KR20210018495A - 확장된 동적 범위를 갖는 디지털 화소 - Google Patents

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KR20210018495A
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씽퀴아오 리우
송 첸
앤드류 사무엘 베르코비츠
웨이 가오
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페이스북 테크놀로지스, 엘엘씨
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Abstract

일 예에서, 장치는 포토다이오드, 전하 저장 유닛, 및 처리 회로들을 포함하며, 이 처리 회로들은, 제 1 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 유닛에 오버플로우 전하를 전달하고; 제 1 판단을 생성하기 위해 제 1 전압을 제 1 램핑 임계 전압과 비교하고; 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값을 생성하고; 제 2 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 잔류 전하를 전하 저장 유닛에 전달하고; 제 2 판단을 생성하기 위해 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 제 2 전압과 정적 임계 전압을 비교하고; 제 3 판단을 생성하기 위해 제 2 전압과 제 2 램핑 임계 전압을 비교하고; 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값을 생성하며; 제 2 판단에 기초하여, 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.

Description

확장된 동적 범위를 갖는 디지털 화소
본 특허 출원은 2018년 6월 11일에 출원된, "다수의 양자화 모드들을 갖는 디지털 화소 센서"라는 제목의 미국 가 특허 출원 번호 제62/683,550호, 및 2019년 6월 7일에 출원된, "확장된 동적 범위를 갖는 디지털 화소"라는 제목의, 미국 특허 출원 일련 번호 제16/435,451호에 대한 우선권을 주장하며, 이것들은 여기에서 모든 목적들을 위해 전체적으로 참조로 포함된다.
본 개시는 일반적으로 이미지 센서들에 관한 것이며, 보다 구체적으로 이미지 생성을 위한 광 세기를 결정하기 위한 인터페이싱 회로부들을 포함한 화소 셀 구조에 관한 것이다.
통상적인 이미지 센서는 광자들을 전하(예컨대, 전자들 또는 홀들)로 변환함으로써 입사 광을 감지하기 위해 포토다이오드를 포함한다. 이미지 센서는 노출 기간 동안 포토다이오드에 의해 생성된 전하를 수집하기 위해 커패시터로서 구성된 플로팅 노드를 추가로 포함한다. 수집된 전하는 커패시터에서 전압을 발생시킬 수 있다. 전압은 버퍼링되고 아날로그-디지털 변환기(ADC)로 공급될 수 있으며, 이것은 전압을 입사 광의 세기를 나타내는 디지털 값으로 양자화할 수 있다. 그러나, 양자화의 정확도는 플로팅 노드에서 암전류(dark current)와 같은, 다양한 잡음 소스들에 의해 영향을 받을 수 있다.
본 발명은 이미지 생성을 위한 광 세기를 결정하기 위한 인터페이싱 회로부들을 포함한 화소 셀 구조에 관한 것이다.
본 개시는 이미지 센서들에 관한 것이다. 보다 구체적으로 제한 없이, 본 개시는 화소 셀에 관한 것이다. 본 개시는 또한 상이한 측정 모드들에서 입사 광들의 세기를 측정하도록 화소 셀들의 회로부들을 동작시키는 것과 관련된다.
본 개시는 입사 광의 세기를 측정하기 위한 장치를 제공한다.
일 예에서, 장치가 제공된다. 상기 장치는 포토다이오드, 전하 저장 유닛, 및 처리 회로들을 포함한다. 상기 처리 회로들은, 제 1 전압을 발생시키기 위해 상기 포토다이오드로부터 상기 전하 저장 유닛으로 오버플로우 전하를 전달하고; 제 1 판단을 생성하기 위해 상기 제 1 전압을 제 1 램핑 임계 전압(ramping threshold voltage)과 비교하고; 상기 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값을 생성하고; 제 2 전압을 발생시키기 위해 상기 포토다이오드로부터 상기 전하 저장 유닛으로 잔류 전하를 전달하고; 제 2 판단을 생성하기 위해 상기 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 상기 제 2 전압을 정적 임계 전압과 비교하고; 제 3 판단을 생성하기 위해 상기 제 2 전압을 제 2 램핑 임계 전압과 비교하고; 상기 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값을 생성하고; 상기 제 2 판단에 기초하여, 상기 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 정적 임계 전압은 포토다이오드의 포화 용량과 같은 잔류 전하의 양을 저장할 때 전하 저장 유닛에서 발생된 제 3 전압에 기초한다.
몇몇 양상들에서, 정적 임계 전압은 또한 암전류에 의해 증착된 암 전하를 나타내는 전압 오프셋에 기초한다.
몇몇 양상들에서, 제 2 램핑 임계 전압은 정적 임계 전압으로부터 시작하거나 또는 끝난다.
몇몇 양상들에서, 장치는 카운터 및 메모리를 추가로 포함한다. 처리 회로들은: 제 1 판단에 기초하여, 카운터로부터의 제 1 카운트 값을 제 1 디지털 값으로서 메모리에 저장하고; 제 3 판단에 기초하여, 카운터로부터의 제 2 카운트 값을 제 2 디지털 값으로서 메모리에 저장하며; 메모리로부터, 제 2 판단에 기초하여 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 처리 회로들은 제 2 판단에 기초하여 메모리에서 제 2 카운트 값으로 제 1 카운트 값을 덮어 쓰도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 장치는 레지스터를 추가로 포함한다. 상기 처리 회로들은: 제 2 판단을 나타내는 제 1 플래그 값을 레지스터에 저장하며; 상기 메모리로부터, 레지스터로부터의 제 1 플래그 값에 기초하여 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 처리 회로들은, 제 1 램핑 임계 전압에 제 1 중단점 전압(breakpoint voltage)에 도달할 때 제 1 판단의 상태를 결정하고; 상기 제 1 판단의 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 레지스터에 저장하며; 상기 레지스터로부터의 제 1 플래그 값 및 제 2 플래그 값에 기초하여 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 상기 처리 회로들은 제 1 램핑 임계 전압이 제 1 중단점 전압에 도달할 때 카운터를 리셋하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 처리 회로들은: 제 2 램핑 임계 전압이 제 2 중단점 전압에 도달할 때 제 3 판단의 상태를 결정하고; 제 3 판단의 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 레지스터에 저장하며; 상기 레지스터로부터의 제 1 플래그 값 및 제 2 플래그 값에 기초하여 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 상기 처리 회로들은 제 1 램핑 임계 전압이 제 2 중단점 전압에 도달할 때 카운터를 리셋하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 정적 임계 전압은 제 1 정적 임계 전압이다. 상기 처리 회로들은: 제 4 판단을 생성하기 위해 제 1 전압을 전하 저장 유닛의 포화 용량을 나타내는 제 2 정적 임계 전압과 비교하고; 제 4 판단을 나타내는 제 2 플래그 값을 레지스터에 저장하고; 제 4 판단에 기초하여, 제 3 디지털 값으로서 카운터로부터의 제 3 카운트 값을 저장하며; 제 1 플래그 값 및 제 2 플래그 값에 기초하여, 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 제 1 디지털 값, 제 2 디지털 값 또는 제 3 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 상기 처리 회로들은: 미리 결정된 시간 기간 내에서 제 1 전압을 제 2 정적 임계 전압과 비교하고; 시간 기간의 미리 결정된 부분이 경과할 때 제 4 판단의 제 1 상태를 결정하고; 제 4 판단의 제 1 상태를 나타내는 제 1 플래그 값을 레지스터에 저장하고; 시간 기간이 경과할 때 제 4 판단의 제 2 상태를 결정하고; 제 4 판단의 제 2 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 레지스터에 저장하며; 제 1 플래그 값 및 제 2 플래그 값에 기초하여, 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 제 1 디지털 값, 제 2 디지털 값 또는 제 3 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 처리 회로들은 시간 기간의 미리 결정된 부분이 경과할 때 카운터를 리셋하도록 구성된다.
몇몇 양상들에서, 전하 저장 유닛의 전하 저장 용량은 처리 회로에 의해 구성 가능하다. 처리 회로들은: 제 1 전압을 발생시키기 위해 제 1 용량을 갖도록 전하 저장 유닛을 구성하며; 제 2 전압을 발생시키기 위해 제 1 용량보다 작은 제 2 용량을 갖도록 전하 저장 유닛을 구성하기 위해 구성된다.
몇몇 양상들에서, 전하 저장 유닛은 플로팅(floating) 드레인 노드 및 커패시터를 포함한다.
일 예에서, 방법이 제공된다. 상기 방법은: 제 1 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 유닛으로 오버플로우 전하를 전달하는 것; 제 1 판단을 생성하기 위해 상기 제 1 전압을 제 1 램핑 임계 전압과 비교하는 것; 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값을 생성하는 것; 제 2 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 잔류 전하를 전하 저장 유닛에 전달하는 것; 제 2 판단을 생성하기 위해 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 제 2 전압을 정적 임계 전압과 비교하는 것; 제 3 판단을 생성하기 위해 제 2 전압을 제 2 램핑 임계 전압과 비교하는 것; 상기 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값을 생성하는 것; 및 제 2 판단에 기초하여, 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하는 것을 포함한다.
몇몇 양상들에서, 정적 임계 전압은 포토다이오드의 포화 용량과 같은 잔류 전하의 양을 저장할 때 전하 저장 유닛에서 발생된 제 3 전압에 기초하며, 암전류에 의해 증착된 암 전하를 나타내는 전압 오프셋에 기초한다.
몇몇 양상들에서, 제 2 램핑 임계 전압은 정적 임계 전압으로부터 시작하거나 끝난다.
몇몇 양상들에서, 상기 방법은 또한: 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값으로서, 카운터로부터의 제 1 카운트 값을 메모리에 저장하는 것; 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값으로서, 카운터로부터의 제 2 카운트 값을 메모리에 저장하는 것; 및 메모리로부터, 제 2 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하는 것을 포함한다.
본 발명에 따르면, 입사 광 세기 결정의 정확도를 개선할 수 있다.
예시적인 예들이 다음의 도면들을 참조하여 설명된다.
도 1a 및 도 1b는 근안 디스플레이에 대한 예의 다이어그램들이다.
도 2는 근안 디스플레이의 단면의 예이다.
도 3은 단일 소스 어셈블리를 갖는 도파관 디스플레이의 예의 등각도를 예시한다.
도 4는 도파관 디스플레이에 대한 예의 단면을 예시한다.
도 5는 근안 디스플레이를 포함한 시스템에 대한 예의 블록도이다.
도 6은 화소 셀의 예들의 블록도들을 예시한다.
도 7은 도 6의 예들에 의해 상이한 범위들의 광 세기들을 결정하기 위한 동작들을 예시한다.
도 8은 도 6의 화소 셀의 내부 구성요소들의 예들을 예시한다.
도 9a 및 도 9b는 광 세기를 결정하기 위한 예시적인 방법들을 예시한다.
도 10a 및 도 10b는 양자화를 수행하기 위한 기술들을 예시한다.
도 11은 화소 셀의 예의 블록도들을 예시한다.
도 12는 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 예시적인 시퀀스를 예시한다.
도 13a 및 도 13b는 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 또다른 예시적인 시퀀스, 및 측정 결과들의 예를 예시한다.
도 14a 및 도 14b는 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 또다른 예시적인 시퀀스를 예시한다.
도 15는 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 또다른 예시적인 시퀀스를 예시한다.
도 16은 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 또다른 예시적인 시퀀스를 예시한다.
도 17은 광 세기 측정을 수행하기 위한 제어 신호들의 또다른 예시적인 시퀀스를 예시한다.
도 18은 광 세기를 측정하기 위한 예시적인 프로세스의 흐름도를 예시한다.
도 19는 광 세기를 측정하기 위한 또다른 예시적인 프로세스의 흐름도를 예시한다.
도면들은 단지 예시의 목적들을 위해 본 개시의 예들을 묘사한다. 이 기술분야에서의 기술자는 예시된 구조들 및 방법들의 대안적인 예들이 본 개시의 원리들 또는 내세워진 이점들로부터 벗어나지 않고 이용될 수 있다는 것을 다음의 설명으로부터 쉽게 인식할 것이다.
첨부된 도면들에서, 유사한 구성요소들 및/또는 특징들은 동일한 참조 라벨을 가질 수 있다. 뿐만 아니라, 동일한 유형의 다양한 구성요소들은 대시 기호에 의한 참조 라벨 및 유사한 구성요소들 사이를 구별하는 제 2 라벨을 따름으로써 구별될 수 있다. 단지 제 1 참조 라벨만이 명세서에서 사용된다면, 설명은 제 2 참조 라벨에 관계없이 동일한 제 1 참조 라벨을 갖는 유사한 구성요소들 중 임의의 것에 적용 가능하다.
다음의 설명에서, 설명의 목적들을 위해, 특정 세부사항들이 특정한 본 발명의 예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 제시된다. 그러나, 다양한 예들이 이들 특정 세부사항들 없이 실시될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 도면들 및 설명은 제한을 위한 것이 아니다.
통상적인 이미지 센서는 광자들을 전하(예컨대, 전자들 또는 홀들)로 변환함으로써 입사 광을 감지하기 위해 포토다이오드를 포함한다. 이미지 센서는 노출 기간 동안 포토다이오드에 의해 생성된 전하를 모으기 위해 커패시터로서 구성된 플로팅 노드를 추가로 포함한다. 수집된 전하는 커패시터에서 전압을 발생시킬 수 있다. 전압은 버퍼링되며, 전압을 입사 광의 세기를 나타내는 디지털 값으로 변환할 수 있는 아날로그-디지털 변환기(ADC)로 공급될 수 있다.
특정한 기간 내에 플로팅 노드에 저장된 전하의 양을 반영한, ADC에 의해 생성된 디지털 값은 입사 광의 세기와 연관성이 있을 수 있다. 그러나, 연관의 정도는 상이한 인자들에 의해 영향을 받을 수 있다. 첫 번째로, 플로팅 노드에 저장된 전하의 양은 플로팅 노드가 포화 한계에 도달할 때까지 입사 광의 세기와 직접 관련될 수 있다. 포화 한계를 넘어, 플로팅 노드는 포토다이오드에 의해 생성된 부가적인 전하를 수용할 수 없을 것이며, 부가적인 전하는 누출되며 저장되지 않을 수 있다. 그 결과, 플로팅 노드에 저장된 전하의 양은 포토다이오드에 의해 실제로 생성된 전하의 양보다 낮을 수 있다. 포화 한계는 이미지 센서의 측정 가능한 광 세기의 상한을 결정할 수 있다.
다양한 인자들은 또한 이미지 센서의 측정 가능한 광 세기의 하한을 설정할 수 있다. 예를 들어, 플로팅 노드에서 수집된 전하는 입사 광의 세기에 관련되지 않은 잡음 전하뿐만 아니라 암전류에 의해 기여된 암 전하를 포함할 수 있다. 암전류는 결정학적 결함들로 인해, 포토다이오드의 p-n 접합에서 및 커패시터에 연결된 다른 반도체 디바이스들의 p-n 접합들에서 생성된 누설 전류들을 포함할 수 있다. 암전류들은 커패시터로 흐르며 입사 광의 세기와 연관되지 않은 전하들을 부가할 수 있다. 포토다이오드에서 생성된 암전류는 통상적으로 다른 반도체 디바이스들에서 생성된 암전류보다 적다. 잡음 전하의 또다른 소스는 다른 회로부들과의 용량성 결합일 수 있다. 예를 들어, ADC 회로부들이 플로팅 노드에 저장된 전하의 양을 결정하기 위해 판독 동작들을 수행할 때, ADC 회로부들은 용량성 결합을 통해 플로팅 노드에 잡음 전하를 도입할 수 있다.
잡음 전하 외에, ADC는 또한 전하의 양을 결정할 때 측정 에러들을 도입할 수 있다. 측정 에러들은 디지털 출력과 입사 광의 세기 사이에서의 연관의 정도를 저하시킬 수 있다. 측정 에러의 하나의 소스는 양자화 에러이다. 양자화 프로세스에서, 양 레벨들(quantity levels)의 별개의 세트는 전하의 양들의 연속 세트를 나타내기 위해 사용될 수 있으며, 각각의 수량 레벨은 전하의 미리 결정된 양을 나타낸다. ADC는 수량 레벨들과 전하의 입력 양을 비교하고, 입력 양에 가장 가까운 수량 레벨을 결정하며, 결정된 수량 레벨을 출력할 수 있다(예컨대, 수량 레벨을 나타내는 디지털 코드들의 형태로). 양자화 에러는 수량 레벨에 의해 표현된 전하의 양과 수량 레벨에 매핑된 전하의 입력 양 사이에 불일치가 있을 때 발생할 수 있다. 양자화 에러는 더 작은 양자화 스텝 크기들을 이용하여 감소될 수 있다(예컨대, 두 개의 인접한 수량 레벨들 사이에서 전하 양들의 차이를 감소시킴으로써). 측정 에러의 다른 소스들은 또한, 예를 들어 디바이스 잡음들(예컨대, ADC 회로부들의) 및 전하의 양의 측정 시 불확실성들에 부가하는 비교기 오프셋들을 포함할 수 있다. 잡음 전하, 암 전하, 뿐만 아니라 ADC 측정 에러들은 이미지 센서의 측정 가능한 광 세기의 하한을 정의할 수 있는 반면, 포화 한계는 이미지 센서의 측정 가능한 광 세기의 상한을 결정할 수 있다. 상한과 하한 사이에서의 비는 동적 범위를 정의하며, 이것은 이미지 센서에 대한 동작적 광 세기들의 범위를 설정할 수 있다.
이미지 센서들은 많은 상이한 애플리케이션들에서 발견될 수 있다. 예로서, 이미지 센서들은 디지털 이미징을 제공하기 위해 디지털 이미징 디바이스들(예컨대, 디지털 카메라들, 스마트폰들 등)에 포함된다. 또다른 예로서, 이미지 센서들은 착용 가능한 가상-현실(VR) 시스템들 및/또는 증강-현실(AR) 및/또는 혼합 현실(MR) 시스템들에서 근안 디스플레이의 디스플레이 콘텐트를 제어하거나 또는 그것에 영향을 주는 것과 같은, 디바이스의 동작을 제어하거나 또는 그것에 영향을 주기 위해 입력 디바이스들로서 구성될 수 있다. 예를 들어, 이미지 센서들은 사용자가 위치되는 물리적 환경의 물리적 이미지 데이터를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 물리적 이미지 데이터는 예를 들어, 물리적 환경에서 사용자의 위치, 사용자의 배향, 및/또는 사용자의 움직임의 경로를 추적하기 위해 동시적 국소화 및 매핑(SLAM) 알고리즘을 동작시키는 위치 추적 시스템에 제공될 수 있다. 이미지 센서들은 또한 사용자와 물리적 환경에서의 오브젝트 사이의 거리를 측정하기 위해 스테레오 깊이 정보를 포함한 물리적 이미지 데이터를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 이미지 센서들은 또한 근-적외선(NIR) 센서로서 구성될 수 있다. 조명기는 NIR 광의 패턴을 사용자의 안구들에 투사할 수 있다. 안구들의 내부 구조들(예컨대, 동공들)은 NIR 광으로부터 반사 패턴을 생성할 수 있다. 이미지 센서들은 반사 패턴의 이미지들을 캡처하고, 사용자의 응시 포인트를 결정하기 위해 사용자의 안구들의 움직임을 추적하도록 이미지들을 시스템에 제공할 수 있다. 이들 물리적 이미지 데이터에 기초하여, VR/AR/MR 시스템은 사용자에게 상호작용 경험을 제공하기 위해, 근안 디스플레이를 통해 사용자로 디스플레이하기 위한 가상 이미지 데이터를 생성하고 업데이트할 수 있다. 예를 들어, VR/AR/MR 시스템은 사용자의 응시 방향(오브젝트에서 사용자의 관심을 시그널링할 수 있는), 사용자의 위치 등에 기초하여 가상 이미지 데이터를 업데이트할 수 있다.
