JP4065320B2 - 多重アンテナを利用する信号捕捉およびチャネル推定の方法および装置 - Google Patents
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Description
発明の分野
本発明は、一般に、通信システムに関し、さらに詳しくは、ワイヤレス通信システムにおいて多重アンテナを利用する信号捕捉およびチャネル推定の方法および装置に関する。
発明の背景
近年、限られた無線周波数スペクトル内で多重ユーザ移動通信を行うためさまざまな方法が利用されている。これらの方法には、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ），時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）また、さらに一般的には、これらの方法のハイブリッドが含まれる。これらすべての方法は、市販のセルラ通信システムの設計において過去十年採用されてきた。例えば、北米ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Phone Service）システムにおけるＦＤＭＡの利用や、ヨーロッパＧＳＭ（Groupe Speciale Mobile）規格におけるＦＤ（周波数分割）／ＴＤＭＡの利用、さらに最近では、ＩＳ−９５−Ａ（Interim Standard 95-A）規格にいて具現されるような米国ＣＴＩＡ（Cellular Telecommunications Industry Association）による直接シーケンスＦＤ／ＣＤＭＡ方式の採用がある。ＩＳ−９５−Ａセルラ無線システムの完全な仕様は、ＣＴＩＡから入手可能な、CTIA Standard IS-95-A,“Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum System,”PN-3421 version 0.07に記載される。
ＩＳ−９５−Ａタイプおよび同様なシステムの重要な要素は、ＩＳ−９５−Ａ無線装置において一般に利用されるレーク受信機（rake receiver）設計をサポートしてａ）最初の直接シーケンス捕捉およびｂ）チャネル推定を行うために、基地局（ＢＳ）および移動局（ＭＳ）受信機において実施される、「サーチャ（searcher）」とも呼ばれるデジタル信号処理回路に関する。
ＩＳ−９５−Ａシステムにおいて、ＢＳはいくつかの明確なシナリオにおいてＭＳを捕捉しなければならない。まず第１に、ＭＳは、逆方向リンク・スロット式ＡＬＯＨＡアクセス・チャネル上で（一般に、発呼，加入者ユニット登録などをサポートするため）シグナリング・データの送信を試みているかもしれない。第１図に示すように、各ＭＳ送信は、Ｎフレーム・プリアンブル・シーケンス１０１と、それに続いて、データ・パケット１０２を含むＭフレーム・データ・シーケンスからなる。各スロットのプリアンブル段階中に、ＢＳはまず最初にＭＳ送信の存在を識別（または、いくつかの競合する送信から選択）し、次に、少なくとも一つの直接シーケンス逆拡散要素（despreading element）（または「フィンガ（finger）」を受信信号に同期させることによって、ＭＳを「捕捉（acquire）」しなければならない。受信機に時間分散マルチパス（time-dispersive multipath）によって特徴づけられるチャネルが現れる場合、受信機はそれぞれのフィンガが各マルチパス要素に割り当てられたいくつかのフィンガを利用することがあり、これらのフィンガは互いに合成されて、復調器に与えられる信号を形成する。
このプロセスは、第２図のデュアル・ポート受信機について非常に簡略された形式で示される。第２図において、サーチャ要素２０２は、プリアンブル送信中に受信ポートで受信された信号を解析し、その結果得られるデータをコントローラ２０３に渡す。次に、コントローラ２０３は、各有限個の逆拡散要素（または「フィンガ」２０６）が受信信号を受信するためのアンテナ・ポートと、各フィンガが動作すべき対応する逆拡散遅延Δiと、各フィンガが合成器（combiner）２０４そして最終的には復調器２０５に与える特定のマルチパス成分とを選択する。周知のように、あらかじめサーチャには既知のプリアンブル・シーケンスを利用することにより、サーチャにおいて実施される信号検出およびチャネル推定手順の信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-noise ratio）が改善され、そしてサーチャ回路も簡略化される。また、サーチャによって調べなければならない時間遅延の範囲は、ＩＳ−９５−Ａダウンリンク上でＭＳに利用可能なシステム・タイミング・データによって低減され、そのため受信信号は、双方向ＲＦ（無線周波数）伝搬遅延と、ＢＳ受信機の中間周波数およびベースバンド・フィルタ段による群遅延（group delay）とだけ、ＢＳ時間基準に対して遅れることが保証される。従って、ＢＳは、数１０マイクロ秒の「不確定領域」で同期を探すだけでよく、ここでこの領域の範囲は、設計セル半径およびＲＦ伝搬遅延によって限定される。
ＢＳがＭＳを捕捉する必要のある第２のシナリオは、ＩＳ−９５−Ａシステムの陸上または移動側からのサービス要求に続く呼設定中である。ここで、移動発呼（陸上発呼も同様であり、区別する必要はない）について検討する。まず、ＭＳはアクセス・チャネルを介して発呼メッセージ（Origination Message）をＢＳに送信し、これに対してＢＳは、順方向リンク・チャネル（ＣＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａに規定されるように、固有のウォルシュ・カバー・シーケンスによって区別される）を割り当て、ナル・データ・シーケンスの送信を開始し、順方向リンク・ウォルシュ・コード割当についてページング・チャネル割当メッセージを介してＭＳに指示することによって応答する。次に、ＭＳは、順方向リンク上でナル・データ・フレームの受信を開始し、そして特定の数の有効フレームを受信したら、逆方向リンク上で非変調シーケンスの送信を開始する。次に、ＢＳは、プリアンブル・シーケンスを介してＭＳ送信を捕捉し、捕捉が成功したことを（基地局肯定応答命令（Base Station Acknowledgment Order）を介してＭＳに通知し、トラヒック・チャネル・フレーム（一般に符号化音声データを含む）をＭＳに送信開始しなければならない。以上のＭＳ送信プロセスを、プリアンブル送信段階３０１とデータ送信段階３０２に区別して、第３図に示す。アクセス・チャネル・プリアンブル検出問題について上で説明した補足およびチャネル推定を組み合わせた手順は、捕捉処理が第３図に示すプリアンブル送信段階中に一回だけ実行される点を除いて、ここでも実行される。
ＢＳがＭＳ送信を捕捉する必要のある第３のシナリオは、「ソフト・ハンドオフ（soft handof）」の場合で、このときＭＳは２つのセルまたはセル・セクタ間の領域に移動し、第２ＢＳはＭＳを捕捉・復調する必要があり、それにより一種の「マクロ・ダイバーシチ（macro-diversity）」を達成する。この場合、ＭＳからプリアンブルが得られないので、捕捉プロセスは変調データに対して行わなければならない。以下でわかるように、これはサーチャ回路の設計を修正し、サーチ・プロセスのＳＮＲを低減する。
捕捉プロセスが完了した後にも、サーチャはチャネル推定を行うために用いられる。これは、トラヒック・チャネル復調で特に重要であり、ここで時間に対するマルチパス・チャネルの進展は、第２図における各フィンガ２０６の最適ポート割当および遅延Δiが変化するかもしれないことを意味する。ある状況下では、フィンガ割当の適切な制御は、有限数のフィンガを有するレーク受信機によって復元されるパワーの量を最大限にするために重要であり、これはＩＳ−９５−Ａセルラ・システムの容量に対して重要な影響を及ぼしうる。
