入力として供給される出力を有する排他 的オアゲート２５５．によって排他的オアされる。

セル局のその他の全てのＰＮ発生器および１Ｆａｌｓｈ発生器に加えてＰＮ発生 器２５３　は、１．２２８８ＭＨｚで出力を供給する。ＰＮ発生器２５３が排他 的オアゲート２５５　に対して１９．２ｋＨｚの速度で出力を供給するデシメー タを含むことが注目されるべきである。

排他的オアゲート２５６　の別の入力はＰＮ、信号を受信し、一方、排他的オア ゲート２５８　の別の入力はＰＮＱ信号を受り 信する。ＰＮ　およびＰＮＱ信号は、排他的オアゲート２５２■ の出力によってそれぞれ排他的オアされ、有限パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２ ６０．および２６２６へ入力としてそれぞれ供給される。入力シンボルは、回旋 インターリーバ２５！。

からの入力データ速度ラベル（図示されていない）にしたがってフィルタされる 。ＦＩＲフィルタ２６０゜および２６２　から出力するフィルタされた信号は、 利得制御素子２６４．および２６６　から構成される送信パワー制御回路５６に 供給される。

利得制御素子２６４．および２６６、に供給される信号は、制御プロセッサから の入力信号（図示されていない）に応じて制御される。利得制御素子からの信号 出力は、送信パワー増幅器回路５８に供給される。

音声ビットに加えて、前方リンク音声チャンネルはパワー制御情報を搬送する。

パワー制御ビット速度は、例示的な実施例において８００ｂｐｓである。所定の 自動車からの自動車−セル信号を復調しているセル局受信機は、特定の自動車に アドレスされたセルー自動車音声チャンネルに挿入されるパワー制御情報を発生 する。パワー制御特性のさらに詳細は上記の別出願米国特許明細書に開示されて いる。

パワー制御ビットは、コードシンボルバンクチュアと呼ばれる技術によって回旋 インターリーバの出力で挿入される。

換言すると、パワー制御ビットが送信されることを必要をすると、２つのコード シンボルはパワー制御情報によって与えられる極性を有する２つの等しいコード シンボルによって置換される。さらに、パワー制御ビットは、９６００ｂｐｓビ ット速度に対応しているエネルギレベルで送信される。

パワー制御情報流に与えられる付加的な強制は、ビットの位置が自動車−セルチ ャンネル間でランダム化されなければならない。一方、全エネルギパワー制御ビ ットは、規則的な間隔で干渉のスパイクを生成し、このようなビットの検出力を 減少させる。

図４は音声チャンネル（ｊ）をさらに示し、それは機能および構造において音声 チャンネル（ｉ）と等しい。示される実施例において全体で６１までの音声チャ ンネルの合計を有するさらに多くの音声チャンネル（図示されていない）が存在 することに注目される。

図４のウオルシュ発生器に関して、ウオルシュ関数は既知の方法によって容易に 生成される１組の直交２進シーケンスである。ウオルシュ関数において関係のあ る特性は、６４の各シーケンスが別のシーケンス全てに完全に直交することであ る。このように、任意の対のシーケンスは、それらが一致するようなビット位置 、つまり６４のシンボルの間隔に関して３２であるのとちょうど同数のビット位 置において異なる。

このように情報がウオルシュシーケンスによる送信のためにコード化される時、 受信機は所望な“搬送”信号としてウオルシュシーケンスの任意の１つを選択で きる。別のウオルシュシーケンスでコード化された任意の信号エネルギは排除さ れ、所望の１つのウオルシュシーケンスに対する相互干渉は生じない。

セルー自動車リンクの例示的な実施例において、前述されたような同期、ベージ ングおよび音声チャンネルは、強制された長さに−９およびコード速度ｒ＝１／ ２の回旋コード化を使用する。すなわち、コード化されたシンボルは送信される 各情報ビットに対して生成され、送信される。回旋コード化に加えて、シンボル データの回旋インターリーブがさらに利用される。反復が回旋コード化と共に使 用されることが想像される。自動車ユニットにおけるこのタイプのコードの最適 なデコーダは柔軟な決断力Ｖｉｊｅｒｂｉアルゴリズムデコーダである。標準の 設計は復号目的のために使用される。結果的な復号された情報ビットは、自動車 ユニットデジタルベースバンド設備に通過される。

再び図４を参照すると、回路５８はパイロット、同期、ベージングおよび音声チ ャンネル用のＰＮ、およびＰＮＱ拡張データからアナログ形態へデジタル情報を 変換するためのデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器を含む。特に、パイロットチ ャンネルＰＮ、拡張データは、利得制御素子２１０からＤ／Ａ変換器２６８へ出 力される。デジタル化されたデータはＤ／Ａ変換器２６８から合計器２８４へ出 力される。同様に、同期、ベージングおよび音声チャンネルＰＮ、拡張データ用 の対応している利得制御素子、すなわち利得制御素子２２８．２４６および２６ ４、−２６４　の出力は、信号がデジタル化されて合計器２８ｊ ４に供給されるＤ／Ａ変換器２７２．２７６および２８０．’　−２８０ｊ にそれぞれ供給される。パイロット、同期、ベージングおよび音声チャンネル用 のＰＮＱ拡張データは利得制御素子２２１゜２３０、２４８および２６６、−２ ６６、から出力され、信号がデジタＪ ル化されて合計器２８６に供給されるＤ／Ａ変換器２７０．２７４．２７８およ び２８２．−２８２　にそれぞれ供給される。

ｊ 合計器２８４はパイロット、同期、ベージングおよび音声チャンネル用のＰＮ、 拡張データを合計し、合計器２８６は同じチャンネルのＰＮＱ拡張データを合計 する。合計されたＩおよびＱチャンネルデータは、ミキサ２８８および２９０に 局部発振器（ＬＯ）周波数信号のサイン（２πｆｔ）およびコサイン（２πｆｔ ）と共にそれぞれ入力され、そこで混合され、合計器２９２に供給される。ＬＯ 周波数信号のサイン（２πｆｔ）およびコサイン（２πｆｔ）は、適当な周波数 源（図示されていない）から供給される。これらの混合されたＩＦ倍信号合計器 ２９２において合計され、ミキサ２９４に供給される。