착용 가능한 VR/AR/MR 시스템은 매우 넓은 범위의 광 세기들을 갖는 환경들에서 동작할 수 있다. 예를 들어, 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템은 실내 환경에서 또는 옥외 환경에서, 및/또는 상이한 시각들에서 동작할 수 있을 것이며, 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템의 동작 환경의 광 세기는 실질적으로 달라질 수 있다. 게다가, 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템은 또한 앞서 언급한 NIR 안구 추적 시스템을 포함할 수 있으며, 이것은 안구들을 손상시키는 것을 방지하기 위해 사용자의 안구들에 매우 낮은 세기의 광들을 투사하도록 요구할 수 있다. 그 결과, 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템의 이미지 센서들은 상이한 동작 환경들과 연관된 매우 넓은 범위의 광 세기들에 걸쳐 적절하게 동작할 수 있도록(예컨대, 입사 광의 세기와 관련 있는 출력을 생성하도록) 넓은 동적 범위를 가질 필요가 있을 것이다. 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템의 이미지 센서들은 또한 사용자의 위치, 배향, 응시 포인트 등의 추적을 허용하기 위해 충분히 높은 속도로 이미지들을 생성할 필요가 있을 것이다. 비교적 제한된 동적 범위들을 갖고 비교적 낮은 속도로 이미지들을 생성하는 이미지 센서들은 이러한 착용 가능한 VR/AR/MR 시스템에 적합하지 않을 수 있다.
본 개시는 확장된 동적 범위를 제공할 수 있는 화소 셀과 관련된다. 화소 셀은 포토다이오드, 전하 저장 유닛, 포토다이오드와 전하 저장 유닛 사이에서의 전달 게이트로서 구성된 트랜지스터, 및 처리 회로를 포함할 수 있다. 포토다이오드는 입사 광에 응답하여 전하를 생성하고 포토다이오드가 포화될 때까지 잔류 전하로서 전하의 적어도 일부를 저장할 수 있다. 전하 저장 유닛은 트랜지스터의 플로팅 드레인, 금속 커패시터, 금속-산화물-반도체(MOS) 커패시터, 또는 그것의 임의의 조합일 수 있다. 전하 저장 유닛은, 제 1 전압을 발생시키기 위해, 포토다이오드가 포화되고 부가적인 전하를 저장할 수 없을 때 포토다이오드로부터 전달된 전하인, 오버플로우 전하를 저장할 수 있다. 전하 저장 유닛은 플로팅 드레인 노드를 포함할 수 있다.
처리 회로들은 다수의 측정 모드들을 수행함으로써 입사 광의 세기를 측정할 수 있다. 제 1 측정 모드에서, 처리 회로들은 제 1 판단을 생성하기 위해 제 1 램핑 임계 전압과 제 1 전압을 비교함으로써 양자화 프로세스를 수행할 수 있다. 제 1 판단에서, 제 1 전압이 제 1 램핑 임계 전압을 교차한다고 나타낼 때, 제 1 카운트 값이 카운터로부터 캡처되고 메모리에 저장될 수 있다. 제 1 카운트 값은 제 1 램핑 임계 전압이 제 1 전압을 교차하는데 걸리는 시간의 측정치를 나타낼 수 있으며, 이것은 또한 전하 저장 유닛에 저장된 오버플로우 전하를 양자화한 결과를 나타낼 수 있다. 오버플로우 전하의 양은 입사 광의 세기에 비례할 수 있다. 본 개시의 나머지를 위해, 제 1 측정 모드는 "FD ADC" 동작으로 불리울 수 있다.
처리 회로들은 제 2 측정 모드 동안 제 2 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 디바이스로 잔류 전하를 전달할 수 있다. 제 2 측정 모드에서, 처리 회로들은 제 2 판단을 생성하기 위해 제 2 램핑 임계 전압과 제 2 전압을 비교함으로써 또다른 양자화 프로세스를 수행할 수 있다. 제 2 판단에서, 제 1이 제 2 램핑 기준 전압을 교차한다는 것을 나타낼 때, 제 2 카운트 값이 카운터로부터 캡처되고 메모리에 저장될 수 있다. 제 2 카운트 값은 제 2 램핑 임계 전압이 제 2 전압을 교차하는데 걸리는 시간의 측정치를 나타낼 수 있으며, 이것은 또한 전하 저장 유닛에 저장된 잔류 전하를 양자화한 결과를 나타낸다. 잔류 전하의 양은 입사 광의 세기에 비례할 수 있다. 본 개시의 나머지를 위해, 제 2 측정 모드는 "PD ADC" 동작으로 불리울 수 있다.
몇몇 예들에서, 처리 회로들은 또한 제 3 측정 모드를 수행할 수 있다. 제 3 측정 모드에서, 처리 회로들은 제 3 판단을 생성하기 위해 전하 저장 유닛의 포화 한계를 나타내는 정적 임계 전압과 제 1 전압을 비교할 수 있다. 제 3 판단이, 전하 저장 유닛이 포화 한계에 이르거나 또는 이를 초과한다는 것을 나타낼 때, 제 3 카운트 값이 카운터로부터 캡처되고 메모리에 저장될 수 있다. 제 3 카운트 값은 전하 저장 유닛이 포화되는데 걸리는 시간의 측정치를 나타낼 수 있으며, 시간의 지속기간은 입사 광의 세기에 반비례할 수 있다. 본 개시의 나머지 부분에서, 제 3 측정 모드는 포화 시간(time-to-saturation; TTS) 측정 동작으로 불리울 수 있다. 몇몇 예들에서, 제 3 측정 모드는 제 1 측정 모드 전에 수행될 수 있다.
측정들의 상이한 측정 모드들은 상이한 광 세기 범위들에 대해 타겟팅될 수 있으며, 처리 회로들은 입사 광이 어떤 광 세기 범위에 속하는지에 기초하여 입사 광의 세기를 나타내기 위해 메모리로부터 제 1, 제 2, 또는 제 3 카운트 값들 중 하나를 출력할 수 있다. 제 1 측정 모드는 포토다이오드가 전체 용량에 이른 것으로 예상되고 포화되는 중간 광 세기 범위에서 타겟팅될 수 있다. 제 2 측정 모드는 포토다이오드가 포화되지 않은 것으로 예상되는 낮은 광 세기 범위에서 타겟팅될 수 있다. 제 3 측정 모드는 전하 저장 유닛이 포화되는 높은 광 세기 범위에서 타겟팅될 수 있다.
상기 논의된 바와 같이, 처리 회로들은 입사 광의 세기를 나타내기 위해 메모리로부터 제 1, 제 2, 또는 제 3 카운트 값들 중 하나를 선택할 수 있다. 선택은 제 1 및 제 3 판단 출력들 중 하나 이상에 기초할 수 있다. 예를 들어, 제 3 판단 출력이 전하 저장 유닛이 포화됨을 나타낸다면, 제 1 및 제 2 카운트 값들에 대해 제 3 카운트 값이 출력으로서 선택될 수 있다. 제 3 판단 출력이 전하 저장 유닛이 포화되지 않음을 나타낸다면, 제 3 카운트 값은 폐기될 수 있으며, 처리 회로들은 제 1과 제 2 카운트 값들 사이에서 출력을 선택할 수 있다. 제 1 판단 출력(오버플로우 전하에 기초한)이 포토다이오드가 포화됨을 나타낸다면, 처리 회로들은 전하 저장 유닛에 저장된 오버플로우 전하들의 양을 측정하는 제 1 카운트 값을 출력으로서 선택할 수 있다. 그러나 제 1 판단 출력 또는 제 2 판단 출력이 포토다이오드가 포화되지 않음을 나타낸다면, 처리 회로들은 포토다이오드에 저장된 잔류 전하의 양을 측정하는 제 2 카운트 값을 출력으로서 선택할 수 있다. 몇몇 예들에서, 화소 셀은 제 1, 제 2, 및 제 3 판단들 중 적어도 일부를 플래그들로서 저장하기 위해 레지스터들의 세트를 포함할 수 있다. 처리 회로들은, 플래그 값들에 기초하여, 메모리에 카운트 값을 저장할지, 각 측정 모드에서 카운트 값을 폐기할지 또는 모든 측정 모드들이 완료된 후 카운트 값들 중 어떤 것을 메모리로부터 출력할지를 판단할 수 있다.
상기 설명된 다중-모드 측정 동작은 화소 셀에 의해 광 세기 측정의 동적 범위를 확장시킬 수 있다. 구체적으로, TTS 측정 동작은 전하 저장 유닛을 포화시키는 세기 레벨을 넘는 높은 광 세기의 측정을 허용하며, 이것은 동적 범위의 상한을 확장시킬 수 있다. 게다가, PD ADC 동작은 낮은 광 세기 동안 포토다이오드에 저장된 잔류 전하를 측정한다. 포토다이오드가 통상적으로 매우 적은 암전류를 수신함에 따라, 암전류에 의해 야기된 암 전하의 크기는 입사 광에 의해 야기된 실제 신호에 대하여 작은 채로 있을 수 있으며, 이것은 검출 가능한 입사 광 세기를 감소시키고 동적 범위의 하한을 밀어 내릴 수 있다.
다중-모드 측정 동작들은 화소 셀의 동적 범위를 확장시킬 수 있지만, 광 세기 측정의 정확도는 다양한 잡음 소스들에 의해 여전히 영향을 받을 수 있다. 하나의 잡음 소스는 암전류일 수 있다. 구체적으로, 상기 설명된 바와 같이, 처리 회로들은 제 1 판단이 포토다이오드가 포화됨을 나타내는지에 기초하여 제 1 카운트 값 또는 제 2 카운트 값 중 하나를 출력으로서 선택하며, 여기에서 제 1 판단은 제 1 전압 램프의 부분으로서 오버플로우 전하가 없음을 나타내는 임계 전압과 전하 저장 유닛에서의 제 1 전압을 비교하는 것에 기초하여 생성된다. 그러나 제 1 판단은 플로팅 드레인 노드에 암 전하를 더할 수 있는 암전류에 의해 영향을 받을 수 있ㅇ으며, 이는 통상적으로 특히 포토다이오드가 핀형 포토다이오드일 때 포토다이오드에 비해 몇 배나 큰 양의 암전류를 수신한다. 플로팅 드레인 노드가 오브플로우 전하와 동시에 암 전하를 축적함에 따라, 암 전하는 비교적 클 수 있으며 부정확한 제 1 판단을 야기할 수 있다. 예를 들어, 플로팅 드레인 노드는 어떤 오버플로우 전하도 저장하지 않을 수 있지만, 플로팅 드레인 노드에 축적된 암 전하는 플로팅 드레인 노드가 오버플로우 전하를 저장한다고 나타내는 부정확한 제 1 판단을 야기할 정도로 충분히 클 수 있다. 부정확한 제 1 판단은 처리 회로들로 하여금 낮은 세기 범위에서 입사 광의 정확한 표현을 제공하는 제 2 카운트 값을 폐기하게 할 수 있다. 그 결과, 처리 회로들은 메모리로부터 부정확한 카운트 값을 출력하여 입사 광 세기를 나타낼 수 있다.
다중-모드 측정 동작들에 영향을 주는 또다른 잡음 소스는 양자화 에러이다. 상기 설명된 바와 같이, 카운터로부터의 카운트 값들은 램핑 전압이 전하 저장 디바이스(FD ADC 및 PD ADC에 대해)에서의 전압에 이르기 위한 시간의 측정치, 또는 전하 저장 디바이스에서의 전압이 포화 한계(TTS에 대한)에 이르기 위한 시간의 측정치를 나타낼 수 있다. 양쪽 경우들 모두에서, 시간 측정의 정확도는 카운터가 카운트 값을 업데이트하는 빈도뿐만 아니라 측정될 시간의 지속 기간에 의해 정의될 수 있으며, 양쪽 모두는 양자화 에러를 정의할 수 있다. PD ADC 동작이 암전류에 덜 영향을 받을지라도, 양자화 에러는 최소 검출 가능한 광 세기를 정의하고 동적 범위의 하한을 설정할 수 있다.
본 개시는 암전류 및 양자화 에러의 효과를 완화시키기 위한 여러 기술들을 제안한다. 몇몇 예들에서, 제 2 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 유닛으로 잔류 전하를 전달한 후, 처리 회로들은 포토다이오드가 포화되는지를 결정하기 위해, 포토다이오드를 포화시키는 잔류 전하의 양을 나타내는 정적 임계값과 제 2 전압을 비교할 수 있다. 정적 임계값은 이러한 잔류 전하의 양이 전하 저장 유닛에 저장될 때 전하 저장 유닛에서 발생된 전압에 기초할 수 있다. 잔류 전하에 기초하여 포토다이오드의 포화를 검출하는 것은 오버플로우 전하에 기초한 것보다 암전류에 덜 영향을 받을 수 있다. 이것은 포토다이오드가 통상적으로 훨씬 적은 암전류를 수신하지만, 플로팅 드레인 노드로의 잔류 전하의 전달을 위한 시간은 또한 비교적 짧기 때문이며, 양쪽 모두는 플로팅 드레인 노드에 존재하는 암 전하를 감소시킬 수 있다.
몇몇 예들에서, TTS, FD ADC, 및 PD ADC 측정들의 각각은 하나 이상의 중단점들에 기초하여 둘 이상의 서브-스테이지들로 나뉠 수 있다. 처리 회로들은 이들 중단점들에서 제 1 판단의 상태(FD ADC에 대한), 제 2 판단의 상태(PD ADC에 대한), 및/또는 제 3 판단의 상태(TTS에 대한)를 확인하며, 이들 판단들의 상태들에 기초하여 포토다이오드 또는 전하 저장 유닛이 포화되는지를 결정한다. 이러한 구성들은 포토다이오드 및 전하 저장 유닛의 포화 검출에 중복을 도입할 수 있으며, 이것은 검출의 정확도를 개선시킬 수 있다. 게다가, 카운터는 각각의 서브-스테이지의 처음에 리셋될 수 있으며, 이것은 카운터의 전체 출력 범위에 의해 측정될 시간의 범위(및 대응하는 입력 전압 범위)를 줄어들게 한다. 카운터의 동일한 비트 수를 사용하면, 카운터는 감소된 시간의 범위를 측정하기 위해 더 높은 빈도로 업데이트할 수 있으며, 이것은 양자화 에러를 감소시킬 수 있다. 이들 모두는 다중-모드 측정 동작들의 정확도를 더욱 개선시킬 수 있다.
본 개시의 예들은 인공 현실 시스템을 포함하거나 또는 그것과 함께 구현될 수 있다. 인공 현실은 사용자로의 프리젠테이션 이전에 몇몇 방식으로 조정된 현실의 형태이며, 이것은 예컨대 가상 현실(VR), 증강 현실(AR), 혼합 현실(MR), 하이브리드 현실, 또는 그것의 몇몇 조합 및/또는 파생물들을 포함할 수 있다. 인공 현실 콘텐트는 완전히 생성된 콘텐트 또는 캡처된(예컨대, 실-세계) 콘텐트와 조합된 생성 콘텐트를 포함할 수 있다. 인공 현실 콘텐트는 비디오, 오디오, 햅틱 피드백, 또는 그것의 몇몇 조합을 포함할 수 있으며, 그 중 임의의 것은 단일 채널로 또는 다수의 채널들로(뷰어에게 3-차원 효과를 생성하는 스테레오 비디오와 같은) 제공될 수 있다. 부가적으로, 몇몇 예들에서, 인공 현실은 또한 예컨대, 인공 현실에서 콘텐트를 생성하기 위해 사용되며 및/또는 그 외 인공 현실에서 사용되는(예컨대, 그것에서 활동들을 수행하는) 애플리케이션들, 제품들, 액세서리들, 서비스들, 또는 그것의 몇몇 조합과 연관될 수 있다. 인공 현실 콘텐트를 제공하는 인공 현실 시스템은 호스트 컴퓨터 시스템에 연결된 헤드-장착 디스플레이(HMD), 독립형 HMD, 이동 디바이스 또는 컴퓨팅 시스템, 또는 하나 이상의 뷰어들에게 인공 현실 콘텐트를 제공할 수 있는 임의의 다른 하드웨어 플랫폼을 포함한, 다양한 플랫폼들 상에서 구현될 수 있다.
도 1a는 근안 디스플레이(100)의 예의 다이어그램이다. 근안 디스플레이(100)는 사용자에게 미디어를 제공한다. 근안 디스플레이(100)에 의해 제공된 미디어의 예들은 하나 이상의 이미지들, 비디오, 및/또는 오디오를 포함한다. 몇몇 예들에서, 오디오는 근안 디스플레이(100)로부터 오디오 정보를 수신하며, 상기 오디오 정보에 기초하여 오디오 데이터를 제공하는 외부 디바이스(예컨대, 스피커들 및/또는 헤드폰들)를 통해 제공된다. 근안 디스플레이(100)는 일반적으로 가상 현실(VR) 디스플레이로서 동작하도록 구성된다. 몇몇 예들에서, 근안 디스플레이(100)는 증강 현실(AR) 디스플레이 및/또는 혼합 현실(MR) 디스플레이로서 동작하도록 수정된다.
근안 디스플레이(100)는 프레임(105) 및 디스플레이(110)를 포함한다. 프레임(105)은 하나 이상의 광학 요소들에 결합된다. 디스플레이(110)는 사용자가 근안 디스플레이(100)에 의해 제공된 콘텐트를 보도록 구성된다. 몇몇 예들에서, 디스플레이(110)는 하나 이상의 이미지들로부터의 광을 사용자의 눈으로 향하게 하기 위해 도파관 디스플레이 어셈블리를 포함한다.
근안 디스플레이(100)는 이미지 센서들(120a, 120b, 120c, 및 120d)을 추가로 포함한다. 이미지 센서들(120a, 120b, 120c, 및 120d)의 각각은 상이한 방향들을 따라 상이한 시야들을 나타내는 이미지 데이터를 생성하도록 구성된 화소 어레이를 포함할 수 있다. 예를 들어, 센서들(120a 및 120b)은 Z 축을 따라 방향 A를 향해 두 개의 시야들을 나타내는 이미지 데이터를 제공하도록 구성될 수 있는 반면, 센서(120c)는 X 축을 따라 방향 B를 향하는 시야를 나타내는 이미지 데이터를 제공하도록 구성될 수 있으며, 센서(120d)는 X 축을 따라 방향 C를 향하는 시야를 나타내는 이미지 데이터를 제공하도록 구성될 수 있다.
몇몇 예들에서, 센서들(120a 내지 120d)은 근안 디스플레이(100)를 착용한 사용자에게 상호작용적 VR/AR/MR 경험을 제공하도록, 근안 디스플레이(100)의 디스플레이 콘텐트를 제어하거나 또는 영향을 주기 위해, 입력 디바이스들로서 구성될 수 있다. 예를 들어, 센서들(120a 내지 120d)은 사용자가 위치되는 물리적 환경의 물리적 이미지 데이터를 생성할 수 있다. 물리적 이미지 데이터는 물리적 환경에서 사용자의 위치 및/또는 움직임의 경로를 추적하기 위해 위치 추적 시스템에 제공될 수 있다. 시스템은 그 후 상호작용적 경험을 제공하기 위해, 예를 들어 사용자의 위치 및 배향에 기초하여 디스플레이(110)에 제공된 이미지 데이터를 업데이트할 수 있다. 몇몇 예들에서, 위치 추적 시스템은 물리적 환경에서 및 사용자가 물리적 환경 내에서 이동함에 따라 사용자의 시야 내에서 오브젝트들의 세트를 추적하기 위해 SLAM 알고리즘을 동작시킬 수 있다. 위치 추적 시스템은 오브젝트들의 세트에 기초하여 물리적 환경의 맵을 구성하고 업데이트하며, 맵 내에서 사용자의 위치를 추적할 수 있다. 다수의 시야들에 대응하는 이미지 데이터를 제공함으로써, 센서들(120a 내지 120d)은 물리적 환경의 보다 전체적 뷰를 위치 추적 시스템에 제공할 수 있으며, 이것은 맵의 구성 및 업데이트 시 더 많은 오브젝트들이 포함되게 할 수 있다. 이러한 구성을 통해, 물리적 환경 내에서 사용자의 위치를 추적하는 정확성 및 강건성(robustness)을 개선할 수 있다.