従って、高速かつ確実な捕捉お帯正確なチャネル推定を達成する手段としてのサーチャの性能は、ＩＳ−９５−Ａ受信機の重要な点である。以下では、基地局におけるサーチャの構成に重点を置き、その観点から本発明について説明する。ただし、本発明は適切に装備された移動局にも同様に適用可能なことは明白である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明で利用可能な、従来のアップリンク・チャネル構造を示す図である。
第２図は、従来の受信機を示すブロック図である。
第３図は、本発明で利用可能な、従来のアップリンク・チャネル構造をさらに示す図である。
第４図は、従来の送信機を示すブロック図である。
第５図は、従来の基地局プランを示す図である。
第６図は、従来の受信機を示すブロック図である。
第７図は、信号捕捉およびチャネル推定用の受信機のブロック図である。
第８図は、本発明による信号捕捉およびチャネル推定用の受信機の好適な実施例のブロック図である。
図面の詳細な説明
これらの問題等は本発明によって解決され、本発明は、第１実施例では、同一信号の異なるセグメントを受信すべく動作可能な少なくとも２つのアンテナと、異なるセグメントを処理して、これらセグメントの個別の信号特性（例えば、エネルギ）値を判定する要素と、エネルギ値を累積して、捕捉またはチャネル推定で用いられる判定統計値を形成するアキュムレータとを含む受信機である。別の実施例についても説明する。この方式と従来の方式との間の重要な相違点は、エネルギ情報についてアクティブ分岐、すなわち、一つの信号経路のみに依存するのではなく、捕捉およびチャネル推定で用いられる情報として、異なる（例えば、連続した）セグメントを通過させる際に両方のアンテナを利用することである。両方の分岐から情報を交互にとることにより、追加処理におけるわずかなコストで、捕捉／推定の大幅な改善が実現される。
ここで第４図を参照して、ＩＳ−９５−Ａ移動局変調器および送信機の構造をブロック図形式で示す。第４図において、情報シーケンスｉ（ｋ）４００は、６４相直交変調器４０１に与えられ、この変調器のシグナリング・アルファベットは、長さ６４のウォルシュ・アダマール・シーケンス（Walsh-Hadamard sequence）を構成する。データ送信の場合、情報シーケンスｉ（ｋ）４００は、ソース情報データ（これ自身は１次および２次情報ソースからなってもよい）に印加される畳込み符号の出力であり、プリアンブル送信の場合、情報シーケンスは単純にオール・ゼロ・シーケンスであり、その結果、ゼロ番目のウォルシュ・シンボルＷ0の連続的送信が行われる。ウォルシュ・シンボルの選択の次に、各ウォルシュ・アダマール・シーケンスの成分値からなる送信ウォルシュ・チップ・シーケンスｄ（ｋ）４０２は、短および長ＰＮシーケンスから生成される直交ＰＮ積コード（quadrature PN product code）４０５とミキサ４０３を介して重畳される。所望のＯＱＰＳＫ（offset quaternary phase shift keyed）拡散波形を得るため、複素信号の直交成分を遅延素子４０６を介してＴC／２（ＴCは、ＩＳ−９５−Ａにおいて８１４ｎｓ（ナノ秒）のチップ期間である）だけ遅延した後、信号はＦＩＲ４０７，４０８を介して濾波され、ミキサ４０９を介して通過帯域に変調され、増幅４１０されて、アンテナ４１１を介して送信される。
ＭＳ送信は、一般に、第５図の平面図に示すものと同様なアンテナ構成を利用して、ＩＳ−９５−Ａ基地局において復元される。このアンテナ構成は、それぞれ１２０°のビーム幅を有するセクタＡ〜Ｃ５００，５０１，５０２において３対の指向性受信アンテナを採用し、任意の対のアンテナは同じ方位角（azimuth）に向けられ、各対は１２０°だけ方位角にて離間されて、「３セクタ」サイトを形成する。各アンテナで観察されるフェージング・プロセスを逆相関（decorrelate）するため、同一指向性アンテナ（codirectional antennas）は数搬送周波数波長分だけ空間的に分離される。約９２４〜９４９ＭＨｚのセルラ受信バンド以外の信号を除去するため前置濾波を行った後、ＲＦ帯域通過信号ＲＦ０ ５０５およびＲＦ１ ５０６はセクタＡ５００におけるアンテナ０ ５０３およびアンテナ１ ５０４から導出され、また同様に、セクタＢ ５０１またはセクタＣ ５０２における対応するアンテナから導出される。信号ＲＦ０ ５０５およびＲＦ１ ５０６は、おそらく第６図の簡略装置を利用して、複素ベースバンド形式に周波数ダウンコンバートされる。第６図において、アンテナ６００（また同様にアンテナ６０１）で信号ＲＦ０ ５０５（またアンテナ６０１の場合ＲＦ１ ５０６）として受信される狭帯域変調搬送周波数ｆCは、ミキサ６０４および帯域通過フィルタ６０５を介して中間周波数ｆIFに混合され、最終的に直交ミキサ６０６および低域通過フィルタ６０７を介して複素ベースバンド形式に混合される。一般に、この装置は、ＡＧＣ（自動利得制御）段など追加機能を採用するが、簡単にするため、これらは図示しない。次に、複素ベースバンド信号は、一般に、チップ・レート１．２２８８ＭＨｚのある倍数Ｋであるサンプリング周波数で、Ａ／Ｄコンバータ対６０８によってサンプリングされ、離散時間信号ソースＳ０ ６０９およびＳ１ ６０３を生成する。Ｋの一般的な値は８である。
信号ソースＳ０ ６０９およびＳ１ ６０３の対は、第７図のブロック図に示すサーチャ回路を利用して処理される。この回路は、一般的なＤＳ−ＳＳ（direct sequence spread spectrum）シリアル・サーチャ機能の可能なアーキテクチャ構成（ただし、従来技術では既知でない）を示し、ここでマイクロプロセッサとして示される制御デバイスは、ＭＳによって送信されるＤＳ−ＳＳ信号が特定の遅延で存在するという仮説を、逆拡散器（despreader）のＰＮ位相を修正して仮説上の遅延を整合させ、次に固定期間中に逆拡散器出力を累積した結果（判定値または統計値）に対して統計試験を実行することによって調べる。ＩＳ−９５−Ａ逆方向リンクの基本的な変調は、離散的な６４相ウォルシュ・シンボルからなるので、この期間は一般に整数Ｐ個のウォルシュ・シンボルである。次に、判定統計値は格納するため制御マイクロプロセッサに戻されてから、マイクロプロセッサは次の仮説ＰＮ位相７２８に進み、別のＰ個のシンボルを累積する。一般に、マイクロプロセッサは、反復毎に仮説ＰＮ位相をＴC／２だけ進める（遅らせる）。ただし、判定統計値（decision、statistic）という用語は、信号検出および捕捉問題の目的を意味するが、制御マイクロプロセッサに戻されるデータをチャネル推定のために同様に利用してもよいことに留意されたい。
まず最初に、信号Ｓ０ ６０９またはＳ１ ６０３からのみ判定統計値を形成するために用いられるサンプリング・データを発生するため、マルチプレクサＡ７０２がマイクロプロセッサ・アンテナ選択制御ライン７０４の制御に基づいて構成された、第７図の受信回路７５０の動作について検討する。まず、制御マイクロプロセッサ７２６は、判定統計値を生成するための選択されたＰＮ位相をタイミング・コントローラ７１１に指定する。次に、タイミング・コントローラ７１１は、選択されたＰＮ位相をＢＳシステム時間基準信号７０７と比較し、各ウォルシュ・シンボルの第１サンプルが選択されたＰＮ位相によって指示される仮説遅延で受信される時間を算出する。これは、受信サンプリング・ストリームを明確なウォルシュ・シンボルからのサンプリング・データに分割するため、マルチプレクサＢ ７０３がＲＡＭバッファＢ０ ７０５とＢ１ ７０６との間で切り換わる時間を確立する（従って、マルチプレクサＢ ７０３はウォルシュ・シンボル・レート１／ＴWで切り換わり、ＴWはウォルシュ・シンボル期間である）。ＯＱＰＳＫ拡散送信を逆拡散するため、受信信号はＴC／２サンプル・レートで格納され、バッファＢ０ ７０５およびＢ１ ７０６は、長さ５１７の複素シーケンスを格納する必要がある。これは、各ウォルシュ・シンボルが２５６個のＰＮチップからなるためである。アドレス発生器およびバッファ・セレクタ機能７１７が図示され、バッファが構成されるＲＡＭバンクの管理を行う。