ミキサ２９４は、ＲＦ周波数帯域に周波数を上方変換するように周波数シンセサ イザ２９６によって供給されるＦＲ周波数信号と合計された信号を混合する。ミ キサ２９４からのＲＦ信号出力は、バンドパスフィルタ２９８を介してＲＦ増幅 器２９９へ出力される。増幅器２９９は、送信パワー制御回路５６（図３参照） からの入力利得制御信号にしたがって帯域限定信号を増幅する。送信パワー増幅 器回路５８に関して示されている実施例が、単に既知の技術で可能なような信号 の合計、混合、フィルタおよび増幅における多くの変化の例示であることが理解 されるべきである。

セル局制御プロセッサ４８（図３参照）はデジタルデータ受信機および特定のセ ル局に対する送信変調器の割当ての応答を有する。制御プロセッサ４８は呼びの 進行、信号の品質、および信号の損失の分解の開始を監視する。セル局は、標準 的な電話線、光ファイバあるいはマイクロ波リンクによって結合されるリンク５ ２を介してＭＴＳＯと通信する。

図８は、ＭＴＳＯにおいて利用される装置のブロック図を示す。ＭＴＳＯは、シ ステム制御装置あるいは制御プロセッサ３００、デジタルスイッチ３０２、ダイ パーシティ結合器３０４、デジタルボコーダ３０６およびデジタルスイッチ３０ ８を典型的に含む。示されていないが、付加的なダイパーシティ結合器およびデ ジタルボコーダはデジタルスイッチ３０２と３０８の間で結合される。

セル局ダイパーシティモードが活性である場合、呼は２つのセル局によって処理 される。したがって、信号は同じ情報を有する１つ以上のセル局からＭＴＳＯに 到着する。しかしながら、自動車ユニットからセル局への到着あるいは逆リンク のフェーディングおよび干渉のため、１つのセル局からの信号は別のセル局から の信号よりも品質が良い。

デジタルスイッチ３０２は、１つ以上のセル局からダイパーシティ結合器３０４ への与えられた自動車ユニットに対応している情報流、あるいはシステム制御プ ロセッサ３００からの信号によって決定されるような対応しているダイパーシテ ィ結合器へ情報流の通路を定めるのに使用される。システムがセル局ダイパーシ ティモードにない時、ダイパーシティ結合器３０４は各人力ポートの同じ情報が バイパスあるいは供給される。

多重の直列に結合されたダイパーシティ結合器およびボコーダは処理される呼に 付き１つずつ並列に設けられている。

ダイパーシティ結合器３０４は、２つ以上のセル局信号からの情報ビットに付随 する信号の品質のインジケータを比較する。

ダイパーシティ結合器３０４は、ボコーダ３０６への出力に関する情報をフレー ムごとに送る最高品質のセル局に対応しているビットを選択する。

ボコーダ３０６は、標準の６４ＫｂｐｓのＰＣＭ電話形態、アナログ、あるいは 任意の別の標準のフォーマットにデジタル化された音声信号のフォーマットを変 換する。結果的な信号はボコーダ３０６からデジタルスイッチ３０８へ送信され る。

システム制御プロセッサ３００の制御に基づいて、呼はＰＳＴＮに経路が定めら れる。

自動車ユニットへ向けられるＰＳＴＮから出力する音声信号は、システム制御プ ロセッサ３００の制御に基づいたボコーダ３０６のような適当なデジタルボコー ダに結合するためデジタルスイッチ３０８に供給される。ボコーダ３０６はデジ タル化された入力音声信号をコード化し、デジタルスイッチ３０２に結果的な情 報のビットの流れを直接供給する。システム制御プロセッサに基づいたデジタル スイッチ３０２は、自動車ユニットが通信しているセル局にコード化されたデー タを直接制御する。ＭＴＳＯアナログ音声に送信される情報に関して前に論議さ れたが、デジタル情報がシステムにおいて通信されることかさらに想像される。

システムに関する適合性を保証するため、データの適当なフレーム構成に注意し なければならない。

自動車ユニットが多重セル局に送信しているハンドオフモードあるいはセル局ダ イパーシティモードにある場合、デジタルスイッチ３０２は受信自動車ユニット への適当なセル局送信機による送信に適当なセル局への呼の経路を定める。しか しながら、自動車ユニットが単一のセル局のみと通信し、またはセル局ダイパー シティモードにない場合、信号は単一のセル局へのみ向けられる。

システム制御プロセッサ３００は、ＭＴＳＯとの間のデータの経路を定めるため デジタルスイッチ３０２および３０６によって制御を行う。システム制御プロセ ッサ３００はまた、セル局およびＭＴＳＯのボコーダへの呼の割当てを決定する 。さらに、システム制御プロセッサ３００は、ＭＴＳＯとセル局の間の特定な呼 の割当ておよび呼のためのＰＮコードの割当てについて各セル局制御プロセッサ と通信する。図８に示されるように、デジタルスイッチ３０２および３０６は２ つの分離スイッチとして示されているが、この機能は単一の物理的スイッチング 装置によって実行されることができることを理解すべきである。

セル局ダイパーシティモードが使用される時、自動車ユニットは２つのセル局の それぞれからの最強の多通路信号を１別して捕捉するサーチ受信機を使用する。

デジタルデータ受信機は、最強の信号を変調するようにサーチ受信機および制御 プロセッサによって制御される。受信機の数が並列に情報を送信するセル局の数 よりも少ない時、スイッチングのダイパーシティ能力が可能である。例えば、単 一のデータ受信機のみおよび２つのセル局送信に関して、サーチ装置は両方のセ ル局からのパイロットを監視し、復調する受信機に対する最強の信号を選択する 。この実施例において、選択は各ボコーダフレームあるいは２０ミリ秒ごとに同 じ周波数で行われる。

システム制御プロセッサは、特定の呼を処理するためにセル局のデジタルデータ 受信機および変調器の割当てに応答性を存する。このように、セルー自動車リン クにおいて、システム制御プロセッサは自動車ユニットへの特定の呼の送信にお けるセル局で使用されるウオルシュシーケンスの割当てを処理する。加えて、シ ステム制御プロセ・ソサは受信機ウオルシュシーケンスおよびＰＮコードを制御 する。自動車−セルリンクにおいて、システム制御ブロセ・ソサは呼のための自 動車ユニット使用者のＰＮコードも制御する。それ故、割当て情報はＭＴＳＯか らセル局へ、およびそこから自動車−セルへ送信される。システム制御プロセッ サはまた、呼の進行、信号の品質および信号の損失の分析の開始を監視する。