몇몇 예들에서, 근안 디스플레이(100)는 광을 물리적 환경으로 투사하기 위해 하나 이상의 활성 조명기들(130)을 추가로 포함할 수 있다. 투사된 광은 상이한 주파수 스펙트럼들(예컨대, 가시 광, 적외선 광, 자외선 광 등)과 연관될 수 있으며 다양한 목적들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 조명기(130)는 예를 들어, 사용자의 위치 추적을 가능화하기 위해 센서들(120a 내지 120d)이 어두운 환경 내에서 상이한 오브젝트들의 이미지들을 캡처하는 것을 돕도록 어두운 환경에서(또는 낮은 강도의 적외선 광, 자외선 광 등을 갖는 환경에서) 광을 투사할 수 있다. 조명기(130)는 위치 추적 시스템이 맵 구성/업데이트를 위해 오브젝트들을 식별하는 것을 돕도록, 환경 내에서 오브젝트들에 특정 마커들을 투사할 수 있다.
몇몇 예들에서, 조명기(130)는 또한 입체 이미징을 가능화할 수 있다. 예를 들어, 센서들(120a 또는 120b) 중 하나 이상은 가시광 감지를 위한 제 1 화소 어레이 및 적외선(IR) 광 감지를 위한 제 2 화소 어레이 양쪽 모두를 포함할 수 있다. 제 1 화소 어레이는 컬러 필터(예컨대, 베이어(Bayer) 필터)로 오버레이될 수 있으며, 제 1 화소 어레이의 각 화소는 특정한 컬러(예컨대, 적색, 녹색, 또는 청색 컬러들 중 하나)와 연관된 광의 강도를 측정하도록 구성된다. 제 2 화소 어레이(IR 광 감지를 위한)는 또한 단지 IR 광만을 허용하는 필터로 오버레이될 수 있으며, 제 2 화소 어레이의 각 화소는 IR 광들의 강도를 측정하도록 구성된다. 화소 어레이들은 오브젝트의 RGB 이미지 및 IR 이미지를 생성할 수 있으며, IR 이미지의 각 화소는 RGB 이미지의 각 화소에 매핑된다. 조명기(130)는 오브젝트 상에서 IR 마커들의 세트를 투사할 수 있으며, 그것의 이미지들은 IR 화소 어레이에 의해 캡처될 수 있다. 이미지에서 도시된 바와 같이 오브젝트의 IR 마커들의 분포에 기초하여, 시스템은 IR 화소 어레이로부터 오브젝트의 상이한 부분들의 거리를 추정하며, 거리들에 기초하여 오브젝트의 입체 이미지를 생성할 수 있다. 오브젝트의 입체 이미지에 기초하여, 시스템은 예를 들어, 사용자에 대한 오브젝트의 상대적 위치를 결정할 수 있으며, 상호작용적 경험을 제공하기 위해 상대적 위치 정보에 기초하여 디스플레이(100)에 제공된 이미지 데이터를 업데이트할 수 있다.
상기 논의된 바와 같이, 근안 디스플레이(100)는 매우 광범위한 광 세기들과 연관된 환경들에서 동작될 수 있다. 예를 들어, 근안 디스플레이(100)는 실내 환경에서 또는 옥외 환경에서, 및/또는 다른 시간들에서 동작될 수 있다. 근안 디스플레이(100)는 또한 턴 온되는 활성 조명기(130)를 갖고 또는 그것 없이 동작할 수 있다. 그 결과, 이미지 센서들(120a 내지 120d)은 근안 디스플레이(100)를 위한 상이한 동작 환경들과 연관된 매우 광범위한 광 세기들에 걸쳐 적절히 동작할 수 있도록(예컨대, 입사 광의 세기와 관련 있는 출력을 생성하기 위해) 넓은 동적 범위를 가질 필요가 있을 수 있다.
도 1b는 근안 디스플레이(100)의 또다른 실시예의 다이어그램이다. 도 1b는 근안 디스플레이(100)를 착용하는 사용자의 안구(들)(135)에 접하는 근안 디스플레이(100)의 측면을 예시한다. 도 1b에 도시된 바와 같이, 근안 디스플레이(100)는 복수의 조명기들(140a, 140b, 140c, 140d, 140e, 및 140f)을 추가로 포함할 수 있다. 근안 디스플레이(100)는 복수의 이미지 센서들(150a 및 150b)을 추가로 포함한다. 조명기들(140a, 140b, 및 140c)은 방향 D(도 1a의 방향 A와 반대인)를 향해 특정 주파수 범위(예컨대, NIR)의 광들을 방출할 수 있다. 방출된 광은 특정한 패턴과 연관될 수 있으며, 사용자의 좌측 안구에 의해 반사될 수 있다. 센서(150a)는 반사된 광을 수신하며 반사된 패턴의 이미지를 생성하기 위해 화소 어레이를 포함할 수 있다. 유사하게, 조명기들(140d, 140e, 및 140f)은 패턴을 운반하는 NIR 광들을 방출할 수 있다. NIR 광들은 사용자의 우측 안구에 의해 반사될 수 있으며, 센서(150b)에 의해 수신될 수 있다. 센서(150b)는 또한 반사된 패턴의 이미지를 생성하기 위해 화소 어레이를 포함할 수 있다. 센서들(150a 및 150b)로부터의 반사된 패턴의 이미지들에 기초하여, 시스템은 사용자의 응시 포인트를 결정하며, 사용자에게 상호작용적 경험을 제공하기 위해 결정된 응시 포인트에 기초하여 디스플레이(100)에 제공된 이미지 데이터를 업데이트할 수 있다.
상기 논의된 바와 같이, 사용자의 안구들의 손상을 피하기 위해, 조명기들(140a, 140b, 140c, 140d, 140e, 및 140f)은 통상적으로 매우 낮은 세기들의 광들을 출력하도록 구성된다. 이미지 센서들(150a 및 150b)이 도 1a의 이미지 센서들(120a 내지 120d)과 동일한 센서 디바이스들을 포함하는 경우에, 이미지 센서들(120a 내지 120d)은 입사 광의 세기가 매우 낮을 때 입사 광의 세기와 관련 있는 출력을 생성할 필요가 있으며, 이것은 이미지 센서들의 동적 범위 요건을 추가로 증가시킬 수 있다.
게다가, 이미지 센서들(120a 내지 120d)은 안구들의 움직임들을 추적하기 위해 고속으로 출력을 생성할 필요가 있을 것이다. 예를 들어, 사용자의 안구는 하나의 안구 위치로부터 또다른 것에 빠른 점프가 있을 수 있는 매우 급속한 움직임(예컨대, 신속 안구 움직임(saccade movement))을 수행할 수 있다. 사용자의 안구의 급속한 움직임을 추적하기 위해, 이미지 센서들(120a 내지 120d)은 고속으로 안구의 이미지들을 생성할 필요가 있다. 예를 들어, 이미지 센서들이 이미지 프레임을 생성하는 레이트(프레임 레이트)는 적어도 안구의 움직임 속도와 일치할 필요가 있다. 높은 프레임 레이트는 이미지 프레임을 생성하는데 수반된 화소 셀들의 모두를 위한 짧은 총 노출 시간, 뿐만 아니라 센서 출력들을 이미지 생성을 위해 디지털 값들로 변환하기 위한 높은 속도를 요구한다. 게다가, 상기 논의된 바와 같이, 이미지 센서들은 또한 낮은 광 세기를 갖는 환경에서 동작할 수 있을 필요가 있다.
도 2는 도 1에 예시된 근안 디스플레이(100)의 단면(200)의 실시예이다. 디스플레이(110)는 적어도 하나의 도파관 디스플레이 어셈블리(210)를 포함한다. 사출 동공(230)은 사용자가 근안 디스플레이(100)를 착용할 때 사용자의 단일 안구(220)가 아이박스 영역에 위치되는 위치이다. 예시의 목적들을 위해, 도 2는 안구(220) 및 단일 도파관 디스플레이 어셈블리(210)와 연관된 단면을 도시하지만, 제 2 도파관 디스플레이는 사용자의 제 2 눈을 위해 사용된다.
도파관 디스플레이 어셈블리(210)는 사출 동공(230)에 위치된 아이박스로 및 안구(220)로 이미지 광을 향하게 하도록 구성된다. 도파관 디스플레이 어셈블리(210)는 하나 이상의 굴절률들을 갖는 하나 이상의 재료들(예컨대, 플라스틱, 유리 등)로 구성될 수 있다. 몇몇 예들에서, 근안 디스플레이(100)는 도파관 디스플레이 어셈블리(210)와 안구(220) 사이에 하나 이상의 광학 요소들을 포함한다.
몇몇 예들에서, 도파관 디스플레이 어셈블리(210)는 스택형 도파관 디스플레이, 가변초점 도파관 디스플레이 등을 포함하지만, 이에 제한되지 않는, 하나 이상의 도파관 디스플레이들의 스택을 포함한다. 스택형 도파관 디스플레이는 그 각각의 단색성 소스들이 상이한 컬러들은 도파관 디스플레이들을 적층시킴으로써 생성된 다색성 디스플레이(예컨대, 적색-녹색-청색(RGB) 디스플레이)이다. 스택형 도파관 디스플레이는 또한 다수의 평면들 상에 투사될 수 있는 다색성 디스플레이(예컨대, 다중-평면 컬러링 디스플레이)이다. 몇몇 구성들에서, 스택형 도파관 디스플레이는 다수의 평면들 상에 투사될 수 있는 단색성 디스플레이이다(예컨대, 다중-평면 단색성 디스플레이). 가변초점 도파관 디스플레이는 도파관 디스플레이로부터 방출된 이미지 광의 초점 위치를 조정할 수 있는 디스플레이이다. 대안적인 예들에서, 도파관 디스플레이 어셈블리(210)는 스택형 도파관 디스플레이 및 가변초점 도파관 디스플레이를 포함할 수 있다.
도 3은 도파관 디스플레이(300)의 실시예의 등각도를 예시한다. 몇몇 예들에서, 도파관 디스플레이(300)는 근안 디스플레이(100)의 구성요소(예컨대, 도파관 디스플레이 어셈블리(210))이다. 몇몇 예들에서, 도파관 디스플레이(300)는 특정한 위치로 이미지 광을 향하게 하는 몇몇 다른 근안 디스플레이 또는 다른 시스템의 부분이다.
도파관 디스플레이(300)는 소스 어셈블리(310), 출력 도파관(320), 및 제어기(330)를 포함한다. 예시의 목적들을 위해, 도 3은 단일 안구(220)와 연관된 도파관 디스플레이(300)를 도시하지만, 몇몇 예들에서, 도파관 디스플레이(300)로부터 분리된, 또는 부분적으로 분리된 또다른 도파관 디스플레이가 이미지 광을 사용자의 또다른 눈으에 제공한다.
소스 어셈블리(310)는 이미지 광(355)을 생성한다. 소스 어셈블리(310)는 이미지 광(355)을 생성하며 이를 출력 도파관(320)의 제 1 측면(370-1) 상에 위치된 결합 요소(350)에 출력한다. 출력 도파관(320)은 확장된 이미지 광(340)을 사용자의 안구(220)로 출력하는 광학 도파관이다. 출력 도파관(320)은 제 1 측면(370-1) 상에 위치된 하나 이상의 결합 요소들(350)에서 이미지 광(355)을 수신하며 수신된 입력 이미지 광(355)을 지향 요소(360)로 안내한다. 몇몇 예들에서, 결합 요소(350)는 소스 어셈블리(310)로부터 출력 도파관(320)으로 이미지 광(355)을 결합한다. 결합 요소(350)는, 예컨대, 회절 격자, 홀로그램 격자, 하나 이상의 연쇄된 반사기들, 하나 이상의 프리즘 표면 요소들, 및/또는 홀로그램 반사기들의 어레이일 수 있다.
지향 요소(360)는 수신된 입력 이미지 광(355)이 결합해제 요소(365)를 통해 출력 도파관(320)으로부터 결합 해제되도록 수신된 입력 이미지 광(355)을 결합해제 요소(365)로 재지향시킨다. 지향 요소(360)는 출력 도파관(320)의 제 1 측면(370-1)의 부분이거나, 또는 그것에 부착된다. 결합해제 요소(365)는 출력 도파관(320)의 제 2 측면(370-2)의 부분이거나, 또는 그것에 부착되며, 따라서 지향 요소(360)는 결합해제 요소(365)의 반대편에 있다. 지향 요소(360) 및/또는 결합해제요소(365)는 예컨대, 회절 격자, 홀로그램 격자, 하나 이상의 연쇄된 반사기들, 하나 이상의 프리즘 표면 요소들, 및/또는 홀로그램 반사기들의 어레이일 수 있다.
제 2 측면(370-2)은 x-차원 및 y-차원을 따르는 평면을 나타낸다. 출력 도파관(320)은 이미지 광(355)의 총 내부 반사를 가능하게 하는 하나 이상의 재료들로 구성될 수 있다. 출력 도파관(320)은, 예컨대, 실리콘, 플라스틱, 유리, 및/또는 폴리머들로 구성될 수 있다. 출력 도파관(320)은 비교적 작은 형태 인자(form factor)를 갖는다. 예를 들어, 출력 도파관(320)은 x-차원을 따라 폭이 대략 50mm, y-차원을 따라 길이가 30mm 및 z-차원을 따라 두께가 0.5 내지 1mm일 수 있다.
제어기(330)는 소스 어셈블리(310)의 스캐닝 동작들을 제어한다. 제어기(330)는 소스 어셈블리(310)를 위한 스캐닝 명령들을 결정한다. 몇몇 예들에서, 출력 도파관(320)은 큰 시야(FOV)를 갖고 사용자의 안구(220)로 확장된 이미지 광(340)을 출력한다. 예를 들어, 확장된 이미지 광(340)은 60도 이상 및/또는 150도 이하의 대각선 FOV(x 및 y에서)를 갖고 사용자의 안구(220)에 제공된다. 출력 도파관(320)은 20mm 이상 및/또는 50mm 이하의 길이; 및/또는 10mm 이상 및/또는 50mm 이하의 폭을 아이박스에 제공하도록 구성된다.
게다가, 제어기(330)는 또한 이미지 센서(370)에 의해 제공된 이미지 데이터에 기초하여, 소스 어셈블리(310)에 의해 생성된 이미지 광(355)을 제어한다. 이미지 센서(370)는 제 1 측면(370-1) 상에 위치될 수 있으며, 예를 들어, 사용자의 앞에 있는 물리적 환경의 이미지 데이터(예컨대, 위치 결정에 대한)를 생성하기 위해 도 1a의 이미지 센서들(120a 내지 120d)을 포함할 수 있다. 이미지 센서(370)는 또한 제 2 측면(370-2) 상에 위치될 수 있으며 사용자의 안구(220)의 이미지 데이터(예컨대, 응시 포인트 결정을 위한)를 생성하기 위해 도 1b의 이미지 센서들(150a 및 150b)을 포함할 수 있다. 이미지 센서(370)는 도파관 디스플레이(300) 내에 위치되지 않은 원격 콘솔과 인터페이스할 수 있다. 이미지 센서(370)는 예를 들어, 사용자의 위치, 사용자의 응시 포인트 등을 결정하며, 사용자로 디스플레이될 이미지들의 콘텐트를 결정할 수 있는, 원격 콘솔로 이미지 데이터를 제공할 수 있다. 원격 콘솔은 결정된 콘텐트에 관련된 명령들을 제어기(330)로 송신할 수 있다. 명령들에 기초하여, 제어기(330)는 소스 어셈블리(310)에 의해 이미지 광(355)의 생성 및 출력을 제어할 수 있다.
도 4는 도파관 디스플레이(300)의 단면(400)의 실시예를 예시한다. 단면(400)은 소스 어셈블리(310), 출력 도파관(320), 및 이미지 센서(370)를 포함한다. 도 4의 예에서, 이미지 센서(370)는 사용자의 앞에 있는 물리적 환경의 이미지를 생성하기 위해 제 1 측면(370-1) 상에 위치된 화소 셀들(402)의 세트를 포함할 수 있다. 몇몇 예들에서, 화소 셀들(402)의 세트의 노출을 제어하기 위해 화소 셀들(402)의 세트 및 물리적 환경 사이에 개재된 기계식 셔터(404)가 있을 수 있다. 몇몇 예들에서, 기계식 셔터(404)는 이하에서 논의될 바와 같이 전자 셔터 게이트로 대체될 수 있다. 화소 셀들(402)의 각각은 이미지의 하나의 화소에 대응할 수 있다. 도 4에 도시되지 않지만, 화소 셀들(402)의 각각은 또한 화소 셀들에 의해 감지될 광의 주파수 범위를 제어하기 위해 필터와 오버레이될 수 있다는 것이 이해된다.
원격 콘솔로부터 명령들을 수신한 후, 기계식 셔터(404)는 노출 기간에서 화소 셀들(402)의 세트를 개방하고 노출시킬 수 있다. 노출 기간 동안, 이미지 센서(370)는 화소 셀들(402)의 세트에 입사된 광들의 샘플들을 획득하며, 화소 셀들(402)의 세트에 의해 검출된 입사 광 샘플들의 강도 분포에 기초하여 이미지 데이터를 생성할 수 있다. 이미지 센서(370)는 그 후 이미지 데이터를, 디스플레이 콘텐트를 결정하는 원격 콘솔에 제공하며, 디스플레이 콘텐트 정보를 제어기(330)에 제공할 수 있다. 제어기(330)는 그 후 디스플레이 콘텐트 정보에 기초하여 이미지 광(355)을 결정할 수 있다.
소스 어셈블리(310)는 제어기(330)로부터의 명령들에 따라 이미지 광(355)을 생성한다. 소스 어셈블리(310)는 소스(410) 및 광학 시스템(415)을 포함한다. 소스(410)는 간섭성 또는 부분 간섭성 광을 생성하는 광원이다. 소스(410)는, 예컨대, 레이저 다이오드, 수직 공동 표면 방출 레이저, 및/또는 발광 다이오드일 수 있다.
광학 시스템(415)은 소스(410)로부터 광을 조절하는 하나 이상의 광학 구성요소들을 포함한다. 소스(410)로부터의 광을 조절하는 것은, 예컨대, 제어기(330)로부터의 명령들에 따라 배향을 확장하고, 시준하며, 및/또는 조정하는 것을 포함할 수 있다. 하나 이상의 광학 구성요소들은 하나 이상의 렌즈들, 액체 렌즈들, 미러들, 애퍼처들, 및/또는 격자들을 포함할 수 있다. 몇몇 예들에서, 광학 시스템(415)은 액체 렌즈 밖의 영역으로 광의 빔을 시프트하기 위해 스캐닝 각의 임계 값을 갖고 광의 빔의 스캐닝을 허용하는 복수의 전극들을 갖는 액체 렌즈를 포함한다. 광학 시스템(415)(및 또한 소스 어셈블리(310))으로부터 방출된 광은 이미지 광(355)으로 불리운다.
출력 도파관(320)은 이미지 광(355)을 수신한다. 결합 요소(350)는 소스 어셈블리(310)로부터 출력 도파관(320)으로 이미지 광을 결합시킨다. 결합 요소(350)가 회절 격자인 예들에서, 회절 격자의 피치는 총 내부 반사가 출력 도파관(320)에서 발생하도록 선택되며, 이미지 광(355)은 결합해제 요소(365)를 향해, 출력 도파관(320)에서 내부적으로 전파된다(예컨대, 총 내부 반사에 의해).
지향 요소(360)는 출력 도파관(320)으로부터의 결합 해제를 위해 결합해제 요소(365)를 향해 이미지 광(355)을 재지향시킨다. 지향 요소(360)가 회절 격자인 예들에서, 회절 격자의 피치는 입사 이미지 광(355)이 결합해제 요소(365)의 표면에 대해 복각(들)으로 출력 도파관(320)을 빠져나가게 하기 위해 선택된다.