各ウォルシュ・シンボルを構成する最後のサンプルが受信された後、サンプリング・データが書き込まれた最後のサンプル・バッファは、ウォルシュ・チップ逆拡散器７１５によって処理される。逆拡散の準備のため、タイミング・コントローラ７１１は直交積ＰＮ発生器（quadrature product PN generator）７１２の状態を、受信ウォルシュ・シンボルの開始において送信機拡散シーケンスに相当するＰＮ位相にすでに調整済みである。このＰＮ発生器の位相調整は、例えば、米国特許第５，２２８，０５４号において説明されるような方法を利用して容易に達成できるが、他の設計も可能である。次に、タイミング・コントローラ７１１は、カレント・サンプル・バッファからサンプル７１４をクロックし、これらのサンプルをＰＮ発生器によって発生される逆拡散シーケンスと、逆拡散器７１５を介して乗算し、複素値の積分／ダンプ（integrate-and-dump）ウォルシュ・チップ・アキュムレータ７１６に格納する。アキュムレータは、８サンプル毎にウォルシュ・チップ・バッファにダンプされ、ウォルシュ・チップ・バッファＲＡＭ７１８のアドレス指定は、タイミング・コントローラ７１１の制御下でアドレス発生器７１３によって維持される。ウォルシュ・チップ・バッファ７１８がフルになった後、６４相複素値高速アダマール変換器（ＦＨＴ：Fast Hadamard Transformer）７１９は、各送信ウォルシュ・シンボルとの長さ６４の相関を実施するために変換を行う。ＦＨＴの演算構造は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）の構造と同様であり、同様に効率的で周知の方法を利用して実施できる。
ＦＨＴ７１９の出力は、６４相複素ベクトルからなり、このベクトルから、ａ）ウォルシュ・シンボルＷ０との相関に対応するＦＨＴ出力ビン、またはｂ）複素大きさまたは大きさ二乗値（magnitude-squared value）が最大となるＦＨＴ出力のいずれかとして、単一の複素値要素が選択される。この選択は、セレクタ７２０の制御に基づいて行われ、このセレクタ７２０は、非変調プリアンブル・データでのサーチ中にＷ０ ＦＨＴビンを利用し、また変調データでのサーチ中に最大大きさＦＨＴビンを利用する。その結果得られるＴW間隔のサンプル・ストリームは、有限個のウォルシュ・シンボルにおいて積分され、選択されたＰＮ位相に関連する最終判定統計値を形成する。最終的な積
分／ダンプ手順および判定統計値の厳密な形式は、チャネルと、サーチがプリアンブルにおいて実行されるか非変調データにおいて実行されるかとに依存する。プリアンブル・サーチの場合、０番めのＦＨＴ出力のシーケンスは、複素値であり、かつ第７図において信号Ｚ０ ７２５として示される、判定統計値を構成するすべてのＰシンボルにおいて、複素値形式でアキュムレータＡ１ ７２１に累積される（これは、「コヒーレント」累積とも呼ばれる）。プリアンブル・サーチのチャネルが高速にフェージングするか、あるいは周波数オフセットを受ける場合、積分プロセスを修正して、Ｐ１シンボルをアキュムレータＡ１ ７２１にコヒーレント方式で累積して、次に素子７２２において中間結果の大きさまたは大きさ二乗をとり、さらにＰ２結果をアキュムレータＡ２ ７２３に累積して、最終的な実数値の判定統計値Ｚ１ ７２４を形成してもよい。この形式の非コヒーレント累積は、変調データ・サーチについて判定統計値を形成するために一般に適用され、この場合、Ｐ１＝１およびＰ２＝Ｐである。
各ＢＳセクタにおいて２つのアンテナがあることは、第８図の受信機８５０構造を用いてサーチャの性能を改善するために利用できる。この方式では、マルチプレクサＡ７０２は、各判定統計値の累積中にソースＳ０ ６０９またはＳ１ ６０３のいずれかからのみデータを送出しない。むしろ、マルチプレクサＡ７０２は、マルチプレクサＢ７０３，Ｃ８１０，Ｄ８０６と一緒に動作して、ソースＳ０ ６０９，Ｓ１ ６０３からのデータの組み合わせである判定統計値を生成する。第８図の構成は、そのような３つのモードで動作できる。第１動作モードは、「非コヒーレント・モード」という。このモードの動作は、８個のウォルシュ・シンボルでの判定統計値の形成を一例にすることによって最もよく説明できる。まず、タイミング・コントローラ７１１は、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３にソースＳ０ ６０９からバッファＢ０ ７０５にサンプリング・データ（例えば、受信スペクトル拡散信号の第１セグメント）を送出するように指示する。マルチプレクサＣ８１０，Ｄ８０６は、選択されたＦＨＴ出力（例えば、（ミキサ７１５およびＦＨＴ７１９を介して）復調された第１複素値セグメント）をアキュムレータＡ１ ８０４（これは動作を実行しない、すなわちＰ３＝１）を介して大きさ二乗機能要素８０７に（その信号特性値を判定、例えば、エネルギ値を判定するため）に送り、最終的にアキュムレータ８０８に送るために固定される。第１ウォルシュ・シンボルを構成する最後のサンプルが受信されると、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は切り換わり、サンプルをソースＳ１ ６０３からバッファＢ１ ７０６に送出する。このシンボルの選択されたＦＨＴ出力は、大きさ二乗機能要素８０７を介してアキュムレータＡ３ ８０８に累積される。（アキュムレータ８０４，８０５および大きさ二乗要素８０７は、互いに信号特性判定段、例えば、エネルギ判定段８４０を形成する。）このプロセスは、全部で８個のウォルシュ・シンボルが受信される（すなわち、Ｐ４＝８）まで反復し、その時点でアキュムレータＡ３ ８０８の出力は、実数値判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６（例えば、捕捉検出器８４２としてまたはチャネル推定器８４４としてさらに処理するため）にダンプされる。
「コヒーレント・モード」という第２の動作モードでは、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は前と同様に動作し、ソースＳ０ ６０９，Ｓ１ ６０３から交互にデータをバッファＢ０ ７０５，Ｂ１ ７０６に送出する。第１ＦＨＴ出力（このモードでは、０番目のＦＨＴ出力として一般に選択される）は、複素形式でアキュムレータＡ１ ８０４に累積される。次に、第２出力は、複素形式でアキュムレータＡ２ ８０５に累積され、第３出力はアキュムレータＡ１ ８０４に累積され、最終的に８番目のシンボルがアキュムレータＡ２ ８０５に累積される。アキュムレータＡ１ ８０４は、大きさ二乗機能要素８０７を介して、マルチプレクサＤ８０６からアキュムレータＡ３ ８０８にダンプされる。次に、アキュムレータＡ２ ８０５の内容は、大きさに二乗機能要素８０７を介して同様に処理され、アキュムレータＡ３ ８０８に加算され、マルチプレクサＤ８０６は切り換わって、アキュムレータＡ２ ８０５から送出する。それによって得られるアキュムレータＡ３ ８０８の実数値内容は、判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６に戻される。このモードでは、Ｐ３＝４であり、Ｐ４＝２である。