自動車−セルリンク 自動車−セルリンクにおいて、チャンネル特性は変調技術が変更されることを命 令する。パイロ・ット搬送波は、データ変調の良好な位相基準を供給するために 音声搬送波よりも強力でなければならない。同時に多くの音声搬送波を送信する セル局に関して、単一のパイロット信号は全ての音声搬送波に共用される。それ 故、音声搬送波あたりのパイロット信号パワーは非常に小さい。

しかしながら、自動車−セルリンクにおいて、自動車につき通常１つの音声搬送 波が存在する。パイロットが使用された場合、音声搬送波よりもパワーがかなり 要求される。全システム容量が非常に高いパワーのパイロット信号の存在によっ て生じられる干渉のため大いに減少されるので、この状況は明らかに望ましくな い。それ故、パイロット信号を存さない効果的な復調が可能な変調が使用されな ければならない。

レイルーフエーディングによって中断された自動車−セルチャンネルに関して、 迅速に変化するチャンネル位相が生じ、受信された信号から位相を得るコスタス （Ｃｏｓｔｘｓ）ループのようなコヒーレント復調器技術は不適当である。微分 コヒーレントＰＳＫのような別の技術が使用されるが、信号対雑音比特性の所望 なレベルは提供できない。

このように、２．４あるいはｍの信号通信のような直交信号通信の形態が使用さ れるべきである。例示的な実施例において、６４の直交信号通信技術はウオルシ ュ関数を使用して利用される。ｍの直交信号通信の復調器は、ｍのシンボルの送 信の継続時間にわたるチャンネルのコヒーレントを必要とする。例示的な実施例 において、これは２ビツトの時間のみである。

メツセージのコード化および変調処理は、強制された長さに＝９およびコード速 度ｒ　＝　１　／　３の回旋エンコーダによって開始する。１秒につき９６００ ビツトの通常のデータ速度で、エンコーダは１秒につき２８８００の２進シンボ ルを生成する。これらは６４の可能な文字で１秒につき４８００文字の割合でそ れぞれ６つのシンボルを含んでいる文字に分類される。各文字は６４の２進ビツ トあるいは“チ・ノブ”を含んでいる長さ６４のウオルシュシーケンスにコード 化される。

６４のウオルシュチップ速度は、例示的な実施例において１秒につき３０７，２ ００チツプである。

ウオルシュチップは１．２２８８ＭＨｚの速度で動作しているＰＮシーケンスに よって“カバー”、または多重化される。各自動車ユニットは、この目的のため に独特なＰＮシーケンスが割当てられる。このＰＮシーケンスは呼中の期間のみ 割当てられるか、自動車ユニツトに対して恒久的に割当てられる。割当てられた ＰＮシーケンスは、使用者ＰＮシーケンスと呼ばれる。使用者ＰＮシーケンス発 生器は、各ウオルシュチップに対して４つのＰＮチップを生成するように１゜２ ２８８ＭＨｚのクロック速度で動作する。

最終的に、１対の長さの短い３２７６８のＰＮシーケンスが発生される。例示的 な実施例において、同じシーケンスがセルー自動車リンクに関して使用される。

ウオルシュチップシーケンスがカバーされる使用者ＰＮシーケンスは、それぞれ ２つの短いＰＮシーケンスによってカバー、または多重化される。２つの結果的 なシーケンスは直角対の正弦波を２位相変調し、単一の信号に合計される。結果 的な信号はノくンドパスフィルタ処理され、最終ＲＦ周波数に変換され、増幅さ れ、フィルタされ、自動車ユニットのアンテナによって放射される。セル−自動 車信号に関して記載されたように、フィルタ、増幅および変調動作の順序は交換 されることができる。

別の実施例において、使用者ＰＮコードの２つの異なる位相は直角位相波形の２ つの搬送波位相を変調するために生成および使用され、長さが３２７６８のシー ケンスを使用の必要性をなくす。別の実施例において、自動車−セルリンクは２ 重位相変調のみを利用し、短いシーケンスの必要性をなくす。

各信号用のセル局受信機は、各活性自動車信号が受信される短いＰＮシーケンス および使用者のＰＮシーケンスを生成する。受信機は、分離した相関器における コード化された各波形を有する受信された信号エネルギを相関する。各相関器の 出力は６４のコードを復調するために分離して処理され、回旋コード化は高速ア ダマール変換プロセッサおよびＶＮｅｔｂｌアルゴリズムデコーダを使用する。

自動車−セルリンクに関する別の変調方式において、同じ変調方式がセルー自動 車リンクとして使用される。各自動車は、外部コードとして１対の３２７６８長 セクタコードを利用する。内部コードは長さ６４のウオルシュシーケンスを利用 し、それは使用のために自動車に割当てられ、セクタ内に存在する。通常、同じ ウオルシュシーケンスはせルー自動車リンクに使用されるような自動車−セルリ ンクの自動車に対して割当てられる。

上記直交ＰＮコード化方式は、６４によって除算されたチツブ速度の最大の速度 に対する変調システムによって使用される効果的な帯域幅の拡張および例示的な 実施例において使用される数に対する１９２００Ｈｚを限定する。これは、例示 的な実施例に説明されるような大きさｍによりコード化するｍの使用を予め含む 。しかしながら、別の、速度ｒ−１／２のように、強制された長さに−９の回旋 コードはコード化された２進シンボルの微分２進位相シフトキー変調によって使 用される。セル局における復調器は、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｈ　 Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ　５１９８３年７月の第１Ｔ−２９巻第 ４号のＡｎｄｒｅｗ　Ｊ、Ｖｉｔｅｒｂｉ氏およびＡｎｄｒｃｗ　Ｍ、Ｖｉｔｅ ｒｂｉ氏による、論文’Ｎｏｎ１ｉｎｅａｒ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｐ ＳＫ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃａｒｒｉｅｒｗｉｔｈ　Ａｐｐｌｉｃａｊｉｏｎ 　ｊｏ　Ｂｕｒｒｔ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ’において説 明される技術を使用して短い間隔にわたって位相基準は高められる。例えば、位 相基準は上記６４の方式と同様にチャンネルの統一性が要求されない４つのシン ボルのみによって平均化される。

しかしながら、今説明された別の方式の特性は、厳密なレイルーフエーディング の存在および多通路の状況における好ましい実施例より劣る。しかしながら、例 えば、衛星−自動車チャンネルおよび地上局−自動車チャンネルのフ二一ディン グおよび多通路が厳しくない環境では、この別のシステムの特性は好ましい実施 例よりも良好である。これは、互いに直交する自動車信号の形成からの利得がＤ ＰＳＫ方式の検出の効率における損失を超えるために生じる。