몇몇 예들에서, 지향 요소(360) 및/또는 결합해제 요소(365)는 구조적으로 유사하다. 출력 도파관(320)을 빠져나간 확장된 이미지 광(340)은 하나 이상의 차원들을 따라 확장된다(예컨대, x-차원을 따라 길어질 수 있다). 몇몇 예들에서, 도파관 디스플레이(300)는 복수의 소스 어셈블리들(310) 및 복수의 출력 도파관들(320)을 포함한다. 소스 어셈블리들(310)의 각각은 1차 컬러(예컨대, 적색, 녹색, 또는 청색)에 대응하는 파장의 특정 대역의 단색성 이미지 광을 방출한다. 출력 도파관들(320)의 각각은 다중-컬러링되는 확장된 이미지 광(340)을 출력하기 위해 간격의 거리를 갖고 함께 적층될 수 있다.
도 5는 근안 디스플레이(100)를 포함한 시스템(500)의 실시예의 블록도이다. 시스템(500)은 근안 디스플레이(100), 이미징 디바이스(535), 입/출력 인터페이스(540), 및 각각이 제어 회로부들(510)에 결합되는 이미지 센서들(120a 내지 120d 및 150a 내지 150b)을 포함한다. 시스템(500)은 헤드-장착 디바이스, 착용 가능한 디바이스 등으로서 구성될 수 있다.
근안 디스플레이(100)는 사용자에게 미디어를 제공하는 디스플레이이다. 근안 디스플레이(100)에 의해 제공된 미디어의 예들은 하나 이상의 이미지들, 비디오, 및/또는 오디오를 포함한다. 몇몇 예들에서, 오디오는 근안 디스플레이(100) 및/또는 제어 회로부들(510)로부터 오디오 정보를 수신하며 오디오 정보에 기초한 오디오 데이터를 사용자에게 제공하는 외부 디바이스(예컨대, 스피커들 및/또는 헤드폰들)를 통해 제공된다. 몇몇 예들에서, 근안 디스플레이(100)는 또한 AR 안경으로서 동작할 수 있다. 몇몇 예들에서, 근안 디스플레이(100)는, 컴퓨터-생성 요소들(예컨대, 이미지들, 비디오들, 사운드 등)을 갖고, 물리적, 실-세계 환경의 뷰들을 증대시킨다.
근안 디스플레이(100)는 도파관 디스플레이 어셈블리(210), 하나 이상의 위치 센서들(525), 및/또는 관성 측정 유닛(IMU)(530)을 포함한다. 도파관 디스플레이 어셈블리(210)는 소스 어셈블리(310), 출력 도파관(320), 및 제어기(330)를 포함한다.
IMU(530)는 위치 센서들(525) 중 하나 이상으로부터 수신된 측정 신호들에 기초하여 근안 디스플레이(100)의 초기 위치에 대한 근안 디스플레이(100)의 추정된 위치를 나타내는 빠른 교정 데이터를 생성하는 전자 디바이스이다.
이미징 디바이스(535)는 다양한 애플리케이션들을 위한 이미지 데이터를 생성할 수 있다. 예를 들어, 이미징 디바이스(535)는 제어 회로부들(510)로부터 수신된 교정 파라미터들에 따라 느린 교정 데이터를 제공하기 위해 이미지 데이터를 생성할 수 있다. 이미징 디바이스(535)는, 예를 들어, 사용자의 위치 추적을 수행하기 위해, 사용자가 위치되는 물리적 환경의 이미지 데이터를 생성하기 위해 도 1a의 이미지 센서들(120a 내지 120d)을 포함할 수 있다. 이미징 디바이스(535)는, 사용자의 관심 오브젝트를 식별하도록, 사용자의 응시 포인트를 결정하기 위한 이미지 데이터를 생성하기 위해, 예를 들어, 도 1b의 이미지 센서들(150a 내지 150b)을 추가로 포함할 수 있다.
입/출력 인터페이스(540)는 사용자로 하여금 동작 요청들을 제어 회로부들(510)로 전송하도록 허용하는 디바이스이다. 동작 요청은 특정한 동작을 수행하기 위한 요청이다. 예를 들어, 동작 요청은 애플리케이션을 시작하거나 또는 종료하기 위해 또는 애플리케이션 내에서 특정한 동작을 수행하는 것일 수 있다.
제어 회로부들(510)은 이미징 디바이스(535), 근안 디스플레이(100), 및 입력/출력 인터페이스(540) 중 하나 이상으로부터 수신된 정보에 따라 사용자로의 프리젠테이션을 위해 미디어를 근안 디스플레이(100)에 제공한다. 몇몇 예들에서, 제어 회로부들(510)은 헤드-장착 디바이스로서 구성된 시스템(500) 내에 하우징될 수 있다. 몇몇 예들에서, 제어 회로부들(510)은 시스템(500)의 다른 구성요소들과 통신적으로 결합된 독립형 콘솔 디바이스일 수 있다. 도 5에 도시된 예에서, 제어 회로부들(510)은 애플리케이션 저장소(545), 추적 모듈(550), 및 엔진(555)을 포함한다.
애플리케이션 저장소(545)는 제어 회로부들(510)에 의한 실행을 위해 하나 이상의 애플리케이션들을 저장한다. 애플리케이션은, 프로세서에 의해 실행될 때, 사용자로의 프리젠테이션을 위한 콘텐트를 생성하는 명령들의 그룹이다. 애플리케이션들의 예들은: 게이밍 애플리케이션들, 컨퍼런싱 애플리케이션들, 비디오 재생 애플리케이션들, 또는 다른 적절한 애플리케이션들을 포함한다.
추적 모듈(550)은 하나 이상의 교정 파라미터들을 사용하여 시스템(500)을 교정하며 근안 디스플레이(100)의 위치의 결정 시 에러를 감소시키기 위해 하나 이상의 교정 파라미터들을 조정할 수 있다.
추적 모듈(550)은 이미지 디바이스(535)로부터의 느린 교정 정보를 사용하여 근안 디스플레이(100)의 움직임들을 추적한다. 추적 모듈(550)은 또한 빠른 교정 정보로부터의 위치 정보를 사용하여 근안 디스플레이(100)의 기준 포인트의 위치들을 결정한다.
엔진(555)은 시스템(500) 내에서 애플리케이션들을 실행하며 추적 모듈(550)로부터 근안 디스플레이(100)의 위치 정보, 가속 정보, 속도 정보, 및/또는 예측된 미래 위치들을 수신한다. 몇몇 예들에서, 엔진(555)에 의해 수신된 정보는 사용자에게 제공된 콘텐트의 유형을 결정하는 도파관 디스플레이 어셈블리(210)로의 신호(예컨대, 디스플레이 명령들)를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 상호작용적 경험을 제공하기 위해, 엔진(555)은 사용자의 위치(예컨대, 추적 모듈(550)에 의해 제공된), 또는 사용자의 응시 포인트(예컨대, 이미징 디바이스(535)에 의해 제공된 이미지 데이터에 기초한), 오브젝트와 사용자 간의 거리(예컨대, 이미징 디바이스(535)에 의해 제공된 이미지 데이터에 기초한)에 기초하여 사용자에 제공될 콘텐트를 결정할 수 있다.
도 6은 화소 셀(600)의 예를 예시한다. 화소 셀(600)은 화소 어레이의 부분일 수 있으며 이미지의 화소에 대응하는 디지털 세기 데이터를 생성할 수 있다. 예를 들어, 화소 셀(600)은 도 4의 화소 셀들(402)의 부분일 수 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 화소 셀(600)은 포토다이오드(602)뿐만 아니라 셔터 스위치(604), 전달 게이트(606), 리셋 스위치(607), 전하 저장 유닛(608a) 및 버퍼(608b)를 포함한 전하 감지 유닛(608), 및 화소 ADC(610)를 포함한 처리 회로들을 포함할 수 있다.
몇몇 예들에서, 포토다이오드(602)는, 예를 들어, P-N 다이오드, P-I-N 다이오드, 핀형 다이오드 등을 포함할 수 있다. 포토다이오드(602)는 광을 수신할 때 전하를 생성할 수 있으며 생성된 전하의 양은 광의 세기에 비례할 수 있다. 포토다이오드(602)는 또한 포토다이오드의 우물 용량에 도달할 때 발생하는, 포토다이오드가 포화될 때까지 생성된 전하 중 일부를 저장할 수 있다. 게다가, 셔터 스위치(604), 전달 게이트(606), 및 리셋 스위치(607)의 각각은 트랜지스터를 포함할 수 있다. 트랜지스터는, 예를 들어, 금속-산화물-반도체 전계-효과 트랜지스터(MOSFET), 양극 접합 트랜지스터(BJT) 등을 포함할 수 있다. 셔터 스위치(604)는 화소 셀(600)의 노출 기간을 제어하기 위해 전자식 셔터 게이트(도 4의 기계식 셔터(404) 대신에, 또는 그것과 조합하여)로서 동작할 수 있다. 노출 기간 동안, 셔터 스위치(604)는, 포토다이오드(602)가 생성된 전하를 저장하도록 허용하며, 포토다이오드(602)가 포화될 때, 오버플로우 전하가 전하 저장 유닛(608a)으로 흐르도록 허용하는, 노출 가능 신호(611)에 의해 불능화(턴 오프)될 수 있다. 노출 기간의 종료 시, 셔터 스위치(604)는 포토다이오드(602)에 의해 생성된 전하를 포토다이오드 전류 싱크(617)로 조향시키기 위해 가능화될 수 있다. 게다가, 리셋 스위치(607)는 또한 전하 저장 유닛(608a)이 전하를 축적하도록 허용하는, 리셋 신호(618)에 의해 불능화(턴 오프)될 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)은 전달 게이트(606)의 플로팅 단자에서의 디바이스 커패시터, 금속 커패시터, MOS 커패시터, 또는 그것의 임의의 조합일 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)은 전하의 양을, 입사 광 세기를 나타내는 디지털 출력을 제공하기 위해 화소 ADC(610)에 의해 측정될 수 있는, 아날로그 전압으로 변환하기 위해 사용될 수 있다. 측정의 모드가 완료된 후, 리셋 스위치(607)는 전하 저장 스위치(608a)를 다음 측정을 위해 이용 가능하게 만들기 위해, 전하 저장 유닛(608a)에 저장된 전하를 전하 싱크(620)로 비우게 할 수 있다.
참조가 이제, 상이한 광 세기 범위들에 대해 시간에 따라 축적된 전하의 양을 나타내는, 도 7에 대하여 이루어진다. 특정한 시간 포인트에서 축적된 전하의 총 양은 노출 기간 동안 포토다이오드(602)에 입사된 광의 세기를 반영할 수 있다. 양은 노출 기간이 종료될 때 측정될 수 있다. 임계값(702) 및 임계값(704)는 입사 광의 세기에 대해 낮은 광 세기 범위(706), 중간 광 세기 범위(708), 및 높은 광 세기 범위(710)를 정의한 전하의 임계값의 양에 대해 정의될 수 있다. 예를 들어, 총 축적된 전하가 임계값(702)(예컨대, Q1) 미만이면, 입사 광 세기는 낮은 광 세기 범위(706) 내에 있다. 총 축적된 전하가 임계값(704)와 임계값(702) 사이에 있다면(예컨대, Q2), 입사 광 세기는 중간 광 세기 범위(708) 내에 있다. 총 축적된 전하가 임계값(704)를 초과하면, 입사 광 세기는 중간 광 세기 범위(710) 내에 있다. 낮은 및 중간 광 세기 범위들에 대한, 축적된 전하의 양은, 포토다이오드가 전체 낮은 광 세기 범위(706) 내에서 포화되지 않으며 측정 커패시터가 전체 중간 광 세기 범위(708) 내에서 포화되지 않는다면, 입사 광의 세기와 관련 있을 수 있다.
낮은 광 세기 범위(706) 및 중간 광 세기 범위(708), 뿐만 아니라 임계값들(702 및 704)의 정의들은 포토다이오드(602) 및 전하 저장 유닛(608a)의 저장 용량들에 기초할 수 있다. 예를 들어, 낮은 광 세기 범위(706)는 노출 기간의 종료 시, 포토다이오드(602)에 저장된 전하의 총 양이 포토다이오드의 저장 용량 이하이도록 정의될 수 있으며, 임계값(702)는 포토다이오드(602)의 저장 용량에 기초할 수 있다. 이하에서 설명될 바와 같이, 임계값(702)는 포토다이오드의 전위 용량 변화를 감안하기 위해 포토다이오드(602)의 스케일링된 저장 용량에 기초하여 설정될 수 있다. 이러한 배열들은 포토다이오드(602)에 저장된 전하의 양이 세기 결정을 위해 측정될 때, 포토다이오드는 포화되지 않으며, 측정된 양은 입사 광 세기와 관련된다는 것을 보장할 수 있다. 게다가, 중간 광 세기 범위(708)는 전하 저장 유닛(608a)에 저장된 전하의 총 양이, 노출 기간의 종료 시, 측정 커패시터의 저장 용량 이하이도록 정의될 수 있으며, 임계값(704)는 전하 저장 유닛(608a)의 저장 용량에 기초할 수 있다. 통상적으로, 임계값(704)는 또한 전하 저장 유닛(608a)에 저장된 전하의 양이 세기 결정을 위해 측정될 때, 측정 커패시터가 포화되지 않으며, 측정된 양은 또한 입사 광 세기와 관련된다는 것을 보장하기 위해 전하 저장 유닛(608a)의 스케일링된 저장 용량에 기초하도록 설정된다. 이하에서 설명될 바와 같이, 임계값들(702 및 704)은 포토다이오드(602) 및 전하 저장 유닛(608a)이 포화되는지를 검출하기 위해 사용될 수 있으며, 이것은 입사 광의 세기 범위 및 출력될 측정 결과를 결정할 수 있다.
또한, 입사 광 세기가 높은 광 세기 범위(710) 내에 있는 경우에, 전하 저장 유닛(608a)에 축적된 총 오버플로우 전하는 노출 기간이 종료되기 전에 임계값(704)를 초과할 수 있다. 부가적인 전하가 축적됨에 따라, 전하 저장 유닛(608a)은 노출 기간의 종료 전에 전체 용량에 이를 수 있으며, 전하 누출이 발생할 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)이 전체 용량에 이르는 것으로 인해 야기된 측정 에러를 피하기 위해, 전하 저장 유닛(608a)에 축적된 총 오버플로우 전하가 임계값(704)에 이르는데 걸리는 시간 지속기간을 측정하기 위해 포화 시간 측정이 수행될 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)에서 전하 축적의 레이트는 임계값(704) 및 포화 시간 사이에서의 비에 기초하여 결정될 수 있으며, 노출 기간의 종료 시(커패시터가 무제한 용량을 갖는다면) 전하 저장 유닛(608a)에 축적될 수 있는 전하의 가상적 양(Q3)은 전하 축적의 레이트에 따라 외삽법에 의해 결정될 수 있다. 전하의 가상적 양(Q3)은 높은 광 세기 범위(710) 내에서 입사 광 세기의 적정하게 정확한 표현을 제공할 수 있다.
다시 도 6을 참조하면, 전달 게이트(606)는 상기 설명된 바와 같이 상이한 광 세기 범위들에 대해 잔류 전하 커패시터(603)(도면에서 이를 볼 수 없음) 및 전하 저장 유닛(608a)에서의 전하 축적들을 제어하기 위해 측정 제어 신호(612)에 의해 제어될 수 있다. 높은 광 세기 범위(710) 및 중간 광 세기 범위(708)를 측정하기 위해, 전달 게이트(606)는 부분 턴-온 상태로 동작하도록 제어될 수 있다. 예를 들어, 전달 게이트(606)의 게이트 전압은 포토다이오드의 전하 저장 용량에 대응하는 포토다이오드(602)에서 발생된 전압에 기초하여 설정될 수 있다. 이러한 배열들을 갖고, 단지 오버플로우 전하(예컨대, 포토다이오드가 포화된 후 포토다이오드에 의해 생성된 전하)만이 포화 시간(높은 광 세기 범위(710)에 대한) 및 전하 저장 유닛(608a)에 저장된 전하의 양(중간 광 세기 범위(708)에 대한)을 측정하기 위해, 전하 저장 유닛(608a)에 이르도록 전달 게이트(606)를 통해 전달할 것이다. 게다가, 낮은 광 세기 범위(706)를 측정하기 위해, 전달 게이트(606)는 포토다이오드(602)에 저장된 전하의 양을 측정하기 위해, 포토다이오드(602)에 저장된 전하를 전하 저장 유닛(608a)으로 전달하기 위해 완전 턴-온 상태에서 제어될 수 있다.
전하 저장 유닛(608a)에서 전하 축적에 의해 생성된 아날로그 전압은 아날로그 출력 노드(614)에서 아날로그 전압의 레플리카(그러나 더 큰 구동 강도를 갖는)를 생성하기 위해 버퍼(608b)에 의해 버퍼링될 수 있다. 아날로그 출력 노드(614)에서 아날로그 전압은 화소 ADC(610)에 의해 디지털 데이터의 세트(예컨대, 논리 0들 및 1들을 포함)로 변환될 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)에서 발생된 아날로그 전압은 샘플링될 수 있으며 디지털 출력은 노출 기간의 종료 전(예컨대, 중간 광 세기 범위(708) 및 높은 광 세기 범위(710)에 대해), 또는 노출 기간 후(낮은 광 세기 범위(706)에 대해) 생성될 수 있다. 디지털 데이터는 노출 기간 동안 광 세기를 나타내기 위해 화소 출력 버스들(616)의 세트에 의해, 예를 들어, 도 5의 제어 회로부들(510)로 송신될 수 있다.
몇몇 예들에서, 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량은 낮은 광 세기 범위에 대한 광 세기 결정의 정확도를 개선하도록 구성 가능할 수 있다. 예를 들어, 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량은 전하 저장 유닛(608a)이 포토다이오드(602)에 저장된 잔류 전하를 측정하기 위해 사용될 때 감소될 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량에서의 감소는 전하 저장 유닛(608a)에서 전하-대-전압 변환 비를 증가시킬 수 있어서, 더 높은 전압이 특정한 양의 저장된 전하에 대해 발생될 수 있도록 한다. 더 높은 전하-대-전압 변환 비는 낮은 광 세기 결정의 정확도에 대한 화소 ADC(610)에 의해 도입된 측정 에러들(예컨대, 양자화 에러, 비교기 오프셋 등)의 효과를 감소시킬 수 있다. 측정 에러는 화소 ADC(610)에 의해 검출되고 및/또는 구별될 수 있는 최소 전압 차에 대한 한계를 설정할 수 있다. 전하-대-전압 변환 비를 증가시킴으로써, 최소 전압 차에 대응하는 전하의 양은 감소될 수 있으며, 이것은 결과적으로 화소 셀(600)에 의해 측정 가능한 광 세기의 하한을 감소시키며 동적 범위를 확장시킨다. 다른 한편으로, 중간 광 세기에 대해, 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량은 전하 저장 유닛(608a)이 예를 들어, 임계값(705)에 의해 정의된 양까지 전하의 양을 저장하기 위해 충분한 용량을 갖는다는 것을 보장하기 위해 증가될 수 있다.
도 8은 화소 ADC(610)의 내부 구성요소들의 예를 예시한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 화소 ADC(610)는 임계값 발생기(802), 비교기(804), 및 디지털 출력 발생기(806)를 포함한다. 디지털 출력 발생기(806)는 카운터(808) 및 메모리(810)를 추가로 포함할 수 있다. 카운터(808)는 무동조(free-running) 클록 신호(812)에 기초하여 카운트 값들의 세트를 생성할 수 있는 반면, 메모리(810)는 카운터(808)에 의해 생성된 카운트 값들 중 적어도 일부(예컨대, 최근 카운트 값)를 저장할 수 있다. 몇몇 예들에서, 메모리(810)는 카운터(808)의 부분일 수 있다. 메모리(810)는, 예를 들어, 이하에서 설명되는 바와 같이 국소 화소 값에 기초하여 카운터 값을 저장하기 위한 래치 회로일 수 있다. 임계값 발생기(802)는 디지털 값들의 세트를 수용하며 디지털 값들의 세트를 나타내는 기준 전압(VREF)(815)을 출력할 수 있는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(813)를 포함한다. 이하에서 보다 상세하게 논의될 바와 같이, 임계값 발생기(802)는 고정 임계값을 생성하기 위해 정적 디지털 값들을 수용하거나, 또는 램핑 임계값을 생성하기 위해 카운터(808)의 출력(814)을 수용할 수 있다.