「ミックスド・モード」と呼ばれる第３の最後の動作モードでは、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は前と同様に動作し、マルチプレクサＤ８０６はアキュムレータＡ１ ８０４からデータを送出するように最初に配置される。１番目および３番目のシンボル（このモードでも、これらは一般に０番目のウォルシュ・シンボルである）は、複素形式でＡ１ ８０４によって累積され、２番目および４番目のシンボルはＡ２ ８０５によって累積される。次に、アキュムレータＡ１ ８０４は、大きさ二乗機能要素８０７を介してアキュムレータＡ３ ８０８にダンプされる。次に、マルチプレクサＤ８０６は切り換えられ、アキュムレータＡ２ ８０５も同様に大きさ二乗機能要素８０７を介してＡ３ ８０８にダンプされる。次に、５番目および７番目のシンボルは、複素形式でＡ１ ８０４に累積され、６番目および８番目のシンボルはＡ２ ８０５に累積され、Ａ１ ８０４およびＡ２ ８０５における生成値の大きさ二乗は、Ａ３ ８０８にダンプされて、最終的に判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６に報告される。この場合、Ｐ３＝２であり、Ｐ４＝４である。
第８図に示す遅延補償要素８００，８０１は、第６図に示すＲＦコンバータのＲＦ処理段，ＩＦ処理段およびベースバンド処理段における群遅延の変化を補償するために任意に必要とされる。このような群遅延補償の必要性は、コンバータの設計および製造公差に依存する。遅延補償要素８００，８０１は、デジタル・シフト・レジスタ回路によって実施でき、あるいはデシメータ７００，７０１のデシメーション位相を調整することによって実施できる。必要な遅延は、製造中に一般に校正されるか、あるいは異なるアンテナ上で同一受信マルチパス成分を観察するレーク要素間の平均遅延差を測定することにより、フィールド動作中に受信機によって自動的に適応される。また、第８図の構成は、第７図の構成に対する変更を強調することを意図したものであり、第７図でサポートされる単一アンテナ・サーチ・モードも実施するように一般に設計されることに留意されたい。
明らかに、従来のモノリシック集積回路製造は、ＶＬＳＩ（超ＬＳＩ）デバイス上で第８図の回路の構成に対処できる。第８図に示す構成は受信ウォルシュ・シンボル毎に一つのＰＮ位相を調べるが、この回路は、中間結果の格納用の余分なメモリを含むサンプル・データ・バッファを拡張し、逆拡散，ＦＨＴおよび積分回路をより高いクロック・レートで動作させることにより、ウォルシュ・シンボル毎に複数のＰＮ位相を調べることができることに留意されたい。一般に、このサーチャ設計に起因するフィンガ割当は、各アンテナで観察されるチャネルが同じワイドセンス・ステーショナリ非相関分散（ＷＳＳＵＳ：wide sense stationary uncorrelated scatterer）統計モデルの異なるアンサンブル・メンバであるという仮定の下で、対で行われる。
本発明についてある程度の具体性で図説してきたが、実施例の本開示は一例にすぎず、部分および段階の構成および組み合わせにおけるさまざまな変更は、請求される発明から逸脱せずに、当業者によって可能なことが明らかである。例えば、説明した好適な実施例の通信システムのアンテナおよび復調器部分は、無線通信チャネル上で送信されるＣＤＭＡスペクトル拡散信号に関連した。しかし、当業者に理解されるように、本明細書で説明し、請求される符号および復号方法は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）に基づいたものなど、他の種類の送信システムにも適用できる。さらに、通信チャネルは電子データ・バス，有線，光ファイバ・リンク，衛星リンクまたは他の種類の通信チャネルの組み合わせでもよい。同様に、２つのアンテナからデータを送出する設計を示したが、任意の数のアンテナを順次アクセスして、このような判定変数を生成できる。さらに、実施例のための具体的に引用した回路は、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）や、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）を利用するなど、さまざまな方法で構成できる。従って、特定の実施例とともに本発明について説明してきたが、以上の説明に鑑み多くの変更，修正および変形例が可能なことは、当業者に明白である。故に、本発明は、請求の範囲の精神および範囲内のこのような一切の変更，修正および変形例を網羅するものとする。
本発明は、一般に、通信システムに関し、さらに詳しくは、ワイヤレス通信システムにおいて多重アンテナを利用する信号捕捉およびチャネル推定の方法および装置に関する。
発明の背景
近年、限られた無線周波数スペクトル内で多重ユーザ移動通信を行うためさまざまな方法が利用されている。これらの方法には、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ），時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）また、さらに一般的には、これらの方法のハイブリッドが含まれる。これらすべての方法は、市販のセルラ通信システムの設計において過去十年採用されてきた。例えば、北米ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Phone Service）システムにおけるＦＤＭＡの利用や、ヨーロッパＧＳＭ（Groupe Speciale Mobile）規格におけるＦＤ（周波数分割）／ＴＤＭＡの利用、さらに最近では、ＩＳ−９５−Ａ（Interim Standard 95-A）規格にいて具現されるような米国ＣＴＩＡ（Cellular Telecommunications Industry Association）による直接シーケンスＦＤ／ＣＤＭＡ方式の採用がある。ＩＳ−９５−Ａセルラ無線システムの完全な仕様は、ＣＴＩＡから入手可能な、CTIA Standard IS-95-A,“Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum System,”PN-3421 version 0.07に記載される。
ＩＳ−９５−Ａタイプおよび同様なシステムの重要な要素は、ＩＳ−９５−Ａ無線装置において一般に利用されるレーク受信機（rake receiver）設計をサポートしてａ）最初の直接シーケンス捕捉およびｂ）チャネル推定を行うために、基地局（ＢＳ）および移動局（ＭＳ）受信機において実施される、「サーチャ（searcher）」とも呼ばれるデジタル信号処理回路に関する。
ＩＳ−９５−Ａシステムにおいて、ＢＳはいくつかの明確なシナリオにおいてＭＳを捕捉しなければならない。まず第１に、ＭＳは、逆方向リンク・スロット式ＡＬＯＨＡアクセス・チャネル上で（一般に、発呼，加入者ユニット登録などをサポートするため）シグナリング・データの送信を試みているかもしれない。第１図に示すように、各ＭＳ送信は、Ｎフレーム・プリアンブル・シーケンス１０１と、それに続いて、データ・パケット１０２を含むＭフレーム・データ・シーケンスからなる。各スロットのプリアンブル段階中に、ＢＳはまず最初にＭＳ送信の存在を識別（または、いくつかの競合する送信から選択）し、次に、少なくとも一つの直接シーケンス逆拡散要素（despreading element）（または「フィンガ（finger）」を受信信号に同期させることによって、ＭＳを「捕捉（acquire）」しなければならない。受信機に時間分散マルチパス（time-dispersive multipath）によって特徴づけられるチャネルが現れる場合、受信機はそれぞれのフィンガが各マルチパス要素に割り当てられたいくつかのフィンガを利用することがあり、これらのフィンガは互いに合成されて、復調器に与えられる信号を形成する。