別の自動車−セルリンクの直交するウオルシュ関数における時間整列の要求を満 たすため、各セル局受信機は各受信された信号の公称時間からの時間エラーを決 定する。与えられた受信された信号の時間が遅れる場合、関係されたセル局変調 器および送信機は僅かな増分によってこの自動車へ送信の時間を進めるために命 令を送信する。反対に、自動車の受信された信号の時間が僅かな時間進んでいる 場合、僅かな増分による遅延命令が自動車に送信される。時間調整の増分は、お よそ１／８ＰＮチツプあるいは１０１．７ナノ秒で行われる。命令は、１０乃至 ５０Ｈｚ程度の比較的低い速度で送信され、デジタル音声データ流に挿入される 単一のビットから構成される。

柔軟なハンドオフ動作中、自動車ユニットは２つ以上のセル局から信号を受信す る。自動車ユニットがセル局の時間調整の命令の１つに応じて時間を整列できる ので、自動車ユニットは受信される最強のセル局から受信された命令に応じてそ の時間を正常にする。信号が送信された自動車ユニットは、最良の通路を有する セル局によって整列を行う。そうでなければ別の使用者に対する相互干渉が生ず る。

自動車信号を受信している各セル局受信機が上記時間エラーの測定および補正送 信動作を実行する場合、全ての自動車の受信された信号は通常はぼ同じ時間で受 信され、干渉が減少する。

図９は、自動車ユニットＣＤＭＡ電話装置の例示的なブロック図を示す。自動車 ユニットＣＤＭＡ電話装置は、ダイプレクサ４３２を通ってアナログ受信機３４ ４および送信パワー増幅器４３６に結合されるアンテナ４３０を含む。アンテナ ４３０およびダイプレクサ４３２は標準的な設計であり、単一のアンテナを通る 同時送信および受信を許容する。アンテナ４３０は送信された信号を集め、それ をダイプレクサ４３２を通ってアナログ受信機４３４に供給する。受信機４３４ は、典型的に８５０ＭＨｚの周波数帯域であるダイプレクサ４３２からのＲＦ周 波数信号を受信して増幅および周波数逓降し、ＩＦ周波数へ変換する。この変換 処理は、受信機を全セル局電話周波数帯域の受信周波数帯域内の任意の周波数に 同調可能にする標準設計の周波数シンセサイザを使用して行われる。信号はサー チ受信機５４４に加えてデジタルデータ受信機５４０および５４２へ供給するた めにフィルタされ、デジタル化される。

受信機４３４の詳細は、図１０にさらに示されている。アンテナ４３０からの受 信信号は、ＲＦ増幅器５２０およびミキサ５０４から構成されているダウンコン バータ５００に供給される。

受信された信号は、それらが増幅されてミキサ５０４への人力として出力するＲ Ｆ増幅器５０２への人力として供給される。

ミキサ５０４は、周波数シンセサイザ５０６からの信号出力である別の入力を供 給される。増幅されたＲＦ倍信号、周波数シンセサイザ出力信号と混合されてＩ Ｆ周波数ヘミキサ５０４において変換される。

１Ｆ信号は、ミキサ５０４からバンドパスフィルタ（Ｂ　Ｐ　Ｆ）５０８へ出力 され、それは典型的に表面音波（ＳＡＷ）フィルタで約１．２５ＭＨａの通過帯 域を有する。ＳＡＷフィルタの特性は、セル局によって送信された信号の波形を 整合するために選択される。セル局送信信号は、例示的な実施例においては１． ２２８８ＭＨｚである予め決められた速度でクロックされたＰＮシーケン八へＪ ・］て変調される直接シーケンス拡張スペクトル信号である。このクロック速度 は、９．６ｋｂｐｓのベースバンドデータ速度の整数倍であるように選択される 。

フィルタされた信号は信号が再び増幅される可変利得ＩＦ増幅器５１０への入力 としてＢ　Ｐ　Ｆ　５０８から出力される。増幅されたＩＦ倍信号ＩＦ増幅器か ら信号がデジタル化されるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器５１２に出力され る。デジタル信号へのＩＦ倍信号変換は、例示的な実施例においてＰＮチップ速 度の丁度８倍である９、８３０４ＭＨｚのクロック速度で生ずる。（Ａ／Ｄ）変 換器５１２は受信機５３４の一部分として示されているが、代りにデータおよび サーチ受信機の一部分であってもよい。デジタル化されたＩＦ倍信号サーチ受信 機４４４であり、（Ａ／Ｄ）変換器５１２からデータ受信機４４０へ出力される 。

受信機４３４は、自動車ユニットの送信パワーを調整するパワー制御機能を実行 する。自動利得制御（ＡＧＣ）回路５１４は、ＩＦ増幅器５１０の出力に結合さ れる。増幅されたＩＦ倍信号レベルに応じて、ＡＧＣ回路５１４はＩＦ増幅器５ １０の利得制御入力にフィードバック信号を供給する。受信機４３４は、送信パ ワー制御回路４３８に供給されるアナログパフ−制御信号を生成するためにＡＧ Ｃ回路５１４を使用する。

図９において、受信機４３４からのデジタル化された信号出力は、デジタルデー タ受信機４４０および４４２とサーチ受信機４４４に供給される。低価格で低性 能な自動車ユニットはデータ受信機を１つだけ有し、高性能な自動車ユニットは ダイパーシティ受信を許容する２つ以上のデータ受信機を有していることが理解 されるべきである。

デジタル化されたＩＦ倍信号、現在のセル局および全ての近隣のセル局によって 送信されるパイロット搬送波と共に多くの進行中の呼中の信号を含む。受信機４ ４０および４４２の機能は適当なＰＮシーケンスによってＩＦサンプルを相関す ることである。この相関処理は、適当なＰＮシーケンスを整合する信号の信号対 干渉比を高め、別の信号は高めない“処理利得”技術として知られている特性を 提供する。相関出力は搬送波位相基準として最も近いセル局からのパイロット搬 送波を使用して同時に検出される。この検出処理の結果はコード化されたデータ シンボルのシーケンスである。

本発明において使用されるＰＮシーケンスの特性は識別が多通路信号に対して行 われることである。信号が１つ以上の通路の通過後に自動車受信機に到着する時 信号の受信時間に差が生ずる。この受信時間の差は伝播速度によって除算された 距離の差に対応する。この時間差が１マイクロ秒を超える場合、相関処理は通路 間で識別する。受信機は早いあるいは遅い通路を追跡および受信するために選択 できる。受信機４４０および４４２のような２つの受信機が設けられる場合、２ つの独立した通路が追跡され、並列に処理される。