도 8은 DAC(813)(및 임계값 발생기(802))가 화소 ADC(610)의 부분임을 보여 주지만, DAC(813)(및 임계값 발생기(802))는 상이한 화소 셀들로부터의 다수의 디지털 출력 발생기들(806)과 결합될 수 있다고 이해된다. 게다가, 카운터(808)와 같은, 디지털 출력 발생기(806)의 적어도 부분은 디지털 값들을 생성하기 위해 다수의 화소 셀들 간에 공유될 수 있다.
비교기(804)는 임계값 발생기(802)에 의해 제공된 임계값에 대해 아날로그 출력 노드(614)에서 발생된 아날로그 전압을 비교하며, 비교 결과에 기초하여 판단(816)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 비교기(804)는 아날로그 출력 노드(614)에서의 아날로그 전압이 임계값 발생기(802)에 의해 생성된 임계값와 같거나 이를 초과한다면 판단(816)에 대해 논리 1을 생성할 수 있다. 비교기(804)는 또한 아날로그 전압이 임계값 아래로 떨어지면 판단(816)에 대해 논리 0을 생성할 수 있다. 판단(816)은 아날로그 출력 노드(614)에서 램핑 아날로그 전압의 앞서 언급된 포화 시간 측정뿐만 아니라 입사 광 세기 결정을 위해 아날로그 출력 노드(614)에서 아날로그 전압의 양자화 처리를 수행하도록, 카운터(808) 및/또는 메모리(810)에 저장된 카운트 값들의 카운팅 동작들을 제어할 수 있다.
도 9a는 화소 ADC(610)에 의한 포화 시간 측정의 예를 예시한다. 포화 시간 측정을 수행하기 위해, 임계값 발생기(802)는 고정 VREF(815)를 생성하도록 DAC(813)를 제어할 수 있다. 고정 VREF(815)는 전하 저장 유닛(608a)의 포화를 위해 전하량 임계값(예컨대, 도 7의 임계값(704))에 대응하는 전압으로 설정될 수 있다. 카운터(808)는 노출 기간이 시작한 직후(예컨대, 셔터 스위치(604)가 불능화된 직후) 카운팅을 시작할 수 있다. 아날로그 출력 노드(614)에서의 아날로그 전압이 낮아짐에 따라(또는 구현예에 의존하여 높아짐에 따라), 클록 신호(812)는 카운터(808)에서 카운트 값을 업데이트하기 위해 계속해서 토글링한다. 아날로그 전압은 특정한 시간 포인트에서 고정 임계값에 이를 수 있으며, 이것은 비교기(804)에 의한 판단(816)을 플리핑(flipping)하게 한다. 판단(816)의 플리핑은 카운터(808)의 카운팅을 정명령킬 수 있으며, 카운터(808)에서의 카운트 값은 포화 시간을 나타낼 수 있다. 이하에서 보다 상세하게 논의될 바와 같이, 전하 저장 유닛(608a)에서 전하 축적의 레이트는 또한 지속기간에 기초하여 결정될 수 있으며, 입사 광 세기는 전하 축적의 레이트에 기초하여 결정될 수 있다.
도 9b는 화소 ADC(610)에 의해 아날로그 전압을 양자화하는 예를 예시한다. 측정이 시작된 후, DAC(813)는 구현예에 의존하여 높아지거나(도 9b의 예에서) 또는 낮아질 수 있는, 램핑 VREF(815)를 생성하기 위해 카운터 출력(814)에 의해 프로그램될 수 있다. 램핑 VREF(815)의 전압 범위는 임계값(704)(전하 저장 유닛(608a)의 포화를 위한 전하량 임계값)와 임계값(702)(포토다이오드(602)를 위한 전하량 임계값) 사이에 있을 수 있으며, 이것은 중간 광 세기 범위를 정의할 수 있다. 도 9b의 예에서, 양자화 프로세스는, 클록 신호(812)의 각각의 클록 사이클에 대해 동일한 양만큼 증가하는(또는 감소하는) VREF(815)를 갖고, 균일한 양자화 스텝들을 이용해서 수행될 수 있다. VREF(815)의 증가(또는 감소)의 양은 양자화 스텝에 대응한다. VREF(815)가 아날로그 출력 노드(614)에서 아날로그 전압의 하나의 양자화 스텝 내에 도달할 때, 비교기(804)에 의한 판단(816)은 음에서 양으로 플리핑한다. 판단(816)의 플리핑은 카운터(808)의 카운팅을 정명령킬 수 있으며, 카운트 값은 하나의 양자화 스텝 내에서, 아날로그 전압에 매칭시키기 위해 축적된 양자화 스텝들의 총 수에 대응할 수 있다. 카운트 값은 VREF(815)가 아날로그 전압에 이르는데 걸리는 시간의 측정치에 대응하며 전하 저장 유닛(608a)에 저장된 전하의 양의 디지털 표현, 뿐만 아니라 입사 광 세기의 디지털 표현일 수 있다. 상기 논의된 바와 같이, 아날로그 전압의 양자화는 노출 기간 동안(예컨대, 중간 광 세기 범위(708)에 대해) 및 노출 기간 후(예컨대, 낮은 광 세기 범위(706)에 대해) 발생할 수 있다.
상기 논의된 바와 같이, ADC(610)는 ADC(610)에 의해 출력된 수량 레벨로 표현된(예컨대, 양자화 스텝들의 총 수에 의해 표현된) 전하의 양과 ADC(610)에 의한 수량 레벨에 매핑되는 전하의 실제 입력 양 사이에 불일치가 있을 때 양자화 에러들을 도입할 수 있다. 양자화 에러는 더 작은 양자화 스텝 크기를 사용함으로써 감소될 수 있다. 도 9b의 예에서, 양자화 스텝 크기는 예를 들어, 양자화 동작의 입력 범위(902)를 감소시키는 것(임계값들(702 및 704) 사이에서), 카운터(808)에 의해 측정될 시간의 대응 범위를 감소시키는 것, 클록 신호(812)의 클록 주파수를 증가시키는 것, 또는 그것의 임의의 조합에 기초하여 클록 사이클 당 VREF(815)에서의 증가(또는 감소)의 양만큼 감소될 수 있다.
양자화 에러는 더 작은 양자화 스텝 크기들을 사용함으로써 감소될 수 있지만, 면적 및 수행 속도는 양자화 스텝이 어디까지 감소될 수 있는지를 제한할 수 있다. 예를 들어, 클록 신호(812)의 클록 주파수가 증가되지만 입력 범위(902)가 동일한 채로 있는 경우에, 전하의 양들(및 광 세기)의 특정한 범위를 나타내기 위해 요구된 양자화 스텝들의 총 수는 증가할 수 있다. 더 많은 수의 데이터 비트들이 양자화 스텝들의 증가된 수를 나타내기 위해 요구될 수 있다(예를 들어, 255 스텝들을 표현하기 위한 8비트들, 127 스텝들을 표현하기 위한 7비트들 등). 더 많은 수의 데이터 비트들은 화소 출력 버스들(616)에 부가될 부가적인 버스들을 요구할 수 있으며, 이것은 화소 셀(600)이 매우 제한된 공간들을 갖는 헤드-장착 디바이스 또는 다른 착용 가능한 디바이스들 상에서 사용된다면 실현 가능하지 않을 수 있다. 게다가, 더 큰 수의 양자화 스텝 크기를 갖고, ADC(610)는 (하나의 양자화 스텝과) 일치하는 수량 레벨을 찾기 전에 더 큰 수의 양자화 스텝들을 통해 사이클링할 필요가 있을 수 있으며, 이것은 증가된 처리 전력 소비 및 시간, 및 이미지 데이터를 생성하는 감소된 레이트를 야기한다. 감소된 레이트는 높은 프레임 레이트를 요구하는 몇몇 애플리케이션들(예컨대, 안구의 움직임을 추적하는 애플리케이션)에 대해 수용 가능하지 않을 수 있다.
양자화 에러를 감소시키기 위한 하나의 방식은 불균일한 양자화 기법을 이용하는 것에 의한 것이며, 여기에서 양자화 스텝들은 입력 범위에 걸쳐 균일하지 않다. 도 10a는 ADC 코드들(양자화 프로세스의 출력)과 불균일한 양자화 프로세스 및 균일한 양자화 프로세스에 대한 입력 전하 수량 레벨 사이에서의 매핑의 예를 예시한다. 점선은 불균일한 양자화 프로세스에 대한 매핑을 예시하는 반면, 실선은 균일한 양자화 프로세스에 대한 매핑을 예시한다. 균일한 양자화 프로세스에 대해, 양자화 스텝 크기(△1로 표시됨)는 입력 전하 양의 전체 범위에 대해 동일하다. 반대로, 불균일한 양자화 프로세스에 대해, 양자화 스텝 크기들은 입력 전하 양에 의존하여 상이하다. 예를 들어, 낮은 입력 전하 양에 대한 양자화 스텝 크기(△S로 표시됨)는 큰 입력 전하 양에 대한 양자화 스텝 크기(△L로 표시됨)보다 작다. 게다가, 동일한 낮은 입력 전하 양에 대해, 불균일한 양자화 프로세스에 대한 양자화 스텝 크기(△S)는 균일한 양자화 프로세스에 대한 양자화 스텝 크기(△1)보다 작아질 수 있다.
불균일한 양자화 기법을 이용하는 하나의 이점은 낮은 입력 전하 양들을 양자화하기 위한 양자화 스텝들이 감소될 수 있으며, 이것은 결과적으로 낮은 입력 전하 양들을 양자화하기 위한 양자화 에러들을 감소시키며, ADC(610)에 의해 구별될 수 있는 최소 입력 전하 양들이 감소될 수 있다는 것이다. 그러므로, 감소된 양자화 에러들은 이미지 센서의 측정 가능한 광 세기의 하한을 밀어 내릴 수 있으며, 동적 범위는 증가될 수 있다. 게다가, 양자화 에러들은 높은 입력 전하 양들에 대해 증가되지만, 양자화 에러들은 높은 입력 전하 양들과 비교하여 작은 채로 있을 수 있다. 그러므로, 전하의 측정에 도입된 전체 양자화 에러들은 감소될 수 있다. 다른 한편으로, 입력 전하 양들의 전체 범위를 커버하는 양자화 스텝들의 총 수는 동일한 채로 있을 수 있으며(또는 심지어 감소될 수 있으며), 양자화 스텝들의 수를 증가시키는 것과 연관된 앞서 언급한 잠재적인 문제점들(예컨대, 면적에서의 증가, 처리 속도에서의 감소 등)은 회피될 수 있다.
도 10b는 불균일한 양자화 프로세스를 사용하여 화소 ADC(610)에 의해 아날로그 전압을 양자화하는 예를 예시한다. 도 9b(균일한 양자화 프로세스를 이용하는)와 비교하여, VREF(815)는, 처음에 더 얕은 기울기 및 나중에 더 가파른 기울기를 갖고, 각각의 클록 사이클에 따라 비-선형 방식으로 증가한다. 기울기들에서의 차이들은 균일하지 않은 양자화 스텝 크기들에 기인한다. 더 낮은 카운터 카운트 값들(더 낮은 입력 양 범위에 대응하는)에 대해, 양자화 스텝들은 더 작아지며, 그러므로 VREF(815)는 더 느린 레이트로 증가한다. 더 높은 카운터 카운트 값들(더 높은 입력 양 범위에 대응하는)에 대해, 양자화 스텝들은 더 커지며, 그러므로 VREF(815)는 더 높은 레이트로 증가한다. VREF(815)에서 균일하지 않은 양자화 스텝들은 상이한 기법들을 사용하여 도입될 수 있다. 예를 들어, 상기 논의된 바와 같이, DAC(813)는 상이한 카운터 카운트 값들(카운터(808)로부터의)을 위한 전압들을 출력하도록 구성된다. DAC(813)는 두 개의 이웃하는 카운터 카운트 값들 사이에서의 출력 전압에서의 차이(양자화 스텝 크기를 정의하는)가 상이한 카운터 카운트 값들에 대해 상이하도록 구성될 수 있다. 또다른 예로서, 카운터(808)는 또한 균일하지 않은 양자화 스텝들을 생성하기 위해, 동일한 카운트 스텝만큼 증가시키거나 또는 감소시키는 대신에, 카운터 카운트 값들에서 점프들을 생성하도록 구성될 수 있다. 몇몇 예들에서, 도 10b의 균일하지 않은 양자화 프로세스는 낮은 광 세기 범위(706) 및 중간 광 세기 범위(708)에 대한 광 세기 결정을 위해 이용될 수 있다.
참조가 이제, 도 6의 화소 셀(600)의 예일 수 있는, 화소 셀(1100)의 예를 예시하는, 도 11에 대해 이루어진다. 도 11의 예에서, PD는 포토다이오드(602)에 대응할 수 있고, 트랜지스터(M0)는 셔터 스위치(604)에 대응할 수 있고, 트랜지스터(M1)는 전달 게이트(606)에 대응할 수 있는 반면, 트랜지스터(M2)는 리셋 스위치(607)에 대응할 수 있다. 게다가, COF 및 CEXT 커패시터들의 조합은 전하 저장 유닛(608a)에 대응할 수 있다. COF 커패시터는 플로팅 드레인 노드의 기생 커패시터일 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량은 신호(LG)에 의해 구성 가능하다. LG가 가능화(enable)될 때, 전하 저장 유닛(608a)은 COF 및 CEXT 커패시터들의 조합된 커패시터들을 제공한다. LG가 불능화(disable)될 때, CEXT 커패시터는 병렬 조합으로부터 연결 해제될 수 있으며, 전하 저장 유닛(608a)은 단지 COF 커패시터(더하기 다른 기생 정전용량들)만을 포함한다. 상기 논의된 바와 같이, 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량은 낮은 광 세기 결정을 위해 전하-대-전압 변환 비를 증가시키기 위해 감소될 수 있으며, 중간 광 세기 결정을 위해 필요한 용량을 제공하기 위해 증가될 수 있다.
화소 셀(1100)은 버퍼(608b)의 예 및 화소 ADC(610)의 예를 추가로 포함한다. 예를 들어, 트랜지스터들(M3 및 M4)은 COF 커패시터에(또는 COF 및 CEXT 커패시터들에) 저장된 전하의 양을 나타내는, OF 노드에서 발생된 아날로그 전압을 버퍼링하기 위해 도 6의 버퍼(608b)일 수 있는 소스 팔로워를 형성한다. 뿐만 아니라, CC 커패시터, 비교기(1102), 트랜지스터(M5), NOR 게이트(1112)는, 메모리(810)와 함께, OF 노드에서 아날로그 전압을 나타내는 디지털 출력을 생성하기 위한 화소 ADC(610)의 부분일 수 있다. 상기 설명된 바와 같이, 양자화는 OF 노드에서 발생된 아날로그 전압과 VREF 사이에서, 비교기(1102)에 의해 생성된, 비교 결과(VOUT)에 기초할 수 있다. 여기에서, CC 커패시터는 버퍼(608b)의 출력을 추적하는 VIN 전압(비교기(1102)의 일 입력에서)을 생성하도록 구성되며, VREF에 비교하기 위해 VIN 전압을 비교기(1102)에 제공한다. VREF는 포화 시간 측정을 위한 정적 전압(높은 광 세기 범위에 대해) 또는 아날로그 전압의 양자화를 위한 램핑 전압(낮은 및 중간 광 세기 범위들에 대해)일 수 있다. ADC 코드는 무동조 카운터(예컨대, 카운터(808))에 의해 생성될 수 있으며, 비교기(1102)에 의해 생성된 비교 결과는 메모리(810)에 저장되며 입사 광 세기의 디지털 표현으로서 출력될 ADC 코드를 결정할 수 있다. 몇몇 예들에서, 낮은 및 중간 광 세기 결정을 위한 VREF의 생성은 도 10a 및 도 10b에서 논의된 바와 같이 불균일한 양자화 기법에 기초할 수 있다.
화소 셀(1100)은 상기 개시된 기술들 외에, 입사 광 세기 결정의 정확도를 추가로 개선할 수 있는 기술들을 포함한다. 예를 들어, CC 커패시터 및 트랜지스터(M5)의 조합은 비교기(1102)에 의해 도입된 측정 에러들(예컨대, 비교기 오프셋), 뿐만 아니라 비교기(1102)로 도입되는 다른 에러 신호들을 보상하기 위해 사용되어, 비교기(1102)의 정확도가 개선될 수 있도록 한다. 잡음 신호들은, 예를 들어, 리셋 스위치(607)에 의해 도입된 리셋 잡음 전하, 소스 팔로워 임계값 불일치들로 인한 버퍼(608b)의 출력에서의 잡음 신호 등을 포함할 수 있다. 비교기 오프셋뿐만 아니라 에러 신호들을 반영한 전하의 양은, 양쪽 트랜지스터들(M2 및 M5)이 가능화될 때, 리셋 단계 동안 CC 커패시터에 저장될 수 있다. 전압 차는 또한 저장된 전하로 인한 리셋 단계 동안 CC 커패시터에 걸쳐 발생될 수 있다. 측정 단계 동안, CC 커패시터에 걸친 전압 차가 남아 있으며, CC 커패시터는 VIN을 생성하기 위해 전압 차를 차감(또는 부가)함으로써 버퍼(608b)의 출력 전압을 추적할 수 있다. 그 결과, VIN 전압은 측정 에러들 및 에러 신호들에 대해 보상받을 수 있으며, 이것은 VIN과 VREF 사이의 비교 및 뒤이은 양자화의 정확도를 개선한다.
또한, 화소 셀(1100)은 제어기(1110)를 추가로 포함한다. 제어기(1110)는 도 7의 3개의 광 세기 범위들(예컨대, 낮은 광 세기 범위(706), 중간 광 세기 범위(708), 및 높은 광 세기 범위(710))에 대응하는 3-단계 측정 동작을 수행하도록 화소 셀(1100)을 동작시키기 위해, SHUTTER, TX, RST1, RST2 등과 같은, 제어 신호들의 시퀀스를 생성할 수 있다. 각각의 단계에서, 화소 셀(1100)은 대응하는 광 세기 범위에 대해 타겟팅된 측정 모드로 동작되며, 비교기(1102)의 판단 출력(VOUT)에 기초하여 입사 광 세기가 대응하는 광 세기 범위 내에 있는지를 결정할 수 있다. 화소 셀(1100)은 FLAG_1 및 FLAG_2 신호들로서 단계들 중 일부의 판단 출력들을 저장하기 위해 레지스터들의 세트를 추가로 포함한다. FLAG_1 및 FLAG_2 신호들에 기초하여, 제어기(1110)는 입사 광 세기를 나타내기 위해 3개의 단계들 중 하나로부터 ADC 코드를 선택할 수 있다. 선택된 ADC 코드는 메모리(810)에 저장될 수 있으며, 메모리(810)는 뒤이은 측정 단계들이 메모리(810)에서 선택된 ADC 코드 출력에 덮어 쓰는 것을 방지하기 위해 NOR 게이트(1116)에 의한 FLAG_1 및 FLAG_2 신호들의 조합에 기초하여 잠금될 수 있다. 3-단계 측정 프로세스의 끝에서, 제어기(1110)는 메모리(810)에 저장된 ADC 코드를 검색하며 입사 광 세기를 나타내는 디지털 출력으로서 ADC 코드를 제공할 수 있다.