このプロセスは、第２図のデュアル・ポート受信機について非常に簡略された形式で示される。第２図において、サーチャ要素２０２は、プリアンブル送信中に受信ポートで受信された信号を解析し、その結果得られるデータをコントローラ２０３に渡す。次に、コントローラ２０３は、各有限個の逆拡散要素（または「フィンガ」２０６）が受信信号を受信するためのアンテナ・ポートと、各フィンガが動作すべき対応する逆拡散遅延Δiと、各フィンガが合成器（combiner）２０４そして最終的には復調器２０５に与える特定のマルチパス成分とを選択する。周知のように、あらかじめサーチャには既知のプリアンブル・シーケンスを利用することにより、サーチャにおいて実施される信号検出およびチャネル推定手順の信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-noise ratio）が改善され、そしてサーチャ回路も簡略化される。また、サーチャによって調べなければならない時間遅延の範囲は、ＩＳ−９５−Ａダウンリンク上でＭＳに利用可能なシステム・タイミング・データによって低減され、そのため受信信号は、双方向ＲＦ（無線周波数）伝搬遅延と、ＢＳ受信機の中間周波数およびベースバンド・フィルタ段による群遅延（group delay）とだけ、ＢＳ時間基準に対して遅れることが保証される。従って、ＢＳは、数１０マイクロ秒の「不確定領域」で同期を探すだけでよく、ここでこの領域の範囲は、設計セル半径およびＲＦ伝搬遅延によって限定される。
ＢＳがＭＳを捕捉する必要のある第２のシナリオは、ＩＳ−９５−Ａシステムの陸上または移動側からのサービス要求に続く呼設定中である。ここで、移動発呼（陸上発呼も同様であり、区別する必要はない）について検討する。まず、ＭＳはアクセス・チャネルを介して発呼メッセージ（Origination Message）をＢＳに送信し、これに対してＢＳは、順方向リンク・チャネル（ＣＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａに規定されるように、固有のウォルシュ・カバー・シーケンスによって区別される）を割り当て、ナル・データ・シーケンスの送信を開始し、順方向リンク・ウォルシュ・コード割当についてページング・チャネル割当メッセージを介してＭＳに指示することによって応答する。次に、ＭＳは、順方向リンク上でナル・データ・フレームの受信を開始し、そして特定の数の有効フレームを受信したら、逆方向リンク上で非変調シーケンスの送信を開始する。次に、ＢＳは、プリアンブル・シーケンスを介してＭＳ送信を捕捉し、捕捉が成功したことを（基地局肯定応答命令（Base Station Acknowledgment Order）を介してＭＳに通知し、トラヒック・チャネル・フレーム（一般に符号化音声データを含む）をＭＳに送信開始しなければならない。以上のＭＳ送信プロセスを、プリアンブル送信段階３０１とデータ送信段階３０２に区別して、第３図に示す。アクセス・チャネル・プリアンブル検出問題について上で説明した補足およびチャネル推定を組み合わせた手順は、捕捉処理が第３図に示すプリアンブル送信段階中に一回だけ実行される点を除いて、ここでも実行される。
ＢＳがＭＳ送信を捕捉する必要のある第３のシナリオは、「ソフト・ハンドオフ（soft handof）」の場合で、このときＭＳは２つのセルまたはセル・セクタ間の領域に移動し、第２ＢＳはＭＳを捕捉・復調する必要があり、それにより一種の「マクロ・ダイバーシチ（macro-diversity）」を達成する。この場合、ＭＳからプリアンブルが得られないので、捕捉プロセスは変調データに対して行わなければならない。以下でわかるように、これはサーチャ回路の設計を修正し、サーチ・プロセスのＳＮＲを低減する。
捕捉プロセスが完了した後にも、サーチャはチャネル推定を行うために用いられる。これは、トラヒック・チャネル復調で特に重要であり、ここで時間に対するマルチパス・チャネルの進展は、第２図における各フィンガ２０６の最適ポート割当および遅延Δiが変化するかもしれないことを意味する。ある状況下では、フィンガ割当の適切な制御は、有限数のフィンガを有するレーク受信機によって復元されるパワーの量を最大限にするために重要であり、これはＩＳ−９５−Ａセルラ・システムの容量に対して重要な影響を及ぼしうる。
従って、高速かつ確実な捕捉お帯正確なチャネル推定を達成する手段としてのサーチャの性能は、ＩＳ−９５−Ａ受信機の重要な点である。以下では、基地局におけるサーチャの構成に重点を置き、その観点から本発明について説明する。ただし、本発明は適切に装備された移動局にも同様に適用可能なことは明白である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明で利用可能な、従来のアップリンク・チャネル構造を示す図である。
第２図は、従来の受信機を示すブロック図である。
第３図は、本発明で利用可能な、従来のアップリンク・チャネル構造をさらに示す図である。
第４図は、従来の送信機を示すブロック図である。
第５図は、従来の基地局プランを示す図である。
第６図は、従来の受信機を示すブロック図である。
第７図は、信号捕捉およびチャネル推定用の受信機のブロック図である。
第８図は、本発明による信号捕捉およびチャネル推定用の受信機の好適な実施例のブロック図である。
図面の詳細な説明
これらの問題等は本発明によって解決され、本発明は、第１実施例では、同一信号の異なるセグメントを受信すべく動作可能な少なくとも２つのアンテナと、異なるセグメントを処理して、これらセグメントの個別の信号特性（例えば、エネルギ）値を判定する要素と、エネルギ値を累積して、捕捉またはチャネル推定で用いられる判定統計値を形成するアキュムレータとを含む受信機である。別の実施例についても説明する。この方式と従来の方式との間の重要な相違点は、エネルギ情報についてアクティブ分岐、すなわち、一つの信号経路のみに依存するのではなく、捕捉およびチャネル推定で用いられる情報として、異なる（例えば、連続した）セグメントを通過させる際に両方のアンテナを利用することである。両方の分岐から情報を交互にとることにより、追加処理におけるわずかなコストで、捕捉／推定の大幅な改善が実現される。
ここで第４図を参照して、ＩＳ−９５−Ａ移動局変調器および送信機の構造をブロック図形式で示す。第４図において、情報シーケンスｉ（ｋ）４００は、６４相直交変調器４０１に与えられ、この変調器のシグナリング・アルファベットは、長さ６４のウォルシュ・アダマール・シーケンス（Walsh-Hadamard sequence）を構成する。データ送信の場合、情報シーケンスｉ（ｋ）４００は、ソース情報データ（これ自身は１次および２次情報ソースからなってもよい）に印加される畳込み符号の出力であり、プリアンブル送信の場合、情報シーケンスは単純にオール・ゼロ・シーケンスであり、その結果、ゼロ番目のウォルシュ・シンボルＷ0の連続的送信が行われる。ウォルシュ・シンボルの選択の次に、各ウォルシュ・アダマール・シーケンスの成分値からなる送信ウォルシュ・チップ・シーケンスｄ（ｋ）４０２は、短および長ＰＮシーケンスから生成される直交ＰＮ積コード（quadrature PN product code）４０５とミキサ４０３を介して重畳される。所望のＯＱＰＳＫ（offset quaternary phase shift keyed）拡散波形を得るため、複素信号の直交成分を遅延素子４０６を介してＴC／２（ＴCは、ＩＳ−９５−Ａにおいて８１４ｎｓ（ナノ秒）のチップ期間である）だけ遅延した後、信号はＦＩＲ４０７，４０８を介して濾波され、ミキサ４０９を介して通過帯域に変調され、増幅４１０されて、アンテナ４１１を介して送信される。