制御プロセッサ４４６の制御に基づいたサーチ受信機４４４は、同じセル局から の別の多通路パイロット信号およびパイロット信号が送信される別のセル局に対 してセル局の受信されたパイロット信号の公称時間の周囲で時間ドメインを連続 的に走査する。受信機４４４は、公称時間より所望な波形の任意の受信強度を測 定する。受信機４４４は受信信号中の信号強度を比較し、最強の信号を示す制御 プロセッサ４４６に信号強度信号を供給する。

プロセッサ４４６は、異なった最強の信号をそれぞれ処理するために各データ受 信機４４０および４４２に制御信号を供給する。時折、パイロット信号が送信さ れる別のセル局は現在のセル局信号の強度よりも強くなる。制御プロセッサ４４ ６は、最強のパイロット信号に対応しているセル局への転送を要求している現在 のセル局を介してシステム制御装置への送信のための制御メツセージを生成する 。受信機４４０および４４２は２つの異なるセル局を通って呼を処理する。

柔軟なハンドオフ動作中、自動車ユニットは２つ以上のセル局からの信号を受信 している。自動車ユニットがセル局のタイミング調整の命令に応じて時間を整列 するので、自動車ユニットは受信される最強のセル局から受信される命令に応じ てその時間を正常に移動する。その自動車ユニットで送信される信号は最良の通 路を有するセル局と時間的に整列される。それでなければ、別の使用者に対する 大きな相互干渉が生ずる。

データ受信機４４０のような例示的な受信機のさらに詳細は図１０にさらに詳細 に示されている。データ受信機４４０は、ＰＮ、およびＰＮＱシーケンスを発生 し、セル局によって発生されるそれらと対応しているＰＮ発生器５１６および５ １８を含む。時間およびシーケンス制御信号は制御プロセッサ４４６からＰＮ発 生器５１６および５１８に供給される。データ受信機４４０は、セル局と自動車 ユニットの通信に関する適当なつすルシュ関数を供給するウオルシュ発生器５２ ０を含む。ウオルシュ発生器５２０は時間信号（図示されていない）および制御 プロセッサからの信号を選択する機能に応じて割当てられたウナルシュシーケン スに対応している信号を発生する。呼設定メツセージの一部分として機能選択信 号がセル局によって自動車ユニットに送信される。ＰＮ発生器５１６および５１ ８から出力されるＰＮ、およびＰ　Ｎ　Ｑシーケンスは、排他的オアゲート５２ ２および５２４にそれぞれ入力される。ウオルシュ発生器５２０は、信号が排他 的オアされ、シーケンスＰＮ、、およびＰＮＱ、が出力される排他的オアゲート ５２２および５２４の両方に出力を与える。

シーケンスＰＮ、およびＰ　Ｎ　Ｑ、は、それらがＰＮ　ＱＰＳに相関器５２６ に入力される受信機４４０に供給される。ＰＮ相関器５２６は、セル局デジタル 受信機のＰＮ相関器と同様の方法で構成される。ＰＮ相関器５２６は、Ｐ　Ｎ　 、、およびＰＮＱ、シーケンスを有する受信されたＩおよびＱチャンネルデータ を相関し、対応しているアキュムレータ５２８および５３０に相関された■およ びＱチャンネルデータを供給する。アキュムレータ５２８および５３０は１つの シンボル周期あるいは６４チツプにわたり入力情報を累積する。アキュムレータ 出力は、制御プロセッサ４４６からのパイロット位相信号を受信する位相回転装 置５３２に供給される。受信されたシンボルデータの位相はサーチ受信機および 制御プロセッサによって決定されるパイロット信号の位相にしたがって回転され る。位相回転装置５３２からの出力は、ディンターリーバおよびデコーダ回路に 供給されるＩチャンネルデータである。

制御プロセッサ４４６は、入力自動車ユニットのアドレスあるいは使用者ＩＤに 応じて使用者ＰＮシーケンスを発生するＰＮ発生器５３４を含む。ＰＮ発生器５ ３４からのＰＮシーケンス出力はダイパーシティ結合器およびデコーダ回路に供 給される。セル−自動車信号は自動車使用者アドレスＰＮシーケンスとスクラン ブルされるので、ＰＮ発生器５３４がらの出力はセル局受信機におけるような自 動車使用者に向けられる信号が送信されるセル局のデスクランブルにおいて使用 される。

ＰＮ発生器５３４は、特に、スクランブルされた使用者データをデスクランブル するために使用されるディンターリーバおよびデコーダ回路に出力ＰＮシーケン スを供給する。スクランブルがＰＮシーケンスに関して論議されているが、既知 の技術を含んでいるその他のスクランブル技術が利用されてもよい。

受信機４４０および４４２の出力はダイパーシティ結合器およびデコーダ回路４ ４８に供給される。回路４４８内に含まれるダイパーシティ結合器回路は、単に 整列するように受信されたシンボルの２つの流れの時間を調整し、それらを合計 する。

この加算処理は、２つの流れの相対的な信号強度に対応している数で２つの流れ を乗算することによって処理される。この動作は最大の速度のダイパーシティ結 合器と考えられる。

結果的な結合された信号流は、回路４４８内に含まれる前方エラー検出器（Ｆ　 Ｅ　Ｃ）デコーダを使用して復号される。通常のデジタルベースバンド装置はデ ジタルボコーダシステムである。ＣＤ　Ｍ　Ａシステムは様々な異なるボコーダ 設計が適応するように設計されている。

ベースバンド回路４５０は、前述された別出願の米国特許明細書において開示さ れたような可変速度のタイプであるデジタルボコーダ（図示されていない）を典 型的に含む。ベースバンド回路４５０は、受話器あるいは別のタイプの周辺装置 における接続器として供給する。ベースバンド回路４５０は、様々な異なるボコ ーダ設計が適応する。ベースバンド回路４５０は、回路４４８から供給される情 報にしたがって使用者に出力情報信号を供給する。

自動車−セルリンクにおいて、使用者アナログ音声信号はベースバンド回路５６ ０への入力として受話器を通って典型的に供給される。ベースバンド回路４５０ はアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器（ 図示されていない）を含む。デジタル信号はコード化するデジタルボコーダに供 給される。ボコーダ出力はエラー補正のために前方エラー補正（Ｆ　Ｅ　Ｃ）コ ード化回路に供給される。