참조가 이제 시간에 대하여 3-단계 측정 동작을 위한 화소 셀(1100)의 제어 신호들의 시퀀스를 예시하는 도 12에 대해 이루어진다. 도 12를 참조하면, T0' 내지 T0 사이에서의 시간은 제 1 리셋 단계에 대응한다. T0 내지 T1 사이에서의 시간 기간은 노출 기간 및 포화 시간 측정 모드에 대응할 수 있다. T1 내지 T2 사이에서의 시간 기간은 플로팅 드레인에 저장된 오버플로우 전하의 양을 측정하기 위한 측정 모드에 대응한다. 오버플로우 전하의 측정을 위한 측정 모드는 도 12에서 "FD ADC"로 라벨링되며 중간 광 세기(708)를 측정하기 위해 사용될 수 있다. 또한, T2 내지 T3 사이에서의 시간 기간은 제 2 리셋 단계에 이어 포토다이오드(602)에 저장된 전하의 플로팅 드레인으로의 전달을 포함한다. 게다가, T3 내지 T4 사이에서의 시간 기간은 포토다이오드에 저장되며 플로팅 드레인으로 전달된 전하의 양을 측정하기 위한 측정 모드에 대응한다. 포토다이오드에 저장된 전하를 측정하기 위한 측정 모드는 도 12에서 "PD ADC"로 라벨링되며 낮은 광 세기(712)를 측정하기 위해 사용될 수 있다. 화소 셀(1100)은 시간 T4에서 입사 광 세기를 나타내는 디지털 출력을 제공하며, 그 후 다음 3-단계 측정 동작을 시작할 수 있다.
도 12에 도시된 바와 같이, T0 전에, RST1 및 RST2 신호들, LG 신호, 및 셔터 신호가 어서팅되는 반면, TX 신호는 전압(VLOW)(도면에 도시되지 않음)에서 바이어싱된다. VLOW는 단지 오버플로우 전하(가능하다면)만이 트랜지스터(M1)를 통해 포토다이오드(PD)로부터 CEXT 커패시터 및 COF 커패시터로 흐르도록 허용하기 위해 포토다이오드(PD)의 전하 용량에 대응할 수 있다. 이러한 배열들을 갖고, 양쪽 포토다이오드(PD), 뿐만 아니라 CEXT 커패시터 및 COF 커패시터 모두가 리셋될 수 있다. 게다가, 포토다이오드(PD)에 의해 생성된 전하가 트랜지스터(M0)에 의해 멀리 우회되기 때문에 어떤 전하도 커패시터들에 부가되지 않는다. 포토다이오드(PD), 뿐만 아니라 OF 노드에 걸친 전압은 VRESET과 동일한 전압으로 설정될 수 있으며, 이것은 포토다이오드(PD), CEXT 커패시터, 및 COF 커패시터가 임의의 전하를 저장하지 않는 상태를 나타낼 수 있다. 뿐만 아니라, 커패시터(1102)는 또한 리셋 단계에 있으며, CC 커패시터는 M2에 의해 도입된 리셋 잡음, 비교기 오프셋, 버퍼(608b)의 임계값 불일치 등을 반영한 전하를 저장할 수 있다. 또한, VREF는 또한 VRESET과 동일한 값으로 설정될 수 있다. 몇몇 예들에서, VRESET은 화소 셀(1100)로의 공급 전압(예컨대, VDD)과 같을 수 있다. 게다가, 카운터(808)는 리셋 상태에 있을 수 있다.
시간 T0에서, 카운터(808)는 초기 값(예컨대, 0)으로부터 카운팅을 시작할 수 있다. T0 내지 T1 사이에서의 시간 기간 동안, 셔터 신호는 디-어서팅되는 반면, LG 신호는 어서팅된 채로 있으며 TX 신호는 VLOW에 남아있다. T0 내지 T1 사이에서의 시간 기간은 노출 기간일 수 있다. VREF는 양쪽 CEXT 및 COF 커패시터들 모두가 완전 가동 중일 때 OF 노드의 전압에 대응할 수 있는, VFDSAT와 동일한 값으로 설정될 수 있다. VFDSAT 및 VRESET 사이에서의 차이는, 예를 들어, 도 7의 임계값(704)에 대응할 수 있다. T0 내지 T1 사이에서의 시간 기간 동안, 포화 시간(TTS) 측정이 수행될 수 있으며, 여기에서 오버플로우 전하는 OF 노드에서 램핑 전압을 발생시키기 위해 트랜지스터(M1)를 통해 포토다이오드(PD)로부터 COF 커패시터 및 CEXT 커패시터로 흐른다. OF 노드에서의 아날로그 전압(VIN)의 버퍼링되고 에러-보상된 버전은 VFDSAT에 대해 비교될 수 있지만 카운터(808)는 무동조이다. COF 커패시터 및 CEXT 커패시터에 저장된 총 전하가 임계값(704)(OF 노드 전압에 기초한)를 초과한다면, 커패시터(1102)의 출력은 플리핑할 수 있으며, 이것은 입사 광이 높은 세기 범위에 있으며 TTS 측정 결과가 입사 광의 세기를 나타내기 위해 사용될 수 있음을 나타낸다. 그러므로, 플리핑 시 카운터(808)에 의해 생성된 카운트 값은 메모리(810)로 저장될 수 있다. 비교기(1102)의 출력의 확인(1202)은 시간 T1에서 이루어질 수 있으며, 비교기(1102)의 플리핑은 또한 제어기(1110)로 하여금 레지스터(1112)에 FLAG_1 신호를 어서팅하게 한다. 0이 아닌 FLAG_1 신호 값은 NOR 게이트(1116)의 출력이 NOR 게이트로의 다른 입력들에 관계없이 낮은 채로 있게 할 수 있으며, 메모리를 잠그고 뒤이은 측정 단계들이 카운트 값에 덮어 쓰는 것을 방지할 수 있다. 다른 한편으로, 비교기(1102)가, 입사 광 세기가 높은 광 세기 범위 아래에 있음을 나타내는, T1 내지 T2 사이에서의 시간 기간 동안 결코 플리핑하지 않는다면, FLAG_1 신호는 0인 채로 있다. 제어기(1110)는 시간 기간(T0 내지 T1) 사이에서 레지스터(1114)에 저장된 FLAG_2 값을 업데이트하지 않으며, FLAG_2 값은 0인 채로 있을 수 있다.
시간 T1에서, 카운터(808)는 그것의 초기 값(예컨대, 0)으로부터 카운팅을 재시작할 수 있다. T1 내지 T2 사이에서의 시간 기간 동안, FD ADC 동작이 수행될 수 있으며, 여기에서 OF 노드에서의 아날로그 전압은 CEXT 커패시터 및 COF 커패시터에 저장된 오버플로우 전하의 양을 측정하기 위해 ADC(610)에 의해 양자화될 수 있다. 몇몇 예들에서, 시간 기간(T1 내지 T2) 동안, 포토다이오드(PD)는 입사 광으로부터 보호될 수 있으며(예컨대, 기계식 셔터(404)에 의해), 따라서 CEXT 커패시터 및 COF 커패시터에 저장된 총 오버플로우 전하, 및 OF 노드에서의 아날로그 전압은 일정한 채로 있다. 제 1 램핑 임계 전압(도 12에서 "제 1 램핑 VREF"로 라벨링됨)는 OF 노드에서의 아날로그 전압(VIN)의 버퍼링되고 에러-보상된 버전에 대해 비교되도록 비교기(1102)로 공급될 수 있다. 몇몇 예들에서, 제 1 램핑 VREF는 무동조 카운터로부터의 카운트 값들에 기초하여 DAC에 의해 생성될 수 있다. 램핑 VREF가 VIN과 일치하면(하나의 양자화 스텝 내에서), 비교기(1102)의 출력은 플리핑할 수 있으며, 플리핑 시 카운터(808)에 의해 생성된 카운트 값은, 메모리가 제 1 측정 단계에 의해 잠기지 않는다면(FLAG_1 신호의 0 값으로 표시된 바와 같이), 메모리(810)로 저장될 수 있다. 메모리가 잠긴다면, 카운트 값은 메모리(810)로 저장되지 않을 것이다.
몇몇 예들에서, 도 12에 도시된 바와 같이, 제 1 램핑 VREF의 전압 범위는 VFDSAT와 VRESET 사이에 있을 수 있다. VFDSAT는 CEXT 커패시터 및 COF 커패시터에 저장된 총 오버플로우 전하의 상한을 정의할 수 있는 반면(그것들이 포화에 가까울 때), VRESET은 커패시터들에 저장된 총 오버플로우 전하의 하한을 정의할 수 있다(오버플로우 전하가 없으며, 그러므로 OF 노드의 전압이 VRESET에 있을 때). FD ADC 단계에서 비교기(1102)의 플리핑은 OF 노드 전압이 VRESET보다 낮다는 것을 나타낼 수 있으며, 이것은 커패시터들에 저장된 총 오버플로우 전하가 하한을 초과한다는 것을 의미할 수 있다. 그러므로, FD ADC 단계에서 비교기(1102)의 플리핑은 포토다이오드(PD)가 포화되며, 그러므로 커패시터들에 저장된 오버플로우 전하가 있다는 것을 나타낼 수 있으며, 오버플로우 전하의 양자화 결과는 입사 광의 세기를 나타낼 수 있다. 비교기(1102)의 출력의 확인(1204)은 FD ADC 단계 후 시간 T2에서 이루어질 수 있으며, 제어기(1110)는 메모리(810)에 저장된 카운트 값을 잠그기 위해 비교기(1102)의 플리핑에 기초하여 레지스터(1114)에 FLAG_2 신호를 어서팅할 수 있으며, 이것은 뒤이은 단계가 메모리(810)에 또다른 카운트 값을 저장하는 것을 방지한다.
T2 내지 T3 사이에서의 시간 기간의 처음에, 양쪽 RST1 및 RST2 신호들 모두는 제 2 리셋 단계 동안 다시 어서팅될 수 있다. 제 2 리셋 단계의 목적은 CEXT 및 COF 커패시터들을 리셋하며, 제 3 측정 단계에서(낮은 광 세기 범위에 대해) PDCAP 커패시터로부터 전달된 전하를 저장할 COF 커패시터를 준비하는 것이다. LG 신호는 또한 COF 커패시터로부터 CEXT 커패시터를 연결해제하며 측정 커패시터의 정전용량을 감소시키기 위해 디-어서팅(de-asserting)될 수 있다. 정전용량의 감소는 상기 논의된 바와 같이, 낮은 광 세기 결정을 개선하기 위해 전하-대-전압 변환 비를 증가시키는 것이다. 비교기(1102)는 또한 CC 커패시터가 CEXT 및 COF 커패시터들의 리셋에 의해 생성된 잡음 전하를 저장하기 위해 사용될 수 있는 리셋 상태에 넣어진다. 시간 T3을 향해, 리셋이 완료된 후, RST1 및 RST2 신호들은 디-어서팅되는 반면, 바이어스 TX는 트랜지스터(M1)를 완전히 턴 온하기 위해 전압(VHIGH)으로 증가할 수 있다. 포토다이오드(PD)에 저장된 전하는 그 후 M1을 통해 COF 커패시터로 이동할 수 있다.
시간 T3에서, 카운터(808)는 그것의 초기 값(예컨대, 0)으로부터 카운팅을 재시작할 수 있다. T3 내지 T4 사이에서의 시간 기간 동안, PD ADC 동작은 낮은 광 세기 범위에 대해 수행될 수 있다. 상기 기간 동안, 셔터 신호가 어서팅되는 반면, TX 신호는 COF 커패시터에 저장된 전하가 M1을 통해 누출되는 것을 방지하기 위해 디-어서팅되거나(예컨대, 0으로 설정하는 것) 또는 전압(VLOW)로 다시 설정된다. 제 2 램핑 임계 전압(도 12에서 "제 2 램핑 VREF"로 라벨링됨)은 OF 노드에서의 아날로그 전압(VIN)의 버퍼링되고 에러-보상된 버전에 비교되도록 비교기(1102)로 공급될 수 있다. 제 2 램핑 VREF는 그것이 포토다이오드(PD)를 포화시키는 잔류 전하의 양을 저장할 때 COF 커패시터에서의 전압을 나타내는, VPDSAT, 및 VRESET 사이에서의 전압 범위를 가질 수 있다. 제 2 램핑 VREF가 VIN과 일치하면(하나의 양자화 스텝 내에서), 비교기(1102)의 출력은 플리핑할 수 있으며, 플리핑 시 카운터(808)에 의해 발생된 카운트 값은, 제 1 측정 단계(FLAG_1 신호의 0 값으로 표시된 바와 같이)에 의해 또는 제 2 측정 단계(FLAG_2 신호의 0 값으로 표시된 바와 같이)에 의해 메모리가 잠기지 않는다면, 메모리(810)로 저장될 수 있다.
도 12는 입사 광 세기를 측정하기 위해 3-단계 측정 동작을 도시하지만, 단계들 중 하나 이상은, 예를 들어, 동작 환경에 대한 예상된 입사 광 세기 범위에 기초하여 건너 뛰어질 수 있다는 것이 이해된다. 예를 들어, 화소 셀이 낮은 주변 광을 갖는 환경에서(예컨대, 야간에) 동작한다면, 높은 광 세기에서 타겟팅되는 제 1 측정 단계는 건너 뛰어질 수 있다. 게다가, 화소 셀이 중간 또는 강한 주변 광을 갖는 환경에서(예컨대, 주간에) 동작한다면, 낮은 광 세기에서 타겟팅되는, 제 3 측정 단계는 건너 뛰어질 수 있다.
상기 설명된 바와 같이, 포토다이오드(PD)가 포화되는지에 대한 검출은 전하 저장 유닛에 저장된 오버플로우 전하가 있는지를 결정하기 위해 FD ADC에서의 VRESET에 OF 전압을 비교하는 것에 기초할 수 있다. 그러나, 오버플로우 전하를 측정하는 것에 기초한 포토다이오드(PD)의 포화의 검출 암전류에 취약할 수 있다. 구체적으로, COF 커패시터는 M1 트랜지스터의 플로팅 드레인 노드에 의해 형성되고, 플로팅 드레인 노드는 다량의 암전류를 수신할 수 있으며, 이것은 암 전하가 되기 위해 플로팅 드레인 노드에 축적할 수 있다. 암 전하는 포토다이오드 포화의 거짓 검출을 야기할 수 있다. 예시적인 예로서, 실온에서 총 암 전하는 픽셀 당 및 초 당 약 50 e-일 수 있다. 약 10 밀리초의 노출 기간(예컨대, T0 내지 T1 사이에서의)을 갖고, 프레임당 1 미만의 암 전자가 있다. 그러나, 플로팅 드레인 노드 상에서의 암전류는 수백 또는 수천 배일 수 있다. 플로팅 드레인 노드가, 노출 기간 동안 오버플로우 전하를 적분하면서 이러한 큰 암전류를 수신함에 따라, 결과적으로 다량의 암 전하가 축적될 수 있다. 암 전하는 플로팅 드레인 노드가 오버플로우 전하를 저장하지 않을지라도, OF 전압을 VRESET 아래로 떨어지게 할 수 있으며, 이것은 포토다이오드 포화의 거짓 검출을 야기할 수 있다. 그 결과, FLAG_2 신호는 부정확하게 어서팅될 수 있으며, 이것은 사실상 PD ADC 출력이 낮은 세기 범위에서의 입사 광의 정확한 표현을 제공할 때 PD ADC 출력이 폐기되는 것을 야기한다.
도 13a는 포토다이오드(PD) 포화의 검출 시 암전류의 효과를 완화시킬 수 있는 화소 셀(1100)에 대한 제어 신호들의 예시적인 시퀀스를 예시한다. 도 13a에 도시된 바와 같이, OF 전압에 비교하기 위해 사용된, 제 1 램핑 VREF의 전압 범위는 VFDSAT 및 VRESET - VDARK - FD 사이에 있다. VDARK - FD 전압은 미리 결정된 양의 전하에 대응하는 전압 가드 대역일 수 있다. 구체적으로, 포토다이오드(PD)가 포화됨을 나타내기 위해 FD ADC 동안 플리핑할 비교기(1102) 출력에 대해, 오버플로우 전하 및 암 전하를 포함할 수 있는, COF 및 CEXT 커패시터들에 저장된 전하는 미리 결정된 양의 전하를 초과할 필요가 있다. 전압 가드 대역은 암 전하 단독으로 비교기(1102)의 출력을 플리핑하게 할 수 있는 가능성이 없도록 구성될 수 있으며, 이것은 암전류로 인한 포토다이오드 포화의 거짓 검출의 가능성을 감소시킬 수 있다. 비교기(1102) 출력의 상태의 확인(1304)은 메모리에 저장된 카운트 값을 잠그기 위해 FLAG_2를 어서팅할지를 결정하기 위해, FD ADC 측정이 완료된 후, 시간 T2에서 이루어질 수 있다.
도 13a에서의 배열들이 암전류로 인해 포토다이오드 포화의 거짓 검출의 가능성을 감소시킬 수 있지만, 전압 가드 대역(VDARK - FD)은 제 1 램핑 VREF의 전압 범위를 감소시키며, 이것은 또한 양자화 동작을 위한 입력 전압 범위를 감소시킨다. 전압 가드 대역 내에 있는 OF 전압, 및 대응하는 양의 오버플로우 전하는 양자화되지 않을 것이며, 양자화 갭은 도 13b에 도시된 바와 같이 발생할 수 있다. 전압 가드 대역, 뿐만 아니라 결과적인 양자화 갭은 비교기 오프셋 변화의 랜덤 분포, 암전류 변화 등과 같은, 화소들 사이에서의 변화들의 다양한 소스들을 감안하기 위해 매우 클 수 있다. 전압 가드 대역이 최대 비교기 오프셋 및 최대 암전류를 감안하도록 구성되는 경우에, 전압 가드 대역은 너무 커서 입력 전압 범위의 1/8을 차지할 수 있으며, 큰 양자화 갭이 발생할 수 있다. 큰 양자화 갭은, 특히 FD ADC 및 PD ADC 측정 동작들의 세기 범위들 사이에서 교차하는 광 세기 범위에 대해, 양자화 잡음에서의 상당한 증가 및 신호-대-잡음 비에서의 큰 하락을 야기할 수 있다.
도 14a는 양자화 갭의 발생을 감소시키면서 포토다이오드(PD) 포화의 검출 시 암전류의 효과를 완화시킬 수 있는 화소 셀(1100)에 대한 제어 신호들의 예시적인 시퀀스를 예시한다. 구체적으로, 도 14a에 도시된 바와 같이, 포토다이오드(PD) 포화의 검출은 전하 저장 유닛(608a)의 정전용량을 감소시키기 위해 CEXT가 COF 커패시터로부터 연결 해제된 후 및 잔류 전하가 뒤이은 PD ADC 측정 동작을 위해 COF 커패시터로 전달된 후 시간 T3에서 수행될 수 있다. 구체적으로, 시간 T3에서, 비교기(1102)는 상기 설명된 바와 같이, 포토다이오드(PD)를 포화시키는 잔류 전하의 양을 저장할 때 COF 커패시터에서의 전압을 나타내는, VPDSAT에 OF 전압을 비교한다. COF 커패시터에 저장된 잔류 전하가 포토다이오드(PD)의 포화 용량보다 적다면, COF 커패시터에서의 전압은 VPDSAT보다 높을 수 있으며, 비교기(1102)의 출력은 낮은 채로 있을 수 있다. 다른 한편으로, 포토다이오드(PD)가 포화된다면, COF 커패시터에 저장된 잔류 전하는 포토다이오드(PD)의 포화 용량과 동일하다. COF 커패시터에서의 전압은 VPDSAT 이하가 될 수 있으며, 비교기(1102)의 출력은 플리핑할 수 있다. 비교기(1102)의 출력의 확인(1404)은 시간 T3에서 이루어질 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 시간 T3에서 양이면, 제어기(1110)는 FLAG_2 비트를 어서팅할 수 있으며, 그렇지 않다면, 메모리(810)를 잠그거나 또는 메모리(810)가 PD ADC 출력에서 래칭하도록 허용하기 위해(FLAG_1 비트가 또한 낮다면) 디-어서팅될 수 있다.