ＭＳ送信は、一般に、第５図の平面図に示すものと同様なアンテナ構成を利用して、ＩＳ−９５−Ａ基地局において復元される。このアンテナ構成は、それぞれ１２０°のビーム幅を有するセクタＡ〜Ｃ５００，５０１，５０２において３対の指向性受信アンテナを採用し、任意の対のアンテナは同じ方位角（azimuth）に向けられ、各対は１２０°だけ方位角にて離間されて、「３セクタ」サイトを形成する。各アンテナで観察されるフェージング・プロセスを逆相関（decorrelate）するため、同一指向性アンテナ（codirectional antennas）は数搬送周波数波長分だけ空間的に分離される。約９２４〜９４９ＭＨｚのセルラ受信バンド以外の信号を除去するため前置濾波を行った後、ＲＦ帯域通過信号ＲＦ０ ５０５およびＲＦ１ ５０６はセクタＡ５００におけるアンテナ０ ５０３およびアンテナ１ ５０４から導出され、また同様に、セクタＢ ５０１またはセクタＣ ５０２における対応するアンテナから導出される。信号ＲＦ０ ５０５およびＲＦ１ ５０６は、おそらく第６図の簡略装置を利用して、複素ベースバンド形式に周波数ダウンコンバートされる。第６図において、アンテナ６００（また同様にアンテナ６０１）で信号ＲＦ０ ５０５（またアンテナ６０１の場合ＲＦ１ ５０６）として受信される狭帯域変調搬送周波数ｆCは、ミキサ６０４および帯域通過フィルタ６０５を介して中間周波数ｆIFに混合され、最終的に直交ミキサ６０６および低域通過フィルタ６０７を介して複素ベースバンド形式に混合される。一般に、この装置は、ＡＧＣ（自動利得制御）段など追加機能を採用するが、簡単にするため、これらは図示しない。次に、複素ベースバンド信号は、一般に、チップ・レート１．２２８８ＭＨｚのある倍数Ｋであるサンプリング周波数で、Ａ／Ｄコンバータ対６０８によってサンプリングされ、離散時間信号ソースＳ０ ６０９およびＳ１ ６０３を生成する。Ｋの一般的な値は８である。
信号ソースＳ０ ６０９およびＳ１ ６０３の対は、第７図のブロック図に示すサーチャ回路を利用して処理される。この回路は、一般的なＤＳ−ＳＳ（direct sequence spread spectrum）シリアル・サーチャ機能の可能なアーキテクチャ構成（ただし、従来技術では既知でない）を示し、ここでマイクロプロセッサとして示される制御デバイスは、ＭＳによって送信されるＤＳ−ＳＳ信号が特定の遅延で存在するという仮説を、逆拡散器（despreader）のＰＮ位相を修正して仮説上の遅延を整合させ、次に固定期間中に逆拡散器出力を累積した結果（判定値または統計値）に対して統計試験を実行することによって調べる。ＩＳ−９５−Ａ逆方向リンクの基本的な変調は、離散的な６４相ウォルシュ・シンボルからなるので、この期間は一般に整数Ｐ個のウォルシュ・シンボルである。次に、判定統計値は格納するため制御マイクロプロセッサに戻されてから、マイクロプロセッサは次の仮説ＰＮ位相７２８に進み、別のＰ個のシンボルを累積する。一般に、マイクロプロセッサは、反復毎に仮説ＰＮ位相をＴC／２だけ進める（遅らせる）。ただし、判定統計値（decision、statistic）という用語は、信号検出および捕捉問題の目的を意味するが、制御マイクロプロセッサに戻されるデータをチャネル推定のために同様に利用してもよいことに留意されたい。
まず最初に、信号Ｓ０ ６０９またはＳ１ ６０３からのみ判定統計値を形成するために用いられるサンプリング・データを発生するため、マルチプレクサＡ７０２がマイクロプロセッサ・アンテナ選択制御ライン７０４の制御に基づいて構成された、第７図の受信回路７５０の動作について検討する。まず、制御マイクロプロセッサ７２６は、判定統計値を生成するための選択されたＰＮ位相をタイミング・コントローラ７１１に指定する。次に、タイミング・コントローラ７１１は、選択されたＰＮ位相をＢＳシステム時間基準信号７０７と比較し、各ウォルシュ・シンボルの第１サンプルが選択されたＰＮ位相によって指示される仮説遅延で受信される時間を算出する。これは、受信サンプリング・ストリームを明確なウォルシュ・シンボルからのサンプリング・データに分割するため、マルチプレクサＢ ７０３がＲＡＭバッファＢ０ ７０５とＢ１ ７０６との間で切り換わる時間を確立する（従って、マルチプレクサＢ ７０３はウォルシュ・シンボル・レート１／ＴWで切り換わり、ＴWはウォルシュ・シンボル期間である）。ＯＱＰＳＫ拡散送信を逆拡散するため、受信信号はＴC／２サンプル・レートで格納され、バッファＢ０ ７０５およびＢ１ ７０６は、長さ５１７の複素シーケンスを格納する必要がある。これは、各ウォルシュ・シンボルが２５６個のＰＮチップからなるためである。アドレス発生器およびバッファ・セレクタ機能７１７が図示され、バッファが構成されるＲＡＭバンクの管理を行う。
各ウォルシュ・シンボルを構成する最後のサンプルが受信された後、サンプリング・データが書き込まれた最後のサンプル・バッファは、ウォルシュ・チップ逆拡散器７１５によって処理される。逆拡散の準備のため、タイミング・コントローラ７１１は直交積ＰＮ発生器（quadrature product PN generator）７１２の状態を、受信ウォルシュ・シンボルの開始において送信機拡散シーケンスに相当するＰＮ位相にすでに調整済みである。このＰＮ発生器の位相調整は、例えば、米国特許第５，２２８，０５４号において説明されるような方法を利用して容易に達成できるが、他の設計も可能である。次に、タイミング・コントローラ７１１は、カレント・サンプル・バッファからサンプル７１４をクロックし、これらのサンプルをＰＮ発生器によって発生される逆拡散シーケンスと、逆拡散器７１５を介して乗算し、複素値の積分／ダンプ（integrate-and-dump）ウォルシュ・チップ・アキュムレータ７１６に格納する。アキュムレータは、８サンプル毎にウォルシュ・チップ・バッファにダンプされ、ウォルシュ・チップ・バッファＲＡＭ７１８のアドレス指定は、タイミング・コントローラ７１１の制御下でアドレス発生器７１３によって維持される。ウォルシュ・チップ・バッファ７１８がフルになった後、６４相複素値高速アダマール変換器（ＦＨＴ：Fast Hadamard Transformer）７１９は、各送信ウォルシュ・シンボルとの長さ６４の相関を実施するために変換を行う。ＦＨＴの演算構造は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）の構造と同様であり、同様に効率的で周知の方法を利用して実施できる。
ＦＨＴ７１９の出力は、６４相複素ベクトルからなり、このベクトルから、ａ）ウォルシュ・シンボルＷ０との相関に対応するＦＨＴ出力ビン、またはｂ）複素大きさまたは大きさ二乗値（magnitude-squared value）が最大となるＦＨＴ出力のいずれかとして、単一の複素値要素が選択される。この選択は、セレクタ７２０の制御に基づいて行われ、このセレクタ７２０は、非変調プリアンブル・データでのサーチ中にＷ０ ＦＨＴビンを利用し、また変調データでのサーチ中に最大大きさＦＨＴビンを利用する。その結果得られるＴW間隔のサンプル・ストリームは、有限個のウォルシュ・シンボルにおいて積分され、選択されたＰＮ位相に関連する最終判定統計値を形成する。最終的な積
分／ダンプ手順および判定統計値の厳密な形式は、チャネルと、サーチがプリアンブルにおいて実行されるか非変調データにおいて実行されるかとに依存する。プリアンブル・サーチの場合、０番めのＦＨＴ出力のシーケンスは、複素値であり、かつ第７図において信号Ｚ０ ７２５として示される、判定統計値を構成するすべてのＰシンボルにおいて、複素値形式でアキュムレータＡ１ ７２１に累積される（これは、「コヒーレント」累積とも呼ばれる）。プリアンブル・サーチのチャネルが高速にフェージングするか、あるいは周波数オフセットを受ける場合、積分プロセスを修正して、Ｐ１シンボルをアキュムレータＡ１ ７２１にコヒーレント方式で累積して、次に素子７２２において中間結果の大きさまたは大きさ二乗をとり、さらにＰ２結果をアキュムレータＡ２ ７２３に累積して、最終的な実数値の判定統計値Ｚ１ ７２４を形成してもよい。この形式の非コヒーレント累積は、変調データ・サーチについて判定統計値を形成するために一般に適用され、この場合、Ｐ１＝１およびＰ２＝Ｐである。