例示的な実施例におけるエラー補正コード化の実行は、回旋コード化方式で行わ れる。デジタル化されたコード化信号はは、ベースバンド回路４５０から送信変 調器４５２に出力される。

送信変調器４５２の第１のウオルシュは送信データをコード化し、ＰＮシーケン スが呼に関する割当てられたアドレス機能にしたがって選択されるＰＮ搬送波信 号をコード化された信号で変調する。ＰＮシーケンスは、セル局によって送信さ れ、受信機４４０および４４２と制御プロセッサ４４６によって復号される呼設 定情報から制御プロセッサ４４６によって決定される。別の実施例において、制 御プロセッサ４４６はセル局による予定によってＰＮシーケンスを決定する。制 御プロセッサ４４６は、呼の復号のために送信変調器４５２および受信機４４０ および４４２にＰＮシーケンス情報を供給する。

送信変調器４５２の出力は、送信パワー制御回路４３８に供給される。信号送信 パワーは、受信機４３４から供給されるアナログパワー制御信号によって制御さ れる。形式パワー調整命令におけるセル局によって送信される制御ビットはデー タ受信機４４０および４４２によって処理される。パワー調整命令は、自動車ユ ニット送信のパワーレベルの設定において制御プロセッサ４４６によって使用さ れる。この命令に応じて、制御プロセッサ４４６は回路４３８に供給されるデジ タルパワー制御信号を発生する。パワー制御に関する受信機４４０および４４２ 、制御プロセッサ４４６および送信パワー制御回路４３８の関係についての別の 情報は、上記別出願の米国特許明細書においてさらに説明されている。

送信パワー制御回路４３８は、送信パワー増幅器回路４３６にパワー制御された 変調された信号を出力する。回路４３６はＩＦ倍信号増幅し、適当な出力周波数 に信号を同調する周波数シンセサイザ出力信号との混合によってＲＦ周波数に変 換する。回路４３６は、最終的な出力レベルにパワーを増幅する増幅器を含む。

送り先への送信信号は回路４３６からダイプレクサ４３２に出力される。ダイプ レクサ４３２はセル局への送信のためのアンテナ３４０に信号を結合する。

制御プロセッサ４４６はまた、セル局ダイパーシティモード要求およびセル局通 信の終了命令のような制御メツセージを生成することができる。これらの命令は 送信のための送信変調器４５２に供給される。制御プロセッサ４４６は、データ 受信機４４０および４４２から受信されるデータに反応し、サーチ受信機４４４ はハンドオフおよびダイパーシティ結合に関する決定を行う。

自動車ユニットによる送信に関して、自動車使用者のアナログ音声信号はデジタ ルボコーダを最初に通過する。ボコーダ出力は順次に回旋前方エラー補正（Ｆ　 Ｅ　Ｃ）コード化され、ＰＮ搬送波信号でコード化され、変調される６４の直交 シーケンスである。６４の直交シーケンスは、ウオルシュ関数エンコーダによっ て発生される。エンコーダは、回旋ＦＥＣエンコーダからの６つの連続的な２進 シンボル出力によって制御される。６つの２進が６４のウオルシュシーケンスか ら送信されているものを集合的に決定する。ウオルシュシーケンスは６４ビツト 長である。したがって、ウオルシュ“チップ”速度は９６００ｂｐｓデ一タ送信 速度に関して９６００＊３＊　（１／６）６４＝３０７２００Ｈｚでなければな らない。

自動車−セルリンクにおいて、一般の短いＰＮシーケンスはシステムにおける全 音声搬送波のために使用され、使用者のアドレスのコード化は使用者のＰＮシー ケンス発生器を使用して行われる。使用者ＰＮシーケンスは、少なくとも呼び出 し中の自動車に独特に割当てられる。使用者ＰＮシーケンスは、最大の線形シフ トレジスタシーケンスが増加される３２７６８の長さの一般のＰＮシーケンスに よって排他的オアされる。結果的な２送信号は直角位相搬送波をそれぞれ２重位 相変調し、合成信号を形成するために合計され、バンドパスフィルタされ、ＩＦ 周波数出力に変換される。例示的な実施例において、フィルタ処理の一部分は２ 進シーケンス出力で動作している有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）デジタルフ ィルタによって実際に行われる。

変調器出力はデジタル制御プロセッサおよびアナログ受信機からの信号によって パワー制御され、適当な出力周波数に信号を同調する周波数シンセサイザと混合 することによって動作のＲＦ周波数に変換され、最終的な出力レベルに増幅され る。送信信号は、ダイプレクサおよびアンテナに送られる。

図１１は、自動車ユニット送信変調器４５２の好ましく例示的な実施例を示す。

データは、使用者のデジタルベースバンド回路から例示的な実施例において回旋 的にコード化されるエンコーダ６００にデジタル信号で供給される。エンコーダ ６００の出力は、例示的な実施例においてブロックインターリーバであるインタ ーリーバ６０２に供給される。インターリーバされたシンボルは、ブロックイン ターリーバ６０２から送信変調器４５２のウオルシュエンコーダ６０４に出力さ れる。ウオルシュエンコーダ６０４は、コードシーケンス出力を発生するなめに 入力シンボルを利用する。ウオルシュシーケンスは、排他的オアゲート６０６の １つの入力に供給される。

送信変調器４５２は、出力ＰＮシーケンスの決定における入力として自動車ユニ ットのアドレスを受信するＰＮ発生器６０８をさらに含む。ＰＮ発生器６０８は 、図３および４を参照に説明されたような使用者の特定な４２ビツトシーケンス を発生する。全使用者のＰＮ発生器に共通であり、明らかに説明されていないＰ Ｎ発生器６０８のさらなる特性は、出力使用者のＰＮシーケンスの発生における マスク技術の利用である。

例えば、４２ビツトのマスクはＰＮ発生器を形成するシフトレジスタの列の各レ ジスタからのビット出力と排他的オアされる４２ビツトのマスクの各ビットをそ の使用者に対して備えられる。マスクおよびシフトレジスタピットの排他的オア 動作の結果は、使用者のＰＮシーケンスとして使用されるＰＮ発生器出力を形成 するために共に排他的オアされる。ＰＮ発生器６０８の出力ＰＮシーケンスおよ びシーケンスＰＮ、は、排他的オアゲート６０６に入力される。ウオルシュシン ボルデータおよびＰＮＵシーケンスは排他的オアゲート６０６において排他的オ アされ、排他的オアゲート６１０および６１２の両方への人力として供給される 。