도 14a의 배열들은, 포토다이오드(PD)가 통상적으로 플로팅 드레인 노드보다 훨씬 적은 암전류를 수신하며, 그러므로 노출 기간 동안(예컨대, T0 내지 T1 사이에서) 포토다이오드(PD)에 의해 축적되며 포토다이오드(PD)로부터 전달된 전하에 존재하는 암전류는 통상적으로 무시해도 될 정도이며 거짓 포토다이오드 포화 검출을 야기할 가능성이 적음에 따라, 암전류에 대한 포토다이오드(PD) 포화 검출의 강력함을 개선할 수 있다. 예를 들어, 상기 논의된 바와 같이, 실온에서, 총 암 전하는 화소 당 및 초 당 약 50 e-일 수 있으며, 약 10 밀리초의 노출 기간을 갖고, 프레임 당 1 미만의 암 전자가 있다. 게다가, 잔류 전하의 플로팅 드레인 노드로의 전달을 위한 시간(T2 내지 T3 사이에서의 시간 기간의 절반)은 노출 기간과 비교하여 비교적 짧으며, 이것은 또한 포토다이오드 포화 검출 전에 플로팅 드레인 노드에 의해 축적된 암 전하를 감소시킬 수 있다. 그 결과, PD ADC의 처음에 플로팅 드레인 노드에(및 COF 커패시터에) 존재하는 암 전하는 FD ADC 동안보다 상당히 적을 수 있으며 포토다이오드(PD)가 포화되지 않을 때 비교기(1102)의 출력을 플리핑하게 할 가능성이 적다.
몇몇 예들에서, 도 14b에 도시된 바와 같이, 전압 가드 대역(VDARK -PD)은 OF 전압이 포토다이오드(PD) 포화 검출을 위해 VPDSAT + VDARK - PD 의 정적 입계 전압에 비교되도록 VPDSAT에 부가될 수 있다. 제 2 램핑 VREF는 VPDSAT + VDARK - PD 로부터 VRESET으로 시작할 수 있다. 이러한 배열들은, 예를 들어, COF 커패시터에 저장된 잔류 전하의 양이 포토다이오드(PD)의 포화 용량보다 약간 적을 때 포토다이오드 포화의 거짓 검출을 방지할 수 있지만, 암 전하의 존재로 인해, COF 커패시터에서의 총 전하는 포화 용량을 초과하며 비교기(1102)의 출력은 플리핑한다. 그러나, 전압 가드 대역(VDARK-PD)은 암 전하의 훨씬 더 낮은 예상된 양 때문에(예컨대, 포토다이오드에서의 낮은 암전류, 플로팅 드레인 노드에서의 부가적인 암 전하의 짧은 시간의 축적 등으로 인해) 도 13a의 전압 가드 대역(VDARK - FD)보다 훨씬 작아질 수 있다. 그 결과, VDARK-PD 전압 가드 대역의 도입으로 인한 PD ADC 동작에 대한 입력 전압 범위에서의 감소는 도 13a 및 도 13b에서보다 훨씬 덜 중요할 수 있으며, 결과적인 양자화 갭(만약에 있다면)이 또한 감소될 수 있다.
몇몇 예들에서, TTS, FD ADC, 및 PD ADC 측정들의 각각은 하나 이상의 중단점들에 기초하여 둘 이상의 서브-스테이지들로 나뉠 수 있다. 제어기(1110)는 이들 중단점들에서 비교기(1102)의 출력을 확인하며 이들 중단점들에서 비교기(1102)의 출력의 상태들에 기초하여 포토다이오드(PD) 포화(FD ADC와 PD ADC 출력 사이에서 선택하기 위해) 및 전하 저장 유닛 포화의 검출(TTS 출력 또는 FD ADC/PD ADC 출력 사이에서 선택하기 위해)을 수행할 수 있다. 이러한 배열들은 중복성을 도입하며 검출의 정확도를 개선할 수 있다. 게다가, 카운터는 각각의 서브-스테이지의 처음에 리셋될 수 있으며, 이것은 양자화될 입력 전압 범위 및/또는 시간의 범위를 줄인다. 동일한 수의 비트들의 카운터를 갖고, 카운터는 감소된 시간의 범위를 측정하기 위해 더 높은 빈도로 업데이트할 수 있으며, 이것은 양자화 에러를 감소시킬 수 있다.
도 15는 다수의 서브-스테이지들로 나뉜 FD ADC 동작을 갖는 화소 셀(1100)을 위한 제어 신호들의 시퀀스의 예를 예시한다. 도 15에 도시된 바와 같이, 시간 T1A에서 제 1 램핑 VREF의 전압에 대응하는, 전압 중단 점(VFD-BREAK)은 FD ADC 동작을 FD ADC 1 및 FD ADC 2 서브-스테이지들로 나누도록 설정될 수 있다. 몇몇 예들에서, VFD-BREAK은 노출 기간 동안 플로팅 드레인 노드(COF 커패시터)에 축적된 암 전하의 미리 결정된 양에 기초하여 전압 가드 대역으로서 구성될 수 있다.
시간 T1에서, 확인(1202)은 전하 저장 유닛(608a)이 포화됨을 나타내는, TTS 동안 비교기(1102)의 출력이 플리핑하는지(및 양(positive)이 되는지)를 결정하기 위해 제어기(1110)에 의해 수행된다. 비교기(1102)의 출력이 TTS 동안 플리핑할 때, 카운터(808)로부터의 카운트 값은 메모리(810)에 저장될 수 있다. 제어기(1110)는 전하 저장 유닛(608a)이 메모리(810)를 잠그고 저장된 카운트 값이 뒤이은 FD ADC 및 PD ADC 동작들에서 덮어 쓰여지는 것을 방지하기 위해 포화된다면 FLAG_1 비트를 어서팅할 수 있다. 카운터(808)는 그 후 리셋되며 TTS 동작 후 초기 값으로부터 카운팅을 시작할 수 있다.
FD ADC 1 서브-스테이지는 시간 T1 내지 시간 T1A 사이에서 발생할 수 있으며, 여기에서 비교기(1102)는 VFDSAT로부터 VFD-BREAK로 램핑하는 제 1 램핑 VREF와 OF 전압을 비교할 수 있다. 제 1 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하면, 비교기(1102) 출력은 플리핑할 수 있으며 카운터(808)로부터의 카운트 값은, FLAG_1 비트가 TTS 동작으로부터 어서팅되지 않으며 메모리(810)가 잠기지 않는 경우, 메모리(810)로 래칭될 수 있다. 제 1 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하지 않는다면, 비교기(1102) 출력은 낮은 채로 있을 수 있으며 메모리(810)에서의 저장된 카운트 값(만약에 있다면)은 업데이트되지 않는다.
시간 T1A에서, 제어기(1110)는 비교기(1102)의 출력이 양인지를 결정하기 위해 비교기(1102)의 출력의 확인(1502)을 수행할 수 있다. FD ADC 1 서브-스테이지 내에서의 비교기(1102)의 출력의 플리핑은, 플로팅 드레인 노드에 저장된 전하가 미리 결정된 양의 암 전하를 초과한다는 것을 나타낼 수 있는, OF 전압이 VFD-BREAK 미만이며, 포토다이오드(PD)가 포화될 가능성이 있음을 나타낼 수 있다. 이러한 표시에 기초하여, 제어기(1110)는 FLAG_2 비트를 어서팅할 수 있다. 그러나 이하에서 설명될 바와 같이, 제어기(1110)는 메모리(810)를 잠그기 전에 비교기(1102)의 출력의 하나 이상의 확인을 수행할 것이다. 카운터(808)는 그 후 리셋되며 FD ADC 1 동작이 완료된 후 초기 값으로부터 카운팅을 시작할 수 있다.
FD ADC 2 서브-스테이지는 시간 T1A 내지 시간 T2 사이에서 발생할 수 있으며, 여기에서 비교기(1102)는 VFD-BREAK로부터 VRESET으로 램핑을 계속하는 제 1 램핑 VREF와 OF 전압을 비교할 수 있다. 제 1 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하면, 비교기(1102) 출력은 플리핑할 수 있으며 FLAG_1도 FLAG_2 비트도 어서팅되지 않는 경우 카운터(808)로부터의 카운트 값은 메모리(810)로 래칭될 수 있다. 제 1 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하지 않는다면, 비교기(1102) 출력은 낮은 채로 있을 수 있으며 메모리(810)에 저장된 카운트 값(만약에 있다면)은 업데이트되지 않는다. FD ADC 2 서브-스테이지는 시간 T2에서 완료될 수 있다.
도 12에 대하여 상기 설명된 바와 같이, 시간 T2 내지 시간 T3 사이에서, COF 및 CEXT 커패시터들 양쪽 모두는 리셋될 수 있으며, CEXT 커패시터는 COF 커패시터로부터 연결 해제될 수 있다. 잔류 전하는 포토다이오드(PD)로부터 COF 커패시터로 전달될 수 있다. OF 전압은 잔류 전하의 양이 포토다이오드(PD)의 포화 용량을 초과하는지를 결정하기 위해 정적 임계값(VPDSAT(도 13a에 도시된 바와 같이) 또는 VPDSAT + VDARK -PD(도 14b에 도시된 바와 같이))에 비교될 수 있다. OF 전압이 정적 임계값 미만임을 나타내는, 커패시터(1102)의 출력의 플리핑은 포토다이오드(PD)가 포화됨을 나타낼 수 있다. 제어기(1110)는 시간 T3에서 비교기(1102)의 출력의 확인(1404)을 수행할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 시간 T3에서 양이면, 및 FLAG_1 비트가 시간 T1에서 확인(1202)으로부터 어서팅되지 않는다면, 제어기(1110)는 FLAG_1 비트를 어서팅할 수 있다. FLAG_1 및 FLAG_2 비트들 양쪽 모두의 어서션은 포토다이오드(PD)가 포화되며 메모리(810)에서의 저장된 값이 잠기며 뒤이은 PD ADC 출력에 의해 덮어 쓰여지지 않는다는 것을 나타낼 수 있다. 다른 한편으로, FLAG_1 및 FLAG_2 비트들 양쪽 모두가 디-어서팅된 채로 있다면, 뒤이은 PD ADC 출력은 입사 광의 세기의 측정을 나타내기 위해 메모리(810)로 저장될 수 있다.
다음의 표 1은 FLAG_1 및 FLAG_2 값들 간의 매핑의 예 및 어떤 측정 동작이 도 15의 배열들을 위해 메모리(810)에 카운트 값을 저장하는지를 제공한다:
Figure pct00001
표 1
도 15의 배열들에서, 포토다이오드가 포화되는지에 대한 결정은 오버플로우 전하의 측정치(시간 T1A에서의 확인(1502)) 및 잔류 전하의 측정치(확인(1404)) 양쪽 모두에 기초할 수 있으며, 이것은 중복성을 부가하며 포토다이오드 포화 검출의 강력함을 개선할 수 있다. 게다가, 카운터(808)가 시간 T1A에서 리셋됨에 따라, 카운터(808)의 카운트 값들에 의해 표현될 입력 전압 범위는 줄어들며, 이것은 카운터(808)가 양자화 스텝을 감소시키며 FD ADC 동작의 양자화 분해능을 개선하기 위해 더 높은 빈도로 카운트 값들을 업데이트하도록 허용하지만(예컨대, 더 빠른 클록으로 동작함으로써), 카운터(808)의 비트 폭(및 연관된 하드웨어 회로들)은 개선된 양자화 분해능을 지원하기 위해 확대될 필요가 없다.
또한, PD ADC 및 TTS 측정 동작들 양쪽 모두는 또한 양자화 분해능을 개선하기 위해 각각의 서브-스테이지의 처음에 리셋된 카운터(808)를 갖고, 다수의 서브-스테이지들로 나뉠 수 있다. 도 16에 도시된 바와 같이, 시간 T3A에서 제 2 램핑 VREF의 전압에 대응하는, 전압 중단 점(VPD-BREAK)은 PD ADC 동작을 PD ADC 1 및 PD ADC 2 서브-스테이지들로 나누기 위해 설정될 수 있다. PD ADC 1에 대한 제 1 입력 전압 범위는 VPDSAT(도 13a에 도시된 바와 같이) 또는 VPDSAT + VDARK -PD(도 14b에 도시된 바와 같이)로부터 VPD-BREAK까지일 수 있는 반면, PD ADC2에 대한 제 2 입력 전압 범위는 VPD-BREAK로부터 VRESET까지일 수 있다.
시간 T3에서, 카운터(808)는 리셋되며 초기 값으로부터 카운팅을 시작할 수 있다. PD ADC 1 서브-스테이지는 시간 T3 내지 시간 T3A 사이에서 발생할 수 있으며, 여기에서 비교기(1102)는 VPDSAT 또는 VPDSAT + VDARK -PD로부터 VPD-BREAK로 램핑하는 제 2 램핑 VREF와 OF 전압을 비교할 수 있다. 제 2 램핑 VREF가 OF 전압에 교차한다면, 비교기(1102) 출력은 플리핑할 수 있으며 카운터(808)로부터의 카운트 값은 FLAG_1 비트도 FLAG_2 비트도 어서팅되지 않는 경우, 메모리(810)로 래칭될 수 있다. 제 1 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하지 않는다면, 비교기(1102) 출력은 낮은 채로 있을 수 있으며 메모리(810)에 저장된 카운트 값(만약에 있다면)은 업데이트되지 않는다.
시간 T3A에서, 제어기(1110)는 PD ADC 1 출력이 메모리(810)에 저장되는지를 결정하기 위해 비교기(1102)의 출력의 확인(1602)을 수행할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 양이면, 제어기(1110)는 PD ADC 2의 출력으로 메모리(810)를 덮어 쓰는 것을 방지하기 위해 FLAG_1 비트 및 FLAG_2 비트 양쪽 모두를 어서팅할 수 있다(이때 어떤 것도 어서팅되지 않았다면). 카운터(808)는 그 후 리셋되며 PD ADC 1 동작이 완료된 후 초기 값부터 카운팅을 시작할 수 있다.
PD ADC 2 서브-스테이지는 시간 T3A 내지 시간 T4 사이에서 발생할 수 있으며, 여기에서 비교기(1102)는 VPD-BREAK로부터 VRESET으로 램핑을 계속하는 제 2 램핑 VREF와 OF 전압을 비교할 수 있다. 제 2 램핑 VREF가 OF 전압에 교차하면, 비교기(1102) 출력은 플리핑할 수 있으며 카운터(808)로부터의 카운트 값은 FLAG_1도 FLAG_2 비트도 어서팅되지 않는 경우 메모리(810)로 래칭될 수 있다.
다음의 표 2는 FLAG_1 및 FLAG_2 값들 간에 매핑의 예 및 어떤 측정 동작이 도 16의 배열들을 위해 메모리(810)에 카운트 값을 저장하는지를 제공한다:
Figure pct00002
표 2
도 16의 배열들에서, VPD-BREAK는 양자화 분해능을 최대화하기 위해, 잔류 전하의 예상된 양과 같은, 다양한 기준들에 기초하여 구성될 수 있다. 예를 들어, 애플리케이션 및/또는 동작 조건에 기초하여, 잔류 전하의 평균 양이 포토다이오드(PD)의 포화 용량(VPDSAT으로 표현되는)에 더 가깝다는 것이 결정될 수 있다. 이러한 경우들에서, VPD-BREAK는 제 1 입력 전압 범위를 감소시키기 위해 및 제 1 입력 전압 범위의 양자화 분해능을 개선하기 위해 VRESET보다는 VPDSAT에 더 가깝게 설정될 수 있다. 몇몇 예들에서, VPD-BREAK는 또한 VPDSAT와 VRESET 사이에서의 중간 점에서 설정될 수 있다.
도 17은 다수의 서브-스테이지들로 나뉜 FD ADC 동작을 갖는 화소 셀(1100)에 대한 제어 신호들의 시퀀스의 예를 예시한다. 도 17에 도시된 바와 같이, 시간 중단점(TTTS-BREAK)은 TTS 동작을 TTS 1 및 TTS 2 서브-스테이지들로 나누기 위해 시간 T0 내지 시간 T1 사이에서 설정될 수 있다. 카운터(808)는 리셋되며 시간 T0에서 초기 값으로부터 카운팅을 시작할 수 있으며, 비교기(1102)는 정적 임계값(VFDSAT)에 OF 전압을 비교할 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)이 포화됨을 나타내는, OF 전압이 VFDSAT 미만이면, 비교기(1102)의 출력은 플리핑하고(음에서 양으로), 카운터(808)로부터의 카운트 값은 메모리(810)로 래칭될 수 있다. OF 전압이 VFDSAT 아래로 내려가지 않는다면, 비교기(1102) 출력은 낮은 채로 있을 수 있으며 어떤 값도 메모리(810)에 저장되지 않는다.
시간 TPD -BREAK에서, 제어기(1110)는 비교기(1102)의 출력의 확인(1702)을 수행할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 시간 TTTS -BREAK에서 양이면, 제어기(1110)는 뒤이은 TTS 2, FD ADC, 및 PD ADC 동작들을 방지하기 위해 FLAG_1 비트를 어서팅할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 음인 채로 있다면(플리핑 없음), FLAG_1 비트는 TTTS -BREAK에서 어서팅되지 않을 것이다. 카운터(808)는 또한 리셋되며 시간 TPD -BREAK에서 초기 값으로부터 카운팅을 시작할 수 있다. 시간 TTTS -BREAK 내지 시간 T1 사이에서, 비교기(1102)는 정적 임계값(VFDSAT)에 OF 전압을 비교할 수 있다. 전하 저장 유닛(608a)이 포화됨을 나타내는, OF 전압이 VFDSAT 미만이면, 비교기(1102)의 출력은 플리핑하며(음에서 양으로), 카운터(808)로부터의 카운트 값은 메모리(810)로 래칭될 수 있다. OF 전압이 VFDSAT 아래로 내려가지 않는다면, 비교기(1102) 출력은 낮은 채로 있을 수 있으며 어떤 값도 메모리(810)로 저장되지 않는다.
시간 T1에서, 제어기(1110)는 비교기(1102)의 출력의 확인(1202)을 수행할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 시간 T1에서 양이면, 제어기(1110)는 FLAG_1 비트(FLAG_1 비트가 시간 TTTS -BREAK에서 어서팅되지 않았다면) 및 FLAG_2 비트를 어서팅할 수 있다. 비교기(1102)의 출력이 음인 채로 있다면, FLAG_1 비트 및 FLAG_2 비트는 디-어서팅된 채로 있을 것이며, 이것은 뒤이은 FD ADC 또는 PD ADC 동작들 중 하나가 카운트 값을 메모리(810)로 저장하도록 허용한다.
다음의 표 3은 FLAG_1 및 FLAG_2 값들 간의 매핑의 예 및 어떤 측정 동작이 도 17의 배열들을 위해 메모리(810)에 카운트 값을 저장하는지를 제공한다:
Figure pct00003
표 3
도 17의 배열들에서, TTTS -BREAK는 양자화 분해능을 최대화하기 위해, 예상된 입사 광 세기와 같은, 다양한 기준들에 기초하여 구성될 수 있다. 예를 들어, 애플리케이션 및/또는 동작 조건에 기초하여, 평균 입사 광 세기는 포화 시간이 T0에 더 가까우며 TTS 1의 시간 기간 내에 있도록 한다고 결정될 수 있다. 이러한 경우들에서, TTTS -BREAK는 TTS 1의 양자화 분해능을 개선하기 위해 T1보다는 T0에 더 가깝게 설정될 수 있다. 몇몇 예들에서, TTTS -BREAK는 또한 T0 내지 T1 사이에서의 중간점에서 설정될 수 있다.
도 15 내지 도 17의 각각은 TTS, FD, ADC, 또는 PD ADC 동작이 분리됨을 예시하지만, 그것들은 모두 동일한 다중-모드 측정 동작들에서 다수의 서브-스테이지들로 나뉠 수 있다는 것이 이해된다.