各ＢＳセクタにおいて２つのアンテナがあることは、第８図の受信機８５０構造を用いてサーチャの性能を改善するために利用できる。この方式では、マルチプレクサＡ７０２は、各判定統計値の累積中にソースＳ０ ６０９またはＳ１ ６０３のいずれかからのみデータを送出しない。むしろ、マルチプレクサＡ７０２は、マルチプレクサＢ７０３，Ｃ８１０，Ｄ８０６と一緒に動作して、ソースＳ０ ６０９，Ｓ１ ６０３からのデータの組み合わせである判定統計値を生成する。第８図の構成は、そのような３つのモードで動作できる。第１動作モードは、「非コヒーレント・モード」という。このモードの動作は、８個のウォルシュ・シンボルでの判定統計値の形成を一例にすることによって最もよく説明できる。まず、タイミング・コントローラ７１１は、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３にソースＳ０ ６０９からバッファＢ０ ７０５にサンプリング・データ（例えば、受信スペクトル拡散信号の第１セグメント）を送出するように指示する。マルチプレクサＣ８１０，Ｄ８０６は、選択されたＦＨＴ出力（例えば、（ミキサ７１５およびＦＨＴ７１９を介して）復調された第１複素値セグメント）をアキュムレータＡ１ ８０４（これは動作を実行しない、すなわちＰ３＝１）を介して大きさ二乗機能要素８０７に（その信号特性値を判定、例えば、エネルギ値を判定するため）に送り、最終的にアキュムレータ８０８に送るために固定される。第１ウォルシュ・シンボルを構成する最後のサンプルが受信されると、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は切り換わり、サンプルをソースＳ１ ６０３からバッファＢ１ ７０６に送出する。このシンボルの選択されたＦＨＴ出力は、大きさ二乗機能要素８０７を介してアキュムレータＡ３ ８０８に累積される。（アキュムレータ８０４，８０５および大きさ二乗要素８０７は、互いに信号特性判定段、例えば、エネルギ判定段８４０を形成する。）このプロセスは、全部で８個のウォルシュ・シンボルが受信される（すなわち、Ｐ４＝８）まで反復し、その時点でアキュムレータＡ３ ８０８の出力は、実数値判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６（例えば、捕捉検出器８４２としてまたはチャネル推定器８４４としてさらに処理するため）にダンプされる。
「コヒーレント・モード」という第２の動作モードでは、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は前と同様に動作し、ソースＳ０ ６０９，Ｓ１ ６０３から交互にデータをバッファＢ０ ７０５，Ｂ１ ７０６に送出する。第１ＦＨＴ出力（このモードでは、０番目のＦＨＴ出力として一般に選択される）は、複素形式でアキュムレータＡ１ ８０４に累積される。次に、第２出力は、複素形式でアキュムレータＡ２ ８０５に累積され、第３出力はアキュムレータＡ１ ８０４に累積され、最終的に８番目のシンボルがアキュムレータＡ２ ８０５に累積される。アキュムレータＡ１ ８０４は、大きさ二乗機能要素８０７を介して、マルチプレクサＤ８０６からアキュムレータＡ３ ８０８にダンプされる。次に、アキュムレータＡ２ ８０５の内容は、大きさに二乗機能要素８０７を介して同様に処理され、アキュムレータＡ３ ８０８に加算され、マルチプレクサＤ８０６は切り換わって、アキュムレータＡ２ ８０５から送出する。それによって得られるアキュムレータＡ３ ８０８の実数値内容は、判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６に戻される。このモードでは、Ｐ３＝４であり、Ｐ４＝２である。
「ミックスド・モード」と呼ばれる第３の最後の動作モードでは、マルチプレクサＡ７０２，Ｂ７０３は前と同様に動作し、マルチプレクサＤ８０６はアキュムレータＡ１ ８０４からデータを送出するように最初に配置される。１番目および３番目のシンボル（このモードでも、これらは一般に０番目のウォルシュ・シンボルである）は、複素形式でＡ１ ８０４によって累積され、２番目および４番目のシンボルはＡ２ ８０５によって累積される。次に、アキュムレータＡ１ ８０４は、大きさ二乗機能要素８０７を介してアキュムレータＡ３ ８０８にダンプされる。次に、マルチプレクサＤ８０６は切り換えられ、アキュムレータＡ２ ８０５も同様に大きさ二乗機能要素８０７を介してＡ３ ８０８にダンプされる。次に、５番目および７番目のシンボルは、複素形式でＡ１ ８０４に累積され、６番目および８番目のシンボルはＡ２ ８０５に累積され、Ａ１ ８０４およびＡ２ ８０５における生成値の大きさ二乗は、Ａ３ ８０８にダンプされて、最終的に判定統計値Ｚ２ ８０９としてマイクロプロセッサ７２６に報告される。この場合、Ｐ３＝２であり、Ｐ４＝４である。
第８図に示す遅延補償要素８００，８０１は、第６図に示すＲＦコンバータのＲＦ処理段，ＩＦ処理段およびベースバンド処理段における群遅延の変化を補償するために任意に必要とされる。このような群遅延補償の必要性は、コンバータの設計および製造公差に依存する。遅延補償要素８００，８０１は、デジタル・シフト・レジスタ回路によって実施でき、あるいはデシメータ７００，７０１のデシメーション位相を調整することによって実施できる。必要な遅延は、製造中に一般に校正されるか、あるいは異なるアンテナ上で同一受信マルチパス成分を観察するレーク要素間の平均遅延差を測定することにより、フィールド動作中に受信機によって自動的に適応される。また、第８図の構成は、第７図の構成に対する変更を強調することを意図したものであり、第７図でサポートされる単一アンテナ・サーチ・モードも実施するように一般に設計されることに留意されたい。
明らかに、従来のモノリシック集積回路製造は、ＶＬＳＩ（超ＬＳＩ）デバイス上で第８図の回路の構成に対処できる。第８図に示す構成は受信ウォルシュ・シンボル毎に一つのＰＮ位相を調べるが、この回路は、中間結果の格納用の余分なメモリを含むサンプル・データ・バッファを拡張し、逆拡散，ＦＨＴおよび積分回路をより高いクロック・レートで動作させることにより、ウォルシュ・シンボル毎に複数のＰＮ位相を調べることができることに留意されたい。一般に、このサーチャ設計に起因するフィンガ割当は、各アンテナで観察されるチャネルが同じワイドセンス・ステーショナリ非相関分散（ＷＳＳＵＳ：wide sense stationary uncorrelated scatterer）統計モデルの異なるアンサンブル・メンバであるという仮定の下で、対で行われる。