送信変調器４５２は、ＰＮ　およびＰＮＱシーケンスをそれぞれ発生するＰＮ発 生器６１４および６１６をさらに含む。全自動車ユニットは、同じＰＮ　および ＰＮＱシーケンスを使用■ する。これらのＰＮシーケンスは、例示的な実施例におけるセル−自動車通信に おいて使用されるゼロシフトである。排他的オアゲート６１０および６１２の別 の入力は、ＰＮ発生器６１４および６１６からのＰＮ、およびＰ　Ｎ　Ｑシーケ ンスがそれぞれ設けられている。シーケンスＰＮ、およびＰＮＱは、送信パワー 制御回路４３８（図９参照）に供給される出力を有する各排他的オアゲートにお いて排他的オアされる。

例示的な実施例において、自動車−セルリンクは強制された長さに−９で速度ｒ −１／３の回旋コードを使用する。コードの発生器は、Ｇ１−５５７　（８進法 ）、Ｇ２−６６３（８進法）およびＧ３−７１１　（８進法）である。セルー自 動車リンクと同様に、コードの反復は、ボコーダが２０ミリ秒フレームベースで 発生する４つの異なるデータ速度を適応させるために使用される。セルー自動車 リンクとは異なり、反復されたコードシンボルは低いエネルギレベルでは空中に 送信されず、反復グループの１つのコードシンボルのみが公称パワーレベルで送 信される。結論として、例示的な実施例におけるコード反復は、以下に示される ようなインターリーブおよび変調構造における可変データ速度方式に適合する手 段として単に使用される。

正確に１つのボコーダフレームである２０ミリ秒にわたるブロックインターリー バは、自動車−セルリンクにおいて使用される。データ速度を９６００ｂｐｓお よびコード速度をｒ−１／３と仮定する２０ミリ秒のコードシンボルの数は５７ ６である。Ｎがインターリーバアレイの行の数に等しく、Ｂがインターリーバア レイの列の数に等しいＮおよびＢパラメータは、それぞれ３２および１８である 。コードシンボルは、行によってインターリーバメモリアレイ中に書込まれ、列 によって読取られる。

変調フォーマットは、６４の直交信号である。換言すると、インターリーブされ たコードシンボルは６４の直交波形の中から１つを選択するように６グループに 分類される。６４の時間直交波形は、セルー自動車リンクにおけるカバーシーケ ンスとして使用される同じウオルシュ関数である。

データ変調時間間隔は２０８．３３μ秒に等しく、ウオルシュシンボル間隔と呼 ばれる。９６００ｂｐｓの２０８．　３３μ秒は２情報ビツトに対応し、６つの コードシンボルに等しいコードシンボル速度は２８８００ｓｐｓである。ウオル シュシンボル間隔はそれぞれ不変に２０８．３３／６４＝３゜２５μ秒の６４の 等しい時間間隔にさらに分けられ、ウオルシュチップと呼ばれる。ウオルシュチ ップ速度は、１／３゜２５μ秒−３０７．２ｋＨｚである。ＰＮ拡張速度、１． ２２８８ＭＨｚは２つのリンクに対称であるので、１ウオルシユチツプにつき４ つのＰＮチップが存在する。

使用者の特定な４２ビットＰＮ発生器および１対の１５ビツトのＩおよびＱチャ ンネルＰＮ発生器の３つＰＮ発生器の合計が自動車−セルリンク路において使用 されている。使用者の特定な拡張動作にしたがって、信号はセルー自動車リンク において行われるようなＱＰＳＫ拡張である。°各セクタあるいはセル局が特有 の長さ２１５のシーケンスによって識別されたセルー自動車リンクとは異なり、 全自動車ユニットは同じＩおよびＱのＰＮシーケンスを使用する。これらのＰＮ シーケンスはセルー自動車リンクにおいて使用されるゼロシフトシーケンスであ り、パイロットシーケンスと呼ばれる。

コード反復およびエネルギスケーリングは、ボコーダによって生成される可変速 度を適合させるためにセルー自動車リンクにおいて使用されている。自動車−セ ルリンクは、バースト送信に基づいた異なる方式を使用する。

ボコーダは、セルー自動車リンクにおけるような２０ミリ秒フレームベースの９ ６００．４８００．２４００および１２００ｂｐｓの４つの異なるデータ速度を 生成する。情報ビットハ速度ｒ　−１／　３の回旋エンコーダによってコード（ ＩＪれ、コードシンボルは３つの低いデータ速度で２．４および８回繰り返され る。したがって、コードシンボル速度は２８８００ｓｐｓに一定に保たれている 。エンコーダにしたがって、コードシンボルは１つのボコーダフレームあるいは ２０ミリ秒に及ぶブロックインターリーバによってインターリーブされる。５７ ６コードシンボルの合計は回旋エンコーダによって２０ミリ秒ごとに発生され、 その幾つかは繰り返されるシンボルである。

送信されるコードシンボルシーケンスは、図１２において示されている。２０ミ リ秒のボコーダフレームがそれぞれ１゜２５ミリ秒の１６スロツトにさらに分け られることに注目する。自動車−セルリンクの数値列は、各スロツ°トにおいて ２８８００ｓｐｓ速度の３６のコードシンボルあるいは４８００ｓｐｓ速度の同 等の６つのウオルシュシンボルが存在することである。１／２の速度、つまり４ ８００ｂｐｓでスロットはそれぞれ２つのスロットを含む８グループに分類され る。

１／４の速度、つまり２４００ｂｐｓでスロットはそれぞれ４つのスロットを含 む４グループに分類され、最終的に１／８の速度、つまり１２００ｂｐｓでスロ ットはそれぞれ８つのスロットを含む２グループに分類される。

例示的なシンボルバースト送信パターンは、図１２においてさらに示されている 。例えば、】／４の速度、つまり２４００ｂｐ　ｓで第１のグループの第４のス ロット期間中に、インターリーバメモリアレイの第４および第８の行は列で読取 られ、連続して送信される。送信されたデータのスロット位置は、干渉を減少す るためにランダム化されなけらばならない。

自動車−セルリンクのタイミングは、図１３において示されている。図１３は、 自動車−セルチャンネル、つまり音声およびアクセスを含む図７のタイミング図 に拡張される。自動車−セルリンクの同期は次のステップを具備する。