도 18은 광 세기를 측정하는 예시적인 방법(1800)의 흐름도를 예시한다. 방법은 예를 들어, M0, M1, M2, 및 M6 스위치들, 전하 저장 유닛(608a), 비교기(1102), 제어기(1110) 등을 포함한 화소 셀(1100)의 처리 회로들에 의해 수행될 수 있다.
단계 1802에서, 오버플로우 전하는 제 1 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드(PD)로부터 전하 저장 유닛(608a)으로 전달될 수 있다. 전달은 입사 광에 응답하여 포토다이오드(PD)가 전하를 생성할 때 노출 기간 동안 발생할 수 있다. 포토다이오드(PD)는 잔류 전하로서 전하의 부분을 저장하며, M0 스위치를 통해, 포토다이오드(PD)가 포화된다면 오버플로우 전하로서 전하의 나머지를 전하 저장 유닛(608a)으로 전달할 수 있다.
단계 1804에서, 비교기(1102)는 제 1 판단을 생성하기 위해 제 1 램핑 임계 전압과 제 1 전압을 비교할 수 있다. 제 1 판단은 제 1 전압이 제 1 램핑 임계 전압에 교차하는지를 나타낼 수 있다.
단계 1806에서, 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값은 오버플로우 전하의 양을 나타내기 위해 생성될 수 있다. 몇몇 예들에서, 무동조 카운터는 제 1 램핑 임계 전압의 시작 포인트에서 카운트 값들을 카운트하고 생성하기 시작할 수 있으며, 제 1 판단이 생성될 때의 시간에 카운터에 의해 생성된 제 1 카운트 값은 메모리에 저장될 수 있다. 제 1 카운트 값은 제 1 디지털 값일 수 있다.
단계 1808에서, 잔류 전하는 제 2 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 유닛으로 전달될 수 있다. 전하 저장 유닛은 전달 이전에 오버플로우 전하를 제거하기 위해 리셋될 수 있다. 전하 저장 유닛의 정전용량은 전하-대-전압 변환 레이트를 증가시키기 위해 감소될 수 있다(예컨대, CEXT를 COF로부터 연결 해제함으로써).
단계 1810에서, 비교기(1102)는 제 2 판단을 생성하기 위해 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 정적 임계 전압에 제 2 전압을 비교할 수 있다. 정적 임계 전압은 그것이 VPDSAT와 같은, 포토다이오드(PD)를 포화시키는 잔류 전하의 양을 저장할 때 COF 커패시터에서의 전압을 나타낼 수 있다. 몇몇 예들에서, 정적 임계 전압은 포토다이오드(PD)에서(노출 기간 동안) 및 플로팅 드레인 노드에서(잔류 전하의 전달 동안)암전류에 의해 증착된 암 전하의 총 양을 나타낼 수 있는 암전류 전압(VDARK-PD)만큼 오프셋될 수 있다. 몇몇 예들에서, 제 2 판단이 포토다이오드(PD)가 포화됨을 나타낸다면, 제어기(1110)는 메모리(810)를 잠그기 위해 신호(예컨대, FLAG_2 비트)를 어서팅할 수 있다.
단계 1812에서, 비교기(1102)는 제 3 판단을 생성하기 위해 제 2 램핑 임계 전압에 제 2 전압을 비교할 수 있다. 제 3 판단은 제 2 전압이 제 2 램핑 임계 전압에 교차하는지를 나타낼 수 있다.
단계 1814에서, 비교기(1102)는 제 3 판단에 기초하여 제 2 디지털 값을 생성할 수 있다. 예를 들어, 제 3 판단이 생성될 때의 시간에 카운터(808)로부터의 제 2 카운트 값은 제 2 디지털 값일 수 있다.
단계 1816에서, 제어기(1110)는, 제 2 판단에 기초하여, 광의 세기를 표현하기 위해 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 출력할 수 있다. 몇몇 예들에서, 메모리는 단계(1810)에서의 제 2 판단에 기초하여 잠기며, 이것은 메모리가 제 2 디지털 값을 저장하는 것을 방지하며, 제 1 디지털 값은 메모리로부터 출력된다. 몇몇 예들에서, 제 1 디지털 값 및 제 2 디지털 값 양쪽 모두는 메모리에 저장되며, 제어기(1110)는 제 2 판단에 기초하여 출력하기 위해 메모리로부터 제 1 디지털 값 또는 제 2 디지털 값 중 하나를 선택할 수 있다.
도 19는 광 세기를 측정하는 예시적인 방법(1800)의 흐름도를 예시한다. 방법은, 예를 들어, M0, M1, M2, 및 M6 스위치들, 전하 저장 유닛(608a), 비교기(1102), 제어기(1110) 등을 포함한, 화소 셀(1100)의 처리 회로들에 의해 수행될 수 있다.
단계 1902에서, 전하는 제 1 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드(PD)로부터 전하 저장 유닛(608a)으로 전달될 수 있다. 전하는 TTS 또는 FD ADC 측정들을 위한 오버플로우 전하, 또는 PD ADC 측정을 위한 잔류 전하일 수 있다.
단계 1904에서, 처음에, 제어기(1110)는 초기 값으로부터 카운팅을 시작하도록 카운터(예컨대, 카운터(808))를 제어할 수 있다. 단계 1904는 카운터를 리셋한 다음에 리셋을 해제함으로써 수행될 수 있다. 단계 1904는 단계(1902)의 전하 전달의 처음에(예컨대, TTS에 대해), 전하 전달의 중간에(예컨대, FD ADC에 대해), 또는 전하 전달이 완료된 후(예컨대, PD ADC에 대해) 수행될 수 있다.
단계 1906에서, 비교기(1102)는 제 1 판단을 생성하기 위해 제 1 시간 내지 제 2 시간 사이에서의 제 1 임계값에 대해 전압을 비교할 수 있다. 제 2 시간은 전압 중단점(FD ADC 및 PD ADC에 대해) 또는 시간 중단점(TTS에 대해)에 대응할 수 있다. 제 1 임계값은 전압 중단점에서 종료하는 정적 임계 전압(TTS에 대해) 또는 램핑 임계 전압(FD ADC 및 PD ADC에 대해)일 수 있다. 카운터로부터의 제 1 카운트 값은 제 1 판단이 생성되는 시간에 메모리로 저장될 수 있다.
단계 1908에서, 제어기(1110)는 제 1 시간 내지 제 2 시간 사이에서 제 1 판단이 생성되는지를 결정할 수 있다. 제 1 판단이 생성되면(단계 1910에서), 제어기(1110)는 메모리에 저장된 제 1 카운트 값이 덮어 쓰여지는 것을 방지하도록 메모리를 잠그기 위해 단계 1912로 진행될 수 있다.
제 1 판단이 생성되지 않는다면(단계 1910에서), 또는 메모리가 잠긴 후(단계 1912에서), 제어기(1110)는 단계 1914로 진행될 수 있다. 단계 1914에서, 제 3 시간에서, 제어기(1110)는 초기 값으로부터 카운팅을 시작하도록 카운터를 제어할 수 있다. 단계 1904와 유사하게, 단계 1914는 카운터를 리셋한 다음에 리셋을 해제함으로써 수행될 수 있다. 단계 1914는 단계 1902의 저하 전달의 처음에(예컨대, TTS에 대해), 전하 전달의 중간에(예컨대, FD ADC에 대해), 또는 전하 전달이 완료된 후(예컨대, PD ADC에 대해) 수행될 수 있다.
단계 1916에서, 비교기(1102)는 전압이 제 2 임계값에 교차한다는 것을 나타내는 제 2 판단을 생성하기 위해 제 3 시간과 제 4 시간 사이에서의 제 2 임계값에 전압을 비교할 수 있다. 제 2 임계값은 단계 1906에서와 동일한 정적 임계 전압(TTS에 대해) 또는 전압 중단점으로부터 시작하는 램핑 임계 전압의 부분(FD ADC 및 PD ADC에 대해)일 수 있다.
제 2 판단이 생성되면(단계 1918에서), 및 메모리가 잠기지 않는다면(단계 1920에서), 제 2 판단이 생성될 때 카운터에 의해 생성된 제 2 카운트 값은, 단계 1922에서 메모리에 저장될 수 있다. 그러나, 제 2 판단이 생성되지 않는다면(단계 1918에서), 또는 메모리가 잠기면(단계 1920에서), 메모리에 저장된 제 1 카운트 값은 유지될 수 있다. 메모리에 저장된 카운트 값(제 1 카운트 값 또는 제 2 카운트 값)은 단계 1924에서, 광 세기를 나타내기 위해 출력될 수 있다.
본 개시의 예들에 대한 앞서 말한 설명은 예시의 목적을 위해 제공되었으며, 철저하게 또는 본 개시를 개시된 정확한 형태들로 제한하기 위한 것은 아니다. 관련 기술에서의 기술자들은 많은 수정들 및 변화들이 상기 개시를 고려하여 가능하다는 것을 이해할 수 있다.
이러한 설명의 몇몇 부분들은 정보에 대한 동작들의 알고리즘들 및 심볼 표현들에 대하여 본 개시의 예들을 설명한다. 이들 알고리즘적 설명들 및 표현들은 본 작업의 본질을 이 기술분야의 다른 기술자들에게 효과적으로 전달하기 위해 데이터 처리 기술들에서의 기술자들에 의해 일반적으로 사용된다. 기능적으로, 계산적으로, 또는 논리적으로 설명되면서, 이들 동작들은 컴퓨터 프로그램들 또는 등가의 전기 회로들, 마이크로코드 등에 의해 구현될 수 있는 것으로 이해된다. 더욱이, 일반성의 손실 없이, 모듈들로서 이들 동작들의 배열들을 참조하는 것은 때때로 편리한 것으로 증명되었다. 설명된 동작들 및 그 연관된 모듈들은 소프트웨어, 펌웨어, 및/또는 하드웨어에서 구체화될 수 있다.
설명된 단계들, 동작들, 또는 프로세스들은 하나 이상의 하드웨어 또는 소프트웨어 모듈들을 단독으로 또는 다른 디바이스들과 결합하여 수행되거나 구현될 수 있다. 몇몇 예들에서, 소프트웨어 모듈은 설명된 단계들, 동작들, 또는 프로세스들 중 임의의 것 또는 모두를 수행하기 위해 컴퓨터 프로세서에 의해 실행될 수 있는, 컴퓨터 프로그램 코드를 포함한 컴퓨터-판독 가능한 매체를 포함한 컴퓨터 프로그램 제품으로 구현된다.
본 개시의 예들은 또한 설명된 동작들을 수행하기 위한 장치와 관련될 수 있다. 장치는 요구된 목적들을 위해 특수하게 구성될 수 있으며, 및/또는 그것은 컴퓨터에 저장된 컴퓨터 프로그램에 의해 선택적으로 활성화되거나 또는 재구성된 범용 컴퓨팅 디바이스를 포함할 수 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램은 비-일시적, 유형의 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체, 또는 전자 명령들을 저장하는데 적합한 임의의 유형의 미디어에 저장될 수 있으며, 이것은 컴퓨터 시스템 버스에 결합될 수 있다. 더욱이, 본 명세서에서 참조된 임의의 컴퓨팅 시스템들은 단일 프로세서를 포함할 수 있거나 또는 증가된 컴퓨팅 능력을 위해 다수의 프로세서 설계들을 이용한 아키텍처들일 수 있다.
본 개시의 예들은 또한 여기에서 설명된 컴퓨팅 프로세스에 의해 생산된 제품과 관련될 수 있다. 이러한 제품은 컴퓨팅 프로세스에서 기인한 정보를 포함할 수 있으며, 여기에서 정보는 비-일시적, 유형의 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체상에 저장되며 여기에서 설명된 컴퓨터 프로그램 제품 또는 다른 데이터 조합의 임의의 예를 포함할 수 있다.
본 명세서에서 사용된 언어는 원칙적으로 판독성 및 교육 목적들을 위해 선택되었으며, 본 발명의 주제를 상세히 설명하거나 제한하기 위해 선택된 것은 아니다. 그러므로, 본 개시의 범위는 이러한 상세한 설명에 의해서가 아닌, 그것에 기초한 애플리케이션에 대해 발행한 임의의 청구항들에 의해 제한된다. 따라서, 예들의 개시는 다음의 청구항들에서 제시된 본 개시의 범위에 대해 제한적이 아닌, 예시적인 것이다.

Claims (20)

  1. 장치에 있어서,
    포토다이오드;
    전하 저장 유닛; 및
    처리 회로들로서:
    제 1 전압을 발생시키기 위해 상기 포토다이오드로부터 상기 전하 저장 유닛으로 오버플로우 전하를 전달하고;
    제 1 판단을 생성하기 위해 상기 제 1 전압을 제 1 램핑 임계 전압(ramping threshold voltage)과 비교하고;
    상기 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값을 생성하고;
    제 2 전압을 발생시키기 위해 상기 포토다이오드로부터 상기 전하 저장 유닛으로 잔류 전하를 전달하고;
    제 2 판단을 생성하기 위해 상기 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 상기 제 2 전압을 정적 임계 전압과 비교하고;
    제 3 판단을 생성하기 위해 상기 제 2 전압을 제 2 램핑 임계 전압과 비교하고;
    상기 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값을 생성하고;
    상기 제 2 판단에 기초하여, 상기 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성된, 상기 처리 회로들을 포함하는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 정적 임계 전압은 상기 포토다이오드의 포화 용량과 동일한 잔류 전하의 양을 저장할 때 상기 전하 저장 유닛에서 발생된 제 3 전압에 기초하는, 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 정적 임계 전압은 또한 암전류에 의해 증착된 암 전하를 나타내는 전압 오프셋에 기초하는, 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 램핑 임계 전압은 상기 정적 임계 전압으로부터 시작하거나 종료하는, 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    카운터; 및
    메모리를 더 포함하며;
    상기 처리 회로들은:
    상기 제 1 판단에 기초하여, 상기 카운터로부터의 제 1 카운트 값을 상기 제 1 디지털 값으로서 상기 메모리에 저장하고;
    상기 제 3 판단에 기초하여, 상기 카운터로부터의 제 2 카운트 값을 상기 제 2 디지털 값으로서 상기 메모리에 저장하며;
    상기 제 2 판단에 기초하여, 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를, 상기 메모리로부터 출력하도록 구성되는, 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은 상기 제 2 판단에 기초하여 상기 메모리에서 상기 제 2 카운트 값으로 상기 제 1 카운트 값을 덮어 쓰도록 구성되는, 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    레지스터를 더 포함하며;
    상기 처리 회로들은:
    상기 제 2 판단을 나타내는 제 1 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하며;
    상기 레지스터로부터의 제 1 플래그 값에 기초하여 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를, 상기 메모리로부터 출력하도록 구성되는, 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은:
    상기 제 1 램핑 임계 전압이 제 1 중단점 전압(breakpoint voltage)에 도달할 때 상기 제 1 판단의 상태를 결정하고;
    상기 제 1 판단의 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하며;
    상기 레지스터로부터의 상기 제 1 플래그 값 및 상기 제 2 플래그 값에 기초하여 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성되는, 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은 상기 제 1 램핑 임계 전압이 상기 제 1 중단점 전압에 도달할 때 상기 카운터를 리셋하도록 구성되는, 장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은:
    상기 제 2 램핑 임계 전압이 제 2 중단점 전압에 도달할 때 상기 제 3 판단의 상태를 결정하고;
    상기 제 3 판단의 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하며;
    상기 레지스터로부터의 상기 제 1 플래그 값 및 상기 제 2 플래그 값에 기초하여 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성되는, 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은 상기 제 1 램핑 임계 전압이 상기 제 2 중단점 전압에 도달할 때 상기 카운터를 리셋하도록 구성되는, 장치.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 정적 임계 전압은 제 1 정적 임계 전압이며;
    상기 처리 회로들은:
    제 4 판단을 생성하기 위해 상기 제 1 전압을 상기 전하 저장 유닛의 포화 용량을 나타내는 제 2 정적 임계 전압과 비교하고;
    상기 제 4 판단을 나타내는 제 2 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하고;
    상기 제 4 판단에 기초하여, 상기 카운터로부터의 제 3 카운트 값을 제 3 디지털 값으로서 저장하며;
    상기 제 1 플래그 값 및 상기 제 2 플래그 값에 기초하여, 상기 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 상기 제 1 디지털 값, 상기 제 2 디지털 값 또는 상기 제 3 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성되는, 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은:
    미리 결정된 시간 기간 내에서 상기 제 1 전압을 상기 제 2 정적 임계 전압과 비교하고;
    상기 시간 기간의 미리 결정된 부분이 경과할 때 상기 제 4 판단의 제 1 상태를 결정하고;
    상기 제 4 판단의 제 1 상태를 나타내는 제 1 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하고;
    상기 시간 기간이 경과할 때 상기 제 4 판단의 제 2 상태를 결정하고;
    상기 제 4 판단의 제 2 상태를 나타내는 제 2 플래그 값을 상기 레지스터에 저장하며;
    상기 제 1 플래그 값 및 상기 제 2 플래그 값에 기초하여, 상기 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 상기 제 1 디지털 값, 상기 제 2 디지털 값 또는 상기 제 3 디지털 값 중 하나를 출력하도록 구성되는, 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 처리 회로들은 상기 시간 기간의 미리 결정된 부분이 경과할 때 상기 카운터를 리셋하도록 구성되는, 장치.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 저장 유닛의 전하 저장 용량은 상기 처리 회로에 의해 구성 가능하며;
    상기 처리 회로들은:
    상기 제 1 전압을 발생시키기 위해 제 1 용량을 갖도록 상기 전하 저장 유닛을 구성하며;
    상기 제 2 전압을 발생시키기 위해 상기 제 1 용량보다 작은 제 2 용량을 갖도록 상기 전하 저장 유닛을 구성하도록 구성되는, 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 전하 저장 유닛은 플로팅 드레인 노드 및 커패시터를 포함하는, 장치.
  17. 방법에 있어서,
    제 1 전압을 발생시키기 위해 포토다이오드로부터 전하 저장 유닛으로 오버플로우 전하를 전달하는 단계;
    제 1 판단을 생성하기 위해 상기 제 1 전압을 제 1 램핑 임계 전압과 비교하는 단계;
    상기 제 1 판단에 기초하여, 제 1 디지털 값을 생성하는 단계;
    제 2 전압을 발생시키기 위해 상기 포토다이오드로부터 상기 전하 저장 유닛으로 잔류 전하를 전달하는 단계;
    제 2 판단을 생성하기 위해 상기 포토다이오드가 포화되는지를 결정하도록 상기 제 2 전압을 정적 임계 전압과 비교하는 단계;
    제 3 판단을 생성하기 위해 상기 제 2 전압을 제 2 램핑 임계 전압과 비교하는 단계;
    상기 제 3 판단에 기초하여, 제 2 디지털 값을 생성하는 단계; 및
    상기 제 2 판단에 기초하여, 상기 포토다이오드에 의해 수신된 광의 세기를 나타내기 위해 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 출력하는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 정적 임계 전압은 상기 포토다이오드의 포화 용량과 동일한 잔류 전하의 양을 저장할 때 상기 전하 저장 유닛에서 발생된 제 3 전압에 기초하며, 암전류에 의해 증착된 암 전하를 나타내는 전압 오프셋에 기초하는, 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 램핑 임계 전압은 상기 정적 임계 전압으로부터 시작하거나 종료하는, 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 1 판단에 기초하여, 카운터로부터의 제 1 카운트 값을 상기 제 1 디지털 값으로서 메모리에 저장하는 단계;
    상기 제 3 판단에 기초하여, 상기 카운터로부터의 제 2 카운트 값을 상기 제 2 디지털 값으로서 상기 메모리에 저장하는 단계; 및
    상기 제 2 판단에 기초하여 상기 제 1 디지털 값 또는 상기 제 2 디지털 값 중 하나를 상기 메모리로부터 출력하는 단계를 더 포함하는, 방법.
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