本発明についてある程度の具体性で図説してきたが、実施例の本開示は一例にすぎず、部分および段階の構成および組み合わせにおけるさまざまな変更は、請求される発明から逸脱せずに、当業者によって可能なことが明らかである。例えば、説明した好適な実施例の通信システムのアンテナおよび復調器部分は、無線通信チャネル上で送信されるＣＤＭＡスペクトル拡散信号に関連した。しかし、当業者に理解されるように、本明細書で説明し、請求される符号および復号方法は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）に基づいたものなど、他の種類の送信システムにも適用できる。さらに、通信チャネルは電子データ・バス，有線，光ファイバ・リンク，衛星リンクまたは他の種類の通信チャネルの組み合わせでもよい。同様に、２つのアンテナからデータを送出する設計を示したが、任意の数のアンテナを順次アクセスして、このような判定変数を生成できる。さらに、実施例のための具体的に引用した回路は、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）や、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）を利用するなど、さまざまな方法で構成できる。従って、特定の実施例とともに本発明について説明してきたが、以上の説明に鑑み多くの変更，修正および変形例が可能なことは、当業者に明白である。故に、本発明は、請求の範囲の精神および範囲内のこのような一切の変更，修正および変形例を網羅するものとする。
Claims (8)
- 受信スペクトル拡散信号の捕捉およびチャネル推定のうちの一方の判定値を決定する方法であって：
（ａ）受信機の第１アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第１セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第１セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第１複素値を判定する段階；
（ｂ）前記少なくとも一つの第１複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第１複素値から第１信号特性値を判定する段階；
（ｃ）前記受信機の第２アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第２セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第２セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第２複素値を判定する段階；
（ｄ）前記少なくとも一つの第２複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第２複素値から第２信号特性値を判定する段階；
（ｅ）前記第１および第２信号特性値を累積して、累積信号特性値を生成して、該累積信号特性値を、捕捉検出器およびチャネル推定器のうちの一方により使用される判定値として出力する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。 - 第１および第２信号特性値は、それぞれ第１および第２エネルギ値であることを特徴とする請求項１記載の方法。
- 段階（ｄ）の次に：
（ｉ）前記第１アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第３セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第３セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第３複素値を判定する段階；
（ｉｉ）前記少なくとも一つの第３複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第３複素値から第３エネルギ値を判定する段階；
（ｉｉｉ）前記第２アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第４セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第４セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第４複素値を判定する段階；
（ｉｖ）前記少なくとも一つの第４複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第４複素値から第４エネルギ値を判定する段階；
によって構成され、段階（ｅ）は、前記第１および第２エネルギ値とともに第３および第４エネルギ値を累積して、累積エネルギ値を形成する段階をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。 - 段階（ａ）および（ｃ）は、前記少なくとも一つの第１および第２セグメントのうち一方を遅延補償することをさらに含んで構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。
- 受信スペクトル拡散信号の捕捉およびチャネル推定のうちの一方の判定値を決定すべく動作可能な受信機であって：
（ａ）第１アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第１セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第１セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第１複素値を導出する第１導出手段；
（ｂ）前記少なくとも一つの第１複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第１複素値から第１信号特性値を判定する第１判定手段；
（ｃ）第２アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第２セグメントを受信し、各々が前記少なくとも一つの第２セグメントの各々に対応する少なくとも一つの第２複素値を導出する第２導出手段；
（ｄ）前記少なくとも一つの第２複素値を累積して、累積された少なくとも一つの第２複素値から第２信号特性値を判定する第２判定手段；
（ｅ）前記第１および第２信号特性値を累積して、累積された信号特性値を、捕捉検出器およびチャネル推定器のうちの一方により使用される判定値として出力する手段；
によって構成されることを特徴とする受信機。 - 前記第１および第２判定手段によってそれぞれ判定される前記第１および第２信号特性値は、それぞれ第１および第２エネルギ値であることを特徴とする請求項５記載の受信機。
- 受信信号に関連するチャネルを推定する手段であって、前記累積された信号特性に応答するチャネル推定手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の受信機。
- 受信スペクトル拡散信号の捕捉検出器およびチャネル推定器のうちの一方の判定値を決定すべく動作可能な受信機であって：
（ａ）第１アンテナを含み、前記第１アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第１セグメントを受信すべく動作可能な、第１受信機フロントエンド；
（ｂ）第２アンテナを含み、前記第２アンテナを介して前記信号の少なくとも一つの第２セグメントを受信すべく動作可能な、第２受信機フロントエンドであって、前記少なくとも一つの第２セグメントは、前記少なくとも一つの第１セグメントが受信された後に受信される、第２受信機フロントエンド；
（ｃ）前記第１および第２受信機フロントエンドに結合され、前記少なくとも一つの第１セグメントを累積して、累積された少なくとも一つの第１セグメントから第１エネルギ値を、前記少なくとも一つの第２セグメントを累積して、累積された少なくとも一つの第２セグメントから第２エネルギ値を判定するエネルギ判定段；
（ｄ）前記エネルギ判定段に結合され、前記第１および第２エネルギ値を累積し、かつ累積されたエネルギ値を、前記捕捉検出器および前記チャネル推定器のうちの一方により使用される判定値として出力すべく動作可能なアキュムレータ；
によって構成されることを特徴とする受信機。
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