１、同期メツセージを首尾よく復号、つまりＣＲＣチェ・ツクする。

２、同期メツセージ中で受信される状態を有する長いＰ、Ｎシフトレジ１スタを 負荷する。

３、シフトされたパイロットを使用するセクタから受信している場合のパイロッ トコード位相オフセットを補償する。

この点において、自動車は同期化、つまりＰＮ同期化および実時間同期化を完了 し、アクセスチャンネルあるいは音声チャンネルのどちらかに送信し始める。

呼び出しを発信するための自動車ユニットは、セル局を介して別のシステム使用 者に対する呼び出しを完成するための信号特性を設けなければならない。自動車 −セルリンクにおける想像されたアクセス技術はスロットされたＡＬＯＨＡであ る。反転チャンネルの例示的な送信ビット速度は４８００ｂｐｓである。アクセ スチャンネルパケットは、情報によって導かれるプレアンブルから構成される。

プレアンブルの長さは、例示的な実施例において２０ミリ秒のフレームの整数倍 であり、自動車がページングチャンネルのメツセージの１つにおいて受信するセ クタ／セル局パラメータである。セル局受信機は伝播遅延を解決するためにプレ アンブルを使用するので、この方式はセル局半径に基づいてプレアンブルの長さ を変化できる。アクセスチャンネルの使用者ＰＮコードは予定されるか、ベージ ングチャンネル自動車ユニットに送信される。

変調は、プレアンブル期間中は固定され一定である。プレアンブルにおいて使用 される直交波形はＷｔ＋一つまり全てゼロのウオルシュ関数である。回旋エンコ ーダの入力における全てのゼロのパターンは所望な波形Ｗｏを発生することに注 目する。

アクセスチャンネルのデータパケットは、１つあるいは多くて２つの２０ミリ秒 フレームから構成される。アクセスチャンネルのコード化、インターリーブおよ び変調は、９６０Ｏｂｐｓの速度の音声チャンネルと正確に同じである。例示的 な実施例において、セクタ／セル局は４０ミリ秒のプレアンブルを送信する自動 車ユニットを必要とし、アクセスチャンネルのメツセージタイプは１つのデータ フレームを必要とする。ｋが予め定められた時間の原点から経過される２０ミリ 秒の数であるプレアンブルのフレームの数をＮ　とする。

自動車は、式：　（ｋ、Ｎ　＋２）＝０が成立つ場合のみアクセスチャンネルの 送信を始める。

別の通信の適用に関して、エラー補正のコード化、直交シーケンスのコード化お よび適用にさらに適合するＰＮコード化の様々な装置を再配列することが望まし い。

例えば、信号が１つ以上の地球軌道衛星によって大きなＨｕｂ地球局と自動車端 末の間に中継される衛星自動車通信において、チャンネルが地球の自動車チャン ネルよりもさらに位相コヒーレントがすぐれているため、リンクの両方向にコヒ ーレント変調および復調技術を使用することが望まれる。

このような適用において、自動車変調器は上記で説明されるようなｍのコード化 を利用しない。代りに、前方エラー補正シンボルの２位相あるいは４位相変調は 、コスタス（Ｃｏｓｊａｓ）ループ技術を使用する受信された信号から抽出され た搬送波位相を有する通常のコヒーレント復調が使用される。加えて、セルー目 動車リンクに関してここに記載されるような直交ウオルシュ関数のチャンネルが 使用される。チャンネル位相が合理的にコヒーレントを維持する限り、この変調 および復調システムは高いシステム容量を生ずるｍの直交信号よりも低いＥ　ｂ 　／　Ｎ　ｏを有する動作を提供する。

別の実施例において、ボコーダおよびＦＥＣ技術を利用する代りにＲＦ波形に直 接スピーチ波形をコード化することが好ましい。ボコーダおよびＦＥＣ技術の使 用は非常に高いリンク特性を生じるが、実行は非常に複雑であり、付加的な費用 および高いパワーの消費を生ずる。これらの欠点は、バッテリーの消費および費 用が重要であるポケット携帯電話において特に好ましくない。通常のデジタル電 話送信の実行において、スピーチ波形は８ｋＨｚのサンプル速度で８ビツトのス ピーチサンプルとしてデジタルフォーマットで表される。

ＣＤＭＡシステムは搬送波位相角度に直接８ビツトサンプルをコード化する。こ れは、ボコーダあるいはＦＥＣエンコーダ／デコーダの必要性をなくす。それは 、低い容量を生ずる良好な特性の高い信号対雑音比を必要とする。別の実施例に おいて、８ビツトのスピーチサンプルは搬送波振幅に直接コード化される。別の 実施例においてスピーチ波形サンプルは搬送波位相および振幅においてコード化 される。

好ましい実施例の前述の説明は、当業者が本発明を形成し、使用することを可能 にするために与えられたものである。これらの実施例の様々な変更は当業者に容 易に明らかであり、ここに限定される包括的な原理は本発明の機能の利用しない 別の実施例に適用される。このように、本発明はここに示される実施例に限定さ れるものではなく、ここに開示された原理および新しい特徴に適応した幅広い技 術的範囲を許容する。

−ｍ−］ ■ 一一一」 Ｇ４４−　Ｉ７ Ｉ ＦＩＧ、　５ 状１ｉＪＸにおける使用者の長い（４２ビット）ＰＮ発生器 新インターリーバサイクル 時間 ＦＩＧ、　７ セル局ａｉＩＩｔＪ！Ｉ Ｆ′Ｉ０．８ ｔ−Ｏｔ＝２０　ミ！Ｊ秒 ＦＩＧ、１２ 状’！！、Ｘにおける使用者の長い （４２ヒｌｌ・ｌＰＮ発生器 補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成４年１２月２１日寝へ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. １．複数の直交２進シーケンスの選択された１つに対応している第１の直交シー ケンス信号を発生する手段と、予め決められた疑似雑音ＰＮ２進シーケンスに対 応しているＰＮ信号を発生する手段と、 前記第１の直交シーケンス信号と前記ＰＮ信号とを結合し、結果的な第１の変調 信号を供給する手段とを具備している拡張スペクトル通信用変調システム。
2. ２．入力情報信号と前記第１の変調信号を結合し、結果的な拡張スペクトル情報 信号を供給する付加的な手段をさらに具備している請求項１記載のシステム。
3. ３．前記複数の直交２進シーケンスがウォルシュシーケンスである請求項１記載 のシステム。
4. ４．前記ＰＮシーケンスが長さの増加された最大の線形シーケンスのＰＮロード である請求項１記載のシステム。